KR101903218B1 - 송신기와 수신기 간의 측정 시스템의 송신 경로의 특성들을 측정하는 방법 및 센서 시스템 - Google Patents

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Abstract

제 1 송신기 (H1) 와 수신기 (D1) 간의 피드백 보상에 기초하여 측정 시스템의 제 1 송신 경로 (T1) 의 송신 특성들을 측정하는 방법 및 센서 시스템이 개시되고, 보상 송신기 (K) 의 보상 신호 (I2) 는 제 1 송신기 (H1) 의 방출된 송신 신호 (I2) 에 부가하여 수신기 (D1) 에서 중첩된 방식으로 수신된다. 제 1 송신기 (H1) 에 대한 공급 신호 (S5) 및 수신기 (D) 의 수신기 출력 신호 (S1) 각각은 프리-힐버트 공간에서의 벡터를 형성한다. 본 발명에 따른 방법에 의해, 프로젝션 이미지 신호 (S10) 가 생성되도록, 수신기 (D1) 의 수신기 출력 신호 (S1) 와 공급 신호 (S5) 간에 힐버트 프로젝션이 수행된다. 출력 신호 (S4) 는 프로젝션 이미지 신호 (S10) 로부터 형성된다. 프리-신호 (S6) 는, 출력 신호 (S4) 의 공급 신호 (S5) 와의 적어도 부분적인 역변환에 의해 생성된다. 바람직하게, 역변환은 승산을 통해 수행된다. 보상 송신기 (K) 에 공급하기 위한 보상 신호 (S3) 는 수신기 출력 신호 (S1) 의 피드백 제어를 달성하기 위해 형성된 프리-신호 (S6) 로부터 생성된다.

Description

송신기와 수신기 간의 측정 시스템의 송신 경로의 특성들을 측정하는 방법 및 센서 시스템{METHOD AND SENSOR SYSTEM FOR MEASURING THE PROPERTIES OF A TRANSMISSION PATH OF A MEASURING SYSTEM BETWEEN A TRANSMITTER AND A RECEIVER}
본 발명은 제 1 송신기와 수신기 간의 제 1 송신 경로의 송신 특성들을 측정하는 방법 및 센서 시스템에 관한 것이다. 제 1 송신기는, 제 1 송신 경로의 적어도 일부를 통과한 이후 수신기에 의해 검출되는 제 1 신호를 송신 경로 상으로 송신한다. 제 2 송신기는, 제 2 송신 경로를 통과한 이후 수신기에 의해 검출되는 제 2 신호를 제 2 송신 경로 상으로 송신한다. 수신기에 있어서, 제 1 신호와 제 2 신호는 실질적으로 누적 방식으로 중첩된다. 그 후, 그로부터 수신기 출력 신호가 형성되고, 추가로 프로세싱되며, 최종적으로, 보상을 위한 피드백 루프에 있어서의 제 2 송신기로 제공된다.
어플리케이션의 다수의 영역들에 있어서, 송신기로부터 수신기, 예를 들어, 센서로의 송신 경로의 송신 특성들이 결정되게 된다. 예를 들어, 레퍼런스 오브젝트의 다른 오브젝트까지의 거리를 결정하는 것 또는 특정 영역 또는 공간에 있어서의 오브젝트의 움직임을 검출하는 것이 필요할 수 있다. 다른 예들은 예를 들어, 굴절율, 흡수 스펙트럼, 분산, 산란 (예를 들어, 안개 검출), 스핀 완화 시간들, 투자율, 비투자율, 및 광속과 같은 전자기 상수들과 같은 송신 경로의 매질의 기본 특성들, 형광 특성들 (신호의 캐리어 파장 및/또는 캐리어 주파수의 다른 파장/주파수로의 송신) 의 결정, 또는 반사율, 반사 스펙트럼과 같은 경계층들 및 표면들의 특성들, 경계 표면의 매질들 간의 전술된 특성들의 비율, 경계 표면의 스페이싱의 검출 등등이다.
수개의 보상 방법들이 종래 기술로부터 공지되며, 종래 기술에서, 실제 송신 신호는, 수신기가 합에 있어서 거의 일정한 신호를 포함하는 그러한 방식으로 수신기에서 보상 신호와 중첩된다. 측정의 그러한 보상 방법은, 예를 들어, 다음의 문헌들에 개시된다.
DE 10001955A1
DE 10024156A1
DE 19839730C1
DE 930983U1
DE 10001943C1
DE 10346741B3
DE 102004025345B3
DE 102005013325A1
DE 102005010745B3
DE 102007005187B4
이들 문헌들에 기술된 방법들은 진폭 조정된 아날로그 신호를 송신 신호로서 및/또는 보상 신호로서 사용한다. 송신 신호는 일정한 듀티 사이클을 갖고 대체로 실질적으로 단일-빈발 (monofrequent) 식이며, 즉, 오직 하나의 특정 주파수를 사용한다.
단일-빈발 아날로그 보상 신호는, 단일-빈발 보상 신호가 간섭에 매우 민감하기 때문에, 이들 방법들에 있어서 실질적인 단점인 것으로 판명된다. 예를 들어, 광학 시스템들에 있어서, 거의 균일한 태양광선으로부터의 간섭이 없는 동안, 개별 영역의 라인 주파수의 50Hz 또는 60Hz 의 라인 주파수의 배수들로 변동하는 형광 튜브들 및 그 트랜지언트들과 같은 광 소스들로부터의 광은 실제로 간섭을 야기함이 발견되었다. 본 명세서에서 설명된 측정 시스템들 중 수개가 광학적으로 분리될 수 없을 경우에, 문제가 더욱 악화된다. 이는, 예를 들어, 다가오는 자동차의 송신기가 자기 소유의 자동차의 수신기로 송신하면 상기 개시들 중 하나에 기초한 광학 자동차 레이더에서의 경우일 수 있다. 상기 시스템들은 이러한 목적으로 사용가능하지 않다.
따라서, 그 시스템들은 수개의 시스템들을 이용한 삼각측량 및 더 복잡한 인식 태스크들에 용이하게 적합하지 않다.
또한, 수개의 송신 경로들 또는 더 큰 범위가 검출되거나 모니터링되려면 그러한 시스템들을 사용하기가 어렵게 된다. 그 후, 시분할 멀티플렉스 방법이 개별 신호들을 시간적으로 구별하기 위해 일반적으로 사용된다. 하지만, 이는, 신호들의 프로세싱 및 원하는 범위의 관측 동안에 지연들이 발생한다는 단점을 갖는다. 특히 보안 관련 어플리케이션들에서 용인가능하지 않은 시간-갭들이 공간 관측에 있어서 발생한다.
갭 검출을 수행하는 상기 리스트로부터의 시스템들의 다른 단점은, 수개의 반사기들이 사용될 경우 그 반사기들 간의 평균 갭을 결정하는 것만이 가능하다는 점이다.
종래 기술 및 관련 문제들을 출발점으로서 취하면, 본 발명의 목적은, 예를 들어, 송신 경로에 존재하는 오브젝트 및/또는 이 오브젝트의 중요 특성들이 신뢰성있게 식별될 수 있도록 하는 송신 경로의 송신 특성들을 검출하는 최적화된 방법을 제공하는 것이다. 그 방법은 특히 가장 가능성있는 정도로 보상 기반이고 간섭에 둔감하다.
본 목적은 청구항 제1항의 특징부들에 따른 측정 시스템의 송신 경로의 송신 특성들을 측정하는 방법에 의해 뿐만 아니라 청구항 제26항의 특징부들을 갖는 센서 시스템에 의해 달성된다.
내재하는 시스템 및 내재하는 수학적 방법들의 설명
측정 시스템의 제 1 송신 경로는 제 1 송신기 (H1) 와 수신기 (D1) 간에 형성된다. 제 1 송신기 (H1) 는 제 1 송신 경로 상으로 제 1 신호를 송신하여, 제 1 송신 경로의 적어도 일부를 통과한 이후 이 신호가 수신기 (D1) 에서 검출되게 한다. 소위 보상 송신기인 제 2 송신기 (K) 는 제 2 송신기 (K) 와 수신기 (D1) 간에 존재하는 제 2 송신 경로 상으로 제 2 신호를 송신한다. 제 2 신호 (보상 송신 신호) 는 제 2 송신 경로를 통과한 이후 수신기 (D1) 에 의해 검출된다. 수신기 (D1) 에 있어서, 제 1 신호와 제 2 신호는 실질적으로 선형 방식으로 중첩된다. 중첩은 바람직하게는 누적식이다. 수신기에서, 수신기 출력 신호가 2개의 중첩된 신호들로부터 형성된다.
제 1 송신기 (H1) 와 수신기 (D1) 간의 제 1 송신 경로의 송신 특성들을 측정하기 위해, 제 1 공급 신호 (S5) 가 생성기에 의해 생성된다. 공급 신호 (S5) 및 수신기 출력 신호 (S1) 는, 그 2 개의 신호들 각각이 프리-힐버트 (pre-Hilbert) 공간에서의 벡터를 형성하도록 선택된다. 본 문맥에서 사용되는 바와 같은 프리-힐버트 공간의 더 정확한 정의가 하기에 제공될 것이다. 관련 수학적 관계들이, 예를 들어, "Taschenbuch der Mathematik" [Handbook of Mathematics]; I. N. Bronstein, K. A. Semendjajew. G. Musiol,
Figure 112014089870281-pct00001
; 6th edition; Frankfurt am Main; published by Harri Deutsch; 2005; section 12.4 "Hilbert Spaces", page 635 et seqq.에서 기술된다. 이 책에서 참조가 되는 개소들에서, 그것은 BRONSTEIN 으로서 지칭된다.
송신될 신호들은 시간의 함수들에 의해 형성되고; 가장 단순한 경우에 있어서, 예를 들어, 이 신호들은 사인 또는 코사인 함수에 의해 형성된다. 동일한 것이 수신기 출력 신호 (S1) 에 적용된다. 이는, 벡터들인 것으로 결정된 신호들 (제 1 송신기가 공급받는 공급 신호 (S5), 및 수신기 출력 신호 (S1)) 이 내적이 정의되는 벡터 공간의 엘리먼트들임을 의미한다. 즉, 2개의 신호들 (S5, S1) 은, 벡터들 간의 관계를 기술할 수 있도록 하기 위해 스칼라 곱이 정의되는 벡터 공간의 엘리먼트들이다 (BRONSTEIN 섹션 12.4.1.1).
이해를 용이하게 하기 위해, 몇몇 일반적인 리마크들이 배경으로 행해질 것이다.
신호 (S(t)) 는 벡터 (S) 로서 표현될 수 있다. 그렇게 함에 있어서, 신호 (S(t)) 는 무한 개수의 신호 값들 (Si), 즉, 신호 (S(t)) 가 이 값 (Si) 를 가졌던 시점 (ti) 을 나타내는 인덱스 (i) 를 갖는 신호 샘플들로 이루어진다. 따라서, 이들 무한 값들 (Si) 은 무한 차원 벡터 (S) 를 구성한다. 그러한 값 (St= S(t)) 이 각각의 시점 (t) 에 대해 결정될 수 있기 때문에, 값 (Si) 과 값 (Si+1) 간의 갭은 제로로 감소될 수 있다. 따라서, S(t) 는, 벡터 (S) 의 값들 (Si) 의 오리지널 인덱스 (i) 에 대응하는 파라미터 (t) 를 갖는 무한 차원 벡터로서 간주될 수 있다.
이제, 2개의 신호들 (A(t) 및 B(t)) 을 고려하면, 샘플 신호들 (Ai 및 Bi) 의 벡터들 (A 및 B) 의 스칼라 곱을 위해 다음을 기재한다:
Figure 112014089870281-pct00002
이 스칼라 곱은 힐버트 공간의 정의의 부분으로서 사용될 수 있다.
이는 벡터 특성이 없는 단일 값, 즉, 벡터 (A) 와 같은 일 벡터의 벡터 (B) 와 같은 다른 벡터로의 프로젝션에 대응하는 스칼라를 산출한다.
이제, 관련된 시간 연속 신호들 (A(t) 및 B(t)) 을 고려하면, 관련된 스칼라 곱이, 예를 들어, 다음과 같이 정의될 수 있다:
Figure 112014089870281-pct00003
여기서, 시간 연속 신호들 (A(t) 및 B(t)) 은 상기 기술된 바와 같은 힐버트 공간의 벡터들로서 간주되며, 여기서, 상기 적분은 이 벡터 공간의 대응하는 스칼라 곱의 역할을 가정하고 선행하는 수학식의 합을 대신한다.
하지만, 스칼라 곱들이 반드시 적분일 필요는 없다. 스칼라 곱은, 단지 힐버트 공간이 형성되도록 정의될 필요가 있다. 예를 들어, 이는, 신호들 (A(t) 및 B(t)) 의 곱의 선형 여과 (F[ ]) 일 수 있다:
Figure 112014089870281-pct00004
2개의 신호들 (A(t), B(t)) 이 직교한다는 것은 그 스칼라 곱이 제로를 산출한다는 것이다:
Figure 112014089870281-pct00005
직교 기저 신호 세트는 신호들 (Bi(t)) 의 세트이고, 여기서, i 는 인덱스를 나타내고 다음이 참을 유지한다:
i ≠ j 에 대해,
Figure 112014089870281-pct00006
기저 신호들의 세트 (Bi(t)) 는, 모든 Bi(t) 에 대해 다음이 적용되는 제로와는 상이한 부가적인 신호 (C(t)) 가 존재할 수 없다면 완전하다:
Figure 112014089870281-pct00007
기저 신호 세트가 불완전하면, 프리-힐버트 공간에 대해 말한다.
신호 (C(t)) 가 기저 신호 세트 (Bi(t)) 를 갖는 힐버트 공간으로 변환되려 하면, 계수 (ci) 가 신호 (C(t)) 및 기저 신호 (Bi(t)) 로부터의 모든 가능한 스칼라 곱에 대해 형성된다:
Figure 112014089870281-pct00008
완전성을 위해, 기저 신호들 (Bi(t)) 은 그 놈 (norm) 이 1 과 동일하도록 그 진폭의 관점에서 편의상 빈번하게 선택됨이 언급되어야 한다:
Figure 112014089870281-pct00009
ci 계수들의 벡터 (c) 로부터 오리지널 신호 (C(t)) 를 복원하기 위해, 이는 단순 역변환
Figure 112014089870281-pct00010
를 이용하여 달성될 수 있다.
이 방법은, 신호 (S5) 에 비례하는 컴포넌트 (S1S5(t)) 를 신호 (S1(t)) 로부터 프로젝션하기 위해 사용될 수 있다. 이러한 목적으로, 변환 및 역변환이 오직 이 신호 (S5) 에 대해서만 수행된다. 그렇게 함에 있어서, 신호 (S5) 의 놈은 1 과 동일함이 가정된다. 다음이 적용된다:
Figure 112014089870281-pct00011
스칼라 곱이 신호 (S1) 와 신호 (S5) 를 승산하고 그 후 필터 (F) 를 통해 필터링함으로써 수행되면,
Figure 112014089870281-pct00012
을 기재할 수 있다.
따라서, 필터 (F) 는, 선행하는 신호 승산과 함께, 신호 (S1) 의 기저 신호 (S5) 로의 변환을 수행한다. 또한, 신호 (S1) 의 신호 (S5) 로의 힐버트 프로젝션에 대해 말하지만, 후속적인 제 2 승산은 역변환에 대응한다. 신호 (S5) 단독으로 모든 생각할 수 있는 신호들에 대한 기저 신호 세트를 구성할 수 없기 때문에, 신호 (S1) 의 S5 공간으로의 연속하는 정변환 및 역변환의 결과 (S1S5(t)) 는 입력 신호 (S1) 으로부터 벗어난다. 따라서, 신호 (S1) 는 결국 필터링된다.
송신, 송신 경로의 통과, 보상 송신기 (K) 의 신호와의 중첩, 및 후속 수신의 결과로서, 공급 신호 (S5) 는 수신기 출력 신호 (S1) 로 변경된다. 그 후, 신호 (S1) 는 공급 신호 (S5) 의 컴포넌트들, 그리고 왜곡들 및 다른 변경들로부터 발생하는 컴포넌트들을 포함한다. 공급 신호 (S5) 에 대응하는 컴포넌트들이 먼저 분리된다.
따라서, 다른 방법 단계에 있어서, 정변환은 수신기의 수신기 출력 신호 (S1) 의 제 1 송신기의 공급 신호 (S5) 로의 힐버트 프로젝션을 통해 수행된다. 힐버트 프로젝션은, 오직 하나의 단일 컬럼 매트릭스가 벡터에 의해 승산되고 따라서 스칼라를 형성하는 특별한 타입의 변환이다. 힐버트 프로젝션 (BRONSTEIN 섹션 12.4.2) 은, 수신기 출력 신호가 제 1 공급 신호 상으로 프로젝션되거나 대안적으로 공급 신호가 수신기의 수신기 출력 신호 상으로 프로젝션되는 그러한 방식으로 수행될 수 있다. 실함수들에 있어서, 양 절차들은 동일한 결과들을 야기한다. 복소 함수들에 있어서, 프로젝션의 타입이 어플리케이션에 기초하여 선택되어야 한다. 시스템 시뮬레이션이 여기서 수행되어야 한다. 따라서, 프로젝션 이미지 신호가 힐버트 프로젝션을 이용하여 생성된다.
기술적으로 말하면, 힐버트 프로젝션의 실행은 수신기 출력 (S1) 에서의 얼마나 많은 신호 컴포넌트가 공급 신호 (S5) 에 기초하는지를 검출하는 것을 의미한다. 공급 신호 컴포넌트 및 제 2 송신기 (보상 송신기) (K) 로부터의 컴포넌트 이외에, 수신기 출력 신호는, 예를 들어, 송신 경로에 영향을 주는 간섭자들 (z.B.J1) 의 신호 컴포넌트들을 포함한다. 힐버트 프로젝션이 완전한 직교 기저 신호 세트로 수행되지 않고 대신, 본 명세서에서 오직 공급 신호 (S5) 로 수행되기 때문에, 처음에, 오직 이 컴포넌트만을 기술하는 오직 단일 계수 신호만을 획득하고, 수신기 출력 신호 (S1) 의 복원을 가능케 할 계수 신호들의 완전한 세트를 획득하지는 않는다. 따라서, 공급 신호 (S5) 에 상관되는 오직 수신기 출력 신호 (S1) 의 컴포넌트만이 추가로 프로세싱된다. 따라서, 공급 신호 (S5) 에 대응하지 않는 수신기 출력 신호 (S1) 의 컴포넌트들은 생략된다. 이러한 방식으로, 오직 송신된 공급 신호만을 통과시키는 필터링이 수행된다.
힐버트 프로젝션으로부터 기인하는 프로젝션 이미지 신호 (S10) 는 출력 신호 (S4) 로 추가로 프로세싱된다. 바람직하게, 추가적인 프로세싱은 증폭기 (V1) 에 의한 프로젝션 이미지 신호 (S10) 의 증폭을 통해 수행된다. 증폭은 1 과 동일할 수 있거나, 또는 어플리케이션에 의존하여, 예를 들어, 또한, 음수일 수도 있다.
한편, 출력 신호 (S4) 는, 출력 신호의 제 1 공급 신호 (S5) 로의 적어도 부분적인 역변환 이후에 프리-신호 (pre-signal; S6) 가 되기 위해 추가로 프로세싱된다. 그 후, 프리-신호 (S6) 로부터, 보상 송신기 (K) 인 제 2 송신기가 공급받는 보상 신호 (S3) 가 생성된다. 이는, 수신기 출력 신호 (S1) 의 피드백 제어를 발생시킨다. 보상 신호 (S3) 는 프리-신호 (S6) 와 동일할 수 있다. 증폭기 (V1) 의 증폭 및 증폭의 부호는 통상적으로, 피드백 제어 시스템이 발진하지 않고 출력 신호 (S4) 가 수렴하도록 선택된다.
출력 신호 (S4) 는 제 1 송신 경로에 관한 원하는 정보를 포함하며, 그 제 1 송신 경로의 송신 특성들은 본 발명에 따른 방법으로 측정된다. 출력 신호 (S4) 로부터, 송신 경로, 그 특성들 또는 송신 경로 내의 오브젝트들에 관하여 추론하는 것, 및 예를 들어 오브젝트의 포지션 및 움직임을 결정하는 것이 가능하다. 출력 신호 (S4) 는, 바람직하게, 시스템으로부터 측정 결과로서 취해지며 외부적으로 추가로 프로세싱된다. 특히, 그 신호는 송신 경로에 있어서 변화들 (예를 들어, 감쇄) 의 보상에 요구되는 진폭 정보를 포함한다.
그 방법은 또한 지연을 결정하는데 적합하다. 명확화를 위해, 신호 (S1) 는 송신 신호 (S5) 의 감쇄되지 않지만 시간 지연된 버전을 나타내는 것으로 단순화를 위하여 가정될 것이다. 이는, S1 이 S5 에 관하여 지연되지 않았던 경우에 비해 스칼라 곱 (<S1, S5>) 이 감소됨을 의미한다. 시스템의 기저 신호 세트가 완전하였으면, 적어도 하나의 다른 기저 신호의 스칼라 곱이 신호 (S1) 를 갖는 값에서 대신 증가될 것이다. 예를 들어, S5 가 예를 들어 사인 신호였으면, 관련된 코사인 신호의 스칼라 곱은 지연만큼 증가될 것이다. 따라서, 지연을 결정하기 위해, 수신된 신호 (S1) 와의 제로와는 상이한 스칼라 곱을 형성할 수 있는 그러한 기저 신호들 및 관련 정변환 및 역변환을, 오직 신호 (S5) 로만 이루어진 불완전한 기저 신호 세트에 부가하는 것만이 필요하며, 이는 결국 지연된 송신 신호 (S5) 라 칭해진다. 그 후, 이들 보충된 신호들의 스칼라 곱들의 값은 지연에 대한 하나의 가능한 척도이다.
공급 신호의 특성들
종래 기술과 달리, 제로와는 상이한 거의 임의의 대역 제한된 신호의 공급 신호 (S5) 가 본 발명에 따른 방법을 수행하는데 이용될 수 있다. 단일-빈발 신호를 요구하는 종래 기술과 달리, 공급 신호 (S5) 는 일반적으로 다중-빈발 (multifrequent) 신호이며; 따라서, 동시에 수개의 상이한 주파수 컴포넌트들 및 수개의 상이한 주파수들을 포함한다. 대역 제한된 공급 신호는 상위 대역 주파수 및 하위 대역 주파수를 갖는다. 그 신호는 서로 상이한 상위 컷오프 주파수 (ωmax) 및 하위 컷오프 주파수 (ωmin) 를 갖는다. 이들로부터, 공급 신호 (S5) 의 대역폭 (ωBand) 을 획득한다:
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공급 신호는, 바람직하게, 하위 컷오프 주파수 (ωmin) 가 대역폭 (ωBand) 의 절반보다 크도록 선택된다. 바람직하게, 공급 신호는 비-클록형 대역 제한된 신호이다.
다른 선호된 실시형태에 있어서, 공급 신호는, 예를 들어, 랜덤 신호 및/또는 의사-랜덤 신호와 같은 비-클록형 신호 또는 변조된 신호일 수 있다. 또한, 확산 코드에 기초한 신호를 프로세싱하는 것이 가능하다. 백색의 대역 제한된 잡음과 같은 잡음 신호들이 또한 공급 신호 (S5) 로서 적합하다.
본 방법의 선호된 실시형태에 있어서, 힐버트 프로젝션이 스칼라 곱의 포메이션을 통해 수행된다. 공급 신호 (S5) 및 수신기 출력 신호 (S1) 벡터들 양자가 프리-힐버트 공간에 있기 때문에, 스칼라 곱이 그 신호들 사이에서 정의된다. 스칼라 승산 또는 스칼라 곱 포메이션은 기술적인 단순한 방식으로 수행될 수 있으며: 바람직하게, 수신기 출력 신호 (S1) 와 공급 신호의 승산에 의해 (따라서, 소위 검출 신호 (S9) 가 형성됨), 그리고 후속적인 필터링 (통상적으로, 적분) 에 의해 수행된다.
필터의 특성들
바람직하게는 또한 대역 제한되는 검출 신호 (S9) 의 필터 (F1) 로의 후속적인 필터링은, 프로젝션 이미지 신호 (S10) 인 필터링된 필터 출력 신호를 생성한다.
선호된 실시형태에 있어서, 바람직하게, 그 주파수가 대역 제한된 공급 신호 (S5) 의 상위 컷오프 주파수 (ωmax) 와 하위 컷오프 주파수 (ωmin) 간의 거리의 절반 이하인 그러한 주파수 컴포넌트들만을 통과하게 하는 선형 필터 (F1) 가 사용된다.
간섭자들의 억제
피드백 보상 송신 신호 (S3) 의 수신기 (D1) 로의 송신 및 전송을 통한 보상에 의한 본 발명에 따른 방법의 적용을 통해, 간섭자들 (예를 들어, J1) 이 송신 경로에 존재하면, 그 방법이 또한 적용될 수 있다. 간섭자들은 빈번하게 협대역이며, 이는 통상적으로 인공 (인조) 간섭자들에 대해 참이다. 그에 비해, 공급 신호 (S5) 는 일반적으로 광대역이도록 선택된다. 승산의 결과로서, 결과적인 신호 (S9) 의 스펙트럼에 있어서의 공급 신호 (S5) 의 컴포넌트는 상대적으로 협대역이지만, 간섭 신호는 통상적으로 필터 컷오프 주파수 초과의 주파수들로 확산 및 시프트된다. 간섭 신호 컴포넌트들은 검출 신호 (S9) 의 스펙트럼에서의 주파수에 관한 진폭에 있어서 감소되고, 동시에, 검출 신호 (S9) 의 스펙트럼에서의 그 전체 비율에 관하여 광대역이다. 후속적인 필터링을 위한 필터 (F1) 는, 공급 신호 (S5) 에 기초하는 수신기 출력 신호의 정확하게 그 컴포넌트들이 필터를 통과할 수 있는 그러한 방식으로 확립된 및 공지된 공급 신호 (S5) 에 대해 적응된다. 모든 다른 신호 컴포넌트들은 목적에 따라 필터-아웃되거나 진폭에 있어서 충분히 감소된다.
이러한 확산 방법의 결과로서, 간섭자들은 잡음 배경으로 강제된다. 이는, 그 방법이 종래 기술의 방법들보다 전반적으로 간섭에 덜 민감하게 한다. 특히, 간섭 레벨들이 공급 신호의 또는 송신기에 의해 송신된 송신 신호의 신호 레벨들보다 초과하여 있더라도 기능할 수 있다. 시뮬레이션들에 있어서, 적당한 시스템 설계로, 공급 신호 (S5) 에서 사용된 주파수들의 배수에 있지 않은 간섭자들이 -12dB 의 신호대 잡음비를 가질 수 있음이 보여질 수 있다. 이는, 리던던시로 인해, 신호의 부분들이 이미 더 이상 사용가능하지 않더라도, 공급 신호의 넓은 스펙트럼이 수신기 출력 신호 (S1) 에서의 신호 (S5) 의 양호한 인식값을 보장하기 때문이다. 그 방법은 매우 양호한 디커플링을 가능하게 한다. 이러한 이유로, 종래 기술에 반하여, 그 공급 신호들 (S5) 이 사용된 스칼라 곱에 대하여 서로 직교하면 2 이상의 동시에 기능하는 보상 기반 시스템들을 동작시키는 것이 또한 가능하다. 이들 시스템들은 본 발명에 따른 방법의 구현없이 서로 간섭할 것이다. 하지만, 공급 신호 직교성에 의한 디커플링은 무간섭 동작을 가능케 한다.
공급 신호의 최적의 선택
본 발명에 따른 방법의 선호된 실시형태에 있어서, 간섭 신호는 먼저 수신기 출력 신호에서 식별된다. 이는, 간섭하는 송신기가 제 1 송신기와 수신기 간의 송신 경로에 영향을 줄 경우에 발생한다. 그러한 간섭 신호를 식별하기 위해, 바람직하게는 힐버트 프로젝션을 위해 사용되는 필터가 측정된다.
그 측정은, 공급 신호 (S5) 의 기반으로서 최적의 디지털 확산 코드의 예시적인 결정과 관련하여 설명된다. 후자는 송신 경로에 존재하는 간섭들에 대한 최대 신호대 잡음비를 가질 것이다. 이는, 송신 신호 (S5) 가 간섭 신호에 대한 최대 신호대 잡음비를 가짐을 보장한다. 이제, 공급 신호 (S5) 는 하나 이상의 코드들의 거의-무한 결과로서 인지된다. 경우들 중 가장 단순한 경우에 있어서, 코드는 영구적으로 반복된다.
이들 동일하게 긴 코드들 각각은, 공급 신호 (S5) 가 예를 들어 논리 1 에 대응하는 물리 레벨로 또는 논리 0 에 대응하는 물리 레벨로 스위칭되는 n 비트들의 시퀀스로 이루어진다. 이 n 비트 시퀀스는, 예를 들어, 거의-무한 루프에서 반복적으로 송신되고, 따라서, 기저 신호 (S5) 를 생성한다. 따라서, n 비트들의 코드 길이에 있어서, 2n개의 잠재적인 코드들이 S5 신호를 생성하기 위해 가능하다. 이들 코드들 중 적어도 하나는 잠재적인 간섭자들에 대한 최대 신호대 잡음비를 갖는다.
이제, 제 1 송신기 (H1) 에는 공지의 특히 일정한 공급 신호 (S5) 가 공급된다. 공급 신호 (S5) 는 바람직하게는 1 과 동일하다. 이는, 예를 들어, 1 을 나타내는 바이너리 코드 시퀀스를 송신함으로써 수행될 수 있다. 이에 역인 코드는 제로를 나타낸다.
본 발명에 따른 방법이 신호 추정 알고리즘에 기반하기 때문에, 논리 1 이 그 방법의 초기 페이즈 동안에 송신기에 적용된다. 이제, 신호 추정기는 2n개의 잠재적인 코드들의 수량으로부터의 코드를 각각의 수신 코드에 할당한다. 결과적으로, 정규 동작 동안 실수로 수신되는 이러한 코드의 가능성이 증가한다. 가능한 2n개의 코드들 각각에 대해, 발생 빈도가 수신기로부터 다운스트림으로 접속된 프로세싱 유닛에 의해 기록된다. 따라서, 수신기로부터 다운스트림의 신호 추정기를 갖는 이러한 프로세싱 유닛은 환경을 측정하고, 가능한 코드들 각각에 대해 상기 설명된 방식으로 수신 확률을 확립하며, 이들을 간섭 테이블에 임시로 저장한다. 예를 들어, 이제, 간섭 테이블로부터의 2개의 인버스 코드 쌍들은, 쌍으로서 최고 주파수를 갖고 따라서 최대 신호대 잡음비를 갖는 공급 신호 (S5) 를 생성하는데 사용된다.
이러한 방식으로 선택된 코드 쌍 중 일 엘리먼트는 제로 코드로서 정의되고, 다른 엘리먼트는 1 코드로서 정의된다. 용이하게 이해될 바와 같이, 본 명세서에서 설명된 바이너리 코드 대신, 다가 (polyvalent) 코드들이 또한 가능하다.
이제, 송신기는, 예를 들어, 제로 코드들 및 1 코드들의 교번하는 시퀀스를 송신할 수 있지만 또한, 특정 시간 세그먼트 내에서 적어도 하나의 상태 변화를 가져야 하는 랜덤 시퀀스를 송신할 수도 있다. 통상적으로, 코드 시퀀스는 바이어스 값을 갖지 않도록 선택된다.
자연스럽게, 경우들 중 가장 단순한 경우에 있어서, 1 코드는 또한 단일 1 비트로 이루어지고, 대응하는 제로 코드는 단일 0 비트로 이루어질 수 있다. 그러면, 코드 길이는 1 이다.
이제, 송신기 (H1) 는 신호 (S5) 의 미리 확립된 코드 시퀀스를 송신한다. 보상 송신기 (제 2 송신기) (K) 는, 통상적으로 인버스 코드 시퀀스인 보상 신호를 송신한다. 보상 송신기 (K) 는 일반적으로, 수신기로 직접 또는 적어도 공지된 방식으로 송신하지만, 수신기 (D1) 로의 송신 경로 상의 제 1 송신기 (H1) 의 송신 신호는 측정의 오브젝트 또는 간섭자에 의해 영향을 받는다. 이러한 영향은, 예를 들어, 반사일 수 있으며 송신 특성들의 변화 또는 송신 경로에서의 변화, 예를 들어, 유전 상수 또는 비투자율 또는 더 일반적으로 굴절율에서의 변화일 수 있다. 보상 송신기와 수신기 간의 제 2 송신 경로가 또한 영향받을 수 있다. 본 명세서에서 중요한 모든 것은 제 1 송신 경로에서와는 상이한 영향이 발생한다는 것이다. 제 2 송신 경로의 영향이 공지되어야 한다. 이상적으로, 제 2 송신 경로는 측정의 오브젝트 또는 간섭자에 의해 영향받지 않는다.
프로세싱 유닛에 있어서의 신호 추정기는 코드들과의 상관을 수행하고, 송신된 코드가 실제로 검출된 확률 및 가장 가능성있는 코드를 결정한다. 실제로 검출된 코드들은, 송신된 코드와 일치하지 않고 해밍 거리가 최소값 (예를 들어, 1) 을 초과한다면 손상된 코드들로서 분류된다. 따라서, 미리 저장된 간섭 테이블은 현재 상태로 적응된다. 이에 따라, 다음 송신 프로세스 동안, 가장 낮은 간섭 확률을 갖는 코드 쌍이 생성기에 의해 선택된다. 이 방법은 또한, 예를 들어, 본 발명에 따른 방법을 이용하는 병렬로 작동하는 2개의 시스템들이, 그 시스템들이 서로 영향을 주지 않고 따라서 그 코드들이 가능하면 서로 직교하도록 조정될 수 있음을 보장한다.
본 발명에 따른 방법의 제어 알고리즘은, 송신 코드 및 수신기에 의해 반전된 송신 코드의 검출 확률이 최소화되도록 보상 송신기 (K) 의 송신 전력이 조절되는 그러한 방식으로 작동한다. 반전된 코드가 검출되면, 보상 송신기는 너무 높게 설정된다. 오직 송신 코드만이 검출되면, 보상 송신기 (K) 는 너무 낮게 설정된다. 보상 송신기 (K) 가 설정되는 레벨은 송신 경로의 측정값이다.
송신 신호들 (S5) 의 적절한 선택을 통해, 예를 들어, 본 명세서에서 설명된 바와 같은 코드들의 형태로, 본 발명의 방법에 따라 병렬로 기능하는 2개의 센서 시스템들을 동작시키는 것이 가능하기 때문에, 수개의 송신기들 및 수개의 수신기들을 동시에 동작하게 하는 것 또한 가능하다. 예를 들어, 2개의 송신기들 및 하나의 수신기를 갖는 시스템들 또는 2개의 수신기들 및 하나의 송신기를 갖는 시스템들을 구성하는 것이 가능하다. 하지만, 시스템의 송신측이 구현하기에 더 간단하고 더 비용 효율적이기 때문에, 오직 하나의 수신기만을 사용하는 것이 편리하다.
수개의 송신기들 및/또는 수신기들의 사용을 통해, 예를 들어, 3차원 삼각측량이 또한 가능하다. 3개의 송신 시스템들 (각각은 (코드) 생성기 및 송신기로 이루어짐) 이 3차원 검출을 가능케 하기 위해 사용된다.
삼각측량 문제의 설명
송신 경로에 있어서의 하나 이상의 오브젝트들, 그 존재뿐 아니라 그 포지션 또는 움직임을 검출하기 위해, 진폭 및 지연의 결정을 수행하는 2차원 (특히, 비동기식) 추정기를 사용하는 것이 적절하다. 이는, 예를 들어, 상관기에 의해 달성될 수 있다. 다중-빈발 송신 신호, 예를 들어, 임의의 다중-빈발 코드 시퀀스와 수신 신호, 예를 들어, 유사한 다중-빈발 코드 시퀀스 간의 상관 함수가 제 2 (인코딩된) 신호 (보상 신호) 를 계산하는데 사용된다. 코드 시퀀스들에 대해, 제 1 생성기의 시퀀스는 이러한 목적으로 반전되고, 수신기의 증폭된 상관 함수에 의해 승산된다. 보상 송신기 (K) 를 통한 송신 시, 제 1 송신기의 신호의 송신 채널에서의 지연이 시간 지연 효과들의 결과로서 발생하지 않으면, 이러한 방식으로 획득된 코드 시퀀스는 수신기 (D1) 에서의 반사된 신호들의 합의 소거를 야기한다. 증폭된 상관 신호는, 예를 들어, 제 1 송신기의 송신 채널에서의 오브젝트의 반사율을 나타내는 측정값이다.
송신 채널에서의 지연은, 통상적으로 1 비트만큼 시프트된 코드에 대응하는 코드 컴포넌트들을 포함하는 지연된 신호를 야기한다. 그러면, 예를 들어, 코드 비트 시퀀스 010110 의 지연된 신호는 코드 001011 의 컴포넌트들을 포함한다. 그러한 코드는 다음에서, 지연된 코드로서 지칭된다.
반사율을 결정하는 것에 부가하여 거리를 결정하기 위한 본 발명에 따른 방법의 제어 알고리즘은, 지연된 코드 또는 수신기에 의해 반전된 송신 코드의 검출 확률이 최소화되도록 보상 송신기 (K) 의 송신 전력이 제어되는 그러한 방식으로 작동한다. 지연된 코드의 반전된 코드가 검출되면, 보상 송신기는 이 지연된 코드에 대해 너무 높게 설정된다. 오직 지연된 코드만이 검출되면, 보상 송신기 (K) 는 이 코드에 대해 너무 낮게 설정된다.
수신기 신호에 있어서 지연된 코드의 비율을 결정하기 위해, 지연된 공급 신호가 수신기의 출력 신호와 상관된다. 지연된 공급 신호는 지연된 코드에 기초한 공급 신호이다. 이러한 방식으로 획득된 상관 신호는 증폭되고, 지연된 코드의 인버스 코드에 의해 승산된다. 비-지연된 코드에 대한 미리 결정된 코드 시퀀스와 함께 보상 송신기 (K) 에 의해 송신될 경우, 이러한 방식으로 획득된 부가적인 코드 시퀀스는 수신기에서의 반사된 신호들의 합의 소거를 야기한다.
보상 송신기 (K) 가 이러한 코드 시퀀스에 대해 설정되는 레벨은 송신 경로에 있어서의 지연의 측정값이다.
여기서, 각각 적용되는 상관 방법에 있어서 지연된 코드가 비-지연된 코드와 상관하지 않아야 하는 문제가 발생한다. 상관 방법이 스칼라 곱의 포메이션이면, 이는, 2개의 측정값들이 서로 독립하도록 코드 및 지연된 코드가 서로 직교여야 함을 의미한다. 하지만, 그것이 그 경우가 아니고 코드들의 서로간의 상관의 측정이 알려지면, 단순한 매트릭스 승산을 통해 직교성이 회복될 수 있다. 따라서, 다음의 섹션들에 있어서, 사용된 코드와 무관하게 지연의 측정을 가능케 하는 방법이 또한 설명될 것이다.
따라서, 이러한 방식으로 결정된 상관 함수들은 오브젝트들의 포지션을 나타낸다. 이에 따라, 송신 경로에 있어서 오브젝트와 (거리로서의) 그 포지션의 즉각적인 따라서 동시적인 검출이, 송신기, 보상 송신기 및 수신기로 이루어진 오직 하나의 송신 시스템으로 가능하다.
시간 지연 측정과 관련하여 종래 기술로부터의 차이들
따라서, 본 발명에 따른 방법은 그 방법 자체를, 보상을 갖는 공지의 검출 방법들과 구별하는데, 왜냐하면 그 방법들은 50% 의 듀티 사이클을 갖고 따라서 간섭에 민감하며 삼각측량이 용이하게 가능하지 않는 단일-빈발 클록형 신호들을 항상 요구하기 때문이다.
시간 지연을 측정하기 위해 종래 기술로부터 공지된 시스템들은, 오직 이들 단일-빈발 신호들과 함께만 또한 사용될 수도 있는 위상 시프터를 요구한다. 하지만, 그러한 공지된 시스템들은, 위상 시프터가 다중-빈발 신호들의 왜곡을 야기하고 그 신호들의 지연이 오직 단일의 구체적인 위상 차이들을 갖는 단일-빈발 신호들에서만 동일하기 때문에, 수개의 주파수들을 갖는 수개의 신호들에 대해 또는 상이한 듀티 사이클들을 갖는 신호들에 대해 특히 적합하지 않다. 하지만, 그것은 보상되기로 가정되어 있는 정확히 이 지연이며, 이는 종래 기술에 따른 디바이스들에 대해서는 가능하지 않다. 하지만, 본 발명에 따른 방법은 이들 단점들을 극복하며, 다중-빈발 신호들의 사용 따라서 리던던트 정보의 송신을 가능케 하며, 이는 간섭에 대한 민감성을 현저히 감소시킨다.
신호 에지들의 평가를 통한 시간 지연의 측정
코드들을 사용한 측정 이외에, 오브젝트 검출이 또한 신호 에지들에 기반하여 수행될 수 있다. 이는 예를 사용하여 하기에 설명될 것이다.
본 발명에 따른 방법에 있어서, 송신 경로의 송신 특성들에 영향을 주고 있는 송신 경로에 위치된 오브젝트를 검출하기 위해, 진폭의 측정은, 특히, 반사하는 오브젝트와 송신기 간의 거리가 결정되려면 충분하지 않다. 이는, 오브젝트의 반사 계수가 일반적으로 미지라는 사실에 기인한다. 따라서, 상기와 같이, 오브젝트에 의해 야기된 지연이 결정되어야 한다. 이러한 이유로, 제 1 송신기에 대한 공급 신호에 부가하여, 미리결정된 시간 주기 (△t) 만큼 지연된 부가적인 신호가 형성된다. 상기 설명된 바와 같이, 지연된 신호는, 오브젝트에 의해 반사된 신호의 지연을 검출하고 따라서 오브젝트의 포지션 및/또는 움직임에 관해 추측하기 위해 충분할 것이다.
이미 나타낸 바와 같이, 본 발명과 관련하여, 그러한 지연된 신호의 프로세싱은, 이 신호가 반드시 공급 신호에 직교는 아니기 때문에 기술적으로 어렵다고 인식되었다. 힐버트 프로젝션이 기술적으로 구현되는 필터 (F1) 의 결정은 본 발명에 따른 방법의 적용에서 매우 중대하다. 송신기 (H1) 와 수신기 (D1) 간의 이상적인 송신 경로에 대해 그리고 대역 제한된 공급 신호 (S5) 및 선형 필터 (F1) 에 있어서, 진폭 정보를 갖는 신호는 송신 경로의 감쇄에 비례함이 보여질 수 있다. 이는, 특히, 증폭기 (V1) 가 필터 (F1) 이후 제어 루프에서 부가적으로 사용되면 참인데, 왜냐하면, 실제로, 증폭기는 제어 에러를 충분히 작게 유지하기 위한 큰 증폭 팩터를 가지며 따라서 충분한 피드백을 통한 송신 시스템의 비선형성들 및 기생 영향들을 억제하기 때문이다.
송신 채널에 있어서의 간섭자 (J1) 의 존재 시, 간섭자 (J1) 가 제 1 송신기 (H1) 의 공급 신호 (S5) 와 동기식인 어떠한 컴포넌트들도 갖지 않으면, 필터 (F1) 의 함수는 오직 송신 경로의 감쇄에 완전하게 비례함이 보여질 수 있다. 제 1 송신기의 공급 신호 (S5) 와 동기식인 간섭자 (J1) 의 비율은 더 이상 공급 신호 (S5) 자체와 구별될 수 없다. 따라서, 측정 신호 (S4) (수신기의 수신 신호 또는 그 출력 신호) 가 왜곡된다. 이러한 이유로, 필터 출력 신호 (S10) 가 간섭 신호에 의해 승산된 공급 신호 (S5) 에 대해 최소가 되도록 송신기의 공급 신호 (S5) 및 필터 (F1) 의 필터 함수가 선택되는 것이 중요하다. 이는 간섭 신호와 공급 신호 간의 직교성의 요건과 동등하다. 이는, 예를 들어, 간섭 신호를 야기하는 프로세스가 예를 들어 열적 잡음의 경우에서와 같이 공지되기 때문에, 특히, 간섭자의 특성들 따라서 수신기 출력 신호 (S1) 에서의 간섭자의 신호 컴포넌트들의 특성들이 공지되면 달성될 수 있다.
시스템은 코드들의 송신을 위해 미리 설명된 바와 유사하게 최적화될 수 있다. 이러한 목적으로, 공급 신호 (S5) 는 오직 이러한 결정에 대해서만 1 과 동일하게 설정되며, 시스템이 측정된다. 이제, 시스템은 간섭자에 의해 미리결정된 시퀀스를 수신한다. 수개의 템플릿들이 공급 신호들로서의 송신을 위해 이용가능한 공급 신호들에 대해 존재하면, 제 1 송신기에 의한 다음 송신을 위해, 공급 신호의 간섭 시퀀스에 의한 승산 이후 모든 가능한 템플릿들 중에서 필터 함수 (F1) 가 가장 낮은 템플릿이 선택된다.
전술된 바와 같이, 본 발명과 관련하여, 공급 신호 (S5) 에 비해 지연된 신호 (S5d) 의 사용은, 지연된 신호 (S5d) 가 공급 신호 (S5) 에 직교하지 않다면 프로세싱 동안 기술적으로 어렵다고 인식되었다. 코드들의 경우에 있어서, 이는, 지연된 코드가 비-지연된 코드에 직교해야 한다는 요건에 의해 보장되었다. 직교성이 존재하지 않으면, 필터 함수는 더 이상 송신 경로의 감쇄에 비례하지 않는다. 이러한 이유로, 본 발명에 따른 방법의 하나의 선호된 실시형태에 있어서, 코드들의 사용과 관련하여 이전에 나타낸 바와 같이, 제 1 송신기가 공급받는 발생기의 공급 신호 (S5) 에 직교하는 직교 기저 신호 (S5o) 가 형성된다. 이러한 직교 신호 (S5o) 는, 예를 들어, 공간에 있어서 오브젝트의 포지션을 결정하기 위해 사용된다.
예를 들어, 직교 공급 신호 (S5o) 는 공급 신호 (S5) 에 선행하는 신호 (S5v) 와 트레일링 신호 (S5d) 의 차이로부터 형성될 수 있다. 선행하는 신호 (S5v) 는 공급 신호 (S5) 에 대하여 시간 주기 (△t) 만큼 전방으로 시프트되지만, 트레일링 신호 (S5d) 는 이 시간 주기 (△t) 만큼 지연된다. 신호 (S5) 의 메디안은 제로와 동일하다고 본 명세서에서 가정된다.
대안적으로, 직교 공급 신호 (S5o) 는 공급 신호 (S5) 와 시간 주기 (△t) 만큼 지연된 신호 (S5d) 의 차이로부터 형성된다. 하지만, 그 경우, 공급 신호 (S5) 는 더 이상 진폭 제어를 위한 힐버트 프로젝션에 사용될 수 없다. 대신, 오직 차동 신호 (S5-S5o) 만이 사용될 수 있다.
바람직하게, 이러한 직교 공급 신호 (S5o) 는, 직교 프로젝션 이미지 신호 (S10o) 가 생성되도록 직교 신호 (S5o) 의 생성 이후 S5o 와 수신기 출력 신호 (S1) 간에 형성된 스칼라 곱을 갖는 방법에서 이용된다. 이는, 공급 신호 (S5) 에 기초하거나 공급 신호 (S5) 와 직교 공급 신호 (S5o) 간의 차이에 기초하는 프로젝션 이미지 신호 (S10) 에 부가하여 형성된다. 다른 단계에 있어서, 직교 프로젝션 이미지 신호 (S10) 의 옵션적인 증폭이 증폭기에 의해 신호 (S4o) 에 대해 수행된다. 이러한 방식으로 형성된 출력 신호 (S4o) 는 다른 단계에서 역으로 프로젝션되며, 직교 공급 신호 (S5o) 에 의해 승산된다. 이러한 방식으로 발생한 직교 프리-신호 (S6o) 는, 공급 신호 (S5) 의 출력 신호 (S4) 에 의한 승산에 의해 또는 차동 신호 (S5-S5o) 의 출력 신호 (S4) 에 의한 승산에 의해 형성되었던 프리-신호 (S6) 에 부가된다. 프리-신호 (S6), 직교 프리-신호 (S6o), 및 옵션적으로, 옵션의 바이어스 값 (B1) 의 부가를 통해, 보상 송신기 (K) 가 공급받는 보상 신호 (S3) 가 생성된다.
바람직하게, 수신기 출력 신호 (S1) 와 직교 공급 신호 (S5o) 간의 스칼라 곱의 포메이션 동안에도 역시, 2개의 신호들을 승산하여 직교 검출 신호 (S9o) 가 형성되고, 제 2 필터 (F2) 에 의해 후속적으로 필터링된다. 이 필터는, 공급 신호에 기초한 프로젝션 이미지 신호가 필터링되게 하는 제 1 필터 (F1) 와는 상이하다. 하지만, 통상적으로, 이는 동일한 파라미터들을 갖는다.
오브젝트가 송신 경로에 위치되면, 오브젝트에 의한 송신 신호의 반사는 S5o 와 상관하는 신호 (S1) 에서의 컴포넌트를 생성한다. 오브젝트가 수신기-송신기 쌍에 더 가까우면 상관은 더 강하며 따라서 신호 (S4o) 의 레벨이 더 높고, 더 멀리 위치되면 더 낮다.
변위가능한 존의 도움으로의 수개의 오브젝트들의 공간 분해능
서로 분리된 수개의 오브젝트들을 검출하기 위한 능력이 종종 요구된다. 수개의 오브젝트들의 분해능 및 공간에서의 그 검출을 가능케 하기 위해, 하나의 직교 신호가 사용될 뿐 아니라 바람직하게는 수개의 직교 신호들, 예를 들어, 2개의 직교 신호들이 사용된다. 이들은, 예를 들어, 오브젝트가 위치될 수 있는 연속적인 시간적 영역들 및 연속적인 공간적 영역들에 기초하여 대응하도록 구성된다. 예를 들어, 그러한 3개의 직교 기저 신호들 (S5o1, S5o2 및 S5o3) 이 공급 신호 (S5) 를 트레일링하는 3개의 신호들, 즉, 지연된 신호들 (S5d1, S5d2, S5d3) 로부터 형성될 수 있다. 특히, 이들 신호들로부터 형성된 직교 기저 신호들 (S5o1, S5o2, S5o3) 은 통상적으로 S5 에지를 트레일링하는 펄스들로서 생성된다. 개별 신호들의 지연 주기들은 본 명세서에서 상이할 수 있다. 하지만, 편의상, 그 신호들은 또한 반드시 상호 직교하지는 않다.
공급 신호 (S5) 에 대해 제 1 시간 주기 (△t1) 만큼 지연된 신호 (S5d1), 제 2 시간 주기 (△t2) 만큼 지연된 신호 (S5d2), 및 제 3 시간 주기 (△t3) 만큼 지연된 신호 (S5d3) 는, 바람직하게, 이러한 목적으로 공급 신호 (S5) 로부터 형성된다. 제 2 지연 시간 주기 (△t2) 는 제 1 시간 주기 (△t1) 보다 더 크다. 제 3 시간 주기 (△t3) 는 제 2 시간 주기 (△t2) 이상이다. 다른 단계에 있어서, 제 1 기저 신호 (S5o1) 는 공급 신호 (S5) 및 신호 (S5d1) 로부터, 예를 들어, 2개의 신호들 (S5 및 S5d1) 의 차이를 통해 형성된다. 이 기저 신호 (S5o1) 에 부가하여, 이 신호에 직교하는 제 2 기저 신호 (S5o2) 가 생성되고, 직교 기저 신호 (S5o2) 는 바람직하게, 제 1 지연된 신호 (S5d1) 마이너스 제 2 지연된 신호 (S5d2) 의 차이로부터 형성된다. 기저 신호들 (S5o1 및 S5o2) 에 부가하여, 이들 신호에 직교하는 제 3 기저 신호 (S5o3) 가 생성되고, 직교 기저 신호 (S5o3) 는 바람직하게, 제 2 지연된 신호 (S5d2) 마이너스 제 3 지연된 신호 (S5d3) 의 차이로부터 형성된다. 제 3 직교 기저 신호 (S5o3) 는, △t3 가 제 2 시간 주기 (△t2) 와 동일하면 생략될 수 있다. 제 1 지연 주기 (△t1) 가 또한 제로일 수 있다. 따라서, 3개의 직교 기저 신호들 (S5o1, S5o2 및 S5o3) 은, 상기 설명된 방법 단계들의 적용을 통해, 각각, 제 1 공급 신호 (S5) 및 이에 직교하는 3개의 트레일링 신호들 (S5d1, S5d2 및 S5d3) 로부터 형성된다. 하지만, 이들은 공급 신호 (S5) 에 직교하지 않는다. 따라서, 직교 신호 (S5o) 는 신호들 (S5o1, S5o2 및 S5o3) 의 신호 (S5) 로부터의 감산에 의해 생성된다. 제 1 송신기의 공급 신호 (S5) 에 기초하는 직교 기저 신호 (S5o) 및 3개의 직교 기저 신호들 (S5o1, S5o2 및 S5o3) 로부터, 보상 송신기 (K) 에 공급하기 위한 보상 신호 (S3) 가, 통상적으로, 4개의 신호들 (S5o, S5o1, S5o2 및 S5o3) 중 하나 상으로의 수신기 출력 신호 (S1) 의 4개의 힐버트 프로젝션들 그리고 후속적인 증폭 및 부분 역변환에 의해 형성된다. 바람직하게는, 이는, 대응하는 프리-신호들 (S6o, S6o1, S6o2 및 S6o3) 의 가산을 통해 수행된다. 이러한 방식으로, 지연들이 보상 송신기에 공급된다.
차이 (△t2-△t1) 및 시간 주기 (△t3) 가 일정하게 유지되면, 신호 (S5o2) 에 의해 표현되는 펄스는 △t1 의 변동을 통해 시프트될 수 있다. 결과적으로, 예를 들어, 비행시간 (time-of-flight) 시스템들에서의 검출가능한 반사들의 공간 포인트가 또한 시프트된다.
수개의 존들의 도움으로의 수개의 오브젝트들의 공간 분해능
물론, 본 발명의 적용을 위한 3개의 직교 신호들뿐 아니라 복수의 n개의 직교 신호들을 생성하는 것이 또한 가능하다. 이에 따라, 이들 직교 신호들 (S5o1, S5o2, …S5on) 의 추가 프로세싱이 수행되어, 보상 송신기 (K) 에 공급하기 위한 보상 신호 (S3) 가 형성되는 수개의 직교 프리-신호들 (S6o1, S6o2, …S6on) 이 형성된다. 바람직하게, 수개의 증폭기들이 또한 프리-신호들 (S6o1, S6o2, …S6on) 을 생성하기 위해 사용될 수 있다.
특히 바람직하게, 수개의 직교 신호들을 사용할 경우, 이들 신호들 (S5o1, S5o2, … S5on) 중 적어도 2개의 신호들은 제 1 송신기의 공급 신호 (S5) 에만 직교가 아니라 서로 직교한다.
보상 신호를 지연시키는 것에 의한 지연의 보상
본 발명에 따른 방법의 하나의 선호된 실시형태에 있어서, 수신기 출력 신호 (S1) 에 기초하는 추가로 프로세싱된 신호의 적어도 하나의 지연이 피드백 제어 루프 내에서 발생한다. 직교 기저 신호 (S5o) 는, 특히 제 2 증폭기에 의해 직교 출력 신호 (S4o) 가 힐버트 프로젝션 이후 수신기 출력 신호 (S1) 로 형성되는 공급 신호 (S5) 로 형성된다. 추가로 프로세싱될 수신기 출력 신호 (S1) 는, 보상 송신기 (K) 에 공급하기 위한 보상 신호 (S3) 에 대한 추가 프로세싱에 있어서 직교 기저 신호 (S5o) 의 직교 출력 신호 (S4o) 의 함수로서 지연된다. 그 지연은 수개의 개소들에서의 제어 루프에 있어서 개별적으로 또는 결합하여 발생할 수 있다. 지연에 대한 하나의 제 1 가능성은 공급 신호 (S5) 의 수신기 출력 신호 (S1) 로의 힐버트 프로젝션 직전에 공급 신호 (S5) 를 지연시키는 것으로 이루어진다. 지연은 또한, 역변환 동안, 보상 신호가 형성되게 하는 프리-신호가 지연된 채로 발생할 수 있다. 개별 신호들의 지연 이후, 지연된 신호들은 그 이외의 비-지연된 신호들 대신 추가로 프로세싱된다. 이러한 방식으로, 송신 경로에서의 오브젝트의 검출 동안 더 우수한 공간 분해능을 생성하기 위해 제어 루프에 있어서 수개의 개소들에서의 지연 엘리먼트를 삽입하는 것이 가능하다.
근접장 효과들의 처리
본 발명과 관련하여, 수신기에 근접하게 위치된 오브젝트들을 검출할 경우, 그 방법은 종종 불리한 동작 포인트에서 작동한다고 인식되었다. 이는, 시스템 컴포넌트들이 일반적으로 오직 특정 동작 포인트들 주위에서 선형 방식으로 작동하기 때문이다. 하지만, 전체 방법은 정확하게 그 선형성을 요구한다. 그래서 시스템이 일부 컴포넌트를 극단적인 동작 포인트에 이르게 하면, 이는 비선형성들을 야기하고 따라서 왜곡들을 야기한다. 정확하게, 이는 매우 작은 지연들을 갖는 경우이다.
이러한 문제는, 정의된 지연 엘리먼트가 제 1 송신기 직전에 통합되면 매우 작은 지연의 경우에서 우회될 수 있음이 인식되었다. 이는 시스템에 대한 더 큰 거리를 시뮬레이션하고, 따라서, 더 우수한 동작 포인트에 이르게 한다. 바람직하게, 이러한 지연 엘리먼트는 제어될 수 있다. 선호된 실시형태에 있어서, 제 1 송신기 또는 수개의 제 1 송신기들을 갖는 시스템을 이용할 경우 이들 제 1 송신기들은 공급 신호 (S5) 에 의해 직접 제어되지 않는다. 적어도 하나의 동작 포지션 또는 하나의 동작 상태에 있어서, 제 1 송신기 또는 제 1 송신기들 (H1) 은 시간 지연된 신호 (S5d') 에 의해 제어된다.
그 방법에 따르면, 공급 신호 (S5) 에 직교하는 기저 신호 (S5o) 가 먼저 생성된다. 후속적으로, 수신기 출력 신호 (S1) 의 힐버트 프로젝션이 공급 신호 (S5) 및 직교 기저 신호 (S5o) 양자로 수행된다. 옵션적으로, 직교 프로젝션 이미지 신호 (S10o) 가 증폭되고, 직교 출력 신호 (S4o) 로 추가로 프로세싱된다. 직교 공급 신호 (S5) 의 지연은 바람직하게, 직교 출력 신호 (S4o) 의 함수로서 수행되고, 이는 송신 경로에서의 오브젝트에 의해 발생된 시간 지연을 나타낸다. 그 후, 지연된 공급 신호 (S5d') 는 제 1 송신기 (H1) 또는 제 1 송신기에 공급하기 위해 사용된다.
본 발명과 관련하여, 지연된 출력 신호의 이러한 원리는 실제 공급 신호가 클록형이고/이거나 단일-빈발식일 경우라도 적용될 수 있음이 인식되었다. 또한, 공급 신호의 지연 및 지연된 공급 신호의 포메이션은, 신호의 어떠한 왜곡도 그 후에 발생하지 않기 때문에 위상 시프트에 의해 달성될 수 있다. 위상 시프트는 오직 이 경우에서만 가능하지만 다중-빈발 공급 신호들이 사용될 경우에는 가능하지 않은데, 왜냐하면 그 신호들이 그 후에 왜곡될 것이기 때문이다.
본 발명에 따른 방법이 처음에 원칙적으로 송신기에 공급하기 위한 임의의 공급 신호 (S5) 로 수행될 수 있기 때문에, 그 생성은 상대적으로 간단하다. 어플리케이션에 의존하여, 코드 분할 멀티플렉싱 방법들 (코드 분할 다중 액세스, CDMA) 이, 예를 들어, 공급 신호 (S5) 를 생성하는데 사용될 수 있다. 동기식 및 비동기식 CDMA 방법들 양자가 사용될 수 있다. 이는, 광대역 공급 신호들 및 광대역 송신 신호들이 협대역 신호들만큼 손상되기 용이하지 않다는 식견에 기반한다. 따라서, 종래 기술에서와 달리, 소위 확산 스펙트럼 방법들이 또한 확산 코드를 생성하기 위해 사용될 수 있다. 제 1 송신기 (H1) 에 대한 공급 신호 (S5) 는 또한, 예를 들어, 랜덤 생성기 또는 준-랜덤 생성기에 의해 형성될 수 있다. 비동기식 CDMA 코드의 경우, 준-랜덤 생성기는, 예를 들어, 피드백 시프트 레지스터로서 구현될 수 있다. 피드백은 바람직하게, 단순한 프리미티브 다항식 (생성기 다항식) 에 의해 달성될 수 있다. 공급 신호 (S5) 를 생성하기 위한 이들 방법들 모두에 대해, 상기 설명된 바와 같은 대역 제한의 조건들이 손상되지 않게 유지되는 것이 중요하다.
따라서, 단순한 프리미티브 생성기 다항식을 생성할 경우, 다른 것들 중에서, 출력 레벨이 바이폴라인 것, 즉, 대체로 어떠한 바이어스 컴포넌트도 포함하지 않는 것이 중요하다. 그 후, 필터는 오직, 필터 함수의 공급 신호 자체로의 적용이 제로를 산출하도록 조정될 수 있다. 이러한 방식으로 보장되는 프리미티브 생성기 다항식으로서의 준-랜덤 시퀀스의 생성에 의해, 간섭 신호에 의해 승산된 공급 신호의 필터링이 최소값을 야기하는 조건이 충족될 수 있다. 하나의 중요한 양태는, 단순한 프리미티브 다항식들이 피드백 n비트 시프트 레지스터의 모든 2n개의 상태들을 통해 작동하지 않고 대신 단지 2n-1개의 상태들을 통해 작동하는 것이다. 1 또는 0 (바이어스 값 = 0) 에 대한 50% 확률을 확립하기 위해, 낭비되지 않은 일 상태는 부가적인 로직에 의해 통합되어야 한다. 피드백 하에서 준-랜덤 시퀀스를 야기하는 적절한 프리미티브 생성기 다항식들이 다음의 표에 나타내어진다. 이 표는 단지 예시적일 뿐 포괄적인 것은 아니다.
Figure 112014089870281-pct00014
상기 언급된 바와 같이, 본 발명에 따른 방법은 바람직하게, 아날로그 컴퓨터에 의해 수행될뿐 아니라 바람직하게는 부분적으로 디지털화된다. 바람직하게, 그 방법의 적어도 부분들은 마이크로 컴퓨터 또는 신호 프로세서 상에서 디지털 형태로 실행된다. 디지털화는 또한 유한 상태 머신 (FSM) 의 도움으로 또는 소위 은닉된 마코프 모델 (HMM) 로 또는 소위 페트리 넷에 의해 또는 신경망 (NN) 에 의해 수행될 수 있다.
상이한 물리 변수들의 관측
바람직하게, 본 발명에 따른 방법은, 제 1 송신기, 제 2 송신기로서의 보상 송신기, 및 수신기를 포함하는 센서 시스템으로 실행될 수 있다. 그러한 시스템은 제 1 송신기와 수신기 간의 송신 경로의 송신 특성들을 측정하는 것에 적합하다. 센서 시스템은 피드백 보상에 기반한 측정 시스템이다. 제 1 송신기는, 바람직하게는 생성기에 의해 생성된 공급 신호를 공급받고, 송신 경로 상으로 수신기로 제 1 송신 신호를 송신한다. 보상 송신기는 제 2 송신 경로를 통해 또한 수신기로 제 2 신호를 송신하며, 바람직하게, 제 2 송신 경로는 영향받지 않는다. 수신 신호들은 수신기에서 선형으로 중첩된다. 바람직하게, 중첩은 수신 신호들의 부가를 통해 수행된다. 제 1 송신기에 대한 공급 신호는, 수신기 출력 신호 및 공급 신호가 프리-힐버트 공간에서 벡터 공간을 형성하도록 구현된다.
센서 시스템의 프로세싱 유닛은 수신기 출력 신호와 공급 신호의 힐버트 프로젝션을 수행할 수 있고 프로젝션 이미지 신호를 형성할 수 있다. 제 1 증폭기에 있어서, 이 프로젝션 이미지 신호는 증폭을 통해 출력 신호로 추가로 프로세싱된다.
더욱이, 프로세싱 유닛은, 출력 신호의 공급 신호로의 역변환을 수행하고 또한 추가 프로세싱을 통해 보상 신호가 되는 신호로부터 프리-신호를 형성하도록 설계 및 셋업된다. 보상 신호는 수신기 출력 신호의 피드백 제어를 위해 사용되고, 보상 송신기에 제공되며, 이 보상 송신기는 수신기로 송신된 신호로부터 보상 송신 신호를 생성한다. 바람직하게, 역변환은 프로세싱 유닛에 있어서 대응하는 신호들의 승산 및 옵션적으로 부가적인 가산을 통해 발생한다.
본 발명에 따른 센서 시스템은, 제 1 송신기와 수신기 간의 신호 송신이 복수의 물리 변수들에 기초할 수 있다는 이점을 갖는다. 신호 송신은 전자적으로, 용량적으로, 유도적으로, 또는 전자기적으로 발생할 수 있다. 송신은 전류, 전압 또는 전기적 또는 열적 출력에 의해 발생할 수 있다. 유사하게, 유체식, 공압식, 및 유압식 신호 송신을 수행하는 것이 가능하다. 이동 매질의 물리적 특성 (예를 들어, 압력) 또는 화학적 특성에서의 변화가 또한 송신 신호로서 사용될 수 있다. 예를 들어, 물 또는 기름들이 사용될 수 있다. 고체의 특성의 변화가 또한 신호로서 생각될 수 있다.
본 발명에 따른 방법 및 본 발명에 따른 센서 시스템 양자는 송신 경로의 송신 특성들의 결정 또는 오브젝트들이나 매질들의 검출, 또는 송신기와 수신기 간의 송신 경로 내에서의 매질들의 변화를 가능케 한다. 용이하게 이해될 바와 같이, 송신 경로의 수개의 송신 특성들을 검출하는 것이 또한 가능하다. 그러한 송신 특성들은, 예를 들어, 굴절율일 수 있다. 하지만, 특히 오브젝트 밀도, 오브젝트 사이즈 또는 오브젝트 조성을 포함하여, 오브젝트들이 또한 측정될 수 있다. 공간에서의 오브젝트의 포지션, 수신기로부터의 오브젝트의 거리, 및 공간에서의 오브젝트의 배향이 또한 검출될 수 있다. 이는, 예를 들어, 광 (가시광 또는 비가시광), 적외선 방사, 레이더 또는 다른 방사선으로 예를 들어 광학 검출을 통해 달성될 수 있다. 하지만, 그 시스템은 또한 투명도 또는 투과율, 특히, 스펙트럼 의존식 또는 컬러 의존식 투과율을 검출하는데 적합하다. 부가적으로, 재료들의 감쇄 또는 흡수, 특히, 스펙트럼 의존식 또는 컬러 의존식 흡수가 또한 검출될 수 있다. 더욱이, 그 방법은 오브젝트들의 결과로서 또는 방사선의 통과 시 또는 매질을 통한 다른 물리량들로서 발생하는 반사율 또는 반사도 또는 위상 지연을 식별하는데 적합하다. 심지어, 핵 스핀 상호작용들 또는 핵 스핀 공진들을 검출하는 것이 가능하다. 예를 들어, 자기 신호의 경우, 이들은, 원자핵들이 DC 자기장에 위치되면 원자핵들의 스핀 완화 시간의 크기에서의 응답의 지연을 야기한다.
더욱이, 전도율들 또는 저항율들, 투자율들 또는 유전체 값들, 손실 값들 등을 검출하는 것이 가능하다. 유사하게, 예를 들어, 상이한 시점들에서의 분포들을 비교함으로써, 속도 분포들이 결정될 수 있다.
송신기들 및 수신기들은, 결정될 송신 경로의 특성들의 양의 함수로서, 예를 들어, 안테나들, 콘택들, 전극들, 코일들, 밸브들, LED들, 수광기들, 압력 센서들 등으로서 구현된다. 일부 예들은 다음의 도면들에 기반하여 제공된다.
본 발명은 도면들에 도시된 특별한 실시형태들에 기반하여 하기에서 더 상세히 설명된다. 본 명세서에 나타낸 특성들은 본 발명의 선호된 실시형태들을 생성하기 위해 개별적으로 또는 결합하여 이용될 수 있다. 설명된 실시형태들은 본 발명의 제한을 구성하지 않으며, 본 발명의 제한은 청구항들에 의해 일반적으로 정의된다.
도 1 은 본 발명에 따른 센서 시스템 및 생성기의 도식적인 표현을 도시한다.
도 2 는 도 1 에 따른 센서 시스템의 제 1 실시형태의 블록 다이어그램을 도시한다.
도 3 내지 도 5 는 본 발명에 따른 센서 시스템의 다른 대안적인 실시형태들의 블록 다이어그램들을 도시한다.
도 6 은 이중 펄스들에 기반한 직교 기저 신호들을 갖는 센서 시스템의 대안적인 실시형태의 간략화된 다이어그램을 도시한다.
도 7 은 도 6 에 따른 센서 시스템의 신호들의 시간적 시퀀스를 도시한다.
도 8 은 직교 기저 신호를 갖는 센서 시스템의 대안적인 실시형태를 도시한다.
도 9 는 종래 기술과의 비교에 있어서 보상의 도식적 다이어그램을 도시한다.
도 10 및 도 11 은 수개의 직교 기저 신호들을 갖는 센서 시스템의 추가의 대안적인 실시형태들을 도시한다.
도 12 는 2개의 송신기들 및 수신기를 갖는 센서 시스템의 실시형태의 간략화된 다이어그램을 도시한다.
도 13 은 송신기 및 2개의 수신기들을 갖는 센서 시스템의 대안적인 실시형태의 간략화된 다이어그램을 도시한다.
도 14 는 수개의 송신기들 및 수신기들을 갖는 다중-스테이지 토모그래프를 구성하는 상관기의 간략화된 다이어그램을 도시한다.
도 15a 및 도 15b 는 단일 채널 또는 다중 채널 (본 명세서에서는 2 채널) 형태의 가스 센서로서의 다이오드 스펙트로미터를 도시한다.
도 16a 내지 도 16c 는 거리 측정에 대한 다이오드들에 의한 비행시간 측정을 도시한다.
도 17a 및 도 17b 는 보상 자기 안테나들에 의해 전자기파들을 측정하는 센서 시스템의 간략화된 다이어그램을 도시한다.
도 18 은 보상된 자기 안테나들에 의해 측정하는 센서 시스템의 간략화된 다이어그램을 도시한다.
도 19 는 도 18 로부터의 안테나의 사시도를 도시한다.
도 20 은 3개의 코일들을 갖는 보상된 자기 안테나들에 의해 측정하는 센서 시스템의 간략화된 다이어그램을 도시한다.
도 21 은 도 20 으로부터의 안테나의 사시도를 도시한다.
도 22 는 보상된 정전 안테나에 의해 측정하는 센서 시스템의 간략화된 다이어그램을 도시한다.
도 23 은 도 22 에 따른 정전 안테나의 사시도를 도시한다.
도 24 는 음향파들을 측정하는 센서 시스템의 간략화된 다이어그램을 도시한다.
도 1 은 본 발명에 따른 센서 시스템 (100) 및 센서 시스템 (100) 에 대한 공급 신호 (S5) 를 생성하는 생성기 (G1) 를 도시한다.
센서 시스템 (100) 은 제 1 송신기 (H1), 보상 송신기 (K) 인 제 2 송신기, 및 수신기 (D1) 를 포함한다. 센서 시스템 (100) 은 제 1 송신기 (H1) 와 수신기 (D1) 간의 제 1 송신 경로의 송신 특성들을 측정하기 위해 사용된다. 제 1 송신기 (H1) 는 생성기 (G1) 의 공급 신호 (S5) 를 공급받고, 수신기 (D1) 에서 검출되는 제 1 신호 (I4) 를 송신 경로 상으로 송신한다. 소위 보상기로서 또한 지칭되는 보상 송신기 (K) 는, 수신기 (D1) 에 의해 또한 검출되는 제 2 신호를 제 2 송신 경로 상으로 송신한다. 수신기 (D1) 에 있어서, 2개의 신호들은 바람직하게는 가산을 통하여 선형적으로 중첩된다. 수신기 (D1) 는, 프로세싱 유닛 (PU) 으로 송신되는 수신기 출력 신호 (S1) 를 방출한다.
생성기 (G1) 에 의해 생성된 공급 신호 (S5) 및 수신기 출력 신호 (S1) 는, 그 신호들 각각이 프리-힐버트 공간에서의 벡터를 형성하도록 구현된다. 프로세싱 유닛 (PU) 에 있어서, 프로젝션 이미지 신호 (S10) 가 형성되도록 수신기 출력 신호 (S1) 로부터 공급 신호 (S5) 로의 힐버트 프로젝션에 의해 정변환이 발생한다. 증폭기 (V1) 에 있어서, 이 신호 (S10) 는 증폭되고, 신호 (S4) 로서 프로세싱 유닛 (PU) 으로 리턴된다. 용이하게 이해될 바와 같이, 증폭기 (V1) 가 프로세싱 유닛의 컴포넌트이면, 증폭은 또한 프로세싱 유닛 (PU) 내에서 발생할 수 있다.
그 후, 프로세싱 유닛 (PU) 은 출력 신호 (S4) 의 공급 신호 (S5) 로의 역변환을 수행하고, 바람직하게, 그 2개의 신호들은 함께 승산된다. 최종적으로, 프리-신호의 중간 단계를 통해, 프리-신호 (S6) 가 먼저 형성되고, 그 후, 피드백 제어가 수신기 출력 신호 (S1) 로 발생하도록 보상 송신기 (K) 가 공급받는, 상수의 가산을 통해 보상 신호 (S3) 가 통상적으로 형성된다.
오브젝트 (O) 가 송신 경로에 위치되면, 제 1 송신기 (H1) 의 송신 신호 (I4) 는 오브젝트의 존재에 의해 변경, 예를 들어, 반사된다. 결과적으로, 송신 신호 (I4) 를 검출하는 대신, 수신기 (D1) 는, 오브젝트의 그리고 송신 경로의 특성들에 의해 변경되었던 신호 (I1) 를 검출한다. 그 이외에, 수신기는 또한 일반적으로, 간섭자 (J1) 에 의해 방출되는 기생 간섭 신호 (I5) 를 검출한다. 용이하게 이해될 바와 같이, 당업자는 그러한 간섭자들을 최소화하기 위해 항상 노력할 것이다.
예를 들어, 송신 경로에서의 오브젝트의 광학 검출이 요구되면, 예를 들어, 가시 범위 또는 비가시 범위에서 광이 방출된다. 이 경우, 제 1 송신기 (H1) 및 보상 송신기 (K) 는 광 송신기들, 예를 들어, LED 또는 레이저 다이오드이다. 이 예에 있어서, 수신기는 광 검출기, 예를 들어, 포토다이오드 또는 포토 LED 이다. 따라서, 제 1 송신기 (H1) 와 수신기 (D1) 간의 송신 경로에서의 오브젝트 (O) 의 거리, 포지션, 움직임 또는 반사율을 검출하는 것이 가능하다.
도 2 는 프로세싱될 신호 컴포넌트들을 포함한 센서 시스템 (1) 의 기본 구성을 도시한다. 생성기 (G1) 는 옵션적으로 센서 시스템 (100) 의 부분일 수 있다. 하지만, 생성기를 포함하지 않는 IC 또는 ASIC들에 의해 프로세싱 유닛 (PU) 을 구성하는 것이 또한 가능하다. 양자의 실시형태들은 생각될 수 있고 그 각각의 이점들을 갖는다.
생성기 (G1) 에 의해 생성된 공급 신호 (S5) 는, 예를 들어, 바이폴라이고 제로 값 주위로 대칭이다. 그러면 그 평균값은 제로이다. 따라서, LED들을 제어하기 위해, 예를 들어, 신호 (S5) 가 제 1 송신기에 신호 (S8) 로서 제공되기 전에, 바람직하게, 바이어스 값 (b5) 이 신호 (S5) 에 가산된다. 바이어스 값 (b5) 은 바이어스 생성기 (B5) 에서 생성될 수 있다. 일반적으로, 바이어스 값 (b5) 은, 원칙적으로 함수 기반 신호가 또한 네거티브 값들을 가정하기 때문에, 공급 신호 (S5) 를 상승시키기 위한 오프셋 값이다. 하지만, 예를 들어, 발광 다이오드들과 같은 송신기들의 일부 부류들은 네거티브 값들을 프로세싱할 수 없다.
송신기는, 예를 들어, 코일들, 안테나들, 커패시터 플레이트들, 콘택들, 확성기들, 램프들, 발광 다이오드들, 레이저 다이오드들, 입자 소스들, 이온 소스들, 유체식, 가스식 및 다른 유동가능 재료에 대한 제어가능 밸브들, 플라즈마 소스들 등과 같은 변조가능 디바이스들일 수 있다.
도 2 는 제 1 송신기 (H1) 와 수신기 (D1) 간의 송신 경로, 및 컴포넌트 (T1) 에 의한 송신 경로에서의 신호들에 대한 그 영향을 도시한다. 제 1 송신 경로 상의 송신 경로에 위치된 오브젝트 (O) 의 영향이, T1 에 의한 송신 경로에서의 다른 신호 변형들에 부가하여 설명된다. 따라서, 송신 신호 (I4) 는 T1 에 의해 송신 신호 (I1) 로 변환된다. 간섭자 (J1) 의 옵션적인 간섭 신호 (I5) 뿐 아니라 보상기의 보상 송신 신호 (I2) 가 이 신호에 가산되고, 수신기 (D1) 에서의 신호 (I3) 로서 수신된다.
공급 신호 (S5) 와 수신기 출력 신호 (S1) 간의 프로세싱 유닛 (PU) 에서 수행된 힐버트 프로젝션은 제 1 승산 엘리먼트 (M1) 에 의한 승산 및 후속 필터링에 의해 수행된다. 승산에 의해 형성된 검출 신호 (S9) 는 필터 (F1) 에서 필터링되고, 필터 (F1) 의 출력 신호는 프로젝션 이미지 신호 (S10) 로서 제 1 증폭기 (V1) 에 공급된다. 제 1 증폭기의 출력 신호 (S4) 는 바람직하게, 추가로 프로세싱되고, 측정된 값으로서 출력된다. 내부적으로, 진폭 값을 나타내는 출력 신호 (S4) 는 힐버트 공간으로부터 시간 범위로 역으로 변환된다. 이는, 제 2 승산 엘리먼트 (M2) 에 의해 공급 신호 (S5) 에 의한 승산에 의해 수행된다. 이러한 방식으로 형성된 프리-신호 (S6) 는 바람직하게, 바이어스 생성기 (B1) 에 의해 생성되는 바이어스 값 (b1) 과 가산된다. 이 바이어스 값은, 예를 들어, 신호로 LED 를 제어할 수 있기 위해 다시 필요하다. 가산된 신호들은 보상 신호 (S3) 로서 보상기 (K) 에 제공되어, 피드백 제어 루프가 형성된다.
이러한 방식으로 설명된 시스템은 제 1 송신기 (H1) 에 의해 송신된 신호의 진폭 변화들을 측정하는데 적합하다.
상이한 반사 오브젝트들의 존재에 있어서 송신 경로 (T1) 에서의 오브젝트를 결정하기 위한 진폭 측정이 포지션 또는 움직임의 신뢰성있는 검출을 수행하는데 적절하지 않기 때문에, 지연 (예를 들어, 광 이동 시간) 이 또한 검출되어야 한다 (도 3). 이를 수행하기 위해, 공급 신호 (S5) 에 대하여 지연된 신호 (S5d) 가 지연 엘리먼트 (△t) 에 의해 공급 신호 (S5) 로부터 형성된다. 이는 공급 신호 (S5) 에 기초한 송신 신호의 프로세싱과 병렬로 프로세싱된다. 이러한 목적을 위해, 프로세싱 유닛의 부분은 신호 (S5d) 의 프로세싱을 위해 실질적으로 중복된다. 중복된 프로세싱 컴포넌트 또는 부분적으로 중복된 부가적인 프로세싱 유닛에서의 수신기 출력 신호 (S1) 및 지연된 신호 (S5d) 의 이러한 목적을 위해 다른 힐버트 프로젝션이 수행된다. 힐버트 프로젝션은 또한, 통상적으로, 승산 엘리먼트 (M11) 에 의한 신호 (S9d) 로의 승산 및 필터 (F2) 에 의한 신호 (S10d) 로의 후속 필터링뿐 아니라 증폭기 (V2) 에 의한 증폭에 의해 수행된다. 증폭기 출력 신호 (S4d) 는 지연된 신호 (S5d) 와의 승산에 의해 지연된 프리-신호 (S6d) 로 역으로 변환된다. 그 후, 지연된 프리-신호 (S6d) 는, 상수 (b1) 의 가산 이후 보상 신호 (S3) 를 형성하기 위해 메인 제어 컴포넌트의 프리-신호 (S6) 에 가산된다. 지연된 프리-신호 (S6d) 는 오브젝트에 의해 발생된 지연에 대응한다. 하지만, 이 방법은 하나의 실질적인 단점을 갖는다: 즉, 센서 시스템의 평균화 시간 지연 측정이 수행된다.
그 시스템은 측정된 값들 (S4 및 S4d) 을 산출한다. 이들 값들은 송신 경로에서의 감쇄 및 지연을 나타낸다. 하지만, 그 2개의 신호들은 독립이 아니다. 이는, 송신 채널에서의 감쇄에 있어서의 변화가 상이할지라도 양 신호들 모두를 변화시킴을 의미한다. 동일한 것이 지연에서의 변화에 적용된다. 하지만, 그 변화들은, 또한, 감쇄에 있어서의 변화와는 상이하다. 따라서, 평가 유닛에 의한 역변환이 가능하다.
결과적으로, 단지 지연되지만 직교하지 않는 신호의 프로세싱은 어렵고 복잡하고 따라서 비용-최적이지 않다.
이러한 이유로, 바람직하게, 직교 기저 신호가 부가적인 힐버트 프로젝션에 대한 지연된 신호 대신에 사용된다. 부가적인 직교 기저 신호 (S5o) 는, 예를 들어, 공급 신호 (S5) 를 시간 주기 (△t) 만큼 선행하는 신호 (S5v) 와 동일한 시간 주기 (△t) 만큼 지연된 트레일링 신호 (S5d) 간의 차이로부터 형성된다.
이러한 목적으로, 생성기에 의해 형성된 선행하는 신호 (S5v) 는, 그로부터 공급 신호 (S5) 를 형성하여 제 1 송신기 (H1) 에 제공하기 위해 △t 만큼 먼저 지연된다. 그 후, 프로세싱 유닛에 있어서, 공급 신호 (S5) 는 신호 (S5d) 에 대한 다른 지연 엘리먼트만큼 다시 지연된다. S5d 와 S5v 간의 차이의 포메이션은, 공급 신호 (S5) 에 직교하는 직교 신호 (S5o) 를 야기한다. 결과적으로, S5 와 S5o 의 스칼라 곱은 항상 제로이다.
도 4 는 그러한 직교 기저 신호를 프로세싱하는 센서 시스템의 실시형태를 도시한다. 도 3 과 비교하면, 지연된 신호 (S5d) 대신, 이제, 직교 신호 (S5o) 가 병렬 프로세싱 컴포넌트에서 프로세싱된다. 따라서, 그 구조의 관점에서, 2개의 시스템들은 오직 사용된 제 2 신호 (S5d 대신 S5o) 의 타입 및 포메이션에 의해서만 구별된다.
따라서, 본 발명에 따른 제안된 센서 시스템 및 방법들에 따르면, 벡터 가산은 프로세싱 유닛의 합성부에서 발생하고 직교 기저 신호들의 스칼라 곱 포메이션은 분석부에서 발생한다. 이는, 2 초과의 직교 함수들에 대해 2 초과의 파라미터들을 측정하는 것이 또한 가능하다는 점에 있어서 종래 기술에 비해 매우 실질적인 이점을 제공한다. 기술적 시각으로부터, 이러한 합산 기반 프로세싱은 매우 용이하게 구현될 수 있고, 또한 원칙적으로 임의의 신호들 또는 함수들에 대해 적합하며, 이는 단지 단일-빈발 클록형 신호들만을 허용하는 종래 기술에 비한 다른 이점을 나타낸다. 따라서, 종래 기술로부터 공지된 보상 측정 방법들에서 사용되는 바와 같은 어떠한 위상 제어도 수행되지 않고, 대신 벡터 가산이 수행된다.
도 4 에 도시된 예시적인 방식에 있어서, 직교 기저 신호의 사용은 결국 특정 시간 슬롯에서 오브젝트를 관측하는 것을 의미한다. 완전성을 위해, 직교 기저 신호들의 사용은 이러한 시간 슬롯 기반 방법에 한정되지 않음이 여기서 언급되어야 한다. 더 정확한 관측이 수개의 시간 슬롯들을 통해 수행되려면, 바람직하게, 공급 신호 (S5) 에 직교하는 수개의 직교 기저 신호들 (S5oi) 이 생성된다.
도 5 는 수개의 직교 기저 신호들 (S5o, S5o1, S5o2 및 S5o3) 을 갖는 시스템의 일 예를 도시한다. 통상적으로, △T>>△t 이고 △tx<△T-2△t 이다. 바람직하게, 다음은 △T 에 대해 참이다: △T<1/(4πωmax). 하지만, 이들 기저 신호들은 오직 "세미(semi)-직교" 인데, 왜냐하면 그 신호들은 공급 신호 (S5) 에 모두가 직교이지만 서로에 대해서는 모두가 직교는 아니기 때문이다. 따라서, 후속 시스템에 있어서 생성된 신호들 (S4, S4o, S4o1, S4o2 및 S4o3) 의 프로세싱 및 평가가 기술적으로 어렵다. 이러한 이유로, 바람직하게, 시스템은 완전 직교의 기저 신호들로 구성된다.
도 6 은 3개의 직교 기저 신호들 (S5, S5o1, S5o2) 을 갖는 센서를 도시한다. 2개의 선행하는 신호들 및 2개의 트레일링 신호들이 이에 대해 생성된다.
일반적으로, 수개의 직교 신호들이 생성될 수 있다. 이러한 목적으로, n개의 선행하는 신호들 (S5vi) 이 먼저 생성되며, i 는 개별 수치를 나타낸다 (i = 1, 2, 3, ..., n). 따라서, 신호 (S5vi) 는 신호 (S5) 를 i 주기들 (시간 주기들) (△t) 만큼 선행한다. 최대 리드 시간은 △T = n·△t 이다. 동시에, n개의 트레일링 신호들이 또한 신호 (S5) 와 유사하게 생성된다. 신호 (S5di) 는 신호 (S5) 를 i 시간 주기들 (△t) 만큼 뒤따른다. 최대 래그 시간은 다시 △T = n·△t 이다.
이들 신호들로부터, 예를 들어, 선행하는 펄스 신호들 및 트레일링 펄스 신호들, 예를 들어, 특히, 각각 2·n개의 펄스 신호들을 생성하는 것이 가능하다. 예를 들어, 공급 신호가 값들 (+1, -1) 을 취할 수 있다는 조건에서, 선행하는 펄스들:
Figure 112014089870281-pct00015
에 대해 획득하고, 여기서, S5v0 = S5 이다. 그 후, 동일한 것이 트레일링 펄스 신호들:
Figure 112014089870281-pct00016
에 대해 적용되고, 여기서, S5d0 = S5 이다.
하지만, 펄스 신호들은 그후 값들 (i) 의 함수로서 3개의 조건들을 갖는다. 이로부터 형성된 직교 기저 신호들 (S5o1 및 S5o2) 은 양자 모두가 S5 에 직교이고 서로에 대해 직교임이 나타내어질 수 있다. 예시를 위해, 도 7 은 2개의 선행하는 펄스 신호들 및 2개의 트레일링 펄스 신호들에 대해 이를 도시한다.
직교 기저 신호들 (S5oi) 은 공급 신호 (S5) 와 함께 직교 기저 신호 시스템을 형성함이 명백하다. 하지만, 선행하는 펄스들이 또한 보상 신호에서 발생하기 때문에, 선행하는 펄스들의 프로세싱이 기술적으로 요구되지는 않는다. 그럼에도 불구하고, 공급 신호 (S5) 가 트레일링 펄스들 각각과 오버랩하기 때문에, 이들 선행하는 펄스들은 필요하다.
따라서, 선행하는 펄스들없이 직교 기저 신호 시스템을 생성하는 것이 바람직하다. 그러한 펄스들 (선행하는 펄스들이 없는 S5oi) 은 다음에서 S5pi 로 명시된다. 선행하는 펄스들의 필요성에 대한 이유를 보면, 이는 단지, 선행하는 펄스들 없이, 직교 기저 신호들 (S5pi) 이 S5 로의 힐버트 프로젝션에 있어서 제로와는 상이한 양을 산출할 것이라는 사실에 기인할 뿐임을 주목한다. 이에 입각하여 작동하는 가장 단순한 방법은 S5 및 S5pi 로 이루어진 신호들의 세트를 직교화하는 것이다. S5 및 S5pi 가 미리결정되기 때문에, 이는 구성 페이즈에서 이미 수행될 수 있다. 예를 들어, BRONSTEIN, 섹션 19.2.1.3 "Orthogonalisierungsverfahren" [직교화 방법들] 에서 방법들을 발견한다. S5pi (선행하는 펄스들이 없는 S5oi) 가 이미 서로에 대해 직교이기 때문에, 각각의 신호 (S5pi) 에 의해 스칼라-승산된 S5 로 이루어진 그 각각의 스칼라 곱은 후속적으로 S5 로부터 감산된다. 신호 (S5r) 를 획득한다. 이제, 이 신호는 모든 S5pi (선행하는 펄스들이 없는 S5oi) 에 대해 직교이다. 이러한 방식으로, 서로에 대해 직교인 S5pi 및 S5r 로 이루어진 기저 신호를 획득한다.
직교성이 달성되기 위해, 신호 (S5) 는 평균하여 다시 제로이어야 하며, 이는 어떠한 바이어스 컴포넌트도 포함하지 않아야 함을 지칭한다. 그 후, 이러한 특성은 또한, S5pi 신호들에 자동으로 적용한다.
따라서, 수신기 출력 신호 (S1) 는 가능한 측정가능 지연 (n·△T; n 은 i 의 최대값) 의 범위에서 실질적으로 제로로 조정될 수 있다. 공급 신호로부터 생성된 신호 (S5r) 는 모든 트레일링 펄스들의 합으로부터 S5 의 차이로서 표현될 수 있다. 따라서,
Figure 112014089870281-pct00017
를 가지며, 여기서, S5dn 은 n 주기들만큼 지연된 펄스이다.
도 8 은 임의의 준-디지털 클록형 및 비-클록형 입력 신호들에 대한 직교 기저 신호 세트를 생성하는 그러한 시스템을 도시한다. 도시된 센서 시스템은 오브젝트에 의해 야기된 반사들의 검출을 위해 8개의 시간 슬롯들을 관측할 수 있다. 마지막 펄스 및 제 1 펄스의 길이는 각각 보상 방식으로 서로에 대해 스케일링될 수 있다. 용이하게 이해될 바와 같이, 부가적인 시간 슬롯들이 또한 병렬로 관측될 수 있으며, 이를 위해, 오직 부가적인 지연된 펄스들만을 생성 및 프로세싱하는 것이 필요하다. 이는, 전체 시스템의 반응 시간이 감소되려면 중요하다. 예를 들어, 광학 레이더가 그 시스템으로 구성되려면, 상이한 스케일링 팩터 (x) 로의 연속적인 측정이 충분한 어플리케이션들이 존재할 수 있다. 하지만, 다른 어플리케이션들에 있어서, 부가적인 측정들에 대해, 시간이 이용가능하지 않을 수도 있다. 이 경우들에 있어서, 더 많은 채널들 (S5pi) 로 측정하는 것이 유리하다.
도 9 는, 보상 신호의 평균화 위상 제어에 의한 종래 기술에 따라 보상이 어떻게 수행될 수 있는지를 상위 이미지 (A) 에서 도시한다. 오브젝트의 존재를 통해, 제 1 송신기의 송신된 송신 신호 (I4) 는 송신 채널에서 변경되고, 반사된 신호는 수신기 (D1) 에서 수신된다. 반사를 보상하기 위해, 보상 송신기 (K) 의 보상 신호 (IK) 는 위상-시프트된다. 특히, 스텝형 반사 신호가 수신되면, 이러한 보상은 부정확하다.
예를 들어, 광학 레이더로서의 어플리케이션에 있어서, 벽 앞의 기둥이 검출되는 것으로 가정되면, 그 시스템은 벽과 기둥 간의 시스템 특정 평균값으로 조정한다. 따라서, 기둥은 신뢰성있게 식별되지 않는다. 그러한 레이더를 주차 보조기로서 사용하는 자동차는, 운전자에게 실제 있는 것보다 거기에 더 많은 공간이 있다고 말해지기 때문에, 어떠한 부가적인 보호 척도들도 없이 기둥으로 돌진할 것이다.
도 9 에서의 하위 이미지 (B) 는 벡터 가산을 통한 수개의 (구체적으로, 2개) 직교 기저 신호들의 (I2 에 대응하는) 보상 신호 (IK) 와의 혼합을 통한 비-평균화 제어를 도시한다. 이는 더 정확한 보상이 달성되게 할 수 있으며, 이는 본 발명에 따른 방법의 이점들을 인상적인 방식으로 드러낸다. 다음의 일반화가 실시될 수 있다: 즉, 직교 기저 신호들의 수가 많을수록, 달성될 수 있는 측정 당 분해능 및 정밀도는 더 커진다. 다중 스테이지 반사 신호에서의 개별 스테이지들은 개별 직교 기저 신호 (S4oi) 의 피드백 제어를 통해 개별적으로 적응될 수 있다.
오직 신호 에지들만이 평가되기 때문에, 즉, 스텝 함수들이 사용되기 때문에, 도 8 에서의 신호들 (S4oi) 는 오직 통합 화상만을 산출한다. 상기 언급된 주차 보조기에 있어서, 이는, 출력 신호 (S4n) 상의 신호가 그 전방의 어딘가에서 반사가 발생했었음을 의미하는 것을 의미한다. 오직 신호 (S4on) 만이 신호를 나타내고 신호 (S4o(n-1)) 는 신호를 나타내지 않을 경우, 반사는 n번째 시간 슬롯에 할당될 수 있음이 분명하다. 이러한 이유로, 신호들은 서로 구별되어야 한다. (이는 스텝 함수 기반 시스템으로부터 델타 펄스로 동작되는 시스템으로의 천이에 대응함)
이제, 도 10 은, 예시를 위해, 이러한 목적을 제공하는 직교 기저 신호 세트로 센서 시스템을 공간적으로 분해하는 7채널을 도시한다. 여기서, 시간 시프트로 지칭되는 시스템의 제 1 및 마지막 채널은 임의의 팩터 (x) 로 스케일링될 수 있다. 각각의 시간 슬롯에 대해 별도의 제어가 존재한다. 하지만, 본질적인 차이는 S4oi 및 S4o(i+1) 로부터의 출력들 (S40oi, 여기서, 1≤i≤7 임) 에서의 차동의 포메이션이다. 따라서, 발생한 시간 슬롯에 반사가 할당된다.
하지만, 일반적으로, 각각의 채널 (i) 에 대해 별도의 제어를 구성하는 것은 지루하다. 결정될 모든 것이 특정 시간 윈도우 (j) 에서 반사가 발생하는지 여부인 경우, κ = j - 2 개의 기저 신호 펄스들 (S5pi) 은 하나의 펄스 신호 (S5pa) 에 i = 1 내지 i = (j - 2) 로 병합될 수 있다. 따라서, 오직 하나의 지연 엘리먼트 (여기서, κ·△t) 가 요구된다. i = j - 1, i = j 및 i = j + 1 에 대한 펄스들 (S5pi) 은 변경되지 않은 채로 유지된다. i = j + 2 내지 i = n 에 대한 λ = n - i - 2 개의 펄스들 (S5pi) 은 제 2 기저 신호 펄스 (S5pb) 에 병합된다. 물론 이들 펄스들에 대해서도, λ·△t 의 시간 지연을 갖는 오직 하나의 지연 엘리먼트가 요구된다. 따라서, 시스템은 오직 직교 펄스 신호들 (S5pa, S5p (j - 1), S5pj, S5p (j +1), S5pb 및 S5r) 로 이루어진 직교 기저 신호 세트만을 가지며, 펄스 (S5r) 는 모든 직교 기저 신호들의 합에 대한 공급 신호 (S5) 로부터의 차이와 동일하다. 대응하는 시스템 다이어그램이 도 11 에 도시된다. 이는 지연 엘리먼트들의 수가 실질적으로 감소되게 할 수 있다.
하지만, 2개의 또는 이 경우 3개의 시간 슬롯들 (여기서, S5p2, S5p3 및 S5p4) 을 남겨두는 것이 유리하다. 도 11 에 또한 묘화된 제 1 차이는 논의된 바와 같은 반사 포인트를 산출한다. 차이들 중 일 차이가 형성되면 (도시 안됨), 예를 들어, 반사 표면들의 표면 기울기들 등이 결정될 수 있다.
따라서, 도시된 시스템에 있어서, 시간 지연 측정 및 1차원 국부화를 수행하기 위한 가능성이 전개되었다. 종래 기술과 달리, 2차원 국부화는 2개의 상호 직교의 공급 신호들 (S5 및 S5‘) 을 사용하여 그리고 특히 시간 슬롯 방법을 사용하지 않고 2개의 측정 경로들에 대한 삼각측량에 의해 용이하게 달성될 수 있다. 도시된 시스템들에 대응하는 2개의 완전한 센서 시스템들의 사용 이외에, 혼합된 센서 시스템들의 사용이 임의의 경우에 생각될 수 있다. 혼합은 송신기들의 공통 사용 및/또는 수신기들의 공통 사용 중 어느 하나로 이루어질 수 있다.
선호된 실시형태에 있어서, 센서 시스템은, 수개의 공급 신호들 (S5i) 을 생성하는 복수의 생성기들 (Gi) 을 갖는다. 대응하는 복수의 송신기들 (Hi) 은 각각의 공급 신호 (S5i) 를 공급받는다. 결과적인 복수의 송신 경로들은 각각의 송신기 (Hi) 의 송신 신호들 (I4i) 에 의해 수신기 (D1) 로 송신된다. 수신기에 있어서, 제 1 송신 신호들 (I4i) 은 보상 송신기 (K) 의 제 2 신호 (I2) 와 수신기 출력 신호 (S1) 로 중첩된다. 임의의 간섭 신호들 (I5) 이 또한 중첩된다.
프로세싱 유닛에 있어서, 보상 신호 (S3) 가 형성되게 하는 각각의 송신기 (Hi) 의 각각의 제 1 공급 신호 (S5i) 에 대해 프리-신호 (S6i) 가 생성된다. 이는, 바람직하게, 프리-신호들 (S6i) 의 가산을 통해 수행된다.
2개의 송신기들 (H1, H2) 및 하나의 수신기 (D1) 를 갖는 그러한 시스템이 도 12 에 도시된다.
다른 선호된 실시형태에 있어서, 센서 시스템은 수개의 수신기들 (Di) 및 수개의 보상 송신기들 (Ki) 을 가지며, 보상 송신기 (Ki) 는 각각의 수신기 (Di) 에 할당된다. 오직 하나의 제 1 신호 송신기 (H1) 가 존재하면, 송신 경로가 각각의 수신기 (Di) 에 대해 형성된다. 개별 수신기들 (Di) 은 제 1 송신기의 신호들을 각각의 보상 송신기 (Ki) 의 제 2 신호들과 수신기 출력 신호 (S1i) 로 중첩한다. 프로세싱 유닛에 있어서, 보상 신호 (S3i) 가 각각의 수신기 (Di) 의 출력 신호들의 피드백 보상을 위해 각각의 보상 송신기에 대해 생성된다.
하나의 송신기 및 2개의 수신기들 (D1, D2) 뿐 아니라 2개의 보상 송신기들 (K1, K2) 을 갖는 그러한 시스템이 도 13 에 도시된다. 용이하게 이해될 바와 같이, 수개의 수신기들이 또한 결합될 수 있다. 또한, 수개의 송신기들 및 수개의 수신기들을 서로 결합하는 것이 가능하다.
단지 도시된 단순한 시스템들 이외에, 복수의 송신기들 (Hi) 및 복수의 수신기들 (Dj) 뿐 아니라 복수의 보상 송신기들 (Kj) 을 갖는 더 복잡한 시스템들이 또한 생각될 수 있다. 송신기들은 일반적으로, 각각 하나의 생성기로부터 제공되며, 생성기는 또한 수개의 송신 신호들 (S5i) 을 생성할 수 있다.
n개의 생성기들에 대해, 예를 들어, n개의 직교 코드들이 공급 신호들로서 확립된다. 결과적으로, 개별 송신기들 (Hi) 간의 간섭이 억제된다. 이는, 종래 기술과의 또다른 실질적인 차이이다. 각각의 송신기 (Hn) 와 수신기 (Dm) 간의 각각의 송신 경로들 (Tnm) 의 송신 특성들 및 각각의 시간 지연들이 결정되려면, 송신기와 수신기의 n·m 쌍들을 측정하는 것이 필요하다. 부가적으로, m·n 개의 프로세싱 유닛들을 사용하는 것이 또한 가능하다. 상관기가 각각의 측정에 대해 요구된다. 상관기로서 또한 지칭되는 그러한 시스템 모듈의 일 예가 도식적 시스템 다이어그램으로서 도 14 에 도시된다. 용이하게 알 수 있는 바와 같이, 도 13 으로부터의 시스템은 예를 들어, 2개의 상관기들로부터 구성될 수 있다.
보상 송신기들보다 더 많은 수신기들을 사용하기 위한 필요성이 생기면, 이 문제에 대한 솔루션은, 예를 들어, 단일 프로세싱 유닛이 수개의 수신기들에 대해 사용되고 또한 예를 들어 다양한 송신기들 및 수신기들에 대한 멀티플렉스들을 통해 접속되는 시분할 멀티플렉스 방법의 사용에 있을 수 있다.
바람직하게, 센서 시스템은 수개의 수신기들 (Di) 및 적어도 하나의, 바람직하게는 수개의 보상 송신기들 (Ki) 을 가지며, 하나의 보상 송신기 (K1) 는 적어도 2개의 수신기들 (D1, D2) 에 할당된다. 송신 경로는 각각 제 1 송신기 (H1) 와 수신기 (Di) 간에 형성되어, 제 1 송신기의 제 1 신호가 대응하는 보상 송신기 (Ki) 의 신호와 각각의 수신기 (Di) 에서의 수신기 출력 신호 (S1i) 로 중첩된다. 보상 신호 (S3i) 는 프로세싱 유닛에 있어서 각각의 보상 송신기 (Ki) 에 대해 생성된다. 보상 신호들 (S3i) 는, 적어도 하나의 보상 송신기 (Ki) 를 공유하는 수신기들 (Di) 의 신호들 (Sli) 의 프로세싱 유닛들 간에 시분할 멀티플렉스 방법으로 각각 전후로 스위칭함으로써 형성된다. 시분할 멀티플렉스의 결과로서 보상 신호 (S3i) 에 간헐적으로 기여하지 않는 프로세싱 유닛들은, 그 내부 상태들 및 출력 응답들이 이 시간 동안에 변하지 않도록 접속된다. 시분할 멀티플렉스의 결과로서 보상 신호 (S3i) 에 간헐적으로 기여하는 프로세싱 유닛들은, 그 기여의 지속기간 동안, 마치 어떠한 시분할 멀티플렉스도 발생하지 않았던 것처럼 거동한다.
도 15 는, 다이오드 스펙트로미터로서 구현되는 본 발명에 따른 센서 시스템의 블록 다이어그램을 도시한다. 그러한 스펙트로미터는 가스 센서 또는 적정 센서로서 사용될 수 있다. 도 15a 에 도시된 시스템은 공통 측정 채널을 갖는다. 송신기 (H1) 는, 예를 들어, 오직 하나의 흡수 파장에서만 실질적으로 방사하는 레이저 다이오드로서 구현된다. 포토다이오드로서 구현된 수신기 (D1) 와 레이저 다이오드 간의 측정 경로가 측정된다. 보상 송신기 (K) 는, 흡수 파장 바로 다음에 있는 파장에서 방사하는 레퍼런스 다이오드이다. 이러한 보상 송신기의 광은 송신기 (H1) 의 광과 실질적으로 동일한 영향들을 받는다. 유일한 예외는 흡수 파장 상의 증폭된 흡수이다. 수신기 (D1) 는 양자의 송신기들 (H1 및 K) 의 광에 민감하다. 이러한 방식으로, 측정 경로, 예를 들어, 큐벳에서의 가스의 분석물 또는 컴포넌트가 검출될 수 있다. 보상 신호 (I2) 는 또한 측정 경로 (큐벳) 를 통해 전도된다. 결과적으로 제 2 송신 경로가 본 명세서에서 무관한 일부 특성들의 관점에서 더 이상 공지되지 않더라도, 본 발명에 따른 방법을 이용하여 최적의 제어가 달성될 수 있고 가스에서의 분석물이 검출될 수 있다.
2개의 송신 채널들이 동일한 매질에 있고 오직 파장의 관점에서만 상이함이 본 명세서에서 강조되어야 한다. 그러한 점에서, 공간 분할 멀티플렉스는 캐리어 광의 파장 멀티플렉스로 대체된다.
따라서, 다양한 송신 채널들에 관한 본 문헌에서의 언급이 존재할 경우, 단어 "다양한" 은 멀티플렉스의 일부 타입을 지칭한다.
도 15b 는, 각각이 레이저 다이오드들로서 구현되는 2개의 송신기들 (H1, H2) 및 2개의 병렬 제어 컴포넌트들을 갖는 시스템을 도시한다. 다이오드들은 상이한 흡수 파장들로 방사한다. 보상 다이오드 (K) 는 흡수 파장들 바로 다음에 있는 파장에서 방사한다. 따라서, 2채널 가스 센서를 구성하는 것이 가능하다. 이러한 아이디어를 더 취함에 있어서, 다중 채널 가스 센서들이 생각될 수 있다.
본 발명에 따른 센서 시스템이 사용될 수 있는 다른 영역은, 예를 들어, 거리를 측정하는데 사용되는 것과 같은 광학 비행시간 측정에서이다. 그러한 시스템은 다양한 실시형태들에 있어서 도 16a 내지 도 16c 에 도시된다. 도 16a 는 송신기 (H1) 및 보상 송신기 (K) 가 각각 다이오드들로서 구현되는 하나의 간단한 실시형태를 도시한다. 수신기는 포토다이오드이다. 송신기 (H1) 와 수신기 (D1) 간의 송신 경로에서의 측정의 오브젝트가 측정된다. 도시된 실시형태에 있어서, 제어된 지연 엘리먼트 (Tr) 는, 출력 신호 (S4o) 에 기초하는 검출된 지연을 통해 제어되는 보상 신호 (S3) 를 형성하는데 사용된다. 따라서, 프리-신호 (S6) 의 지연이 역변환 동안에 발생한다. 이에 따라, 보상 신호의 지연은 송신 채널에서 발생하는 지연들의 밸런싱을 가능케 한다. 위상 제어를 사용하는 종래 기술과 달리, 지연은 광대역 다중-빈발 신호들의 사용을 가능케 하고, 따라서, 송신 채널에서의 간섭자와 관련하여 간섭 억제를 실질적으로 개선시킨다.
도 16b 는 역변환 동안 지연없는 변형된 비행시간 측정 시스템을 도시한다. 하지만, 이 시스템에 있어서, 범위-전환이 수행되고, 따라서, 가까운 범위에서의 거리 측정을 가능케 한다. 이러한 목적으로, 송신 다이오드 (H1) 에는 공급 신호 (S5) 가 공급되지 않고 대신 지연된 공급 신호 (S5dx) 가 공급된다. 결과적으로, 더 큰 거리가 시스템에 시뮬레이션된다. 특히, 더 작은 거리들에서, 시스템은 그 한계에 직면하지 않는다. 이는, 수신기의 작동 포인트를 최적화하는 것을 가능케 한다. 출력 응답의 왜곡은 지연 (△t) 의 선택을 통해 따라서 감산에 의해 사전에 용이하게 정정될 수 있다.
도 16c 는 수신기 (D1) 의 가까운 범위에 있어서 최적화된 거리 측정을 가능케 하는 비행시간 측정 시스템의 다른 변형을 도시한다. 여기서는, 이전에 도시된 2개의 시스템들이 함께 결합되었다. 따라서, 송신 다이오드를 제공하기 위한 공급 신호의 지연이 수행된다. 동시에, 직교 출력 신호에 의해 제어된 지연이 역변환에서 발생하여 보상 신호를 생성한다.
도 17a 및 도 17b 는, 예를 들어, 여기서 TM 모드들에 기초하여 전자기파들을 측정하는 센서 시스템을 도시한다. 이러한 목적으로, 보상 자기 안테나가 송신기 (H1) 로서 및 보상 송신기 (K) 로서 사용된다. 안테나들은 수신 엘리먼트, 즉, 수신기 (D1) 를 각각 통합하였다. 신호 (S10) 또는 직교 신호 (S10o) 가 제로와 상이할 경우에 비대칭이 검출될 수 있다. 적절한 안테나 설계가 주어지면, 이는 (예를 들어, 유도성 센서들로서) 금속들의 측정 및 핵 스핀 공진들의 측정을 가능케 한다.
도 17b 는 송신기 (H1) 의 제공 동안 지연 엘리먼트에 의해 확장된 도 17a 로부터의 시스템을 도시한다. 보상 자기 안테나에는 △t 만큼 지연된 공급 신호 (S5dx) 가 공급되며, 이는 범위 전환의 가능성을 열어둔다.
도 18 은, 보상된 4 스풀 자기 안테나 (20) 를 갖는 본 발명에 따른 측정 시스템을 도시한다. 공급 신호 (S5) 는 송신 코일 (21) 에 제공된다. 송신 코일 (21) 은 제 1 수신 코일 (22) 를 유도적으로 커플링하고, 더 적은 정도로, 제 2 수신 코일 (24) 과 커플링한다. 보상 신호 (S3) 는 보상 코일 (23) 에 제공된다. 보상 코일 (23) 의 필드는 제 2 수신 코일 (24) 에 강하게 커플링하고, 제 1 수신 코일 (22) 에 덜 강하게 커플링한다. 따라서, 시스템은, 신호 (S1) 가 제로에 접근하도록 셀프 보상형이다.
도 19 는 2 측면형 회로 보드 상의 사용을 위한 예시적인 평면 코일 배열 (25) 을 도시한다. 다음이 상기 시계방향으로 묘화된다: 신호 (S3) 의 송신 코일 (21), 제 1 수신 코일 (22; 점선), 및 보상 신호 (S3) 를 송신하기 위한 송신 코일 (23) 과 중첩되는 제 2 수신 코일 (24; 점선). 수신 코일들 (22, 24) 은 회로 보드의 뒤면 상에 배열된다.
도 20 은 3개의 코일들을 갖는 본 발명에 따른 측정 시스템을 도시한다. 2개의 송신 코일들 (21, 23) 은 동일한 수신기 코일 (22) 에 커플링한다.
도 21 은 도 20 에 따른 측정 시스템을 위한 본 발명에 따른 코일 배열을 도시한다. 다음이 상기 시계방향으로 묘화된다: 신호 (S5) 에 대한 송신 코일 (21), 및 보상 신호 (S3) 를 위한 송신 코일 (23) 과 부분적으로 중첩되는 수신 코일 (22).
도 22 는, 3개의 전극 표면들을 갖는 보상된 정전 안테나 (30) 를 가진 본 발명에 따른 측정 시스템을 도시한다. 공급 신호 (S5) 는, 수신 전극 (32) 과 용량적으로 커플링하는 송신 전극 (31) 에 제공된다. 보상 신호 (S3) 는 보상 전극 (33) 에 제공된다. 보상 전극 (33) 의 필드가 또한 수신 전극 (32) 으로 커플링한다. 따라서, 시스템은, 신호 (S1) 가 제로에 접근하도록 셀프 보상형이다.
안테나들의 임피던스들, (예를 들어, 도 17 내지 도 22 에 따른) 회로들의 라인들 그리고 출력 및 입력 저항들의 파동 조정이 통상적으로 유리함이 본 명세서에서 언급되어야 한다. 종래 기술은 이 문제를 다루지 않는다. 따라서, 대체로, 측정 시스템들이 생성될 수 없고, 결론적으로, 경제적으로 이용할 수 없다.
도 23 은 2 측면형 회로 보드 상의 사용을 위한 예시적인 평면 전극 배열 (35) 을 도시한다. 다음이 상기 시계방향으로 묘화된다: 신호 (S5) 에 대한 송신 전극 (31), 및 보상 신호 (S3) 를 위한 송신 전극 (33) 과 부분적으로 중첩되는 수신 전극 (32).
도 24 는, 수신기 (D1) 로서 마이크로폰 (42) 및 2개의 확성기들 (41, 43) 을 갖는 보상된 전기음향 시스템을 가진 본 발명에 따른 측정 시스템을 도시한다. 공급 신호 (S5) 는, 수신 마이크로폰 (42) 과 음향적으로 커플링하는 송신 확성기 (41) 에 제공된다. 보상 신호 (S3) 는 보상 확성기 (43) 에 제공된다. 보상 확성기 (43) 의 사운드 필드가 또한 수신 마이크로폰 (42) 으로 커플링한다. 따라서, 시스템은, 신호 (S1) 가 제로에 접근하도록 셀프 보상형이다.
확성기들, 음향 라인들 등의 음향 임피던스들의 음향파 조정이 통상적으로 유리함이 또한 언급되어야 한다. 종래 기술은 이 문제를 다루지 않는다. 따라서, 대체로, 측정 시스템들이 생성될 수 없고, 결론적으로, 경제적으로 이용할 수 없다.

Claims (32)

  1. 제 1 송신기와 수신기 (D1) 간의 피드백 보상에 기초하여 측정 시스템의 제 1 송신 경로의 송신 특성들을 측정하는 방법으로서,
    - 상기 제 1 송신기 (H1) 는, 상기 제 1 송신 경로 (T1) 의 적어도 일부를 통과한 후 상기 수신기 (D1) 에 의해 검출되는 제 1 신호 (I4, I1) 를 상기 송신 경로 상으로 송신하고,
    - 보상 송신기 (K) 는, 제 2 송신 경로를 통과한 후 상기 수신기 (D1) 에 의해 검출되는 제 2 신호 (I2) 를 상기 제 2 송신 경로 상으로 송신하고,
    - 상기 제 1 신호 (I1) 및 상기 제 2 신호 (I2) 는 상기 수신기 (D1) 에서 선형 방식으로 중첩되고, 그로부터 수신기 출력 신호 (S1) 가 형성되며,
    상기 측정 시스템의 제 1 송신 경로의 송신 특성들을 측정하는 방법은,
    - 생성기 (G1) 에 의해 공급 신호 (S5) 를 생성하는 단계로서, 상기 공급 신호 (S5) 및 상기 수신기 출력 신호 (S1) 각각은 프리-힐버트 공간에서의 벡터를 형성하고, 상기 공급 신호 (S5) 는 상위 컷오프 주파수 (ωmax) 및 하위 컷오프 주파수 (ωmin) 를 갖는, 제로와는 상이한 대역 제한된 공급 신호이며, 상기 하위 컷오프 주파수 (ωmin) 는 상기 상위 컷오프 주파수 (ωmax) 와는 상이한, 상기 공급 신호 (S5) 를 생성하는 단계;
    - 상기 공급 신호 (S5) 를 상기 제 1 송신기 (H1) 에 제공하는 단계;
    - 프로젝션 이미지 신호 (S10) 가 생성되도록, 먼저 검출 신호 (S9) 가 형성되는 상기 수신기 출력 신호 (S1) 를 상기 공급 신호 (S5) 에 의해 승산하는 것에 의해, 및 필터 (F1) 에서의 상기 검출 신호 (S9) 의 후속적인 필터링에 의해, 상기 수신기 (D1) 의 상기 수신기 출력 신호 (S1) 로부터 상기 공급 신호 (S5) 로의 힐버트 프로젝션을 통해 정변환을 실행하는 단계;
    - 상기 프로젝션 이미지 신호 (S10) 에 기초하여 출력 신호 (S4) 를 형성하는 단계로서, 상기 출력 신호 (S4) 는 상기 제 1 송신 경로 (T1) 의 송신 특성들에 관한 정보를 포함하는, 상기 출력 신호 (S4) 를 형성하는 단계;
    - 프리-신호 (S6) 가 형성되도록, 상기 출력 신호 (S4) 를 상기 공급 신호 (S5) 로 승산함으로써 상기 출력 신호 (S4) 의 상기 공급 신호 (S5) 로의 적어도 부분적인 역변환을 실행하는 단계;
    - 상기 프리-신호 (S6) 로부터 보상 신호 (S3) 를 생성하는 단계; 및
    - 일정한 수신기 출력 신호 (S1) 가 형성되도록 상기 수신기 출력 신호 (S1) 의 피드백 제어를 위해 상기 보상 신호 (S3) 를 상기 보상 송신기 (K) 에 제공하는 단계를 갖고,
    상기 공급 신호 (S5) 는 의사-랜덤 신호 또는 확산 코드에 기초한 신호인 것을 특징으로 하는 측정 시스템의 제 1 송신 경로의 송신 특성들을 측정하는 방법.
  2. 제 1 송신기와 수신기 (D1) 간의 피드백 보상에 기초하여 측정 시스템의 제 1 송신 경로의 송신 특성들을 측정하는 방법으로서,
    - 상기 제 1 송신기 (H1) 는, 상기 제 1 송신 경로 (T1) 의 적어도 일부를 통과한 후 상기 수신기 (D1) 에 의해 검출되는 제 1 신호 (I4, I1) 를 상기 송신 경로 상으로 송신하고,
    - 보상 송신기 (K) 는, 제 2 송신 경로를 통과한 후 상기 수신기 (D1) 에 의해 검출되는 제 2 신호 (I2) 를 상기 제 2 송신 경로 상으로 송신하고,
    - 상기 제 1 신호 (I1) 및 상기 제 2 신호 (I2) 는 상기 수신기 (D1) 에서 선형 방식으로 중첩되고, 그로부터 수신기 출력 신호 (S1) 가 형성되며,
    상기 측정 시스템의 제 1 송신 경로의 송신 특성들을 측정하는 방법은,
    - 생성기 (G1) 에 의해 공급 신호 (S5) 를 생성하는 단계로서, 상기 공급 신호 (S5) 및 상기 수신기 출력 신호 (S1) 각각은 프리-힐버트 공간에서의 벡터를 형성하고, 상기 공급 신호 (S5) 는 상위 컷오프 주파수 (ωmax) 및 하위 컷오프 주파수 (ωmin) 를 갖는, 제로와는 상이한 대역 제한된 공급 신호이며, 상기 하위 컷오프 주파수 (ωmin) 는 상기 상위 컷오프 주파수 (ωmax) 와는 상이한, 상기 공급 신호 (S5) 를 생성하는 단계;
    - 상기 공급 신호 (S5) 를 상기 제 1 송신기 (H1) 에 제공하는 단계;
    - 프로젝션 이미지 신호 (S10) 가 생성되도록, 먼저 검출 신호 (S9) 가 형성되는 상기 수신기 출력 신호 (S1) 를 상기 공급 신호 (S5) 에 의해 승산하는 것에 의해, 및 필터 (F1) 에서의 상기 검출 신호 (S9) 의 후속적인 필터링에 의해, 상기 수신기 (D1) 의 상기 수신기 출력 신호 (S1) 로부터 상기 공급 신호 (S5) 로의 힐버트 프로젝션을 통해 정변환을 실행하는 단계;
    - 상기 프로젝션 이미지 신호 (S10) 에 기초하여 출력 신호 (S4) 를 형성하는 단계로서, 상기 출력 신호 (S4) 는 상기 제 1 송신 경로 (T1) 의 송신 특성들에 관한 정보를 포함하는, 상기 출력 신호 (S4) 를 형성하는 단계;
    - 프리-신호 (S6) 가 형성되도록, 상기 출력 신호 (S4) 를 상기 공급 신호 (S5) 로 승산함으로써 상기 출력 신호 (S4) 의 상기 공급 신호 (S5) 로의 적어도 부분적인 역변환을 실행하는 단계;
    - 상기 프리-신호 (S6) 로부터 보상 신호 (S3) 를 생성하는 단계; 및
    - 일정한 수신기 출력 신호 (S1) 가 형성되도록 상기 수신기 출력 신호 (S1) 의 피드백 제어를 위해 상기 보상 신호 (S3) 를 상기 보상 송신기 (K) 에 제공하는 단계를 갖고,
    - 상기 공급 신호 (S5) 에 직교하는 직교 기저 신호 (S5o) 를 생성하는 단계로서, 상기 직교 기저 신호 (S5o) 는 시간 주기 Δt 만큼 상기 공급 신호 (S5) 에 선행하는 신호 (S5v) 와 상기 시간 주기 Δt 만큼 상기 공급 신호 (S5) 에 후행하는 신호 (S5d) 사이의 차이 또는 상기 공급 신호 (S5) 와 상기 시간 주기 Δt 만큼 상기 공급 신호 (S5) 에 후행하는 신호 (S5d) 의 차이로부터 형성되는, 상기 직교 기저 신호 (S5o) 를 생성하는 단계;
    - 직교 프로젝션 이미지 신호 (S10o) 가 생성되도록 상기 수신기 출력 신호 (S1) 및 상기 직교 기저 신호 (S5o) 로부터 스칼라 곱을 형성하는 단계;
    - 증폭기 (V2) 에 의해, 상기 직교 프로젝션 이미지 신호 (S10o) 를 직교 출력 신호 (S4o) 로 증폭하는 단계;
    - 직교 프리-신호 (S6o) 로 상기 직교 기저 신호 (S5o) 에 의해 상기 직교 출력 신호 (S4o) 를 승산하는 단계;
    - 상기 출력 신호 (S4) 에 의한 상기 공급 신호 (S5) 의 승산에 의해 형성되는 프리-신호 (S6) 와 상기 직교 프리-신호 (S6o) 를 가산하는 단계로서, 상기 보상 신호 (S3) 는 상기 직교 프리-신호 (S6o) 와 상기 프리-신호 (S6) 의 가산을 통해 생성되는, 상기 가산하는 단계를 특징으로 하는 측정 시스템의 제 1 송신 경로의 송신 특성들을 측정하는 방법.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    증폭기 (V1) 에 의한 상기 프로젝션 이미지 신호 (S10) 의 상기 출력 신호 (S4) 로의 증폭을 특징으로 하는 측정 시스템의 제 1 송신 경로의 송신 특성들을 측정하는 방법.
  4. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 프리-신호들 (S6) 의 바이어스 값 (B1) 과의 가산을 통해 상기 보상 신호 (S3) 의 생성을 특징으로 하는 측정 시스템의 제 1 송신 경로의 송신 특성들을 측정하는 방법.
  5. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 공급 신호 (S5) 가 상기 제 1 송신기 (H1) 에 제공되기 전에 바이어스 값 (B5) 이 상기 공급 신호 (S5) 에 가산되는 것을 특징으로 하는 측정 시스템의 제 1 송신 경로의 송신 특성들을 측정하는 방법.
  6. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 공급 신호 (S5) 의 하위 컷오프 주파수 (ωmin) 가 상기 공급 신호 (S5) 의 상위 컷오프 주파수 (ωmax) 의 절반보다 더 큰 것을 특징으로 하는 측정 시스템의 제 1 송신 경로의 송신 특성들을 측정하는 방법.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 필터 (F1) 는 선형 필터인 것을 특징으로 하는 측정 시스템의 제 1 송신 경로의 송신 특성들을 측정하는 방법.
  8. 제 1 항 또는 제 7 항에 있어서,
    상기 공급 신호 (S5) 및 필터 (F1) 는, 상기 공급 신호 (S5) 에 의해 스칼라 승산된 간섭 신호 (I5) 를 상기 필터 (F1) 에 의해 필터링할 시, 상기 필터 (F1) 의 출력 신호 (S10) 가 최소가 되도록 선택되는 것을 특징으로 하는 측정 시스템의 제 1 송신 경로의 송신 특성들을 측정하는 방법.
  9. 제 1 항 또는 제 7 항에 있어서,
    상기 수신기 출력 신호 (S1) 에서의 간섭 신호 (I5) 를 1 과 동일하도록 설정되는 공지된 일정한 공급 신호 (S5) 로 식별하기 위한 필터 (F1) 의 측정을 특징으로 하는 측정 시스템의 제 1 송신 경로의 송신 특성들을 측정하는 방법.
  10. 제 1 항 또는 제 7 항에 있어서,
    상기 공급 신호 (S5) 에 직교하는 직교 기저 신호 (S5o) 가 형성되는 것을 특징으로 하는 측정 시스템의 제 1 송신 경로의 송신 특성들을 측정하는 방법.
  11. 제 1 항에 있어서,
    다음의 추가 단계들을 특징으로 하는 측정 시스템의 제 1 송신 경로의 송신 특성들을 측정하는 방법.
    - 상기 공급 신호 (S5) 에 직교하는 직교 기저 신호 (S5o) 를 생성하는 단계;
    - 직교 프로젝션 이미지 신호 (S10o) 가 생성되도록 상기 수신기 출력 신호 (S1) 및 직교 기저 신호 (S5o) 로부터 스칼라 곱을 형성하는 단계;
    - 상기 직교 프로젝션 이미지 신호 (S10o) 를 증폭기 (V2) 에 의해 직교 출력 신호 (S4o) 로 옵션적으로 증폭하는 단계;
    - 상기 직교 프로젝션 이미지 신호 (S10) 에 기초한 직교 출력 신호 (S4o) 를 상기 직교 기저 신호 (S5o) 에 의해 직교 프리-신호 (S6o) 로 승산하는 단계; 및
    - 상기 공급 신호 (S5) 의 상기 출력 신호 (S4) 에 의한 승산에 의해 형성되는 프리-신호 (S6) 와 직교 프리-신호 (S6o) 를 가산하는 단계로서, 상기 보상 신호 (S3) 는 상기 프리-신호 (S6) 의 상기 직교 프리-신호 (S6o) 및 옵션적으로는 바이어스 값 (B1) 과의 가산을 통해 생성되는, 상기 프리-신호 (S6) 와 직교 프리-신호 (S6o) 를 가산하는 단계.
  12. 제 2 항 또는 제 11 항에 있어서,
    상기 스칼라 곱은 상기 수신기 출력 신호 (S1) 및 상기 직교 기저 신호 (S5o) 로부터,
    - 직교 검출 신호 (S9o) 가 형성되도록 상기 수신기 출력 신호 (S1) 를 상기 직교 기저 신호 (S5o) 에 의해 승산하는 것; 및
    - 상기 직교 검출 신호 (S9o) 를 필터 (F2) 에 의해 필터링하는 것
    에 의해 형성되는 것을 특징으로 하는 측정 시스템의 제 1 송신 경로의 송신 특성들을 측정하는 방법.
  13. 제 12 항에 있어서,
    다음의 단계들을 특징으로 하는 측정 시스템의 제 1 송신 경로의 송신 특성들을 측정하는 방법.
    - 상기 공급 신호 (S5) 를 제 1 시간 주기 (△t1) 만큼 트레일링하는 펄스 신호 (S5d1), 제 2 시간 주기 (△t2) 만큼 트레일링하는 펄스 신호 (S5d2), 및 제 3 시간 주기 (△t3) 만큼 트레일링하는 펄스 신호 (S5d3) 를 형성하는 단계로서, 상기 시간 주기 (△t2) 는 상기 시간 주기 (△t1) 보다 더 크고 상기 시간 주기 (△t3) 는 상기 시간 주기 (△t2) 이상인, 상기 펄스 신호를 형성하는 단계;
    - 상기 공급 신호 (S5) 로부터 직교 기저 신호 (S5o1) 를 형성하는 단계;
    - 상기 직교 기저 신호 (S5o1) 에 직교하는 직교 기저 신호 (S5o2) 를 형성하는 단계;
    - 상기 직교 기저 신호 (S5o1) 를 직교 프리-신호 (S6o1) 로 추가 프로세싱하는 단계;
    - 상기 직교 기저 신호 (S5o2) 를 직교 프리-신호 (S6o2) 로 추가 프로세싱하는 단계; 및
    - 가산을 통해, 상기 보상 송신기 (K) 에 제공되는 보상 신호 (S3) 을 상기 프리-신호 (S6) 및 상기 직교 프리-신호들 (S6o1, S6o2) 로부터 형성하는 단계.
  14. 제 2 항 또는 제 11 항에 있어서,
    - 수개의 직교 기저 신호들 (S5oi) 을 생성하는 단계;
    - 수개의 직교 프리-신호들 (S6oi) 을 생성하는 단계; 및
    - 적어도 하나의 직교 프리-신호 (S6oi) 를 상기 프리-신호 (S6) 및 옵션적인 바이어스 값 (B1) 에 가산하는 단계를 특징으로 하고,
    수개의 증폭기들 (V2) 가 사용되는 것을 특징으로 하는 측정 시스템의 제 1 송신 경로의 송신 특성들을 측정하는 방법.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 공급 신호 (S5) 에 직교하는 상기 직교 기저 신호들 (S5o) 중 적어도 2개는 서로 직교하는 것을 특징으로 하는 측정 시스템의 제 1 송신 경로의 송신 특성들을 측정하는 방법.
  16. 제 2 항 또는 제 11 항에 있어서,
    다음의 추가 단계들을 특징으로 하는 측정 시스템의 제 1 송신 경로의 송신 특성들을 측정하는 방법.
    - 상기 직교 출력 신호 (S4o) 의 함수로서 추가 프로세싱된 수신기 출력 신호 (S1) 를 지연시키는 단계로서, 상기 수신기 출력 신호 (S1) 의 상기 보상 신호 (S3) 로의 추가 프로세싱 체인에서의 지연은 다음의 신호들, 즉,
    1. 상기 역변환을 위해 사용된 상기 공급 신호 (S5) 를 지연시키는 신호, 및/또는
    2. 상기 역변환 동안에 상기 프리-신호 (S6) 를 지연시키는 신호
    중 적어도 하나의 지연의 결과로서 발생하는, 상기 추가 프로세싱된 수신기 출력 신호 (S1) 를 지연시키는 단계; 및
    - 비-지연된 신호들 대신 각각의 지연된 신호들을 추가 프로세싱하는 단계.
  17. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 제 1 송신기 (H1) 중 적어도 하나는 상기 공급 신호 (S5) 에 의해 직접 제어되지 않지만, 대신, 적어도 하나의 동작 포지션에서, 상기 공급 신호 (S5) 에 대해 지연된 신호 (S5dx) 에 의해 제어될 수 있는 것을 특징으로 하는 측정 시스템의 제 1 송신 경로의 송신 특성들을 측정하는 방법.
  18. 제 2 항 또는 제 11 항에 있어서,
    다음의 추가 단계들을 특징으로 하는 측정 시스템의 제 1 송신 경로의 송신 특성들을 측정하는 방법.
    - 상기 직교 출력 신호 (S4o) 의 함수로서 상기 공급 신호 (S5) 의 지연을 통해 상기 공급 신호 (S5) 에 대하여 제어-지연되는 공급 신호 (S5dx) 를 생성하는 단계; 및
    - 상기 지연된 공급 신호 (S5dx) 를 상기 제 1 송신기 (H1) 에 제공하는 단계.
  19. 제 17 항에 있어서,
    상기 공급 신호 (S5) 는 클록형이고, 상기 지연된 공급 신호 (S5dx) 의 포메이션은 위상 시프트에 의해 상기 공급 신호 (S5) 를 지연함으로써 달성되는 것을 특징으로 하는 측정 시스템의 제 1 송신 경로의 송신 특성들을 측정하는 방법.
  20. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 공급 신호 (S5) 는 랜덤 생성기 또는 준-랜덤 생성기로 생성되고, 상기 준-랜덤 생성기는 피드백 시프트 레지스터를 포함하며, 상기 공급 신호 (S5) 는 단순한 프리미티브 생성기 다항식으로부터 형성되는 것을 특징으로 하는 측정 시스템의 제 1 송신 경로의 송신 특성들을 측정하는 방법.
  21. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 공급 신호 (S5) 에 대하여 시간 주기 (△t) 만큼 각각 시프트된 수개의 트레일링 신호들의 생성을 통해, 상기 제 1 송신 경로 (T1) 에 배열되는 오브젝트 (O) 가 검출될 수 있는 것을 특징으로 하는 측정 시스템의 제 1 송신 경로의 송신 특성들을 측정하는 방법.
  22. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 출력 신호 (S4) 및/또는 직교 출력 신호 (S4o) 는 측정된 값으로서 프로세싱되거나 출력되는 것을 특징으로 하는 측정 시스템의 제 1 송신 경로의 송신 특성들을 측정하는 방법.
  23. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 측정 시스템의 제 1 송신 경로의 송신 특성들을 측정하는 방법 중 적어도 일부들은 디지털화된 형태로, FSM (유한 상태 머신) 에 의해, HMM (히든 마코프 모델) 또는 페트리 넷에서, 또는 마이크로컴퓨터 또는 신호 프로세서 또는 아날로그 컴퓨터 상의 신경망에서 수행되는 것을 특징으로 하는 측정 시스템의 제 1 송신 경로의 송신 특성들을 측정하는 방법.
  24. 제 1 송신기 (H1), 보상 송신기 (K) 및 수신기 (D1) 를 갖고, 제 1 송신기 (H1) 와 수신기 (D1) 간의 제 1 송신 경로의 송신 특성들을 측정하는 센서 시스템으로서,
    - 상기 제 1 송신기 (H1) 는 생성기 (G1) 의 공급 신호 (S5) 를 공급받고, 또한 상기 제 1 송신 경로 (T1) 의 적어도 일부를 통과한 이후 상기 수신기 (D1) 에 의해 검출되는 제 1 신호를 상기 송신 경로 (T1) 상으로 송신하도록 설계 및 셋업되고,
    - 상기 보상 송신기 (K) 는, 제 2 송신 경로를 통과한 이후 상기 수신기 (D1) 에 의해 검출되는 제 2 신호 (I2) 를 상기 제 2 송신 경로 상으로 송신하도록 설계 및 셋업되고,
    - 상기 수신기 (D1) 는, 상기 제 1 신호 (I1) 및 상기 제 2 신호 (I2) 를 선형 방식으로 중첩하고, 그로부터 수신기 출력 신호 (S1) 를 형성하도록 설계 및 셋업되고,
    상기 공급 신호 (S5) 는 대역 제한되고 제로와는 상이하며 또한 상위 컷오프 주파수 (ωmax) 및 상기 상위 컷오프 주파수와는 상이한 하위 컷오프 주파수 (ωmin) 를 가지며,
    상기 공급 신호 (S5) 및 상기 수신기 출력 신호 (S1) 각각은 프리-힐버트 공간에서의 벡터를 형성하고;
    상기 센서 시스템은,
    - 먼저 검출 신호 (S9) 가 형성되고, 프로젝션 이미지 신호 (S10) 가 상기 검출 신호 (S9) 를 필터링함으로써 생성되도록, 상기 수신기 출력 신호 (S1) 를 상기 공급 신호 (S5) 에 의해 승산하는 것, 및 필터 (F1) 에서의 후속적인 필터링에 의해, 상기 수신기 (D1) 의 상기 수신기 출력 신호 (S1) 의 상기 공급 신호 (S5) 로의 힐버트 프로젝션을 통해 정변환을 수행하도록 설계 및 셋업되는 프로세싱 유닛 (PU); 및
    - 상기 프로젝션 이미지 신호 (S10) 을 증폭하고 출력 신호 (S4) 를 형성하도록 설계 및 셋업되는 증폭기 (V1) 를 포함하고,
    - 상기 공급 신호 (S5) 로 상기 출력 신호 (S4) 를 승산하는 것에 의한 상기 출력 신호 (S4) 의 상기 공급 신호 (S5) 로의 역변환이 상기 프로세싱 유닛 (PU) 에서 발생하고, 2개의 신호들 (S4 및 S5) 은 승산되며, 상기 보상 송신기 (K) 가 상기 수신기 출력 신호 (S1) 의 피드백 제어를 위해 공급받는 보상 신호 (S3) 로 추가로 프로세싱되는 프리-신호 (S6) 가 형성되는, 센서 시스템.
  25. 제 24 항에 있어서,
    - 복수의 생성기들 (Gi) 이 공급 신호들 (S5i) 을 생성하고;
    - 복수의 제 1 송신기들 (Hi) 각각은 공급 신호 (S5i) 를 공급받고;
    - 상기 송신기들 (Hi) 중 하나의 각각의 송신 신호 (I4i) 가 수신기 (D1) 로 송신되는 복수의 송신 경로들이 존재하고;
    - 상기 제 1 송신기 (Hi) 의 제 1 신호들 (I4i) 은 상기 보상 송신기 (K) 의 제 2 신호 (I2) 와 상기 수신기 출력 신호 (S1) 로 상기 수신기 (D1) 에서 중첩되고; 그리고
    - 각각의 제 1 송신기 (Hi) 의 각각의 제 1 공급 신호 (S5i) 에 대해, 상기 보상 신호 (S3) 가 형성되게 하는 상기 프로세싱 유닛에서 프리-신호 (S6i) 가 생성되는 것을 특징으로 하는 센서 시스템.
  26. 제 24 항 또는 제 25 항에 있어서,
    - 상기 센서 시스템은 수개의 수신기들 (Di) 및 수개의 보상 송신기들 (Ki) 을 포함하며, 보상 송신기 (Ki) 는 각각의 수신기 (Di) 와 연관되고;
    - 상기 제 1 송신기 (H1) 의 송신 신호가 각각의 수신기 (Di) 로 송신되는 복수의 송신 경로들이 형성되고;
    - 상기 제 1 송신기 (H1) 의 제 1 신호 (I4) 는 상기 보상 송신기 (Ki) 의 각각의 제 2 신호 (I2i) 와 상기 수신기 출력 신호 (S1i) 로 각각의 수신기 (Di) 에서 중첩되고; 그리고
    - 각각의 제 1 송신기 (Hi) 에 대해, 상기 수신기들 (Di) 의 출력 신호들의 피드백 보상을 위한 보상 신호 (S3i) 는, 각각의 보상 송신기 (Ki) 가 공급받게 하는 상기 프로세싱 유닛에서 생성되는 것을 특징으로 하는 센서 시스템.
  27. 제 24 항 또는 제 25 항에 있어서,
    - 상기 센서 시스템은 수개의 수신기들 (Di) 및 적어도 하나의 보상 송신기 (Ki) 를 포함하며, 보상 송신기 (Ki) 는 적어도 2개의 수신기 (Di) 와 공통으로 연관되고;
    - 상기 제 1 송신기 (H1) 의 송신 신호가 각각의 수신기 (Di) 로 송신되는 복수의 제 1 송신 경로들 (T1i) 이 형성되고;
    - 상기 제 1 송신기 (H1) 의 제 1 신호 (I4) 는 상기 보상 송신기 (Ki) 의 각각의 제 2 신호 (I2i) 와 상기 수신기 출력 신호 (S1i) 로 각각의 수신기 (Di) 에서 중첩되고;
    - 각각의 보상 송신기 (Ki) 가 공급받게 되는, 상기 수신기들 (Di) 의 출력 신호들의 피드백 보상을 위한 보상 신호 (S3i) 는 각각의 보상 송신기 (Ki) 에 대해 상기 프로세싱 유닛에서 생성되고; 그리고
    - 상기 보상 신호 (S3i) 는, 적어도 하나의 보상 송신기 (Ki) 를 공유하는 상기 수신기들 (Di) 의 신호들 (S1i) 의 프로세싱 유닛들 간에 시분할 멀티플렉스 방법으로 각각 전후로 스위칭함으로써 형성되고, 시분할 멀티플렉스의 결과로서 상기 보상 신호 (S3i) 에 간헐적으로 기여하지 않는 프로세싱 유닛들은, 그 내부 상태들 및 출력 응답들이 이 시간 동안에 변하지 않도록 접속되는 것을 특징으로 하는 센서 시스템.
  28. 제 24 항 또는 제 25 항에 있어서,
    제 1 송신기 (H1) 와 수신기 (D1) 간의 신호 송신은 전자적으로, 용량적으로, 유도적으로, 전자기적으로, 전류의 전송, 전압의 전송을 통해, 또는 전기 전력의 전송을 통해, 발생하는 것을 특징으로 하는 센서 시스템.
  29. 제 24 항 또는 제 25 항에 있어서,
    송신 경로 (T1) 의 특성들, 또는 상기 송신 경로 (T1) 에서의 오브젝트 (O) 또는 매질의 특성들의 다음의 변수들 중 적어도 하나가 검출되는 것을 특징으로 하는 센서 시스템.
    Figure 112018055740284-pct00018
    굴절율들
    Figure 112018055740284-pct00019
    오브젝트 밀도
    Figure 112018055740284-pct00020
    오브젝트 사이즈
    Figure 112018055740284-pct00021
    오브젝트 거리
    Figure 112018055740284-pct00022
    오브젝트 조성
    Figure 112018055740284-pct00023
    공간에서의 오브젝트의 포지션
    Figure 112018055740284-pct00024
    오브젝트 배향
    Figure 112018055740284-pct00025
    투명도 또는 투과율 (스펙트럼 의존식 또는 컬러 의존식)
    Figure 112018055740284-pct00026
    감쇄 또는 흡수 (스펙트럼 의존식 또는 컬러 의존식)
    Figure 112018055740284-pct00027
    반사율 또는 반사 (스펙트럼 의존식 또는 컬러 의존식)
    Figure 112018055740284-pct00028
    위상 지연 (스펙트럼 의존식 또는 컬러 의존식)
    Figure 112018055740284-pct00029
    핵 스핀 상호작용들 (공진들)
    Figure 112018055740284-pct00030
    투자율
    Figure 112018055740284-pct00031
    유전체 값들
    Figure 112018055740284-pct00032
    전도율들, 저항들, 또는 저항 분포들
    Figure 112018055740284-pct00033
    속도 분포들
  30. 제 7 항에 있어서,
    상기 선형 필터 (F1) 는, 주파수가 상기 공급 신호 (S5) 의 상위 컷오프 주파수 (ωmax) 와 하위 컷오프 주파수 (ωmin) 간의 거리의 절반 이하인 주파수 컴포넌트들만을 통과하게 하는 것을 특징으로 하는 측정 시스템의 제 1 송신 경로의 송신 특성들을 측정하는 방법.
  31. 제 10 항에 있어서,
    상기 직교 기저 신호 (S5o) 는, 상기 공급 신호 (S5) 를 시간 주기 (△t) 만큼 선행하는 신호 (S5v) 와 상기 공급 신호 (S5) 를 상기 시간 주기 (△t) 만큼 트레일링하는 신호 (S5d) 간의 차이로부터 또는 상기 공급 신호 (S5) 와 상기 공급 신호 (S5) 를 상기 시간 주기 (△t) 만큼 트레일링하는 신호 (S5d) 간의 차이로부터 형성되는 것을 특징으로 하는 측정 시스템의 제 1 송신 경로의 송신 특성들을 측정하는 방법.
  32. 제 13 항에 있어서,
    a. 직교 기저 신호 (S5o1) 는 상기 펄스 신호 (S5d1) 와 상기 펄스 신호 (S5d2) 의 차이로서 형성될 수 있고/있거나
    b. 직교 기저 신호 (S5o2) 는 상기 펄스 신호 (S5d3) 와 동일할 수 있고/있거나
    c. 상기 시간 주기는 △t1 = 0 일 수 있고/있거나
    d. 상기 시간 주기들 (△t2 및 △t3) 은 동일할 수 있는 것
    을 특징으로 하는 측정 시스템의 제 1 송신 경로의 송신 특성들을 측정하는 방법.
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