JP2014143896A - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】交流電動機の回転数の急変時における制御の応答性を高めることが可能な交流電動機の制御装置を提供する。
【解決手段】交流電動機２の制御部１５では、急変状態でないと判定された場合（Ｓ１０７：ＮＯ）、フィードバックする電流確定値ｉｄ＿ｆｉｘ、ｉｑ＿ｆｉｘとして、電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｉｑ＿ｅｓｔを選択する（Ｓ１０８）。一方、急変状態であると判定された場合（Ｓ１０７：ＹＥＳ）、電流確定値として、電流検出値ｉｄ＿ｓｎｓ、ｉｑ＿ｓｎｓを選択する（Ｓ１１１）。これにより、回転数Ｎｍｇが急変していないときには１相制御とし、電流センサ１２、１３間の誤差による影響を低減することができるとともに、異常監視が可能となる。また、急変状態では、２相制御とし、制御の応答性を高めることができる。
【選択図】 図７

Description

本発明は、交流電動機の制御装置に関する。

近年、低燃費、低排気エミッションの社会的要請から車両の動力源として交流電動機を搭載した電気自動車やハイブリッド自動車が注目されている。例えば、ハイブリッド自動車においては、二次電池等からなる直流電源と交流電動機とを、インバータ等で構成された電力変換装置を介して接続し、直流電源の直流電圧をインバータで交流電圧に変換して交流電動機を駆動するようにしたものがある。

このようなハイブリッド自動車や電気自動車に搭載される交流電動機の制御装置において、相電流を検出する電流センサを１相に設けることで、電流センサの数を減らし、インバータの３相出力端子近傍の小型化や交流電動機の制御系統のコスト低減を図る技術が知られている（例えば特許文献１参照）。

また、特許文献２では、電流センサを２相に設け、低速時には２相の電流センサ値を用いて制御している。以下、２相の電流センサ値を用いた制御を「２相制御」という。また、それ以外の場合には、電流センサ間のゲイン誤差を要因とする３相不均衡によるトルクリプルを防ぐべく、１相の電流センサ値に基づく理想的な交流波形を得て電動機の制御を行っている。以下、１相の電流センサ値を用いた制御を「１相制御」という。

特開２００８−８６１３９号公報 特許第４９４２４２５号公報

特許文献１では、１相の電流センサ値に加え、他相はｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値と電気角とで逆ｄｑ変換することにより得られる３相交流電流指令値を推定値として用いることにより１相制御としている。ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値を逆ｄｑ変換した３相交流電流指令値は、実際の交流電動機の電流を正確に反映した情報とはならない。また、特許文献２における１相制御では、電流センサにて検出される１相の電流値の位相を単に１２０°ずらしているにすぎない。すなわち、特許文献１、２の１相制御方法では、いずれも交流電動機の駆動状態を正確に把握して制御しているとはいえない。

ところで、交流電動機を搭載したハイブリッド自動車や電気自動車等では、例えば段差や凍結等の路面の状態に応じ、駆動輪がスリップしたりグリップしたりすることがある。このとき、ハイブリッド自動車や電気自動車の主機に用いられる交流電動機では、駆動輪のスリップおよびグリップに伴い、回転数が急変することがある。そもそも正確な１相制御が困難な特許文献１、２の技術では、このような回転数の急変状況に対応できない可能性が高い。また、特許文献２では、低速時に制御性を高めるべく２相制御としているが、回転数が急変した場合における制御については、なんら言及されていない。
本発明は、上述の課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、交流電動機の回転数の急変時における制御の応答性を高めることが可能な交流電動機の制御装置を提供することにある。

本発明の交流電動機の制御装置は、インバータによって印加電圧が制御される３相の交流電動機の駆動を制御するものであって、第１の電流取得手段と、第２の電流取得手段と、回転角取得手段と、２相制御電流値演算手段と、１相制御電流値演算手段と、回転数演算手段と、変動量演算手段と、急変判定手段と、切替手段と、電圧指令値演算手段と、を備える。

第１の電流取得手段は、交流電動機のいずれか１相である第１相に設けられる第１の電流センサから第１の電流検出値を取得する。第２の電流取得手段は、交流電動機の第１相以外の１相である第２相に設けられる第２の電流センサから第２の電流検出値を取得する。回転角取得手段は、交流電動機の回転角を検出する回転角センサから回転角検出値を取得する。

２相制御電流値演算手段は、第１の電流検出値、第２の電流検出値、および、回転角検出値に基づき、２相制御電流値を演算する。１相制御電流値演算手段は、第１の電流検出値、および、回転角検出値に基づき、１相制御電流値を演算する。なお、１相制御電流値演算手段において、第１の電流検出値および回転角検出値に加え、電流指令値に基づいて１相制御電流値を演算するようにしてもよい。
回転数演算手段は、回転角検出値に基づき、交流電動機の回転数を演算する。変動量演算手段は、回転数の変動量である回転数変動量を演算する。急変判定手段は、回転数変動量に基づき、急変状態か否かを判定する。

切替手段は、急変状態でないと判定された場合、電流確定値として１相制御電流値を選択し、急変状態であると判定された場合、電流確定値として２相制御電流値を選択する。電圧指令値演算手段は、電流確定値、および、交流電動機の駆動に係る指令値に基づき、インバータに印加する電圧に係る電圧指令値を演算する。

３相の交流電動機の２相に電流センサを設ける構成において、１相の電流センサからの電流検出値に基づく１相制御とすることにより、電流センサ間のゲイン誤差による影響を低減することができるとともに、電流センサの異常監視が可能となる。その反面、１相制御にすると、得られる実機情報が少ないため、２相の電流センサによる検出値に基づく２相制御と比較し、制御の安定性、応答性の面で劣る可能性がある。

そこで本発明では、急変状態ではない通常時には、電流確定値として１相制御電流値を選択して１相制御とすることにより、電流センサ間のゲイン誤差による影響を低減している。また、１相制御とすることにより、電流センサの異常監視が可能となる。
一方、急変状態である場合、電流確定値として２相制御電流値を選択して２相制御に切り替えることにより、制御の応答性を高めている。これにより、例えば交流電動機の制御装置を車両主機に適用した場合、路面の状況等に応じ、駆動輪のスリップおよびグリップに伴って交流電動機の回転数が急変したとしても、２相制御に切り替えることにより、制御の応答性を高め、交流電動機を適切に制御することができる。

本発明の第１実施形態の交流電動機駆動システムの構成を示す模式図である。 本発明の第１実施形態の電動機制御装置の構成を示す模式図である。 本発明の第１実施形態の制御部の構成を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態の電流推定部の構成を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態のα軸およびβ軸を説明する図である。 本発明の第１実施形態による急変判定を説明する説明図である。 本発明の第１実施形態による駆動制御処理を説明するフローチャートである。 本発明の第２実施形態の制御部の構成を示すブロック図である。 本発明の第２実施形態による駆動制御処理を説明するフローチャートである。 本発明の第３実施形態による駆動制御処理を説明するフローチャートである。 本発明の第４実施形態の制御部の構成を示すブロック図である。 本発明の第４実施形態による駆動制御処理を説明するフローチャートである。 本発明の第５実施形態の制御部の構成を示すブロック図である。 本発明の第５実施形態による駆動制御処理を説明するフローチャートである。 本発明の第６実施形態による駆動制御処理を説明するフローチャートである。 本発明の第６実施形態の判定保持処理を説明するフローチャートである。 本発明の第６実施形態による駆動制御処理を説明するフローチャートである。 本発明の第７実施形態の駆動制御処理を説明するフローチャートである。 本発明の第８実施形態〜第１０実施形態の制御部の構成を示すブロック図である。 本発明の第８実施形態による電流推定部の構成を示すブロック図である。 本発明の第８実施形態におけるα軸電流およびβ軸電流を説明する説明図である。 本発明の第９実施形態による電流推定部の構成を示すブロック図である。 本発明の第９実施形態による電流推定を説明するベクトル図である。 本発明の第１０実施形態による電流推定部の構成を示すブロック図である。 本発明の第１０実施形態による電流推定を説明するベクトル図である。 本発明の第１１実施形態による制御部の構成を示すブロック図である。 本発明の第１１実施形態による駆動制御処理を説明するフローチャートである。 本発明の第１２実施形態による制御部の構成を示すブロック図である。 本発明の第１３実施形態による制御部の構成を示すブロック図である。 スリップ時およびグリップ時における交流電動機の挙動を説明する図である。

以下、本発明による交流電動機の駆動装置を図面に基づいて説明する。なお、以下、複数の実施形態において、実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。
（第１実施形態）
図１に示すように、本発明の第１実施形態による交流電動機２の制御装置としての電動機制御装置１０は、電動車両を駆動する電動機駆動システム１に適用される。

電動機駆動システム１は、交流電動機２、直流電源８、および、交流電動機の制御装置としての電動機制御装置１０等を備える。
交流電動機２は、例えば電動車両の駆動輪６を駆動するためのトルクを発生する電動機としての機能、および、車両減速時等により生じる回生エネルギにより発電可能な発電機としての機能を有する、所謂モータジェネレータ（図中、「ＭＧ」と記す。）である。本実施形態の交流電動機２は、永久磁石式同期型の三相交流電動機である。
電動車両には、ハイブリッド自動車、電気自動車、燃料電池車等、電気エネルギによって駆動輪６を駆動する車両が含まれるものとする。本実施形態の電動車両は、電気自動車である。

交流電動機２は、例えば変速機等のギア４を介して車軸５に接続される。これにより、交流電動機２の駆動により生じるトルクは、ギア４を介して車軸５を回転させることにより、駆動輪６を駆動する。
直流電源８は、例えばニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等、充放電可能な蓄電装置である。直流電源８は、電動機制御装置１０のインバータ１１（図２参照）と接続され、インバータ１１を介して交流電動機２と電力の授受可能に構成されている。

車両制御回路９は、マイクロコンピュータ等により構成され、内部にはいずれも図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、および、これらの構成を接続するバスライン等を備えている。車両制御回路９は、予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理により、電動車両全体を制御する。

車両制御回路９は、いずれも図示しないアクセルセンサからのアクセル信号、ブレーキスイッチからのブレーキ信号、および、シフトスイッチからのシフト信号、車両の速度に関する車速信号等の各種センサやスイッチ等から信号を取得可能に構成されている。車速信号は、駆動輪６の回転数に関する情報である、と捉えることもできる。
また、車両制御回路９では、取得されたこれらの信号等に基づいて車両の運転状態を検出し、運転状態に応じたトルク指令値ｔｒｑ^*を電動機制御装置１０に出力する。

図２に示すように、電動機制御装置１０は、インバータ１１および制御部１５等を備える。
インバータ１１には、交流電動機２の駆動状態や車両要求等に応じて、直流電源８の直流電圧を図示しない昇圧コンバータにより昇圧したインバータ入力電圧ＶＨが印加される。また、インバータ１１は、ブリッジ接続される図示しない６つのスイッチング素子を有する。スイッチング素子には、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタ、バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子は、制御部１５のＰＷＭ信号生成部２５（図３参照）から出力される駆動信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに基づいてオン／オフが制御される。これにより、インバータ１１は、交流電動機２に印加される３相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを制御する。交流電動機２は、インバータ１１により生成された３相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが印加されることにより駆動が制御される。本実施形態では、交流電動機２は、正弦波ＰＷＭ制御または過変調ＰＷＭ制御がなされているものとする。正弦波ＰＷＭ制御モードでは、一定期間（例えばＰＷＭ１周期）内における基本波成分が正弦波となるように制御される。また、過変調ＰＷＭ制御モードでは、電圧指令を本来の正弦波波形から歪ませることにより、電圧利用率を高めている。
ここで、３相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが印加されてＵ相、Ｖ相、Ｗ相に通電される電流は、各相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗである。

第１の電流センサ１２は、交流電動機のいずれか１相に設けられる。本実施形態では、第１の電流センサ１２は、Ｗ相に設けられている。すなわち本実施形態では、Ｗ相が「第１相」に対応する。以下、第１の電流センサ１２を、適宜「Ｗ相電流センサ１２」という。Ｗ相電流センサ１２は、Ｗ相に通電される電流に係るＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを検出し、制御部１５に出力する。

第２の電流センサ１３は、交流電動機の第１相であるＷ相以外の１相に設けられる。本実施形態では、第２の電流センサ１３は、Ｖ相に設けられている。すなわち本実施形態では、Ｖ相が「第２相」に対応する。以下、第２の電流センサ１３を、適宜「Ｖ相電流センサ１３」という。Ｖ相電流センサ１３は、Ｖ相に通電される電流に係るＶ相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓを検出し、制御部１５に出力する。
制御部１５は、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓおよびＶ相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓを取得する。

回転角センサ１４は、交流電動機２の図示しないロータ近傍に設けられ、電気角θｅを検出し、制御部１５に出力する。制御部１５は、電気角θｅを取得する。本実施形態の回転角センサ１４は、レゾルバである。その他、回転角センサ１４は、ロータリエンコーダ等、他種のセンサでもよい。

制御部１５は、マイクロコンピュータ等により構成され、内部にはいずれも図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、および、これらの構成を接続するバスライン等を備えている。制御部１５は、予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理により、交流電動機２の動作を制御する。

ここで、交流電動機の駆動制御について説明する。電動機制御装置１０は、回転角センサ１４が検出した電気角θｅに基づく交流電動機２の回転数Ｎｍｇおよび車両制御回路９あらのトルク指令値ｔｒｑ^*に応じて、交流電動機２を「電動機としての力行動作」により電力を消費し、または、「発電機としての回生動作」により電力を生成し発電する。具体的には、回転数Ｎｍｇおよびトルク指令値ｔｒｑ^*の正負によって、以下の４パターンで動作を切り替える。
＜１．正転力行＞ 回転数Ｎｍｇが正でトルク指令値ｔｒｑ^*が正のとき、電力消費。
＜２．正転回生＞ 回転数Ｎｍｇが正でトルク指令値ｔｒｑ^*が負のとき、発電。
＜３．逆転力行＞ 回転数Ｎｍｇが負でトルク指令値ｔｒｑ^*が負のとき、電力消費。
＜４．逆転回生＞ 回転数Ｎｍｇが負でトルク指令値ｔｒｑ^*が正のとき、発電。

回転数Ｎｍｇ＞０（正転）でトルク指令値ｔｒｑ^*＞０である場合（上記＜１＞）、または、回転数Ｎｍｇ＜０（逆転）でトルク指令値ｔｒｑ^*＜０である場合（上記＜３＞）、インバータ１１は、スイッチング素子のスイッチング動作により、直流電源８側から供給される直流電力を交流電力に変換してトルクを出力する（力行動作する）ように、交流電動機２を駆動する。

一方、回転数Ｎｍｇ＞０（正転）でトルク指令値ｔｒｑ^*＜０である場合（上記＜２＞）、または、回転数Ｎｍｇ＜０（逆転）でトルク指令値ｔｒｑ^*＞０である場合（上記＜４＞）、インバータ１１は、スイッチング素子のスイッチング動作により、交流電動機２が発電した交流電力を直流電力に変換し、直流電源８側へ供給することにより、回生動作する。

本実施形態では交流電動機２と駆動輪６とがギア４を介して接続されているため、交流電動機２の回転方向と駆動輪６の回転方向とは、反対となる。すなわち、駆動輪６を正転させるためには、交流電動機２を逆転させることになる。そのため、車両前進中に加速させるとき、交流電動機２は、＜３．逆転力行＞の状態である。このとき、交流電動機２は、負トルクを出力する。また、車両前進中に減速するとき、交流電動機２は、＜４．逆転回生＞の状態である。

次に、制御部１５の詳細について図３に基づいて説明する。図３に示すように、制御部１５は、電流指令値演算部２１、減算器２２、ＰＩ演算部２３、３相電圧指令値演算部２４、ＰＷＭ信号生成部２５、電流検出部３０、電流推定部４０、異常判定部５０、回転数演算部６０、変動量演算部６１、および、切替判定部６５等を有する。

電流指令値演算部２１は、車両制御回路９から取得されるトルク指令値ｔｒｑ^*に基づき、交流電動機２の回転座標として設定される回転座標系（ｄ−ｑ座標系）におけるｄ軸電流指令値ｉｄ^*、および、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*を演算する。本実施形態では、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*は、予め記憶されているマップを参照することにより演算されるが、数式等から演算するように構成してもよい。

減算器２２は、ｄ軸電流減算器２２１およびｑ軸電流減算器２２２を有する。ｄ軸電流減算器２２１では、後述する切替判定部６５からフィードバックされるｄ軸電流確定値ｉｄ＿ｆｉｘとｄ軸電流指令値ｉｄ^*との差であるｄ軸電流偏差Δｉｄを演算する。また、ｑ軸電流減算器２２２では、切替判定部６５からフィードバックされるｑ軸電流確定値ｉｑ＿ｆｉｘとｑ軸電流指令値ｉｑ^*との差であるｑ軸電流偏差Δｉｑを演算する。

ＰＩ演算部２３は、ｄ軸ＰＩ演算部２３１およびｑ軸ＰＩ演算部２３２を有する。ｄ軸ＰＩ演算部２３１では、ｄ軸電流確定値ｉｄ＿ｆｉｘをｄ軸電流指令値ｉｄ^*に追従させるべく、ｄ軸電流偏差Δｉｄが０［Ａ］に収束するようにｄ軸電圧指令値ｖｄ^*をＰＩ演算により演算する。また、ｑ軸ＰＩ演算部２３２では、ｑ軸電流確定値ｉｑ＿ｆｉｘをｑ軸電流推定値ｉｑ^*に追従させるべく、ｑ軸電流偏差Δｉｑが０［Ａ］に収束するようにｑ軸電圧指令値ｖｑ^*をＰＩ演算により演算する。

３相電圧指令値演算部２４では、回転角センサ１４から取得される電気角θｅに基づく逆ｄｑ変換により、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*を、Ｕ相電圧指令値ｖｕ^*、Ｖ相電圧指令値ｖｖ^*、および、Ｗ相電圧指令値ｖｗ^*に変換する。

ＰＷＭ信号生成部２５では、インバータ１１のスイッチング素子のオン／オフの切り替えに係る駆動信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを、３相交流の電圧指令値ｖｕ^*、ｖｖ^*、ｖｗ^*、および、インバータ１１に印加される電圧であるインバータ入力電圧ＶＨに基づいて演算する。

そして、駆動信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに基づいてインバータ１１のスイッチング素子のオン／オフが制御されることより、３相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが生成され、この３相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが交流電動機２に印加されることにより、トルク指令値ｔｒｑ^*に応じたトルクが出力されるように、交流電動機２の駆動が制御される。なお、３相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが「印加電圧」に対応する。

電流検出部３０では、Ｖ相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓ、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ、および、電気角θｅに基づき、ｄｑ変換により２相制御電流値としてのｄ軸電流検出値ｉｄ＿ｓｎｓおよびｑ軸電流検出値ｉｑ＿ｓｎｓを演算する。
ここで、ｄｑ変換の一般式を式（１）に示す。

また、キルヒホッフの法則（式（２）参照）より算出される式（３）のＶ相電流ｉｖをＶ相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓとし、Ｗ相電流ｉｗをＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓとし、上記式（１）に代入すると、式（４）が得られる。
ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０ ・・・（２）
ｉｕ＝−ｉｖ−ｉｗ ・・・（３）

式（４）に示すように、３相のうちの２相の電流値がわかれば、ｄ軸電流検出値ｉｄ＿ｓｎｓおよびｑ軸電流検出値ｉｑ＿ｓｎｓを算出可能であるので、他の相（本実施形態ではＵ相）の電流値を演算する必要はない。
電流検出部３０にて算出されたｄ軸電流検出値ｉｄ＿ｓｎｓおよびｑ軸電流検出値ｉｑ＿ｓｎｓは、切替判定部６５に出力される。

電流推定部４０では、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓおよび電気角θｅに基づき、１相制御電流値としてのｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを演算する。また、電流推定部４０では、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓおよび電気角θｅに基づき、第２相電流推定値としてのＶ相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔを演算する。
本実施形態では、電流推定部４０において、電流推定精度を向上させるべく、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓおよび電気角θｅに加え、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*に基づき、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔおよび、Ｖ相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔを算出している。

本実施形態では、Ｗ相にＷ相電流センサ１２、Ｖ相にＶ相電流センサ１３が設けられているが、ここでは第１相であるＷ相を「センサ相」とみなし、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔおよびＶ相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔの演算に、Ｗ相電流センサ１２の検出値であるＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを用いる場合について説明する。もちろん、Ｖ相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓに基づいてｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを演算することも可能である。さらには、Ｖ相電流センサ１３とＷ相電流センサ１２から演算されるどちらの電流推定値でも１相制御に移行できるよう、電流推定部４０ではＶ相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓに基づく電流推定値とＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに基づく電流推定値の両方を並行して演算しておいても良い。

ここで、電流推定部４０における電流推定方法について、図４に基づいて説明する。
図４に示すように、電流推定部４０は、センサ相基準電流位相検知部４１、基本波推定部４２、ゼロクロス補間部４３、および、ｄｑ変換部４４を有する。
センサ相基準電流位相検知部４１は、逆ｄｑ変換部４１１および位相検知部４１２を有する。

逆ｄｑ変換部４１１では、電流指令値演算部２１により算出されたｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*と電気角θｅとを取得し、逆ｄｑ変換により、Ｕ相電流指令値ｉｕ^*およびＶ相電流指令値ｉｖ^*を演算する。なお、詳細は後述するが、Ｕ相電流指令値ｉｕ^*またはＶ相電流指令値ｉｖ^*の一方を演算するようにしてもよい。
位相検知部４１２では、逆ｄｑ変換部４１１にて算出されたＵ相電流指令値ｉｕ^*およびＶ相電流指令値ｉｖ^*の少なくとも一方と、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓとに基づき、センサ相基準電流位相θｘを演算する。

センサ相基準電流位相θｘは、図５に示すように、センサ相であるＷ相を基準としてＷ相と一致する軸をα軸とし、α軸と直交する軸をβ軸としたとき、α−β座標系において、α軸と電流ベクトルＩａ∠θｘとがなす角度である。また、センサ相基準電流位相θｘは、正回転、正トルクの力行状態において、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓの波形が負から正にゼロクロスするときのセンサ相基準電流位相θｘは０［°］であり、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓの波形が正から負にゼロクロスするときのセンサ相基準電流位相θｘは１８０［°］となる。すなわち、センサ相基準電流位相θｘは、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに同期した角度である。

本実施形態では、位相検知部４１２において、α軸電流ｉαおよびβ軸電流ｉβに基づき、センサ相基準電流位相θｘを演算する。
ここで、センサ相基準電流位相θｘの算出に用いるα軸電流ｉαおよびβ軸電流ｉβについて説明する。α軸電流ｉαおよびβ軸電流ｉβを各相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを用いて表すと、式（５）、（６）となる。なお、式（５）、（６）中のＫｔは、変換係数である。

ここで、キルヒホッフの法則（式（２））を用いて式（５）を変形すると、式（７）となる。

すなわち、式（７）に示すように、α軸電流ｉαは、Ｗ相電流ｉｗに基づいて算出可能である。ここで、Ｗ相電流ｉｗとして、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを用いると、α軸電流検出値ｉα＿ｓｎｓは、式（８）のように表される。

また、式（６）を参照し、Ｕ相電流ｉｕとしてＵ相電流指令値ｉｕ^*、Ｖ相電流ｉｖとしてＶ相電流指令値ｉｖ^*を用いると、β軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔは、式（９）のように表される。

式（９）では、β軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔは、Ｕ相電流指令値ｉｕ^*およびＶ相電流指令値ｉｖ^*から算出されており、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓの成分が含まれていない。そこで、β軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔについて、実電流を精度よく反映した情報にすべく、キルヒホッフの法則（式（２））を用いて式（９）を変形し、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓの値を含ませた式（１０）としてもよい。

式（１０）のように、実電流であるＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓをβ軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔに含ませることにより、制御変動への応答性が向上し、Ｗ相軸成分が小さく収束しにくい領域を狭小化できるため、β軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔの精度を向上することができる。つまりは、β軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔに基づいて算出されるセンサ相基準電流位相θｘの検知精度を向上させることができる。

算出されたα軸電流検出値ｉα＿ｓｎｓ（式（８）参照）、および、β軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔ（式（１０）参照）に基づき、センサ相基準電流位相θｘは、以下の式（１１）により演算することができる。なお、β軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔは、式（１０）に替えて式（９）を用いてもよい。

ここで、式（１１）のように、センサ相基準電流位相θｘを逆正接関数（ｔａｎ^-1）で計算する場合、α軸電流ｉαおよびβ軸電流ｉβの定義によっては、センサ相基準電流位相θｘは、センサ相であるＷ相と同期した角度にならない場合がある。これは、軸の定義（例えば、α軸とβ軸との入れ替わりや符号反転）によるものである。そこで、正回転、正トルクにおいて、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓが負から正にゼロクロスするときのセンサ相基準電流位相θｘが０［°］となり、正から負にゼロクロスするときのセンサ相基準電流位相θｘが１８０［°］となるように、すなわちセンサ相基準電流位相θｘがＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓと同期した角度となるように、例えばα軸電流ｉαおよびβ軸電流ｉβの符号を操作してからセンサ相基準電流位相θｘを算出したり、α軸電流ｉαおよびβ軸電流ｉβ自体を入れ替えたり、算出したセンサ相基準電流位相θｘに直交関係による位相差９０［°］を適宜加減したりしてもよい。

このように、位相検知部４１２にて、α軸電流検出値ｉα＿ｓｎｓおよびβ軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔに基づいて算出されたセンサ相基準電流位相θｘは、基本波推定部４２に出力される。

基本波推定部４２は、他相推定部４２１を有する。他相推定部４２１は、位相検知部４１２にて算出されたセンサ相基準電流位相θｘ、および、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに基づき、他相電流推定値を演算する。ここでは、他相電流推定値として、Ｖ相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔを推定する例を説明する。

各相の位相差が１２０［°］であるので、センサ相基準電流位相θｘを用いてＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓおよびＶ相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔを表すと、式（１２）、（１３）となる。なお、式（１２）、（１３）中のＩａは、電流振幅である。
ｉｗ＿ｓｎｓ＝Ｉａ×ｓｉｎ（θｘ） ・・・（１２）
ｉｖ＿ｅｓｔ＝Ｉａ×ｓｉｎ（θｘ＋１２０°） ・・・（１３）

また、Ｖ相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔについて、加法定理により式（１３）を変形すると、センサ相基準電流位相θｘおよびＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに基づき、以下の式（１４）のように表される。

また、推定係数ｉｖ＿ｋｐを式（１５）とすれば、Ｖ相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔは、式（１６）のように表すこともできる。

ここで、推定係数ｉｖ＿ｋｐは、式（１５）を用いて直接演算してもよいし、式（１５）の一部あるいは全体をセンサ相基準電流位相θｘに基づいて予めマップ化しておき、当該マップを参照することにより算出してもよい。

なお、制御部１５が一般的な電子制御回路（マイコン）である場合、制御部１５に演算式を実装すると、連続時間ではなく離散時間で処理され、各種センサによる検出値や各演算値も指定された分解能（ＬＳＢ）に基づく離散値として扱われる。ここで「演算式を実装する」とは、ソフトウェアのプログラムや、ハードウェア回路の構築等を含むものとする。また、演算負荷の大きい乗算や除算を避けるため、引数をセンサ相基準電流位相θｘとし、推定係数ｉｖ＿ｋｐ、あるいは、推定係数ｉｖ＿ｋｐ内の｛１／ｔａｎ（θｘ）｝項をマップ化しておくことが、演算負荷低減に有効である。このようなマップを設けることにより、離散系への適用を容易にし、マイコンの処理負荷を最小限に留めることができる。これにより、演算処理能力の高い高価なマイコンを用いる必要がなくなる。

また、式（１４）または式（１６）を参照すると、Ｖ相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔをセンサ相基準電流位相θｘおよびＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに基づいて演算する場合、電流振幅Ｉａを用いていない。したがって、電流振幅Ｉａを求める必要はなく、演算すべき変数を削減することができる。

他相推定部４２１において、センサ相基準電流位相θｘおよびＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに基づいて算出されたＶ相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔは、Ｖ相電流推定値（参照値）ｉｖ＿ｅｓｔ＿ｒｅｆとしてゼロクロス補間部４３に出力される。

ここで、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓが０［Ａ］となるとき、或いは、センサ相基準電流位相θｘの正接ｔａｎ（θｘ）が無限大となるとき、式（１４）において、ゼロで乗算する「ゼロ掛け」が生じる。また、センサ相基準電流位相θｘの正接ｔａｎ（θｘ）がゼロとなるとき、式（１４）において、ゼロで除算する「ゼロ割り」が生じてしまう。このような場合には、Ｖ相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔが適切な値とならない虞がある。

そこで本実施形態では、ゼロクロス補間部４３において、Ｖ相電流推定値（参照値）ｉｖ＿ｅｓｔ＿ｒｅｆを補間することにより、ゼロ割りおよびゼロ掛けをマスクしている。
ゼロクロス補間部４３は、ゼロクロス判定部４３１および前回値保持部４３２を有する。

ゼロクロス判定部４３１では、ゼロクロス条件が成立するか否かを判定する。本実施形態では、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓが０［Ａ］を含む所定範囲内であるとき、ゼロクロス条件が成立する、と判定する。「所定範囲内の値である」とは、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓの絶対値が所定値以下であること、或いは、推定係数ｉｖ＿ｋｐの絶対値が所定値以上であることをいう。ここで「所定値」とは、例えば±５［Ａ］といった具合に電流値で設定してもよいし、５［ＬＳＢ］といった具合に離散系における分解能に基づいて設定してもよいし、数式等で設定してもよい。また、センサ相基準電流位相θｘに基づき、センサ相基準電流位相θｘが所定のゼロクロス範囲内にあるとき、ゼロクロス条件が成立する、と判定するようにしてもよい。

ゼロクロス条件が成立しないと判定された場合、他相推定部４２１にて算出されたＶ相推定値（参照値）ｉｖ＿ｅｓｔ＿ｒｅｆを、そのままＶ相電流推定値（確定値）ｉｖ＿ｅｓｔ＿ｆｉｘとしてｄｑ変換部４４および異常判定部５０へ出力する。以下、ｄｑ変換部４４および異常判定部５０へ出力されるＶ相電流推定値（確定値）ｉｖ＿ｅｓｔ＿ｆｉｘを、適宜単に「Ｖ相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔ」という。

一方、ゼロクロス条件が成立すると判定された場合、前回値保持部４３２から、Ｖ相電流推定値（補間値）ｉｖ＿ｅｓｔ＿ｃｍｐを取得し、このＶ相電流推定値（補間値）ｉｖ＿ｅｓｔ＿ｃｍｐを、Ｖ相電流推定値（確定値）ｉｖ＿ｅｓｔ＿ｆｉｘとしてｄｑ変換部４４および異常判定部５０へ出力する。

前回値保持部４３２では、予め前回値を保持しておき、ゼロクロス条件が成立すると判定された場合、Ｖ相電流推定値（補間値）ｉｖ＿ｅｓｔ＿ｃｍｐを算出し、ゼロクロス判定部４３１に出力する。
例えば、前回値保持部４３２では、以前に算出されたＶ相電流推定値（確定値）ｉｖ＿ｅｓｔ＿ｆｉｘについて、直近の所定回数分を、Ｖ相電流推定値（保持値）ｉｖ＿ｅｓｔ＿ｈｌｄとして保持しておく。そして、ゼロクロス条件が成立すると判定された場合、前回値またはそれ以前の値であるＶ相電流推定値（保持値）ｉｖ＿ｅｓｔ＿ｈｌｄを、Ｖ相電流推定値（補間値）ｉｖ＿ｅｓｔ＿ｃｍｐとしてゼロクロス判定部４３１に出力する。

また例えば、前回値保持部４３２では、以前にｄｑ変換部４４にて算出されたｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔについて、直近の所定回数分をｄ軸電流推定値（保持値）ｉｄ＿ｅｓｔ＿ｈｌｄおよびｑ軸電流推定値（保持値）ｉｑ＿ｅｓｔ＿ｈｌｄとして保持しておく。そして、ゼロクロス条件が成立すると判定された場合、前回値またはそれ以前の値であるｄ軸電流推定値（保持値）ｉｄ＿ｅｓｔ＿ｈｌｄおよびｑ軸電流推定値（保持値）ｉｑ＿ｅｓｔ＿ｈｌｄを逆ｄｑ変換して得られたＶ相成分を、Ｖ相電流推定値（補間値）ｉｖ＿ｅｓｔ＿ｃｍｐとしてゼロクロス判定部４３１に出力する。

ｄｑ変換部４４では、電気角θｅ、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ、および、ゼロクロス補間部４３から出力されたＶ相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔに基づき、ｄｑ変換により、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを演算する。ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔの算出式を、式（１７）に示す。
算出されたｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔは、切替判定部６５に出力される。

図３に戻り、異常判定部５０では、電流推定部４０にて算出されたＶ相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔとＶ相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓとを比較し、Ｗ相電流センサ１２およびＶ相電流センサ１３の少なくとも一方に異常が生じているか否かを判定する。本実施形態では、Ｖ相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔとＶ相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓとの差が、所定の異常判定閾値Ａｅより大きい場合、Ｗ相電流センサ１２またはＶ相電流センサ１３の少なくとも一方に異常が生じていると判定する。

回転数演算部６０では、電気角θｅに基づき、交流電動機２のロータの回転数Ｎｍｇ（以下適宜、単に「交流電動機２の回転数Ｎｍｇ」という。）を演算する。
変動量演算部６１では、回転数演算部６０にて算出された交流電動機２の回転数Ｎｍｇに基づき、回転数変動量ΔＮを演算する。回転数変動量ΔＮは、例えば前回値と今回値との差や、所定期間内の最大値と最小値との差や、移動平均値など、回転数Ｎｍｇの急変判定が可能な値であれば、どのような値であってもよい。本実施形態の回転数変動量ΔＮは、例えば２０ｍｓｅｃ毎の移動平均値とするが、この値に限定されないものとする。

切替判定部６５では、変動量演算部６１にて算出された回転数変動量ΔＮに基づき、交流電動機２の回転数Ｎｍｇが急変したか否かを判定し、判定結果に基づき、減算器２２にフィードバックする電流を切り替える。本実施形態では、回転数変動量ΔＮが所定の急変判定閾値Ａｎより大きい場合、回転数Ｎｍｇが急変したと判定する。交流電動機２の回転数Ｎｍｇが急変していない場合、フィードバックするｄ軸電流確定値ｉｄ＿ｆｉｘを電流推定部４０にて算出されたｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔとし、フィードバックするｑ軸電流確定値ｉｑ＿ｆｉｘを電流推定部４０にて算出されたｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔとし、１相制御モードとする。一方、交流電動機２の回転数Ｎｍｇが急変した場合、フィードバックするｄ軸電流確定値ｉｄ＿ｆｉｘを電流検出部３０にて算出されたｄ軸電流検出値ｉｄ＿ｓｎｓとし、フィードバックするｑ軸電流確定値ｉｑ＿ｆｉｘを電流検出部３０にて算出されたｑ軸電流検出値ｉｑ＿ｓｎｓとし、２相制御モードとする。

ここで、交流電動機２の回転数Ｎｍｇの急変について、図３０に基づいて説明する。まず、図３０について説明しておくと、（ａ）がトルク、（ｂ）が交流電動機の回転数Ｎｍｇ、（ｃ）が回転数変動量ΔＮ、（ｄ）がｄ軸電流、（ｅ）がｑ軸電流、（ｆ）がｄ軸電圧指令値ｖｄ^*、（ｇ）がｑ軸電流指令値ｖｑ^*を示している。（ａ）においては、破線がトルク指令値ｔｒｑ^*、破線が実トルク値ｔｒｑ、（ｄ）、（ｅ）においては、破線がｄ軸電流指令値ｉｄ^*またはｑ軸電流指令値ｉｑ^*、実線がｄ軸実電流値ｉｄまたはｑ軸実電流値ｉｑを示している。
また、図３０に示す例では、交流電動機２は、１相制御により制御されているものとする。

上述の通り、交流電動機２と駆動輪６とは、ギア４を介して接続しているので（図１参照）、車両前進時、すなわち駆動輪６が正転方向に回転するとき、交流電動機２は逆転方向に回転する。すなわち、図３０（ｂ）においては、下側に向かうほど、回転数Ｎｍｇが逆転方向に増大することを示している。また、車両前進時、すなわち駆動輪６を正転方向に回転させる場合、交流電動機２としては負トルクを出力する。そのため、車両前進時には、図３０（ａ）、（ｅ）に示すように、トルク、および、ｑ軸電流は、いずれも負の値となる。なお、図３０（ｄ）に示すように、ｄ軸電流は、トルクや回転数によらず、常に負の値となる。

例えば車両が段差路を走行する場合、車両が段差路に乗り上げると、駆動輪６が路面から一時的に離れることにより、駆動輪６がスリップ（空転）し、駆動輪６の回転数Ｎｗが正転方向に急増する。また、駆動輪６のスリップ後、駆動輪６が路面にグリップ（接地）すると、駆動輪６の回転数Ｎｗは、急減する。なお、駆動輪６の回転数Ｎｗは、ギア比を考慮した交流電動機２の回転数Ｎｍｇ、といえるので、以降は交流電動機２の回転数Ｎｍｇに置き換えるものとする。

駆動輪６のスリップにより回転数Ｎｍｇが急増すると、トルクを減少させようとする方向に制御することになり、破線で示すトルク指令値ｔｒｑ^*の絶対値が急減する。一方、駆動輪６のグリップにより回転数Ｎｍｇが急減すると、トルクを増加させようとする方向に制御することになり、トルク指令値ｔｒｑ^*の絶対値が急増する。したがって、図３０（ａ）に示すように、駆動輪６のスリップおよびグリップに伴い、トルク指令値ｔｒｑ^*も急変する。

また、駆動輪６と交流電動機２とは、ギア４を介して接続されているので、駆動輪６が路面をスリップすると、図３０（ｂ）に矢印Ｓで示すように、交流電動機２の回転数Ｎｍｇは逆転方向に急増する。また、駆動輪６が路面をグリップすると、図３０（ｂ）に矢印Ｇで示すように、交流電動機２の回転数Ｎｍｇも急減する。
また、交流電動機２の回転数Ｎｍｇが急変すると、図３０（ｃ）に示すように、回転数変動量ΔＮも急変する。

スリップおよびグリップに伴い、図３０（ａ）に示すトルク指令値ｔｒｑ^*が急変すると、図３０（ｄ）に破線で示すように、トルク指令値ｔｒｑ^*に基づいて算出されるｄ軸電流指令値ｉｄ^*が急変する。同様に、図３０（ｅ）に破線で示すように、トルク指令値ｔｒｑ^*に基づいて算出されるｑ軸電流指令値ｉｑ^*が急変する。ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*が急変すると、図３０（ｄ）、（ｅ）に実線で示すように、制御が応答しきれず、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*とｄ軸実電流値ｉｄとの乖離、および、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*とｑ軸実電流値ｉｑとの乖離が大きくなってしまう。ｄ軸実電流値ｉｄとｄ軸電流指令値ｉｄ^*とが乖離し、ｑ軸実電流値ｉｑとｄ軸電流指令値ｉｑ^*とが乖離してしまうと、図３０（ａ）に示すように、トルク指令値ｔｒｑ^*と実トルク値ｔｒｑとが乖離してしまう。
また、スリップおよびグリップ収束後も、ｄ軸実電流値ｉｄがｄ軸電流指令値ｉｄ^*に、ｑ軸実電流値ｉｑがｑ軸電流指令値ｉｑ^*に収束せず、制御が不安定になってしまう虞がある。

さらに、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*は、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*とフィードバックされるｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔに基づいて算出され、ｑ軸電圧指令値ｖｑ^*は、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*とフィードバックされるｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔとに基づいて算出される。そのため、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*が急変すると、図３０（ｆ）、（ｇ）に示すように、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*も急変する。

このように、車両が段差路を走行する場合や、路面が凍結している場合等、駆動輪６がスリップおよびグリップし、交流電動機２の回転数Ｎｍｇが急変する場合、各種パラメータが急変するため、より高い制御の応答性が要求される。

そこで本実施形態では、図６に示すように、通常時は上述のような応答性の比較的高い１相制御とすることにより電流センサ間のゲイン誤差による影響を低減するとともに電流センサ１２、１３の異常検出を行っている。一方、急変状態である場合、すなわち回転数変動量ΔＮの絶対値が所定の急変判定閾値Ａｎより大きい期間Ｐ１〜Ｐ５において、２相制御とすることにより制御の応答性をより高めている。なお、図６においては加速中の例を説明しているが、減速中や定常走行中についても同様である。

本実施形態における「急変状態」とは、１相制御では対応しきれない程度に交流電動機２の回転数Ｎｍｇが急変する状態であり、通常より高い応答性が要求される状態のことを示すものとする。したがって、「急変状態」であるかどうかは、１相制御時における電流推定精度、制御部１５の演算速度、および、交流電動機２の応答性等によって変わってくるものであり、急変状態の判定に係る各種の閾値は、１相制御時における電流推定精度、制御部１５の演算速度、および、交流電動機２の応答性等のシステムに応じて適宜設定することができる。

ここで、図７に示すフローチャートに基づき、本実施形態による駆動制御処理を説明する。なお、この制御処理は、例えば電動機駆動システム１の電源がオンされているときに、制御部１５にて所定の間隔で実行されるものとする。
最初のステップＳ１０１（以下、「ステップ」を省略し、単に記号「Ｓ」で示す。）では、回転角センサ１４から電気角θｅを取得する。

Ｓ１０２では、Ｗ相電流センサ１２からＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを取得し、Ｖ相電流センサ１３からＶ相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓを取得する。
Ｓ１０３では、電流検出部３０にて、電気角θｅ、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓおよびＶ相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓに基づき、ｄｑ変換によりｄ軸電流検出値ｉｄ＿ｓｎｓおよびｑ軸電流検出値ｉｑ＿ｓｎｓを演算する。

Ｓ１０４では、電流推定部４０にて、電気角θｅ、および、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに基づき、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔおよびＶ相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔを演算する。本実施形態では、電気角θｅ、および、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに加え、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*に基づいてｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔおよびＶ相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔの演算を行う。

Ｓ１０５では、回転数演算部６０にて、Ｓ１０１にて取得した電気角θｅに基づき、交流電動機２の回転数Ｎｍｇを演算する。
Ｓ１０６では、変動量演算部６１にて、回転数Ｎｍｇに基づき、回転数変動量ΔＮを演算する。

Ｓ１０７では、切替判定部６５にて、回転数Ｎｍｇが急変したか否かを判断する。本実施形態では、回転数変動量ΔＮの絶対値が所定の急変判定閾値Ａｎより大きい場合、回転数Ｎｍｇが急変したと判断する。回転数Ｎｍｇが急変したと判断された場合（Ｓ１０７：ＹＥＳ）、すなわち回転数変動量ΔＮの絶対値が急変判定閾値Ａｎより大きい場合、Ｓ１１１へ移行する。Ｓ１０７にて肯定判断された場合に実行されるＳ１１１の処理が「２相制御モード」である。回転数Ｎｍｇが急変していないと判断された場合（Ｓ１０７：ＮＯ）、すなわち回転数変動量ΔＮの絶対値が急変判定閾値Ａｎ以下である場合、Ｓ１０８へ移行する。Ｓ１０７にて否定判断された場合に実行されるＳ１０８〜Ｓ１１０の処理が「１相制御モード」である。なお、Ｓ１０９およびＳ１１０の処理は「異常検出モード」と捉えることもできる。

Ｓ１０８では、切替判定部６５にて、減算器２２にフィードバックするｄ軸電流確定値ｉｄ＿ｆｉｘおよびｑ軸電流確定値ｉｑ＿ｆｉｘとして、電流推定部４０にて演算されたｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを選択する。

Ｓ１０９では、異常判定部５０にて、Ｗ相電流センサ１２およびＶ相電流センサ１３の少なくとも一方に異常が生じているか否かを判断する。本実施形態では、電流推定部４０にて算出されるＶ相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔと、Ｖ相電流センサ１３により検出されるＶ相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓとの差が所定の異常判定閾値Ａｅより大きい場合、Ｗ相電流センサ１２およびＶ相電流センサ１３の少なくとも一方に異常が生じていると判断する。Ｗ相電流センサ１２およびＶ相電流センサ１３に異常が生じていないと判断された場合（Ｓ１０９：ＮＯ）、すなわちＶ相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔとＶ相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓとの差が異常判定閾値Ａｅ以下である場合、Ｓ１１２へ移行する。Ｗ相電流センサ１２およびＶ相電流センサ１３の少なくとも一方に異常が生じていると判断された場合（Ｓ１０９：ＹＥＳ）、すなわちＶ相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔとＶ相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓとの差が異常判定閾値Ａｅより大きい場合、電流センサ異常フラグをセットし、Ｓ１１０へ移行する。

Ｓ１１０では、Ｗ相電流センサ１２およびＶ相電流センサ１３の少なくとも一方に異常が生じている旨の情報を車両制御回路９へ通知し、電動機制御装置１０による交流電動機２の駆動を停止する。

回転数Ｎｍｇが急変したと判断された場合（Ｓ１０７：ＹＥＳ）に移行するＳ１１１では、切替判定部６５にて、減算器２２にフィードバックするｄ軸電流確定値ｉｄ＿ｆｉｘおよびｑ軸電流確定値ｉｑ＿ｆｉｘとして、電流検出部３０にて演算されたｄ軸電流検出値ｉｄ＿ｓｎｓおよびｑ軸電流検出値ｉｑ＿ｓｎｓを選択する。

Ｓ１０９にて否定判断された場合、および、Ｓ１１１に続いて移行するＳ１１２では、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*、フィードバックされたｄ軸電流確定値ｉｄ＿ｆｉｘおよびｑ軸電流確定値ｉｑ＿ｆｉｘに基づき、減算器２２にてｄ軸電流偏差Δｉｄおよびｑ軸電流偏差Δｉｑを算出し、ｄ軸電流偏差Δｉｄおよびｑ軸電流偏差Δｉｑがゼロに収束するように、ＰＩ演算部２３にてＰＩ演算によりｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*を演算する。

Ｓ１１３では、３相電圧指令値演算部２４にて、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*を電気角θｅに基づいて逆ｄｑ変換し、３相電圧指令値ｖｕ^*、ｖｖ^*、ｖｗ^*を演算する。
Ｓ１１４では、ＰＷＭ信号生成部２５にて、３相電圧指令値ｖｕ^*、ｖｖ^*、ｖｗ^*をインバータ入力電圧ＶＨに基づいてＰＷＭ変調して駆動信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを算出し、インバータ１１へ出力する。

そして、駆動信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに基づいてインバータ１１のスイッチング素子のオン／オフが制御されることにより、３相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが生成され、この３相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが交流電動機２に印加されることにより、トルク指令値ｔｒｑ^*に応じたトルクが出力される。

以上詳述したように、交流電動機２の電動機制御装置１０は、インバータ１１によって印加電圧である３相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが制御される３相の交流電動機２の駆動を制御する。
電動機制御装置１０の制御部１５では、以下の処理が実行される。交流電動機２のいずれか１相である第１相（本実施形態ではＷ相）に設けられるＷ相電流センサ１２からＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを取得し、交流電動機２の第１相であるＷ相以外の１相である第２相（本実施形態ではＶ相）に設けられるＶ相電流センサ１３からＶ相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓを取得する（図７中のＳ１０２）。また、交流電動機の回転角を検出する回転角センサ１４から電気角θｅを取得する（Ｓ１０１）。

電流検出部３０では、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ、Ｖ相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓ、および、電気角θｅに基づき、ｄ軸電流検出値ｉｄ＿ｓｎｓおよびｑ軸電流検出値ｉｑ＿ｓｎｓを演算する（Ｓ１０３）。
電流推定部４０では、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ、および、電気角θｅに基づき、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを演算する（Ｓ１０４）。

回転数演算部６０では、電気角θｅに基づき、交流電動機２の回転数Ｎｍｇを演算する（Ｓ１０５）。変動量演算部６１では、回転数Ｎｍｇに基づき、回転数変動量ΔＮを演算する（Ｓ１０６）。
切替判定部６５では、回転数変動量ΔＮに基づき、急変状態か否かを判定する（Ｓ１０７）。急変状態でないと判定された場合（Ｓ１０７：ＮＯ）、ｄ軸電流確定値ｉｄ＿ｆｉｘとしてｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｑ軸電流確定値ｉｑ＿ｆｉｘとしてｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを選択する（Ｓ１０８）。一方、急変状態であると判定された場合（Ｓ１０７：ＹＥＳ）、ｄ軸電流確定値ｉｄ＿ｆｉｘとしてｄ軸電流検出値ｉｄ＿ｓｎｓ、ｑ軸電流確定値ｉｑ＿ｆｉｘとしてｑ軸電流検出値ｉｑ＿ｓｎｓを選択する（Ｓ１１１）。

ＰＩ演算部２３では、ｄ軸電流確定値ｉｄ＿ｆｉｘおよびｑ軸電流確定値ｉｑ＿ｆｉｘ、および、交流電動機２の駆動に係るｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*に基づき、インバータ１１に印加する電圧に係るｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*を演算する。

３相の交流電動機２の２相（本実施形態ではＷ相およびＶ相）に電流センサ１２、１３を設ける構成において、１相の電流センサ（本実施形態ではＷ相電流センサ１２）による検出値であるＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに基づいて１相制御とすることにより、電流センサ１２、１３間のゲイン誤差による影響を低減することができるとともに、電流センサ１２、１３の異常監視が可能となる。その反面、１相制御にすると、得られる実機情報が少ないため、２相の電流センサ１２、１３による検出値であるＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓおよびＶ相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓに基づく２相制御と比較し、制御の安定性、応答性の面で劣る可能性がある。

そこで本実施形態では、急変状態ではない通常時には、フィードバックするｄ軸電流確定値ｉｄ＿ｆｉｘとしてｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｑ軸電流確定値ｉｑ＿ｆｉｘとしてｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを選択して１相制御とすることにより、電流センサ１２、１３間のゲイン誤差による影響を低減している。また、１相制御とすることにより、電流センサ１２、１３の異常監視が可能となる。

一方、急変状態である場合、フィードバックするｄ軸電流確定値ｉｄ＿ｆｉｘとしてｄ軸電流検出値ｉｄ＿ｓｎｓ、ｑ軸電流確定値ｉｑ＿ｆｉｘとしてｑ軸電流検出値ｉｑ＿ｓｎｓを選択して２相制御に切り替えることにより、制御の応答性を高めている。これにより、例えば本実施形態のように電動機制御装置１０を車両主機に適用した場合、路面の状況等に応じ、駆動輪６のスリップおよびグリップに伴って交流電動機２の回転数Ｎｍｇが急変したとしても、２相制御に切り替えることにより、制御の応答性を高め、交流電動機２を適切に制御することができる。

また本実施形態では、電流推定部４０では、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ、電気角θｅに加え、交流電動機２の駆動に係るｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*に基づき、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを算出している。
より詳細には、電流推定部４０のセンサ相基準電流位相検知部４１にて、Ｗ相電流検出値、電気角θｅ、および、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*に基づき、センサ相基準電流位相θｘを演算する。基本波推定部４２では、算出されたセンサ相基準電流位相θｘ、および、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに基づき、Ｖ相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔを演算する。また、ゼロクロス補間部４３では、Ｖ相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔをゼロクロス補間し、Ｖ相電流推定値（確定値）ｉｖ＿ｅｓｔ＿ｆｉｘを演算する。ｄｑ変換部４４では、Ｖ相電流推定値（確定値）ｉｖ＿ｅｓｔ＿ｆｉｘ、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ、および、電気角θｅに基づき、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを演算する。

これにより、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを精度よく推定できるので、従来技術に比べ、１相制御における応答性をより向上することができる。
ここで、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔは、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ、および、電気角θｅに基づいて演算されていれば、どのような方法であってもよい。本実施形態では、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ、および、電気角θｅに加え、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*に基づく演算方法について説明したが、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓおよび電気角θｅ以外に、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*、および、他のパラメータの一部または全てを適宜組み合わせて用いてもよいし、演算方法もどのようであってもよい。

さらに本実施形態では、フィードバックされる電流値によらず、ｄ軸電流検出値ｉｄ＿ｓｎｓおよびｑ軸電流検出値ｉｑ＿ｓｎｓと、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔとを常時演算している。換言すると、２相制御中においても１相制御電流値であるｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔの演算を行っている。これにより、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを常に誤差の小さい状態にしておくことができるので、電流推定部４０における演算に遅れが存在するフィルタ系の演算が含まれていたとしても、２相制御から１相制御に切り替えた直後の電流制御の乱れを抑制可能であり、交流電動機２の制御が不安定になるのを避けることができる。

また本実施形態では、電流推定部４０では、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに基づくＶ相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔを演算している（Ｓ１０４）。また、異常判定部５０では、フィードバックされる電流確定値としてｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔが選択されているとき、Ｖ相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓとＶ相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔとの比較結果に基づき、Ｗ相電流センサ１２およびＶ相電流センサ１３の少なくとも一方に異常が生じているか否かを判定する（Ｓ１０９）。
これにより、１相制御中にＷ相電流センサ１２およびＶ相電流センサ１３の異常監視を適切に行うことができ、フェールセーフ面において好ましい。

また、本実施形態では、ＰＩ演算部２３では、フィードバックされるｄ軸電流確定値ｉｄ＿ｆｉｘおよびｑ軸電流確定値ｉｑ＿ｆｉｘ、および、交流電動機２の駆動に係るｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*に基づき、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電流指令値ｖｑ^*を演算する。すなわち、本実施形態では、電流フィードバック制御方式にてｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電流指令値ｖｑ^*を演算する。電流フィードバック制御方式を採用することにより、特に低回転域でのトルク脈動を小さくすることができる。

本実施形態では、Ｗ相電流センサ１２が「第１の電流センサ」に対応し、Ｖ相電流センサ１３が「第２の電流センサ」に対応している。また、制御部１５が「第１の電流取得手段」、「第２の電流取得手段」、「回転角取得手段」、「２相制御電流値演算手段」、「１相制御電流値演算手段」、「回転数演算手段」、「変動量演算手段」、「切替手段」、「電圧指令値演算手段」、「他相電流推定手段」、「異常判定手段」を構成する。より詳細には、電流検出部３０が「２相制御電流値演算手段」を構成し、電流推定部４０が「１相制御電流値演算手段」および「他相電流推定手段」を構成し、回転数演算部６０が「回転数演算手段」を構成し、変動量演算部６１が「変動量演算手段」を構成し、切替判定部６５が「急変判定手段」および「切替手段」を構成する。また、ＰＩ演算部２３が「電圧指令値演算手段」を構成し、異常判定部５０が「異常判定手段」を構成する。

また、図７中のＳ１０２が「第１の電流取得手段」および「第２の電流取得手段」の機能としての処理に相当し、Ｓ１０１が「回転角取得手段」の機能としての処理に相当し、Ｓ１０３が「２相制御電流値演算手段」の機能としての処理に相当し、Ｓ１０４が「１相制御電流値演算手段」および「他相電流推定手段」の機能としての処理に相当する。また、Ｓ１０５が「回転数演算手段」の機能としての処理に相当し、Ｓ１０６が「変動量演算手段」の機能としての処理に相当し、Ｓ１０７が「急変判定手段」の機能としての処理に相当し、Ｓ１０８およびＳ１１１が「切替手段」の機能としての処理に相当する。また、Ｓ１１２が「電圧指令値演算手段」の機能としての処理に相当し、Ｓ１０９が「異常判定手段」の機能としての処理に相当する。

さらに本実施形態では、Ｗ相が「第１相」に対応し、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓが「第１の電流検出値」に対応し、Ｖ相が「第２相」に対応し、Ｖ相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓが「第２の電流検出値」に対応し、Ｖ相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔが「第２相電流推定値」に対応し、電気角θｅが「回転角検出値」に対応する。また、ｄ軸電流検出値ｉｄ＿ｓｎｓおよびｑ軸電流検出値ｉｑ＿ｓｎｓが「２相制御電流値」に対応し、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔが「１相制御電流値」に対応し、ｄ軸電流確定値ｉｄ＿ｆｉｘおよびｑ軸電流確定値ｉｑ＿ｆｉｘが「電流確定値」に対応する。さらにまた、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*が「指令値」および「電流指令値」に対応し、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電流指令値ｖｑ^*が「電圧指令値」に対応する。

（第２実施形態）
本発明の第２実施形態は、切替判定部６５における処理が第１実施形態と異なるので、この点を中心に説明し、他の構成や処理等についての説明は省略する。
図８に示すように、本実施形態では、急変状態か否かの判定に、回転数変動量ΔＮに加え、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*、ｄ軸電流検出値ｉｄ＿ｓｎｓおよびｑ軸電流検出値ｉｑ＿ｓｎｓを用いている。

具体的には、回転数変動量ΔＮが大きくても、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*とｄ軸電流検出値ｉｄ＿ｓｎｓとの差、および、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*とｑ軸電流検出値ｉｑ＿ｓｎｓとの差が小さければ、１相制御でも十分に応答できると見なせるので、１相制御としても差し支えない。一方、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*とｄ軸電流検出値ｉｄ＿ｓｎｓとの差、または、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*とｑ軸電流検出値ｉｑ＿ｓｎｓとの差が大きい場合、１相制御では応答しきれない可能性があるため、２相制御に切り替える。

ここで、本実施形態による駆動制御処理を図９に基づいて説明する。図９に示すフローチャートは、図７のフローチャートのＳ１０７にて肯定判断された後に移行するＳ１２１が追加されているので、この点を中心に説明する。
回転数Ｎｍｇが急変したと判断された場合（Ｓ１０７：ＹＥＳ）に移行するＳ１２１では、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*とｄ軸電流検出値ｉｄ＿ｓｎｓとの差、および、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*とｑ軸電流検出値ｉｑ＿ｓｎｓとの差が所定の応答判定閾値Ａｒより大きいか否かを判断する。応答判定閾値Ａｒは、１相制御時の電流推定精度、制御部１５の演算速度、および、交流電動機２の応答性等に応じて適宜設定可能である。以下、第３実施形態〜第５実施形態の各パラメータの急変判定に係る各閾値についても同様である。

ｄ軸電流指令値ｉｄ^*とｄ軸電流検出値ｉｄ＿ｓｎｓとの差、および、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*とｑ軸電流検出値ｉｑ＿ｓｎｓとの差が応答判定閾値Ａｒ以下である場合（Ｓ１２１：ＮＯ）、Ｓ１０８へ移行する。すなわち、回転数Ｎｍｇが急変していても、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*とｄ軸電流検出値ｉｄ＿ｓｎｓとの差、および、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*とｑ軸電流検出値ｉｑ＿ｓｎｓとの差が応答判定閾値Ａｒ以下であれば、急変状態ではない、とみなし、１相制御とする。ｄ軸電流指令値ｉｄ^*とｄ軸電流検出値ｉｄ＿ｓｎｓとの差、または、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*とｑ軸電流検出値ｉｑ＿ｓｎｓとの差が応答判定閾値Ａｒより大きい場合（Ｓ１２１：ＹＥＳ）、Ｓ１１１へ移行する。すなわち、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*とｄ軸電流検出値ｉｄ＿ｓｎｓとの差、または、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*とｑ軸電流検出値ｉｑ＿ｓｎｓとの差が応答判定閾値Ａｒより大きければ、急変状態とみなし、２相制御とする。

本実施形態では、回転数変動量ΔＮに加え、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*とｄ軸電流検出値ｉｄ＿ｓｎｓとの差、および、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*とｑ軸電流検出値ｉｑ＿ｓｎｓとの差に基づき、急変状態か否かを判定している。これにより、１相制御と２相制御との切り替えをより適切に行うことができる。
また、上記実施形態と同様の効果を奏する。
なお、本実施形態では、Ｓ１０７に加え、Ｓ１２１が「急変判定手段」の機能としての処理に相当する。

（第３実施形態）
上記第２実施形態では、回転数変動量ΔＮに加え、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*とｄ軸電流検出値ｉｄ＿ｓｎｓとの差、および、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*とｑ軸電流検出値ｉｑ＿ｓｎｓとの差に基づいて、急変状態か否かを判定した。第３実施形態では、回転数変動量ΔＮに加え、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*そのものが急変したか否かに基づき、急変状態か否かを判定している。

上記実施形態のように、電流推定部４０におけるｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔの演算にｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*を用いている場合、回転数Ｎｍｇが急変したとしても、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*が急変していなければ、１相制御でも応答できる蓋然性が高いため、１相制御を継続する。

ここで、本実施形態による駆動制御処理を図１０に基づいて説明する。図１０に示すフローチャートは、Ｓ１２１に替えてＳ１２２となっている以外は、図９に示す第２実施形態のフローチャートと同様である。
回転数Ｎｍｇが急変したと判断された場合（Ｓ１０７：ＹＥＳ）に移行するＳ１２２では、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*が急変したか否かを判断する。ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*の急変は、回転数Ｎｍｇの急変と同様、前回値と今回値との差や、所定期間内の最大値と最小値との差や、移動平均値など、どのような値に基づいて判断してもよい。ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*が急変していないと判断された場合（Ｓ１２２：ＮＯ）、急変状態ではないとみなし、Ｓ１０８へ移行し、１相制御とする。ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*が急変したと判断された場合（Ｓ１２２：ＹＥＳ）、急変状態であるとみなし、Ｓ１１１へ移行し、２相制御とする。

本実施形態では、回転数変動量ΔＮに加え、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*に基づき、急変状態か否かを判定している。これにより、１相制御と２相制御との切り替えをより適切に行うことができる。
また、上記実施形態と同様の効果を奏する。
なお、本実施形態では、Ｓ１０７に加え、Ｓ１２２が「急変判定手段」の機能としての処理に相当する。

（第４実施形態）
本発明の第４実施形態は、第３実施形態の変形例である。
第３実施形態では、回転数変動量ΔＮに加え、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*が急変したか否かに基づき、急変状態か否かを判定している。本実施形態では、図１１に示すように、回転数変動量ΔＮに加え、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*に替えて、トルク指令値ｔｒｑ^*が急変したか否かに基づき、急変状態か否かを判定している。

第１実施形態で説明したように、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*はトルク指令値ｔｒｑ^*に基づいて算出されるため、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*の急変と、トルク指令値ｔｒｑ^*との急変は、概ね同義であると考えられる。ただし、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*は、特性に応じて各種演算により変化させている場合があり、このような場合にはｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*が急変しているか否かがわかりにくく、上位指令であるトルク指令値ｔｒｑ^*の方が急変状態か否かを把握しやすい場合がある。そこで本実施形態では、回転数変動量ΔＮに加え、上位指令であるトルク指令値ｔｒｑ^*に基づいて急変状態か否かを判定している。

ここで、本実施形態による駆動制御処理を図１２に基づいて説明する。図１２に示すフローチャートは、Ｓ１２１に替えてＳ１２３となっている以外は、図９に示す第３実施形態のフローチャートと同様である。
回転数Ｎｍｇが急変したと判断された場合（Ｓ１０７：ＹＥＳ）に移行するＳ１２３では、トルク指令値ｔｒｑ^*が急変したか否かを判断する。トルク指令値ｔｒｑ^*の急変は、回転数Ｎｍｇ等と同様、前回値と今回値との差や、所定期間内の最大値と最小値との差や、移動平均値など、どのような値に基づいて判断してもよい。トルク指令値ｔｒｑ^*が急変していないと判断された場合（Ｓ１２３：ＮＯ）、急変状態ではないとみなし、Ｓ１０８へ移行し、１相制御とする。トルク指令値ｔｒｑ^*が急変したと判断された場合（Ｓ１２３：ＹＥＳ）、急変状態であるとみなし、Ｓ１１１へ移行し、２相制御とする。

本実施形態では、回転数変動量ΔＮに加え、トルク指令値ｔｒｑ^*に基づき、急変状態か否かを判定している。これにより、１相制御と２相制御との切り替えをより適切に行うことができる。
また、上記実施形態と同様の効果を奏する。
なお、本実施形態では、Ｓ１０７に加え、Ｓ１２３が「急変判定手段」の機能としての処理に相当する。

（第５実施形態）
第５実施形態では、図１３に示すように、回転数変動量ΔＮに加え、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*が急変したか否かに基づいて、急変状態か否かを判定している。すなわち本実施形態では、演算結果としてのｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*が急変していなければ、交流電動機２に印加される３相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗも急変せず、１相制御でも十分に応答できるとみなせるので、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを用いた１相制御としても差し支えない。一方、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*が急変した場合、１相制御では応答しきれていないため、２相制御に切り替える。

ここで、本実施形態による駆動制御処理を図１４に基づいて説明する。図１４に示すフローチャートは、Ｓ１２１に替えてＳ１２４となっている以外は、図９に示す第２実施形態のフローチャートと同様である。
回転数Ｎｍｇが急変したと判断された場合（Ｓ１０７：ＹＥＳ）に移行するＳ１２４では、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*が急変したか否かを判断する。ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*の急変は、回転数Ｎｍｇ等と同様、前回値と今回値との差や、所定期間内の最大値と最小値との差や、移動平均値など、どのような値に基づいて判断してもよい。ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*が急変していないと判断された場合（Ｓ１２４：ＮＯ）、急変状態ではないとみなし、Ｓ１０８へ移行し、１相制御とする。ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*が急変したと判断された場合（Ｓ１２４：ＹＥＳ）、急変状態であるとみなし、Ｓ１１１へ移行し、２相制御とする。

本実施形態では、回転数変動量ΔＮに加え、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*に基づき、急変状態か否かを判定している。これにより、１相制御と２相制御との切り替えをより適切に行うことができる。
また、上記実施形態と同様の効果を奏する。
なお、本実施形態では、Ｓ１０７に加え、Ｓ１２４が「急変判定手段」の機能としての処理に相当する。

（第６実施形態）
例えば、凸凹が繰り返されるような路面を車両が走行する場合等、路面の状況等によっては、駆動輪６のスリップとグリップとが繰り返されることにより、２相制御と１相制御とが頻繁に切り替えられる場合がある。図６に示す例では、例えば２相制御が行われる期間Ｐ１と期間Ｐ２との間にて、１相制御が行われる期間が短くなっている。このように、２相制御と１相制御とが短い期間で切り替えられる場合、制御の切り替えに伴うハンチングが生じる虞がある。

そこで第６実施形態では、急変判定されて２相制御に切り替えられた場合、２相制御を所定期間継続するようにしている。より詳細には、急変状態であると判定されて１相制御から２相制御に切り替えられた後、急変状態ではないと判定されたとしても、所定期間は２相制御を継続している。

本実施形態による電流フィードバック制御処理を図１５および図１６に基づいて説明する。図１５に示すフローチャートは、図７中のＳ１０７で否定判断された後に移行するＳ１３０およびＳ１４０が追加されており、Ｓ１０７にて肯定判断された後に移行するＳ１３６が追加されているので、この点を中心に説明する。なお、図１６は、Ｓ１３０における判定保持処理を説明するサブフローである。

回転数Ｎｍｇが急変していないと判断された場合（Ｓ１０７：ＮＯ）に移行するＳ１３０では、判定保持処理を行う。
ここで、判定保持処理を図１６に基づいて説明する。
Ｓ１３１では、前回の駆動制御処理が１相制御であったか否かを判断する。前回の駆動制御処理が１相制御であると判断された場合（Ｓ１３１：ＹＥＳ）、すなわち切替判定部６５からフィードバックされるｄ軸電流確定値ｉｄ＿ｆｉｘとしてｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｑ軸電流確定値ｉｑ＿ｆｉｘとしてｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔが選択されていた場合、判定保持処理を終了し、図１５中のＳ１４０へ移行する。このとき、後述の判定保持フラグはリセットされた状態である。前回の駆動制御処理が１相制御ではないと判断された場合（Ｓ１３１：ＮＯ）、すなわち前回の駆動制御処理が２相制御であり、切替判定部６５からフィードバックされるｄ軸電流確定値としてｄ軸電流検出値ｉｄ＿ｓｎｓ、ｑ軸電流確定値ｉｑ＿ｆｉｘとしてｑ軸電流検出値ｉｑ＿ｓｎｓが選択されていた場合、Ｓ１３２へ移行する。
Ｓ１３２では、判定保持カウンタのカウント値Ｃをインクリメントする。

Ｓ１３３では、判定保持カウンタのカウント値Ｃが、２相制御を継続する所定期間に対応する所定回数Ａｃより小さいか否かを判断する。判定保持カウンタのカウント値Ｃが所定回数Ａｃ以上であると判断された場合（Ｓ１３３：ＮＯ）、Ｓ１３５へ移行する。判定保持カウンタのカウント値Ｃが所定回数Ａｃより小さいと判断された場合（Ｓ１３３：ＹＥＳ）、Ｓ１３４へ移行する。

Ｓ１３４では、判定保持フラグをセットし、判定保持処理を終了し、図１５中のＳ１４０へ移行する。
判定保持カウンタのカウント値Ｃが、所定回数Ａｃ以上であると判断された場合（Ｓ１３３：ＮＯ）に移行するＳ１３５では、判定保持フラグをリセットし判定保持カウンタのカウント値Ｃをクリアし、判定保持処理を終了し、図１５中のＳ１４０へ移行する。

図１５に戻り、判定保持処理終了後に移行するＳ１４０では、判定保持フラグに基づき、判定を保持するか否かを判断する。判定保持しないと判断された場合（Ｓ１４０：ＮＯ）、すなわち判定保持フラグがセットされていない場合、判定を保持せず、Ｓ１０８へ移行し、１相制御とする。判定保持すると判断された場合（Ｓ１４０：ＹＥＳ）、すなわち判定保持フラグがセットされている場合、判定を保持し、Ｓ１１１へ移行し、２相制御とする。
回転数Ｎｍｇが急変したと判断された場合（Ｓ１０７：ＹＥＳ）に移行するＳ１３６では、判定保持カウンタのカウント値Ｃをクリアし、Ｓ１１１へ移行する。

本実施形態では、急変状態であると判定され、ｄ軸電流確定値ｉｄ＿ｆｉｘとしてｄ軸電流検出値ｉｄ＿ｓｎｓ、ｑ軸電流確定値ｉｑ＿ｆｉｘとしてｑ軸電流検出値ｉｑ＿ｓｎｓを選択した後、急変状態でないと判定された場合、ｄ軸電流確定値ｉｄ＿ｆｉｘとしてｄ軸電流検出値ｉｄ＿ｓｎｓ、ｑ軸電流確定値ｉｑ＿ｆｉｘとしてｑ軸電流検出値ｉｑ＿ｓｎｓの選択を所定期間継続する。急変状態でないと判定された後、所定期間経過後は、ｄ軸電流確定値ｉｄ＿ｆｉｘとしてｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｑ軸電流確定値ｉｑ＿ｆｉｘとしてｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを選択する。

このように、急変状態であると判定されて１相制御から２相制御に切り替えられた後、急変状態ではないと判定された場合、所定期間は２相制御を継続している。換言すると、急変状態の終了から所定期間は、２相制御を継続する、ということである。これにより、２相制御と１相制御とが頻繁に切り替えられることによる切り替えハンチングを回避することができる。特に、凹凸のある路面や凍結路面を走行することによりスリップとグリップとが繰り返される場合、２相制御が継続されることになるので、精度よく交流電動機２を制御することができる。

また、上記実施形態と同様の効果を奏する。
なお、図１５および図１６に示す例では、Ｓ１０８およびＳ１１１に加え、Ｓ１３０〜Ｓ１３６およびＳ１４０が「切替手段」の機能としての処理に相当する。
本実施形態のように、「急変状態であると判定され、電流確定値として２相制御電流値を選択した後、急変状態でないと判定された場合、電流確定値として２相制御電流値の選択を所定期間継続する」ことは、「電流確定値として２相制御電流値を選択した場合、２相制御電流値の選択を所定期間継続する」という概念に含まれるものとする。

もちろん、図１７に示すように、ｄ軸電流確定値ｉｄ＿ｆｉｘとしてｄ軸電流検出値ｉｄ＿ｓｎｓ、ｑ軸電流確定値ｉｑ＿ｆｉｘとしてｑ軸電流検出値ｉｑ＿ｓｎｓを選択した場合、ｄ軸電流検出値ｉｄ＿ｓｎｓおよびｑ軸電流検出値ｉｑ＿ｓｎｓのフィードバックを所定期間継続するようにしてもよい。換言すると、急変状態の開始から所定期間は、２相制御を継続するようにしてもよい、ということである。

図１７のフローチャートは、図７中のＳ１０７にて肯定判断された後に移行するＳ１４５が追加されており、Ｓ１０７にて否定判断された後に移行するＳ１４６およびＳ１４７が追加されている。
回転数Ｎｍｇが急変したと判断された場合（Ｓ１０７：ＹＥＳ）に移行するＳ１４５では、判定保持カウンタのカウント値Ｃをインクリメントし、Ｓ１１１へ移行し、２相制御とする。

回転数Ｎｍｇが急変していないと判断された場合（Ｓ１０７：ＮＯ）に移行するＳ１４６では、判定保持カウンタのカウント値Ｃが０か否かを判断する。判定保持カウンタのカウント値が０であると判断された場合（Ｓ１４６：ＹＥＳ）、Ｓ１０８へ移行し、１相制御とする。判定保持カウンタのカウント値Ｃが０でないと判断された場合（Ｓ１４６：ＮＯ）、Ｓ１４７へ移行する。

Ｓ１４７では、判定保持カウンタのカウント値Ｃが、２相制御を継続する所定期間に対応する所定回数Ａｄより小さいか否かを判定する。判定保持カウンタのカウント値Ｃが所定回数Ａｄより小さいと判断された場合（Ｓ１４７：ＹＥＳ）、Ｓ１４５へ移行し、判定保持カウンタのカウント値Ｃをインクリメントし（Ｓ１４５）、Ｓ１１１へ移行して２相制御とする。判定保持カウンタのカウント値Ｃが所定回数Ａｄ以上であると判断された場合（Ｓ１４６：ＮＯ）、判定保持カウンタのカウント値Ｃをクリアし、Ｓ１０８へ移行し、１相制御とする。

本実施形態では、ｄ軸電流確定値ｉｄ＿ｆｉｘとしてｄ軸電流検出値ｉｄ＿ｓｎｓ、ｑ軸電流確定値ｉｑ＿ｆｉｘとしてｑ軸電流検出値ｉｑ＿ｓｎｓを選択した場合、ｄ軸電流検出値ｉｄ＿ｓｎｓおよびｑ軸電流検出値ｉｑ＿ｓｎｓのフィードバックを所定期間継続する（Ｓ１４７：ＹＥＳ、Ｓ１１１）。

このようにしても、２相制御と１相制御とが頻繁に切り替えられることにより切り替えハンチングを回避することができ、上記と同様、精度よく交流電動機２を制御することができる。
また、上記実施形態と同様の効果を奏する。
なお、図１７の例では、Ｓ１０８およびＳ１１１に加え、Ｓ１４５〜Ｓ１４７が「切替手段」の機能としての処理に相当する。

（第７実施形態）
本発明の第７実施形態による駆動制御処理を図１８に基づいて説明する。図１８に示す駆動制御処理は、図７中のＳ１０３およびＳ１０４が省略されており、Ｓ１０７にて否定判断された場合に移行するＳ１１５が追加されており、Ｓ１０８にて肯定判断された場合に移行するＳ１１６が追加されている点が異なるので、この点を中心に説明する。

回転数Ｎｍｇが急変していないと判断された場合（Ｓ１０７：ＮＯ）に移行するＳ１１５は、図７中のＳ１０４の処理と同様であり、電流推定部４０にて、電気角θｅ、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*に基づき、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔおよびＶ相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔを演算する。そして、Ｓ１０８へ移行する。

回転数Ｎｍｇが急変したと判断された場合（Ｓ１０７：ＹＥＳ）に移行するＳ１１６は、図７中のＳ１０３の処理と同様であり、電流検出部３０にて、電気角θｅ、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓおよびＶ相電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓに基づき、ｄｑ変換によりｄ軸電流検出値ｉｄ＿ｓｎｓおよびｑ軸電流検出値ｉｑ＿ｓｎｓを演算する。そして、Ｓ１１１へ移行する。

すなわち本実施形態では、急変状態ではない通常時には、ｄ軸電流検出値ｉｄ＿ｓｎｓおよびｑ軸電流検出値ｉｑ＿ｓｎｓを算出せず、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを算出している。一方、急変状態では、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを算出せず、ｄ軸電流検出値ｉｄ＿ｓｎｓおよびｑ軸電流検出値ｉｑ＿ｓｎｓを算出している。
これにより、ｄ軸電流検出値ｉｄ＿ｓｎｓおよびｑ軸電流検出値ｉｑ＿ｓｎｓと、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔとを常時演算する場合と比較し、演算負荷を低減し、リソースを節約することができる。

このように、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを常時演算しない構成とすると、電流推定部４０において、遅れが存在するフィルタ系の演算を含んでいる場合、２相制御から１相制御に切り替えた直後のｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔの推定誤差が大きく、電流制御が乱れる虞がある。この場合、例えば、Ｓ１０７にて肯定判断された場合、Ｓ１０７にて用いた急変判定閾値Ａｎより大きい値である第２の急変判定閾値Ａｎ２より回転数変動量ΔＮが小さいと判断された場合、１相制御への復帰が近いとみなし、電流推定部４０におけるｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔの演算を開始するように構成してもよい。これにより、ｄ軸電流検出値ｉｄ＿ｓｎｓおよびｑ軸電流検出値ｉｑ＿ｓｎｓと、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔとを常時演算する場合と比較し、演算負荷を低減し、リソースを節約しつつ、２相制御から１相制御に切り替えた直後の電流制御の乱れを抑制することができる。

（第８実施形態）
第８実施形態〜第１０実施形態は、電流推定部４０における演算方法、フローチャートについていえばＳ１０４またはＳ１１５における処理が異なっているので、この点を中心に説明する。第８実施形態〜第１０実施形態の電流推定方法は、上記第１実施形態〜第７実施形態のいずれの実施形態の電流推定方法としてもよい。以下の実施形態においても、第１相であるＷ相を「センサ相」とし、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを用いる例を説明する。

図１９に示すように、第８実施形態〜第１０実施形態では、電流推定部４０にｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*が入力されておらず、電流推定部４０では、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*を用いずに、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ、ｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔ、および、Ｖ相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔを演算している。

図２０に示すように、本発明の第８実施形態による電流推定部４０は、センサ相基準電流位相検知部４５が上記実施形態と異なっている。本実施形態のセンサ相基準電流位相検知部４５には、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*が入力されず、逆ｄｑ変換部を有していない。そのため、位相検知部４５２では、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*を用いずにセンサ相基準電流位相θｘを算出している。

本実施形態の位相検知部４５２では、α軸電流ｉαとβ軸電流ｉβが「ｓｉｎ波とｃｏｓ波」の関係にあり、α軸電流ｉαとβ軸電流ｉβとの位相差が９０［°］であることに着目し、α軸電流微分値Δｉαに基づいてβ軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔを演算する。なお、α軸電流微分値Δｉαが「α軸電流検出値の微分値」に対応する。

まず、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに基づき、上記式（８）によりα軸電流検出値ｉα＿ｓｎｓを演算する。
また、α軸電流検出値ｉα＿ｓｎｓを演算するタイミング間での「電気角移動量Δθｅ［ｒａｄ］に対するα軸電流検出値ｉα＿ｓｎｓの変化量」、すなわち、「α軸電流検出値ｉα＿ｓｎｓの今回値と前回値との差」に基づき、α軸電流微分値Δｉαを式（１８）により演算する。
Δｉα＝−｛ｉα（ｎ）−ｉα（ｎ−１）｝／Δθｅ ・・・（１８）

式（１８）中のΔθｅは、前回の電流検出タイミングから今回の電流検出タイミングまでの電気角移動量をラジアン単位で表した値である。また、ｉα（ｎ）はα軸電流検出値ｉα＿ｓｎｓの今回値であり、ｉα（ｎ−１）はα軸電流検出値ｉα＿ｓｎｓの前回値である。
なお、式（１８）において、α軸電流ｉαやβ軸電流ｉβの定義によって、符号が反転する場合は、式（１１）における「ｔａｎ^-1（ｉβ／ｉα）」の計算に適するように、必要に応じて符号を操作してもよい。或いは、計算した結果、センサ相基準電流位相θｘがＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに同期しない場合には、符号操作だけでなく、算出されたセンサ相基準電流位相θｘに位相差９０［°］を適宜加減してもよい。この点は、上記実施形態と同様である。

続いて、α軸電流微分値Δｉαに基づいてβ軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔを演算するときの補正について、図２１を参照して説明する。図２１において、横軸は電気角θｅであり、波形上にマークがあるタイミングにおいて電流検出が行われたことを示しており、ここでは電気角移動量Δθｅがπ／６［ｒａｄ］＝３０［°］である場合を示している。
α軸電流ｉαおよびβ軸電流ｉβが理想的な正弦波である場合、実際のβ軸電流ｉβ０は、α軸電流ｉαの微分波形であり、「無限小の電気角移動量Δθｅにおけるα軸電流ｉαの変化量」として定義される。

しかしながら、現実の電動機制御装置１０におけるα軸電流微分値Δｉαは、無限小ではない電気角移動量Δθｅにおけるα軸電流検出値ｉα＿ｓｎｓの差分値である。したがって、図２１（ａ）に示すように、α軸電流微分値Δｉαの波形は、実際のβ軸電流ｉβ０の波形に対し、電気角移動量Δθｅの半分、すなわち（Δθｅ／２）だけ遅れることになる。

そこで、α軸電流微分値Δｉαに基づいてβ軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔを演算する場合、補正量Ｈを式（１９）により算出し、この補正量Ｈをα軸電流微分値Δｉαに加算してβ軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔを演算することが好ましい（式（２０）参照）。

式（１９）に示す通り、補正量Ｈは、「α軸電流検出値ｉα＿ｓｎｓの前回値ｉα（ｎ−１）と今回値ｉα（ｎ）の平均値」に電気角移動量Δθｅの半分（Δθｅ／２）を乗算した値である。
図２１（ｂ）に示すように、式（２０）により算出したβ軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔは、実際のβ軸電流ｉβ０の波形によく一致する。

このように、β軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔが精度よく算出できれば、センサ相基準電流位相θｘ検知精度と向上させることができ、ひいてはｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを精度よく推定することができる。

本実施形態では、Ｗ相に一致する軸をα軸とし、α軸に直交する軸をβ軸としている。
また、電流推定部４０では、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに基づいて算出されるα軸電流検出値ｉα＿ｓｎｓ、および、α軸電流微分値Δｉαに基づいて算出されるβ軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔに基づき、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔ演算する。より詳細には、α軸電流検出値ｉα＿ｓｎｓ、および、α軸電流微分値Δｉαに基づいて算出されるβ軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔに基づいて算出されるＷ相を基準とするセンサ相基準電流位相θｘに基づき、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを演算する。

これにより、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを精度よく推定できるので、従来技術に比べ、１相制御における応答性をより向上することができる。
また、本実施形態では、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*を用いずにｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを算出しているので、例えばトルク推定値ｔｒｑ＿ｅｓｔとトルク指令値ｔｒｑ^*との変化に基づく矩形波電圧パルスの位相制御による矩形波制御のように（後述の第１１実施形態参照）、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*を用いないトルクフィードバック方式のような制御方式にも適用可能である。
また、上記実施形態と同様の効果を奏する。

ところで、α軸電流検出値ｉα＿ｓｎｓは、インバータ１１のスイッチング素子のオン／オフの切り替えの影響を受け、スイッチング素子のオン／オフの切り替えタイミング（以下、「スイッチングタイミング」という。）で波形が歪むことがある。そこで、スイッチングタイミング同士のα軸電流検出値ｉα＿ｓｎｓを用いてα軸電流微分値Δｉαを演算することに加え、スイッチングタイミング間の所定のタイミングである中間タイミング同士のα軸電流検出値ｉα＿ｓｎｓを用いてα軸電流微分値Δｉαを算出するようにしてもよい。このようにすることで、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔの推定精度をより高めることができる。

（第９実施形態）
第９実施形態による電流推定部４０を図２２に示す。
本実施形態では、第８実施形態と同様、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*を用いず、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを算出している。本実施形態では、回転座標系であるｄｑ軸平面上でＷ相軸が相対的に回転することを利用し、Ｗ相推定誤差Δｉｗを積算してｄ軸実電流値ｉｄおよびｑ軸実電流値ｉｑに漸近させることにより、精度よくｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを算出している。

図２２に示すように、電流推定部４０は、電流基準値算出部４６１、減算器４６２、ゲイン補正部４６３、センサ相方向補正値算出部４６４、減算器４６５、他相電流推定部４６６、および、遅延素子４６７を有する。ここで、今回入力されるＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに基づく電流推定処理を第ｎ回目の処理とし、入力されるＷ相電流検出値を「ｉｗ＿ｓｎｓ（ｎ）」、電気角を「θ（ｎ）」とし、この処理によって得られる電流推定値を「ｉ＃＿ｅｓｔ（ｎ）」（ただし、＃は、ｄ、ｑ、ｕ、ｖ、ｗ）のように表す。

電流基準値算出部４６１には、前回の演算で算出されたｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ（ｎ−１）およびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔ（ｎ−１）が入力され、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ（ｎ−１）およびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔ（ｎ−１）、電気角θｅ（ｎ）を用いて逆ｄｑ変換し、センサ相であるＷ相成分の電流基準値ｉｗ＿ｂｆを演算する。

減算器４６２では、電流基準値ｉｗ＿ｂｆとＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ（ｎ）との差分であるＷ相推定誤差Δｉｗを演算する。
ゲイン補正部４６３では、Ｗ相推定誤差ΔｉｗにゲインＫを乗じ、補正後誤差ＫΔｉｗを演算する。ゲインＫは、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔに設けられたローパスフィルタ（以下、「ＬＰＦ」という。）の役割をなすものであり、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔの変化を緩やかにするものである（詳細は後述）。ゲインＫの値は、そのＬＰＦの所望の時定数の処理回数（時定数÷処理周期）をＫｌｐｆとすると、１／Ｋｌｐｆで表され、０＜Ｋ＜１の範囲となる。

センサ相方向補正値算出部４６４では、Δｉｕ＝０、Δｉｖ＝０とし、補正後誤差ＫΔｉｗをｄｑ変換し、センサ相方向ｄ軸補正値ｉｄ＿ｃｒｒ（ｎ）およびセンサ相方向ｑ軸補正値ｉｑ＿ｃｒｒ（ｎ）を演算する。本実施形態では、センサ相方向ｄ軸補正値ｉｄ＿ｃｒｒ（ｎ）およびセンサ相方向ｑ軸補正値ｉｑ＿ｃｒｒ（ｎ）が「補正ベクトル」に対応する。以下、センサ相方向ｄ軸補正値ｉｄ＿ｃｒｒ（ｎ）およびセンサ相方向ｑ軸補正値ｉｑ＿ｃｒｒ（ｎ）をベクトルとして扱う場合、適宜「補正ベクトル（Δｉｄ、Δｉｑ）」ということにする。
なお、補正ベクトルは、常に（Δｉｄ、Δｉｑ）のセットで示すものであり、電流フィードバック制御方式でＰＩ演算部２３等に入力されるｄ軸電流偏差Δｉｄおよびｑ軸電流偏差Δｉｑ（図３等）とは異なるものであることを注意的に述べておく。

減算器４６５では、遅延素子４６７を経由してフィードバックされた前回のｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ（ｎ−１）からセンサ相方向ｄ軸補正値ｉｄ＿ｃｒｒ（ｎ）を減算し、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ（ｎ）を演算する。また、遅延素子４６７を経由してフィードバックされた前回のｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔ（ｎ−１）からセンサ相方向ｑ軸補正値ｉｑ＿ｃｒｒ（ｎ）を減算し、ｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔ（ｎ）を演算する。なお、減算器４６５において、前回のｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ（ｎ−１）に対しセンサ相方向ｄ軸補正値ｉｄ＿ｃｒｒ（ｎ）を減算し、前回のｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔ（ｎ−１）に対しセンサ相方向ｑ軸補正値を減算することが「補正ベクトルをｄｑ軸平面上にて積算する」ことに対応する。
また、算出されたｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ（ｎ）およびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔ（ｎ）は、遅延素子４６７を経由して電流基準値算出部４６１へフィードバックされる。

他相電流推定部４６６では、電気角θｅ（ｎ）に基づき、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ（ｎ）およびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔ（ｎ）を逆ｄｑ変換し、３相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔ（ｎ）、ｉｖ＿ｅｓｔ（ｎ）、ｉｗ＿ｅｓｔ（ｎ）を演算する。なお、必要に応じ、例えばＶ相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔ（ｎ）だけを演算する、といった具合に、必要な相に限って演算するようにしてもよい。

ここで、本実施形態における電流推定処理を表した漸化式を式（２１）に示す。
ただし、式中のθｗ（ｎ）は、θｅ（ｎ）＋１２０［°］である。また、式中のＫｃｏｓ（θｗ（ｎ））Δｉｗがセンサ相方向ｄ軸補正値ｉｄ＿ｃｒｒ（ｎ）に対応し、−Ｋｓｉｎ（θｗ（ｎ））Δｉｗがセンサ相方向ｑ軸補正値ｉｑ＿ｃｒｒ（ｎ）に対応する。

式（２１）に示す漸化式をベクトル図で表現すると、図２３（ａ）のようになる。
ここで、本実施形態ではゲインＫを０＜Ｋ＜１となるように設定しているので、図２３（ｂ）に示すように、回転座標系であるｄｑ軸平面上において、Ｗ相軸が相対的に回転することを利用し、矢印ＹＩで示す補正ベクトル（Δｉｄ、Δｉｑ）を積算していくことにより、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔをｄ軸実電流値ｉｄおよびｑ軸実電流値ｉｑに漸近させている。

なお、ゲインＫは、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔがｄ軸実電流値ｉｄおよびｑ軸実電流値ｉｑに漸近する速度を律するためのフィルタ要素である。ゲインＫが大きすぎると、すなわち１に比較的近い値であると、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔと、ｄ軸実電流値ｉｄおよびｑ軸実電流値ｉｑとの差である誤差ベクトルΔｉｅとＷ相軸とが直交に近くなってしまい、ｄ軸実電流値ｉｄおよびｑ軸実電流値ｉｑを中心とする円周方向に動き、渦を描いてしまうため、漸近しにくくなってしまう。このような点を考慮し、ゲインＫは、ｄ軸実電流値ｉｄおよびｑ軸実電流値ｉｑに漸近しやすいような値を０＜Ｋ＜１の範囲で適宜設定可能である。

本実施形態では、前回の演算で算出されたｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔのＷ相成分である電流基準値ｉｗ＿ｂｆとＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓとに基づいて算出されるセンサ相方向ｄ軸補正値ｉｄ＿ｃｒｒおよびセンサ相方向ｑ軸補正値ｉｑ＿ｃｒｒをｄｑ軸平面上にて積算することにより、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを算出している。

このように、交流電動機２の回転に伴って変化する情報であるセンサ相方向ｄ軸補正値ｉｄ＿ｃｒｒおよびセンサ相方向ｑ軸補正値ｉｑ＿ｃｒｒを用いてｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを算出しているので、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに加え、残りの１次元部分を補い、２次元量を精度よく推定し、２次元上のベクトル制御を高精度に行うことができる。これにより、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを精度よく推定できるので、従来技術に比べ、１相制御における応答性をより向上することができる。
また、上記実施形態と同様の効果を奏する。

（第１０実施形態）
第１０実施形態は、第９実施形態の変形例である。
第１０実施形態による電流推定部４０を図２４に示す。第９実施形態では、センサ相方向の補正ベクトル（Δｉｄ、Δｉｑ）をｄｑ軸平面上にて積算することにより、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔへのｄ軸実電流値ｉｄおよびｑ軸実電流値ｉｑへの収束性を高めていた。換言すると、第９実施形態では、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔをセンサ相であるＷ相の方向に補正していた。本実施形態では、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔのｄ軸実電流値ｉｄおよびｑ軸実電流値ｉｑへの収束性を高めるべく、センサ相に直交する方向にも補正している。

詳細には、図２４に示すように、電流推定部４０は、第９実施形態の構成に加え、直交方向補正値算出部４６８を有している。
本実施形態では、センサ相方向補正値算出部４６４にてセンサ相方向ｄ軸補正値ｉｄ＿ｃｒｒ（ｎ）およびセンサ相方向ｑ軸補正値ｉｑ＿ｃｒｒ（ｎ）を算出する。また、減算器４６５にて、遅延素子４６７を経由してフィードバックされた前回のｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ（ｎ−１）に対し、センサ相方向ｄ軸補正値ｉｄ＿ｃｒｒ（ｎ）を減算し、Ｗ相方向に補正されたｄ軸電流暫定推定値ｉｄ＿ｅｓｔ’（ｎ）を算出する。同様に、減算器４６５にて、遅延素子４６７を経由してフィードバックされた前回のｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔ（ｎ−１）に対し、センサ相方向ｑ軸補正値ｉｑ＿ｃｒｒ（ｎ）を減算し、Ｗ相方向に補正されたｑ軸電流暫定推定値ｉｑ＿ｅｓｔ’（ｎ）を算出する。ｄ軸電流暫定推定値ｉｄ＿ｅｓｔ’（ｎ）およびｑ軸電流暫定推定値ｉｑ＿ｅｓｔ’（ｎ）は、第９実施形態のｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ（ｎ）およびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔ（ｎ）と同様である。

直交方向補正値算出部４６８では、センサ相と一致するα軸に直交する成分であるβ軸推定誤差Δｉβを式（２２）により演算する。また、式（２３）により、β軸推定誤差Δｉβを用い、ｄｑ変換により直交方向ｄ軸補正値ｉｄ＿ｃｒｒ＿β（ｎ）および直交方向ｑ軸補正値ｉｑ＿ｃｒｒ＿β（ｎ）を演算する。
減算器４６９では、ｄ軸電流暫定推定値ｉｄ＿ｅｓｔ’（ｎ）から直交方向ｄ軸補正値ｉｄ＿ｃｒｒ＿β（ｎ）を減算し、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ（ｎ）を演算する。また、ｑ軸電流暫定推定値ｉｑ＿ｅｓｔ’（ｎ）から直交方向ｑ軸補正値ｉｑ＿ｃｒｒ＿β（ｎ）を減算し、ｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔ（ｎ）を演算する。

ここで、本実施形態における電流推定処理を表した漸化式を式（２４）に示す。

また、式（２４）に示す漸化式をベクトル図で表現すると、図２５のようになる。図２５では、センサ相方向ｄ軸補正値ｉｄ＿ｃｒｒ（ｎ）およびセンサ相方向ｑ軸補正値ｉｑ＿ｃｒｒ（ｎ）と、直交方向ｄ軸補正値ｉｄ＿ｃｒｒ＿β（ｎ）および直交方向ｑ軸補正値ｉｑ＿ｃｒｒ＿β（ｎ）との合成ベクトルを「補正ベクトル（Δｉｄ、Δｉｑ）」と表している。

図２５に示すように、本実施形態の電流推定部４０では、前回の演算で算出されたｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ（ｎ−１）およびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔ（ｎ−１）のセンサ相成分である電流基準値ｉｗ＿ｂｆとＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓとに基づいて算出されるセンサ相方向ｄ軸補正値ｉｄ＿ｃｒｒ（ｎ）およびセンサ相方向ｑ軸補正値ｉｑ＿ｃｒｒ（ｎ）と、直交方向ｄ軸補正値ｉｄ＿ｃｒｒ＿β（ｎ）および直交方向ｑ軸補正値ｉｑ＿ｃｒｒ＿β（ｎ）との合成ベクトルである補正ベクトル（Δｉｄ、Δｉｑ）を、ｄｑ軸平面上にて積算することにより、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ（ｎ）およびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔ（ｎ）を算出している。換言すると、本実施形態では、前回の演算で算出されたｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ（ｎ−１）およびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔ（ｎ−１）に対し、ｄｑ軸平面上にて補正ベクトル（Δｉｄ、Δｉｑ）を積算している、ということである。

これにより、交流電動機２の回転に伴って回転するセンサ相方向ｄ軸補正値ｉｄ＿ｃｒｒ（ｎ）およびセンサ相方向ｑ軸補正値ｉｑ＿ｃｒｒ（ｎ）と、直交方向ｄ軸補正値ｉｄ＿ｃｒｒ＿β（ｎ）および直交方向ｑ軸補正値ｉｑ＿ｃｒｒ＿β（ｎ）とを用いることにより、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを精度よく演算することができ、上記第９実施形態と同様の効果を奏する。

本実施形態では、センサ相方向ｄ軸補正値ｉｄ＿ｃｒｒおよびセンサ相方向ｑ軸補正値ｉｑ＿ｃｒｒと、直交方向ｄ軸補正値ｉｄ＿ｃｒｒ＿βおよび直交方向ｑ軸補正値ｉｑ＿ｃｒｒ＿βとの合成ベクトルが「補正ベクトル」に対応する。また、前回のｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ（ｎ−１）に対し、減算器４６５にてセンサ相方向ｄ軸補正値ｉｄ＿ｃｒｒ（ｎ）を減算し、減算器４６９にて直交方向ｄ軸補正値ｉｄ＿ｃｒｒ＿β（ｎ）を減算するとともに、前回のｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔ（ｎ−１）に対し、減算器４６５にてセンサ相方向ｑ軸補正値ｉｑ＿ｃｒｒ（ｎ）を減算し、減算器４６９にて直交方向ｑ軸補正値ｉｑ＿ｃｒｒ＿β（ｎ）を減算することが、「補正ベクトルをｄｑ軸平面上にて積算する」ことに対応する。

（第１１実施形態）
上記実施形態では、ｄ軸電流確定値ｉｄ＿ｆｉｘおよびｑ軸電流確定値ｉｑ＿ｆｉｘがフィードバックされ、フィードバックされるｄ軸電流確定値ｉｄ＿ｆｉｘおよびｑ軸電流確定値ｉｑ＿ｆｉｘおよびｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*に基づいてｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*が演算される「電流フィードバック制御方式」を中心に説明した。

電流フィードバック制御方式では、トルク脈動を低減できる反面、特開２０１０−１２４５４４に開示されているように、取り得る電圧利用率が低い。そこで本実施形態では、図２６に示すように、電圧利用率を高めるべく、「トルクフィードバック制御方式」を採用する。
本実施形態におけるトルクフィードバック制御方式は、例えば矩形波制御モードとして実現される。矩形波制御モードでは、電流一周期内でハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流電動機２に印加する。これにより、電圧利用率を過変調ＰＷＭ制御モードよりもさらに高めることができる。

図２６に基づき、本実施形態の制御部１６の詳細について説明する。
制御部１６は、トルク推定部８１、減算器８２、ＰＩ演算部８３、矩形波発生器８４、信号発生器８５、電流検出部３０、電流推定部４０、異常判定部５０、回転数演算部６０、変動量演算部６１、および、切替判定部６５等を有する。

トルク推定部８１は、ｄ軸電流確定値ｉｄ＿ｆｉｘおよびｑ軸電流確定値ｉｑ＿ｆｉｘに基づき、マップまたは数式等を用いてトルク推定値ｔｒｑ＿ｅｓｔを演算する。演算されたトルク推定値ｔｒｑ＿ｅｓｔは、減算器８２にフィードバックされる。
減算器８２は、トルク推定部８１からフィードバックされるトルク推定値ｔｒｑ＿ｅｓｔとトルク指令値ｔｒｑ^*との差であるトルク偏差Δｔｒｑを算出する。

ＰＩ演算部８３は、トルク推定値ｔｒｑ＿ｅｓｔをトルク指令値ｔｒｑ^*に追従させるべく、トルク偏差Δｔｒｑがゼロに収束するように、電圧指令値としての電圧指令位相ｖφをＰＩ演算により算出する。
矩形波発生器８４は、電圧指令位相ｖφと電気角θｅとに基づいて矩形波を発生し、Ｕ相電圧指令値ｖｕ^*、Ｖ相電圧指令値ｖｖ^*、および、Ｗ相電圧指令値ｖｗ^*を出力する。

信号発生器８５は、Ｕ相電圧指令値ｖｕ^*、Ｖ相電圧指令値ｖｖ^*、Ｗ相電圧指令値ｖｗ^*、および、インバータ１１に印加される電圧であるインバータ入力電圧ＶＨに基づき、インバータ１１のスイッチング素子のオン／オフの切り替えに係る駆動信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを演算する。
そして、駆動信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに基づいてインバータ１１のスイッチング素子のオン／オフが制御されることより、３相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが生成され、この３相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが交流電動機２に印加されることにより、トルク指令値ｔｒｑ^*に応じたトルクが出力されるように、交流電動機２の駆動が制御される。

矩形波制御モードでは、電圧指令の演算にｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*を用いていない。そのため、電流推定部４０におけるｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔの演算として、第８実施形態〜第１０実施形態にて説明したｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*を用いない方法を採用することが望ましい。また、電圧指令位相ｖφの演算には用いないが、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*を別途演算し、電流推定部４０におけるｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔの演算として、第１実施形態にて説明したｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*を用いる方法を採用してもよい。

また、切替判定部６５における判定処理は、第１実施形態と同様とする。
ここで、図２７に示すフローチャートに基づき、本実施形態における駆動制御処理を説明する。
図２７のフローチャートにおいて、Ｓ１０１〜Ｓ１１１は図７と同様であり、図７中のＳ１１２〜Ｓ１１４に替えてＳ１５１〜Ｓ１５４となっている点が異なっているので、ここでは、Ｓ１５１〜Ｓ１５４について説明する。

Ｓ１０９にて否定判断された場合、または、Ｓ１１１に続いて移行するＳ１５１では、トルク推定部８１にて、ｄ軸電流確定値ｉｄ＿ｆｉｘおよびｑ軸電流確定値ｉｑ＿ｆｉｘに基づき、トルク推定値ｔｒｑ＿ｅｓｔを演算する。
Ｓ１５２では、トルク指令値ｔｒｑ^*、および、フィードバックされるトルク推定値ｔｒｑ＿ｅｓｔに基づき、減算器８２にてトルク偏差Δｔｒｑを算出し、トルク偏差Δｔｒｑがゼロに収束するように、ＰＩ演算部８３にてＰＩ演算により電圧指令位相ｖφを演算する。

Ｓ１５３では、矩形波発生器８４にて、電圧指令位相ｖφに基づき、３相電圧指令値ｖｕ^*、ｖｖ^*、ｖｗ^*を演算する。
Ｓ１５４では、信号発生器８５にて、３相電圧指令値ｖｕ^*、ｖｖ^*、ｖｗ^*、および、インバータ入力電圧ＶＨに基づき、駆動信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを算出し、インバータ１１へ出力する。

本実施形態では、トルク推定値ｔｒｑ＿ｅｓｔを演算するトルク推定部８１をさらに備える。
また、ＰＩ演算部８３では、フィードバックされるトルク推定値ｔｒｑ＿ｅｓｔ、および、交流電動機２の駆動に係るトルク指令値ｔｒｑ^*に基づき、電圧指令位相ｖφを演算する。
本実施形態では、トルクフィードバック制御方式を採用し、矩形波制御とすることにより、電圧利用率を高めることができる。なお、トルクフィードバック制御方式について、フィードバックするトルク推定値ｔｒｑ＿ｅｓｔは、ｄ軸電流確定値ｉｄ＿ｆｉｘおよびｑ軸電流確定値ｉｑ＿ｆｉｘから推定されるものであるため、広義での「電流フィードバック制御」と捉えてもよい。
また、上記実施形態と同様の効果を奏する。

本実施形態では、制御部１６が、制御部１５と同様、各手段を構成する。以下、対応関係については第１実施形態と異なる点について述べる。
トルク推定部８１が「トルク推定手段」を構成し、ＰＩ演算部８３が「電圧指令値演算手段」を構成する。
また、図２７中のＳ１５１が「トルク推定手段」の機能としての処理に相当し、Ｓ１５２が「電圧指令値演算手段」の機能としての処理に相当する。
さらに、トルク指令値ｔｒｑ^*が「指令値」および「トルク指令値」に対応し、電圧指令位相ｖφが「電圧指令値」に対応する。

（第１２実施形態）
第１２実施形態は、切替判定部６５における処理が第１１実施形態と異なるので、この点を中心に説明する。
図２８に示すように、本実施形態では、回転数変動量ΔＮに加え、電圧指令位相ｖφが急変したか否かに基づいて、急変状態か否かを判定している。すなわち本実施形態では、演算結果としての電圧指令位相ｖφが急変していなければ、交流電動機２に印加される３相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗも急変せず、１相制御でも十分に応答できるとみなせるので、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを用いた１相制御としても差し支えない。

本実施形態による駆動制御処理は、図１４中のＳ１１２〜Ｓ１１４を図２７中のＳ１５１〜Ｓ１５４に置き換えたものと略同様である。
本実施形態では、回転数Ｎｍｇが急変したと判断された場合（Ｓ１０７：ＹＥＳ）に移行するＳ１２４では、電圧指令位相ｖφが急変したか否かを判断する。電圧指令位相ｖφの急変は、回転数Ｎｍｇ等と同様、前回値と今回値との差や、所定期間内の最大値と最小値との差や、移動平均値など、どのような値に基づいて判断してもよい。電圧指令位相ｖφが急変していないと判断された場合（Ｓ１２４：ＮＯ）、急変状態ではないとみなし、Ｓ１０８へ移行し１相制御とする。電圧指令位相ｖφが急変したと判断された場合（Ｓ１２４：ＹＥＳ）、急変状態であるとみなし、Ｓ１１１へ移行し、２相制御とする。
このように構成しても、上記実施形態と同様の効果を奏する。

（第１３実施形態）
第１３実施形態は、切替判定部６５における処理が第１１実施形態と異なるので、この点を中心に説明する。
図２９に示すように、本実施形態では、第４実施形態と同様、回転数変動量ΔＮに加え、トルク指令値ｔｒｑ^*が急変したか否かに基づき、急変状態か否かを判断している。
本実施形態による駆動制御処理は、図１２中のＳ１１２〜Ｓ１１４を図２７中のＳ１５１〜Ｓ１５４に置き換えたものと同様である。
このように構成しても、上記実施形態と同様の効果を奏する。

（他の実施形態）
（ア）上記第２実施形態〜第５実施形態、第１２実施形態および第１３実施形態では、急変状態の判定に、交流電動機の回転数に加え、（１）ｄ軸電流指令値とｄ軸電流検出値との差およびｑ軸電流指令値とｑ軸電流検出値との差、（２）ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値、（３）トルク指令値、（４）ｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値、または、（５）電圧指令位相を用いていた。他の実施形態では、急変状態の判定に、交流電動機の回転数に加え、（１）〜（５）の全てまたは一部を組み合わせて用いてもよい。（１）〜（５）の全てを組み合わせた場合を例に、フローチャートについて言及しておくと、図７のＳ１０７にて肯定判断された場合、Ｓ１２１〜Ｓ１２４の判断ステップを追加し、肯定判断された場合にはＳ１１１へ移行し、否定判断された場合にはＳ１０８へ移行する。また、追加したＳ１２１〜Ｓ１２４において、全てで否定判断された場合にＳ１１１へ移行するように構成してもよい。また、Ｓ１２１〜Ｓ１２４のうちの複数を組み合わせる場合、判断の順番はどのようであってもよい。

（イ）上記第６実施形態のように、２相制御を所定期間継続する構成は、どの実施形態と組み合わせてもよい。
また、上記第７実施形態のように、ｄ軸電流検出値およびｑ軸電流検出値と、ｄ軸電流推定値およびｑ軸電流推定値とについて、常時演算せず、ｄ軸電流検出値およびｑ軸電流検出値、または、ｄ軸電流推定値およびｑ軸電流推定値の一方を演算する期間がある構成は、上記第２実施形態以外のどの実施形態と組み合わせてもよい。なお、第２実施形態は、１相制御中もｄ軸電流検出値およびｑ軸電流検出値を演算する必要があるので、組み合わせることはできない。

（ウ）上記第１実施形態では、電流推定部におけるｄ軸電流推定値およびｑ軸電流推定値の演算にｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値を用いていた。ここで、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値の更新周期は、各相の電流検出周期や電圧指令値の演算周期よりも長い場合がある。このような場合には、ｄ軸電流推定値およびｑ軸電流推定値の演算に用いるｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値を高速更新したり、ＬＰＦ処理したりするようにしてもよい。

（エ）上記実施形態の電流推定部のゼロクロス補間部におけるゼロクロス補間方法は、上記実施形態で説明した以外の方法であってもよいし、必要に応じてゼロクロス補間を行わなくてもよい。
なお、ゼロ割りに関しては、式（１５）において離散系の影響により推定値が意図しない値で算出されるのを防ぐため、推定係数ｉｖ＿ｋｐ、或いは推定係数ｉｖ＿ｋｐ内の｛１／ｔａｎ（θｘ）｝項に制限値を設けておくことでも対策できる。また、式（１５）を制御部１５に実装する場合は、上述のように推定係数ｉｖ＿ｋｐ、或いは推定係数ｉｖ＿ｋｐ内の｛１／ｔａｎ（θｘ）｝項をマップ化しておくことも有効であり、その場合、マップ上で制限値を設けておくことでも対策できる。

（オ）上記実施形態では、「２相制御電流値」、「１相制御電流値」、「電流確定値」、「電圧指令値」、「電流指令値」は、いずれもｄｑ軸上のものについて説明したが、電流フィードバック制御に利用可能な値であれば、各相の値や、その他の軸に基づくものであってもよい。また、電流推定値は、第１相の電流検出値、および、回転角検出値に基づいて算出されていればどのような方法で算出してもよく、さらに他のパラメータ等を用いてもよい。さらにまた、電圧指令値は、交流電動機の駆動に係る指令値（例えば電流指令値やトルク指令値）、および、電流確定値に基づいて算出されていれば、どのような方法で算出してもよく、さらに他のパラメータ等を用いてもよい。また、電圧指令値は、電圧値そのものに係る指令に限らず、トルクフィードバック制御方式にて用いる電圧指令位相、或いは電圧指令の振幅等、インバータに印加する電圧に係る指令値であればどのような値としてもよい。

上記実施形態では、「交流電動機の駆動に係る指令値」は、電流フィードバック制御方式では電流指令値であり、トルクフィードバック制御方式ではトルク指令値である。他の実施形態では、「交流電動機の駆動に係る指令値」は、交流電動機の駆動に係る指令値であれば、どのようなものであってもよい。
また、例えば電圧指令値の演算にはトルク指令値を用い、急変判定には電流指令値を用いる、といった具合に、電圧指令値演算に用いる指令値と急変判定に用いる指令値とは、必ずしも一致していなくてもよい。

（カ）第１実施形態〜第１０実施形態では、電圧指令値は電流フィードバック制御方式にて演算される。第１１実施形態〜第１３実施形態では、電圧指令値はトルクフィードバック方式にて演算される。他の実施形態では、交流電動機の印加電圧を制御するインバータは、電流フィードバック制御がなされる制御方法であれば、どのような方法で制御されてもよい。また、第１実施形態〜第１０実施形態にて説明した電流フィードバック制御方式と、第１１実施形態〜第１３実施形態にて説明したトルクフィードバック方式とを、交流電動機の回転数やトルク等に応じ、適宜切り替えてもよい。

（キ）上記実施形態では、第１相がＷ相であり、第２相がＶ相である例について説明した。他の実施形態では、第１相は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のいずれとしてもよく、第２相は、第１相以外のどちらの相としてもよい。
（ク）上記実施形態では、電流センサが３相のうちの２相に設けられている例について説明した。他の実施形態では、電流センサが３相に設けられており、いずれか１相にて異常が生じており、異常が生じていない２相で制御を行う場合において、上記駆動制御処理を行うようにしてもよい。その場合、異常が生じていない２相のうちの一方を第１相とみなし、他方を第２相とみなせばよい。なお、３相のうちの１相に生じた異常の検出方法や、異常が生じた相の特定方法は、どのような方法であってもよい。

（ケ）上記実施形態では、１相制御中には常に電流センサの異常検出を行っていた。他の実施形態では、１相制御中における電流センサの異常検出を省略してもよい。また、異常検出を駆動制御処理とは別処理としてもよい。さらにまた、異常検出処理は、駆動制御処理とは異なる頻度で行われるようにしてもよい。

上記実施形態では、Ｗ相電流検出値に基づいて算出されたＶ相電流推定値と、Ｖ相電流検出値との比較結果に基づき、Ｗ相電流センサおよびＶ相電流センサの少なくとも一方に異常が生じているか否かを判定していた。
他の実施形態では、Ｖ相電流検出値に基づいて算出されたＷ相電流推定値と、Ｗ相電流検出値との比較結果に基づき、Ｗ相電流センサおよびＶ相電流センサの少なくとも一方に異常が生じているかを判定するようにしてもよい。すなわち、「第２の電流検出値に基づいて推定される第１相電流推定値と、第１の電流検出値との比較結果に基づき、第１の電流センサおよび第２の電流センサの少なくとも一方に異常が生じているか否かを判定する」ようにしてもよい、ということである。

この例では、交流電動機の駆動を制御するための電流センサを第１相であるＷ相に設けられるＷ相電流センサとし、電流センサの異常を検出するための電流センサを第２相であるＶ相に設けられるＶ相電流センサとしている、といえる。換言すると、交流電動機の駆動制御用の電流センサと、異常検出用の電流センサとを明確に区別している、ということである。駆動制御用の電流センサと異常検出用の電流センサとが区別されていない場合、高速かつ精密にフィードバック制御がなされるシステムでは、所望の正弦波電流となるように制御されるため、あたかも電流センサに異常がないようにみえてしまう「電流フィードバックの干渉」が起こり得る。駆動制御用の電流センサと異常検出用の電流センサとが明確に区別され、１相制御時にフィードバックされる１相制御電流値の演算に用いられていないＶ相電流検出値に基づいてＷ相電流推定値を算出すれば、算出されるＷ相電流推定値は、電流フィードバックの干渉を受けない。このように、異常検出用の電流センサを電流フィードバックループから独立させれば、電流フィードバックの干渉が生じず、適切に電流センサの異常を検出することができる。

（コ）上記実施形態では、回転角センサは電気角θｅを検出し、制御部へ出力した。他の実施形態では、回転角センサは機械角θｍを検出し、制御部へ出力し、制御部の内部にて電気角θｅに換算してもよい。また、電気角θｅに替えて、機械角θｍを「回転角検出値」としてもよい。さらにまた、回転数Ｎｍｇは、機械角θｍに基づいて算出してもよい。

（サ）上記実施形態では、交流電動機は、永久磁石式同期型の三相交流電動機であったが、他の実施形態では、誘導電動機やその他の同期電動機であってもよい。また、上記実施形態の交流電動機は、電動機としての機能および発電機としての機能を併せ持つ所謂モータジェネレータであったが、他の実施形態では、発電機としての機能を持たない電動機であってもよい。

また、交流電動機と接続されるエンジンを設け、エンジンに対して電動機として動作し、エンジンの始動を行うように交流電動機を構成してもよいし、エンジンの動力を利用して発電機として動作するようにしても良い。また、交流電動機を複数設けてもよいし、エンジンや複数の交流電動機における動力を分割する動力分割機構等をさらに設けてもよい。

（シ）本発明による交流電動機の制御装置は、上記実施形態のようにインバータと交流電動機を１組設けたシステムに限らず、インバータと交流電動機を２組以上設けたシステムに適用してもよい。また、１台のインバータに複数台の交流電動機を並列接続させた電車等のシステムに適用してもよい。
また、交流電動機の制御装置は、電動車両に適用されていたが、電動車両以外に用いてもよい。
以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。

２・・・交流電動機
１０・・・電動機制御装置（交流電動機の制御装置）
１１・・・インバータ
１２・・・Ｗ相電流センサ（第１の電流センサ）
１３・・・Ｖ相電流センサ（第２の電流センサ）
１４・・・回転角センサ
１５、１６・・・制御部（第１の電流取得手段、第２の電流取得手段、回転角取得手段、２相制御電流値演算手段、１相制御電流値演算手段、回転数演算手段、変動量演算手段、急変判定手段、切替手段、電圧指令値演算手段、他相電流推定手段、異常判定手段、トルク推定手段）

Claims (13)

1. インバータ（１１）によって印加電圧が制御される３相の交流電動機（２）の駆動を制御する交流電動機の制御装置（１０）であって、
   前記交流電動機のいずれか１相である第１相に設けられる第１の電流センサ（１２）から第１の電流検出値を取得する第１の電流取得手段（１５、１６）と、
   前記交流電動機の前記第１相以外の１相である第２相に設けられる第２の電流センサ（１３）から第２の電流検出値を取得する第２の電流取得手段（１５、１６）と、
   前記交流電動機の回転角を検出する回転角センサ（１４）から回転角検出値を取得する回転角取得手段（１５、１６）と、
   前記第１の電流検出値、前記第２の電流検出値、および、前記回転角検出値に基づき、２相制御電流値を演算する２相制御電流値演算手段（３０）と、
   前記第１の電流検出値、および、前記回転角検出値に基づき、１相制御電流値を演算する１相制御電流値演算手段（４０）と、
   前記回転角検出値に基づき、前記交流電動機の回転数を演算する回転数演算手段（６０）と、
   前記回転数の変動量である回転数変動量を演算する変動量演算手段（６１）と、
   前記回転数変動量に基づき、急変状態か否かを判定する急変判定手段（６５）と、
   前記急変状態でないと判定された場合、電流確定値として前記１相制御電流値を選択し、前記急変状態であると判定された場合、前記電流確定値として前記２相制御電流値を選択する切替手段（６５）と、
   前記電流確定値、および、前記交流電動機の駆動に係る指令値に基づき、前記インバータに印加する電圧に係る電圧指令値を演算する電圧指令値演算手段（２３、８３）と、
   を備えることを特徴とする交流電動機の制御装置。
2. 前記急変判定手段は、前記回転数変動量に加え、前記交流電動機の駆動に係る電流指令値と前記２相制御電流値との差に基づき、前記急変状態か否かを判定することを特徴とする請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
3. 前記急変判定手段は、前記回転数変動量に加え、前記交流電動機の駆動に係る電流指令値に基づき、前記急変状態か否かを判定することを特徴とする請求項１または２に記載の交流電動機の制御装置。
4. 前記急変判定手段は、前記回転数変動量に加え、前記交流電動機の駆動に係るトルク指令値に基づき、前記急変状態か否かを判定することを特徴とする請求項１〜３のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。
5. 前記急変判定手段は、前記回転数変動量に加え、前記電圧指令値に基づき、前記急変状態か否かを判定することを特徴とする請求項１〜４のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。
6. 前記切替手段は、前記電流確定値として前記２相制御電流値を選択した場合、前記２相制御電流値の選択を所定期間継続することを特徴とする請求項１〜５のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。
7. 前記１相制御電流値演算手段は、前記第１の電流検出値、および、前記回転角検出値に加え、前記交流電動機の駆動に係る電流指令値に基づき、前記１相制御電流値を演算することを特徴とする請求項１〜６のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。
8. 前記第１相に一致する軸をα軸とし、前記α軸に直交する軸をβ軸とすると、
   前記１相制御電流値演算手段は、前記第１の電流検出値に基づいて演算されるα軸電流検出値、および、前記α軸電流検出値の微分値に基づいて推定されるβ軸電流推定値に基づき、前記１相制御電流値を演算することを特徴とする請求項１〜６のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。
9. 前記１相制御電流値演算手段は、前回の演算で算出された前記１相制御電流値の前記第１相の成分である電流基準値と前記第１の電流検出値とに基づいて算出される補正ベクトルをｄｑ軸平面上にて積算することにより前記１相制御電流値を演算することを特徴とする請求項１〜６のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。
10. 前記第１の電流検出値に基づく第２相電流推定値、および、前記第２の電流検出値に基づく第１相電流推定値の少なくとも一方を演算する他相電流推定手段（４０）と、
    前記電流確定値として前記１相制御電流値が選択されているとき、前記第１の電流検出値と前記第１相電流推定値との比較結果、および、前記第２の電流検出値と前記第２相電流推定値との比較結果の少なくとも一方に基づき、前記第１の電流センサおよび前記第２の電流センサの少なくとも一方に異常が生じているか否かを判定する異常判定手段（５０）と、
    をさらに備えることを特徴とする請求項１〜９のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。
11. 前記電圧指令値演算手段（２３）は、フィードバックされる前記電流確定値、および、前記交流電動機の駆動に係る電流指令値に基づき、前記電圧指令値を演算することを特徴とする請求項１〜１０のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。
12. 前記電流確定値に基づき、トルク推定値を演算するトルク推定手段（８１）をさらに備え、
    前記電圧指令値演算手段（８３）は、フィードバックされる前記トルク推定値、および、前記交流電動機の駆動に係るトルク指令値に基づき、前記電圧指令値を演算することを特徴とする請求項１〜１０のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。
13. 前記電流確定値に基づき、トルク推定値を演算するトルク推定手段（８１）をさらに備え、
    前記電圧指令値演算手段は、
    フィードバックされる前記電流確定値、および、前記交流電動機の駆動に係る電流指令値に基づいて前記電圧指令値を演算する電流フィードバック制御方式と、
    フィードバックされる前記トルク推定値、および、前記交流電動機の駆動に係るトルク指令値に基づいて前記電圧指令値を演算するトルクフィードバック制御方式と、
    を切り替え可能であることを特徴とする請求項１〜１０のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。

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