JP2014199736A - 高周波電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 高周波信号発生器に異常が生じて、設定周波数に対する実際の出力周波数の誤差が生じたとしても、その異常が分からなかった。【解決手段】 進行波電力出力部３０から出力された進行波電力を方向性結合器５０で検出し、検出した進行波検出信号Ｖｆをフィルタ１００に送る。フィルタ１００の出力は、入力信号Ｖｉｎとして周波数情報検出部１１０に入力されて周波数情報が検出される。異常判定部１２０は、周波数設定部１０から出力された設定周波数ｆｓｅｔと周波数情報検出部１１０から出力された周波数移動平均値情報Ｆａｖｅ［ｔ］とを入力し、設定周波数ｆｓｅｔと周波数移動平均値情報Ｆａｖｅ［ｔ］との差の絶対値が、予め定めた閾値を超えたときに異常と判定し、異常信号Ｆｅｒｒを出力する。高周波信号発生器２０等に異常が生じた場合に、その異常を検出することができる。【選択図】 図１

Description

本発明は、例えばプラズマエッチング、プラズマＣＶＤを行うプラズマ処理装置等の負荷に電力を供給する高周波電源装置に関するものである。

図６は、高周波電源装置が適用される高周波電力供給システムの一例を示す図である。この高周波電力供給システムは、半導体ウエハや液晶基板等の被加工物に対して進行波電力を供給して、例えばプラズマエッチングといった加工処理を行うものである。この高周波電力供給システムは、高周波電源装置１、伝送線路２、インピーダンス整合器３、負荷接続部４及び負荷５で構成されている。なお、インピーダンス整合器３を用いない構成にしてもよい。

高周波電源装置１は、高周波信号発生器（発振器）から出力される高周波信号を増幅し、無線周波数帯域の出力周波数を有する進行波電力を出力して負荷５に供給するための装置である。高周波電源装置１から出力された進行波電力は、同軸ケーブルからなる伝送線路２及びインピーダンス整合器３及び遮蔽された銅板からなる負荷接続部４を介して負荷５に供給される。なお、一般にこの種の高周波電源装置では、数百ｋＨｚ以上の周波数（例えば、１３ＭＨｚ，４０ＭＨｚ等の周波数）を有する進行波電力を出力している。
なお、高周波電源装置１から負荷５に向かう高周波電力を進行波電力ＰＦといい、負荷５で反射されて高周波電源装置側に戻ってくる高周波電力を反射波電力ＰＲという。

インピーダンス整合器３は、高周波電源装置１と負荷５とのインピーダンスを整合させるものである。より具体的には、例えば高周波電源装置１の出力端から高周波電源装置１側を見たインピーダンス（出力インピーダンス）が例えば５０Ωに設計され、高周波電源装置１が、特性インピーダンス５０Ωの伝送線路２でインピーダンス整合器３の入力端に接続されているとすると、インピーダンス整合器３は、当該インピーダンス整合器３の入力端から負荷５側を見たインピーダンスを５０Ωに変換させるものである。

負荷５は、加工部を備え、その加工部の内部に搬入したウエハ、液晶基板等の被加工物を加工（エッチング、ＣＶＤ等）するための装置である。この負荷５は、被加工物を加工するために、加工部にプラズマ放電用ガスを導入し、そのプラズマ放電用ガスに高周波電源装置１から供給された進行波電力（電圧）を印加することによって、上記のプラズマ放電用ガスを放電させて非プラズマ状態からプラズマ状態にしている。そして、プラズマを利用して被加工物を加工している。

特開２００６−３１０２４５号

図６に示した高周波電源装置では、図示しない直流電源、高周波信号発生器（発振器）、増幅素子等を有し、高周波信号発生器から出力される高周波信号を、直流電源から出力される直流電力を用いて増幅素子によって増幅し、無線周波数帯域の出力周波数を有する進行波電力を出力している。高周波信号発生器から出力される高周波信号の周波数は、固定値の場合もあるし、変化させる場合もある。変化させる場合は、例えば、特許文献１のように反射波電力が小さくなるように変化させる。いずれにしても、設定周波数通りの出力周波数を有する進行波電力を出力している。そして、高周波電源装置１から設定周波数通りの出力周波数を有する進行波電力が出力されるのであれば、被加工物は正常に加工できる。

しかし、高周波信号発生器に異常が生じる等の何らかの原因で、設定周波数に対して実際の出力周波数に誤差が生じる可能性が絶対に無いとは言えない。もし、設定周波数に対して実際の出力周波数に誤差が生じた場合、負荷のインピーダンスに変動が生じる。そのため、設定周波数に対して実際の出力周波数に誤差が生じた場合、被加工物が正常に加工できない恐れがある。ところが、従来の高周波電源装置では、たとえ高周波信号発生器に異常が生じて、設定周波数に対して実際の出力周波数に誤差が生じたとしても、その異常を判定する手段が設けられていなかった。

そこで、本発明は、設定周波数に対して実際の出力周波数に誤差が生じていないかを判定する手段を設けた高周波電源装置を提供することを目的としている。

第１の発明によって提供される高周波電源装置は、
進行波電力を負荷に向けて出力する高周波電源装置において、
設定周波数に基づいて所定の周波数を有する高周波信号を発生させる高周波信号発生手段と、
直流電源及び増幅素子を内部に有し、前記高周波信号発生手段から出力する高周波信号を、前記直流電源から出力される直流電力を用いて前記増幅素子によって増幅し、進行波電力として出力する進行波電力出力手段と、
前記高周波信号発生手段から出力する高周波信号又はこの高周波信号と同じ周波数を有する高周波信号をアナログの正弦波信号Ｖ_ｉｎとして入力し、この正弦波信号Ｖ_ｉｎの周波数を検出し、その周波数情報を出力する周波数情報検出手段と、
前記高周波信号発生手段から出力する高周波信号の設定周波数と前記周波数情報検出手段から出力された周波数情報が示す周波数との差の絶対値が、予め定めた閾値を超えたときに、異常と判定する異常判定部と、
を備えている。

第２の発明によって提供される高周波電源装置は、
前記周波数情報検出手段の前段に、高周波信号から高調波成分を除去するフィルタを更に備え、前記周波数情報検出手段は、前記フィルタの出力をアナログの正弦波信号Ｖ_ｉｎとして入力することを特徴としている。

第３の発明によって提供される高周波電源装置は、前記周波数情報検出手段に関するものであり、
前記周波数情報検出手段は、
前記フィルタから出力されたアナログの正弦波信号Ｖ_ｉｎを、予め定めたサンプリング周期（サンプリング周波数ｆ_ｓの逆数：１／ｆ_ｓ）でデジタル信号に変換することによって得られる時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］を順次出力することにより、複数のサンプリングデータで構成される正弦波信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、
時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］を微分した余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））の推定値を、時刻［ｔ−１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ−１］、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］及び既知の値を用いて演算する余弦値推定部と、
時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］を正弦要素（ｓｉｎ要素）とし、前記余弦値推定部２０で推定された時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））を余弦要素（ｃｏｓ要素）として、逆正接関数（ｔａｎ^−１）を用いて時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））の位相α［ｔ］を演算する位相推定部と、
前記位相推定部で演算された時刻［ｔ−１］における位相α［ｔ−１］及び時刻［ｔ］における位相α［ｔ］に基づいて、時刻［ｔ］における位相変位量Δα［ｔ］を演算する位相変位量演算部と、
前記位相変位量演算部で演算された時刻［ｔ］における位相変位量Δα［ｔ］に基づいて、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの周波数推定値情報を演算する周波数推定部と、
前記周波数推定部で演算された時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの周波数推定値情報の移動平均値を演算する移動平均部と、
を備えている。

第４の発明によって提供される高周波電源装置は、前記余弦値推定部に関するものであり、
前記余弦値推定部は、入力信号Ｖ_ｉｎの設定周波数ｆ_ｓｅｔ（＝前記高周波信号発生手段から出力する高周波信号の設定周波数）を用いて演算される定数をＫとしたときに、余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））を下式によって演算することを特徴としている。
ｃｏｓ（α［ｔ］）＝Ｋ・｛Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］−Ｖ_ｉｎ［ｔ−１］｝

第５の発明によって提供される高周波電源装置は、
前記定数Ｋを下式によって演算することを特徴としている。
Ｋ＝１／｛２ｓｉｎ（２π・（ｆ_ｓｅｔ／ｆ_ｓ）［ｔ］）｝

第６の発明によって提供される高周波電源装置は、
前記進行波電力出力手段と負荷との間に挿入されて、その挿入された位置における電気情報を検出し、電気情報検出信号として出力する電気情報検出手段と、
前記電気情報検出手段から出力された電気情報検出信号に基づいて進行波電力検出値を演算する進行波電力値演算手段と、
前記進行波電力出力手段から出力させる進行波電力の出力設定値を設定する出力設定手段と、
前記進行波電力検出値が前記出力設定値と等しくなるように、前記高周波信号発生手段又は前記進行波電力出力手段を制御する出力電力制御手段と、
を、更に備えている。

本発明によれば、高周波信号発生手段等に異常が生じて、設定周波数に対して実際の周波数に誤差が生じた場合に、その異常を検出することができる。

第１実施形態の高周波電源装置１の構成例である。 周波数情報検出部１１０の構成例である。 入力信号Ｖ_ｉｎの周波数ｆ_ｉｎが設定周波数ｆ_ｓｅｔからずれていると想定した場合に、移動平均部１１６から出力される差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆ_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］のシミュレーション結果である。 入力信号Ｖ_ｉｎの周波数ｆ_ｉｎが設定周波数ｆ_ｓｅｔからずれていると想定した場合に、移動平均部１１６から出力される差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆ_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］の他のシミュレーション結果である。 第２実施形態の高周波電源装置１の構成例である。 高周波電源装置が適用される高周波電力供給システムの一例を示す図である。

以下、図面を参照して本発明の実施形態を詳細に説明する。なお、従来と同一又は同様の構成には、同一符号を付している。

［第１実施形態］
図１は、第１実施形態の高周波電源装置１の構成例である。この高周波電源装置１は、図６に示したように高周波電力供給システムに適用される。また、高周波電源装置１は、図１に示すように、周波数設定部１０、高周波信号発生器２０、進行波電力出力部３０、ローパスフィルタ４０、方向性結合器５０、進行波電力演算部６０、反射波電力演算部７０、出力設定部８０、出力制御部９０、フィルタ１００、周波数情報検出部１１０及び異常判定部１２０を備えている。また説明を簡略化するため、高周波電源装置１の符号は図６と同じにしている。

なお、周波数情報検出部１１０は周波数情報検出手段の一例であり、高周波信号発生器２０は高周波信号発生手段の一例であり、進行波電力出力部３０は進行波電力出力手段の一例であり、方向性結合器５０は電気情報検出手段の一例であり、進行波電力演算部６０は進行波電力値演算手段の一例であり、出力設定部８０は出力設定手段の一例であり、出力制御部９０は出力電力制御手段の一例であり、周波数情報検出部１１０は周波数情報検出手段の一例であり、異常判定部１２０は異常判定手段の一例である。

周波数設定部１０は、高周波信号発生器２０から出力する高周波信号の設定周波数ｆ_ｓｅｔ（周波数の設定値）を設定し、その設定周波数ｆ_ｓｅｔを出力する。設定周波数ｆ_ｓｅｔは、固定値でもよいし、可変値でもよい。固定値の場合は、例えば、設定周波数ｆ_ｓｅｔが１３．５６ＭＨｚに設定される。可変値の場合は、例えば、特許文献１のように、後述する反射波電力演算部７０から出力される反射波検出信号Ｖｒが小さくなるように設定周波数ｆ_ｓｅｔを変化させる。そのため、反射波検出信号Ｖｒを入力している。制御方法は公知であるので説明を省略する。また、設定周波数ｆ_ｓｅｔは、外部の装置から入力してもよい。また、設定周波数ｆ_ｓｅｔの代わりに角周波数の設定値（設定角周波数）を出力してもよいが、以下では、設定周波数ｆ_ｓｅｔを用いて説明する。

高周波信号発生器２０は、周波数設定部１０から出力された設定周波数ｆ_ｓｅｔが示す通りの周波数を有する高周波信号を発生させて出力する機能を有する発振器である。また、高周波信号の電圧レベルを外部から与える指令値(デジタルデータ)通りにすることができる。この高周波信号発生器２０には、例えば、ダイレクト・デジタル・シンセサイザー（ＤＤＳ）を用いることができる。

進行波電力出力部３０は、図示しない直流電源、増幅素子等を有し、高周波信号発生器２０から出力される高周波信号を、直流電源から出力される直流電力を用いて増幅素子によって増幅し、無線周波数帯域の出力周波数を有する進行波電力を出力するものである。この出力周波数は、進行波電力出力部３０が正常であれば、高周波信号発生器２０から出力する高周波信号の周波数と同じである。

進行波電力出力部３０から出力された進行波電力は、主に高調波を除去するためのローパスフィルタ４０、方向性結合器５０を介して負荷５に供給される。なお、進行波電力出力部３０の増幅素子としては、例えば、ＦＥＴやトランジスタ等が用いられる。また、ローパスフィルタ４０の代わりにバンドパスフィルタを用いることがある。また、ローパスフィルタ４０を省略することが可能な場合もある。

また、進行波電力出力部３０は、後述する出力制御部９０によって出力する進行波電力の大きさが制御されるが、進行波電力出力部３０の増幅方式によって制御方法が異なる。具体的には、（１）高周波信号発生器２０から出力される高周波信号の電圧レベルを調整することよって進行波電力の大きさを制御する方式と、（２）図示しない直流電源から増幅素子に与える直流電圧の大きさを調整することによって進行波電力の大きさを制御する方式がある。これらの方式は周知であるので、詳細な説明は省略する。

方向性結合器５０は、進行波電力出力部３０と負荷となる負荷５との間に挿入されて、高周波電源装置１から負荷５に向かう進行波電圧ＶＦを検出し、その検出信号を進行波検出信号Ｖ_ｆ（電気情報検出信号の一例）として出力する。この進行波検出信号Ｖ_ｆには、進行波電力出力部３０から出力される進行波電力の情報が含まれる。また、負荷で反射された反射波電圧ＶＲを検出し、その検出信号を進行波検出信号Ｖ_ｒとして出力する。この反射波検出信号Ｖ_ｒには、負荷で反射された反射波電力の情報が含まれる。

進行波電力演算部６０は、進行波検出信号Ｖ_ｆに基づいて進行波電力検出値Ｐ_ｆを演算する。なお、方向性結合器５０と進行波電力演算部６０との間に、主に高調波を除去するためのローパスフィルタ又はバンドパスフィルタを用いることがあるが、この図１では省略している。

反射波電力演算部７０は、反射波検出信号Ｖ_ｒに基づいて反射波電力検出値Ｐ_ｒを演算する。なお、方向性結合器５０と反射波電力演算部７０との間に、主に高調波を除去するためのローパスフィルタ又はバンドパスフィルタを用いることがあるが、この図１では省略している。

出力設定部８０は、進行波電力出力部３０から出力させる進行波電力の設定値である出力設定値ＰＦ_ｓｅｔを設定する。設定された出力設定値ＰＦ_ｓｅｔは、出力制御部９０に送られる。なお、出力設定値ＰＦ_ｓｅｔは、外部の装置から入力してもよいし、変更も可能である。

出力制御部９０は、内部に補償器９１を有している。また、出力制御部９０には、出力設定値ＰＦ_ｓｅｔ及び進行波電力検出値Ｐ_ｆが入力される。そして、出力設定値ＰＦ_ｓｅｔから進行波電力検出値Ｐ_ｆを減算したもの（出力設定値ＰＦ_ｓｅｔと進行波電力検出値Ｐ_ｆとの差分）が補償器９１に入力される。

補償器９１は、出力設定値ＰＦ_ｓｅｔと進行波電力検出値Ｐｆとの差分に基づいて、進行波電力検出値Ｐ_ｆと出力設定値ＰＦ_ｓｅｔとを等しくするための出力制御信号Ｐ_ｃｎｔを高周波信号発生器２０又は進行波電力出力部３０に送る。

すなわち、上記のように、進行波電力出力部３０の増幅方式には２種類あるが、このうち、（１）の高周波信号発生器２０から出力される高周波信号の電圧レベルを調整することよって進行波電力の大きさを制御する方式の場合は、出力制御信号Ｐ_ｃｎｔを高周波信号発生器２０に送る。この場合、出力制御信号Ｐ_ｃｎｔが指令値となるので、高周波信号発生器２０では、高周波信号の電圧レベルを出力制御信号Ｐ_ｃｎｔが示す通りにすることができる。これにより、進行波電力検出値Ｐ_ｆが、出力設定値ＰＦ_ｓｅｔと等しくなるように制御される。

また、（２）の図示しない直流電源から増幅素子に与えられる直流電圧の大きさを調整することによって進行波電力の大きさを制御する方式の場合は、出力制御信号Ｐ_ｃｎｔを進行波電力出力部３０に送る（図１の出力制御部９０から進行波電力出力部３０に向かう点線の矢印参照）。この場合、進行波電力出力部３０では、出力制御信号Ｐ_ｃｎｔに基づいて直流電源から増幅素子に与える直流電圧の大きさを調整するので、進行波電力検出値Ｐ_ｆが、出力設定値ＰＦ_ｓｅｔと等しくなるように制御される。なお、（２）の増幅方式の場合、高周波信号発生器２０は所定の電圧レベルで高周波信号を出力すればよい。

フィルタ１００は、ローパスフィルタ又はバンドバスであり、方向性結合器５０から出力される進行波検出信号Ｖ_ｆから高調波成分を除去し、基本周波数成分を通過させる。これにより、フィルタ１００から出力される信号は正弦波信号となり、周波数情報検出部１１０へ送られる。本明細書では、フィルタ１００から出力される信号を周波数情報検出部１１０への入力信号Ｖ_ｉｎとする。
なお、入力信号Ｖ_ｉｎは、アナログの電圧信号であるので、出力周波数をｆ、時間をｔ、位相オフセットをθ、角周波数をω（＝２π・ｆ）とすると、入力信号Ｖ_ｉｎは、式（１）のように表すことができる。なお、ここでは、正弦波信号の振幅を「１」としている。
Ｖ_ｉｎ＝ｓｉｎ（２π・ｆ・ｔ＋θ）
＝ｓｉｎ（ω・ｔ＋θ） ・・・（１）

また、方向性結合器５０から出力される進行波検出信号Ｖ_ｆに高調波成分が含まれていない場合や高調波成分の割合が非常に小さい場合は、フィルタ１００を省略することも可能である。この場合は、方向性結合器５０から出力される進行波検出信号Ｖ_ｆを入力信号Ｖ_ｉｎとして周波数情報検出部１１０に送ればよい。

また、フィルタ１００の後段には、後述するＡ／Ｄコンバータ１１１（図２参照）の入力範囲に適するように信号のレベルを変換するレベル変換回路を設けてもよいが、この図１では省略している。

フィルタ１００から出力された入力信号Ｖ_ｉｎは、周波数情報検出部１１０に入力される。周波数情報検出部１１０では、後述するように入力信号Ｖ_ｉｎの周波数移動平均値情報Ｆ_ａｖｅ［ｔ］を出力する。出力された周波数移動平均値情報Ｆ_ａｖｅ［ｔ］は、異常判定部１２０に送られる。

異常判定部１２０は、周波数設定部１０から出力された設定周波数ｆ_ｓｅｔと周波数情報検出部１１０から出力された周波数移動平均値情報Ｆ_ａｖｅ［ｔ］とを入力し、設定周波数ｆ_ｓｅｔと周波数移動平均値情報Ｆ_ａｖｅ［ｔ］との差の絶対値が、予め定めた閾値（例えば１０Ｈｚ）を超えたときに異常と判定し、異常信号Ｆ_ｅｒｒを出力する。

したがって、高周波信号発生器２０等に異常が生じて、設定周波数に対する実際の出力周波数の誤差が閾値を超えた場合に、異常と判定できるので、対策を講じることが可能となる。この第１実施形態では、高周波信号発生器２０と入力信号Ｖ_ｉｎの元となる進行波検出信号Ｖ_ｆを検出する方向性結合器５０との間に進行波電力出力部３０があるので、異常が生じている箇所は、高周波信号発生器２０又は進行波電力出力部３０と推定できる。

なお、周波数設定部１０から角周波数の設定値（設定角周波数）を出力する場合は、予め定めた閾値も角周波数で表される閾値にすればよい。また、周波数情報検出部１１０から出力する周波数移動平均値情報Ｆ_ａｖｅ［ｔ］も角周波数の情報にすればよい。この場合も同様に、設定角周波数と周波数移動平均値情報Ｆ_ａｖｅ［ｔ］との差の絶対値が、予め定めた閾値を超えたときに異常と判定し、異常信号Ｆ_ｅｒｒを出力する。

また、周波数移動平均値情報Ｆ_ａｖｅ［ｔ］として、後述する差角周波数の推定値ω_ｄｉｆ［ｔ］又は差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］を周波数情報検出部１１０から出力する場合は、異常判定部１２０に設定周波数ｆ_ｓｅｔ又は設定角周波数を入力する必要はない。
またこの場合は、既に、設定周波数ｆ_ｓｅｔと周波数移動平均値情報Ｆ_ａｖｅ［ｔ］との差、又は、設定角周波数と周波数移動平均値情報Ｆ_ａｖｅ［ｔ］との差が求まっているので、それぞれの絶対値が対応する閾値を超えたときに異常と判定し、異常信号Ｆ_ｅｒｒを出力する。

また、高周波信号発生器２０から出力する高周波信号の設定周波数ｆ_ｓｅｔが固定値の場合は、周波数設定部１０を省略することも可能である。この場合、設定周波数ｆ_ｓｅｔの情報を周波数情報検出部１１０に保持させておけばよい。

図２は、周波数情報検出部１１０の構成例である。周波数情報検出部１１０は、図２に示すように、Ａ／Ｄコンバータ１１１、余弦値推定部１１２、位相推定部２３、位相変位量演算部１１４、周波数推定部１１５及び移動平均部１１６を備えている。

Ａ／Ｄコンバータ１１１は、フィルタ１００から出力されるアナログの入力信号Ｖ_ｉｎを予め定めたサンプリング周期（サンプリング周波数ｆ_ｓの逆数：１／ｆ_ｓ）でデジタル信号に変換する。Ａ／Ｄ変換されたサンプリングデータは、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］として順次出力される。これにより、交流のアナログ信号波形が、複数のサンプリングデータで構成されるデジタル信号波形に変換される。なお、フィルタ１００から出力される入力信号Ｖ_ｉｎが正弦波信号であれば、Ａ／Ｄコンバータ１１１から出力されるデジタル信号波形も正弦波信号となる。

ここで、入力信号Ｖ_ｉｎの周波数をｆ_ｉｎ、サンプリング周波数をｆ_ｓ、位相オフセットをθ’、相対角周波数をω_ｉｎ＝２π・（ｆ_ｉｎ／ｆ_ｓ）とすると、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］は、式（２）のように表すことができる。なお、ここでは、正弦波信号の振幅を「１」としている。また時間データ「ｔ」はサンプリング周期毎にインクリメントされる変数である。
Ｖ_ｉｎ［ｔ］＝ｓｉｎ（２π・（ｆ_ｉｎ／ｆ_ｓ）［ｔ］＋θ’）
＝ｓｉｎ（ω_ｉｎ［ｔ］＋θ’） ・・・・・（２）

余弦値推定部１１２は、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］を微分した余弦値「ｃｏｓ（ω_ｉｎ［ｔ］＋θ’）」の推定値を、時刻［ｔ−１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ−１］、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］及び既知の値を用いて演算する。推定した余弦値「ｃｏｓ（ω_ｉｎ［ｔ］＋θ’）」は位相推定部２３に送られる。以下、具体的に説明する。

「α［ｔ］＝ω_ｉｎ［ｔ］＋θ’＝２π・（ｆ_ｉｎ／ｆ_ｓ）［ｔ］＋θ’」とすると、時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））は、式（３）で表すことができる。
ｃｏｓ（α［ｔ］）
＝｛（２ｓｉｎ（ω_ｉｎ［ｔ］）・ｃｏｓ（α［ｔ］）｝／（２ｓｉｎ（ω_ｉｎ［ｔ］））
＝｛ｓｉｎ（α［ｔ］＋ω_ｉｎ［ｔ］）−ｓｉｎ（α［ｔ］−ω_ｉｎ［ｔ］）｝／（２ｓｉｎ（ω_ｉｎ［ｔ］））
＝｛ｓｉｎ（２ω_ｉｎ［ｔ］＋θ’）−ｓｉｎ（θ’）｝／（２ｓｉｎ（ω_ｉｎ［ｔ］）） ・・・（３）

式（２）を参照すると、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］は「ｓｉｎ（ω_ｉｎ［ｔ］＋θ’）」であるので、入力信号Ｖ_ｉｎの周波数ｆ_ｉｎが変化しなければ、サンプリング周期（１／ｆ_ｓ）毎の相対角周波数ω_ｉｎの変位量は「ω_ｉｎ［ｔ］」で一定である。したがって、式（３）の分子は、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］から、時刻［ｔ−１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ−１］を減算することを表している。

また、式（３）の分母の「ｓｉｎ（ω_ｉｎ［ｔ］）」は、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］から位相オフセットθ’を省略したものとなっている。

したがって、時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））は、時刻［ｔ−１］、［ｔ］及び［ｔ＋１］における３つの入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ−１］、Ｖ_ｉｎ［ｔ］及びＶ_ｉｎ［ｔ＋１］を用いて推定することができる。

ただし、上記のように、「ｓｉｎ（ω_ｉｎ［ｔ］）」は、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］から位相オフセットθ’を省略したものとなっているので、式（３）の分母には誤差が生じる。ここで、正弦関数の値（ｓｉｎの値）は、０を中心として±１の範囲で変化するものであるから、誤差は正になることもあれば負になることもある。

後述するように、時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））を推定した後、位相α［ｔ］を演算し、さらに位相α［ｔ］のサンプリング周期毎の位相変位量Δα［ｔ］に基づいて入力信号Ｖ_ｉｎの周波数の推定値ｆ_ｅｓｔ［ｔ］又は角周波数の推定値ω_ｅｓｔ［ｔ］を演算する。その後、演算した周波数の推定値ｆ_ｅｓｔ［ｔ］又は角周波数の推定値ω_ｅｓｔ［ｔ］の移動平均値を演算するので、式（３）の分母の誤差は、殆ど相殺される。

そこで、もともと誤差のある式（３）の分母を構成する入力信号Ｖ_ｉｎの周波数ｆ_ｉｎを、式（４）のように、設定周波数ｆ_ｓｅｔに置き換えても殆ど影響はない。ここで、設定周波数ｆ_ｓｅｔとは、入力信号Ｖ_ｉｎの設定周波数であるので、誤差も小さい。例えば、図１の例では、発振器１００から出力される高周波信号の周波数である。この設定周波数ｆ_ｓｅｔは、予め分かっているので、例えば余弦値推定部１１２に入力しておけばよい。もちろん、設定角周波数ω_ｓｅｔ（＝２π・ｆ_ｉｎ）を用いてもよい。
２ｓｉｎ（ω_ｉｎ［ｔ］）＝２ｓｉｎ（２π・（ｆ_ｉｎ／ｆ_ｓ）［ｔ］）
→ ２ｓｉｎ（２π・（ｆ_ｓｅｔ／ｆ_ｓ）［ｔ］） ・・・（４）

ここで、式（４）を構成する各要素は、全て既知の値である。そのため、「１／｛２ｓｉｎ（２π・（ｆ_ｓｅｔ／ｆ_ｓ）［ｔ］）｝」を定数Ｋで表すと、式（３）は式（５）のように変形できる。したがって、本来であれば、時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））を推定する際には、式（３）を用いる必要があるので複雑な演算が必要であるが、式（５）を用いることによって、演算式を簡略化でき、演算負荷を低減できる。
ｃｏｓ（α［ｔ］）＝Ｋ・｛ｓｉｎ（２ω_ｉｎ［ｔ］＋θ’）−ｓｉｎ（θ’）｝
＝Ｋ・｛Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］−Ｖ_ｉｎ［ｔ−１］｝ ・・・（５）

上記のように、余弦値推定部１１２は、Ａ／Ｄコンバータ１１１によってデジタル信号となった複数の入力信号Ｖ_ｉｎのデータを用いて時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））を演算する。そのため、余弦値推定部１１２は図示しないメモリを有し、そのメモリにＡ／Ｄコンバータ１１１から出力された入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］を順次記憶していく。

なお、上記のように、余弦値推定部１１２では、時刻［ｔ−１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ−１］と、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］とを用いるが、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］を用いない。しかし、後述するように位相推定部２３で行う演算には時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］を用いるので、メモリには、少なくとも瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ−１］、瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］及び瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］の連続する３つのデータを記憶しておく。

また、上記の例では、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］が余弦値推定部１１２に入力された後に、時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））を演算することができる。

位相推定部２３は、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］を正弦要素（ｓｉｎ要素）とし、時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））を余弦要素（ｃｏｓ要素）として、式（６）に示すように、逆正接関数（ｔａｎ^−１）を用いて時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））の位相α［ｔ］を演算する。この位相α［ｔ］は、±π［単位：ｒａｄ］の範囲で演算される。演算された位相α［ｔ］は、位相変位量演算部１１４に送られる。
α［ｔ］＝ｔａｎ^−１（Ｖ_ｉｎ［ｔ］／ｃｏｓα［ｔ］） ・・・（６）

なお、上記のように、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］が余弦値推定部１１２に入力された後に、時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））が演算されるので、位相α［ｔ］も、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］が余弦値推定部１１２に入力された後に演算される。また、位相α［ｔ］の演算に必要な時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］は、余弦値推定部１１２に設けたメモリから読み出せばよい。

位相変位量演算部１１４は、位相推定部２３で演算された時刻［ｔ−１］における位相α［ｔ−１］及び時刻［ｔ］における位相α［ｔ］に基づいて、時刻［ｔ］における位相変位量Δα［ｔ］を演算する。演算された位相変位量Δα［ｔ］は、周波数推定部１１５に送られる。

ここで、位相変位量演算部１１４は、時刻［ｔ−１］から時刻［ｔ］のサンプリング周期の間に生じた位相変位量Δα［ｔ］を演算するのであるが、位相推定部２３から出力される時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））の位相α［ｔ］が、上記のように±π［単位：ｒａｄ］の範囲で演算されるため、｛「α［ｔ］−α［ｔ−１］｝が正の場合は、位相変位量Δα［ｔ］を式（７）を用いて演算し、｛「α［ｔ］−α［ｔ−１］｝が負の場合は、位相変位量Δα［ｔ］を式（８）を用いて演算する。
Δα［ｔ］＝α［ｔ］−α［ｔ−１］ ・・・（７）
Δα［ｔ］＝（α［ｔ］−α［ｔ−１］）＋２π ・・・（８）

なお、上記のように、位相変位量演算部１１４は、位相推定部２３によって演算された時刻［ｔ−１］における位相α［ｔ−１］及び時刻［ｔ］における位相α［ｔ］を用いて時刻［ｔ］における位相変位量Δα［ｔ］を演算するので、位相変位量演算部１１４は、図示しないメモリを有し、そのメモリに位相推定部２３から出力された位相α［ｔ］を順次記憶していく。このメモリには、少なくとも時刻［ｔ−１］における位相α［ｔ−１］及び時刻［ｔ］における位相α［ｔ］を記憶しておく。

また、上記のように、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］が余弦値推定部１１２に入力された後に、時刻［ｔ］における位相α［ｔ］が演算されるので、位相変位量Δα［ｔ］も、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］が余弦値推定部１１２に入力された後に演算される。

周波数推定部１１５は、位相変位量演算部１１４で演算された時刻［ｔ］における位相変位量Δα［ｔ］に基づいて、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの角周波数の推定値ω_ｅｓｔ［ｔ］又は周波数の推定値ｆ_ｅｓｔ［ｔ］を演算する。演算された入力信号Ｖ_ｉｎの角周波数の推定値ω_ｅｓｔ［ｔ］又は周波数の推定値ｆ_ｅｓｔ［ｔ］は、移動平均部１１６に送られる。

ここで、位相変位量Δα［ｔ］は、サンプリング周期の間に生じた位相変位量であるから、式（９）に示すように、位相変位量Δα［ｔ］にサンプリング周波数ｆ_ｓを乗算すると、１秒間に生じる位相変位量を求めることができる。すなわち、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの角周波数の推定値ω_ｅｓｔ［ｔ］［単位：ｒａｄ／ｓ］を演算することができる。また、式（１０）に示すように、時刻［ｔ］における位相変位量Δα［ｔ］にサンプリング周波数ｆ_ｓを乗算するとともに「２π」で除算することにより、時刻［ｔ］における周波数の推定値ｆ_ｅｓｔ［ｔ］［単位：Ｈｚ］を演算することができる。
ω_ｅｓｔ［ｔ］＝Δα・ｆ_ｓ ・・・（９）
ｆ_ｅｓｔ［ｔ］＝Δα・ｆ_ｓ／（２π） ・・・（１０）

また、角周波数の推定値ω_ｅｓｔ［ｔ］と設定角周波数ω_ｓｅｔとの差角周波数の推定値ω_ｄｉｆ［ｔ］は、式（１１）のように演算できる。なお、設定角周波数ω_ｓｅｔは、「２π・ｆ_ｓｅｔ」である。また周波数の推定値ｆ_ｅｓｔ［ｔ］と設定周波数ｆ_ｓｅｔとの差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］は、式（１２）のように演算できる。そのため、周波数推定部１１５は、差角周波数の推定値ω_ｄｉｆ［ｔ］、差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］を出力することもできる。この場合、例えば、周波数推定部１１５に設定周波数ｆ_ｓｅｔを入力すればよい。もちろん、周波数推定部１１５に設定角周波数ω_ｓｅｔを入力してもよい。また設定周波数ｆ_ｓｅｔから設定角周波数ω_ｓｅｔを演算してもよいし、その逆に、設定角周波数ω_ｓｅｔから設定周波数ｆ_ｓｅｔを演算してもよい。
ω_ｄｉｆ［ｔ］ ＝ω_ｅｓｔ［ｔ］−ω_ｓｅｔ［ｔ］ ・・・（１１）
ｆ_ｄｉｆ［ｔ］ ＝ｆ_ｅｓｔ［ｔ］−ｆ_ｓｅｔ［ｔ］ ・・・（１２）

なお、本明細書では、入力信号Ｖ_ｉｎの角周波数の推定値ω_ｅｓｔ［ｔ］、周波数の推定値ｆ_ｅｓｔ［ｔ］、差角周波数の推定値ω_ｄｉｆ［ｔ］及び差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］を総称して時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの「周波数推定値情報Ｆ_ｅｓｔ［ｔ］」という。

また、入力信号Ｖ_ｉｎの角周波数の推定値ω_ｅｓｔ［ｔ］、周波数の推定値ｆ_ｅｓｔ［ｔ］、差角周波数の推定値ω_ｄｉｆ［ｔ］及び差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］は、いずれか１つを出力すればよいが、複数を出力するようにしてもよい。

なお、上記のように、時刻［ｔ］における位相変位量Δα［ｔ］は、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］が余弦値推定部１１２に入力された後に演算されるので、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの周波数推定値情報Ｆ_ｅｓｔ［ｔ］も、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］が余弦値推定部１１２に入力された後に演算される。

移動平均部１１６は、周波数推定部１１５から出力された時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの周波数推定値情報Ｆ_ｅｓｔ［ｔ］の移動平均値を演算する。移動平均値は、予め定めたデータ数を用いて演算される。

なお、上記のように、移動平均部１１６は、周波数推定部１１５から出力された時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの周波数推定値情報Ｆ_ｅｓｔ［ｔ］に基づいて、予め定めたデータ数の移動平均値を演算するので、移動平均部１１６は、図示しないメモリを有し、そのメモリに周波数推定部１１５から出力された周波数推定値情報Ｆ_ｅｓｔ［ｔ］を順次記憶していく。このメモリには、少なくとも移動平均値の演算に必要な予め定めた数のデータを記憶しておく。

また、上記のように、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］が余弦値推定部１１２に入力された後に、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの周波数推定値情報Ｆ_ｅｓｔ［ｔ］が演算されるので、角周波数の移動平均値ω_ａｖｅ［ｔ］、周波数の移動平均値ｆ_ａｖｅ［ｔ］も、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］が余弦値推定部１１２に入力された後に演算される。

また、データのサンプリングを開始した直後は、移動平均値を演算するために必要な
予め定めた数のデータがメモリに保存されていない。そのため、予め定めた数のデータがメモリに保存されていない間は、予め定めた数よりも少ないデータを用いて移動平均値を演算してもよい。または、予め定めた数のデータがメモリに保存された後に、移動平均値を演算してもよい。どのように移動平均値を演算するかは、予め定めておけばよい。

また、移動平均部１１６は、差角周波数の推定値ω_ｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ω_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］又は差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆ_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］を出力することもできる。

また、本明細書では、時刻［ｔ］における角周波数の推定値ω_ｅｓｔ［ｔ］の移動平均値ω_ａｖｅ［ｔ］、周波数の推定値ｆ_ｅｓｔ［ｔ］の移動平均値ｆ_ａｖｅ［ｔ］、差角周波数の推定値ω_ｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ω_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］及び差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆ_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］を総称して、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの「周波数移動平均値情報Ｆ_ａｖｅ［ｔ］」という。

また、角周波数の推定値ω_ｅｓｔ［ｔ］の移動平均値ω_ａｖｅ［ｔ］、周波数の推定値ｆ_ｅｓｔ［ｔ］の移動平均値ｆ_ａｖｅ［ｔ］、差角周波数の推定値ω_ｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ω_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］及び差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆ_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］は、いずれか１つを出力すればよいが、複数を出力するようにしてもよい。

なお、差角周波数の推定値ω_ｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ω_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］を演算した場合は、移動平均値ω_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］に設定角周波数ω_ｓｅｔを加算すれば、時刻［ｔ］における角周波数の推定値ω_ｅｓｔ［ｔ］と同等の値になる。また、差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆ_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］を演算した場合は、移動平均値ｆ_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］に設定周波数ｆ_ｓｅｔを加算すれば、時刻［ｔ］における周波数の推定値ｆ_ｅｓｔ［ｔ］と同等の値になる。そのため、差角周波数の推定値ω_ｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ω_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］、又は、差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆ_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］を用いることもできる。

上記のようにして求めた入力信号Ｖ_ｉｎの周波数移動平均値情報Ｆ_ａｖｅ［ｔ］は、図１に示した高周波信号発生器２０に送られ、高周波電源装置１の出力周波数を高周波電源装置１の出力周波数に合わせるために用いることができる。

なお、移動平均部１１６から出力される入力信号Ｖ_ｉｎの周波数移動平均値情報Ｆ_ａｖｅ［ｔ］をデジタルデータとするとともに、上記のように高周波信号発生器２０をデジタルデータである周波数移動平均値情報Ｆ_ａｖｅ［ｔ］が示す周波数を有する高周波信号を発生できるように構成しておく。

＜移動平均値を演算する理由＞
上記のように、時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））には、誤差が含まれているので、位相α［ｔ］にも誤差が含まれる。もちろん、時刻［ｔ−１］における余弦値（ｃｏｓ（α）［ｔ−１］）、位相α［ｔ−１］にも誤差が含まれる。その結果、位相変位量Δα［ｔ］にも誤差が含まれる。そのため、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの周波数推定値情報Ｆ_ｅｓｔ［ｔ］にも誤差が含まれる。

すなわち、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの周波数推定値情報Ｆ_ｅｓｔ［ｔ］に含まれる誤差は、時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））に起因する。
この時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））の誤差は、上記のように正になることもあれば負になることもあるので、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの周波数推定値情報Ｆ_ｅｓｔ［ｔ］の誤差も正になることもあれば負になることもある。そこで、移動平均部１１６によって、複数のデータの移動平均を行えば、誤差が相殺するので、誤差を小さくし、精度のよい周波数情報を得ることができる。

したがって、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］を微分した余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））」を推定する際に、設定周波数ｆ_ｓｅｔを用い、式（５）の一部を定数とすることで、周波数情報を得るための演算負荷を低減させるとともに、精度のよい周波数情報を得ることができる。

＜シミュレーション結果＞
図３は、入力信号Ｖ_ｉｎの周波数ｆ_ｉｎが設定周波数ｆ_ｓｅｔからずれていると想定した場合に、移動平均部１１６から出力される差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆ_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］のシミュレーション結果である。図３（ａ）は、入力信号Ｖ_ｉｎの差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］のシミュレーション結果であり、図３（ｂ）は、入力信号Ｖ_ｉｎの差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆ_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］のシミュレーション結果であり、図３（ｃ）は、図３（ｂ）の一部拡大図である。また、図３（ａ）及び図３（ｂ）は、サンプリング開始後、約１５０〜１６０μｓ間のデータであり、図３（ｃ）は、サンプリング開始後、約１５９〜１６０μｓ間のデータである。

なお、シミュレーション条件は次のとおりである。
（１）サンプリング周波数ｆ_ｓ ：５０ＭＨｚ
（２）設定周波数ｆ_ｓｅｔ ：１３．５６ＭＨｚ
（３）入力信号Ｖ_ｉｎの周波数ｆ_ｉｎ：１３．５６３ＭＨｚ
（設定周波数ｆ_ｓｅｔと３，０００Ｈｚだけずれていると想定）
（４）移動平均値の演算に用いるデータ数：５００個（１０μｓの移動平均値）

図４は、入力信号Ｖ_ｉｎの周波数ｆ_ｉｎが設定周波数ｆ_ｓｅｔからずれていると想定した場合に、移動平均部１１６から出力される差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆ_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］の他のシミュレーション結果である。図４（ａ）は、入力信号Ｖ_ｉｎの差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］のシミュレーション結果であり、図４（ｂ）は、入力信号Ｖ_ｉｎの差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆ_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］のシミュレーション結果であり、図４（ｃ）は、図４（ｂ）の一部拡大図である。
なお、この図４は、入力信号Ｖ_ｉｎの周波数ｆ_ｉｎが１３．５６０３ＭＨｚ（設定周波数ｆ_ｓｅｔと３００Ｈｚだけずれていると想定）であることを除き、図３と同じ条件でのシミュレーション結果である。

図３（ａ）のように、入力信号Ｖ_ｉｎの周波数が設定周波数ｆ_ｓｅｔ（１３．５６ＭＨｚ）に対して３，０００Ｈｚずれていると想定した場合、入力信号Ｖ_ｉｎの差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］は、検出すべき周波数（３，０００Ｈｚ）に対して約±４００Ｈｚの範囲でばらついているが、図３（ｂ）及び図３（ｃ）に示すように、差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆ_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］は、検出すべき周波数（３，０００Ｈｚ）に対して約±０．６Ｈｚの範囲に収まっていることが分かる。
このように、入力信号Ｖ_ｉｎの周波数が設定周波数ｆ_ｓｅｔに対して大幅にずれている場合であっても、移動平均部１１６から出力される差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆ_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］は、検出すべき周波数に対して誤差が小さい。

また、図４（ａ）のように、入力信号Ｖ_ｉｎの周波数ｆ_ｉｎが設定周波数ｆ_ｓｅｔ（１３．５６ＭＨｚ）に対して３００Ｈｚずれていると想定した場合、入力信号Ｖ_ｉｎの差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］は、検出すべき周波数（３００Ｈｚ）に対して約±４０Ｈｚの範囲でばらついているが、図４（ｂ）及び図４（ｃ）に示すように、差周波数の推定値ｆ_ｄｉｆ［ｔ］の移動平均値ｆ_{ｄｉｆ＿ａｖｅ}［ｔ］は、検出すべき周波数（３００Ｈｚ）に対して約±０．０５Ｈｚの範囲に収まっていることが分かる。したがって、精度良く入力信号Ｖ_ｉｎの周波数を検出できていることが分かる。

そのため、異常判定部１２０において、周波数設定部１０から出力された設定周波数ｆ_ｓｅｔと周波数情報検出部１１０から出力された周波数移動平均値情報Ｆ_ａｖｅ［ｔ］との誤差を精度良く判定することができる。したがって、高周波信号発生器２０等に異常が生じて、設定周波数に対して実際の出力周波数に誤差が生じた場合に、その異常を検出し、対策を講じることができるようになる。

［第２実施形態］
図５は、第２実施形態の高周波電源装置１の構成例である。
第１実施形態では、方向性結合器５０から出力される進行波検出信号Ｖ_ｆをフィルタ１００に入力していた。しかし、図５のように高周波信号発生器２０から出力される高周波信号をフィルタ１００に入力してもよい。この場合、フィルタ１００は、高周波信号発生器２０から出力される高周波信号から高調波成分を除去し、基本周波数成分を通過させる。これにより、フィルタ１００から出力される信号は正弦波信号となり、周波数情報検出部１１０へ送られる。

なお、図５ではフィルタ１００を用いた例を示したが、高周波信号発生器２０から出力する高周波信号に高調波成分が含まれていない場合や高調波成分の割合が非常に小さい場合は、フィルタ１００を省略することも可能である。フィルタ１００を省略する場合は、高周波信号発生器２０から出力する高周波信号を入力信号Ｖ_ｉｎとして周波数情報検出部１１０に送ればよい。他は第１実施形態と同じなので説明を省略する。

このように高周波電源装置１を構成することによって、高周波信号発生器２０に異常が生じて、設定周波数ｆ_ｓｅｔに対する実際の高周波信号の周波数の誤差が閾値を超えた場合に、異常と判定できるので、対策を講じることが可能となる。

この第２実施形態では、入力信号Ｖ_ｉｎの元となる信号が高周波信号発生器２０から出力する高周波信号であるので、異常が生じている箇所は、高周波信号発生器２０と推定できる。

１ 高周波電源装置
２ 伝送線路
３ インピーダンス整合器
４ 負荷接続部
５ 負荷５
１０ 周波数設定部
２０ 高周波信号発生器
３０ 進行波電力出力部
４０ ローパスフィルタ
５０ 方向性結合器
６０ 進行波電力演算部
７０ 反射波電力演算部
８０ 出力設定部
９０ 出力制御部
１００ フィルタ
１１０ 周波数情報検出部
１１１ Ａ／Ｄコンバータ
１１２ 余弦値推定部
１１３ 位相推定部
１１４ 位相変位量演算部
１１５ 周波数推定部
１１６ 移動平均部
１２０ 異常判定部

Claims (6)

1. 進行波電力を負荷に向けて出力する高周波電源装置において、
   設定周波数に基づいて所定の周波数を有する高周波信号を発生させる高周波信号発生手段と、
   直流電源及び増幅素子を内部に有し、前記高周波信号発生手段から出力する高周波信号を、前記直流電源から出力される直流電力を用いて前記増幅素子によって増幅し、進行波電力として出力する進行波電力出力手段と、
   前記高周波信号発生手段から出力する高周波信号又はこの高周波信号と同じ周波数を有する高周波信号をアナログの正弦波信号Ｖ_ｉｎとして入力し、この正弦波信号Ｖ_ｉｎの周波数を検出し、その周波数情報を出力する周波数情報検出手段と、
   前記高周波信号発生手段から出力する高周波信号の設定周波数と前記周波数情報検出手段から出力された周波数情報が示す周波数との差の絶対値が、予め定めた閾値を超えたときに、異常と判定する異常判定部と、
   を備えた高周波電源装置。
2. 前記周波数情報検出手段の前段に、高周波信号から高調波成分を除去するフィルタを更に備え、前記周波数情報検出手段は、前記フィルタの出力をアナログの正弦波信号Ｖ_ｉｎとして入力する請求項１に記載の高周波電源装置。
3. 前記周波数情報検出手段は、
   前記フィルタから出力されたアナログの正弦波信号Ｖ_ｉｎを、予め定めたサンプリング周期（サンプリング周波数ｆ_ｓの逆数：１／ｆ_ｓ）でデジタル信号に変換することによって得られる時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］を順次出力することにより、複数のサンプリングデータで構成される正弦波信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、
   時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］を微分した余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））の推定値を、時刻［ｔ−１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ−１］、時刻［ｔ＋１］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］及び既知の値を用いて演算する余弦値推定部と、
   時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの瞬時値Ｖ_ｉｎ［ｔ］を正弦要素（ｓｉｎ要素）とし、前記余弦値推定部２０で推定された時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））を余弦要素（ｃｏｓ要素）として、逆正接関数（ｔａｎ^−１）を用いて時刻［ｔ］における余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））の位相α［ｔ］を演算する位相推定部と、
   前記位相推定部で演算された時刻［ｔ−１］における位相α［ｔ−１］及び時刻［ｔ］における位相α［ｔ］に基づいて、時刻［ｔ］における位相変位量Δα［ｔ］を演算する位相変位量演算部と、
   前記位相変位量演算部で演算された時刻［ｔ］における位相変位量Δα［ｔ］に基づいて、時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの周波数推定値情報を演算する周波数推定部と、
   前記周波数推定部で演算された時刻［ｔ］における入力信号Ｖ_ｉｎの周波数推定値情報の移動平均値を演算する移動平均部と、
   を備えていることを特徴とする請求項１又は２に記載の高周波電源装置。
4. 前記余弦値推定部は、入力信号Ｖ_ｉｎの設定周波数ｆ_ｓｅｔ（＝前記高周波信号発生手段から出力する高周波信号の設定周波数）を用いて演算される定数をＫとしたときに、余弦値（ｃｏｓ（α［ｔ］））を式（１）によって演算することを特徴とする請求項３に記載の周波数情報検出部。
   ｃｏｓ（α［ｔ］）＝Ｋ・｛Ｖ_ｉｎ［ｔ＋１］−Ｖ_ｉｎ［ｔ−１］｝ ・・・（１）
5. 前記定数Ｋを式（２）によって演算することを特徴とする請求項４に記載の周波数情報検出部。
   Ｋ＝１／｛２ｓｉｎ（２π・（ｆ_ｓｅｔ／ｆ_ｓ）［ｔ］）｝ ・・・（２）
6. 前記進行波電力出力手段と負荷との間に挿入されて、その挿入された位置における電気情報を検出し、電気情報検出信号として出力する電気情報検出手段と、
   前記電気情報検出手段から出力された電気情報検出信号に基づいて進行波電力検出値を演算する進行波電力値演算手段と、
   前記進行波電力出力手段から出力させる進行波電力の出力設定値を設定する出力設定手段と、
   前記進行波電力検出値が前記出力設定値と等しくなるように、前記高周波信号発生手段又は前記進行波電力出力手段を制御する出力電力制御手段と、
   を、更に備えた請求項１〜５のいずれかに記載の高周波電源装置。

Images