JP2015514968A - 送信機と受信機との間の測定装置の伝送路の特性を測定するための方法およびセンサシステム - Google Patents

Abstract

本発明は、第１の送信機（Ｈ１）と受信機（Ｄ１）との間の、フィードバック補償ベースの測定システムの第１の伝送路（Ｔ１）の伝送特性を測定するための方法およびセンサシステムに関する。受信機（Ｄ１）では、第１の送信機（Ｈ１）の放射された送信信号（ｌ２）に加えて、補償送信機（Ｋ）の重畳補償信号（ｌ２）が捉えられる。第１の送信機（Ｈ１）のための供給信号（Ｓ５）と、受信機（Ｄ）の受信出力信号（Ｓ１）は、それぞれ、プレヒルベルト空間内にベクトルを形成する。クレームされた方法により、ヒルベルト射影は、射影画像信号（Ｓ１０）が生成されるように、受信機（Ｄ）の受信出力信号（Ｓ１）と、供給信号（Ｓ５）との間で行われる。出力信号（Ｓ４）は、射影画像信号（Ｓ１０）から形成される。出力信号（Ｓ４）と供給信号（Ｓ５）の少なくとも部分的な再変換により、プリ信号（Ｓ６）が形成される。好ましくは、その再変換は、乗算によって行われる。受信機出力信号（Ｓ１）のフィードバック制御を得るために、補償送信機（Ｋ）に供給するための補償信号（Ｓ３）が、その形成されたプリ信号（Ｓ６）から生成される。

Description

本発明は、第１の送信機と受信機との間の第１の伝送路の伝送特性を測定するための方法およびセンサシステムに関する。第１の送信機は、第１の伝送路の少なくとも一部を通過した後に該受信機によって検出される該伝送路で第１の信号を送信する。第２の送信機は、第２の伝送路を通過した後に該受信機によって検出される第２の伝送路で第２の信号を送信する。該受信機において、第１の信号と第２の信号は、実質的に累積的に重畳される。そして、受信機出力信号はそれから形成され、さらに処理され、最後に補償のためにフィードバックループで第２の送信機へ供給される。

多くの応用分野において、送信機から受信機、例えばセンサまでの伝送路の伝送特性が測定される。例えば、参照物体から別の物体までの距離を測定すること、または、特定の領域またはスペース内での物体の動きを検出する必要がある。他に、例えば、屈折率、吸収スペクトル、分散、散乱（例えば、霧の検出）、スピン緩和時間、誘電率、相対浸透率および光速度等の電磁定数、蛍光特性（信号の搬送波波長および／または搬送波周波数の別の波長／周波数への伝送）等の伝送路の媒体の基本特性の測定、または、反射率、反射スペクトル、境界面の媒体、境界面の間隔等前記特徴の比等の境界層および境界面の特性の検出である。

要するに、受信機がほぼ一定の信号を含むように、該受信機において、実際の伝送信号が補償信号に重畳される従来技術によって、多くの補償方法が公知である。そのような測定の補償方法は、例えば、下記の特許文献１〜１０で開示されている。

これらの文書に記載されている方法は、振幅を調節したアナログ信号を伝送信号としておよび／または補償信号として用いる。該伝送信号は、一定のデューティサイクルを有し、原則、実質的に単一周波数であり、すなわち、該伝送信号は、１つの特定の周波数のみを用いる。

単一周波数補償信号は、干渉の影響を非常に受けやすいため、単一周波数のアナログ補償信号は、それらの方法においては、結果的に実質的な欠点になる。例えば、光学系では、事実上、太陽光からの干渉はないが、蛍光灯等の光源からの光、およびそれぞれの地域の回線周波数の倍数単位５０Ｈｚまたは６０Ｈｚで変動する光の過渡現象は、実際には干渉を引き起こすことが分かっている。上記文献に記載されている測定システムのうちのいくつかを光学的に分離できない場合、問題はさらに悪化する。これは、例えば、上記の開示のうちの１つに基づく自動車用光レーダーの場合であり、近づいてくる自動車の送信機が、自分の自動車の受信機に送信する場合である。上記のシステムは、この目的のためには使えない。

そのため、該システムは、三角測量には適しておらず、また、いくつかのシステムを用いたより複雑な認識タスクにも適さない。

また、いくつかの伝送路またはより大きな範囲を検出または監視しなければならない場合、そのようなシステムを用いることは難しくなる。その場合、個々の信号を遅れずに識別するために、時分割多重方式が一般的に用いられる。しかし、これには、該信号の処理中および所望の範囲の観測中に遅延が生じるという欠点がある。時間の隔たりは、特にセキュリティ関連の用途において許容できない空間的観測で生じる。

ギャップ検出を実行する上記のリストのシステムの別の欠点は、それらのシステムは、いくつかの反射器を用いた場合に、それらの反射器間の平均ギャップを測定できるにすぎないということである。

独国特許出願公開第１０００１９５５号明細書 独国特許出願公開第１００２４１５６号明細書 独国特許第１９８３９７３０号明細書 独国実用新案第９３０９８３号明細書 独国特許第１０００１９４３号明細書 独国特許出願公開第１０３４６７４１号明細書 独国特許出願公開第１０２００４０２５３４５号明細書 独国特許出願公開第１０２００５０１３３２５号明細書 独国特許出願公開第１０２００５０１０７４５号明細書 独国特許出願公開第１０２００７００５１８７号明細書

従来技術および関連する課題を開始点としてとらえると、本発明の目的は、例えば、伝送路内に存在する物体および／またはこの物体の重要な特徴を確実に識別できるようになっている伝送路の伝送特性を検出するための最適化された方法を提供することである。該方法は、特に、補償ベースであり、可能な限り干渉に反応しにくいものである。

本発明の目的は、請求項１に記載の特徴による測定システムの伝送路の伝送特性を測定するための方法により、および請求項２６に記載の特徴を備えたセンサシステムにより実現される。

（基本的なシステムおよび基本的な数学的方法の説明）
測定システムの第１の伝送路は、第１の送信機Ｈ１と受信機Ｄ１との間に形成されている。第１の送信機Ｈ１は、第１の伝送路の少なくとも一部を通過した後に、この信号が受信機Ｄ１で検出されるように、第１の伝送路で第１の信号を送信する。いわゆる補償送信機である第２の送信機Ｋは、第２の送信機Ｋと受信機Ｄ１との間に存在する第２の伝送路で第２の信号を送信する。第２の信号（補償送信信号）は、第２の伝送路を通過した後に、受信機Ｄ１によって検出される。受信機Ｄ１において、第１の信号と第２の信号は、実質的に線形的に重畳される。その重畳は、好ましくは累積的である。該受信機において、受信機出力信号は、該２つの重畳信号から形成される。

第１の送信機Ｈ１と受信機Ｄ１との間の第１の伝送路の伝送特性を測定するために、第１の供給信号Ｓ５が、ジェネレータによって生成される。供給信号Ｓ５と受信機出力信号Ｓ１は、それらの２つの信号が、プレヒルベルト空間内にベクトルを形成するように選択される。本発明の文脈で用いられるプレヒルベルト空間のより正確な定義を以下で説明する。関連する数学的関係が、例えば、２００５年にＨａｒｒｉ（ドイツ）により出版された“Ｔａｓｃｈｅｎｂｕｃｈ ｄｅｒ Ｍａｔｈｅｍａｔｉｋ”［Ｈａｎｄｂｏｏｋ ｏｆ Ｍａｔｈｅｍａｔｉｃｓ］；Ｉ．Ｎ．Ｂｒｏｎｓｔｅｉｎ，Ｋ．Ａ．Ｓｅｍｅｎｄｊａｊｅｗ，Ｇ．Ｍｕｓｉｏｌ，Ｈ．Ｍｕｈｌｉｇ；６ｔｈ ｅｄｉｔｉｏｎ；Ｆｒａｎｋｆｕｒｔ ａｍ Ｍａｉｎ；ｓｅｃｔｉｏｎ １２．４“Ｈｉｌｂｅｒｔ Ｓｐａｃｅ”６３５頁以下参照）に記載されている。この本を参照する場合、それをＢＲＯＮＳＴＥＩＮと呼ぶこともある。

送信する信号は、時間の関数によって形成され、最もシンプルな場合、例えば、該信号は、正弦または余弦関数で形成される。受信機出力信号Ｓ１も同様である。これは、ベクトルになるように決められた該信号（第１の送信機に供給される供給信号Ｓ５と受信機出力信号Ｓ１）が、内積がそこで定義されるベクトル空間の要素であることを意味する。換言すれば、２つの信号Ｓ５，Ｓ１は、それらのベクトル間の関係を説明できるように、スカラー積がそこで定義されるベクトル空間の要素である。（ＢＲＯＮＳＴＥＩＮ セクション１２．４．１．１）

理解を容易にするために、背景に関して、いくつかの一般的概論を述べる。

信号Ｓ（ｔ）は、ベクトルＳとして表すことができる。その場合、信号Ｓ（ｔ）は、無数の信号値Ｓ_ｉ、すなわち信号サンプルから成り、添え字ｉは、信号Ｓ（ｔ）が値Ｓ_ｉを有している時点ｔ_ｉを表している。そのため、これらの無数の値Ｓ_ｉは、無次元ベクトルＳを構成している。このような値Ｓ_ｉ＝Ｓ（ｔ）は、各時点ｔに対して決めることができ、値Ｓ_ｉと値Ｓ_ｉ＋１とのギャップをゼロまで低減することができる。したがって、Ｓ（ｔ）は、無次元ベクトルと考えることができ、パラメータｔは、ベクトルＳの値Ｓ_ｉの元の添え字ｉと一致している。

ここで、２つの信号Ａ（ｔ）およびＢ（ｔ）を考えた場合、サンプル信号ＡｉおよびＢｉのベクトルＡおよびＢのスカラー積は次のようになる。

このスカラー積は、ヒルベルト空間の定義の一部として用いることができる。

これは、ベクトル特性を持たない単一値、すなわち、ベクトルＡ等の１つのベクトルの、ベクトルＢ等の他のベクトルへの射影に対応するスカラーを生じさせる。

ここで、関連する時間連続信号Ａ（ｔ）およびＢ（ｔ）を考えた場合、関連するスカラー積を、例えば以下のように定義することができる。

ここで、時間連続信号Ａ（ｔ）およびＢ（ｔ）は、上述したようなヒルベルト空間のベクトルと考えられ、上記の積分は、このベクトル空間の対応するスカラー積の役割を担い、先行する等式の和を置換している。

しかし、スカラー積は、必ずしも積分である必要はない。スカラー積は、単にヒルベルト空間が形成されるように定義されればよい。例えば、スカラー積は、信号Ａ（ｔ）およびＢ（ｔ）の積の線形ろ過Ｆ［］とすることができる。

２つの信号Ａ（ｔ），Ｂ（ｔ）は直交しており、それらのスカラー積はゼロを生じさせる。

直交するベース信号セットは、信号Ｂ_ｉ（ｔ）のセットであり、ｉは添え字を表し、以下が当てはまる。

以下がすべてのＢ_ｉ（ｔ）に対して当てはまる、ゼロと異なる追加的な信号Ｃ（ｔ）がない場合、ベース信号Ｂ_ｉ（ｔ）のセットは完全である。

該ベース信号セットが不完全である場合、プレヒルベルト空間という。

信号Ｃ（ｔ）をベース信号セットＢ_ｉ（ｔ）によってヒルベルト空間に変換しなければならない場合、すべての可能性のあるスカラー積に対して、係数ｃ_ｉが信号Ｃ（ｔ）およびベース信号Ｂ_ｉ（ｔ）から形成される。

完全性のためには、ベース信号Ｂ_ｉ（ｔ）が、それらのノルムが１に等しくなるように、それらの振幅に関して適当に高い頻度で選択されることが言及されるべきである。

係数ｃ_ｉのベクトルｃから元の信号Ｃ（ｔ）を復元するために、このことは、単純な逆変換を用いて実現することができる。

この方法は、信号Ｓ１（ｔ）から、信号Ｓ５に比例する成分Ｓ１_Ｓ５（ｔ）を推定するために用いることができる。この目的のために、変換および逆変換は、この信号Ｓ５に対してのみ実行される。その場合、信号Ｓ５のノルムが１に等しいと仮定する。以下が当てはまる。

スカラー積が信号Ｓ１と信号Ｓ５を掛けて実行される場合、フィルタＦを介してフィルタリングされて、

と書き表すことができる。

そのため、フィルタＦは、先の信号の乗算とともに、信号Ｓ１のベース信号Ｓ５への変換を実行する。信号Ｓ１から信号Ｓ５へのヒルベルト射影に関して述べたが、後の第２の乗算は逆変換に相当する。信号Ｓ５は、すべての想定される信号のためのベース信号セットを単独で構成できないため、信号Ｓ１の信号Ｓ５空間への連続する順変換および逆変換の結果Ｓ１_Ｓ５（ｔ）は、入力信号Ｓ１から外れる。したがって、信号Ｓ１は最終的にフィルタリングされる。

送信と、該伝送路の通過と、補償送信機Ｋの信号との重畳と、後の受信との結果として、供給信号Ｓ５は、受信機出力信号Ｓ１に修正される。その場合、信号Ｓ１は、供給信号Ｓ５の成分と、歪およびその他の修正から生じる成分とを含んでいる。供給信号Ｓ５に相当するそれらの成分は最初に分離される。

そのため、別の方法ステップにおいては、順変換は、該受信機の受信機出力信号Ｓ１から第１の送信機の供給信号Ｓ５へのヒルベルト射影によって実行される。ヒルベルト射影は、１つのみの１列の行列にベクトルが乗じられてスカラーを形成する特別な種類の変換である。ヒルベルト射影（ＢＲＯＮＳＴＥＩＮ セクション１２．４．２）は、該受信機出力信号が第１の供給信号に射影される、または別法として、該供給信号が該受信機の受信機出力信号に射影されるように行うことができる。実関数では、両方の手順はともに同じ結果をもたらす。複合関数では、射影の種類を用途に基づいて選択しなければならない。ここで、システムシミュレーションを実行しなければならない。そのため、射影画像信号がヒルベルト射影を用いて生成される。

厳密に言うと、ヒルベルト射影の実行とは、受信機出力Ｓ１の信号成分のうちのどのくらいが供給信号Ｓ５に基づいているかを検出することを意味する。該受信機出力信号は、供給信号成分と、第２の送信機（補償送信機）Ｋからの成分とに加えて、例えば、該伝送路に影響を及ぼす干渉の信号成分（ｚ．Ｂ．Ｊ１）を含んでいる。ヒルベルト射影は、完全な直交ベース信号セットによって実行されないが、ここでは供給信号Ｓ５によってのみ実行されるため、受信機出力信号Ｓ１の再構成を可能にするであろう係数信号の完全なセットではなく、この成分を表すだけの単一の係数信号のみがまず得られる。そのため、供給信号Ｓ５に関連している受信機出力信号Ｓ１の成分のみがさらに処理される。したがって、供給信号Ｓ５に対応していない受信機出力信号Ｓ１の成分は省かれる。このようにして、送信された供給信号を単に通過させるフィルタリングが実行される。

ヒルベルト射影によって生じる射影画像信号Ｓ１０は、さらに処理されて出力信号Ｓ４になる。好ましくは、そのさらなる処理は、増幅器Ｖ１による射影画像信号Ｓ１０の増幅によって実行される。増幅度は１に等しくすることができ、または、用途により、例えば、負にすることもできる。
一方、出力信号Ｓ４は、第１の供給信号Ｓ５を用いた該出力信号の少なくとも部分的な逆変換の後にプリ信号Ｓ６になるために、さらに処理される。そして、プリ信号Ｓ６から補償信号Ｓ３が生成され、補償送信機Ｋである第２の送信機にその信号が供給される。このことは、受信機出力信号Ｓ１のフィードバック制御をもたらす。補償信号Ｓ３は、プリ信号Ｓ６と同一にすることができる。増幅器Ｖ１の増幅度と増幅の符号は、典型的には、フィードバック制御システムが発振せず、出力信号Ｓ４が収束するように選択される。

出力信号Ｓ４は、その伝送特性が本発明による方法によって測定される第１の伝送路に関する所望の情報を含んでいる。出力信号Ｓ４から、該伝送路、その特性または該伝送路内の物体に関して推論することが可能であり、例えば、物体の位置または動きを測定することが可能である。出力信号Ｓ４は、好ましくは、該システムから測定結果として取り出されて、外部でさらに処理される。具体的には、該出力信号は、該伝送路の変化（例えば、減衰）の補償に必要な振幅情報を含んでいる。

該方法は、遅延を判断するのにも適している。明確にするために、単純化するため、信号Ｓ１は、送信信号Ｓ５の減衰していないが、時間が遅延しているバージョンを表すと仮定する。これは、Ｓ１がＳ５に対して遅延していない場合と比較して、スカラー積＜Ｓ１，Ｓ５＞が小さくなっていることを意味する。該システムのベース信号セットが完全である場合、その代わりに、少なくとも１つの他のベース信号のスカラー積の値は、信号Ｓ１によって増加することになる。例えば、Ｓ５が正弦信号である場合、例えば、関連する余弦信号のスカラー積は、遅延によって増加することになる。したがって、その遅延を判断するためには、換言すれば遅延送信信号Ｓ５である、受信信号Ｓ１とともにゼロと異なるスカラー積を形成することができる信号Ｓ５のみから成る不完全なベース信号セットに、そのようなベース信号および関連する順変換および逆変換を加えるのみ必要である。その場合、それらの補完信号のスカラー積の値は、遅延のための１つの可能性のある尺度である。

（供給信号の特性）
ゼロと異なるほぼ帯域制限された信号から成る供給信号Ｓ５は、従来技術とは異なり、本発明による方法を実行するのに用いることができる。供給信号Ｓ５は、単一周波数信号を必要とする従来技術とは異なり、一般的にマルチ周波数信号であるため、該供給信号は、いくつかの異なる周波数成分と、いくつかの異なる周波数を同時に含んでいる。該帯域制限された供給信号は、上方および下方帯域周波数を有している。該供給信号は、互いに異なる上方カットオフ周波数ω_ｍａｘおよび下方カットオフ周波数ω_ｍｉｎを有している。これらから、供給信号Ｓ５の帯域幅ω_Ｂａｎｄが得られる。

該供給信号は、好ましくは、下方カットオフ周波数ω_ｍｉｎが、帯域幅ω_Ｂａｎｄの半分よりも大きくなるように選択される。好ましくは、それは、非クロックの帯域制限された信号である。

別の好適な実施形態において、該供給信号は、例えば、ランダム信号および／または擬似ランダム信号等の変調信号または非クロック信号とすることができる。また、拡散符号に基づく信号を処理することも可能である。帯域制限された白色雑音等の雑音信号も供給信号Ｓ５として適している。

該方法の好適な実施形態において、ヒルベルト射影は、スカラー積の生成によって実行される。供給信号Ｓ５および受信機出力信号Ｓ１のベクトルはともに、プレヒルベルト空間内にあり、スカラー積は、それらの間で定義される。スカラー乗法またはスカラー積の生成は、技術的に単純な方法で実行することができる。すなわち、好ましくは、受信機出力信号Ｓ１と該供給信号の乗法と、それに伴ういわゆる検出信号Ｓ９の形成と、その後のフィルタリング（典型的には、積分）とによって実行される。

（フィルタの特性）
好ましくは帯域制限されている、フィルタＦ１を用いた検出信号Ｓ９の後のフィルタリングは、射影画像信号Ｓ１０であるフィルタリングされたフィルタ出力信号を生成する。

好適な実施形態において、その周波数が、帯域制限された供給信号Ｓ５の上方カットオフ周波数ω_ｍａｘと下方カットオフ周波数ω_ｍｉｎとの間の距離の半分以下である、周波数成分のみを通過させることを好ましくは可能にする線形フィルタＦ１が用いられる。

（干渉の抑制）
フィードバック補償送信信号Ｓ３の受信機Ｄ１への送信および伝達を介した補償を用いた本発明による方法の適用によって、該方法は、該伝送路中に干渉（例えば、Ｊ１）が存在する場合にも適用することができる。干渉は、周波数が狭帯域であり、典型的には、人為的な（人工の）干渉に当てはまる。それと比較して、供給信号Ｓ５は、一般に、広帯域になるよう選択される。その乗法の結果、結果として生じる信号Ｓ９のスペクトル中の供給信号Ｓ５の成分は比較的狭帯域であり、対して、干渉信号は、典型的には拡散しており、およびフィルタカットオフ周波数以上の周波数にシフトされる。その干渉信号成分は、検出信号Ｓ９のスペクトル中の周波数に対して振幅が低減され、同時に、検出信号Ｓ９のスペクトル中のそれらの全体的な割合に対しては広帯域である。後のフィルタリングのためのフィルタＦ１は、供給信号Ｓ５に基づいている該受信機出力信号のそれらの成分が該フィルタを正確に通過できるように、設定された既知の供給信号Ｓ５に適応される。他のすべての信号成分は、その目的に従って除去されるか、または、振幅が十分に低減される。

この拡散法の結果として、該干渉は、雑音背景に追いやられる。このことは、該方法の、干渉全体に対する感受性を従来の方法よりも実質的に低下させる。具体的には、干渉レベルが、該供給信号または第１の送信機によって送信された送信信号の信号レベルよりも大きい場合であっても機能することが可能である。シミュレーションでは、適切なシステムデザインを用いれば、供給信号Ｓ５に用いられる複数の周波数に存在しない干渉が、−１２ｄＢの信号対雑音比を有することが可能であることが分かっている。これは、冗長性により、該供給信号の広周波数帯域は、該信号の部分がもはや使用不能の場合でも、受信機出力信号Ｓ１中の信号Ｓ５の良好な認識値を確実にするためである。該方法は、非常に良好な非干渉化を可能にする。したがって、従来技術とは対照的に、２つ以上の同時に機能する補償ベースのシステムの供給信号Ｓ５が、用いるスカラー積に関して互いに直交している場合、該２つ以上のシステムを作動させることも可能である。これらのシステムは、本発明による方法の実施を伴わずに互いに干渉するであろう。しかし、供給信号の直交性による非干渉化が、干渉のない動作を可能にする。

（供給信号の最適な選択）
本発明による方法の好適な実施形態において、干渉信号はまず、該受信機出力信号内で識別される。これは、干渉している送信機が、第１の送信機と該受信機との間の伝送路に影響を及ぼす場合に行われる。そのような干渉信号を識別するために、好ましくは、ヒルベルト射影に用いられる該フィルタが測定される。

測定は、最適なディジタル拡散符号の例示的な判断に関連して、供給信号Ｓ５の基本として説明する。後者は、該伝送路中に存在する干渉に対して、最大の信号対雑音比を有していなければならない。これは、送信信号Ｓ５が、該干渉信号に対して最大の信号対雑音比を有することを確実にする。供給信号Ｓ５は、ここでは、１つ以上の符号の準無限の結果と考えられる。最も単純な場合、符号は恒久的に繰り返される。

これらの均等に長い符号の各々は、一連のｎ個のビットから成り、供給信号Ｓ５は、例えば、論理１に相当する物理レベルか、または、論理０に相当する物理レベルに切り替えられる。このｎビットシーケンスは、例えば、準無限ループで繰り返し送信されて、ベース信号Ｓ５を生成する。ｎビットの符号長によって、Ｓ５信号を生成するための、２^ｎ個の潜在的な符号が可能である。それらの符号のうちの少なくとも１つは、潜在的な干渉に対して最大の信号対雑音比を有している。

ここで、第１の送信機Ｈ１に、既知の、具体的には一定の供給信号Ｓ５が供給される。供給信号Ｓ５は、好ましくは１に等しい。これは、例えば、１を表す２進符号系列を送信することによって行うことができる。その逆の符号は、ゼロを表す。

本発明による方法は、信号推定アルゴリズムに基づいているため、論理１が、該方法の初期段階中に該送信機へ加えられる。ここで、信号推定器は、各受信符号に、多数の２^ｎの潜在的な符号を割り当てる。結果、通常動作中に、この符号が間違って受信される可能性が増す。潜在的な２^ｎ個の符号の各々に対して、該受信機の下流に接続された処理ユニットによって、発生の頻度が記録される。それに伴って、該受信機の下流に信号推定器を有するこの処理ユニットは、その環境を測定し、および該潜在的な符号の各々のために、上述した方法で受信可能性を確立し、干渉テーブルに一時的に格納する。例えば、ここでは、対として、最高周波数と、それに伴って最大の信号対雑音比を有する、該干渉テーブルからの２つの逆の符号対が、供給信号Ｓ５を生成するのに用いられる。

このようにして選択される符号の１つの要素は、ゼロ符号として定義され、他は、１符号として定義される。容易に理解されるように、ここで述べた２進符号の代わりに、多進符号も可能である。

ここで、該送信機は、例えば、ゼロ符号と１符号の交互シーケンスを送信することができるが、一定の時間セグメント内に少なくとも１つの状態変化を有していなければならないランダムシーケンスも送信することができる。典型的には、該符号シーケンスは、バイアス値を有しないように選択される。

当然、最も単純な場合においては、１符号も、単一の１ビットと、単一の０ビットの対応するゼロ符号とで構成することもできる。その場合、その符号長は１である。

ここで、送信機Ｈ１は、前に確立した信号Ｓ５の符号シーケンスを送信する。補償送信機（第２の送信機）Ｋは、典型的には、逆の符号シーケンスである補償信号を送信する。補償送信機Ｋは、一般的には、直接に、または少なくとも公知の方法で該受信機に送信し、対して、該伝送路上の受信機Ｄ１への第１の送信機Ｈ１の送信信号は、測定する物体または干渉物の影響を受ける。この影響は、例えば、反射、および伝送特性の変化または該伝送路の変化、例えば、誘電率の変化または相対浸透率の変化、またはより一般的には、屈折率の変化である可能性がある。該補償送信機と該受信機との間の第２の伝送路も影響を受ける可能性がある。ここで重要なことは、第１の伝送路とは異なる影響が生じるということである。第２の伝送路の影響は知っておくべきである。実際、第２の伝送路は、測定する物体または干渉物の影響を受けない。

該処理ユニット内の該信号推定器は、該符号との相関を実行して、送信した符号が、それによって実際に検出される最も可能性のある符号および確率を判断する。実際に検出された符号は、送信信号と一致せず、ハミング距離が最小値（例えば、１）を超えた場合、破壊された符号として分類される。それによって、前に格納された干渉テーブルが、現在の状態に適応される。したがって、次の送信プロセス中に、最低干渉確率を有する符号対が該ジェネレータによって選択される。この方法により、例えば、本発明による方法を利用する、並列に機能する２つのシステムが、互いに影響を与えず、そのため、それらの符号が、可能な限り互いに直交するよう調整される。

本発明による方法の制御アルゴリズムは、送信した符号の、または、該受信機によって反転された送信した符号の検出の確率が最小になるように、補償送信機Ｋの送信電力が調節されるように機能する。反転された符号が検出された場合、該補償送信機は、超高に設定される。送信符号のみが検出された場合、補償送信機Ｋは、超低に設定される。補償送信機Ｋが設定されるレベルは、該伝送路の測定値である。

例えば、ここで述べたような符号の形態での送信信号Ｓ５の適切な選択によって、本発明の方法に従って機能する２つのセンサシステムを並列に作動させることが可能であるため、いくつかの送信機と、いくつかの受信機を同時に作動させることも可能である。例えば、それは、２つの送信機と、１つの受信機を有するシステム、または、２つの受信機と、１つの送信機を有するシステムを構成することが可能である。しかし、該システムの送信側は、よりシンプルであり、実施するのによりコスト効率が良いため、受信機を１つだけ用いることが好都合である。

いくつかの送信機および／または受信機の利用により、例えば、３次元の三角測量も可能である。３次元の検出を可能にするために、（それぞれが、（符号）ジェネレータと送信機とから成る）３つの送信システムが用いられる。

（三角測量の課題の説明）
該伝送路内の１つ以上の物体、およびそれらの存在だけではなく、位置または動きも検出するためには、振幅および遅延の測定を実行する（特に、非同期の）２次元推定器を用いるのが好適である。これは、例えば、相関器によって実現することができる。複数周波数送信信号、例えば、何らかの複数周波数符号シーケンスと、受信信号、例えば、同様の複数周波数符号シーケンスとの相関器機能が、第２の（符号化された）信号（補償信号）を計算するのに用いられる。符号シーケンスの場合、第１のジェネレータのシーケンスがこの目的のために反転されて、該受信機の増幅した相関関数が乗じられる。補償送信機Ｋによる送信時に、このようにして得られた符号シーケンスは、時間遅延効果の結果として、第１の送信機の信号の送信チャネルに遅延が生じない場合、受信機Ｄ１において、反射信号の合計のキャンセルを引き起こす。増幅した相関信号は、例えば、第１の送信機の送信チャネル内の物体の反射性を表す測定値である。

該送信チャネルの遅延は、典型的には、１つのビットによってシフトされる符号に一致する符号成分を含む遅延信号を引き起こす。例えば、符号ビットシーケンス０１０１１０という該遅延信号は、符号００１０１１という成分を含んでいる。このような符号を、以下遅延符号と呼ぶ。

反射性を判断することに加えて、距離を判断するための、本発明による方法の制御アルゴリズムは、該遅延符号、または、該受信機による反転送信符号の検出の確率が最小になるように、補償送信機Ｋの送信電力が制御されるように機能する。該遅延符号の反転符号が検出された場合、該補償送信機は、この遅延符号のために超高に設定される。遅延符号のみが検出された場合、補償送信機Ｋは、この符号のために超低に設定される。

該受信機信号における遅延符号の割合を判断するために、遅延した供給信号が、該受信機の出力信号と関連付けられる。遅延した供給信号は遅延符号に基づく供給信号である。このようにして得られた相関信号は、増幅されて、該遅延符号の反転符号が乗じられる。非遅延符号のために前に判断された符号シーケンスとともに、補償送信機Ｋによって送信された場合、このようにして得られた追加的な符号シーケンスは、該受信機における反射信号の合計のキャンセルを引き起こす。

この符号シーケンスために補償送信機Ｋが設定されるレベルは、該伝送路内の遅延の測定値である。

ここでは、該遅延符号は、それぞれに適用される相関法において、非遅延符号と関連付けてはならないという問題が生じる。該相関法が、スカラー積の生成である場合、これは、２つの測定値が互いに無関係であるように、符号と遅延符号が互いに直交していなければならないことを意味する。しかし、それが当てはまらない場合、およびそれらの符号の互いの相関関係の程度が分かっている場合、単純な行列の乗算によって、直交性を復元することができる。したがって、次のセクションにおいては、用いる符号とは無関係に、遅延の測定を可能にする方法について説明する。

このようにして決められた相関関数は、該物体の位置を表す。したがって、物体と、該伝送路内の（距離としての）その位置の即時かつ同時の検出は、送信機と、補償送信機と、受信機とから成る１つのみの伝送システムによって可能である。

（時間遅延の測定に関連する従来技術との違い）
補償を伴う公知の検出法は、５０％のデューティサイクルを有し、そのため干渉に敏感であり、および三角測量が容易に可能ではない単一周波数のクロック信号を常に必要とするため、本発明による方法は、それ自体と該公知の検出法とを区別している。

時間遅延を測定するための従来から知られているシステムは、それらの単一周波数信号とともに用いることができるだけの移相器を必要とする。しかし、該移相器は、複数周波数信号の歪を引き起こし、および該信号の遅延は、単一周波数信号において、単一の具体的な位相差とだけ同一であるため、そのような公知のシステムは、特に、いくつかの周波数を伴ういくつかの信号、または、異なるデューティサイクルを有する信号には適していない。補償されるこの遅延は、従来技術による装置の場合可能ではない。しかし、本発明による方法は、それらの欠点を克服して、複数周波数信号の使用、および干渉に対する脆弱性を著しく低減する冗長情報の送信を可能にしている。

（信号エッジの評価による時間遅延の測定）
物体検出は、符号を用いる測定に加えて、信号エッジに基づいて実行することもできる。以下、これについて実施例を用いて説明する。

本発明による方法の場合、該伝送路の伝送特性に影響を与えている該伝送路内に位置する物体を検出するためには、特に、反射物体と該送信機との間の距離を測定しなければならない場合、振幅の測定では不十分である。これは、該物体の反射係数が一般に分からないからである。上記のように、該物体によって引き起こされる遅延を測定しなければならない。このため、第１の送信機のための供給信号に加えて、所定期間Δｔだけ遅延される追加的な信号が生成される。上述したように、遅延信号は、該物体によって反射された信号の遅延を検出して、物体の位置および／または動きを推論するには十分であろう。

既に述べたように、本発明に関しては、そのような遅延信号は、該供給信号に対して直交している必要はないため、この遅延信号の処理は技術的に困難であると認識されている。ヒルベルト射影は、フィルタＦ１によって技術的に実施され、フィルタＦ１の決定は、本発明による方法の適用において極めて重要である。送信機Ｈ１と受信機Ｄ１との間の理想的な伝送路の場合、および帯域制限された供給信号Ｓ５および線形フィルタＦ１の場合、振幅情報を伴う信号が、該伝送路の減衰に比例することが分かっている。これは、実際には、増幅器Ｖ１が、制御誤差を十分に小さく維持するために、大きな増幅定数を有し、それにより、十分なフィードバックを介して該伝送システムの非線形性および寄生的影響を抑制するため、特に、該増幅器がフィルタＦ１の後ろの制御ループに追加的に用いられる場合に当てはまる。

該送信チャネル内に干渉物Ｊ１が存在するとき、干渉物Ｊ１が、第１の送信機Ｈ１の供給信号Ｓ５と同期する何らかの成分を有していない場合には、フィルタＦ１の機能は、該伝送路の減衰に完全に比例することが分かっている。第１の送信機の供給信号Ｓ５と同期する干渉物Ｊ１の割合は、供給信号Ｓ５自体とはもはや区別できない。そのため、測定信号Ｓ４（該受信機の受信信号、またはその出力信号）は歪む。そのため、フィルタ出力信号Ｓ１０が、干渉信号が乗じられた供給信号Ｓ５に対して最小になるように、該送信機の供給信号Ｓ５と、フィルタＦ１のフィルタ機能とが選択されることが重要である。このことは、該干渉信号と該供給信号との直交性に関する要件と同じである。このことは、例えば、熱雑音の場合と同様、該干渉信号を引き起こすプロセスが分かっているため、特に、該干渉物の特性と、受信機出力信号Ｓ１における該干渉物の信号成分とが分かっている場合に実現することができる。

該システムは、符号の送信の場合に既に説明したように、同様に最適化することができる。この目的のために、供給信号Ｓ５は、この決定のためだけに１に等しく設定されて、該システムが測定される。ここで、該システムは、該干渉物によって予め決められているシーケンスを受信する。供給信号として送信に利用できる供給信号のいくつかのテンプレートが存在する場合、第１の送信機を用いた次の送信のために、該干渉シーケンスによる該供給信号の乗算の後に、そのフィルタ関数Ｆ１が、可能なすべてのテンプレートの中で最小であるテンプレートが選択される。

前述したように、本発明に関しては、遅延信号Ｓ５ｄが供給信号Ｓ５に対して直交していない場合、供給信号Ｓ５と比較して遅延している信号Ｓ５ｄの使用は、処理中には技術的に困難であると認識されている。符号の場合、このことは、該遅延符号は、非遅延符号に対して直交していなければならないという要件によって保証されていた。直交性が存在しない場合、該フィルタ関数はもはや該伝送路の減衰に比例していない。このため、本発明による方法の好適な一実施形態においては、符号の利用に関して前述したように、第１の送信機に供給される該ジェネレータの供給信号Ｓ５に直交している直交ベース信号Ｓ５ｏが生成される。この直交信号Ｓ５ｏは、例えば、空間内の物体の位置を測定するために用いられる。

例えば、直交供給信号Ｓ５ｏは、供給信号Ｓ５に先行する信号Ｓ５ｖと、後を追う信号Ｓ５ｄとの差から形成することができる。先行する信号Ｓ５ｖは、供給信号Ｓ５に対して期間Δｔだけ前方へシフトされるが、後を追う信号Ｓ５ｄは、この期間Δｔだけ遅延される。ここでは、信号Ｓ５の中央がゼロに等しいと仮定する。

別法として、直交供給信号Ｓ５ｏは、供給信号Ｓ５と、期間Δｔだけ遅延された信号Ｓ５ｄとの差から形成される。しかし、その場合、供給信号Ｓ５は、振幅制御のためにヒルベルト射影に対しては、もはや用いることはできず、差分信号Ｓ５−Ｓ５ｏを用いることができる。

好ましくは、この直交供給信号Ｓ５ｏは、直交信号Ｓ５ｏの生成後に、信号Ｓ５ｏと、受信機出力信号Ｓ１との間にスカラー積が形成される方法で用いられ、その結果、直交射影画像信号Ｓ１０ｏが生成される。これは、射影画像信号Ｓ１０に加えて形成され、供給信号Ｓ５に基づいており、または、供給信号Ｓ５と直交供給信号Ｓ５ｏとの差に基づいている。別のステップにおいては、信号Ｓ４ｏへの増幅器によって、直交射影画像信号Ｓ１０ｏの任意の増幅が実行される。このようにして形成された出力信号Ｓ４ｏは、別のステップで逆射影され、それに直交供給信号Ｓ５ｏが乗算される。このようにして生じる直交プリ信号Ｓ６ｏは、供給信号Ｓ５への出力信号Ｓ４の乗算により、または、差動信号Ｓ５−Ｓ５ｏへの出力信号Ｓ４の乗算により形成されたプリ信号Ｓ６に加えられる。プリ信号Ｓ６、直交プリ信号Ｓ６ｏおよび必要に応じて任意のバイアス値Ｂ１の加算によって、補償送信機Ｋに供給される補償信号Ｓ３が生成される。

好ましくは、受信機出力信号Ｓ１と直交供給信号Ｓ５ｏとのスカラー積の形成中にも同様に、２つの信号が乗算され、その後、第２のフィルタＦ２によってフィルタリングされる。このフィルタは、該供給信号に基づく射影画像信号がそれによってフィルタリングされる第１のフィルタＦ１とは異なる。しかし、典型的には、該フィルタは、同じパラメータを有している。

物体が該伝送路内に位置している場合、該物体による該送信信号の反射は、Ｓ５ｏと相関する信号Ｓ１中の成分を生じさせる。その相関関係は強いため、該物体が、受信機と送信機のペアに近い場合、信号Ｓ４ｏのレベルはより高く、該物体がより遠くに位置している場合、該レベルはより低い。

（変位可能なゾーンを用いたいくつかの物体の空間分解能）
互いに離れているいくつかの物体を検出する能力が必要な場合もある。いくつかの物体の分解および空間内でのそれらの検出を可能にするためには、１つの直交信号を用いるだけではなく、好ましくは、いくつかの、例えば、２つの直交信号を用いる。それらは、例えば、物体が、位置することができる連続する時間領域および空間領域に基づいて対応するように構成される。例えば、そのような３つの直交ベース信号Ｓ５ｏ１，Ｓ５ｏ２およびＳ５ｏ３は、供給信号Ｓ５の後を追う３つの信号、すなわち、遅延信号Ｓ５ｄ１，Ｓ５ｄ２，Ｓ５ｄ３から形成することができる。具体的には、それらの信号から形成された直交ベース信号Ｓ５ｏ１，Ｓ５ｏ２，Ｓ５ｏ３は、典型的には、Ｓ５エッジの後を追うパルスとして生成される。ここでは、個々の信号の遅延期間は異なっていてよい。便宜上、それらの信号は、必ずしも互いに直交する必要もない。

この目的のために、供給信号Ｓ５に対して第１の期間Δｔ１だけ遅延している信号Ｓ５ｄ１、第２の期間Δｔ２だけ遅延している信号Ｓ５ｄ２および第３の期間Δｔ３だけ遅延している信号Ｓ５ｄ３は、好ましくは、供給信号Ｓ５から形成される。第２の遅延期間Δｔ２は、第１の期間Δｔ１よりも長い。第３の期間Δｔ３は、第２の期間Δｔ２以上である。別のステップにおいて、第１のベース信号Ｓ５ｏ１は、例えば、２つの信号Ｓ５およびＳ５ｄ１の差によって、供給信号Ｓ５および信号Ｓ５ｄ１から形成される。このベース信号Ｓ５ｏ１に加えて、それに直交する第２のベース信号Ｓ５ｏ２が生成され、直交ベース信号Ｓ５ｏ２は、好ましくは、第１の遅延信号Ｓ５ｄ１から第２の遅延信号Ｓ５ｄ２を引いた差から形成される。ベース信号Ｓ５ｏ１およびＳ５ｏ２に加えて、それに直交する第３のベース信号Ｓ５ｏ３が生成され、直交ベース信号Ｓ５ｏ３は、好ましくは、第２の遅延信号Ｓ５ｄ２から第３の遅延信号Ｓ５ｄ３を引いた差から形成される。第３の直交ベース信号Ｓ５ｏ３は、Δｔ３が第２の期間Δｔ２に等しい場合には、省くことができる。第１の遅延期間Δｔ１は、ゼロにすることも可能である。それに伴って、３つの直交ベース信号Ｓ５ｏ１，Ｓ５ｏ２およびＳ５ｏ３は、それぞれ、上述した方法ステップの適用により、第１の供給信号Ｓ５およびそれに直交する３つの後を追う信号Ｓ５ｄ１，Ｓ５ｄ２およびＳ５ｄ３から形成される。しかし、それらは供給信号Ｓ５に直交していない。そのため、直交信号Ｓ５ｏは、信号Ｓ５ｏ１，Ｓ５ｏ２およびＳ５ｏ３の信号Ｓ５からの減算によって生成される。３つの直交ベース信号Ｓ５ｏ１，Ｓ５ｏ２およびＳ５ｏ３と、第１の送信機の供給信号Ｓ５に基づいている直交ベース信号Ｓ５ｏ１とから、補償送信機Ｋを供給するための補償信号Ｓ３は、通常、受信機出力信号Ｓ１から、４つの信号Ｓ５ｏ、Ｓ５ｏ１，Ｓ５ｏ２およびＳ５ｏ３のうちの１つへの４つのヒルベルト射影と、その後の増幅および部分逆変換によって形成される。好ましくは、これは、対応するプリ信号Ｓ６ｏ，Ｓ６ｏ１，Ｓ６ｏ２およびＳ６ｏ３の加算によって行われる。このようにして、遅延が該補償送信機に与えられる。

差Δｔ_２−Δｔ_１と期間Δｔ_３が一定に維持された場合、信号Ｓ５ｏ２で表されるパルスは、変動Δｔ_１を介してシフトすることができる。結果、例えば、飛行時間型システムにおける検出可能な反射の空間点もシフトされる。

（いくつかのゾーンを用いたいくつかの物体の空間分解能）
該方法を適用した場合、当然、３つの直交信号だけではなく、複数のｎ個の信号を生成することも可能である。それに伴って、それらの直交信号Ｓ５ｏ１，Ｓ５ｏ２，…Ｓ５ｏｎの追加的な処理が実行され、その結果、いくつかの直交プリ信号Ｓ６ｏ１，Ｓ６ｏ２，…Ｓ６ｏｎが形成され、それらから、補償送信機Ｋに供給するための補償信号Ｓ３が形成される。また、いくつかの増幅器も、プリ信号Ｓ６ｏ１，Ｓ６ｏ２，…Ｓ６ｏｎを生成するのに用いることができる。

特に好ましくは、いくつかの直交信号を用いる場合、それらの信号Ｓ５ｏ１，Ｓ５ｏ２，…Ｓ５ｏｎのうちの少なくとも２つは、第１の送信機の供給信号Ｓ５に直交しているだけではなく、互いに直交している。

（補償信号を遅延させることによる遅延の補償）
本発明による方法の好適な一実施形態において、受信機出力信号Ｓ１に基づいている追加的に処理された信号の少なくとも１つの遅延は、フィードバック制御ループ内で行われる。直交ベース信号Ｓ５ｏは、供給信号Ｓ５を用いて生成され、該供給信号からは、特に第２の増幅器による、受信機出力信号Ｓ１を用いたヒルベルト射影の後に、直交出力信号Ｓ４ｏが形成される。さらに処理される受信機出力信号Ｓ１は、補償送信機Ｋに供給する補償信号Ｓ３に対するさらなる処理において、直交ベース信号Ｓ５ｏの直交出力信号Ｓ４ｏに応じて遅延される。該遅延は、該制御ループ内のいくつかの箇所で、個別にまたは一緒に行うことができる。該遅延の１つの第１の可能性は、受信機出力信号Ｓ１に対する供給信号Ｓ５のヒルベルト射影の直前に、供給信号Ｓ５を遅延させることから成る。また、遅延は、該補償信号がそれから形成される該プリ信号が遅延された状態で、逆変換中にも行うことができる。それぞれの信号の遅延後に、それらの遅延された信号は、他の遅延されていない信号の代わりにさらに処理される。このようにして、該伝送路内の物体の検出中に、より良好な空間分解能を生成するために、該制御ループ内のいくつかの箇所で遅延要素を挿入することが可能である。

（近接場効果の処理）
本発明に関しては、該受信機の近くに位置している物体を検出する場合、該方法は、多くの場合、好ましくない動作点で機能すると認識されている。これは、該システムのコンポーネントが、特定の動作点の周辺では単に線形的に機能するためである。しかし、該方法全体は、その線形性を正確に必要とする。そのため、該システムが、いくつかのコンポーネントとともに、極端な動作点になった場合、これは、非線形性につながり、歪を引き起こす。正確には、これは、非常に小さな遅延の場合である。

この問題は、第１の送信機の前で、所定の遅延要素が直接組み入れられる非常に小さな遅延の場合には回避できると認識されている。これは、該システムに対してより長距離をシミュレーションし、該システムをより良好な動作点に持っていく。好ましくは、この遅延要素は制御することができる。好適な実施形態において、第１の送信機、または、いくつかの第１の送信機を有するシステムを用いた場合、それらの第１の送信機は、供給信号Ｓ５によって直接制御されない。少なくとも１つの作動位置または１つの作動状態において、第１の送信機または第１の送信機Ｈ１は、時間遅延信号Ｓ５ｄ’によって制御される。

該方法によれば、まず、供給信号Ｓ５に直交するベース信号Ｓ５ｏが生成される。その後、供給信号Ｓ５および直交ベース信号Ｓ５ｏの両方に対して、受信機出力信号Ｓ１のヒルベルト射影が実行される。必要に応じて、直交射影画像信号Ｓ１０ｏが増幅され、さらに処理されて直交出力信号Ｓ４ｏになる。元の供給信号Ｓ５の遅延は、好ましくは、該伝送路内の物体によってもたらされる時間遅延を表す、直交出力信号Ｓ４ｏの関数として行われる。そして、遅延された供給信号Ｓ５ｄ’は、第１の送信機（Ｈ１）または第１の送信機に供給するために用いられる。

本発明に関しては、遅延された出力信号のこの原理を、実際の供給信号がクロック化される場合および／または単一周波数である場合にも適用することができると認識されている。該供給信号の遅延および該遅延供給信号の形成は、その後、該信号の歪が生じないため、位相シフトによっても実現することができる。該信号は、その後、歪む可能性があるため、位相シフトは、複数周波数供給信号が用いられる場合ではなく、この場合にのみ可能である。

本発明による方法は、原理的にはまず、該送信機に供給するための何らかの供給信号Ｓ５を用いて実行することができるため、該供給信号の生成は、比較的単純である。該適用により、例えば、供給信号Ｓ５を生成するために、符号分割多重化法（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ：ＣＤＭＡ）を用いることができる。同期および非同期の両方のＣＤＭＡ法を用いることができる。これは、広帯域の供給信号および広帯域の送信信号は、狭帯域信号ほど破壊が容易ではないという見識に基づいている。結果、従来技術とは異なり、いわゆるスペクトル拡散法を拡散符号の生成に用いることもできる。第１の送信機Ｈ１のための供給信号Ｓ５は、例えば、乱数発生器または擬似乱数発生器によっても形成することができる。非同期ＣＤＭＡ符号の場合、該擬似乱数発生器は、例えば、フィードバックシフトレジスタとして具体化することができる。該フィードバックは、好ましくは、単純な原始多項式（生成多項式）によって実現することができる。供給信号Ｓ５を生成するためのこうした方法すべての場合で、上述したように、帯域制限の条件が変わらないことが重要である。

そのため、単純な原始多項式を生成する場合、特に、その出力レベルがバイポーラであること、すなわち、それが、概してバイアス成分を含んでいないことが重要である。その場合にのみ、フィルタ関数の該供給信号自体への適用がゼロを生じるように、該フィルタを調整することができる。このようにして保証されている原始生成多項式としての擬似乱数シーケンスの生成によって、干渉信号が乗算された該供給信号のフィルタリングが最小値をもたらすという条件を満たすことができる。重要な一態様において、単純な原始多項式は、フィードバックｎビットシフトレジスタのすべての２^ｎ状態ではなく、２^ｎ−１によってのみ処理される。１または０（バイアス値＝０）に対して５０％の確率を確立するために、処理されない１つの状態は、加算論理によって積分しなければならない。フィードバック下で擬似乱数シーケンスをもたらす適切な原始生成多項式を、以下の表に示す。この表は、例示に過ぎず、網羅的ではない。

表１：選択された原始生成多項式

上述のように本発明による方法は、好ましくは、アナログコンピュータを用いて実行されるだけではなく、好ましくは、部分的にディジタル化もされる。好ましくは、該方法の少なくとも一部は、マイクロコンピュータまたは単一のプロセッサ上で、ディジタル形式で実行される。ディジタル化は、有限状態機械（Ｆｉｎｉｔｅ Ｓｔａｔｅ Ｍａｃｈｉｎｅ：ＦＳＭ）を利用して、または、いわゆる隠れマルコフモデル（Ｈｉｄｄｅｎ Ｍａｒｋｏｖ Ｍｏｄｅｌ：ＨＭＭ）で、または、いわゆるペトリネットを用いて、または、神経回路網（Ｎｅｕｒｏｎａｌ Ｎｅｔｗｏｒｋ：ＮＮ）を用いて実行することもできる。

（異なる物理変数の観察）
好ましくは、本発明による方法は、第１の送信機と、第２の送信機としての補償送信機と、受信機とを備えるセンサシステムによって実行することができる。このようなシステムは、第１の送信機と該受信機との間の伝送路の伝送特性を測定するのに適している。該センサシステムは、フィードバック補償に基づく測定システムである。第１の送信機には、好ましくは、ジェネレータによって生成される供給信号が供給され、そして該送信機は、第１の送信信号を該伝送路で該受信機へ送信する。該補償送信機は、第２の信号を第２の伝送路を介して該受信機にも送信し、第２の伝送路は、好ましくは影響を受けていない。受信した信号は、該受信機において線形的に重畳される。好ましくは、その重畳は、該受信信号の加算によって行われる。第１の送信機のための供給信号は、該受信機出力信号と、該供給信号が、プレヒルベルト空間内にベクトル空間を形成するように具体化される。

該センサシステムの処理ユニットは、受信機出力信号と供給信号のヒルベルト射影を実行して、射影画像信号を形成することが可能である。第１の増幅器において、この射影画像信号は、さらに処理されて増幅を介した出力信号となる。

さらに、該処理ユニットは、該供給信号を用いた該出力信号の逆変換を実行するように、およびさらなる処理によって補償信号になるプリ信号をそれから形成するようにデザインおよび設定される。該補償信号は、該受信機出力信号のフィードバック制御に用いられ、および該受信機に送信される補償送信信号をそれから生成する補償送信機へ供給される。好ましくは、該逆変換は、該処理ユニット内で、対応する信号の乗算と、必要に応じて追加的な加算とによって行われる。

本発明によるセンサシステムには、第１の送信機と該受信機との間の信号伝送を、複数の物理変数に基づかせることができるという利点がある。該信号伝送は、電子的に、容量的に、誘導的に、または電磁的に行うことができる。伝送は、電流、電圧、または、電気的または熱的出力によって行うことができる。同様に、流体的、空気圧式および油圧式信号伝送を実行することが可能である。また、移動媒体の物理特性（例えば、圧力）の変化または化学的特性も送信信号として用いることができる。例えば、水または油を用いることができる。また、固体の特性の変化も信号として想定可能である。

本発明による方法および本発明によるセンサシステムはともに、伝送路の伝送特性の測定を、または、該送信機と該受信機との間の伝送路内の物体または媒体あるいは媒体の変化の検出を可能にする。容易に理解されるように、該伝送路のいくつかの伝送特性を検出することも可能である。そのような伝送特性は、例えば、屈折率とすることができる。しかし、物体密度、物体サイズまたは物体組成を含む物体を測定することもできる。物体の空間内の位置、物体の該受信機からの距離、および物体の空間内での方向も検出することができる。これは、光検出によって、例えば、光（可視光または不可視光）、赤外線放射、レーダーまたは他の放射によって実現することができる。しかし、該システムは、透明性または透過、具体的には、スペクトル依存のまたは色依存の透過を検出するのにも適している。また、特に、スペクトル依存のまたは色依存の、物質の減衰または吸収も検出することができる。さらに、該方法は、反射率または反射、または、物体の結果として、または、放射線の通過時に生じる位相遅延、または媒体を介した他の物理量を識別するのに適している。核スピン相互作用または核スピン共鳴を検出することも可能である。例えば、磁気信号の場合、ＤＣ磁界中に位置している場合、それらは、例えば、原子核のスピン緩和時間の大きさにおいて、反応の遅延につながる。

さらに、導電率または抵抗、透過率または誘電率の値、損失角等を検出することが可能である。同様に、例えば、異なる箇所で時間を合わせて分布を比較することにより、速度分布を決定することができる。

該送信機および受信機は、測定する伝送路の特性の量に応じて、例えば、アンテナ、接点、電極、コイル、弁、ＬＥＤ、受光器、圧力センサ等として具体化することができる。以下の図面に基づいて、いくつかの実施例が記載されている。

本発明を、図に示されている特有の実施形態に基づいて、以下にさらに詳細に説明する。図示されている特徴は、本発明の好適な実施形態を創出するために個別に、または組合せて用いることができる。記載されている実施形態は、本発明の限定となるものではなく、クレームによってその普遍性が定義されている。

本発明によるセンサシステムおよびジェネレータの概略図を示す。 図１によるセンサシステムの第一の実施形態のブロック図を示す。 本発明によるセンサシステムの他の代替的な実施形態のブロック図を示す。 本発明によるセンサシステムの他の代替的な実施形態のブロック図を示す。 本発明によるセンサシステムの他の代替的な実施形態のブロック図を示す。 二重パルスに基づく直交ベース信号を伴うセンサシステムの代替的な実施形態の単純化した図を示す。 図６によるセンサシステムの信号の経時的シーケンスを示す。 直交ベース信号を伴うセンサシステムの代替的な実施形態を示す。 従来技術と比較した補償の概略図を示す。 いくつかの直交ベース信号を伴うセンサシステムのさらなる代替的な実施形態を示す。 いくつかの直交ベース信号を伴うセンサシステムのさらなる代替的な実施形態を示す。 ２つの送信機と１つの受信機を備えるセンサシステムの実施形態の単純化した図を示す。 １つの送信機と２つの受信機を備えるセンサシステムの代替的な実施形態の単純化した図を示す。 いくつかの送信機および受信機を備える多段断層撮影装置を構成するための相関器の単純化した図を示す。 単一チャネルまたは多チャネル（ここでは、２チャネル）構成のガスセンサとしてのダイオードスペクトロメータを示す。 単一チャネルまたは多チャネル（ここでは、２チャネル）構成のガスセンサとしてのダイオードスペクトロメータを示す。 距離測定用のダイオードを用いた飛行時間測定を示す。 距離測定用のダイオードを用いた飛行時間測定を示す。 距離測定用のダイオードを用いた飛行時間測定を示す。 補償磁気アンテナを用いて電磁波を測定するためのセンサシステムの単純化した図を示す。 補償磁気アンテナを用いて電磁波を測定するためのセンサシステムの単純化した図を示す。 補償磁気アンテナを用いて測定するためのセンサシステムの単純化した図を示す。 図１８のアンテナの概略図を示す。 ３つのコイルを備えた補償型磁気アンテナを用いて測定するためのセンサシステムの単純化した図を示す。 図２０のアンテナの概略図を示す。 補償型静電アンテナを用いて測定するためのセンサシステムの単純化した図を示す。 図２２による静電アンテナの概略図を示す。 音波を測定するためのセンサシステムの単純化した図を示す。

図１は、本発明によるセンサシステム１００と、センサシステム１００のための供給信号Ｓ５を生成するためのジェネレータＧ１を示す。

センサシステム１００は、第１の送信機Ｈ１と、補償送信機Ｋである第２の送信機と、受信機Ｄ１とを備えている。センサシステム１００は、第１の送信機Ｈ１と受信機Ｄ１との間の第１の伝送路の伝送特性を測定するために用いられる。第１の送信機Ｈ１には、ジェネレータＧ１の供給信号Ｓ５が供給され、その後、該送信機は、受信機Ｄ１で検出される該伝送路で第１の信号ｌ４を送信する。補償器とも呼ばれる補償送信機Ｋは、やはり受信機Ｄ１によって検出される第２の伝送路で第２の信号を送信する。受信機Ｄ１において、それら２つの信号は、好ましくは、加算によって線形的に重畳される。受信機Ｄ１は、処理ユニットＰＵに送信される受信機出力信号Ｓ１を出す。

受信機出力信号Ｓ１と、ジェネレータＧ１によって生成された供給信号Ｓ５は、それぞれ、プレヒルベルト空間内にベクトルを形成するよう具体化される。処理ユニットＰＵでは、受信機出力信号Ｓ１から供給信号Ｓ５へのヒルベルト射影によって順変換が行われ、その結果、射影画像信号Ｓ１０が形成される。増幅器Ｖ１では、この信号Ｓ１０が増幅されて、信号Ｓ４として処理ユニットＰＵへ戻される。容易に理解されるように、その増幅は、増幅器Ｖ１が該処理ユニットのコンポーネントである場合、処理ユニットＰＵ内で行うこともできる。

次いで、処理ユニットＰＵは、供給信号Ｓ５によって出力信号Ｓ４の逆変換を実行し、それら２つの信号は、好ましくは、一緒に乗算される。そして、まず、プリ信号の中間ステップを介して、プリ信号Ｓ６が形成され、その後、補償信号Ｓ３が、典型的には、定数の加算によって形成され、その後、受信機出力信号Ｓ１に対してフィードバック制御が行われるように、該補償信号が補償送信機Ｋに供給される。

物体Ｏが該伝送路内に位置している場合、第１の送信機Ｈ１の送信信号ｌ４が変化し、例えば、該物体の存在によって反射される。結果、受信機Ｄ１は、送信信号ｌ４を検出する代わりに、該物体および該伝送路によって変えられている信号ｌ１を検出する。それに加えて、該受信機は、一般的に、干渉物Ｊ１によって放出される寄生干渉信号ｌ５も検出する。容易に理解されるように、当業者は、そのような干渉を最小限に抑えるように努めるであろう。

例えば、該伝送路内の物体の光学的検出が望ましい場合、例えば、可視光または不可視光の範囲内で光が放射される。この場合、第１の送信機Ｈ１と補償送信機Ｋは、光送信機、例えば、ＬＥＤまたはレーザダイオードである。この実施例において、該受信機は、光検出器、例えば、フォトダイオードまたはフォトＬＥＤである。したがって、第１の送信機Ｈ１と受信機Ｄ１との間の伝送路内の物体Ｏの距離、位置、動きまたは反射率を検出することが可能である。

図２は、処理される信号成分を含む、センサシステム１の基本構造を示す。ジェネレータＧ１は、必要に応じてセンサシステム１００の一部とすることができる。しかし、該ジェネレータを備えていないＩＣまたはＡＳＩＣによって、処理ユニットＰＵを構成することも可能である。どちらの実施形態も想定可能であり、それぞれ利点を有している。

ジェネレータＧ１によって生成された供給信号Ｓ５は、例えばバイポーラであり、ゼロ値に対して対称的である。そのため、その平均値はゼロである。したがって、例えば、ＬＥＤを制御するために、信号Ｓ５が信号Ｓ８として第１の送信機に供給される前に、好ましくは、バイアス値ｂ５が信号Ｓ５に加えられる。バイアス値ｂ５は、バイアスジェネレータＢ５で生成することができる。一般的に、バイアス値ｂ５は、原理的に、関数に基づく信号が負の値を前提とすることができるため、供給信号Ｓ５を持ち上げるためのオフセット値である。しかし、例えば、発光ダイオード等のいくつかの種類の送信機は、負の値を処理することができない。

送信機は、例えば、コイル、アンテナ、蓄電板、接点、拡声器、ランプ、発光ダイオード、レーザダイオード、粒子源、イオン源、流体用制御弁、ガスまたは他の流動性材料、プラズマ源等の変調可能な装置とすることができる。

図２は、第１の送信機Ｈ１と受信機Ｄ１との間の伝送路と、コンポーネントＴ１による該伝送路内の信号に対する影響を示している。第１の伝送路上の該伝送路内に位置する物体Ｏの影響を、Ｔ１による該伝送路における他の信号変化とともに説明する。送信信号ｌ４は、Ｔ１によって送信信号ｌ１に変換される。干渉物Ｊ１の任意の干渉信号ｌ５と、該補償器の補償送信信号ｌ２とにこの信号が加えられて、受信機Ｄ１で信号ｌ３として受信される。

処理ユニットＰＵで実行される、供給信号Ｓ５と受信機出力信号Ｓ１との間のヒルベルト射影は、第１の乗算要素Ｍ１による乗算と後のフィルタリングとによって行われる。該乗算によって形成された検出信号Ｓ９は、その出力信号が、射影画像信号Ｓ１０として第１の増幅器Ｖ１へ供給されるフィルタＦ１でフィルタリングされる。第１の増幅器の出力信号Ｓ４は、好ましくはさらに処理されて、測定値として出力される。内部では、該増幅値を示す出力信号Ｓ４は、ヒルベルト空間から時間領域に変換されて戻される。これは、第２の乗算要素Ｍ２を用いた、供給信号Ｓ５による乗算によって行われる。このようにして形成されたプリ信号Ｓ６には、好ましくは、バイアスジェネレータＢ１によって生成されるバイアス値Ｂ１が加算される。このバイアス値は、ここでもまた、該信号によって、例えば、ＬＥＤを制御できるようにするために必要である。加算された信号は、フィードバック制御ループが形成されるように、補償信号Ｓ３として補償器Ｋに供給される。

このようにして説明した該システムは、第１の送信機Ｈ１によって送信された信号の振幅変化を測定するのに適している。

異なる反射性物体の存在下で、伝送路Ｔ１内の物体を測定するための振幅測定は、位置または動きの信頼性のある検出を実行するのに適していないため、遅延（例えば、光移動時間）も検出しなければならない（図３）。そうするために、供給信号Ｓ５に対して遅延されている信号Ｓ５ｄが、供給信号Ｓ５からの遅延要素Δｔによって形成される。それは、供給信号Ｓ５に基づく該送信信号の処理と並行して処理される。この目的のために、該処理ユニットの一部は、信号Ｓ５ｄの処理のために実質的に重複している。遅延信号Ｓ５ｄおよび受信機出力信号Ｓ１に関するこの目的のために、別のヒルベルト射影が、重複している処理コンポーネントまたは部分的に重複している追加的な処理ユニット内で実行される。また、ヒルベルト射影は、典型的には、乗算要素Ｍ１１による信号Ｓ９ｄへの乗算と、その後のフィルタＦ２による信号Ｓ１０ｄに対するフィルタリング、ならびに増幅器Ｖ２による増幅によって行われる。増幅器出力信号Ｓ４ｄは、遅延信号Ｓ５ｄとの乗算によって、遅延プリ信号Ｓ６ｄに変換される。次いで、遅延プリ信号Ｓ６ｄは、定数ｂ１の加算後に補償信号Ｓ３を形成するために、主要制御コンポーネントのプリ信号Ｓ６に加算される。遅延プリ信号Ｓ６ｄは、物体によってもたらされる遅延に相当する。しかし、この方法は、１つの実質的な欠点を有している。すなわち、該センサシステムの平均時間遅延測定が実行される。

該システムは、測定値Ｓ４およびＳ４ｄを生じる。これらの値は、該伝送路の減衰および遅延を表している。しかし、該２つの信号は独立していない。これは、該２つの信号がたとえ異なっていても、該送信チャネルの減衰の変化が両信号を変化させることを意味する。遅延の変化も同様である。しかし、その変化は、減衰の変化とは異なる。そのため、評価ユニットによる逆変換が可能である。

結果、遅延しているだけで直交していない信号の処理は難しく複雑であり、コストが最適化されない。

このため、追加的なヒルベルト射影のために、遅延信号の代わりに、好ましくは、直交ベース信号が用いられる。追加的な直交ベース信号Ｓ５ｏは、期間Δｔだけ供給信号Ｓ５に先行する信号Ｓ５ｖと、同じ期間Δｔだけ遅延された遅れて進む信号Ｓ５ｄとの差によって形成される。

この目的のために、該ジェネレータによって形成された先行する信号Ｓ５ｖは、それから供給信号Ｓ５を形成して第１の送信機Ｈ１へ供給するために、まずΔｔだけ遅延される。そして、該処理ユニットにおいて、供給信号Ｓ５は再び、信号Ｓ５ｄに対する別の遅延要素によって遅延される。Ｓ５ｄとＳ５ｖとの差の生成は、供給信号Ｓ５に直交する直交信号Ｓ５ｏをもたらす。結果、Ｓ５とＳ５ｏのスカラー積は、常にゼロである。

図４は、そのような直交ベース信号を処理する該センサシステムの実施形態を示す。図３と比較して、直交信号Ｓ５ｏは、遅延信号Ｓ５ｄの代わりに、ここでは並行処理コンポーネントで処理される。そのため、それらの構造に関して、該２つのシステムは、用いられる第２の信号（Ｓ５ｄの代わりのＳ５ｏ）の種類および形成によってのみ区別される。

提案されたセンサシステムおよび本発明による方法によれば、ベクトル加法は、該処理ユニットの合成部で行われ、直交ベース信号のスカラー積形成は、その分析部で行われる。これは、３つ以上の直交関数を上回る３つ以上のパラメータを測定することも可能であるという点で、従来技術よりもかなり優れる利点を呈する。技術的な観点からは、この加算ベースの処理は、非常に容易に実施することができ、また、原理的には、どのような信号または関数にも適しており、これは、単一周波数のクロック信号でのみ可能にする従来技術よりも勝る別の利点である。したがって、公知の補償測定法で用いられているような位相制御は実行されず、代わりにベクトル加法が実行される。

図４に示す例示的な方法において、直交ベース信号の利用は、最終的には、一定のタイムスロットにおける物体の観測を意味する。完全を期すために、直交ベース信号の利用が、このタイムスロットベースの方法に限定されないと言及しておく。いくつかのタイムスロットを介して、より正確な観測を実行しなければならない場合、好ましくは、供給信号Ｓ５に対して直交するいくつかの直交ベース信号Ｓ５ｏｉが生成される。

図５は、いくつかの直交ベース信号Ｓ５ｏ，Ｓ５ｏ１，Ｓ５ｏ２およびＳ５ｏ３を伴うシステムの実施例を示す。典型的には、ΔＴ＞＞ΔｔおよびΔｔｘ＜ΔＴ−２Δｔである。好ましくは、次のことがΔＴに当てはまる。すなわち、ΔＴ＜１／（４πω_ｍａｘ）。しかし、これらのベース信号は、すべて供給信号Ｓ５に直交しているが、すべて互いに直交していないため、「半直交」に過ぎない。そのため、後のシステムにおける生成信号Ｓ４，Ｓ４ｏ，Ｓ４ｏ１，Ｓ４ｏ２およびＳ４ｏ３の処理および評価は技術的に困難である。このため、システムは、好ましくは、完全に直交するベース信号で構成される。

図６は、３つの直交ベース信号（Ｓ５，Ｓ５ｏ１，Ｓ５ｏ２）を伴うセンサを示す。２つの先行する信号および遅れて進む信号がこのために生成される。

一般的には、いくつかの直交信号を生成することができる。この目的のために、まず、ｎ個の先行する信号Ｓ５ｖｉが生成され、ｉは、それぞれの数（ｉ＝１，２，３…，ｎ）を示す。したがって、信号Ｓ５ｖｉは、信号Ｓ５に、ｉ個の期間（時間間隔）先行している。最大リードタイムは、ΔＴ＝ｎ・Δｔである。同時に、ｎ個の遅れて進む信号も信号Ｓ５と同様に生成される。信号Ｓ５ｄｉは、時間間隔Δｔで信号Ｓ５に追従する。最大遅延時間は、ここでもまた、ΔＴ＝ｎ・Δｔである。

これらの信号によって、例えば、先行する信号と、遅れて進むパルス信号、具体的には、２・ｎ個のパルス信号をそれぞれ生成することが可能である。例えば、該供給信号が、＋１，−１の値をとることができるという条件では、該先行するパルスの場合、

であり、Ｓ５ｖｏ＝Ｓ５である。その場合、該遅れて進むパルス信号も同様である。すなわち、

、Ｓ５ｄ０＝Ｓ５である。

しかし、その場合、該パルス信号は、値ｉに応じて３つの条件を有する。それから形成された直交ベース信号Ｓ５ｏ１およびＳ５ｏ２は、Ｓ５に対して直交し、および互いに対しても直交していることが分かっている。例示のため、図７は、２つの先行するパルス信号と２つの遅れて進むパルス信号の場合のこのことを示している。

直交ベース信号Ｓ５ｏｉが、供給信号Ｓ５とともに直交ベース信号システムを構成していることは明らかである。しかし、先行するパルスも該補償信号内に生じるため、先行するパルスの処理は技術的に望ましくない。それにもかかわらず、供給信号Ｓ５は、遅れて進むパルスの各々と重なるため、それらの先行するパルスが必要である。

そのため、先行するパルスを用いることなく、直交ベース信号システムを形成することが望ましい。そのようなパルス（先行するパルスを伴わないＳ５ｏｉ）は、以下Ｓ５ｐｉで示されている。先行するパルスの必要な理由を考察すると、これは、単に、先行するパルスがない場合、直交ベース信号Ｓ５ｐｉは、Ｓ５を伴うヒルベルト射影においてゼロとは異なる量をもたらすということに依存していると気付く。これに対処するための最も単純な方法は、Ｓ５とＳ５ｐｉとから成る信号のセットを直交させることである。Ｓ５とＳ５ｐｉは予め決まっているため、これは、構成段階で行うことができる。ＢＲＯＮＳＴＥＩＮ、セクション１９．２．１．３では、例えば、“Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌｉｓｉｅｒｕｎｇｓｖｅｒｆａｈｒｅｎ”（直交化法）という方法が記載されている。Ｓ５ｐｉ（先行するパルスを伴わないＳ５ｏｉ）は、すでに互いに直交しているため、それぞれの信号Ｓ５ｐｉでスカラー倍したＳ５から成る、それらそれぞれのスカラー積は、その後、Ｓ５から減算される。その結果、信号Ｓ５ｒが得られる。この信号は、ここでは、すべてのＳ５ｐｉ（先行するパルスを伴わないＳ５ｏｉ）に直交している。このようにして、互いに直交しているＳ５ｐｉとＳ５ｒとから成るベース信号セットが得られる。

実現すべき直交性のために、信号Ｓ５は、ここでもまた、平均してゼロでなければならず、つまり、該信号は、バイアス成分を含んではならない。その場合、この特性も、信号Ｓ５ｐｉに自動的に適用される。

したがって、受信機出力信号Ｓ１は、測定可能な遅延ｎ・ΔＴ（ｎ＝ｉの最大値）の範囲内で、実質的にゼロに調節することができる。該供給信号から生成された信号Ｓ５ｒは、すべての遅れて進むパルスの合計とＳ５の差として表すことができる。したがって、

となり、式中、Ｓ５ｄｎは、ｎ個の期間だけ遅延されたパルスである。

図８は、何らかの擬似ディジタルクロックおよび非クロック入力信号のための直交ベース信号セットを生成するそのようなシステムを示す。図示されているセンサシステムは、物体によって引き起こされる反射の検出ために、８つのタイムスロットを観測することができる。最後のパルスと最初のパルスの長さは、それぞれ互いに補償的に増減することができる。容易に理解されるように、追加的なタイムスロットを並行して観測することも可能であり、このためには、単に追加的な遅延パルスを生成して処理すればよい。これは、システム全体の反応時間を低減しなければならない場合に重要である。例えば、該システムを用いて光レーダーを構成する場合、異なる倍率ｘを伴う連続測定で十分な用途がある。しかし、他の用途においては、追加的な測定に対しては時間を利用することができない。こうした場合、より多くのチャネル（Ｓ５ｐｉ）を用いて測定するのが好都合である。

図９は、上方のイメージ（Ａ）において、補償信号の平均位相制御を用いた従来技術に従って、補償をどのように実行できるかを示している。物体の存在によって、第１の送信機の送信された送信信号ｌ４は、該伝送路内で変化し、反射信号が受信機Ｄ１で受信される。その反射を補償するために、補償送信機Ｋの補償信号ｌ_Ｋが位相シフトされる。具体的には、階段状の反射信号を受信した場合、この補償は不正確である。

例えば、光レーダーとしての用途において、壁の前のポストを検出すべき場合、該システムは、壁とポストの間のシステム固有の平均値に調節する。そのため、該ポストは、確実には識別されない。このようなレーダーをパーキングソナーとして用いる自動車は、ドライバーは実際よりも多くのスペースがそこにあると言われるため、追加的な保護手段を何ら伴うことなく、該ポストに追突するであろう。

図９の下方のイメージ（Ｂ）は、ベクトル加法を用いたいくつかの（具体的には２つの）直交ベース信号と（ｌ２に相当する）補償信号ｌ_Ｋとの混合による非平均化制御を示す。これは、より正確な補償を実現し、本発明による方法の利点を明らかにする。以下の一般化を行うことができる。すなわち、直交ベース信号の数が増すほど、実現可能な測定当たりの分解能および精度も増す。多段反射信号における個々の段階は、個々の直交ベース信号Ｓ４ｏｉのフィードバック制御によって個別に適応させることができる。

信号エッジが評価されるだけであるため、すなわち、ステップ関数が用いられるため、図８の信号Ｓ４ｏｉは、統合的な図式を示しているだけである。上述したパーキングソナーにおいては、これは、出力信号Ｓ４ｎ上の信号は、それの前のどこかで反射が起きたことを意味する。信号Ｓ４ｏｎが信号を示し、信号Ｓ４ｏ（ｎ−１）が示さない場合にのみ、反射をｎ番目のタイムスロットに割り当てることができることは明らかである。このため、それらの信号は、互いに異なっていなければならない。（これは、ステップ関数ベースのシステムから、デルタパルスを用いて作動するシステムへの移行に相当する。）

図１０は、例示のため、この目的のために役に立つ直交ベース信号セットを用いた７チャネルの空間分解センサシステムを示している。ここで、該システムの最初と最後のチャネルは、すなわち、タイムシフトは、どのような倍数ｘでも増減することができる。各タイムスロットに対しては、別々の制御がある。しかし、本質的な違いは、Ｓ４ｏｉおよびＳ４ｏ（ｉ＋１）からの出力（Ｓ４０ｏｉ、ただし、１≦ｉ≦７）における差の生成である。このようにして、反射は、それが起きるタイムスロットに割り振られる。

しかし、一般的には、各チャネルｉに対して別々の制御を構成するのは単調な作業である。測定する場合はすべて反射が特定の時間ウィンドウｊで起きるか否かにかかわらず、ｋ＝ｊ−２のベース信号パルスＳ５ｐｉは、ｉ＝１〜ｉ＝（ｊ−２）と融合して１つのパルス信号Ｓ５ｐａにすることができる。したがって、１つだけの遅延要素、この場合、ｋ・Δｔが必要である。ｉ＝ｊ−１，ｉ＝ｊおよびｉ＝ｊ＋１の場合のパルスＳ５ｐｉは不変である。ｉ＝ｊ＋２〜ｉ＝ｎの場合のλ＝ｎ−ｉ−２パルスＳ５ｐｉは、第２のベース信号パルスＳ５ｐｂに融合される。これらのパルスの場合も同様に、λ・Δｔという時間遅延を伴う１つの遅延要素のみが必要である。したがって、該システムは、直交パルス信号Ｓ５ｐａ，Ｓ５ｐ（ｊ−１），Ｓ５ｐｊ，Ｓ５ｐ（ｊ＋１），Ｓ５ｐｂおよびＳ５ｒから成る直交ベース信号セットのみを有し、パルスＳ５ｒは、供給信号Ｓ５とすべての直交ベース信号の合計の差に等しい。対応するシステム図を図１１に示す。これは、遅延要素の数を実質的に減らすことができる。

しかし、２つかまたはこの場合、３つのタイムスロット（ここでは、Ｓ５ｐ２，Ｓ５ｐ３およびＳ５ｐ４）を残すことが有利である。図１１にも図示されている第１の差は、先に述べたように、反射点をもたらす。これらの差のうちの１つの差が形成された場合には（図示せず）、例えば、反射面の表面勾配等を測定することができる。

したがって、図示されているシステムの場合、時間遅延測定および１次元位置特定を実行するための可能性が生じている。従来技術とは異なり、２次元位置特定は、特にタイムスロット法を用いることなく、２つの相互に直交する供給信号Ｓ５およびＳ５’を用いる２つの測定路に関する三角測量によって容易に可能である。図示したシステムに対応する２つの完全なセンサシステムの利用に加えて、混成センサシステムの利用が、どのような場合にも想定される。その混成は、送信機の共用および／または受信機の共用から成る可能性がある。

好適な実施形態において、該センサシステムは、いくつかの供給信号Ｓ５ｉを生成する複数のジェネレータＧｉを有している。対応する複数の送信機Ｈｉには、それぞれの供給信号Ｓ５ｉが供給される。その結果生じる複数の伝送路は、それぞれの送信機Ｈｉの送信信号ｌ４ｉによって受信機Ｄ１へ送信される。該受信機では、第１の送信信号ｌ４ｉが、補償送信機Ｋの第２の信号ｌ２と重畳されて受信機出力信号Ｓ１となる。どのような干渉信号ｌ５も重畳される。

該処理ユニットでは、各送信機Ｈｉの各第１の供給信号Ｓ５ｉに対してプリ信号Ｓ６ｉが生成され、それから補償信号Ｓ３が形成される。これは、好ましくは、プリ信号Ｓ６ｉの加算によって行われる。

２つの送信機Ｈ１，Ｈ２と、１つの受信機Ｄ１を備えるこのようなシステムを図１２に示す。

別の好適な実施形態において、該センサシステムは、いくつかの受信機Ｄｉと、いくつかの補償送信機Ｋｉとを有し、補償送信機Ｋｉは、各受信機Ｄｉに割り当てられる。第１の信号送信機Ｈ１が１つだけある場合、伝送路は、各受信機Ｄｉに対して形成される。個々の受信機Ｄｉは、第１の送信機の信号を、それぞれの補償送信機Ｋｉの第２の信号に重ね合わせて受信機出力信号Ｓ１ｉにする。該処理ユニットでは、各受信機Ｄｉの出力信号のフィードバック制御のために、各補償送信機に対して生成される。

１つの送信機と２つの受信機Ｄ１，Ｄ２ならびに２つの補償送信機Ｋ１，Ｋ２を備えたこのようなシステムを図１３に示す。容易に理解されるようにいくつかの受信機も組み合わせることができる。また、いくつかの送信機といくつかの受信機を互いに結合することも可能である。

前述の単純なシステムに加えて、複数の送信機Ｈｉと、複数の受信機Ｄｉおよび複数の補償送信機Ｋｊを有するより複雑なシステムも想定される。該送信機は、一般的に、それぞれが１つのジェネレータから供給され、ジェネレータも、いくつかの送信信号Ｓ５ｉを生成することが可能である。

ｎ個のジェネレータの場合、例えば、ｎ個の直交符号が、供給信号として確立される。結果、個々の送信機Ｈｉ間の干渉が抑えられる。これは、従来技術とは異なる別のかなりの違いである。それぞれの送信機Ｈｎと受信機Ｄｍとの間のそれぞれの伝送路Ｔｎｍの伝送特性と、それぞれの時間遅延を測定する場合、送信機および受信機のｎとｍのペアを測定する必要がある。また、ｍ・ｎ個の処理ユニットを用いることも可能である。各測定には、相関器が必要である。相関器とも呼ばれるこのようなシステムモジュールの一例を図１４に概略システム図として示す。図を見て容易に分かるように、図１３のシステムは、例えば、２つの相関器によって構成することができる。

補償送信機よりも多くの受信機を用いる必要性が生じた場合、この問題に対する解決策は、例えば、単一の処理ユニットが、いくつかの受信機に用いられ、および多重化によって、例えば、種々の送信機および受信機に接続される時分割多重法の利用にある可能性がある。

好ましくは、該センサシステムは、いくつかの受信機Ｄｉと、少なくとも１つの、好ましくはいくつかの補償送信機Ｋｉとを有し、１つの補償送信機Ｋ１は、少なくとも２つの受信機Ｄ１，Ｄ２に割り当てられる。伝送路は、それぞれ、第１の送信機Ｈ１と受信機Ｄｉとの間に形成され、結果、第１の送信機の第１の信号は、対応する補償送信機Ｋｉの信号に重畳されて、それぞれの受信機Ｄｉにおいて受信機出力信号Ｓ１ｉになる。補償信号Ｓ３ｉは、該処理ユニットにおいて、各補償送信機Ｋｉに対して生成される。補償信号Ｓ３ｉは、少なくとも１つの補償送信機Ｋｉを共用する受信機Ｄｉの信号Ｓｌｉの処理ユニット間で、時分割多重化法でそれぞれ前後にスイッチングすることによって形成される。時分割多重化の結果として補償信号Ｓ３ｉに断続的に寄与しない該処理ユニットは、それらの内部状態および出力応答が、この時間中に変化しないように接続される。時分割多重化の結果として補償信号Ｓ３ｉに断続的に寄与する該処理ユニットは、その寄与の期間中、時分割多重化が行われていないかのように機能する。

図１５は、ダイオードスペクトロメータとして具体化されている、本発明によるセンサシステムのブロック図を示す。このようなスペクトロメータは、ガスセンサまたは滴定センサとして用いることができる。図１５ａに示すシステムは、共通の測定チャネルを有している。送信機Ｈ１は、例えば、実質的に１つのみの吸収周波数で放射するレーザダイオードとして具体化される。該レーザダイオードと、フォトダイオードとして具体化された受信機Ｄ１の間の測定路が測定されることになる。補償送信機Ｋは、吸収波長に隣接して存在する波長で放射する基準ダイオードである。この補償送信機の光は、送信機Ｈ１の光と同じ影響を実質的に受ける。唯一の例外は、吸収波長に対する増幅吸収である。受信機Ｄ１は、両送信機（Ｈ１およびＫ）の光に敏感である。このようにして、測定路、例えばキュベット内のガスの検体または成分を検出することができる。また、補償信号ｌ２も該測定路（キュベット）内を伝送される。結果、第２の伝送路は、ここでは無関係であるいくつかの特性に関してはもはや既知ではないが、最適な制御を実現することができ、該ガス中の検体を、本発明による方法を用いて検出することができる。

ここでは、２つの伝送チャネルは、同じ媒体中に存在し、およびここでは、波長に関してだけは異なっているということを強調しておく。その点に関して、空間分割多重は、キャリア光の波長多重に取って代わられる。

そのため、様々な伝送チャネルに関するこの文書において記述がある場合、「様々な」という用語は、ある種の多重送信を指す。

図１５ｂは、２つの並列の制御コンポーネントと、各々がレーザダイオードとして具体化されている２つの送信機Ｈ１，Ｈ２とを備えるシステムを示す。該ダイオードは、異なる吸収波長で放射する。補償ダイオードＫは、該吸収波長のすぐ隣にある波長で放射する。したがって、２チャネルガスセンサを構成することが可能である。このアイデアをさらに発展させて、マルチチャネルガスセンサが想定される。

本発明による該センサシステムを利用可能な別の分野は、例えば、距離の測定に用いられる光飛行時間測定法である。このようなシステムを、様々な実施形態において図１６ａ〜図１６ｃに示す。図１６ａは、送信機Ｈ１と補償送信機Ｋとが、それぞれダイオードとして具体化されている単純な一実施形態を示す。その受信機は、フォトダイオードである。送信機Ｈ１と受信機Ｄ１との間の伝送路内における測定の対象物が測定される。図示した実施形態において、制御遅延要素Ｔｒは、出力信号Ｓ４ｏに基づいている検出された遅延を介して制御される補償信号Ｓ３を形成するのに用いられる。そのため、プリ信号Ｓ６の遅延は、逆変換中に行われる。したがって、該補償信号の遅延により、該送信チャネルで生じる遅延のバランスを取ることができる。位相制御を用いる従来技術とは異なり、遅延は、広帯域の複数周波数信号の利用を可能にし、したがって、該送信チャネルにおける干渉に関連する干渉抑制を実質的に改善する。

図１６ｂは、逆変換中に遅延を伴わない、改良された飛行時間測定システムを示す。しかし、このシステムでは、レンジ切り替えが実行されるため、近距離の距離測定が可能である。この目的のために、送信ダイオードＨ１には、供給信号Ｓ５は供給されず、遅延した供給信号Ｓ５ｄｘが供給される。結果、該システムに対しては、より長い距離がシミュレートされる。特に、より短い距離では、該システムは、その限界に直面しない。これは、該受信機の作用点の最適化を可能にする。その出力応答の歪は、遅延Δｔ、すなわち減算によって事前に容易に補正することができる。

図１６ｃは、受信機Ｄ１の近距離における最適化された距離測定を可能にする飛行時間測定システムの別の変更例を示す。ここでは、前述の２つのシステムが組み合わされている。それに応じて、該送信ダイオードに供給するための供給信号の遅延が実行される。同時に、直交出力信号によって制御される遅延が逆変換で行われ、該補償信号が生成される。

図１７ａおよび図１７ｂは、電磁波を用いて、ここでは、例えば、ＴＭモードに基づいて測定するためのセンサシステムを示す。この目的のために、補償磁気アンテナが、送信機Ｈ１として、および補償送信機Ｋとして用いられる。これらのアンテナは、それぞれ、受信要素、すなわち、受信機Ｄ１を一体化している。信号Ｓ１０または直交信号Ｓ１０ｏがゼロとは異なる場合、非対称性を検出することができる。適切なアンテナ設計を前提とすれば、これは、金属の測定（例えば、誘導センサ）および核スピン共鳴の測定を可能にする。

図１７ｂは、送信機Ｈ１の供給中の遅延要素によって拡張された図１７ａのシステムを示す。その補償磁気アンテナには、Δｔだけ遅延された供給信号Ｓ５ｄｘが供給され、それにより、レンジ切り替えの可能性が広がる。

図１８は、補償型の４スプール磁気アンテナ２０を備える、本発明による測定システムを示す。供給信号Ｓ５は、送信コイル２１に供給される。後者は、第１の受信コイル２２と誘導結合し、それより弱く第２の受信コイル２４と誘導結合している。補償信号Ｓ３は、補償コイル２３へ供給される。補償コイル２３の磁場は、第２の受信コイル２４に強く結合し、また、少し強く第１の受信コイル２２に結合している。したがって、該システムは自己補償し、信号Ｓ１はゼロに近づく。

図１９は、両面回路基板上に用いられる例示的な平面コイル装置２５を示す。次のように右回りで上へ引き出されている。すなわち、信号Ｓ３の送信コイル２１、第１の受信コイル２２（点線）、補償信号Ｓ３を送信するための送信コイル２３に重ね合わされている第２の受信コイル２４（点線）。受信コイル２２，２４は、該回路基板の裏側に配置されている。

図２０は、３つのコイルを備えた、本発明による測定システムを示す。２つの送信コイル２１，２３は、同じ受信コイル２２に結合している。

図２１は、本発明による、図２０の測定システムのためのコイル構成を示す。次のように右回りで上へ引き出されている。すなわち、信号Ｓ５のための送信コイル２１、補償信号Ｓ３のための送信コイル２３と部分的に重ね合わされている受信コイル２２。

図２２は、３つの電極表面を有する補償型静電アンテナ３０を備えた、本発明による測定システムを示す。供給信号Ｓ５は、送信電極３１に供給され、該電極は、受信電極３２と容量結合している。補償信号Ｓ３は、補償電極３３に供給される。補償電極３３の電界は、受信電極３２にも結合している。したがって、該システムは自己補償し、信号Ｓ１はゼロに近づく。

ここでは、アンテナのインピーダンスの波動調整、ライン、および（例えば、図１７〜図２２による）回路の出力抵抗および入力抵抗が、典型的には適切であると言及しておく。従来技術は、この問題に対処していない。そのため、一般に、測定システムは、製造することができず、結果、経済的に開発できない。

図２３は、両面回路基板上で用いられる例示的な平面電極装置３５を示す。次のように、右回りで上に引き出されている。すなわち、信号Ｓ５のための送信電極３１、補償信号Ｓ３のための送信電極３３と部分的に重ね合わされている受信電極３２。

図２４は、ラウドスピーカー４１，４３と、受信機Ｄ１としてのマイクロフォン４２とを有する補償型電子音響システムを備えた、本発明による測定システムを示す。供給信号Ｓ５は、送信ラウドスピーカー４１に供給され、該ラウドスピーカーは、受信マイクロフォン４２に音響結合している。補償信号Ｓ３は、補償ラウドスピーカー４３に供給される。また、補償ラウドスピーカー４３の音場も受信マイクロフォン４２に結合している。したがって、該システムは自己補償し、信号Ｓ１はゼロに近づく。

ここでも、ラウドスピーカー、音響ライン等の音響インピーダンスの音響波調整が、典型的には適切であると言及しておく。従来技術は、この問題に対処していない。したがって、一般に、測定システムは、製造することができず、結果、経済的に開発できない。

Claims (32)

1. 第１の送信機と受信機との間のフィードバック補償に基づいて、測定システムの第１の伝送路の伝送特性を測定するための方法であって、
   前記第１の送信機（Ｈ１）は、前記第１の伝送路（Ｔ１）の少なくとも一部を通過した後に前記受信機（Ｄ１）によって検出される前記伝送路に第１の信号（ｌ２）を送信し、
   補償送信機（Ｋ）は、第２の伝送路を通過した後に前記受信機（Ｄ１）によって検出される前記第２の伝送路に第２の信号（ｌ２）を送信し、
   前記第１の信号（ｌ１）と前記第２の信号（ｌ２）が前記受信機（Ｄ１）内で線形的に重畳されて、それから受信機出力信号（Ｓ１）が形成される方法であって、以下のステップ、すなわち、
   ジェネレータ（Ｇ１）によって供給信号（Ｓ５）を生成するステップであって、前記供給信号（Ｓ５）と前記受信機出力信号（Ｓ１）はそれぞれ、プレヒルベルト空間内にベクトルを形成し、前記供給信号（Ｓ５）は、上方カットオフ周波数ω_ｍａｘおよび下方カットオフ周波数ω_ｍｉｎを有する、ゼロと異なる帯域制限された供給信号であり、前記下方カットオフ周波数ω_ｍｉｎは、前記上方カットオフ周波数ω_ｍａｘと異なっているステップと、
   前記第１の送信機（Ｈ１）に前記供給信号（Ｓ５）を供給するステップと、
   ヒルベルト射影による前記受信機（Ｄ１）の前記受信機出力信号（Ｓ１）から前記供給信号（Ｓ５）への順変換を実行することにより、射影画像信号（Ｓ１０）が生成されるステップと、
   前記射影画像信号（Ｓ１０）に基づいて出力信号（Ｓ４）を形成するステップであって、前記出力信号（Ｓ４）は、前記第１の伝送路（Ｔ１）の伝送特性に関する情報を含むステップと、
   プリ信号（Ｓ６）が形成されるように前記供給信号（Ｓ５）を用いて、前記出力信号（Ｓ４）の少なくとも部分的な逆変換を実行するステップと、
   前記プリ信号（Ｓ６）から補償信号（Ｓ３）を生成するステップと、
   前記受信機出力信号（Ｓ１）のフィードバック制御のために、前記補償送信機（Ｋ）に前記補償信号（Ｓ３）を供給するステップと、
   を特徴とする方法。
2. 前記供給信号（Ｓ５）は、変調されたおよび／または非クロック信号、具体的には、ランダム信号および／または擬似ランダム信号および／または符号および／または雑音信号に基づく信号であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. 前記逆変換は、好ましくは乗法であり、および／または前記ヒルベルト射影の実行は、スカラー積の形成によって行われ、前記スカラー積は、好ましくは、
   前記受信機出力信号（Ｓ１）に前記供給信号（Ｓ５）を乗じて、検出信号（Ｓ９）を形成することと、
   フィルタ（Ｆ１）内で前記検出信号（Ｓ９）をフィルタリングし、その結果、前記射影画像信号（Ｓ１０）が、前記フィルタリングされたフィルタ出力信号から生成されることと、
   によって形成されることを特徴とする先行する請求項１又は２に記載の方法。
4. 増幅器（Ｖ１）を用いた、前記射影画像信号（Ｓ１０）の前記出力信号（Ｓ４）への増幅を特徴とする、請求項１から３のいずれか一項に記載の方法。
5. バイアス値（Ｂ１）を有する前記プリ信号（Ｓ６）の付加による前記補償信号（Ｓ３）の生成を特徴とする、請求項１から４のいずれか一項に記載の方法。
6. バイアス値（Ｂ５）は、前記供給信号（Ｓ５）が前記第１の送信機（Ｈ１）に供給される前に、前記供給信号（Ｓ５）に付加されることを特徴とする、請求項１から５のいずれか一項に記載の方法。
7. 前記供給信号（Ｓ５）の下方カットオフ周波数ω_ｍｉｎは、前記供給信号（Ｓ５）の上方カットオフ周波数ω_ｍａｘの半分よりも大きいことを特徴とする、請求項１から６のいずれか一項に記載の方法。
8. 前記フィルタ（Ｆ１）は、好ましくは、その周波数が、前記供給信号（Ｓ５）の上方カットオフ周波数ω_ｍａｘと下方カットオフ周波数ω_ｍｉｎの間の間隔の半分以下である周波数成分のみを通過可能にする線形フィルタであることを特徴とする、請求項１から７のいずれか一項に記載の方法。
9. 前記供給信号（Ｓ５）および前記フィルタ（Ｆ１）は、前記フィルタ（Ｆ１）によって、前記供給信号（Ｓ５）によってスカラー倍された干渉信号（ｌ５）をフィルタリングする際に、前記フィルタ（Ｆ１）の前記出力信号（Ｓ１０）が最小になるように選択されることを特徴とする、請求項１から８のいずれか一項に記載の方法。
10. 好ましくは、１に等しくなるように設定される既知の特に一定の前記供給信号（Ｓ５）を用いて、前記受信機出力信号（Ｓ１）中の前記干渉信号（ｌ５）を識別する前記フィルタ（Ｆ１）の測定を特徴とする、請求項１から９のいずれか一項に記載の方法。
11. 前記供給信号（Ｓ５）に直交するベース信号（Ｓ５ｏ）が形成され、前記直交ベース信号（Ｓ５ｏ）は、好ましくは、時間間隔Δｔだけ前記供給信号（Ｓ５）に先行する信号（Ｓ５ｖ）と、時間間隔Δｔだけ前記供給信号（Ｓ５）に遅れて進む信号（Ｓ５ｄ）との差から、または、好ましくは、前記供給信号（Ｓ５）と、時間間隔Δｔだけ前記供給信号（Ｓ５）に遅れて進む信号（Ｓ５ｄ）との差から形成されることを特徴とする、請求項１から１０のいずれか一項に記載の方法。
12. 追加的なステップ、すなわち、
    前記供給信号（Ｓ５）に直交するベース信号（Ｓ５ｏ）を生成するステップと、
    前記受信機出力信号（Ｓ１）と前記直交ベース信号（Ｓ５ｏ）のスカラー積を形成することにより、直交射影画像信号（Ｓ１０ｏ）が生成されるステップと、
    必要に応じて、増幅器（Ｖ２）によって、前記直交射影画像信号（Ｓ１０ｏ）を出力信号（Ｓ４ｏ）に増幅するステップと、
    前記直交射影画像信号（Ｓ１０ｏ）に基づく前記出力信号（Ｓ４ｏ）に前記ベース信号（Ｓ５ｏ）を乗算してプリ信号（Ｓ６ｏ）にするステップと、
    前記直交プリ信号（Ｓ６ｏ）に、前記供給信号（Ｓ５）への前記出力信号（Ｓ４）の乗算によって形成されるプリ信号（Ｓ６）を加算するステップであって、前記補償信号（Ｓ３）が、前記プリ信号（Ｓ６）への前記直交プリ信号（Ｓ６ｏ）と、必要に応じてバイアス値（Ｂ１）の加算によって生成されるステップと、
    を特徴とする、請求項１から１１のいずれか一項に記載の方法。
13. 前記スカラー積は、
    直交検出信号（Ｓ９ｏ）が形成されるように、前記受信機出力信号（Ｓ１）と前記直交ベース信号（Ｓ５ｏ）を乗算することにより、
    フィルタ（Ｆ２）によって前記直交検出信号（Ｓ９ｏ）をフィルタリングすることにより、
    前記受信機出力信号（Ｓ１）および前記直交ベース信号（Ｓ５ｏ）から形成されることを特徴とする、請求項１から１２のいずれか一項に記載の方法。
14. 以下のステップ、すなわち、
    第１の期間Δｔ_１だけ供給信号（Ｓ５）に遅れて進むパルス（Ｓ５ｄ１）と、第２の期間Δｔ_２だけ遅れて進むパルス（Ｓ５ｄ２）と、第３の期間Δｔ_３だけ遅れて進むパルス（Ｓ５ｄ３）とを形成するステップと、
    ここで前記期間Δｔ_２は前記期間Δｔ_１超、前記期間Δｔ_３は前記期間Δｔ_２以上である
    前記供給信号（Ｓ５）からベース信号（Ｓ５ｏ１）を形成するステップと、
    前記信号（Ｓ５ｏ１）に直交するベース信号（Ｓ５ｏ２）を形成するステップであって、この場合、特に、
    ａ．前記直交ベース信号（Ｓ５ｏ１）を、前記信号（Ｓ５ｄ１）と前記信号（Ｓ５ｄ２）の差として形成することができ、および／または
    ｂ．前記直交ベース信号（Ｓ５ｏ２）を前記直交ベース信号（Ｓ５ｄ３）と同一にすることができ、および／または
    ｃ．時間間隔を、Δｔ_１＝０にすることができ、および／または
    ｄ．時間間隔Δｔ_２およびΔｔ_３を等しくすることができるステップと、
    前記直交ベース信号（Ｓ５ｏ１）を直交プリ信号（Ｓ６ｏ１）にさらに処理するステップと、
    前記直交ベース信号（Ｓ５ｏ２）を直交プリ信号（Ｓ６ｏ２）にさらに処理するステップと、
    前記プリ信号（Ｓ，Ｓ６ｏ１，Ｓ６ｏ２）から、特に加算することにより、前記補償送信機（Ｋ）に送信される前記補償信号（Ｓ３）を形成するステップと
    を特徴とする、請求項１から１３のいずれか一項に記載の方法。
15. いくつかの直交ベース信号（Ｓ５ｏｉ）を生成することと、
    いくつかの直交プリ信号（Ｓ６ｏｉ）を生成することと、
    少なくとも１つの直交プリ信号（Ｓ６ｏｉ）を、前記プリ信号（Ｓ６）および任意の前記バイアス値（Ｂ１）に加算することと、
    いくつかの増幅器（Ｖ２）が好ましくは用いられることと、
    を特徴とする、請求項１２から１４のいずれか一項に記載の方法。
16. 前記供給信号（Ｓ５）に直交する前記ベース信号（Ｓ５ｏ）のうちの少なくとも２つが互いに直交することを特徴とする請求項１５に記載の方法。
17. 追加的なステップ、すなわち、
    前記供給信号（Ｓ５）に直交するベース信号（Ｓ５ｏ）を生成するステップと、
    前記受信機出力信号（Ｓ１）と前記直交ベース信号（Ｓ５ｏ）のスカラー積を形成することにより、直交射影画像信号（Ｓ１０ｏ）が生成されるステップと、
    特に、増幅器（Ｖ２）を用いて、前記直交射影画像信号（Ｓ１０ｏ）を直交出力信号（Ｓ４ｏ）に増幅するステップと、
    さらに処理された受信機出力信号（Ｓ１）を、直交出力信号（Ｓ４ｏ）に応じて遅延させるステップであって、受信機出力信号（Ｓ１）の補償信号（Ｓ３）へのさらなる処理チェーンにおける遅延が、以下の信号の少なくとも一方の遅延、すなわち、
    １．逆変換に用いられる供給信号（Ｓ５）の遅延、および／または、
    ２．前記逆変換中のプリ信号（Ｓ６）の遅延
    に応じて行われるステップと、
    非遅延信号の代わりに、それぞれの遅延信号をさらに処理するステップと、
    を特徴とする、請求項１から１６のいずれか一項に記載の方法。
18. 少なくとも１つの第１の送信機（Ｈ１）は、供給信号（Ｓ５）によって直接的に制御されないが、少なくとも１つの作動位置においては、前記送信機は、信号（Ｓ５）に対して遅延されている信号（Ｓ５ｄｘ）によって制御され得ることを特徴とする、請求項１から１７のいずれか一項に記載の方法。
19. 追加的なステップ、すなわち、
    前記供給信号（Ｓ５）に直交するベース信号（Ｓ５ｏ）を生成するステップと、
    前記受信機出力信号（Ｓ１）および前記直交ベース信号（Ｓ５ｏ）からスカラー積を形成することにより、前記直交射影画像信号（Ｓ１０ｏ）が生成されるステップと、
    特に、増幅器（Ｖ２）を用いた、前記直交射影画像信号（Ｓ１０ｏ）の増幅によって直交出力信号（Ｓ４ｏ）を形成するステップと、
    前記出力信号（Ｓ４ｏ）に応じた前記供給信号（Ｓ５）の遅延によって、前記供給信号（Ｓ５）に対して遅延制御される供給信号（Ｓ５ｄｘ）を生成するステップと、
    前記第１の送信機（Ｈ１）に、前記遅延された供給信号（Ｓ５ｄｘ）を供給するステップと、
    を特徴とする、請求項１から１８のいずれか一項に記載の方法。
20. 前記供給信号（Ｓ５）は、クロック化され、または単一周波数であり、前記遅延された供給信号（Ｓ５ｄｘ）の形成は、位相シフトによって前記供給信号（Ｓ５）を遅延させることによって実現されることを特徴とする、請求項１８または１９に記載の方法。
21. 前記供給信号（Ｓ５）は、乱数発生器または擬似乱数発生器によって生成され、前記擬似乱数発生器は、好ましくは、フィードバックシフトレジスタを備え、前記供給信号（Ｓ５）は、好ましくは、単純な原始生成多項式から形成されることを特徴とする、請求項１から２０のいずれか一項に記載の方法。
22. 各々が、前記供給信号（Ｓ５）に対して時間間隔Δｔだけシフトされている、いくつかの信号、好ましくは、遅れて進む信号の生成によって、前記第１の伝送路（Ｔ１）内に配置されている物体（Ｏ）を検出することができることを特徴とする、請求項１から２１のいずれか一項に記載の方法。
23. 前記出力信号（Ｓ４）および／または前記直交出力信号（Ｓ４ｏ）は、処理され、または測定値として出力されることを特徴とする、請求項１から２２のいずれか一項に記載の方法。
24. 前記方法の少なくとも一部は、好ましくは、マイクロコンピュータまたは信号プロセッサまたはアナログコンピュータ上のＦＳＭ（有限状態機械）を用いて、ＨＭＭ（隠れマルコフモデル）またはペトリネット、または、神経回路網にてディジタル形式で実行されることを特徴とする、請求項１から２３のいずれか一項に記載の方法。
25. 請求項１から２４のうちの一項以上に記載されている方法を実行するように設計および設定されることを特徴とするセンサシステム。
26. 第１の送信機（Ｈ１）と、補償送信機（Ｋ）と、受信機（Ｄ１）とを備える、前記第１の送信機（Ｈ１）と前記受信機（Ｄ１）との間の第１の伝送路の伝送特性を測定するためのセンサシステムであって、
    前記第１の送信機（Ｈ１）には、ジェネレータ（Ｇ１）の供給信号（Ｓ５）が供給され、および前記送信機は、前記第１の伝送路（Ｔ１）の少なくとも一部の通過後に、前記受信機（Ｄ１）によって検出される前記伝送路（Ｔ１）上に第１の信号を送信するように設計および設定され、
    前記補償送信機（Ｋ）は、第２の伝送路の通過後に、前記受信機（Ｄ１）によって検出される前記第２の伝送路上に前記第２の信号（ｌ２）を送信するように設計および設定され、
    前記受信機（Ｄ１）は、前記第１の信号（ｌ１）と前記第２の信号（ｌ２）を線形的に重畳するように、およびそれから受信機出力信号（Ｓ１）を形成するように設計および設定され、
    前記供給信号（Ｓ５）は、帯域制限され、ゼロとは異なり、上方カットオフ周波数ωｍａｘと、それとは異なる下方カットオフ周波数ωｍｉｎとを有し、
    前記供給信号（Ｓ５）と前記受信機出力信号（Ｓ１）は、それぞれ、プレヒルベルト空間内にベクトルを形成するセンサシステムであって、
    射影画像信号（Ｓ１０）が生成されるような、前記受信機（Ｄ１）の前記受信機出力信号（Ｓ１）の前記供給信号（Ｓ５）上へのヒルベルト射影によって順変換を実行するように設計および設定される処理ユニット（ＰＵ）と、
    前記射影画像信号（Ｓ１０）を増幅して、前記出力信号（Ｓ４）を形成するように設計および設定される増幅器（Ｖ１）と、
    を備え、
    前記供給信号（Ｓ５）を用いた前記出力信号（Ｓ４）の逆変換が前記処理ユニット（ＰＵ）内で行われ、前記出力信号（Ｓ４）および前記供給信号（Ｓ５）の両者は、好ましくは乗算され、およびさらに処理されて補償信号（Ｓ３）になるプリ信号（Ｓ６）が形成され、前記受信機出力信号（Ｓ１）のフィードバック制御のために、前記補償送信機（Ｋ）には前記補償信号が供給されるセンサシステム。
27. 前記処理ユニット（ＰＵ）がフィルタ（Ｆ１）を備え、
    前記処理ユニット（ＰＵ）でのヒルベルト射影は、前記受信機出力信号（Ｓ１）に前記供給信号（Ｓ５）が乗算されて、検出信号（Ｓ９）が形成されるスカラー積の形成によって行われ、および
    前記検出信号（Ｓ９）が前記フィルタ（Ｆ１）でフィルタリングされ、その結果、前記射影画像信号（Ｓ１０）が、前記フィルタ（Ｆ１）の出口で生成される、
    ことを特徴とする、請求項２６に記載のセンサシステム。
28. 複数のジェネレータ（Ｇｉ）が供給信号（Ｓ５ｉ）を生成し、
    複数の第１の送信機（Ｈｉ）の各々に供給信号（Ｓ５ｉ）が供給され、
    前記送信機（Ｈｉ）のうちの１つのそれぞれの送信信号（ｌ４ｉ）が、それを介して前記受信機（Ｄ１）へ送信される、複数の伝送路が存在し、
    前記第１の送信機（Ｈｉ）の第１の信号（ｌ４ｉ）は、前記受信機（Ｄ１）において、前記補償送信機（Ｋ）の前記第２の信号（ｌ２）に重ね合わされて前記受信機出力信号（Ｓ１）になり、
    各前記第１の送信機（Ｈｉ）の各前記第１の供給信号（Ｓ５ｉ）に対して、前記補償信号（Ｓ３）がそれから形成される前記処理ユニットで、プリ信号（Ｓ６ｉ）が生成される、
    ことを特徴とする、請求項２６または２７に記載のセンサシステム。
29. 前記センサシステムは、いくつかの受信機（Ｄｉ）と、いくつかの補償送信機（Ｋｉ）とを備え、前記補償送信機（Ｋｉ）は、前記受信機（Ｄｉ）の各々と関連付けられ、
    前記第１の送信機（Ｈ１）の前記送信信号がそれを介してそれぞれの受信機（Ｄｉ）へ送信される複数の伝送路が形成され、
    前記第１の送信機（Ｈ１）の前記第１の信号（ｌ４）は、前記受信機（Ｄｉ）の各々において、補償送信機（Ｋｉ）のそれぞれの第２の信号（ｌ２ｉ）と重ね合わされて受信機出力信号（Ｓ１ｉ）になり、
    各送信機（Ｈ２ｉ）に対して、前記処理ユニットにおいて、それぞれの前記補償送信機（Ｋｉ）に供給される、前記受信機（Ｄｉ）の前記出力信号のフィードバック補償のための補償信号（Ｓ３ｉ）が生成される、
    ことを特徴とする、請求項２６から２８のいずれか一項に記載のセンサシステム。
30. 前記センサシステムは、いくつかの受信機（Ｄｉ）と、少なくとも１つの、好ましくはいくつかの補償送信機（Ｋｉ）とを備え、補償送信機（Ｋｉ）は、少なくとも２つの受信機（Ｄｉ）に共通して関連付けられ、
    前記第１の送信機（Ｈ１）の送信信号が、それを介してそれぞれの受信機（Ｄｉ）へ送信される複数の伝送路（Ｔ１ｉ）が形成され、
    前記第１の送信機（Ｈ１）の前記第１の信号（ｌ４）は、各受信機（Ｄｉ）において、補償送信機（Ｋｉ）のそれぞれの第２の信号（ｌ２ｉ）と重ね合わされて受信機出力信号（Ｓ１ｉ）になり、
    それぞれの前記補償送信機（Ｋｉ）に供給される、前記受信機（Ｄｉ）の出力信号のフィードバック補償のための補償信号（Ｓ３ｉ）が、前記処理ユニットにおいて、各前記補償送信機（Ｋｉ）のために生成され、および
    前記補償信号（Ｓ３ｉ）は、少なくとも１つの補償送信機（Ｋｉ）を共用する前記受信機（Ｄｉ）の前記信号（Ｓ１ｉ）の処理ユニット間で、時分割多重化法でそれぞれ前後にスイッチングすることによって形成され、時分割多重化の結果として補償信号（Ｓ３ｉ）に断続的に寄与しない前記処理ユニットは、それらの内部状態および出力応答が、この時間中に変化しないように接続され、時分割多重化の結果として補償信号（Ｓ３ｉ）に断続的に寄与する前記処理ユニットは、その寄与の持続期間、時分割多重化が行われていないかのように機能することを特徴とする、請求項２６から２９のいずれか一項に記載のセンサシステム。
31. 第１の送信機（Ｈ１）と受信機（Ｄ１）との間での信号伝送は、電子的に、容量的に、誘導的に、電磁的に、電流の伝送、電圧の伝送を介して、電気的または熱的出力の伝送を介して、音響的に、流体的に、空気圧的に、油圧的に、または、移動媒体、具体的には、水および油の、または固定の物理的特性または化学的特性を変えることによって行われることを特徴とする、請求項２６から３０のいずれか一項に記載のセンサシステム。
32. 前記伝送路（Ｔ１）の特性に関する、または、前記伝送路（Ｔ１）内の物体（Ｏ）または媒体に関する以下の変数、すなわち、
    屈折率、
    物体の密度、
    物体のサイズ、
    物体の距離、
    物体の組成、
    空間内での物体の位置、
    物体の方向、
    透明性または透過率（特に、スペクトルまたは色依存の）、
    減衰または吸収（特に、スペクトルまたは色依存の）、
    反射性または反射率（特に、スペクトルまたは色依存の）、
    位相遅延（特に、スペクトルまたは色依存の）、
    核スピン相互作用（特に、共鳴）、
    浸透性、
    誘電率、
    導電率、抵抗または抵抗分布、及び、
    速度分布、
    のうちの少なくとも１つが検出されることを特徴とする、請求項２６から３１のいずれか一項に記載のセンサシステム。

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