JP2015076690A - 通信機及び通信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ＯＦＤＭ方式の通信において、ＰＡＰＲを低減する。【解決手段】ヘッダ付与部１１は、入力信号にヘッダ部を付与し、第１信号を生成する。差動符号化部１２は、第１信号のデータ系列を差動符号化して第２信号を生成する。変調部１３は、各信号を１次変調方式でそれぞれ変調し、各変調データを生成する。ＩＦＦＴ部１４は、各変調データを直並列変換してＩＦＦＴを行って、各逆変換データを生成する。選択部１５は、各逆変換データに基づくベースバンド信号のうちの低いＰＡＰＲのベースバンド信号を選択する。送信部１６は、選択されたベースバンド信号から送信信号を生成して他の機器に送信する。【選択図】図２

Description

本発明は、通信機及び通信方法に関する。

ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency-Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式の通信では、入力信号をサブキャリア変調し、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transformation：逆高速フーリエ変換）を行い、ベースバンド信号を生成する。そのため、サブキャリアの数が増え、ＦＦＴ（Fast Fourier Transformation：高速フーリエ変換）サイズが大きくなると、大きなピークを持つベースバンド信号が生成され、ＰＡＰＲ（Peak-to-Average Power Ratio：ピーク対平均電力比）が高くなるという性質を持っている。ＰＡＰＲが高くなると、信号を歪みなく伝送するために広範囲において線形性を有する増幅器が必要となる。そこでＰＡＰＲを低減するための技術が開発されている。

特許文献１の直交周波数分割多重通信装置では、ＰＡＰＲを低減するため、ＩＦＦＴを行う前に逐次決定法により算出した最適位相に基づきサブキャリア変調信号の位相を制御する。

特開２００６−１６５７８１号公報

ＯＦＤＭ方式の通信では、ＰＡＰＲを低減することが課題となっている。特許文献１の直交周波数分割多重通信装置では、ＰＡＰＲを低減する最適位相を算出するために繰り返し計算処理を行い、サブキャリアごとに位相を制御する必要がある。

本発明は、上述のような事情に鑑みてなされたものであり、ＯＦＤＭ方式の通信において、ＰＡＰＲを低減することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明の第１の観点に係る通信機は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
入力信号に所定の識別データを付与し、第１信号を生成する識別付与手段と、
前記第１信号の要素数と同数のデータの集合であるデータ系列を差動符号化し、第２信号を生成する差動符号化手段と、
前記第１信号と前記第２信号とを１次変調方式でそれぞれ変調し、第１変調データと第２変調データとを生成する変調手段と、
前記第１変調データと前記第２変調データとの逆高速フーリエ変換をそれぞれ行い、第１逆変換データと第２逆変換データとを生成するＩＦＦＴ手段と、
前記第１逆変換データに基づくベースバンド信号から算出されたピーク対平均電力比と、前記第２逆変換データに基づくベースバンド信号から算出されたピーク対平均電力比とを比較してピーク対平均電力比の低いベースバンド信号を選択する選択手段と、
選択された前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信手段と、
を備えることを特徴とする。

好ましくは、前記識別データは、要素数が任意の第１識別データと所定の要素数の第２識別データとを備え、
前記第１信号のデータ系列は、前記第２識別データの要素数に基づいて、入力信号の要素と前記識別データの要素とを特定可能である。

好ましくは、前記第１識別データの要素は、全て１又は全て０であり、
前記第２識別データの要素は、前記第１識別データの要素が全て１であれば全て０であり、前記第１識別データの要素が全て０であれば全て０である。

好ましくは、前記識別データの要素数は、前記ベースバンド信号のピーク対平均電力比が低くなる確率に基づいて設定されている。

本発明の第２の観点に係る通信機は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
送信信号を受信し、ベースバンド信号を生成する受信手段と、
前記ベースバンド信号を直列並列変換して生成された並列信号の高速フーリエ変換を行い、変換データを生成するＦＦＴ手段と、
前記変換データを１次変調方式で復調し、復調信号を生成する復調手段と、
前記復調信号の要素数と同数のデータの集合であるデータ系列が所定の識別データの要素を含むか否かを判定する判定手段と、
前記復調信号のデータ系列が前記識別データの要素を含まない場合に、前記復調信号のデータ系列を差動復号化し、復号化信号を生成する差動復号化手段と、
前記復調信号のデータ系列が前記識別データの要素を含む場合に、前記復調信号に含まれる前記識別データの要素を除去するとともに、前記復調信号のデータ系列が前記識別データの要素を含まない場合に、前記復号化信号に含まれる前記識別データの要素を除去し、復元信号を出力する識別除去手段と、
を備えることを特徴とする。

好ましくは、前記識別データは、要素数が任意の第１識別データと所定の要素数の第２識別データとを備え、
前記識別除去手段は、前記第２識別データの要素数に基づいて、前記復調信号及び前記復号化信号の各データ系列に前記識別データの要素が含まれているか否かを特定する。

本発明の第３の観点に係る通信方法は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
入力信号に所定の識別データを付与し、第１信号を生成する識別付与ステップと、
前記第１信号の要素数と同数のデータの集合であるデータ系列を差動符号化し、第２信号を生成する差動符号化ステップと、
前記第１信号と前記第２信号とを１次変調方式でそれぞれ変調し、第１変調データと第２変調データとを生成する変調ステップと、
前記第１変調データと前記第２変調データとの逆高速フーリエ変換をそれぞれ行い、第１逆変換データと第２逆変換データとを生成するＩＦＦＴステップと、
前記第１逆変換データに基づくベースバンド信号から算出されたピーク対平均電力比と、前記第２逆変換データに基づくベースバンド信号から算出されたピーク対平均電力比とを比較してピーク対平均電力比の低いベースバンド信号を選択する選択ステップと、
選択された前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信ステップと、
を備えることを特徴とする。

本発明の第４の観点に係る通信方法は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
送信信号を受信し、ベースバンド信号を生成する受信ステップと、
前記ベースバンド信号を直列並列変換して生成された並列信号の高速フーリエ変換を行い、変換データを生成するＦＦＴステップと、
前記変換データを１次変調方式で復調し、復調信号を生成する復調ステップと、
前記復調信号の要素数と同数のデータの集合であるデータ系列が所定の識別データの要素を含むか否かを判定する判定ステップと、
前記復調信号のデータ系列が前記識別データの要素を含まない場合に、前記復調信号のデータ系列を差動復号化し、復号化信号を生成する差動復号化ステップと、
前記復調信号のデータ系列が前記識別データの要素を含む場合に、前記復調信号に含まれる前記識別データの要素を除去するとともに、前記復調信号のデータ系列が前記識別データの要素を含まない場合に、前記復号化信号に含まれる前記識別データの要素を除去し、復元信号を出力する識別除去ステップと、
を備えることを特徴とする。

本発明によれば、ＯＦＤＭ方式の通信において、ＰＡＰＲを低減することが可能になる。

本発明の実施の形態に係る通信機の構成例を示すブロック図である。 実施の形態に係る通信機の異なる構成例を示すブロック図である。 実施の形態に係る通信機の差動符号化部及び差動復号化部の一例を示す図である。 実施の形態に係る通信機が行う送信制御の動作の一例を示すフローチャートである。 実施の形態に係る通信機が行う受信制御の動作の一例を示すフローチャートである。 実施の形態に係る通信機におけるＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性の一例を示す図である。 実施の形態に係る通信機におけるヘッダ部とＰＡＰＲとの関係の一例を示す図である。 実施の形態に係る通信機におけるヘッダ部と最小のＰＡＰＲの発生確率との関係の一例を示す図である。 実施の形態に係る通信機における最小のＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性の一例を示す図である。 実施の形態に係る通信機におけるＢＥＲ特性の一例を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお図中、同一または同等の部分には同一の符号を付す。以下の説明において、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transformation：逆高速フーリエ変換）は、ＩＦＦＴとＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fourier Transformation：逆離散フーリエ変換）を含む概念とする。したがって本発明の実施の形態においては、ＩＦＦＴの代わりに、ＩＤＦＴを行うよう構成してもよい。同様にＦＦＴ（Fast Fourier Transformation：高速フーリエ変換）は、ＦＦＴとＤＦＴ（Discrete Fourier Transformation：離散フーリエ変換）を含む概念とする。またＩＤＦＴ及びＤＦＴを行う場合は、以下の説明におけるＦＦＴサイズとは、ＤＦＴサイズを意味する。

図１は、本発明の実施の形態に係る通信機の構成例を示すブロック図である。通信機１は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency-Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式の無線通信により他の機器と通信を行う。通信機１は、アンテナ１０、ヘッダ付与部（識別付与部）１１、差動符号化部１２、変調部１３、ＩＦＦＴ部１４、選択部１５、送信部１６及びコントローラ２０を備える。

コントローラ２０は、ＣＰＵ（Central Processing Unit：中央処理装置）２１、ＲＡＭ（Random Access Memory）２３、及びＲＯＭ（Read-Only Memory）２４を備える。複雑化を避け、理解を容易にするために、コントローラ２０から各部への信号線が省略されているが、コントローラ２０は通信機１の各部にＩ／Ｏ（Input／Output）２２を介して接続しており、それらの処理の開始、終了、処理内容の制御を行う。

ＲＡＭ２３には、例えば、後述する所定のヘッダ部（識別データ）等の送信信号を生成するためのデータが記憶されている。ＲＯＭ２４は、コントローラ２０が通信機１の動作を制御するための制御プログラムを格納する。コントローラ２０は、制御プログラムに基づいて、通信機１を制御する。

図２は、実施の形態に係る通信機の異なる構成例を示すブロック図である。上述の通信機１に受信機能をもたせるため、図２に示す通信機１はさらにヘッダ除去部（識別除去部）３１、差動復号化部３２、判定部３３、復調部３４、ＦＦＴ部３５、受信部３６及び送受信切替部３７を備える。送信機能及び受信機能を備える図２に示す通信機１を用いて、通信機１が行う通信方法について以下に説明する。

ヘッダ付与部１１は、入力信号（入力デジタル信号、送信データ）に所定のヘッダ部を付与し、第１信号（ヘッダ付き入力信号）を生成し、差動符号化部１２及び変調部１３に送る。なお、実施の形態における入力信号は、各要素（各成分）の値が０又は１のいずれかであるデータ系列である。また、実施の形態におけるヘッダ部は、第１ヘッダ部（第１識別データ）と第２ヘッダ部（第２識別データ）とを備えている。また、実施の形態においては、第１ヘッダ部は、自然数ｓ個の要素が全て１のデータ系列であり、第２ヘッダ部は、自然数ｔ個の要素が全て０のデータ系列である。さらに、実施の形態における第１信号は、ＩＦＦＴ部１４によるＩＦＦＴ及び変調部１３による１次変調を行うため、要素数が自然数Ｎ（ＦＦＴサイズ）及びＭ（１次変調方式によって同時送信可能なビット数）を乗算した（Ｎ×Ｍ）個に設定されている。このため、実施の形態における入力信号は、（Ｎ×Ｍ−ｓ−ｔ）個に設定されている。

よって、実施の形態においては、例えば、入力信号をｄ＝［ｄ_１ｄ_２…ｄ_{Ｎ×Ｍ−ｓ−ｔ}］とし、第１ヘッダ部をｘ_ｓ＝［１１…１］とし、第２ヘッダ部をｚ_ｔ＝［００…０］とし、第１信号をａ＝［ａ_１ａ_２…ａ_Ｎ×Ｍ］とした場合、ａ_１＝ａ_２＝…＝ａ_ｓ＝１、ａ_ｓ＋１＝ａ_ｓ＋２＝ａ_ｓ＋ｔ＝０、ａ_{ｓ＋ｔ＋１}＝ｄ_１、ａ_{ｓ＋ｔ＋２}＝ｄ_２、…、ａ_Ｎ×Ｍ＝ｄ_{Ｎ×Ｍ−ｓ−ｔ}が成立する。すなわち、第１信号ａは以下の式（１）で表される。
ａ＝［ｘ_ｓｚ_ｔｄ］＝［１１…１００…０ｄ_１ｄ_２…ｄ_{Ｎ×Ｍ−ｓ−ｔ}］…（１）

差動符号化部１２は、第１信号ａの要素数と同数のデータの集合であるデータ系列を差動符号化して第２信号（差動符号化信号）を生成し、変調部１３に送る。

具体的には、実施の形態における差動符号化部１２は、図３（Ａ）に示すように、第１信号ａの１ビット目の要素（ａ_１＝１）から（Ｎ×Ｍ）ビット目の要素（ａ_Ｎ×Ｍ＝ｄ_{Ｎ×Ｍ−ｓ−ｔ}）要素まで順番に、１ビット前の排他的論理和がなされた各要素との排他的論理和を要素とする第２信号を生成する。例えば、第１信号をａ＝［ａ_１ａ_２…ａ_Ｎ×Ｍ］とし、第２信号をｂ＝［ｂ_１ｂ_２…ｂ_Ｎ×Ｍ］とした場合、まず、第２信号ｂの１ビット目の要素ｂ_１については、第１信号ａの１ビット目の要素ａ_１と初期値０との排他的論理和とする。そして、第２信号ｂの２ビット目以降の要素ｂ_２〜ｂ_Ｎ×Ｍについては、第１信号ａの２ビット目以降の要素ａ_２〜ａ_Ｎ×Ｍと第２信号ｂの１ビット前の要素ｂ_１〜ｂ_{Ｎ×Ｍ−１}との排他的論理和とし、第２信号ｂを生成する。

すなわち、ｂ_１＝XOR（ａ_１，０）、ｂ_２＝XOR（ａ_２，ｂ_１）、…、ｂ_Ｎ×Ｍ＝XOR（ａ_Ｎ×Ｍ，ｂ_{Ｎ×Ｍ−１}）が成立し、第２信号ｂは以下の式（２）で表される。
ｂ＝［XOR（ａ_１，０）XOR（ａ_２，ｂ_１）…XOR（ａ_Ｎ×Ｍ，ｂ_{Ｎ×Ｍ−１}）］…（２）

よって、例えば、図３（Ｂ）に示すように、ｓ＝ｔ＝３、Ｎ×Ｍ＝１６、ａ＝［１１１０００１０１１０１０００１］とした場合、ｂ_１＝XOR（１，０）＝１、ｂ_２＝XOR（１，１）＝０、…、ｂ_１６＝XOR（１，１）＝０が成立し、ｂ＝［１０１１１１００１００１１１１０］となる。

変調部１３は、第１信号ａと第２信号ｂとを１次変調方式でそれぞれ変調し、第１変調データと第２変調データとを生成し、ＩＦＦＴ部１４に送る。実施の形態における１次変調方式は、例えば、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase-Shift Keying：四位相偏移変調）が採用される。この場合、２ビットのデータを同時送信可能であるため、Ｍ＝２が成立する。

ＩＦＦＴ部１４は、第１変調データと第２変調データとを直並列変換し、直並列変換した第１変調データと第２変調データのＩＦＦＴを行い、第１逆変換データと第２逆変換データとを生成し、選択部１５に送る。実施の形態におけるＦＦＴサイズは、例えば、２０４８に設定される。この場合、Ｎ＝２０４８が成立する。

選択部１５は、第１逆変換データに基づくベースバンド信号のＰＡＰＲと、第２逆変換データに基づくベースバンド信号のＰＡＰＲとを算出し、ＰＡＰＲが低いベースバンド信号を選択し、送信部１６に送る。

送信部１６は、選択部１５によって選択されたベースバンド信号から送信信号を生成し、アンテナ１０を介して、他の機器に送信信号を送信する。なお、送信部１６は、通信機１が受信機能を備える場合、図２に示すように、生成した送信信号を送受信切替部３７及びアンテナ１０を介して、他の機器に送信信号を送信する。

図４は、実施の形態に係る通信機が行う送信制御の動作の一例を示すフローチャートである。ヘッダ付与部１１は、入力信号（入力デジタル信号、送信データ）に所定のヘッダ部を付与し、第１信号を生成する（ステップＳ１１０）。差動符号化部１２は、第１信号ａのデータ系列を差動符号化して第２信号ｂを生成する（ステップＳ１２０）。変調部１３は、第１信号ａと第２信号ｂとを１次変調方式でそれぞれ変調し、第１変調データと第２変調データとを生成する（ステップＳ１３０）。ＩＦＦＴ部１４は、第１変調データと第２変調データを直並列変換してＩＦＦＴを行って、第１逆変換データと第２逆変換データとを生成する（ステップＳ１４０）。選択部１５は、第１逆変換データに基づくベースバンド信号のＰＡＰＲが、第２逆変換データに基づくベースバンド信号のＰＡＰＲよりも低いか否かを判定する（ステップＳ１５０）。

選択部１５は、第１逆変換データに基づくベースバンド信号のＰＡＰＲが、第２逆変換データに基づくベースバンド信号のＰＡＰＲよりも低い場合（ステップＳ１５０；Ｙ）、第１逆変換データに基づくベースバンド信号を選択し、送信部１６は、選択された第１逆変換データに基づくベースバンド信号から送信信号を生成して他の機器に送信し（ステップＳ１６０）、処理を終了する。
一方、選択部１５は、第１逆変換データに基づくベースバンド信号のＰＡＰＲが、第２逆変換データに基づくベースバンド信号のＰＡＰＲ以上の場合（ステップＳ１５０；Ｎ）、第２逆変換データに基づくベースバンド信号を選択し、送信部１６は、選択された第２逆変換データに基づくベースバンド信号から送信信号を生成して他の機器に送信し（ステップＳ１７０）、処理を終了する。

受信側での処理を以下に説明する。受信部３６は、アンテナ１０及び送受信切替部３７を介して送信信号を受信し、ベースバンド信号を生成し、ＦＦＴ部３５に送る。

ＦＦＴ部３５は、ベースバンド信号を直列並列変換して生成された並列信号のＦＦＴを行い、変換データを生成し、復調部３４に送る。

復調部３４は、変換データを１次変調方式で復調し、復調信号を生成し、判定部３３に送る。

判定部３３は、復調信号のデータ系列がヘッダ部（第１ヘッダ部ｘ_ｓ、第２ヘッダ部をｚ_ｔ）の要素を含むか否かを判定する。

具体的には、実施の形態におけるＲＡＭ２３には第１ヘッダ部の要素数ｓ及び第２ヘッダ部の要素数ｔが記憶されており、実施の形態における判定部３３は、復調信号のデータ系列のうちの第１ヘッダ部に該当するｓ個の要素が全て１であるか否かを判定することにより、復調信号のデータ系列がヘッダ部の要素を含むか否かを判定する。

よって、実施の形態においては、例えば、復調信号をｖ＝［ｖ_１ｖ_２…ｖ_Ｎ×Ｍ］とし、復調信号ｖの１ビット目の要素ｖ_１からｓビット目の要素ｖ_ｓまでをｗ_ｓ＝［ｖ_１ｖ_２…ｖ_ｓ］とし、復調信号ｖの（ｓ＋１）ビット目の要素ｖ_ｓ＋１から（ｓ＋ｔ）ビット目の要素ｖ_ｓ＋ｔまでをｙ_ｔ＝［ｖ_ｓ＋１ｖ_ｓ＋２…ｖ_ｓ＋ｔ］とし、復調信号ｖの（ｓ＋ｔ＋１）ビット目の要素ｖ_{ｓ＋ｔ＋１}から（Ｎ×Ｍ）ビット目の要素ｖ_Ｎ×Ｍまでをｃ＝［ｖ_{ｓ＋ｔ＋１}ｖ_{ｓ＋ｔ＋２}…ｖ_Ｎ×Ｍ］とした場合、ｖ＝［ｗ_ｓｙ_ｔｃ］が成立する。このため、実施の形態における判定部３３は、ｖ_１＝ｖ_２＝…＝ｖ_ｓ＝１が成立するか否かを判定する。

この結果、実施の形態における判定部３３は、復調信号のデータ系列がヘッダ部の要素を含むと判定した場合、復調信号をヘッダ除去部３１に送り、復調信号のデータ系列がヘッダ部の要素を含まないと判定した場合、復調信号を差動復号化部３２に送る。

差動復号化部３２は、復調信号ｖのデータ系列がヘッダ部（第１ヘッダ部ｘ_ｓ、第２ヘッダ部をｚ_ｔ）の要素を含まない場合に、復調信号ｖのデータ系列を差動復号化し、復号化信号を生成し、ヘッダ除去部３１に送る。

具体的には、実施の形態における差動復号化部３２は、判定部３３から復調信号ｖが送られた場合、図３（Ａ）に示すように、復調信号ｖの１ビット目の要素ｖ_１から（Ｎ×Ｍ）ビット目の要素ｖ_Ｎ×Ｍ要素まで順番に、１ビット前の各要素との排他的論理和を要素とする復号化信号を生成する。例えば、復号化信号をｕ＝［ｕ_１ｕ_２…ｕ_Ｎ×Ｍ］とした場合、まず、復号化信号ｕの１ビット目の要素ｕ_１については、復調信号ｖの１ビット目の要素ｖ_１と初期値０との排他的論理和とする。そして、復号化信号ｕの２ビット目以降の要素ｕ_２〜ｕ_Ｎ×Ｍについては、復調信号ｖの２ビット目以降の要素ｖ_２〜ｖ_Ｎ×Ｍと復調信号ｖの１ビット前の要素ｖ_１〜ｖ_{Ｎ×Ｍ−１}との排他的論理和とし、復号化信号ｕを生成する。

すなわち、ｕ_１＝XOR（ｖ_１，０）、ｕ_２＝XOR（ｖ_２，ｖ_１）、…、ｕ_Ｎ×Ｍ＝XOR（ｖ_Ｎ×Ｍ，ｖ_{Ｎ×Ｍ−１}）が成立し、復号化信号ｕは以下の式（３）で表される。
ｕ＝［XOR（ｖ_１，０）XOR（ｖ_２，ｖ_１）…XOR（ｖ_Ｎ×Ｍ，ｖ_{Ｎ×Ｍ−１}）］…（３）

よって、例えば、図３（Ｂ）に示すように、ｓ＝ｔ＝３、Ｎ×Ｍ＝１６、ｖ＝［１０１１１１００１００１１１１０］とした場合、ｕ_１＝XOR（１，０）＝１、ｕ_２＝XOR（０，１）＝１、…、ｕ_１６＝XOR（０，１）＝０が成立し、ｕ＝［１１１０００１０１１０１０００１］となる。

ヘッダ除去部３１は、復調信号ｖのデータ系列がヘッダ部の要素を含む場合に、復調信号ｖに含まれるヘッダ部の要素を除去するとともに、復調信号ｖのデータ系列がヘッダ部の要素を含まない場合に、復号化信号ｕに含まれるヘッダ部の要素を除去し、復元信号を出力する。

具体的には、実施の形態におけるヘッダ除去部３１は、差動復号化部３２から復号化信号ｕが送られた場合、復号化信号に含まれるヘッダ部（［ｕ_１ｕ_２…ｕ_ｓ＋ｔ］）を除去して復元信号（［ｕ_{ｓ＋ｔ＋１}ｕ_{ｓ＋ｔ＋２}…ｕ_Ｎ×Ｍ］）を出力し、判定部３３から復調信号ｖが送られた場合、復調信号ｖに含まれるヘッダ部（［ｗ_ｓｙ_ｔ］＝［ｖ_１ｖ_２…ｖ_ｓ＋ｔ］_、ｗ_ｓ＝ｘ_ｓ、ｙ_ｔ＝ｚ_ｔ）を除去して復元信号（ｃ＝［ｖ_{ｓ＋ｔ＋１}ｖ_{ｓ＋ｔ＋２}…ｖ_Ｎ×Ｍ］）を出力する。

図５は、実施の形態に係る通信機が行う受信制御の動作の一例を示すフローチャートである。受信部３６は、アンテナ１０及び送受信切替部３７を介して送信信号を受信し、ベースバンド信号を生成する（ステップＳ２１０）。ＦＦＴ部３５は、ベースバンド信号を直列並列変換して生成された並列信号のＦＦＴを行い、変換データを生成する（ステップＳ２２０）。復調部３４は、変換データを１次変調方式で復調し、復調信号ｖを生成する（ステップＳ２３０）。判定部３３は、復調信号ｖのデータ系列がヘッダ部の要素を含むか否かを判定する（ステップＳ２４０）。

差動復号化部３２は、復調信号ｖのデータ系列がヘッダ部の要素を含まない場合（ステップＳ２４０；Ｎ）、復調信号ｖのデータ系列を差動復号化し、復号化信号ｕを生成する（ステップＳ２５０）。ヘッダ除去部３１は、復調信号ｖのデータ系列がヘッダ部の要素を含む場合（ステップＳ２４０；Ｙ）、復調信号ｖに含まれるヘッダ部（［ｖ_１ｖ_２…ｖ_ｓ＋ｔ］）を除去して復元信号（［ｖ_{ｓ＋ｔ＋１}ｖ_{ｓ＋ｔ＋２}…ｖ_Ｎ×Ｍ］）を出力し、復調信号ｖのデータ系列がヘッダ部の要素を含まない場合（ステップＳ２４０；Ｎ、ステップＳ２５０）、復号化信号ｕに含まれるヘッダ部（［ｕ_１ｕ_２…ｕ_ｓ＋ｔ］）を除去して復元信号（［ｕ_{ｓ＋ｔ＋１}ｕ_{ｓ＋ｔ＋２}…ｕ_Ｎ×Ｍ］）を出力し（ステップＳ２６０）、処理を終了する。

以上説明したとおり、本発明の実施の形態に係る通信機１によれば、入力信号にヘッダ部が付与された第１信号ａと、第１信号ａが差動符号化された第２信号ｂとに基づく２つのベースバンド信号から選択されたＰＡＰＲが低いベースバンド信号に応じた送信信号が送信される。この結果、本発明の実施の形態に係る通信機１は、ＯＦＤＭ通信方式において、入力信号に基づくベースバンド信号に応じた送信信号を送信する従来の通信機に比べて、ＰＡＰＲを低減することができる。

（具体例）
次に、シミュレーションにより実施の形態に係る発明の効果を説明する。

（シミュレーション１）
まず、実施の形態に係る通信機１のＰＡＰＲと従来技術の通信機のＰＡＰＲとを比較するシミュレーションを行った。具体的には、まず、実施の形態に係る通信機１と従来技術の通信機とについて、１次変調方式をＱＰＳＫとし、ＦＦＴサイズを２０４８として、入力信号にランダム信号を用いてベースバンド信号を生成し、ＰＡＰＲの算出を繰り返した。そして、実施の形態に係る通信機１と従来技術の通信機とのＰＡＰＲのＣＣＤＦ（Complementary Cumulative Distribution Function：相補累積分布関数）特性、すなわち高いＰＡＰＲの発生確率の特性を比較した。なお、このシミュレーションにおいて、実施の形態に係る通信機１は、第１ヘッダ部ｘ_ｓの要素数ｓを１５個、第２ヘッダ部ｚ_ｔの要素数ｔを５個に固定し（ｓ＝１５、ｔ＝５、ｘ_ｓ＝［１１１１１１１１１１１１１１１］ｚ_ｔ＝［０００００］）、残りの４０７６（２×２０４８−２０＝４０７６）ビットを入力信号（ランダム信号）ｄとし、図４に示す送信制御の処理を行った。また、従来技術の通信機は、上述の送信制御の処理を行わずに、４０９６（２×２０４８＝４０９６）ビットの入力信号（ランダム信号）を１次変調方式で変調した信号を直並列変換し、ＩＦＦＴを行ってベースバンド信号を生成する処理を行った。

図６は、実施の形態に係る通信機におけるＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性の一例を示す図である。図６に示すシミュレーション１の結果としての折れ線グラフの横軸はＰＡＰＲ（単位：ｄＢ）、縦軸はＰＡＰＲのＣＣＤＦである。実施の形態に係る通信機１のＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性を実線のグラフで示し、従来技術の通信機のＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性を破線のグラフで示す。図６に示すように、実施の形態に係る通信機１は、従来技術の通信機よりも、ＣＣＤＦ特性、すなわち、高いＰＡＰＲが発生する割合が低減されていることがわかる。すなわち、実施の形態に係る通信機１のＰＡＰＲは、従来技術の通信機のＰＡＰＲよりも、低減されていることがわかる。

（シミュレーション２）
次に、実施の形態に係る通信機１において入力信号を固定しつつヘッダ部の要素数を変化させてＰＡＰＲを比較するシミュレーションを行った。具体的には、４０９０ビットの入力信号ｄ（ｄ＝［ｄ_１ｄ_２…ｄ_４０９０］）をランダムに１種類だけ予め選択しておき、第２ヘッダ部ｚ_ｔの要素数ｔを５個に固定し、第１ヘッダ部ｘ_ｓの要素数ｓを１個から１０００個まで変化させて、１個の入力信号について１０００個のヘッダ部を用いて１０００個のベースバンド信号を生成し、ＰＡＰＲの算出を繰り返した。なお、このシミュレーションにおいて、４０９６ビットの第１信号ａを生成する方法として、第１ヘッダ部ｘ_ｓの要素を１個ずつ増加させる度に入力信号を１ビット目の要素から１個ずつ減少させる方法を採用した。すなわち、ｓ＝１のときｄ＝［ｄ_１ｄ_２…ｄ_４０９０］、ｓ＝２のときｄ＝［ｄ_２ｄ_３…ｄ_４０９０］、…、ｓ＝１０００のときｄ＝［ｄ_１００１ｄ_１００２…ｄ_４０９０］として第１信号ａを生成し、ベースバンド信号を生成した。

図７は、実施の形態に係る通信機におけるヘッダ部とＰＡＰＲとの関係の一例を示す図である。図７に示すシミュレーション２の結果としての折れ線グラフの横軸は第１ヘッダ部ｘ_ｓの要素数ｓ（単位：個）、縦軸はＰＡＰＲ（単位：ｄＢ）である。図７に示す結果では、実施の形態に係る通信機１は、第１ヘッダ部ｘ_ｓの要素数ｓがおよそ３０個程度のときにＰＡＰＲが最小となっていることがわかる。さらに、上記シミュレーション２を繰り返した結果、第１ヘッダ部ｘ_ｓの要素数ｓが１から２００個程度のときにＰＡＰＲが減少する傾向があり、それ以降のときにＰＡＰＲが増加してゆく傾向があることがわかった。

（シミュレーション３）
次に、実施の形態に係る通信機１において入力信号を固定せずにヘッダ部の要素数を変化させて低いＰＡＰＲが発生する割合が高いヘッダ数を特定するシミュレーションを行った。具体的には、４０９０ビットの入力信号ｄを１０００個だけランダムに予め選択しておき、第２ヘッダ部ｚ_ｔの要素数ｔを５個に固定し、第１ヘッダ部ｘ_ｓの要素数ｓを１個から３００個まで変化させて、１０００個の入力信号について３００個のヘッダ部を用いて３００個のベースバンド信号をそれぞれ生成し、ＰＡＰＲの算出を繰り返し、各入力信号について最小のＰＡＰＲとなるヘッダ部を特定した。なお、このシミュレーションにおいて、４０９６ビットの第１信号ａを生成する方法は上述したシミュレーション２の方法と同様である。

図８は、実施の形態に係る通信機におけるヘッダ部と最小のＰＡＰＲの発生確率との関係の一例を示す図である。図８に示すシミュレーション３の結果としてのヒストグラムのグラフの横軸は第１ヘッダ部ｘ_ｓの要素数ｓ（単位：個）、縦軸は発生確率である。図８に示すように、実施の形態に係る通信機１では、第１ヘッダ部ｘ_ｓの要素数ｓが１個から２００個までの最小のＰＡＰＲの発生確率は高く、２０１個以降の最小のＰＡＰＲの発生確率は、殆ど０であることがわかる。この結果、実施の形態に係る通信機１は、第１ヘッダ部ｘ_ｓの要素数ｓを２０１個以上に設定してもＰＡＰＲが低減される効果が小さくなることがわかる。

（シミュレーション４）
次に、実施の形態に係る通信機１のヘッダ部の要素数を変化させたときの最小のＰＡＰＲと従来技術の通信機のＰＡＰＲとを比較するシミュレーションを行った。具体的には、４０９６ビットの入力信号ｄをランダムに選択し、第２ヘッダ部ｚ_ｔの要素数ｔを５個に固定し、第１ヘッダ部ｘ_ｓの要素数ｓを１個から２００個まで変化させて、入力信号について２００個のヘッダ部を用いて２００個のベースバンド信号をそれぞれ生成し、算出した最小のＰＡＰＲを特定する処理を繰り返した。なお、このシミュレーションにおいて、従来技術の通信機では、選択された４０９６ビットの入力信号ｄ（ｄ＝［ｄ_１ｄ_２…ｄ_４０９６］）を用いてベースバンド信号を生成するのに対して、実施の形態に係る通信機１では、４０９６ビットの入力信号ｄのうちの１ビット目から４０９０ビット目までの要素（［ｄ_１ｄ_２…ｄ_４０９０］）を用いて４０９６ビットの第１信号ａを生成し、ベースバンド信号を生成した。また、４０９６ビットの第１信号ａを生成する方法は上述したシミュレーション２、３の方法と同様である。

図９は、実施の形態に係る通信機における最小のＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性の一例を示す図である。図９に示すシミュレーション４の結果としての折れ線グラフの横軸はＰＡＰＲ（単位：ｄＢ）、縦軸はＰＡＰＲのＣＣＤＦである。実施の形態に係る通信機１のＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性を実線のグラフで示し、従来技術の通信機のＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性を破線のグラフで示す。図９に示すように、実施の形態に係る通信機１は、従来技術の通信機よりも、ＣＣＤＦ特性が更に低減されていることがわかる。具体的には、図６の実線及び図９の実線に示すように、実施の形態に係る通信機１のＰＡＰＲは、最小のＰＡＰＲとなる第１ヘッダ部ｘ_ｓを選択した場合、第１ヘッダ部ｘ_ｓを１５ビットに固定した場合よりも、同じ値のＣＣＤＦとなるＰＡＰＲが０．５〜１．０［ｄＢ］程度低減されていることがわかる。この結果、実施の形態に係る通信機１のＰＡＰＲは、最小のＰＡＰＲとなるように第１ヘッダ部ｘ_ｓを選択すれば、第１ヘッダ部ｘ_ｓを１５ビットに固定するよりも、０．５〜１．０［ｄＢ］程度の低減効果があることがわかる。

（シミュレーション５）
最後に、実施の形態に係る通信機１においてヘッダ部の要素数を固定したときのＢＥＲ（Bit Error Rate：符号誤り率）特性を特定するシミュレーションを行った。具体的には、上述のシミュレーション１と同様に、第１ヘッダ部ｘ_ｓの要素数ｓを１５個、第２ヘッダ部ｚ_ｔの要素数ｔを５個に固定し、残りの４０７６（２×２０４８−２０＝４０７６）ビットを入力信号（ランダム信号）ｄとし、図４、図５に示す送信制御及び受信制御の処理を行った上で、ＢＥＲの算出を繰り返した。

図１０は、実施の形態に係る通信機におけるＢＥＲ特性の一例を示す図である。図１０に示すシミュレーション５の結果としての折れ線グラフの横軸はＥｂ／Ｎｏ（Erectric Bit to Noise：信号対雑音比）（単位：ｄＢ）、縦軸はＢＥＲである。実施の形態に係る通信機１のＢＥＲ特性を実線のグラフで示し、従来技術の通信機のＢＥＲ特性を破線のグラフで示す。図１０に示すように、実施の形態に係る通信機１は、従来技術の通信機よりも、同じ値のＥｂ／ＮｏのときのＢＥＲが増加しており、ＢＥＲ特性が劣化していることがわかる。

この結果ついては、実施の形態に係る通信機１が第１信号ａを差動符号化して第２信号ｂを生成していることが原因であると考えられる。すなわち、第２信号ｂに基づくベースバンド信号のＰＡＰＲが低くなり送信信号が生成されて送受信された場合において、復調信号ｖを差動復号化して復号化信号ｕを生成するときに、復調信号ｖの１ビット誤りが差動復号化によって２ビットの誤りになるためであると考えられる。

例えば、第１信号ａをａ＝［１１１０００１］、第２信号ｂをｂ＝［１０１１１１０］とし（式（２）参照）、第２信号ｂに基づくベースバンド信号のＰＡＰＲが低くなる場合について考える。このとき、復調信号ｖがｖ＝ｂ＝［１０１１１１０］であれば差動復号化すると、ｕ＝XOR（［１０１１１１０］，［０１０１１１１］）＝［１１１０００１］＝ａとなる。しかしながら、復調信号ｖの３ビット目の要素ｖ_３が誤っておりｖ＝［１００１１１０］であれば差動復号化すると、ｕ＝XOR（［１００１１１０］，［０１００１１１］）＝［１１０１００１］となる。この結果、復号化信号ｕと第１信号ａとは３ビット目の要素ｕ_３だけでなく４ビット目の要素ｕ_４も誤りとなり、復調信号ｖの３ビット目の要素ｖ_３の誤りが復号化信号ｕでは４ビット目の要素ｕ_４にまで伝搬してしまうことがわかる。

上述のシミュレーションにより、実施の形態に係る発明においては、上述の送受信の制御を実行することで、従来技術よりもＢＥＲ特性は劣化する虞はあるがＰＡＰＲを低減することができることがわかる。
なお、実施の形態に係る通信機１は、ヘッダ部を付与する必要があるため、従来技術の通信機に比べ、通信効率（伝送率）がヘッダ部の分だけ劣化することは、シミュレーションを実行しなくても明らかである。例えば、シミュレーション３、４に示す実施の形態に係る通信機１は、第１ヘッダ部ｘ_ｓの要素数ｓが最大２００個、第２ヘッダ部ｚ_ｔの要素数ｔが５個であるため、ヘッダ部の要素数は最大２０５個となる。この場合、伝送率は最大で約５％劣化することがわかる（（２０５／４０９６）×１００≒５［％］）。

この結果、実施の形態に係る通信機１は、従来技術の通信機に比べ、ヘッダ部の分だけ通信効率が劣化してＢＥＲ特性も劣化する虞はあるがＰＡＰＲを低減することができ、より良いＣＣＤＦ特性で送信信号を送受信できる。

なお、本発明の実施の形態は上述の実施の形態に限られない。
実施の形態に係る通信機１では、ヘッダ付与部１１が入力信号ｄの最初の１ビット目の要素ｄ_１の前にヘッダ部を付与し、ヘッダ除去部３１がヘッダ部を除去したが、これに限定されず、例えば、ヘッダ付与部１１及びヘッダ除去部３１に替えて、フッタ付与部（識別付与部）が入力信号ｄの最後の（Ｎ×Ｍ−ｓ−ｔ）ビット目の要素ｄ_{Ｎ×Ｍ−ｓ−ｔ}の後にフッタ部（識別データ）を付与し、フッタ除去部（識別除去部）がフッタ部を除去してもよい。また、実施の形態に係る通信機１は、ヘッダ部のみを付与・除去しているが、例えば、ヘッダ部だけでなくフッタ部も付与・除去する構成としてもよい。

また、ヘッダ付与部１１で付与するヘッダ部については、第１ヘッダ部をｓ個の要素が全て１のデータ系列とし、第２ヘッダ部をｔ個の要素が全て０のデータ系列としたが（ｘ_ｓ＝［１１…１］、ｚ_ｔ＝［００…０］）、これに限定されず、例えば、第１ヘッダ部をｓ個の要素が全て０のデータ系列とし、第２ヘッダ部をｔ個の要素が全て１のデータ系列としてもよい（ｘ_ｓ＝［００…０］、ｚ_ｔ＝［１１…１］）。また、例えば、第１ヘッダ部をｓ個の要素のうちの最初と最後の要素のみが１で残りの要素が全て０のデータ系列とし、第２ヘッダ部をｔ個の要素のうちの最初と最後の要素のみが０で残りの要素が全て１のデータ系列としてもよい（ｘ_ｓ＝［１０…０１］、ｚ_ｔ＝［０１…１０］）。

また、ヘッダ部については、第２ヘッダ部ｚ_ｔの要素数ｔの個数を送信側と受信側の通信機１で予め設定しておくことにより、ヘッダ除去部３１で連続する０の個数から第２ヘッダ部ｚ_ｔを特定してヘッダ部を全て除去できるため、第１ヘッダ部ｘ_ｓの要素数ｓを任意の個数に可変することができる。このため、例えば、送信側と受信側の通信機１において第２ヘッダ部ｚ_ｔの要素数ｔを５個に予め設定し、第１ヘッダ部ｘ_ｓの要素数ｓを任意の個数としてもよい。この場合、第１ヘッダ部ｘ_ｓの要素数ｓは、より良いＣＣＤＦ特性となりＰＡＰＲが低減される可能性が高い１個から２００個までの間の範囲で設定されることが好ましい。さらに、送信側の通信機１は、入力信号ｄが入力される度に１個から２００個までの間でＰＡＰＲが最小となる第１ヘッダ部ｘ_ｓの要素数ｓを特定し、特定した要素数ｓの第１ヘッダ部ｘ_ｓと予め設定された要素数ｔ（例えば、５個）の第２ヘッダ部ｚ_ｔとからなるヘッダ部を入力信号ｄに付与して送信信号を生成してもよい。このようにすることで、常に最小のＰＡＰＲとなるベースバンド信号で生成した送信信号を送受信できる。

また、差動復号化部１２及び差動復号化部３２において、１ビット目の要素との排他的論理和を演算する初期値は０に限られず、１であってもよい。また、差動符号化部１２は、第１信号ａの１ビット目の要素（ａ_１＝１）から（Ｎ×Ｍ）ビット目の要素（ａ_Ｎ×Ｍ＝ｄ_{Ｎ×Ｍ−ｓ−ｔ}）要素まで順番に、１ビット前の排他的論理和がなされた各要素との排他的論理和を要素とする第２信号を生成したが、第２信号の生成方法はこれに限定されず、例えば、初期値０を２つ用いて、２ビット前の排他的論理和がなされた各要素との排他的論理和を要素とする第２信号を生成してもよい。この場合、差動復号化部３２は、復調信号ｖの１ビット目の要素ｖ_１から（Ｎ×Ｍ）ビット目の要素ｖ_Ｎ×Ｍ要素まで順番に、初期値０を２つ用いて、２ビット前の各要素との排他的論理和を要素とする復号化信号を生成する必要がある。

また、変調部１３及び復調部３４の１次変調方式は、ＱＰＳＫに限られず、ＱＰＳＫ以外のＰＳＫ（Phase Shift Keying：位相偏移変調）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation：直角位相振幅変調）等を用いてもよい。
また、ＩＦＦＴ部１４は、ＩＦＦＴの代わりにＩＤＦＴを行うようにしてもよいし、ＦＦＴ部３５は、ＦＦＴの代わりにＤＦＴを行うようにしてもよい。また、ＩＦＦＴ部１４は、第１変調データと第２変調データとを直並列変換を行っているが、ＩＦＦＴ部１４以外で行ってもよく、例えば、変調部１３で行うようにしてもよい。また、ＦＦＴ部３５は、ベースバンド信号の直列並列変換を行っているが、ＦＦＴ部３５以外で行ってもよく、例えば、受信部３６で行うようにしてもよい。

１ 通信機
１０ アンテナ
１１ ヘッダ付与部
１２ 差動符号化部
１３ 変調部
１４ ＩＦＦＴ部
１５ 選択部
１６ 送信部
２０ コントローラ
２１ ＣＰＵ
２２ Ｉ／Ｏ
２３ ＲＡＭ
２４ ＲＯＭ
３１ ヘッダ除去部
３２ 差動復号化部
３３ 判定部
３４ 復調部
３５ ＦＦＴ部
３６ 受信部
３７ 送受信切替部

Claims (8)

1. 直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
   入力信号に所定の識別データを付与し、第１信号を生成する識別付与手段と、
   前記第１信号の要素数と同数のデータの集合であるデータ系列を差動符号化し、第２信号を生成する差動符号化手段と、
   前記第１信号と前記第２信号とを１次変調方式でそれぞれ変調し、第１変調データと第２変調データとを生成する変調手段と、
   前記第１変調データと前記第２変調データとの逆高速フーリエ変換をそれぞれ行い、第１逆変換データと第２逆変換データとを生成するＩＦＦＴ手段と、
   前記第１逆変換データに基づくベースバンド信号から算出されたピーク対平均電力比と、前記第２逆変換データに基づくベースバンド信号から算出されたピーク対平均電力比とを比較してピーク対平均電力比の低いベースバンド信号を選択する選択手段と、
   選択された前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信手段と、
   を備えることを特徴とする通信機。
2. 前記識別データは、要素数が任意の第１識別データと所定の要素数の第２識別データとを備え、
   前記第１信号のデータ系列は、前記第２識別データの要素数に基づいて、入力信号の要素と前記識別データの要素とを特定可能である
   ことを特徴とする請求項１に記載の通信機。
3. 前記第１識別データの要素は、全て１又は全て０であり、
   前記第２識別データの要素は、前記第１識別データの要素が全て１であれば全て０であり、前記第１識別データの要素が全て０であれば全て０である
   ことを特徴とする請求項２に記載の通信機。
4. 前記識別データの要素数は、前記ベースバンド信号のピーク対平均電力比が低くなる確率に基づいて設定されている
   ことを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項に記載の通信機。
5. 直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
   送信信号を受信し、ベースバンド信号を生成する受信手段と、
   前記ベースバンド信号を直列並列変換して生成された並列信号の高速フーリエ変換を行い、変換データを生成するＦＦＴ手段と、
   前記変換データを１次変調方式で復調し、復調信号を生成する復調手段と、
   前記復調信号の要素数と同数のデータの集合であるデータ系列が所定の識別データの要素を含むか否かを判定する判定手段と、
   前記復調信号のデータ系列が前記識別データの要素を含まない場合に、前記復調信号のデータ系列を差動復号化し、復号化信号を生成する差動復号化手段と、
   前記復調信号のデータ系列が前記識別データの要素を含む場合に、前記復調信号に含まれる前記識別データの要素を除去するとともに、前記復調信号のデータ系列が前記識別データの要素を含まない場合に、前記復号化信号に含まれる前記識別データの要素を除去し、復元信号を出力する識別除去手段と、
   を備えることを特徴とする通信機。
6. 前記識別データは、要素数が任意の第１識別データと所定の要素数の第２識別データとを備え、
   前記識別除去手段は、前記第２識別データの要素数に基づいて、前記復調信号及び前記復号化信号の各データ系列に前記識別データの要素が含まれているか否かを特定する
   ことを特徴とする請求項５に記載の通信機。
7. 直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
   入力信号に所定の識別データを付与し、第１信号を生成する識別付与ステップと、
   前記第１信号の要素数と同数のデータの集合であるデータ系列を差動符号化し、第２信号を生成する差動符号化ステップと、
   前記第１信号と前記第２信号とを１次変調方式でそれぞれ変調し、第１変調データと第２変調データとを生成する変調ステップと、
   前記第１変調データと前記第２変調データとの逆高速フーリエ変換をそれぞれ行い、第１逆変換データと第２逆変換データとを生成するＩＦＦＴステップと、
   前記第１逆変換データに基づくベースバンド信号から算出されたピーク対平均電力比と、前記第２逆変換データに基づくベースバンド信号から算出されたピーク対平均電力比とを比較してピーク対平均電力比の低いベースバンド信号を選択する選択ステップと、
   選択された前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信ステップと、
   を備えることを特徴とする通信方法。
8. 直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
   送信信号を受信し、ベースバンド信号を生成する受信ステップと、
   前記ベースバンド信号を直列並列変換して生成された並列信号の高速フーリエ変換を行い、変換データを生成するＦＦＴステップと、
   前記変換データを１次変調方式で復調し、復調信号を生成する復調ステップと、
   前記復調信号の要素数と同数のデータの集合であるデータ系列が所定の識別データの要素を含むか否かを判定する判定ステップと、
   前記復調信号のデータ系列が前記識別データの要素を含まない場合に、前記復調信号のデータ系列を差動復号化し、復号化信号を生成する差動復号化ステップと、
   前記復調信号のデータ系列が前記識別データの要素を含む場合に、前記復調信号に含まれる前記識別データの要素を除去するとともに、前記復調信号のデータ系列が前記識別データの要素を含まない場合に、前記復号化信号に含まれる前記識別データの要素を除去し、復元信号を出力する識別除去ステップと、
   を備えることを特徴とする通信方法。

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