CN104380139B

CN104380139B - 用于测量发射器与接收器之间的测量系统的传输路径的性质的方法和传感器系统

Info

Publication number: CN104380139B
Application number: CN201280072597.XA
Authority: CN
Inventors: B.布尔夏德
Original assignee: Elmos Semiconductor SE
Current assignee: Elmers semiconductor Europe
Priority date: 2012-02-23
Filing date: 2012-12-21
Publication date: 2017-02-22
Anticipated expiration: 2032-12-21
Also published as: EP2817657B1; DE102012015442A1; DE102013022403B3; CN104380139A; KR20140137380A; DE102012015423B4; EP2817657A1; EP2631674A1; DE102012015423A1; EP3410154A1; US20140369225A1; KR101903218B1; JP6192667B2; US9520953B2; DE102012025713B3; DE102012015442B4; DE102012025712B3; JP2015514968A; EP3410154B1; DE102013000380B4

Abstract

提供用于基于第一发射器(H1)与接收器(D1)之间的反馈补偿来测量一种测量系统的第一传输路径(T1)的传输性质的方法和传感器系统，除了所述第一发射器(H1)的所发射传输信号(I2)之外，补偿发射器(K)的补偿信号(I2)还在接收器(D1)中按照叠加方式来接收。第一发射器(H1)的供应信号(S5))和接收器(D)的接收器输出信号(S1)各形成准希耳伯特空间中的向量。通过按照本发明的方法，希耳伯特投影在接收器(D)的接收器输出信号(S1)与供应信号(S5)之间执行，使得生成投影图像信号(S10)。输出信号(S4)从投影图像信号(S10)来形成。前置信号(S6)通过采用供应信号(S5)对输出信号(S4)的至少部分逆变换来生成。逆变换优选地经过乘法进行。用于供给补偿发射器(K)的补偿信号(S3)从所形成的前置信号(S6)来生成，以便实现接收器输出信号(S1)的反馈控制。

Description

用于测量发射器与接收器之间的测量系统的传输路径的性质的方法和传感器系统

本发明涉及用于测量第一发射器和接收器之间的第一传输路径的传输性质的方法和传感器系统。第一发射器将第一信号传送到传输路径上，其在经过第一传输路径的至少一部分之后由接收器来检测。第二发射器将第二信号传送到第二传输路径上，其在经过第二传输路径之后由接收器来检测。在接收器中，第一信号和第二信号按照基本上累积的方式来叠加。接收器输出信号然后从其中形成，经过进一步处理，并且最终馈送给反馈回路中的第二发射器供补偿。

在许多应用领域中，将要确定从发射器到接收器、例如传感器的传输路径的传输性质。能够需要例如确定参考对象到另一个对象的距离，或者检测对象在某个区域或空间中的移动。其它示例是确定传输路径的介质的基本性质，例如折射率、吸收谱、扩散、散射(例如雾检测)、自旋弛豫时间、电磁常数(例如电容率、相对磁导率和光速)、荧光特性(信号的载波长波和/或载波频率到另一个波长/频率的传输)，或者边界层和表面的性质(例如反射率、反射谱、边界表面的介质之间的上述性质的比率、边界表面的间距等)的检测。

从现有技术已知许多补偿方法，其中实际传输信号在接收器按照使得接收器大体上包含接近恒定信号的方式与补偿信号来叠加。例如在以下文档中公开测量的这种补偿方法：

DE 10001955A1

DE 10024156A1

DE 19839730C1

DE 930983U1

DE 10001943C1

DE 10346741B3

DE 102004025345B3

DE 102005013325A1

DE 102005010745B3

DE 102007005187B4

这些文档中所述的方法使用幅度调节模拟信号作为传输信号和/或作为补偿信号。传输信号具有恒定占空比，并且通常是基本上单频的，即，它仅使用一个特定频率。

单频模拟补偿信号证明是这些方法中的基本缺点，因为单频补偿信号很容易受到干扰。例如，已经发现，在光学系统中，虽然不存在来自或多或少均匀的阳光的干扰，但是来自光源、例如荧光灯的光及其瞬变(其按照相应区域线频率的50 Hz或60 Hz的线频率的倍数进行波动)实际上引起干扰。当本文所述的若干测量系统不能在光学上分离时，使该问题更为加剧。例如在基于以上公开之一的光学汽车雷达中，如果接近的汽车的发射器向其自己的汽车的接收器中进行传送时，情况能够是这样。上述系统不适合于这个目的。

因此，系统不易适合于使用若干系统的三角测量和更复杂的识别任务。

如果将要检测或监测若干传输路径或者较大范围，则也变得难以使用这类系统。则一般使用时分复用方法，以便在时间上区分单独信号。但是，这具有延迟在信号的处理和预期范围的观测期间发生的缺点。时间间隙在空间观测中出现，其是不可接受的，特别是在安全相关应用中。

执行间隙检测的上述列表的系统的另一个缺点在于，当使用若干反射器时，它们只能够确定反射器之间的平均间隙。

发明目的

以现有技术和关联问题作为出发点，本发明的目的是提供一种用于检测传输路径的传输性质的优化方法，其使得例如能够可靠地识别传输路径中存在的对象和/或对象的重要特性。该方法具体是基于补偿的，并且在最大可能程度上对干扰不敏感。

实现目的的途径

本目的通过一种用于测量如权利要求1所述特征的测量系统的传输路径的传输性质的方法以及通过具有如权利要求26所述特征的传感器系统来实现。

基本系统和基本数学方法的描述

测量系统的第一传输路径在第一发射器H1与接收器D1之间形成。第一发射器H1将第一信号传送到第一传输路径，使得在经过第一传输路径的至少一部分之后，在接收器D1检测这个信号。作为所谓的补偿发射器的第二发射器K将第二信号传送到第二传输路径，其存在于第二发射器K与接收器D1之间。第二信号(补偿传输信号)在经过第二传输路径之后由接收器D1来检测。在接收器D1中，第一信号和第二信号按照基本上线性的方式来叠加。叠加优选地是累积的。在接收器中，接收器输出信号从两个叠加信号来形成。

为了测量第一发射器H1与接收器D1之间的第一传输路径的传输性质，第一供应信号S5通过发生器来产生。供应信号S5和接收器输出信号S1选择成使得两个信号的每个形成准希耳伯特空间中的向量。下面将提供如本上下文中使用的准希耳伯特空间的更准确定义。例如在“Taschenbuch der Mathematik”([Handbook of Mathematics]；I. N.Bronstein、K. A. Semendjajew、G. Musiol、H. Mühlig；第6修订版；Frankfurt am Main；由Harri Deutsch发表；2005；第12.4小节“Hilbert Spaces”，第635页以及以下等等中，描述了关联数学关系。在参照这个教材的地方，称作BRONSTEIN。

待传送信号通过时间的函数来形成；在最简单情况下，它们通过正弦或余弦函数来形成。同样的情况适用于接收器输出信号S1。这意味着，确定为向量(供应信号S5(用以向第一发射器供电)和接收器输出信号S1)的信号是其中定义内积的向量空间的元素。换言之，两个信号S5、S1是其中定义纯量积的向量空间的元素，以便能够描述向量之间的关系。(BRONSTEIN第12.4.1.1小节)。

为了便于了解，将在背景部分进行一些一般说明。

信号S(t)能够表示为向量S。在这样做时，信号S(t)由无限数量的信号值S_i、信号样本组成，其中下标i表示信号S(t)具有这个值S_i的时间点t_i。因此，这些无限值S_i构成无限维向量S。由于这种值St=S(t)能够对各时间点t来确定，所以值S_i与S_i+1之间的间隙能够减小为零。因此，S(t)能够被看作是无限维向量，其中参数t对应于向量S的值S_i的原始下标i。

如果这时考虑两个标识号A(t)和B(t)，则会对样本信号A_i和B_i的向量A和B的纯量积写作下式：

这个纯量积能够用作希耳伯特空间的定义的一部分。

这产生没有向量特性的单值、对应于一个向量(例如向量A)到另一向量(例如向量B)的投影的标量。

如果这时考虑关联时间连续信号A(t)和B(t)，则关联纯量积能够例如定义如下：

在这里，时间连续信号A(t)和B(t)被看作是如上所述的希耳伯特空间的向量，其中上述积分承担这个向量空间的对应纯量积的作用，并且取代前一等式的总和。

但是，纯量积不一定需要是积分。纯量积仅需要定义成使得形成希耳伯特空间。例如，它能够是信号A(t)和B(t)之积的线性过滤F[]：

两个信号A(t)、B(t)是正交的，其纯量积产生零：

正交基本信号集合是信号B_i(t)的集合，其中i表示下标，并且下式成立：

对于i≠j

如果能够不存在与零不同的附加信号C(t)，基本信号B_i(t)的集合是完整的，其中下式对所有B_i(t)适用：

如果基本信号集合是不完整的，则涉及准希耳伯特空间。

如果信号C(t)将要变换为具有基本信号集合B_i(t)的希耳伯特空间，则系数c_i对于来自信号C(t)和基本信号B_i(t)的每一个可能的纯量积来形成：

为了完整性，应当提到，基本信号B_i(t)有利地频繁根据其幅度来选择，使得其范数等于1：

为了从c_i系数的向量c来恢复原始信号C(t)，这能够使用简单逆变换来实现

.

能够使用这种方法，以便从信号S1(t)投射与信号S5成比例的分量S1_S5(t)。为此，变换和逆变换仅对这个信号S5执行。在这样做时，假定信号S5的范数等于1。下式适用：

如果纯量积通过将信号S1和S5相乘、然后经过滤波器F的滤波来执行，则能够写作：

因此，滤波器F连同前一信号乘法一起执行信号S1到基本信号S5的变换。还涉及信号S1到信号S5的投影，同时后一第二乘法对应于逆变换。由于信号S5单独不能构成所有可想到信号的基本信号集合，所以信号S1到S5空间中的连续前向变换和逆变换的结果S1_S5(t)偏离输入信号S1。因此，最终对信号S1进行滤波。

由于传输、经过传输路径、与补偿发射器K的信号叠加和后续接收，供应信号S5修改为接收器输出信号S1。信号S1则包含供应信号S5的分量以及源自失真和其它修改的分量。首先分开对应于供应信号S5的分量。

在另一个方法步骤中，前向变换因此经过接收器的接收器输出信号S1到第一发射器的供应信号S5的希耳伯特投影来执行。希耳伯特投影是特殊类型的变换，其中只有一个单列矩阵与向量相乘，因而形成标量。希耳伯特投影(BRONSTEIN第12.4.2小节)能够按照如下方式进行：使得接收器输出信号投射到第一供应信号上，或者备选地，供应信号投射在接收器的接收器输出信号上。在实函数中，两个过程均引起相同结果。在复函数中，投影的类型必须基于应用来选择。在这里应当执行系统模拟。因此，投影图像信号使用希耳伯特投影来产生。

技术上来说，希耳伯特投影的执行表示检测接收器输出S1中的信号分量基于供应信号S5的程度。除了供应信号分量以及来自发射器(补偿发射器K)的分量之外，接收器输出信号包含例如影响传输路径的干扰源的信号分量(例如 J1)。由于希耳伯特投影没有采用完整的正交基本信号集合、而是在这里仅采用供应信号S5来执行，所以最初仅得到仅描述这个分量的单系数信号，而不是实现接收器输出信号S1的重构的系统信号的完整集合。因此，仅进一步处理接收器输出信号S1的分量，其与供应信号S5相互关联。因此省略不是与供应信号S5对应的接收器输出信号S1的分量。这样，执行滤波，其仅使所传送供应信号经过。

产生于希耳伯特投影的投影图像信号S10进一步处理为输出信号S4。优选地，进一步处理经过通过放大器V1对投影图像信号S10的放大来执行。放大可等于一或者取决于应用，例如它也能够为负数。

另一方面，输出信号S4经过进一步处理，以便在采用第一供应信号S5的输出信号的至少部分逆变换之后成为前置信号S6。从前置信号S6，然后生成补偿信号S3，用以为第二发射器(其作为补偿发射器K)供电。这引起接收器输出信号S1的反馈控制。补偿信号S3能够与前置信号S6相同。放大器V1的放大和放大的符号通常选择成使得反馈控制系统没有振荡，并且输出信号S4收敛。

输出信号S4包含与第一传输路径有关的预期信息，其传输性质采用按照本发明的方法来测量。从输出信号S4，有可能进行与传输路径、它在传输路径中的性质或对象有关的推断，并且确定例如对象的位置或移动。输出信号S4优选地作为测量结果取自系统，并且在外部进一步处理。具体来说，它包含传输路径中的变化(例如衰减)的补偿所需的幅度信息。

该方法还适合于确定延迟。为了进行说明，为了简洁起见将假定信号S1表示传输信号S5的未衰减但时间延迟的形式。这意味着，与S1相对S5没有延迟的情况相比，纯量积<S1, S5>减小。如果系统的基本信号集合是完整的，则至少一个另一基本信号的纯量积的值而是随信号S1而增加。例如，如果S5是正弦信号，例如，则关联余弦信号的纯量积会增加某个延迟。为了确定该延迟，因此仅需要将这类基本信号和关联前向和逆变换添加到仅由信号S5所组成的不完整基本信号集合，信号S5能够与所接收信号S1(其最终说成是延迟传输信号S5)形成与零不同的纯量积。这些补充信号的纯量积的值则是延迟的一个可能量度。

供应信号的性质

与现有技术不同，接近任何与零不同的频带限制信号的供应信号S5能够用来执行按照本发明的方法。与现有技术(其要求单频信号)不同，供应信号S5一般是多频信号；因此，它同时包含若干不同频率分量和若干不同频率。频带限制供应信号具有上和下频带频率。它具有相互不同的上截止频率ω_max和下截止频率ω_min。由这些得到供应信号S5的带宽ω_Band：

ω_Band = ω_max - ω_min

供应信号优选地选择成使得下截止频率ω_min大于带宽ω_Band的一半。优选地，它是非计时频带限制信号。

在另一个优选实施例中，供应信号能够是调制信号或非计时信号，例如随机信号和/或伪随机信号。还有可能处理基于扩展码的信号。噪声信号、例如频带限制白噪声作为供应信号S5也是适当的。

在该方法的一优选实施例中，希耳伯特投影经过纯量积的形成来执行。由于供应信号S5和接收器输出信号S1向量均在准希耳伯特空间中，所以纯量积在它们之间来定义。纯量乘法或纯量积信息能够按照技术简单方式来执行：优选地，它通过下列步骤进行：接收器输出信号S1和供应信号相乘、因而形成所谓的检测信号S9，以及后续滤波(通常为积分)。

滤波器的性质

采用滤波器F1对检测信号S9(其优选地也是频带限制的)的后续滤波产生经滤波的滤波器输出信号，其是投影图像信号S10。

在一优选实施例中，使用线性滤波器F1，其优选地仅允许其频率小于或等于频带限制供应信号S5的上截止频率ω_max与下截止频率ω_min之间的距离的一半的这类频率分量经过。

干扰源的抑制

经过借助于经过向接收器D1传送和传递反馈补偿传输信号S3来应用按照本发明的方法，如果干扰源(例如J1)存在于传输路径中，则该方法也能够适用。干扰源经常是窄带，人工(人造)干扰源通常是这种情况。与此相比，供应信号S5一般选择为宽带。由于乘法，所产生信号S9的谱中的供应信号S5的分量是相对窄带的，而干扰信号通常扩展和偏移到高于滤波器截止频率的频率中。干扰信号分量的幅度相对检测信号S9的谱中的频率而减小，同时相对它们在检测信号S9的谱中的总比例是宽带。后续滤波的滤波器F1按照如下方式来适合已确立和已知的供应信号S5：使得基于供应信号S5的接收器输出信号的那些分量正好能够经过滤波器。所有其它信号分量的幅度按照此目标被滤出或者充分降低。

由于这种扩展方法，干扰源被迫进入噪声背景。与现有技术的方法相比，这使该方法总体上对干扰基本上不太敏感。具体来说，即使干扰等级高于供应信号或者第一发射器所传送的传输信号的信号电平，它也能够起作用。在模拟中，能够表明，通过适当的系统设计，不是处于供应信号S5中使用的频率的倍数的干扰源能够具有-12 dB的信噪比。这是因为，由于冗余度，供应信号的宽谱确保接收器输出信号S1中的信号S5的良好识别值，即使信号的部分已经不再可使用。该方法使非常良好的分离成为可能。由于这个原因，与现有技术相对照，如果它们相对所使用的纯量积相互正交，则还有可能操作两个或更多同时起作用的基于补偿的系统。在没有按照本发明的方法的实现的情况下，这些系统会相互干扰。但是，通过供应信号正交性的分离使无干扰操作成为可能。

供应信号的最佳选择

在按照本发明的方法的一优选实施例中，首先在接收器输出信号中识别干扰信号。这在干扰发射器影响第一发射器与接收器之间的传输路径时发生。为了识别这种干扰信号，测量优选地用于希耳伯特投影的滤波器。

针对作为供应信号S5的基础的最佳数字扩展码的示范确定来说明测量。后者对传输路径中存在的干扰源应当具有最大信噪比。这确保传输信号S5对干扰信号具有最大信噪比。供应信号S5这时被感知为一个或多个代码的准无限序列。在最简单的情况下，永久地重复代码。

这些等长代码的每个由n位序列组成，其中供应信号S5切换到例如与逻辑1对应的物理电平或者与逻辑0对应的物理电平。这个n位序列例如按照准无止境循环重复地传送，因而产生基本信号S5。采用n位的代码长度，2ⁿ个潜在代码因此对于生成C5信号是可能的。这些代码的至少一个对潜在干扰源具有最大信噪比。

第一发射器H1这时提供有已知的、特别是恒定的供应信号S5。供应信号S5优选地等于1。这能够例如通过传送表示1的二进制代码序列进行。作为其逆的代码表示零。

由于按照本发明的方法基于信号估计算法，所以逻辑1在该方法的初始阶段期间应用于发射器。信号估计器这时从2ⁿ个潜在代码的量向每个所接收代码分配代码。因此，这个代码在正常操作期间被错误地接收的可能性增加。对于可能的2ⁿ个代码的每个，出现频率由连接在接收器下游的处理单元来记录。因此，具有接收器下游的信号估计的这个处理单元测量环境，按照以上对于可能代码的每个所述的方式来建立接收概率，并且将这些暂时存储在干扰表中。例如，来自干扰表的两个逆代码对这时用来生成供应信号C5，其成对地具有最高频率并且因此具有最大信噪比。

这样选择的代码对的一个元素定义为零代码，而另一个定义为一代码。如将易于理解，多价代码也是可能的，其代替这里所述的二进制代码。

发射器这时能够传送例如零代码和一代码的交替序列，但是也可传送随机序列，其在某个时间段之内必须具有至少一个状态变化。通常，代码序列选择成使得它没有偏置值。

当然，在最简单的情况下，一代码也能够由单1位以及单0位的对应零代码组成。代码长度则为1。

发射器H1这时传送信号S5的先前建立代码序列。补偿发射器(第二发射器)K传送补偿信号，其通常是逆代码序列。补偿发射器K一般直接地或者至少按照已知方式传送到接收器中，而到接收器D1的传输路径的第一发射器H1的传输信号受到测量的对象或干扰源影响。这个影响例如能够是反射以及传输性质的变化或者传输路径的变化，例如介电常数或者相对磁导率或者更一般的折射率的变化。补偿发射器与接收器之间的第二传输路径也会受到影响。在这里重要的是，不同影响在第一传输路径之外发生。第二传输路径的影响应当是已知的。理想地，第二传输路径不受测量的对象或者干扰源影响。

处理单元中的信号估计器执行与代码的相关性，并且确定最可能的代码以及实际检测所传送代码的概率。如果实际检测代码不匹配所传送代码，并且汉明距离超过最小值(例如1)，则它们分类为中断代码。先前存储的干扰表因而适合当前状态。在下一个传输过程期间，最有最低影响概率的代码对因而由发生器来选择。这种方法还确保例如利用按照本发明的方法的并行工作的两个系统能够调整成使得系统没有相互影响，并且其代码因此尽可能地相互正交。

按照本发明的方法的控制算法按照如下方式进行工作：使得补偿发射器K的传输功率调整成使得所传送代码或者接收器的反向传送代码为最小。如果检测反向代码，则补偿发射器设置成过高。如果仅检测所传送代码，则补偿发射器K设置成过低。设置补偿发射器K的等级是传输路径的测量值。

由于经过例如采取如这里所述的代码的形式的传输信号S5的适当选择，有可能操作按照本发明的方法并行起作用的两个传感器系统，所以还有可能使若干发射器和若干接收器同时操作。例如，有可能构成具有两个发射器和一个接收器的系统或者具有两个接收器和一个发射器的系统。但是，由于系统的发射侧的实现更简单并且更节省成本，所以仅使用一个接收器是有利的。

例如，通过使用若干发射器和/或接收器，三维三角测量也是可能的。使用三个传输系统(各由(代码)发生器和发射器组成)，以便实现三维检测。

三角测量问题的描述

为了检测传输路径中的一个或多个对象以及不仅其存在而且还有其位置或移动，适当的是使用二维(特别是异步)估计器，其执行幅度和延迟的确定。这能够例如通过相关器来实现。多频传输信号、例如任何多频代码序列与所接收信号、例如同样的多频代码序列之间的相关函数用来计算第二(编码)信号(补偿信号)。对于代码序列，第一发生器的序列为此而经过反向，并且与接收器的经放大的相关函数相乘。在经过补偿发射器K的传输时，如果第一发射器的信号的传输信道中没有延迟因时间延迟效应引起的延迟发生，则这样包含的代码序列引起在接收器D1的反射信号之和的抵消。经放大的相关信号是测量值，其表达例如第一发射器的传输信道中的对象的反射率。

传输信道中的延迟引起包含与通常移位一位的代码对应的代码分量的延迟信号。例如，代码位序列010110的延迟信号则包含代码001011的分量。这种代码在下文称作延迟代码。

按照本发明、用于除了确定反射率之外还确定距离的方法的控制算法按照如下方式进行工作：使得补偿发射器K的传输功率控制成使得延迟代码或者接收器的反向传送代码的检测概率为最小。如果检测延迟代码的反向代码，则补偿发射器对于这个延迟代码设置成过高。如果仅检测延迟代码，则补偿发射器K对于这个代码设置成过低。

为了确定接收器信号中的延迟代码的比例，延迟供应信号与接收器的输出信号相互关联。延迟供应信号是基于延迟代码的供应信号。这样得到的相关信号经过放大并且与延迟代码的逆代码相乘。在由补偿发射器K连同非延迟代码的先前确定代码序列一起传送时，这样得到的附加代码序列引起在接收器的反射信号之和的抵消。

对这个代码序列设置补偿发射器K的等级是传输路径中的延迟的测量值。

这里出现的问题在于，延迟代码不必在分别应用的相关方法中与非延迟代码相互关联。如果相关方法是形成纯量积，则这意味着，代码和延迟代码必须相互正交，使得两个测量值相互无关。但是，如果情况不是这样，并且相互之间的代码的相关性的量度为已知，则正交性能够经过简单矩阵乘法来恢复。在以下小节中，因此还将描述一种方法，其实现与所使用代码无关地测量延迟。

这样确定的相关函数因此表达对象的位置。因此，仅采用由发射器、补偿发射器和接收器所组成的一个传输系统对于对象以及它在传输路径中的位置的直接并且因此同时的检测是可能的。

针对时间延迟测量与现有技术的差异

因此，按照本发明的方法因此与采用补偿的已知检测方法加以区分，因为它们始终要求占空比为50%的单频计时信号，因此对干扰敏感并且不易具有三角测量能力。

从现有技术已知的用于测量时间延迟的系统要求相移器，其也只能与这些单频信号配合使用。但是，这类已知系统特别不适合于具有若干频率的若干信号或者具有不同占空比的信号，因为相移器导致多频信号的失真，并且信号的延迟仅在具有单一具体相位差的单频信号中才是相同的。但是，正是这个延迟应该得到补偿，其对于按照现有技术的装置是不可能的。但是，按照本发明的方法克服这些缺点，实现多频信号的使用并且因此实现冗余信息的传输，这显著降低对干扰的易感性。

经过信号边沿的评估的时间延迟的测量

除了使用代码的测量之外，对象检测也能够基于信号边沿来执行。这将在下面使用示例来说明：

通过按照本发明的方法，为了检测传输路径中定位的对象(其正影响传输路径的传输性质)，幅度的测量是不充分的，特别是在将要确定反射对象与发射器之间的距离时。这归因于对象的反射系数一般是未知的事实。如上所述，因此必须确定由对象引起的延迟。为此，除了第一发射器的供应信号之外，形成被延迟预定时间周期Δt的附加信号。如上所述，延迟信号是充分的，以便检测对象所双向的信号的延迟，并且因而进行关于对象的位置和/或移动的推断。

如已经所述，针对本发明认识到，这种延迟信号的处理在技术上是困难的，因为这个信号不一定与供应信号正交。用以在技术上实现希耳伯特投影的滤波器F1的确定在按照本发明的方法的应用中至关重要。能够表明，对于发射器H1与接收器D1之间的理想传输路径，并且通过频带限制供应信号S5和线性滤波器F1，具有幅度信息的信号与传输路径的衰减成比例。如果放大器V1还用于滤波器F1之后的控制环路中，则情况尤其是这样，因为实际上，放大器具有大放大因子以使控制误差保持为充分小，因而经过丰富反馈来抑制传输系统的非线性度和寄生影响。

能够表明，在传输信道中的干扰源J1存在的情况下，如果干扰源J1没有与第一发射器H1的供应信号S5同步的任何分量，则滤波器F1的函数才与传输路径的衰减完全成比例。与第一发射器S5的供应信号同步的干扰源J1的比例不再能够与供应信号S5本身加以区分。因此使测量信号S4(接收器的接收信号或者其输出信号)失真。为此，重要的是，发射器的供应信号S5和滤波器F1的滤波函数选择成使得滤波器输出信号S10对于与干扰信号相乘的供应信号S5为最小。这相当于干扰信号与供应信号之间的正交性的要求。这特别是在干扰源并且因而接收器输出信号S1中的干扰源的信号分量的性质为已知时能够实现，例如因为引起干扰信号的过程为已知，例如在热噪声的情况下。

系统能够如先前所述对代码类似地经过优化，以供代码的传输。为此，供应信号S5仅对这个确定设置为等于1，并且测量系统。系统这时接收干扰源预先确定的序列。如果可用于作为供应信号的传输的供应信号的若干模板存在，则对于通过第一发射器的下一个传输，选择其滤波函数F1在供应信号与干扰序列相乘之后、在所有可能模板中为最低的模板。

如先前所述，针对本发明认识到，如果延迟信号S5d不是与供应信号S5正交，则在处理期间，与供应信号S5相比经过延迟的信号S5d的使用在技术上是困难的。在代码的情况下，这通过关于延迟代码应当与非延迟代码正交的要求来确保。如果正交性不存在，则滤波函数不再与传输路径的衰减成比例。为此，在按照本发明的方法的一个优选实施例中，如先前针对代码的使用所示，形成正交基本信号S5o，其与用以供给第一发射器的发生器的供应信号S5正交。例如，使用这个正交信号S5o，以便确定对象在空间中的位置。

例如，正交供应信号S5o能够从超前供应信号S5的信号S5v和尾随信号S5d的差来形成。超前信号S5v相对供应信号S5前向移位某个时间周期Δt，而尾随信号S5d延迟这个时间周期Δt。在这里假定信号S5的中值等于零。

备选地，正交供应信号S5o从供应信号S5和延迟时间周期Δt的信号S5d的差来形成。但是，在那种情况下，供应信号S5不再能够用于幅度控制的希耳伯特投影。而是能够仅使用差分信号S5-S5o。

优选地，这个正交供应信号S5o用于该方法中，其中在正交信号S5o的生成之后，纯量积在S5o与接收器输出信号S1之间形成，使得产生正交投影图像信号要S10o。这除了投影图像信号S10之外也被形成，其基于供应信号S5或者基于供应信号S5与正交供应信号S5o之间的差。在另一个步骤，正交投影图像信号S10o可选地放大成信号S4o通过放大器来执行。这样形成的输出信号S4o在另一个步骤重新投射，并且它与正交供应信号S5o相乘。这样出现的正交前置信号S6o加入前置信号S6，其通过供应信号S5与输出信号S4相乘或者通过差分信号S5-S5o与输出信号S4相乘来形成。经过相加前置信号S6、正交前置信号S6o以及可选的可选偏置值B1，生成补偿信号S3，用以供给补偿发射器K。

优选地，也在接收器输出信号S1与正交供应信号S5o之间的纯量积的形成期间，两个信号相乘，并且随后通过第二滤波器F2来滤波。这个滤波器不同于用以对基于供应信号的投影图像信号进行滤波的第一滤波器F1。但是，它通常具有相同参数。

如果对象位于传输路径中，则传输信号由对象的反射产生信号S1中与S5o相互关联的分量。如果对象更接近接收器-发射器对，则相关性较强并且信号S4o的电平较高，而如果它位于更远，则较低。

借助于可位移区域的若干对象的空间解析

有时要求检测相互分离的若干对象的能力。为了实现若干对象的解析以及在空间中对它们的检测，不是仅使用一个正交信号，而是优选地使用若干、例如两个正交信号。这些例如构造成使得它们基于对象能够所在的连续时间区域和连续空间区域对应。例如，三个这类正交基本信号S5o1、S5o2和S5o3能够从尾随供应信号S5的三个信号、即延迟信号S5d1、S5d2、S5d3来形成。具体来说，从这些信号所形成的正交基本信号S5o1、S5o2、S5o3通常作为尾随S5边沿的脉冲来生成。单独信号的延迟周期在这里能够是不同的。但是，有利地，信号不一定也是相互正交的。

相对供应信号S5延迟第一时间周期Δt1的信号S5d1、延迟第二时间周期Δt2的信号S5d2以及延迟第三时间周期Δt3的信号S5d3为此优选地从供应信号S5来形成。第二延迟时间周期Δt2大于第一时间周期Δt1。第三时间周期Δt3大于或等于第二时间周期Δt2。在另一个步骤，第一基本信号S5o1例如经过两个信号S5和S5d1的差、从供应信号S5和信号S5d1来形成。除了这个基本信号S5o1之外，还产生与其正交的第二基本信号S5o2，正交基本信号S5o2优选地从第一延迟信号S5d1减去第二延迟信号S5d2的差来形成。除了基本信号S5o1和S5o2之外，还产生与其正交的第三基本信号S5o3，正交基本信号S5o3优选地从第二延迟信号S5d2减去第三延迟信号S5d3的差来形成。如果Δt3等于第二时间周期Δt2，则第三正交基本信号S5o3能够省略。第一延迟周期Δt1也能够为零。三个正交基本信号S5o1、S5o2和S5o3因而经过应用上述方法步骤、分别从第一供应信号S5和与其正交的三个尾随信号S5d1、S5d2和S5d3来形成。但是，这些不是与供应信号S5正交的。因此，正交信号S5o通过从信号S5减去信号S5o1、S5o2和S5o3来产生。从三个正交基本信号S5o1、S5o2和S5o3以及正交基本信号S5o(其基于第一发射器的供应信号S5)，用于供给补偿发射器K的补偿信号S3通过接收器输出信号S1到四个信号S5o、S5o1、S5o2和S5o3其中之一上的四个希耳伯特投影以及后续放大和部分逆变换，来如常地形成。优选地，这经过相加对应前置信号S6o、S6o1、S6o2和S6o3进行。这样，将延迟提供给补偿发射器。

如果差Δt₂-Δt₁和时间周期Δt₃保持为恒定，则信号S5o2所表示的脉冲能够经过Δt₁的变化来移位。因此，例如，飞行系统中的可检测反射的空间点也移位。

借助于若干区域的若干对象的空间解析

当然，也有可能不仅产生用于该方法的应用的三个正交信号，而且还产生n多个。相应地执行这些正交信号S5o1、S5o2、…S5on的进一步处理，使得形成若干正交前置信号S6o1、S6o2、…S6on，从其中形成用于供给补偿发射器K的补偿信号S3。若干放大器也能够优选地用于生成前置信号S6o1、S6o2、…S6on。

特别优选地，当使用若干正交信号时，这些信号S5o1、S5o2、…S5on中的至少两个相互正交，而不仅与第一发射器的供应信号S5正交。

通过延迟补偿信号的延迟的补偿

在按照本发明的方法的一个优选实施例中，基于接收器输出信号S1的进一步处理的信号的至少一个延迟在反馈控制环路中发生。正交基本信号S5o采用供应信号S5来产生，从其中、在采用接收器输出信号S1的希耳伯特投影之后、具体通过第二放大器来形成正交输出信号S4o。待进一步处理的接收器输出信号S1在进一步处理成用于供给补偿发射器K的补偿信号S3中作为正交基本信号S5o的正交输出信号S4o的函数来延迟。延迟能够在控制环路中的若干位置单独或组合地发生。延迟的一种第一可能性包括就在采用接收器输出信号S1对供应信号S5的希耳伯特投影之前延迟供应信号S5。延迟也能够在逆变换期间发生，其中用以形成补偿信号的前置信号经过延迟。在相应信号的延迟之后，延迟信号经过进一步处理，代替原本非延迟信号。这样，有可能将延迟元素插入控制环路中的若干位置，以便在传输路径中的对象的检测期间产生更好的空间解析。

近场效应的操控

针对本发明认识到，当检测定位成接近接收器的对象时，该方法常常在不利的工作点进行工作。这是因为系统组件一般仅按照线性方式围绕某些工作点进行工作。但是，整个方法正好要求那个线性度。因此，如果系统以某个组件进入极端工作点，则这引起非线性度并且因此引起失真。这正好是对于极小延迟的情况。

可认识到，如果所定义延迟元素在第一发射器之前直接积分，则在极小延迟的情况下能够避免这个问题。这模拟系统的较大距离，因而使它达到更好的工作点。优选地，能够控制这个延迟元素。在一优选实施例中，第一发射器或者在使用具有若干第一发射器的系统时的这些第一发射器不是由供应信号S5直接控制。在至少一个工作位置或者一种工作状态中，第一发射器或者多个第一发射器H1由时间延迟信号S5d’来控制。

按照该方法，首先生成基本信号S5o，其与供应信号S5正交。随后，接收器输出信号S1的希耳伯特投影采用供应信号S5以及采用正交基本信号S5o来执行。可选地，正交投影图像信号S10o经过放大，并且进一步处理为正交输出信号S4o。原始供应信号S5的延迟优选地作为正交输出信号S4o(其表示由传输路径中的对象所引起的时间延迟)的函数进行。延迟供应信号S5d’然后用于供给第一发射器(H1)或第一发射器。

针对本发明认识到，延迟输出信号的这个原理甚至在实际信号被计时和/或为单频时也能够应用。供应信号的延迟和延迟供应信号的形成也能够通过相移来实现，因为那时信号的失真没有发生。相移仅在这种情况下才是可能的，而不是在使用多频供应信号时，因为信号则会失真。

由于按照本发明的方法最初能够大体上能够对供给发射器的任何供应信号S5来执行，所以其生成比较简单。取决于应用，码分复用方法(码分多址CDMA)能够用来例如生成供应信号S5。同步和异步CDMA方法均能够使用。这基于如下理解：带宽供应信号和宽带传输信号不是与窄带信号一样易于中断。因此，与现有技术中不同，扩频方法也能够用来生成扩展码。第一发射器H1的供应信号S5也能够例如通过随机发生器或者准随机发生器来形成。在异步CDMA代码的情况下，准随机发生器能够体现为例如反馈移位寄存器。反馈优选地能够通过简单本原多项式(生成多项式)来实现。对于用于生成供应信号S5的所有这些方法，重要的是，如上所述的频带限制的条件等保持不变。

因此在生成简单本原生成多项式（simple primitive generator polynomial）等等时重要的是，输出电平为双极，即，它平均起来没有包含偏置分量。仅在那时滤波器才能够调整成使得对供应信号本身应用滤波函数产生零。通过生成作为这样确保的本原生成多项式的准随机序列，能够满足关于与干扰信号相乘的供应信号的滤波引起最小数的条件。一个重要方面在于，简单本原多项式没有遍历反馈n位移位寄存器的全部2ⁿ种状态，而是仅遍历2ⁿ-1。为了建立1或0的50%概率(偏置值=0)，没有遍历的一种状态必须由附加逻辑来积分。在反馈下引起准随机序列的适当本原生成多项式在下表中示出。这个表只是示范性的而不是详尽的

1+x	1+x+x²
		1+x+x³	1+x+x⁴
1+x²+x⁵	1+x+x⁶
		1+x³+x⁷	1+x+x²+x⁷+x⁸
1+x⁴+x⁹	1+x³+x¹⁰
		1+x²+x¹¹	1+x+x⁵+x⁸+x¹²
1+x+x²+x¹²+x¹³	1+x²+x³+x¹³+x¹⁴
		1+x+x¹⁵	1+x+x⁷+x¹⁰+x¹⁶
1+x³+x¹⁷	1+x⁷+x¹⁸
		1+x+x⁴+x¹⁶+x¹⁹	1+x³+x²⁰
1+x²+x²¹	1+x+x²²
		1+x⁵+x²³	1+x²⁰+x²¹+x²³+x²⁴
1+x³+x²⁵	1+x+x²+x⁶+x²⁶
		1+x+x²+x⁵+x²⁷	1+x³+x²⁸
1+x²+x²⁹	1+x+x²+x²³+x³⁰
		1+x³+x³¹	1+x+x²+x²²+x³²
1+x¹³+x³³	1+x+x²+x²⁷+x³⁴
		1+x²+x³⁵	1+x+x²+x⁴+x⁵+x⁶+x³⁶
1+x+x²+x³+x⁴+x⁵+x³⁷	1+x+x⁵+x⁶+x³⁸
		1+x³+x⁴¹	1+x+x²+x³+xy+x⁵+x⁴²
1+x³+x⁴+x⁶+x⁴³	1+x²+xy+x⁶+x⁴⁴
		1+x+x³+x⁴+x⁴⁵	1+x+x²+x³+x⁵+x⁸+x⁴⁶
1+x⁴+x⁵+x⁶+x⁴⁹	1+x²+x³+x⁴+x⁵⁰
		1+x+x³+x⁶+x⁵¹	1+x+x³+x⁵²
1+x+x²+x⁶+x⁵³	1+x²+x³+x⁴+x⁵+x⁶+x⁵⁴

表1：所选本原生成多项式。

如上所述，按照本发明的方法优选地不仅通过模拟计算机、而且还优选地通过部分数字化来执行。优选地，该方法的至少部分在微型计算机或信号处理器上采取数字形式来运行。数字化也能够借助于有限状态机(FSM)或者按照所谓的隐藏马尔可夫模型(HMM)或者通过所谓的佩特里网或者通过神经网络(NN)来执行。

不同物理变量的观测

优选地，按照本发明的方法能够采用传感器系统来运行，其中该传感器系统包括第一发射器、作为第二发射器的补偿发射器和接收器。这种系统适合于测量第一发射器与接收器之间的传输路径的传输性质。传感器系统是基于反馈补偿的测量系统。第一发射器提供有供应信号(其优选地通过发生器来生成)，并且在传输路径上向接收器传送第一传输信号。补偿发射器经过第二传输路径也向接收器传送第二信号，第二传输路径优选地未受影响。接收信号在接收器线性地叠加。优选地，叠加经过接收信号的相加进行。第一发射器的供应信号体现成使得接收器输出信号和供应信号形成准希耳伯特空间中的向量空间。

传感器系统的处理单元能够执行接收器输出信号和供应信号的希耳伯特投影，并且形成投影图像信号。在第一放大器中，这个投影图像信号经过放大进一步处理为输出信号。

此外，处理单元设计和设置成采用供应信号来执行输出信号的逆变换，并且经过进一步处理从其中形成前置信号，其成为补偿信号。补偿信号用于接收器输出信号的反馈控制，并且馈入补偿发射器中，补偿发射器从其中生成补偿传输信号，其被传送给接收器。优选地，逆变换在处理单元中经过对应信号的放大和可选的附加加法发生。

按照本发明的传感器系统的优点在于，第一发射器与接收器之间的信号传输能够基于多个物理变量。信号传输能够电子地、电容地、电感地或者电磁地发生。传输能够通过电流、电压或者电或热输出发生。同样有可能执行流体、气动和液压信号传输。移动介质的物理性质(例如压力)或化学性质的变化也能够用作传送信号。例如，能够使用水或油。固体的性质的变化也可设想为信号。

按照本发明的方法以及按照本发明的系统均实现传输路径的传输性质的确定或者发射器与接收器之间的传输路径中的对象或介质的检测或者介质的变化。将易于理解，还有可能检测传输路径的若干传输性质。例如，这类传输性质能够是折射率。但是，也能够测量对象，特别是对象密度、对象大小或对象组成。也能够检测对象在空间中的位置、对象与接收器的距离以及对象在空间中的取向。这能够例如经过例如对(可见或不可见光)光、红外辐射、雷达或其它辐射的光学检测来实现。但是，系统还适合于检测透明度或传输，特别是谱相关或颜色相关传输。另外，也能够检测材料的衰减或吸收、特别是谱相关或颜色相关吸收。此外，该方法适合于识别因对象而发生或者在辐射或其它物理量经过介质时发生的折射率或反射或相位延迟。甚至有可能检测核自旋交互或者核自旋共振。在磁信号的情况下，例如，如果它们位于DC磁场中，则这些引起原子核的自旋弛豫时间的幅值的响应的延迟。

此外，有可能检测传导率或电阻、磁导率或介电值、损耗角等。赋闲，能够例如通过比较在不同时间点的分布，来确定速度分布。

发射器和接收器将要体现为待确定传输路径的性质的量的函数，或者体现为天线、触点、电极、线圈、阀、LED、光接收器、压力传感器等。基于以下附图来提供一些示例。

下面基于附图所示的特殊实施例更详细说明本发明。其中所示的特性能够单独或者组合地使用，以便创建本发明的优选实施例。所述实施例并不是构成对本发明的限制，其由权利要求书按照其一般性来限定。

图1示出按照本发明的传感器系统和发生器的示意表示；

图2示出按照图1的传感器系统的第一实施例的框图；

图3至图5示出按照本发明的传感器系统的其它备选宿主的框图；

图6示出具有基于双脉冲的正交基本信号的传感器系统的一备选实施例的简化图；

图7示出按照图6的传感器系统的信号的时间序列；

图8示出具有正交基本信号的传感器系统的一备选实施例；

图9示出与现有技术相比较的补偿的示意图；

图10、图11示出具有若干正交基本信号的传感器系统的附加备选实施例；

图12示出具有两个发射器和一接收器的传感器系统的一实施例的简化图；

图13示出具有一发射器和两个接收器的传感器系统的一备选实施例的简化图；

图14示出具有若干发射器和接收器、用于构成多级断层扫描的相关器的简化图；

图15a、b示出采取单通道或多通道(这里为二通道)形式、作为气体传感器的二极管分光计；

图16a至c示出通过用于距离测量的二极管进行的飞行测量；

图17a、b示出用于通过补偿磁天线来测量电磁波的传感器系统的简化图；

图18示出用于通过补偿磁天线进行测量的传感器系统的简化图；

图19示出图18的天线的示意图；

图20示出用于通过具有三个线圈的补偿磁天线进行测量的传感器系统的简化图；

图21示出图20的天线的示意图；

图22示出用于通过补偿静电天线进行测量的传感器系统的简化图；

图23示出按照图22的静电天线的示意图；

图24示出用于测量声波的传感器系统的简化图。

图1示出按照本发明的传感器系统100以及用于生成传感器系统100的供应信号S5的发生器G1。

传感器系统100包括第一发射器H1、作为补偿发射器K的第二发射器和接收器D1。使用传感器系统100，以便测量第一发射器H1与接收器D1之间的第一传输路径的传输性质。第一发射器H1提供有发生器G1的供应信号S5，并且将第一信号I4传送到传输路径上，其在接收器D1中检测。又称作补偿器的补偿发射器K将第二信号发送到第二传输路径上，其也由接收器D1来检测。在接收器D1中，两个信号优选地经过加法线性地叠加。接收器D1发射接收器输出信号S1，其被传送给处理单元PU。

接收器输出信号S1以及由发生器G1所生成的供应信号S5体现为使得它们各形成准希耳伯特空间中的向量。在处理单元PU中，前向变换通过从接收器输出信号S1到供应信号S5的希耳伯特投影而发生，使得形成投影图像信号S10。在放大器V1中，这个信号S10经过放大，并且作为信号S4返回到处理单元PU。如易于理解，如果放大器V1是处理单元的组件，则放大也能够在处理单元PU中进行。

处理单元PU然后采用供应信号S5来执行输出信号S4的逆变换，两个信号优选地共同相乘。最后，经由前置信号的中间步骤，首先形成前置信号S6，以及补偿信号S3通常经过向补偿发射器K提供的常数的加法来形成，使得反馈控制采用接收器输出信号S1进行。

如果对象O位于传输路径中，则第一发射器H1的传输信号14通过对象的存在来改变、例如反射。因此，不是检测传输信号I4，接收器D1而是检测信号I1，其通过对象和传输路径的性质已经改变。除此之外，接收器一般还检测干扰源J1所发射的寄生干扰信号I5。如易于理解，本领域的技术人员将始终尽力使这类干扰源为最小。

例如，如果预期传输路径中的对象的光学检测，则发射例如可见或不可见范围中的光。在这种情况下，第一发射器H1和补偿发射器K是光发射器、例如LED或激光二极管。在这个示例中，接收器是光检测器、例如光电二极管或光电LED。因此有可能检测第一发射器H1与接收器D1之间的传输路径中的对象O的距离、位置、移动或反射率。

图2示出包括待处理信号分量的传感器系统1的基本构造。发生器G1可选地能够作为传感器系统100的一部分。但是，也有可能通过没有包括发生器的IC或ASIC来构成处理单元PU。两个实施例均是可想到的，并且具有其相应优点。

由发生器G1所生成的供应信号S5例如是双极的并且围绕零值是对称的。其平均值则为零。因此，例如，为了控制LED，偏置值b5优选地在信号向第一发射器进行馈送之前加入信号S5，作为信号S8。偏置值b5能够在偏置发生器B5中生成。一般来说，偏置值b5是用于升高供应信号S5的偏移值，因为基于函数的信号大体上也可取负值。但是，某些类的发射器、例如发光二极管不能够处理负值。

发射器例如能够是可调制装置，例如线圈、天线、电容器板、触点、扬声器、灯、发光二极管、激光二极管、粒子源、离子源、流体的可控阀、气体和其它易流动材料、等离子体源等。

图2示出第一发射器H1与接收器D1之间的传输路径及其对成分T1所表示的传输路径中的信号的影响。除了T1所示的传输路径中的其它信号修改之外，还描述定位在传输路径中的对象O对第一传输路径的影响。因此，传输信号I4由T1转换为传输信号I1。干扰源J1的可选干扰信号I5以及补偿器的补偿传输信号I2加入这个信号，并且在接收器D1中作为信号I3来接收。

在处理单元PU中、在供应信号S5与接收器输出信号S1之间所执行的希耳伯特投影通过由第一乘法元件M1的乘法和后续滤波进行。通过乘法所形成的检测信号S9在滤波器F1中滤波，滤波器F1的输出信号作为投影图像信号S10提供给第一放大器V1。第一放大器的输出信号S4优选地进一步处理，并且作为测量值来输出。在内部，表示幅度值的输出信号S4从希耳伯特空间又变换为时间范围。这通过供应信号S5由第二乘法元件M2进行的与供应信号S5的乘法进行。这样形成的前置信号S6优选地与偏置值B1(其由偏置发生器B1生成)相加。再次需要这个偏置值，以便能够例如采用该信号来控制LED。相加的信号作为补偿信号S3馈送给补偿器K，使得形成反馈控制环路。

这样描述的系统适合于测量第一发射器H1所传送的信号的幅度变化。

由于用于在不同反射对象存在的情况下确定传输路径T1中的对象的幅度测量不适合于执行位置或移动的可靠测量，所以也必须检测延迟(例如光传播时间)(图3)。要这样做，相对供应信号S5来延迟的信号C5d通过延迟元素∆t从供应信号S5来形成。它与基于供应信号S5的传输信号的处理并行地处理。为此，处理单元的部分基本上是重复的，以用于信号S5d的处理。为此，在重复的处理组件或者部分重复的附加处理单元中对延迟信号S5d和接收器输出信号S1执行另一个希耳伯特投影。希耳伯特投影通常还通过由乘法元件M11相乘成信号S9d并且由滤波器F2进行后续滤波成信号S10d以及由放大器V2进行的放大而进行。放大器输出信号S4d通过与延迟信号S5d相乘而又变换为延迟前置信号S6d。延迟前置信号S6d然后加入主要控制分量的前置信号S6，以便在常数b1的加法之后形成补偿信号S3。延迟前置信号S6d对应于对象所引起的延迟。但是，这种方法具有一个实质性缺点：执行传感器系统的求平均时间延迟测量。

该系统产生测量值S4和S4d。这些值表示传输路径中的衰减和延迟。但是，两个信号不是无关的。这意味着，传输信道中的衰减的变化改变两个信号—尽管以不同方式。同样的情况适用于延迟的变化。但是，变化则与衰减的变化不同。由评估单元进行的逆变换因而是可能的。

因此，只延迟但不正交的信号的处理是困难的，以及是精细的但因此不是成本最佳的。

为此，正交基本信号优选地用来代替用于附加希耳伯特投影的延迟信号。附加正交基本信号S5o例如从超前供应信号S5某个时间周期Δt的信号S5v与延迟相同时间周期Δt的尾随信号S5d之间的差来形成。

为此，由发生器所形成的超前信号S5v首先延迟Δt，以便从其中形成供应信号S5，以馈送给第一发射器H1。在处理单元中，供应信号S5然后再次延迟另一个延迟元素以成为信号S5d。S5d与S5v之间的差的形成引起正交信号S5o，其与供应信号S5正交。因此，S5和S5o的纯量积始终为零。

图4示出处理这种正交基本信号的传感器系统的实施例。与图3相比较，代替延迟信号S5d，正交信号S5o这时在并行处理组件中来处理。根据其结构，两个系统因此仅根据所使用的第二信号(S5o而不是S5d)的类型和形成来区分。

根据按照本发明的所提出传感器系统和方法，向量加法因而在处理单元的合成部分发生，以及正交基本信号的纯量积形成在分析部分发生。这提供优于现有技术的非常实质性优点，因为还有可能对两个以上正交函数来测量两个以上参数。从技术角度来看，这种基于求和的处理能够很容易实现，并且它大体上还适合于任何信号或函数，其表示优于仅准许单频、计时信号的现有技术的另一个优点。因此，没有执行相位控制(如从现有技术已知的补偿测量方法中所使用的)，而是执行向量加法。

按照图4所示的示范方式，正交基本信号的使用最终表示在某个时隙中观测对象。为了完整起见，在这里应当提到，正交基本信号的使用并不局限于这种基于时隙的方法。如果更准确观测将要经过若干时隙来执行，则优选地生成若干正交基本信号S5oi，其与供应信号S5正交。

图5示出具有若干正交基本信号S5o、S5o1、S5o2和S5o3的系统的示例。通常，ΔT>>Δt以及Δtx<ΔT-2Δt。以下优选地适用于ΔT：ΔT<1/(4πω_max)。但是，这些基本信号只是“半正交的”，因为虽然它们全部与供应信号S5正交，但是它们并非全部相互正交。因此，在后续系统中的所生成信号S4、S4o、S4o1、S4o2和S4o3的处理和评估在技术上是困难的。为此，系统优选地由完全正交基本信号来构成。

图6示出具有三个正交基本信号(S5、S5o1、S5o2)的传感器。为此生成两个超前和两个尾随信号。

一般来说，能够生成正交信号。为此，首先生成n个超前信号S5vi，其中i指示相应数字(i=1, 2, 3, …, n)。因此，信号S5vi超前信号S5 i个周期(时间周期)Δt。最大超前时间为ΔT = n • Δt。同时，n个尾随信号也与信号S5相似地生成。因此，信号S5vi滞后信号S5 i个时间周期Δt。最大滞后时间再次为ΔT = n • Δt。

从这些信号，例如，有可能例如分别生成超前和尾随脉冲信号，具体来说是n个脉冲信号。例如，在关于供应信号能够取值+1、-1的条件下，对超前脉冲得到

,

其中，S5v0 = S5。同样的情况则适用于尾随脉冲信号：

其中，S5d0 = S5。

但是，脉冲信号则具有作为值i的函数的三个条件。能够表明，从其中所形成的正交基本信号S5o1和S5o2均与S5正交并且相互正交。为了便于举例，图7对两个超前和两个尾随脉冲信号示出这种情况。

显然，正交基本信号S5oi连同供应信号S5一起形成正交基本信号系统。但是，超前脉冲的处理在技术上不是预期的，因为超前脉冲也在补偿信号中发生。然而，这些超前脉冲是必需的，因为供应信号S5与尾随脉冲的每个重叠。

因此，期望产生没有超前脉冲的正交基本信号系统。这类脉冲(没有超前脉冲的S5oi)在以下由S5pi来表示。如果着眼于超前脉冲的必要性的原因，则注意到，这只归因于如下事实：没有超前脉冲，正交基本信号S5pi会在采用S5的希耳伯特投影中产生与零不同的量。用于围绕此进行工作的最简单方法是正交化由S5和S5pi所组成的信号的集合。由于预先确定S5和S5pi，所以这能够在构造阶段已经进行。例如，在BRONSTEIN第19.2.1.3小节“Orthogonalisierungsverfahren”[Orthogonalization methods]中找到方法。由于S5pi(没有超前脉冲的S5oi)已经相互正交，所以随后从S5减去由与相应信号S5pi纯量相乘的S5所组成的相应纯量积。得到信号S5r。这个信号这时与所有S5pi(没有超前脉冲的S5oi)正交。这样，得到由相互正交的S5pi和S5r所组成的基本信号集合。

为了实现正交性，信号S5平均起来必须再次为零，这就是说，它必须没有包含偏置分量。这种性质然后也自动适用于S5pi信号。

因此，接收器输出信号S1能够在可能可测量延迟n • ΔT(n=i的最大值)的范围中基本上调整为零。从供应信号所生成的信号S5r能够表示为S5与所有尾随脉冲之和的差。因此具有

,

其中，S5dn是延迟n个周期的脉冲。

图8示出这种系统，其产生任何准数字计时和非计时输入信号的正交基本信号集合。所示的传感器系统能够观测用于检测对象所引起的反射的八个时隙。最后一个和第一个脉冲的长度能够各按照补偿方式相互缩放。如易于理解，也能够并行观测附加时隙；为此，仅需要产生和处理附加延迟脉冲。如果总系统的反应时间将要减少，则这是重要的。例如，如果光学雷达将要采用该系统来构成，则能够存在具有不同缩放因子x的连续测量对其是充分的应用。但是，在其它应用中，时间对于附加测量可能不可用。在这些情况下，有利的是采用更多信道(S5pi)进行测量。

图9在上图(A)示出按照现有技术如何能够通过补偿信号的求平均相位控制来执行补偿。经过对象的存在，第一发射器的所传送的传输信号14在传输信道中改变，并且反射信号在接收器D1中来接收。为了补偿反射，补偿发射器K的补偿信号I_K经过相移。特别是在接收步进反射信号时，这个补偿是不准确的。

例如，在作为光学雷达的应用中，如果墙壁前面的柱子应该被检测，则该系统调整成墙壁与柱子之间的系统特定平均值。因此，没有可靠地识别柱子。使用这种雷达作为停车辅助的汽车在没有任何附加保护措施的情况下将撞上柱子，因为驾驶员被告知那里存在比实际情况要大的空间。

图9中的下图(B)示出经过若干(具体为两个)正交基本信号与补偿信号I_K(对应于I2)经由向量加法的混合的非平均控制。这使更准确补偿能够实现，这依从印象深刻地揭示按照本发明的方法的优点。能够进行如下一般化：正交基本信号的数量越大，则能够实现的每测量的解析和准确性越大。多级反射信号中的单独级能够经过单独正交基本信号S4oi的反馈控制来单独适配。

由于仅评估信号边沿，即，由于使用阶梯函数，所以图8中的信号S4oi仅产生综合指标。在上述停车辅助中，这意味着，输出信号S4n上的信号表示反射在其前面的某个位置已经发生。仅当信号S4on表明信号而信号S4o(n-1)没有表明信号时，才清楚能够向第n个时隙分配反射。为此，信号必须相互加以区分。(这对应于从基于阶梯函数的系统到采用增量脉冲来操作的系统的转变。)

图10现在为了举例而示出七通道空间解析传感器系统，其中具有用于此目的的正交基本信号集合。在这里，系统的第一和最后一个通道、不是说时移能够采用任何因子x来缩放。存在各时隙的独立控制。但是，本质差别是在来自S4oi和S4o(i+1)的输出(S40oi，其中1≤i≤7)的微分的形成。因此，向它发生的时隙分配反射。

但是，一般来说，构成各通道i的独立控制是单调乏味的。在所确定的是反射是否在某个时间窗口j中发生的情况下，κ = j - 2个基本信号脉冲S5pi能够与i = 1至i = (j- 2)合并为一个脉冲信号S5pa。因此，仅要求一个延迟元素，其中κ ∙ Δt。对于i = j - 1、i = j和i = j + 1的脉冲S5pi保持不变。对于i = j + 2至i = n的λ = n - i - 2脉冲S5pi合并为第二基本信号脉冲S5pb。也对于这些脉冲，仅要求具有λ ∙ Δt的时间延迟的一个延迟元素。因此，系统仅具有由正交脉冲信号S5pa、S5p(j-1)、S5pj、S5p(j+1)、S5pb和S5r所组成的正交基本信号集合，脉冲S5r等于从供应信号S5到所有正交基本信号之和的差。对应系统图在图11中示出。这使延迟元素的数量能够充分减少。

但是，有利的是留下两个或者在本例中留下三个时隙(在这里为S5p2、S5p3和S5p4)。也在图11中绘制的第一差产生反射点，如所述。例如，如果形成差的差(未示出)，则能够确定反射表面的表面斜率等。

通过所示的系统，因此形成了用于执行时间延迟测量和一维局部化的可能性。与现有技术不同，二维局部化能够易于通过使用两个相互正交的供应信号S5和S5’以及特别是在没有使用时隙方法的情况下对两个测量路径的三角测量来实现。除了使用与所示系统对应的两个完整传感器系统之外，混合传感器系统的使用在任何情况下是可想到的。混合能够由发射器的共同使用和/或接收器的共同使用来组成。

在一优选实施例中，传感器系统具有多个发生器Gi，其生成若干供应信号S5i。对应多个发射器Hi提供有相应供应信号S5i。所产生的多个传输路径通过相应发射器Hi的传输信号I4i来传送给接收器D1。在接收器中，第一传输信号I4i与补偿发射器K的第二信号I2叠加为接收器输出信号S1。还叠加任何干扰信号I5。

在处理单元中，对于各发射器Hi的各第一供应信号S5i，生成前置信号S6i，从其中形成补偿信号S3。这优选地经过前置信号S6i的相加进行。

具有两个发射器H1、H2和一个接收器D1的这种系统在图12中示出。

在另一个优选实施例中，传感器系统具有若干接收器Di和若干补偿发射器Ki，向各接收器Di分配补偿发射器Ki。如果仅存在一个第一信号发射器H1，则对各接收器Di形成传输路径。单独接收器Di将第一发射器的信号与相应补偿发射器Ki的第二信号叠加为接收器输出信号S1i。在处理单元中，对各补偿发射器生成补偿信号S3i，以用于相应接收器Di的输出信号的反馈补偿。

具有一个发射器和两个接收器D1、D2以及两个补偿发射器K1、K2的这种系统在图13中示出。如易于理解，若干接收器也能够相结合。还有可能将若干发射器和若干接收器相互结合。

除了正如所示的简单系统之外，更复杂系统也是可想到的，其具有多个发射器Hi和多个接收器Dj以及多个补偿发射器Kj。发射器一般各从一个发生器来馈送，发生器也能够生成若干传输信号S5i。

对于n个发生器，例如n个正交代码作为供应信号来建立。因此，单独发射器Hi之间的干扰得到抑制。这是与现有技术的另一个根本差异。如果将要确定相应发射器Hn与接收器Dm之间的相应传输路径Tnm的传输性质以及相应时间延迟，则需要测量n • m对发射器和接收器。另外，还有可能使用m • n个处理单元。对各测量要求相关器。又称作相关器的这种系统模块的一个示例在图14中示为示意系统图。如能够易于看到，图13的系统例如能够从两个相关器来构成。

如果使用比补偿发射器要多的接收器的需要应当出现，则对这个问题的解决方案能够例如在于使用时分复用方法，其中单个处理单元用于若干接收器，并且例如经由复用器连接到各种发射器和接收器。

优选地，传感器系统具有若干接收器Di和至少一个、优选地为若干补偿发射器Ki，其中向至少两个接收器D1、D2分配一个补偿发射器K1。传输路径分别在第一发射器H1与接收器Di之间形成，使得第一发射器的第一信号与对应补偿发射器Ki的信号在各接收器Di中叠加为接收器输出信号S1i。在处理单元中对各补偿发射器Ki生成补偿信号S3i。通过按照时分复用方法在共享至少一个补偿发射器Ki的接收器Di的信号Sli的处理单元之间分别来回切换，来形成补偿信号S3i。因时分复用而间断地没有促成补偿信号S3i的处理单元连接成使得其内部状态和输出响应在这个时间期间没有发生变化。因时分复用而间断地促成补偿信号S3i的处理单元对其贡献的时长表现为好像时分复用没有发生一样。

图15示出按照本发明、体现为二极管分光计的传感器系统的框图。这种分光计能够用作气体传感器或滴定传感器。图15a所示的系统具有公共测量通道。发射器H1体现为例如激光二极管，其基本上仅在一个吸收波长上进行辐射。将要测量激光二极管与体现为光电二极管的接收器D1之间的测量路径。补偿发射器K是参考二极管，其在紧邻吸收波长的波长进行辐射。这个补偿发射器的光基本上经受与发射器H1的光相同的影响。唯一例外是吸收波长上的放大吸收。接收器D1对两种发射器(H1和K)的光敏感。这样，能够检测例如试管等的测量路径中的气体的分析物或成分。补偿信号I2也经过测量路径(试管)来传导。虽然第二传输路径因此在某些性质(其在这里是不相干的)方面不再是已知的，但是能够实现最佳控制，并且气体中的分析物能够使用按照本发明的方法来检测。

在这里应当强调，两个传输信道位于相同介质中，并且在这里仅在波长方面有所不同。在那个方面，空分复用由载波光的波长复用来代替。

因此，在本文档中提到各种传输信道时，词语“各种”表示某种类型的复用。

图15b示出具有各体现为激光二极管的两个并行控制组件和两个发射器H1、H2的系统。二极管在不同吸收波长进行辐射。补偿二极管K在紧邻吸收波长的波长进行辐射。因此有可能构成二通道气体传感器。在进一步考虑这个概念中，多通道气体传感器是可想到的。

其中能够使用按照本发明的传感器系统的另一个领域是在例如用于测量距离的光学飞行时间测量中。这种系统在图16a至c的各个实施例中中示出。图16a示出一个简单实施例，其中发射器H1和补偿发射器K各体现为二极管。接收器是光电二极管。将要测量发射器H1与接收器D1之间的传输路径中的测量的对象。在所示实施例中，可控延迟元素Tr用来形成补偿信号S3，其经由基于输出信号S4o的所检测延迟来控制。前置信号S6的延迟因而在逆变换期间发生。补偿信号的延迟因而实现传输信道中发生的延迟的平衡。与现有技术(其使用相位控制)不同，延迟实现宽带多频信号的使用，因而充分改进相对于传输信道中的干扰源的干扰抑制。

图16b示出没有逆变换期间的延迟的修改飞行时间测量系统。在这个系统中，执行范围切换，因而实现近距离的距离测量。为此，发射二极管H1没有提供有供应信号S5，而是提供有延迟供应信号S5dx。因此，模拟到系统的更大距离。特别是在较小距离，系统没有遭遇其极限。这使得有可能优化接收器的工作点。输出响应的失真能够易于经过延迟Δt的选择并且因此通过减法来事先校正。

图16c示出飞行时间测量系统的另一个修改，其实现接收器D1的近距离的优化距离测量。在这里，先前所示的两个系统已经结合在一起。因此，执行用于向发射二极管进行馈送的供应信号的延迟。同时，通过正交输出信号所控制的延迟在逆变换中发生，以产生补偿信号。

图17a和b示出用于对电磁波进行测量的传感器系统—在这里例如基于TM模式。为此，补偿磁天线用作发射器H1并且用于补偿发射器K。天线各集成了接收元件、即接收器D1。当信号S10或正交信号S10o与零不同时，能够检测不对称性。给定适当的天线设计，这实现金属(例如，如电感传感器)的测量和核自旋共振的测量。

图17b示出在发射器H1的馈送期间通过延迟元素所扩大的图17a的系统。补偿磁天线提供有延迟Δt的供应信号S5dx，其揭开范围切换的可能性。

图18示出按照本发明、具有补偿四阀芯磁天线20的测量系统。供应信号S5馈入传输线圈21中。后者将第一接收线圈在较小程度上与第二接收线圈24电感耦合。补偿信号S3馈入补偿线圈23中。补偿线圈23的场强耦合到第二接收线圈24中以及不太强地耦合到第一接收线圈22中。因此，该系统是自补偿的，使得信号S1接近零。

图19示出供双面电路板上使用的示范平面线圈布置25。以下按顺时针绘制：信号S3的传输线圈21、第一接收线圈22(虚线)和第二接收线圈24(虚线)，其与传输线圈23叠加，以用于传送补偿信号S3。接收线圈22、24设置在电路板的反面。

图20示出按照本发明、具有三个线圈的测量系统。两个传输线圈21、23耦合到同一接收器线圈22中。

图21示出按照本发明、用于按照图20的测量系统的线圈布置。以下按顺时针绘制：信号S5的传输线圈21和接收线圈22，其与补偿信号S3的传输线圈23部分叠加。

图22示出按照本发明、带有具有三个电极表面的补偿静电天线30的测量系统。供应信号S5馈入发射电极31中，其与接收电极32电容耦合。补偿信号S3馈入补偿电极33中。补偿电极33的场也耦合到接收电极32中。因此，该系统是自补偿的，使得信号S1接近零。

在这里应当提到，天线、传输线的波调整以及电路的输出和输入电阻(例如按照图17至图22)通常是有利的。现有技术没有解决这个问题。通常，测量系统因此无法被生产，并且因此不是经济可开发的。

图23示出供双面电路板上使用的示范平面电极布置35。以下按顺时针绘制：信号S5的发射电极31和接收电极32，其与补偿信号S3的发射电极33部分叠加。

图24示出按照本发明、带有具有两个扬声器41、43和作为接收器的话筒42的补偿电声系统的测量系统。供应信号S5馈入发射扬声器41中，其与接收话筒42声耦合。补偿信号S3馈入补偿扬声器43中。补偿扬声器43的声场耦合到接收话筒42中。因此，该系统是自补偿的，使得信号S1接近零。

在这里还应当提到，扬声器、声传输线等的声阻抗的声波调整通常是有利的。现有技术没有解决这个问题。通常，测量系统因此无法被生产，并且因此不是经济可开发的。

Claims

1.一种用于基于第一发射器与接收器之间的反馈补偿来测量测量系统的第一传输路径的传输性质的方法，其中

-所述第一发射器(H1)将第一信号(I1)传送到所述第一传输路径上，所述第一信号在经过所述第一传输路径(T1)的至少一部分之后由所述接收器(D1)来检测，

-补偿发射器(K)将第二信号(I2)传送到第二传输路径上，所述第二信号在经过所述第二传输路径之后由所述接收器(D1)来检测，

-所述第一信号(I1)和所述第二信号(I2)在所述接收器(D1)中按照线性方式来叠加，从其中形成接收器输出信号(S1)，

其特征在于下列步骤：

-通过发生器(G1)来生成供应信号(S5)，其中所述供应信号(S5)和所述接收器输出信号(S1)各形成准希耳伯特空间中的向量，并且所述供应信号(S5)是与零不同的频带限制供应信号，所述供应信号具有上截止频率ω_max和下截止频率ω_min，所述下截止频率ω_min不同于所述上截止频率ω_max，

-向所述第一发射器(H1)馈送所述供应信号(S5)；

-经过希耳伯特投影来运行从所述接收器(D1)的所述接收器输出信号(S1)到所述供应信号(S5)的前向变换，使得生成投影图像信号(S10)；

-基于所述投影图像信号(S10)来形成输出信号(S4)，其中所述输出信号(S4)包括与所述第一传输路径(T1)的传输性质有关的信息；

-采用所述供应信号(S5)来运行所述输出信号(S4)的至少部分逆变换，使得形成前置信号(S6)；

-从所述前置信号(S6)来生成补偿信号(S3)；

-向所述补偿发射器(K)馈送所述补偿信号(S3)，供所述接收器输出信号(S1)的反馈控制。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述供应信号(S5)是调制和/或非计时信号。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述供应信号(S5)是随机信号或伪随机信号或基于扩展码的信号和/或噪声信号。

4.如以上权利要求1至3中的任一项所述的方法，其特征在于，所述逆变换是乘法，和/或所述希耳伯特投影的执行经过纯量积的形成进行。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述纯量积通过下列步骤来形成：

-将所述接收器输出信号(S1)与所述供应信号(S5)相乘，并且形成检测信号(S9)；以及

-在滤波器(F1)中对所述检测信号(S9)进行滤波，使得所述投影图像信号(S10)从经滤波的滤波器输出信号来生成。

6.如以上权利要求1至3中的任一项所述的方法，其特征在于，所述投影图像信号(S10)通过放大器(V1)放大为所述输出信号(S4)。

7.如以上权利要求1至3中的任一项所述的方法，其特征在于，经过将所述前置信号(S6)与偏置值(B1)相加来生成所述补偿信号(S3)。

8.如以上权利要求1至3中的任一项所述的方法，其特征在于，另一偏置值(B5)在所述供应信号(S5)向所述第一发射器(H1)馈送之前加入所述供应信号(S5)。

9.如以上权利要求1至3中的任一项所述的方法，其特征在于，所述供应信号(S5)的所述下截止频率ω_min大于所述供应信号(S5)的所述上截止频率ω_max的一半。

10.如权利要求5所述的方法，其特征在于，所述滤波器(F1)是线性滤波器。

11.如权利要求10所述的方法，其特征在于，所述滤波器(F1)仅允许其频率小于或等于所述供应信号(S5)的所述上截止频率ω_max与所述下截止频率ω_min之间的距离的一半的这类频率分量经过。

12.如权利要求5所述的方法，其特征在于，所述供应信号(S5)和所述滤波器(F1)选择成使得在滤波时，通过所述滤波器(F1)，干扰信号(I5)与所述供应信号(S5)纯量相乘，所述滤波器(F1)的所述输出信号为最小。

13.如权利要求5所述的方法，其特征在于，测量所述滤波器(F1)采用已知的供应信号(S5)来识别所述接收器输出信号(S1)中的干扰信号(I5)。

14.如权利要求13所述的方法，其特征在于，所述已知的供应信号(S5)是恒定的供应信号。

15.如权利要求14所述的方法，其特征在于，所述已知的供应信号设置成等于一。

16.如以上权利要求1至3中的任一项所述的方法，其特征在于，形成与所述供应信号(S5)正交的第一正交基本信号(S5o)。

17.如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述第一正交基本信号(S5o)从超前所述供应信号(S5)时间周期Δt的信号(S5v)与尾随所述供应信号(S5)所述时间周期Δt的信号(S5d)之间的差或者从所述供应信号(S5)和尾随所述供应信号(S5)所述时间周期Δt的信号(S5d)的差来形成。

18.如权利要求4所述的方法，其特征在于下列附加步骤：

-生成与所述供应信号(S5)正交的第一正交基本信号(S5o)；

-从所述接收器输出信号(S1)和所述第一正交基本信号(S5o)来形成所述纯量积，使得生成正交投影图像信号(S10o)；

-将基于所述正交投影图像信号(S10o)的正交输出信号(S4o)与所述第一正交基本信号（S5o）相乘为正交前置信号(S6o)；

-将所述正交前置信号(S6o)与通过将所述供应信号(S5)与所述输出信号(S4)相乘来形成的前置信号(S6)相加，所述补偿信号(S3)经过所述前置信号(S6)与所述正交前置信号(S6o)的相加来生成。

19.如权利要求18所述的方法，其特征在于：

-在所述形成与相乘步骤之间，通过另一放大器(V2)将所述正交投影图像信号(S10o)放大为正交输出信号(S4o)，或者

-所述补偿信号(S3)经过所述前置信号(S6)与所述正交前置信号(S6o)以及偏置值(B1)的相加来生成。

20.如权利要求18所述的方法，其特征在于，通过下列步骤从接收器输出信号(S1)和所述第一正交基本信号(S5o)来形成纯量积：

-将所述接收器输出信号(S1)与所述第一正交基本信号(S5o)相乘，使得形成正交检测信号(S9o)；

-通过另一滤波器(F2)对所述正交检测信号(S9o)进行滤波。

21.如权利要求20所述的方法，其特征在于下列步骤：

-形成尾随所述供应信号(S5)第一时间周期Δt₁的第一脉冲(S5d1)、尾随第二时间周期Δt₂的第二脉冲(S5d2)和尾随第三时间周期Δt₃的第三脉冲(S5d3)，

所述第二时间周期Δt₂大于所述第一时间周期Δt₁，并且所述第三时间周期Δt₃大于或等于所述第二时间周期Δt₂；

-从所述供应信号(S5)来形成第一正交基本信号(S5o1)；

-形成与所述第一正交基本信号(S5o1)正交的第二正交基本信号(S5o2)

-所述第一正交基本信号(S5o1)进一步处理为第一正交前置信号(S6o1)；

-所述第二正交基本信号(S5o2)进一步处理为第二正交前置信号(S6o2)；

-从所述前置信号(S6)以及所述第一和第二正交前置信号(S6o1，S6o2)来形成所述补偿信号(S3)，所述补偿信号馈送到补偿发射器(K)。

22.如权利要求21所述的方法，其特征在于

a.所述第一正交基本信号(S5o1)能够形成为所述第一脉冲(S5d1)和所述第二脉冲(S5d2)的差，和/或

b.所述第二正交基本信号(S5o2)能够与所述第三脉冲(S5d3)相同，和/或

c.所述第一时间周期能够是Δt₁ = 0，和/或

d.所述第二时间周期Δt₂和所述第三时间周期Δt₃能够相等。

23.如权利要求21所述的方法，其特征在于

被馈送到所述补偿发射器(K)的所述补偿信号(S3)从所述前置信号(S6)以及所述第一和第二正交前置信号(S6o1，S6o2)经过加法来形成。

24.如以上权利要求18至23中的任一项所述的方法，其特征在于

-生成多个正交基本信号(S5oi)；

-生成多个正交前置信号(S6oi)，

-将至少一个正交前置信号(S6oi)加入所述前置信号(S6)。

25.如权利要求24所述的方法，其特征在于，使用多个其它放大器(V2)，或者将至少一个正交前置信号(S6oi)加入所述前置信号(S6)和偏置值(B1)。

26.如权利要求24所述的方法，其特征在于，与所述供应信号(S5)正交的所述第一正交基本信号(S5o)的至少两个相互正交。

27.如权利要求5所述的方法，其特征在于下列附加步骤：

-生成与所述供应信号(S5)正交的第一正交基本信号(S5o)；

-将所述正交投影图像信号(S10o)放大为正交输出信号(S4o)；

-作为所述正交输出信号(S4o)的函数使进一步处理的接收器输出信号(S1)延迟，所述接收器输出信号(S1)到所述补偿信号(S3)中进一步处理链的延迟因下列信号的至少一个的延迟而发生：

1).延迟用于所述逆变换的所述供应信号(S5)，和/或

2).延迟所述逆变换期间的所述前置信号(S6)

-进一步处理相应延迟信号而不是非延迟信号。

28.如权利要求27所述的方法，其特征在于，通过另一放大器(V2)将所述正交投影图像信号(S10o)放大为正交输出信号(S4o)。

29.如权利要求1所述的方法，其特征在于，至少一个第一发射器(H1)不是由所述供应信号(S5)直接控制，而是在至少一个操作位置中，它能够由相对于所述供应信号(S5)所延迟的信号来控制。

30.如权利要求29所述的方法，其特征在于下列附加步骤：

-生成与所述供应信号(S5)正交的第一正交基本信号(S5o)；

-从所述接收器输出信号(S1)和所述第一正交基本信号(S5o)来形成纯量积，使得生成正交投影图像信号(S10o)；

-通过放大所述正交投影图像信号(S10o)来形成正交输出信号(S4o)；

-生成延迟供应信号(S5dx)，其通过作为所述正交输出信号(S4o)的函数使所述供应信号(S5)延迟而相对于所述供应信号(S5)经过控制延迟；以及

-向所述第一发射器(H1)馈送所述延迟供应信号。

31.如权利要求30所述的方法，其特征在于，通过另一放大器(V2)来放大所述正交投影图像信号(S10o)。

32.如权利要求29、30或31中的任一项所述的方法，其特征在于，所述供应信号(S5)是计时的或者是单频的，以及所述延迟供应信号的形成通过借助于相移使所述供应信号(S5)延迟来实现。

33.如以上权利要求1至3和18至23中的任一项所述的方法，其特征在于，所述供应信号(S5)采用随机发生器或者准随机发生器来生成。

34.如权利要求33所述的方法，其特征在于，所述准随机发生器发包括反馈移位寄存器，和/或所述供应信号(S5)从简单本原生成多项式来形成。

35.如权利要求17所述的方法，其特征在于，经过生成各相对所述供应信号(S5)移位所述时间周期Δt的多个信号，能够检测设置在所述第一传输路径(T1)中的对象(O)。

36.如权利要求35所述的方法，其特征在于，所述多个信号为尾随信号。

37.如以上权利要求1至3和18至23中的任一项所述的方法，其特征在于，所述输出信号(S4)和/或所述正交输出信号(S4o)作为测量值来处理或输出。

38.如以上权利要求1至3和18至23中的任一项所述的方法，其特征在于，所述方法的至少部分采取数字化形式、在隐藏马尔可夫模型或佩特里网或神经网络、在微型计算机或信号处理器或者模拟计算机中执行。

39.如权利要求38所述的方法，其特征在于，所述方法的至少部分采取数字化形式通过有限状态机来执行。

40.一种具有第一发射器(H1)、补偿发射器(K)和接收器(D1)、用于测量第一发射器(H1)与接收器(D1)之间的第一传输路径的传输性质的传感器系统，其中

-所述第一发射器(H1)提供有发生器(G1)的供应信号(S5)，并且设计和设置成将第一信号传送到所述第一传输路径(T1)上，所述第一信号在经过所述第一传输路径(T1)的至少一部分之后由所述接收器(D1)来检测，

-所述补偿发射器(K)设计和设置成将第二信号(I2)传送到第二传输路径上，所述第二信号在经过所述第二传输路径之后由所述接收器(D1)来检测，

-所述接收器(D1)设计和设置成按照线性方式来叠加所述第一信号(I1)和所述第二信号(I2)，并且从其中形成接收器输出信号(S1)，

其中所述供应信号(S5)是频带限制的，且与零不同，并且具有上截止频率ω_max和与其不同的下截止频率ω_min，

所述供应信号(S5)和所述接收器输出信号(S1)各形成准希耳伯特空间中的向量；

包括

-处理单元(PU)，其设计和设置成经过所述接收器(D1)的所述接收器输出信号(S1)到所述供应信号(S5)上的希耳伯特投影以使得生成投影图像信号(S10)，来执行前向变换；

-放大器(V1)，其设计和设置成放大所述投影图像信号(S10)，并且形成所述输出信号(S4)；

其中

-采用所述供应信号(S5)的所述输出信号(S4)的逆变换在所述处理单元(PU)中发生，所述输出信号(S4)和所述供应信号(S5)相乘，并且形成前置信号(S6)，所述前置信号进一步处理为补偿信号(S3)，所述补偿信号用以供给所述补偿发射器(K)，以供接收器输出信号(S1)的反馈控制。

41.如权利要求40所述的传感器系统，其特征在于

-所述处理单元(PU)包括滤波器(F1)；

-所述处理单元(PU)中的所述希耳伯特投影经过纯量积的形成进行，其中所述接收器输出信号(S1)与所述供应信号(S5)相乘，并且形成检测信号(S9)；以及

-在所述滤波器(F1)中对所述检测信号(S9)进行滤波，使得所述投影图像信号(S10)在所述滤波器的出口来生成。

42.如以上权利要求40至41中的任一项所述的传感器系统，其特征在于

-多个发生器(Gi)生成供应信号(S5i)；

-多个第一发射器(H1)的每个提供有供应信号(S5i)；

-存在多个传输路径，经过其将所述第一发射器（H1）和所述补偿发射器(K)中的一个的相应传输信号(I4i)传送给所述接收器(D1)；

-所述第一发射器(H1)的第一传输信号在所述接收器(D1)中与所述补偿发射器(K)的所述第二信号(I2)叠加为所述接收器输出信号(S1)；

-对于各第一发射器(H1)的各第一供应信号(S5i)，前置信号(S6i)在所述处理单元中生成，从其中形成所述补偿信号(S3)。

43.如以上权利要求40至41中的任一项所述的传感器系统，其特征在于

-所述传感器系统包括多个接收器(Di)和多个补偿发射器(Ki)，补偿发射器(Ki)与各接收器(Di)关联；

-形成多个传输路径，经过其将所述第一发射器(H1)的所述传输信号传送给相应接收器(Di)；

-所述第一发射器(H1)的所述第一信号(I4)在各接收器(Di)中与补偿发射器(Ki)的相应第二信号(I2i)叠加为所述接收器输出信号(S1i)；

-对于各补偿发射器，用于所述接收器(Di)的所述输出信号的所述反馈补偿的补偿信号(S3i)在所述处理单元中生成，用所述补偿信号供给所述相应补偿发射器(Ki)。

44.如以上权利要求40至41中的任一项所述的传感器系统，其特征在于

-所述传感器系统包括多个接收器(Di)和至少一个补偿发射器(Ki)，补偿发射器(Ki)与至少两个接收器(Di)共同关联；

-形成多个传输路径(T1i)，经过其将所述第一发射器(H1)的所述传输信号传送给相应接收器(Di)；

-对于各补偿发射器(Ki)，用于所述接收器(Di)的所述输出信号的所述反馈补偿的补偿信号(S3i)在所述处理单元中生成，用所述补偿信号供给所述相应补偿发射器(Ki)；以及

-所述补偿信号(S3i)通过在共享至少一个补偿发射器(Ki)的所述接收器(Di)的所述信号(S1i)的所述处理单元之间按照时分复用方法分别来回切换来形成，因时分复用而间断地没有促成所述补偿信号(S3i)的所述处理单元连接成使得其内部状态和输出响应在这个时间期间没有改变，并且因时分复用而间断地促成所述补偿信号(S3i)的处理单元对其贡献的时长表现为好像没有时分复用正发生一样。

45.如以上权利要求40至41中的任一项所述的传感器系统，其特征在于，第一发射器(H1)与接收器(D1)之间的所述信号传输经过电流的传输、电压的传输、经过电力或热功率的传输、声学上、流体地、气动地、液压地或者经过运动介质或者固体的物理或化学性质的改变，电子地、电容地、电感地、电磁地发生。

46.如权利要求45所述的传感器系统，其特征在于，所述运动介质是水或油。

47.如以上权利要求40至41中的任一项所述的传感器系统，其特征在于，检测所述第一传输路径(T1)的性质的下列变化或者所述第一传输路径(T1)中的对象（O）或介质中的至少一个：

-折射率

-对象密度

-对象大小

-对象距离

-对象组成

-空间中的对象的位置

-对象取向

-透明度或传输

-衰减或吸收

-反射率或反射

-相位延迟

-核自旋交互

-磁导率

-介电值

-传导率、电阻或电阻分布

-速度分布。

48.如权利要求47所述的传感器系统，其特征在于，所述透明度或传输、所述衰减或吸收、所述反射率或反射是谱或颜色相关的，以及所述相位延迟是谱或颜色相关的。

49.如权利要求47所述的传感器系统，其特征在于，所述核自旋交互是共振。