JP2014113038A - フライバックコンバータの方法 - Google Patents

Abstract

【課題】サージ電力の要求を満たすように、短期間に変圧器の電力供給能力を増やすフライバックコンバータの制御方法を提供する。
【解決手段】フライバックコンバータは、電源１２、整流器、変圧器、出力検出回路、光カプラＤＯＰＴＯ１とＤＯＰＴＯ２、制御器１０、電流検出抵抗Ｒｓ、およびスイッチングトランジスタＱを含み、交流電源１２からの交流電圧Ｖｉｎを直流電圧Ｖｏｕｔに変換し出力する。直流電圧Ｖｏｕｔを帰還信号として検出し、光カプラＤＯＰＴＯ１とＤＯＰＴＯ２を介して変圧器の二次回路から変圧器の一次回路に伝達し、フィードバック制御する。電流検出抵抗Ｒｓで検出した一次電流の電流制限と、スイッチング周波数とを、直流電圧Ｖｏｕｔの検出値に応じて増加させる。
【選択図】図１

Description

本出願は、２０１２年１１月１３日に出願された米国仮出願番号６１／７２５，８１１の優先権を主張するものであり、参照によりその全体が本明細書に組み入れられる。

本発明は、電力システムに関し、特に、フライバックコンバータの方法に関するものである。

スイッチングモード電源（ＳＭＰＳ）すなわちコンバータは、優れた電力変換効率を提供する。それは、パワーステージにあるスイッチ素子（トランジスタまたはＭＯＳＦＥＴ）が、飽和領域（高電流だが電圧はゼロに近い）または遮断領域（高電圧だが電流がゼロ）のいずれかに高周波数で周期的に動作するため、スイッチ素子の損失が低いことに理由がある。線形（linear）コンバータでは、半導体素子の動作中における電圧と電流が共に高いため、パワーステージにある半導体素子は、高い電力損失の活性領域で常に動作する。その高い効率性により、スイッチングモードコンバータは、リチウム電池などの限られた内部バッテリによって電力供給される種々のポータブルデバイス（例えば、携帯電話、デジタルカメラ、タブレット、デジタルミュージックプレーヤー、メディアプレーヤー、ポータブルディスクドライブ、携帯ゲーム機、および他の手持ち式消費者向け電子装置など）で、特に役に立つことが見出されている。フライバックコンバータは通常、電圧調整を提供するように用いられる。

技術の進歩に伴い、より多くの特徴と機能がポータブルデバイスに組み込まれており、電力コンバータからの電力供給により多くの需要をもたらしている。いくつかのアプリケーションでは、より高い電流が短期間に要求される（短期間に一時的な出力増大（power boost）が要求される）。いくつかの例は、プリンタやモーターにおいて、またはＣＰＵブーストオペレーションのために用いられる。超過電力量は、正常な動作に伝送される最大電力の２倍となることがあり、従来のコンバータは、コストを追加せずに（例えば飽和状態を避けるためのより大きな変圧器なくして）超過電力量を伝送することはできない。上述のこれらの方法の利点は：
サージ負荷状態の間に、スイッチング周波数を増加し、変圧器の一次側ピーク電流を制限することによって、かさばる変圧器を用いてサージ負荷状態でのコアの飽和を避けるのが必要でなくなる。

定格負荷での電力供給の効率は、最適化されることができる。定格負荷でのスイッチング周波数は、サージモードの動作でのスイッチング周波数より低いため、定格負荷状態でのスイッチング損失は低く、よりよい効率を得ることができる。

本発明は、コストを追加せずに、または必要ならばコスト追加を最小限にして、サージ電力の要求を満たすように、短期間に変圧器の電力供給能力を増やす方法を提供する。さらに、短絡状態に関する諸問題を軽減する方法も提供する。詳細な説明は、添付の図面と併せて以下の実施形態に説明される。

変圧器を含むフライバックコンバータの回路に用いられる本方法の実施形態が提供され、変圧器の二次回路から発生された出力電圧を決定すること、出力電圧に基づくフィードバック電圧を変圧器の一次回路に供給すること、フィードバック電圧に応じて一次電流の電流制限とスイッチング周波数を増加させること、および一次電流を変圧器の一次巻線に供給することを含む。

変圧器を含むフライバックコンバータの回路に用いられる本方法のもう１つの実施形態が提供され、変圧器の二次回路から発生された出力電圧を決定すること、出力電圧に基づくフィードバック電圧を変圧器の一次回路に供給すること、第１の固定レートによって、フィードバック電圧に応じて一次電流のスイッチング周波数を増加させること、適応レートによって、一次電流の電流制限を決定された出力電圧に伴って増加させること、および一次電流を変圧器の一次巻線に供給することを含む。

変圧器を含むフライバックコンバータの回路に用いられる本方法のもう１つの実施形態が提供され、変圧器の二次回路から発生された出力電圧を決定すること、出力電圧に基づくフィードバック電圧を変圧器の一次回路に供給すること、フィードバック電圧に応じて一次電流の電流制限とスイッチング周波数を増加させるステップ、一次電流を変圧器の一次巻線に供給すること、およびフィードバック電圧が短絡しきい値電圧を超えた時、一次電流制限は、一次電流の最大電流制限より小さい、実質的に一定の過負荷電流に減少されることを含む。

添付の図面を参照しつつ、以下の詳細な説明と例示を検討することで、本発明はより完全に理解できる。
図１は、本発明の実施形態に基づいたフライバックコンバータ１のブロック図である。 図２は、本発明の実施形態に基づいたフィードバック電圧Ｖ_ＦＢに対する一次電流Ｉ_ＰのＶ_ＣＳとスイッチング周波数の制御方式２を表す線図を示している。 図３は、本発明のもう一つの実施形態に基づいたフライバックコンバータ１のフィードバック電圧Ｖ_ＦＢに対する一次電流Ｉ_ＰのＶｃｓとスイッチング周波数のもう１つの制御方式３を表す線３０、３２ａ、３２ｂ、および３２ｃを示す線図である。 図４は、本発明のさらにもう一つの実施形態に基づいたフライバックコンバータ１のフィードバック電圧Ｖ_ＦＢに対する一次電流Ｉ_ＰのＶｃｓとスイッチング周波数のもう１つの制御方式４を表す線図である。 図５は、本発明の実施形態に基づいた出力負荷が増加した時の時間領域での一次電流Ｉ_Ｐと二次電流Ｉ_Ｓの関係を示している。 図６は、本発明の実施形態に基づいた制御方法６のフローチャートである。 図７は、本発明の実施形態に基づいた高電力モードの制御方法７のフローチャートである。 図８は、本発明の別な実施形態に基づいた制御方法８のフローチャートである。 図９は、本発明のさらにもう一つの実施形態に基づいた制御方法９のフローチャートである。

以下の説明は、本発明を実施するベストモードが開示されている。この説明は、本発明の一般原理を例示する目的のためのもので本発明を限定するものではない。本発明の範囲は、添付の請求の範囲を参考にして決定される。

図１〜図９は、増大された電力供給、増加された電力の制御性、および短絡保護を提供するスイッチモード電源（ＳＭＰＳ）を示しており、今日のコンピュータ装置、ネットワーク装置、通信装置、携帯装置、およびその他の電子および電気装置の高まる電力要求に応えている。

図１は、本発明の実施形態に基づいたフライバックＳＭＰＳ１のブロック図であり、電源１２、整流器、変圧器、出力検出回路１４、光カプラＤ_{ＯＰＴＯ１}とＤ_{ＯＰＴＯ２}、制御器１０、およびスイッチングトランジスタＱを含む。フライバックＳＭＰＳ１は、交流（ＡＣ）電源１２を直流（ＤＣ）電源に変換し、調整された電力出力Ｖ_ｏｕｔを接続された負荷（図示されていない）に供給する。前記負荷は、一時的に電力供給の急増を必要とする可能性があるモーターや、中央処理装置（ＣＰＵ）すなわちマイクロプロセッサなどである。

電源１２からのＡＣ入力電源は、整流器を通してＤＣ電源に変換され、変圧器に供給されるＤＣ電源は、スイッチングトランジスタＱによって制御される。スイッチングトランジスタＱと変圧器は、フライバックＳＭＰＳ１の中心を形成する。変圧器は、一次巻線Ｗ１、二次巻線Ｗ２、および補助巻線Ｗａｕｘを含む。電源１２は、変圧器の一次巻線Ｗ１を通してスイッチングトランジスタＱに供給される。スイッチングトランジスタＱはスイッチとして機能する。スイッチングトランジスタＱがオンにされ、飽和状態および導通状態に駆動された時、スイッチは閉じて、パルス変圧器の一次巻線Ｗ１を通して電力戻りリード線（power return lead）に流れる一次電流Ｉ_Ｐ（一次電流）の経路を提供するため、一次巻線Ｗ１の励磁インダクタンスを通してトランスコア（transformer core）にエネルギーが保存される。スイッチングトランジスタＱがオフにされて、遮断領域にあり、且つ導通していない時、スイッチは開いて、保存されたエネルギーは、二次巻線Ｗ２を通して負荷に伝送される。よって、変圧器の一次巻線Ｗ１と二次巻線Ｗ２に電流が同時に流れない。

ＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭのスイッチング周波数（パルスレート変調（以下ＰＲＭと呼ぶ）によって）または持続時間（パルス幅変調（ＰＷＭと呼ぶ）によって）の変化は、入力電流Ｉ_Ｐのデューティーサイクルおよびそれに対応する出力電圧Ｖ_ｏｕｔの出力調整を変化させる。出力電圧の調整は、光カプラＤ_{ＯＰＴＯ１}とＤ_{ＯＰＴＯ２}によって提供される。１つの実施形態では、出力電圧Ｖ_ｏｕｔが検出され、抵抗回路網を通して電圧Ｖ_ｄｉｖに分割される。電圧Ｖ_ｄｉｖは、シャントレギュレータＴ１を制御するように用いられ、シャントレギュレータＴ１は、電圧Ｖ_ｄｉｖとその内部で調整された通常は２．５Ｖの電圧との間の差値に比例する電流を生成する。シャントレギュレータで生成される電流は、フライバックＳＭＰＳ１の一次回路と二次回路との間の絶縁を提供する光カプラＤ_{ＯＰＴＯ１}とＤ_{ＯＰＴＯ２}を通して、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢに変換される。

フライバックＳＭＰＳ１は、ピーク電流制御モードで動作されることができる。ピーク電流制御コンバータでは、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢは、各デューティーサイクルで一次電流Ｉ_Ｐのピーク電流の電流制限Ｉ_ｌｉｍを設定するように用いられる。制御器１０は、一次巻線Ｗ１を通過する電流Ｉ_Ｐおよび検出レジスタＲｓの両端にかかる検出電圧Ｖｃｓを検出することができる。電流制限Ｉ_ｌｉｍは、検出電圧制限Ｖｃｓ＿ｌｉｍに基づいて、制御器１０によって制御される。さらに具体的に言うと、制御器１０は、検出レジスタＲｓに接続され、検出電圧Ｖｃｓを検出するように設定され、公式［１］に基づいて電流Ｉ_Ｐに対する電流制限Ｉ_ｌｉｍを設定する。

検出電圧Ｖｃｓは、検出レジスタＲｓの両端にかかる電圧である。出力負荷が一定量の出力電力を引き込んだ時、検出電圧制限Ｖｃｓ＿ｌｉｍは、出力電力に対応するフィードバック電圧Ｖ_ＦＢとの関係に応じて増加される一方で、制御器１０に用いられてスイッチングトランジスタＱを制御して、検出信号Ｖｃｓを検出電圧制限Ｖｃｓ＿ｌｉｍと等しくするように制限し、それにより一次電流Ｉ_Ｐに電流制限Ｉ_ｌｉｍを定める。さらに具体的に言うと、検出電圧Ｖｃｓが検出電圧制限Ｖｃｓ＿ｌｉｍを超えさせるように、一次巻線Ｗ１が電流を引き込もうと試みた時、制御器１０は、スイッチングトランジスタＱをオフにするように設定するので、一次電流ＩＰの“オン時間”が減少され、それにより検出電圧Ｖｃｓを検出電圧制限Ｖｃｓ＿ｌｉｍ内に制限する。逆に、検出電圧Ｖｃｓを検出電圧制限Ｖｃｓ＿ｌｉｍと同等以下にさせるように、一次巻線Ｗ１が電流を引き込んだ時、制御器１０は、スイッチングトランジスタＱがオンし続けるように設定するので、一次電流Ｉ_Ｐの“オン時間”が持続し、それにより検出電圧Ｖｃｓを増加させ、必要な電力を二次回路に伝送する。ここに説明されるように、検出電圧制限Ｖｃｓ＿ｌｉｍは、電流制限Ｉ_ｌｉｍと正比例をなし、電流制限Ｉ_ｌｉｍの増加は、検出電圧制限Ｖｃｓ＿ｌｉｍの増加を伴い、逆も同様である。よって、以下の段では、電流制限Ｉ_ｌｉｍと検出電圧制限Ｖｃｓ＿ｌｉｍの中の１つの挙動だけが説明された時、もう１つの挙動も同様に行なえることを自動的に示すものとなる。

フライバックＳＭＰＳ１は、電流連続モード（ＣＣＭ）または電流不連続モード（ＤＣＭ）で動作することができる。出力電力は、下記の公式によって得られることができる。

その中のｆ_ｆｍａｘは、サージ電力期間中の最大ブースト周波数であり、ｆ_{６５ＫＨｚ}は、定格負荷状態でのスイッチング周波数（ここでは６５ＫＨｚとする）であり、Ｐ_ｏｕｔは、サージ負荷状態での出力電力であり、且つｉｐ_１とｉｐ_２は、フライバックコンバータの一次電流の両点であり、ｉｐ_１は、ｉｐ_２より高い。ｉｐ_２は、フライバックコンバータがＤＣＭモードにある場合、ゼロである。

公式［２］より、スイッチング周波数が無限に上げられても、出力電力Ｐ_ｏｕｔは、定格電力と比べ、単に二倍になるだけということがわかる。よって、より高いピーク電力を有するアプリケーションを満たすために、スイッチング周波数を増加させる以外にＩ_ｐ１も増加させる必要があり、それにより出力電力を定格要求よりも２倍高く増加させることが可能になる。

ここで、下記の公式によってより詳細に説明することができる。より高い電力動作に対しては、より良い効率のためにコンバータをＣＣＭモードで動作させることが望ましい。二次回路の伝送された出力電力は、次のように示すことができる。

その中のＰ_ｏｕｔは、出力電力であり、ηは、ＳＭＰＳ１の効率を示し、Ｎ_{ｒａｔｉｏ}は、変圧器の巻数比すなわちＮｐ／Ｎｓであり、Ｎｐは、一次側の巻数、Ｎｓは二次側の巻数である。Ｖ_ｏｕｔは、出力電圧であり、Ｄは、変圧器の一次電流Ｉ_Ｐのスイッチングデューティーサイクルであり、Ｉ_ｌｉｍは、変圧器の一次電流Ｉ_Ｐの電流制限であり、Ｌｐは、変圧器の一次巻線インダクタンスであり、且つＦ_ＳＷは、変圧器の一次電流Ｉ_Ｐのスイッチング周波数である。

公式［２］と［３］にみられるように、電力出力Ｐ_ｏｕｔを増加させるのに、電流制限Ｉ_ｌｉｍおよび／またはスイッチング周波数Ｆ_ＳＷを増加させることができる。過剰な電流制限Ｉ_ｌｉｍの増加は、トランスコアの飽和状態を招く可能性がある。電流制限Ｉ_ｌｉｍが出力電力Ｐ_ｏｕｔに影響する主要項であるため、スイッチング周波数Ｆ_ＳＷのみの増加は、制限された電力の増加だけを生じさせる。

本発明の実施形態では、制御器１０は、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢを用いてスイッチングトランジスタＱに接続されたＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭのデューティーサイクルおよびスイッチング周波数を制御することで、好適な出力電圧の調整が達成される。いくつかの実施形態では、制御器１０は、単なるフィードバック電圧Ｖ_ＦＢまたはフィードバック電圧Ｖ_ＦＢに正相関の制御電圧Ｖｃｔｌ（図示されていない）を決定し、次いで、制御電圧Ｖｃｔ１またはフィードバック電圧Ｖ_ＦＢを用いてフライバックＳＭＰＳ１の動作モードを決定するように設定される。動作モードは、正常モードと高出力モードを含む。制御器１０は、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢに応じてＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭのデューティーサイクルおよびスイッチング周波数を発生させるように設定される。ＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭは、スイッチングトランジスタＱに接続され、それにより一次回路で入力電流Ｉ_Ｐの電流制限Ｉ_ｌｉｍとスイッチング周波数Ｆ_ＳＷを制御し、二次回路で調整された入力電圧Ｖ_ｏｕｔを提供する。

いくつかの実施形態では、図３に示されるように、フライバックＳＭＰＳ１は、適応レートで電流制限Ｉ_ｌｉｍを増加させるように設定され、スイッチングトランジスタＱを過剰な電流ストレス下で破損されることから防ぐ。

他の実施形態では、図４に示されるように、フライバックＳＭＰＳ１は、短絡状態で一次電流Ｉ_Ｐの電流制限Ｉ_ｌｉｍを短絡電流Ｉ_ＳＣに更に制限するように設定され、スイッチングトランジスタＱが破損されることから防ぐ。

本実施形態がピーク電流制御モードを用いて本発明の特徴および原理を示しているが、実施形態のアプリケーションは、平均電流モードに拡張することができ、その場合にピーク電流パラメータが平均電流パラメータに代替される。

フライバックＳＭＰＳ１は、一次回路における一次入力電流Ｉ_Ｐの電流制限Ｉ_ｌｉｍおよび／またはスイッチング周波数Ｆ_ＳＷを増加させることによって、出力で増加された電力供給を提供する。

よって、フライバックＳＭＰＳ１は、正常モードと高出力モードで動作することができる。図２は、本発明の実施形態に基づいたＶｃｓ制限曲線２２とスイッチング周波数曲線２０の制御方式２（図１のフライバックＳＭＰＳ１を組み込んだ）を表す線図を示している。Ｖｃｓ制限曲線２２とスイッチング周波数曲線２０は、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢに対する一次電流Ｉ_Ｐの電流制限とスイッチング周波数をそれぞれ示している。いくつかの実施形態では、制御器１０は、スイッチングトランジスタＱを制御し、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢに応じてＶｃｓ制限とスイッチング周波数を一次電流Ｉ_Ｐに与える。

図２のＶｃｓ制限曲線２２とスイッチング周波数曲線２０を参照すると、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢがピーク電力モード電圧Ｖｃｔｌｐ（第１のしきい値電圧）より小さい時、フライバックＳＭＰＳ１は、正常モードで動作し、制御器１０は、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢに応じて、一次電流Ｉ_Ｐの電流制限を決定する一方で、一次電流Ｉ_Ｐのスイッチング周波数Ｆ_ＳＷは、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢに関わりなく、実質的に一定または固定を維持する。正常モードでは、出力負荷の増加に伴い、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢが増加すると、フライバックＳＭＰＳ１は、一次電流Ｉ_Ｐの電流制限だけを増加させることによって電力供給を増加させる。

特に、正常モードでは、Ｖｃｓ制限曲線２２とスイッチング周波数曲線２０の左部分のそれぞれに示されるように、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢがベースのフィードバック電圧Ｖ_ＦＢ＿_ｂにまだ届かない時、一次電流Ｉ_Ｐの電流制限と検出電圧制限Ｖｃｓ＿ｌｉｍは、一定に維持され、十分なエネルギーを出力負荷に提供することができる。フィードバック電圧Ｖ_ＦＢがベースのフィードバック電圧Ｖ_ＦＢ＿_ｂと等しい、または超えた時、一次電流Ｉ_Ｐの電流制限と検出電圧制限Ｖｃｓ＿ｌｉｍは、十分なエネルギーを出力負荷に提供するのに、増加せざるを得なくなる。実施形態では、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢがベースのフィードバック電圧Ｖ_ＦＢ＿_ｂと等しい、または超えた時、一次電流Ｉ_Ｐの電流制限と検出電圧制限Ｖｃｓ＿ｌｉｍは、それに応じてフィードバック電圧Ｖ_ＦＢに比例して増加される。ピーク電力モード電圧Ｖｃｔｌｐは、変圧器のコアの飽和点によって決定され、スイッチング周波数Ｆ_ＳＷがＦ_ｎｏｒｍで実質的に一定に維持され、また第１の検出電圧Ｖ_ＣＳがＶ_ＣＳ＿_ｌｉｍ１に増加するにつれて、一次電流Ｉ_ＰもＩ_ｌｉｍ１（図示されていない）まで増加する時に、変圧器はコアの飽和状態を生じない。本実施形態では、Ｖｃｓ制限曲線２２は、ベースのフィードバック電圧Ｖ_ＦＢ＿_ｂから増加させるが、いくつかの実施形態では、Ｖｃｓ制限曲線２２は、ベースのフィードバック電圧Ｖ_ＦＢ＿_ｂから増加せず、図２のグラフの原点から持続的に増加させる。

フィードバック電圧Ｖ_ＦＢがピーク電力モード電圧Ｖｃｔｌｐを超えた時、フライバックＳＭＰＳ１は、高電力モードで動作する。プリンタ、モーター、またはＣＰＵなどの特定の回路のアプリケーションでは、増加された電力動作のために、より高い電流制限が短期間に必要とされる。高電力モードの超過電力量は、正常モードで伝送された最大電力の２倍または３〜４倍ほど高くすることができる。高電力モードでは、出力負荷が増加した時、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢも増加し、フライバックＳＭＰＳ１は、一次電流Ｉ_Ｐの電流制限および／または一次入力電流Ｉ_Ｐのスイッチング周波数Ｆ_ＳＷを増加させることによって電力供給を増加させる。特に、一次電流Ｉ_Ｐの電流制限およびスイッチング周波数Ｆ_ＳＷは、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢと共に増加されることができる。スイッチング周波数Ｆ_ＳＷは、コアの飽和状態を生じることなく、入力電流Ｉ_Ｐの動作範囲を拡げるように増加される。よって、スイッチング周波数Ｆ_ＳＷを増加させることで、一次電流Ｉ_Ｐの電流制限は増加され、コアの飽和状態を生じることなく、エネルギー供給を増加させることができる。特定の実施例では、一次電流Ｉ_Ｐの電流制限は、正常モードの増加率と実質的に同じ増加率で、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢと共に増加される。もう１つの実施形態では、一次電流Ｉ_Ｐの電流制限は、正常モードのレートと異なるレートで増加されることができる。また、いくつかの実施形態では、高電力モードの一次電流Ｉ_Ｐの電流制限の増加率は、図３に示されるように、制御部１０に対する設定セット（configuration set）によって適応できる。

いくつかの実施形態では、高電力モードは、ゾーンＡ、Ｂ、およびＣによって示された３つの区域（zone）で更に実行される。ゾーンＡは、ピーク電力モード電圧Ｖｃｔｌｐと制御電圧制限Ｖｃｐの電圧（第２のスレッショルド電圧）との間の範囲によって定義される。フィードバック電圧Ｖ_ＦＢがゾーンＡにある時、一次電流Ｉ_Ｐの電流制限およびスイッチング周波数Ｆ_ＳＷは、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢに比例して増加される。一次電流Ｉ_Ｐの電流制限およびスイッチング周波数Ｆ_ＳＷは、同じまたは異なるレートで増加させてもよい。一次電流Ｉ_Ｐの電流制限が最大電圧制限Ｖ_ＣＳ＿_ｍａｘに達するまで、増加し続けた時、変圧器は、スイッチング周波数Ｆ_ＳＷの増加に関係なく、コアの飽和状態に近づくため、フライバックＳＭＰＳ１は、ゾーンＢに入る。

ゾーンＢは、制御電圧制限Ｖｃｐの電圧とスイッチング周波数制限Ｖｆｐの電圧（第３のスレッショルド電圧）との間の範囲によって定義される。フィードバック電圧Ｖ_ＦＢがゾーンＢにある時、スイッチング周波数Ｆ_ＳＷは、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢに比例して増加される一方で、一次電流Ｉ_Ｐの電流制限は、検出電圧Ｖ_ＣＳが最大電圧制限Ｖ_{ＣＳ＿ｍａｘ}に維持されている時、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢの変化に関係なく、実質的に一定に維持される。ゾーンＢでは、スイッチング周波数Ｆ_ＳＷが相対的に大きな値に近づくと、公式［３］のスイッチング周波数Ｆ_ＳＷの逆数が、さほど影響のない項（insignificant term）となるため、電力供給は大きく増加されない。飽和に対して低いマージンを有する変圧器では、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢが制御電圧制限Ｖｃｐの電圧に近づくと、コアの飽和状態が生じやすく、一次電流Ｉ_Ｐの少量の増加が変圧器のコアの飽和を招きやすい。よって、変圧器の設計が最低限度（marginal）のものである時、ゾーンＢは、インダクタ電流の急激なサージを補償するバッファ領域として機能する。公式［３］に示されるように、スイッチング周波数Ｆ_ＳＷが唯一の増加させるパラメータである時、公式［３］のスイッチング周波数Ｆ_ＳＷの逆数項は、スイッチング周波数Ｆ_ＳＷが特定のレベルに増加した時、無視できるものとなり、スイッチング周波数Ｆ_ＳＷの更なる増加は、出力電力Ｐ_ｏｕｔに殆ど僅かな増加しか生じない。よって、フライバックＳＭＰＳ１は、ゾーンＣに入る。

ゾーンＣは、スイッチング周波数制限Ｖｆｐの電圧を超える範囲によって定義される。フィードバック電圧Ｖ_ＦＢがゾーンＣにある時、一次電流Ｉ_Ｐの電流制限およびスイッチング周波数Ｆ_ＳＷは、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢの増加に関係なく、Ｉ_ｍａｘ（図示されておらず、Ｖ_ＣＳ＿_ｍａｘに対応する）とＦ_ｍａｘにて実質的に一定にそれぞれ維持される。一次電流Ｉ_Ｐの電流制限およびスイッチング周波数Ｆ_ＳＷが共に固定されているため、出力電力Ｐ_ｏｕｔは、実質的に同じに維持される。出力負荷に対する供給電力がまだ不足しており、変圧器に追加の電流を引き込ませようと試みた場合、フライバックＳＭＰＳ１は、図４に示されるように、短絡モード、または過負荷モードに入る。通常、タイマーは、制御器１０が短絡モードで動作が長くなり過ぎないようにするであろう。フライバックＳＭＰＳ１をシャットダウンするか、またはフライバックＳＭＰＳ１が自動開始状態に入れるように、保護機構が始動されるであろう。

図２の実施形態は、高電力モード用にゾーンＡ、Ｂ、およびＣを組み込んだフライバックＳＭＰＳ１を示しているが、当業者であれば、フライバックＳＭＰＳ１が設計志向に応じて単にゾーンＡ、ゾーンＡとＢ、またはゾーンＡとＣで動作するように適応できることはわかるであろう。

図２の実施形態は、高電力モードを用いて増加された電力供給を得るフライバックＳＭＰＳを示している。

図３は、本発明のもう１つの実施形態を表す線図であり、３つの電流制限モードにおける一次電流Ｉ_Ｐの電流制限に対応したＶｃｓ制限を示すＶｃｓ制限曲線３２ａ、３２ｂ、３２ｃと、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢに対する一次電流Ｉ_Ｐのスイッチング周波数を示すスイッチング周波数曲線３０を含み、その中でＶｃｓ制限曲線３２の変化率は、適応可能であり、スイッチングトランジスタＱを過剰な電流ストレス下で破損されることから防ぐ。

正常モードでは、Ｖｃｓ制限曲線３２ａ、３２ｂと、３２ｃは、同等であり、一つの線に統合され、スイッチング周波数線３０は、図２に示されるように、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢに対して実質的に一定を維持する。フライバックＳＭＰＳ１が、正常モードから高電力モードに遷移した後、フライバックＳＭＰＳ１は、Ｖｃｓ制限曲線３２ａ、３２ｂと、３２ｃの中の１つを選ぶように設定され、選択された電圧制限曲線に応じて一次電流Ｉ_Ｐの電流制限を調整する。一次電流Ｉ_Ｐの電流制限の適応可能な変化率は、フライバックＳＭＰＳ１に、高い電流が変圧器にコアの飽和および／またはスイッチングトランジスタＱ間に過剰な電流ストレスを招く可能性がある時、より平坦なＶｃｓ制限曲線３２ｃを選ばせるか、または出力負荷に多くの電力供給を提供するために、より急勾配なＶｃｓ制限曲線３２ａを選ばせるか、または適度の電力供給が出力負荷によって要求された時、元のＶｃｓ制限曲線３２ｂを選ばせて、変圧器におけるコアの飽和およびスイッチングトランジスタＱにかかる貫通電流を生じないようにする。

いくつかの実施形態では、フライバックＳＭＰＳ１の制御器１０は、制御器１０のハードウェア回路または組み込まれたコードによって実行される所定の選択方式に応じて随時、Ｖｃｓ制限曲線を切り替えることができる。例えば、所定の選択方式は、要求された電力供給が高電力供給のしきい値を超えた時、選択されたＶｃｓ制限曲線をより急勾配なＶｃｓ制限曲線３２ａに切り替え、電流制限が変圧器の飽和電流に近づいた時、選択されたＶｃｓ制限曲線をより平坦なＶｃｓ制限曲線３２ｃに切り替え、最初に高電力モードに入った時、元のＶｃｓ制限曲線３２ｂをデフォルトのＶｃｓ制限曲線として用いることを含むことができる。他の実施形態では、高電力モードに入ると、制御器１０は、Ｖｃｓ制限曲線を選ぶことができる。

変化率３２ａ〜３２ｃを提供するために、並列に接続される電流源の数量を増やすことで、異なる変化率３２ａ〜３２ｃを、並列接続の電流源によって実行することができる。

実施例は、高電力モードでゾーンＡとゾーンＣしか表していないが、当業者であれば、ゾーンＡ、Ｂと、Ｃからなる他の組み合わせも図３の高電力モードに組み込めることはわかるであろう。

図３の実施例は、高電力モードで適応可能な一次電流Ｉ_Ｐの電流制限の変化率を組み込んだフライバックＳＭＰＳを表しており、フレキシブルで制御可能な電力供給を提供する。

図４は、本発明の実施形態に応じたフィードバック電圧Ｖ_ＦＢに対する一次電流Ｉ_Ｐの電流制限とスイッチング周波数Ｆ_ＳＷのさらにもう１つの制御方式４を表す線図である。

制御方式４は、短絡保護が設計内に実装されている点で制御方式２と３とは異なる。出力負荷がフライバックＳＭＰＳ１から膨大な量の出力電力を引き込んだ時、大量の電流がフライバックＳＭＰＳ１の変圧器を飽和状態にし、スイッチングトランジスタＱ、またはフライバックＳＭＰＳ１内の他の内部回路素子にダメージを与える可能性がある。よって、フライバックＳＭＰＳ１は、短絡状態で過剰な電流を引き込むことから保護されるように設計されている。フィードバック電圧Ｖ_ＦＢが短絡電圧Ｖ_ＳＣを超えるまたは同等である時、短絡状態が確認される。

フライバックＳＭＰＳ１を短絡状態で焼失されることから防ぐために、制御器１０は、タイマー回路（図示されていない）を含み、システムが短絡状態に陥る期間を制限することができる。タイマーがその設定点に達した時、制御器１０は、保護ゾーンＤに入り、ＰＷＭ出力Ｓ_ＰＷＭと一次電流Ｉ_Ｐの電流制限を電圧制限Ｖｃｓ＿ｓｃに対応する短絡電流保護レベルに調整する。いくつかの実施形態では、制御器１０は、一次電流Ｉ_Ｐの電流制限を電圧制限Ｖｃｓ＿ｓｃに対応する短絡電流制限に徐々に下げるように用いられる。もう１つの実施形態では、制御器１０は、中間に低下した緩衝領域（図示されていない）を設けることなく、ステップ機能によって、一次電流Ｉ_Ｐの電流制限を電圧制限Ｖｃｓ＿ｓｃに対応する短絡電流制限に直接下げるように用いられる。いくつかの実施形態では、短絡状態が解除されていない時、制御器１０は、再開始機構を始動するように用いられる。短絡状態が続いた場合、フライバックＳＭＰＳ１は、短絡状態が解除されるまで繰り返しシャットダウンされ、再開始される。

図４の実施例は、短絡状態においてフライバックＳＭＰＳに対する再起できない程のダメージを防ぐ短絡保護を組み込んだフライバックＳＭＰＳを表している。

図５は、本発明の実施形態に応じた出力負荷が増加した時の時間領域での変圧器の一次電流Ｉ_Ｐと二次電流Ｉ_Ｓの関係を示している。

図１〜図４の実施形態は、高電力モードを提供するフライバックＳＭＰＳ１を表しており、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢがピーク電力モード電圧Ｖｃｔｌｐを超えた時、変圧器のスイッチング周波数Ｆ_ＳＷを一次電流Ｉ_Ｐの電流制限とともに増加させることによって大量の電力供給を支援する。図５の電流波形は、出力負荷が増加した時の入力の一次電流Ｉ_Ｐ（上半部）と出力の二次電流Ｉ_Ｓ（下半部）の挙動を示している。出力負荷が増加した時、ピーク電流波形電流Ｉ_Ｐ，_ｐｅａｋおよび平均電流波形電流Ｉ_Ｐ，_ＡＶＧはそれに応じて増加され、変圧器二次の平均出力電流Ｉ_Ｓ，_ＡＶＧも同様に増加され、二次回路における出力電力の供給の増加を生じる。

図６は、図１のフライバックＳＭＰＳ１と、図２〜図４に表された制御方法２、３、または４を組み込んだ本発明の実施形態に応じた制御方法６のフローチャートである。

開始後、フライバックＳＭＰＳ１は、電源オンになり、正常モードで動作される。一次電流Ｉ_Ｐの電流制限Ｉ_ｌｉｍは、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢとともに増加する一方で、一次電流Ｉ_Ｐのスイッチング周波数Ｆ_ＳＷは、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢに関係なく、一定に維持され（Ｓ６００）、よってスイッチングトランジスタＱがターンオフにされた時、二次巻線Ｗ２を通して出力電圧Ｖ_ｏｕｔを二次回路に提供する。次いで二次回路の抵抗回路網は、出力電圧Ｖ_ｏｕｔを決定し（Ｓ６０２）、光カプラＤ_{ＯＰＴＯ１}とＤ_{ＯＰＴＯ２}を通してフィードバック電圧Ｖ_ＦＢを制御器１０に提供する（Ｓ６０４）。フィードバック電圧Ｖ_ＦＢは、まず、分圧回路で出力電圧Ｖ_ｏｕｔを分割して分割された電圧Ｖ_ｄｉｖを得ることで生成され、分割された電圧Ｖ_ｄｉｖをシャントレギュレータＴ１に供給し、分割された電圧Ｖ_ｄｉｖと内部調整された電圧との間の差値に比例するシャントレギュレータ生成の電流を作り出し、光カプラＤ_{ＯＰＴＯ１}とＤ_{ＯＰＴＯ２}を通してシャントレギュレータ生成の電流をフィードバック電圧Ｖ_ＦＢに比例的に変換し、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢを制御器１０に提供することで、電流制限とＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭのスイッチング周波数を制御する。フィードバック電圧Ｖ_ＦＢを受けた後、制御器１０は、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢとピーク電力モード電圧Ｖｃｔｌｐを比較し、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢがピーク電力モード電圧Ｖｃｔｌｐを超えたかまたは同等であるかどうかを決定する（Ｓ６０６）。フィードバック電圧Ｖ_ＦＢがピーク電力モード電圧Ｖｃｔｌｐを超えたかまたは同等であると決定した場合、出力負荷は、正常モードで支援されている電力供給能力を超える電力供給を要求するため、制御器１０は、フライバックＳＭＰＳ１の動作モードを正常モードから高電力モードに切り替える（Ｓ６１０）。高電力モードでは、一次電流Ｉ_Ｐの電流制限Ｉ_ｌｉｍとスイッチング周波数Ｆ_ＳＷの両方が、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢとともに増加するため、変圧器の磁束密度は低下し、変圧器の最大に許容される一次電流を増加することができ、次いで電流制限は、コアの飽和状態を生じることなく、それに応じて増加され、より多くの電力を出力負荷に供給することができる。高電力モードで用いられた方法は、図７〜図９の制御方法７〜９に詳述されている。フィードバック電圧Ｖ_ＦＢがピーク電力モード電圧Ｖｃｔｌｐより小さい時、正常モードは、出力負荷によって要求された電力要求を処理することができ、次いで制御器１０は、正常モードで動作するように維持する（Ｓ６０８）。

制御方法６は、フライバックＳＭＰＳ１に正常モードと高電力モードで動作するようにさせ、増加されたフィードバック電圧Ｖ_ＦＢに応じて、一次電流Ｉ_Ｐの電流制限Ｉ_ｌｉｍとスイッチング周波数ＦＳＷを同時に増加させることによって、高電力モード時の出力負荷への電力供給を増加させる。

図７は、図１のフライバックＳＭＰＳ１と図２の制御方法２を組み込んだ本発明の実施形態に応じた高電力モードの制御方法７のフローチャートである。

制御方法７の開始後、フライバックＳＭＰＳ１は高電力モードに切り替えられているため、制御器１０は、ＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭを制御し、一次電流Ｉ_Ｐの電流制限Ｉ_ｌｉｍとスイッチング周波数Ｆ_ＳＷをフィードバック電圧Ｖ_ＦＢとともに増加させる（Ｓ７００）。図２を参照すると、高電力モードは、ゾーンＡ、Ｂ、およびＣを含む。制御器１０は、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢが制御電圧制限Ｖｃｐの電圧を超えるかまたは同等であるかどうかを決定することによって、フライバックＳＭＰＳ１がゾーンＡまたはゾーンＢで動作するべきかどうかを決定し、出力負荷の電力要求に応える（Ｓ７０２）。

フィードバック電圧Ｖ_ＦＢが制御電圧制限Ｖｃｐの電圧より小さい時、制御器１０は、フライバックＳＭＰＳ１をゾーンＡに維持させたままにし、一次電流Ｉ_Ｐの電流制限Ｉ_ｌｉｍとスイッチング周波数Ｆ_ＳＷをフィードバック電圧Ｖ_ＦＢとともに増加させ（Ｓ７０４）、制御器１０は、ステップＳ７０２に戻り、Ｖ_ＦＢの電圧を監視することによってゾーンＡまたはゾーンＢに進むかを決定する（Ｓ７０４）。

フィードバック電圧Ｖ_ＦＢが制御電圧制限Ｖｃｐの電圧を超えるかまたは同等であると決定した場合、制御器１０は、フライバックＳＭＰＳ１をゾーンＢに維持させる。即ち、電流制限Ｉ_ｌｉｍが変圧器の飽和電流に近づくと、結果的に制御器１０は、実質的に一定の電流制限Ｉ_ｌｉｍを維持しながら、スイッチング周波数Ｆ_ＳＷをフィードバック電圧Ｖ_ＦＢとともに増加させる（Ｓ７０６）。ゾーンＢでは、スイッチング周波数Ｆ_ＳＷが比較的大きな値に近づき、公式［３］におけるスイッチング周波数Ｆ_ＳＷの逆数項は、さほど影響のないものとなるため、電力供給は、スイッチング周波数Ｆ_ＳＷの増加とともにさほど大きく増加されず、出力電力を殆ど増加させずに生成する。

フライバックＳＭＰＳ１は、ゾーンＢで動作するが、制御器１０は、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢがスイッチング周波数制限Ｖｆｐの電圧を超えるかまたは同等であるかどうかをチェックするステップＳ７０８によって、ゾーンＢに留まるか、またはゾーンＣに進むべきかを決定する。

フィードバック電圧Ｖ_ＦＢがスイッチング周波数制限Ｖｆｐの電圧より小さい時、制御器１０は、フライバックＳＭＰＳ１をゾーンＢに維持させ、制御方法７は、ステップＳ７０６に戻り、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢとともにスイッチング周波数Ｆ_ＳＷを増加し、実質的に一定の電流制限Ｉ_ｌｉｍを維持する。

フィードバック電圧Ｖ_ＦＢがスイッチング周波数制限Ｖｆｐを超えるかまたは同等である時、制御器１０は、フライバックＳＭＰＳ１をゾーンＢに切り替え、即ち、一次電流Ｉ_Ｐの電流制限Ｉ_ｌｉｍとスイッチング周波数Ｆ_ＳＷの両方は、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢの変化に関わらず、実質的に一定を維持する（Ｓ７１０）。フィードバック電圧Ｖ_ＦＢが増加を続け、出力電力供給が出力負荷用にまだ不十分で、且つ変圧器が追加の電流を引き込もうとしている場合、フライバックＳＭＰＳ１は、短絡モードに入り、短絡状態が解除される前に終了され、シャットダウンまたは再開始される。

ステップＳ７１０の後、制御方法７は、完了し、終了する（Ｓ７１２）。制御方法７は、制御方法６は、フライバックＳＭＰＳ１に高電力モードのゾーンＡ、Ｂ、およびＣで動作するようにさせ、変圧器のコアを飽和から防ぎながら出力電圧の供給を増加させる。

図８は、図１のフライバックＳＭＰＳ１と図３の制御方法３を組み込んだ本発明のもう１つの実施形態に応じた制御方法８のフローチャートである。

制御方法８の開始後、フライバックＳＭＰＳ１は高電力モードに切り替えられているため、制御器１０は、ＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭを制御し、一次電流Ｉ_Ｐの電流制限Ｉ_ｌｉｍとスイッチング周波数Ｆ_ＳＷをフィードバック電圧Ｖ_ＦＢとともに増加させる（Ｓ８００）。図３を参照すると、電流制限Ｉ_ｌｉｍ曲線は、電力要求に基づいて制御器１０によって適応可能である。制御器１０は、適応レートで電流制限Ｉ_ｌｉｍをフィードバック電圧Ｖ_ＦＢとともに増加させることができる（Ｓ８０２）。まず高電力モードに入った後、制御器１０は、Ｖｃｓ制限曲線３２ｂをデフォルトの適応レートとして用い、変圧器がコアの飽和に近いかどうかや、スイッチングトランジスタＱにかかる電流ストレスや、出力負荷による電力要求に基づいて、適応レートをより平坦なＶｃｓ制限曲線３２ｃまたはより急勾配なＶｃｓ制限曲線３２ａに変えることができる。いくつかの実施形態では、適応レートは、高電力モードの間に随時変えられることができる。制御器１０は、チェックを続け、適応レートが変えられるべきかどうかを決定する（Ｓ８０４）。適応レートが同じままである場合、制御器はステップＳ８０２に戻り、電流適応レートに基づいて一次電流Ｉ_Ｐの電流制限Ｉ_ｌｉｍを制限し続けるであろう。適応レートが変えられた場合、制御器は、変えられた（新しい）適応レートに基づいて電流制限Ｉ_ｌｉｍを変更するであろう（Ｓ８０６）。コアの飽和またはトランジスタの過剰な電流ストレスの状態が発生しそうだと制御器１０が検出した時、適応レートは、減少されることができる。サージ電力要求が出力負荷によって求められていることを制御器１０が検出した時、適応レートは、増加されることができる。出力負荷の電力要求が現在の変化率で達成できることを制御器が検出した時、制御器１０は、現在の適応レートを維持する。ステップＳ８０６の後、制御方法８は、完了し、終了する（Ｓ８０８）。

制御方法８は、フライバックＳＭＰＳ１を高電力モードにおいて適応レートによって動作させ、変圧器を飽和から防ぎながらサージ出力電力を供給する。

図９は、図１のフライバックＳＭＰＳ１と図４の制御方法４を組み込んだ本発明のまたもう１つの実施形態に応じた制御方法９のフローチャートである。

制御方法９の開始後、フライバックＳＭＰＳ１は高電力モードに切り替えられている（Ｓ９００）。フィードバック電圧Ｖ_ＦＢがスイッチング周波数制限Ｖｆｐを超えるような大量の出力電力を、出力負荷が必要とする時、制御器１０は、周波数制限Ｆ_ｍａｘでスイッチング周波数Ｆ_ＳＷを維持し、且つ電流制限Ｉ_ｍａｘで電流制限Ｉ_ｌｉｍを維持するように設定される。スイッチング周波数制限Ｖｆｐの電圧のポイントの後、制御器１０は、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢが短絡電圧Ｖｓｃを超えるかまたは同等であるかどうかのチェックを続ける（Ｓ９０２）。フィードバック電圧Ｖ_ＦＢが短絡電圧Ｖ_ＳＣを超えるかまたは同等である時、出力負荷は、フライバックＳＭＰＳ１が提供できる出力電力よりも多くの出力電力を要求している。よって、制御器１０は、電流制限Ｉ_ｌｉｍを電流制限Ｉ_ｍａｘより小さい短絡電流Ｉ_ＳＣに減少させるように設定され（Ｓ９０４）、一次電流Ｉ_Ｐで過剰な電流を引き込まないように防ぐ。そうしないと、不要な変圧器の飽和とスイッチングトランジスタＱの過剰な電流ストレスの状態を生じるからである。制御方法９は、完了し、終了する（Ｓ９０６）。

制御方法９は、フライバックＳＭＰＳ１に短絡保護を提供し、過負荷状態によるダメージからフライバックＳＭＰＳ１を保護する。

ここに用いられる“決定（determining）”という用語は、計算（calculating）、演算（computing）、処理（processing）、取得（deriving）、調査（investigating）、検索（looking up）（例えば、表、データベース、または他のデータ構造の検索）、確定（ascertaining）などを含む。また、“決定（determining）”は、解決（resolving）、選択（selecting）、選出（choosing）、確立（establishing）などを含んでもよい。

ここで開示された態様に関連して記述される種々の例示の論理ブロック、モジュール、および回路は、汎用プロセッサ、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールドプログラマブルゲートアレイシグナル（ＦＰＧＡ）または他のプログラマブルロジックデバイス、ディスクリートゲートまたはトランジスタロジック、ディスクリートハードウェア構成機器、またはここに記述された機能を行うことを目指した任意のそれらの組み合わせを具備してもよい。汎用プロセッサはマイクロプロセッサでもよいが、代わりに、プロセッサは任意の商用利用可能なプロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラまたは状態機械でもよい。

ここに述べられた種々のロジカルブロック、ユニット、モジュール、回路、及びシステムの動作及び機能は、ハードウェア、ファームウェア、ソフトウェア、実行中のソフトウェア、及びそれらの組合せによって、しかしそれらのものに限定されることなく遂行してもよい。

この発明は、実施例の方法及び望ましい実施の形態によって記述されているが、本発明は、これらを限定するものではないことは理解される。逆に、種々の変更及び同様の配置をカバーするものである（当業者には明白なように）。よって、添付の請求の範囲は、最も広義な解釈が与えられ、全てのこのような変更及び同様の配置を含むべきである。

１ フライバックＳＭＰＳ
２、３、４ 制御方式
６、７、８、９ 制御方法
１０ 制御器
１２ 電源
Ｗ１ 一次巻線
Ｗ２ 二次巻線
Ｗａｕｘ 補助巻線
Ｒｓ 検出レジスタ
Ｄ_{ＯＰＴＯ１}、Ｄ_{ＯＰＴＯ２} 光カプラ
Ｑ スイッチングトランジスタ
Ｉ_Ｐ 一次電流
Ｉ_Ｓ 二次電流
２０ スイッチング周波数曲線
２２ Ｖｃｓ制限曲線
３０ スイッチング周波数曲線
３２ａ、ｂ、ｃ Ｖｃｓ制限曲線
Ｉ_{Ｐ，ｐｅａｋ} ピーク電流波形電流
Ｉ_{Ｐ，ＡＶＧ} 平均電流波形電流
Ｉ_{Ｓ，ＡＶＧ} 二次平均出力電流
Ｓ_ＰＷＭ ＰＷＭ信号
Ｖ_ｏｕｔ 出力電圧
Ｖ_ｄｉｖ 分圧
Ｔ１ シャントレギュレータ
Ｖｃｓ 検出電圧
Ｖｃｓ_{＿ｌｉｍ１}、Ｖｃｓ_＿ｌｉｍ 検出電圧制限
Ｖｃｓ_＿ｍａｘ 最大電圧制限
Ｖ_ＦＢ＿ｂ ベースのフィードバック電圧
Ｖｃｔｌｐ ピーク電力モード電圧
Ｖｃｐ 制御電圧制限
Ｖｆｐ スイッチング周波数制限
Ｖ_ＦＢ フィードバック電圧
Ｆ_ｓｗ スイッチング周波数

Claims (15)

1. 変圧器を含むフライバックコンバータの回路に用いられる方法であって、
   前記変圧器の二次回路から出力された出力電圧を決定するステップ、
   前記出力電圧に基づくフィードバック電圧を前記二次回路から前記変圧器の一次回路に戻して供給するステップ、
   一次電流の電流制限とスイッチング周波数を前記フィードバック電圧とともに増加させるステップ、および
   前記一次電流を前記変圧器の前記一次巻線に供給するステップを含む方法。
2. 前記フィードバック電圧が第１のしきい値電圧より小さい時、前記電流制限を前記出力電圧とともに増加しながら、実質的に一定となるようにスイッチング周波数を維持することを更に含む請求項１に記載の方法。
3. 前記増加のステップは、前記フィードバック電圧が第１のしきい値電圧を超えた時、前記一次電流の前記電流制限と前記スイッチング周波数を前記フィードバック電圧とともに増加させることを含む請求項２に記載の方法。
4. 前記フィードバック電圧が第２のしきい値電圧を超えた時、前記スイッチング周波数を前記フィードバック電圧とともに増加しながら、実質的に一定となるように前記電流制限を維持することを更に含み、
   前記第２のしきい値電圧は、前記第１のしきい値電圧を超える請求項２に記載の方法。
5. 前記フィードバック電圧が第３のしきい値電圧を超えた時、実質的に一定となるように前記電流制限と前記スイッチング周波数の両方を維持することを更に含み、
   前記第３のしきい値電圧は、前記第２のしきい値電圧を超える請求項４に記載の方法。
6. 前記フィードバック電圧が第４のしきい値電圧を超えた時、前記電流制限を一定の過負荷電流に減少することを更に含み、
   前記第４のしきい値電圧は、前記第３のしきい値電圧を超え、且つ前記一定の過負荷電流は、前記実質的に一定の電流制限より小さい請求項５に記載の方法。
7. 前記フィードバック電圧が前記第１のしきい値電圧を超えた時、前記フィードバック電圧が第１のしきい値電圧より小さいと決定された時の前記増加された電流制限のレートと実質的に同等のレートで、前記電流制限を増加させる請求項２に記載の方法。
8. 前記増加のステップは、前記フィードバック電圧が前記第１のしきい値電圧を超えたと決定された時、適応レートで前記電流制限を増加させることを含む請求項２に記載の方法。
9. 変圧器を含むフライバックコンバータの回路に用いられる方法であって、
   前記変圧器の二次回路から出力された出力電圧を決定するステップ、
   前記出力電圧に基づくフィードバック電圧を前記二次回路から前記変圧器の一次回路に戻して供給するステップ、
   第１の固定レートによって、一次電流のスイッチング周波数を前記フィードバック電圧とともに増加させるステップ、
   適応レートによって、前記一次電流の電流制限を前記フィードバック電圧とともに増加させるステップ、および
   前記一次電流を前記変圧器の前記一次巻線に供給するステップを含む方法。
10. 前記フィードバック電圧が第１のしきい値電圧より小さい時、第２の固定レートによって前記電流制限を前記フィードバック電圧とともに増加しながら、実質的に一定となるようにスイッチング周波数を維持することを更に含み、
    前記増加のステップは、前記フィードバック電圧が第１のしきい値電圧を超えた時、前記適応レートによって前記一次電流の前記電流制限を前記フィードバック電圧とともに増加させることを含む請求項９に記載の方法。
11. 前記適応レートが前記第２の固定レートより小さくなるように、前記第２の固定レートを超えるように、または前記第２の固定レートと実質的に同等であるように調整することを更に含む請求項１０に記載の方法。
12. 変圧器を含むフライバックコンバータの回路に用いられる方法であって、
    前記変圧器の二次回路から出力された出力電圧を決定するステップ、
    前記出力電圧に基づくフィードバック電圧を前記二次回路から前記変圧器の一次回路に戻して供給するステップ、
    一次電流の電流制限とスイッチング周波数を前記フィードバック電圧とともに増加させるステップ、
    前記一次電流を前記変圧器の前記一次巻線に供給するステップ、および
    前記フィードバック電圧が短絡しきい値電圧を超えた時、前記電流制限を実質的に一定の過負荷電流に減少するステップを含み、
    前記実質的に一定の過負荷電流は、前記一次電流の最大電流制限より小さい方法。
13. 前記フィードバック電圧が第１のしきい値電圧より小さい時、固定レートによって前記電流制限を前記フィードバック電圧とともに増加しながら、実質的に一定となるように前記スイッチング周波数を維持するステップを更に含み、
    前記増加のステップは、前記フィードバック電圧が前記第１のしきい値電圧を超えた時、前記適応レートによって前記一次電流の前記電流制限と前記スイッチング周波数を前記フィードバック電圧とともに増加させることを含み、且つ
    前記第１のしきい値電圧は、前記短絡しきい値電圧より小さい請求項１２に記載の方法。
14. 前記増加のステップは、前記フィードバック電圧が前記第１のしきい値電圧を超えた時、前記フィードバック電圧が第１のしきい値電圧より小さい時の前記増加された電流制限のレートと実質的に同等のレートで、前記電流制限を増加させる請求項１２に記載の方法。
15. 前記増加ステップは、前記フィードバック電圧が前記第１のしきい値電圧を超えた時、適応レートで前記電流制限を増加させるステップを含む請求項１４に記載の方法。

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