CN103944391A - 返驰式转换器的控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种适用于返驰式转换器电路的控制方法。上述控制方法适用于包括一变压器的一返驰式转换器电路，包括：判定上述变压器的一二次侧电路输出的一输出电压；根据上述二次侧电路输出的上述输出电压，将一反馈电压反馈至上述变压器的一一次侧电路；随着上述反馈电压增加一一次侧电流的一限流以及一切换频率；以及将上述一次侧电流供应至上述变压器的上述一次侧线圈。本发明可以在短期内增加转换器的供电能力以满足突增的功率需求同时不需付出其他代价或只需付出最少代价；还可以减缓短路状况的问题。

Description

返驰式转换器的控制方法
技术领域
本发明涉及电力系统，尤其涉及返驰式(flyback)转换器的控制方法。
背景技术
由于输出电压或输出电流由晶体管切换调节，交换式电源供应器(SMPS)或转换器提供优秀的功率转换效率，由于在功率阶段的切换装置（晶体管或金属氧化物半导体场效晶体管）会在饱和区（高电流但电压接近零）或截止区（高电压但电流接近零）间以高频周期性运作，因此切换装置的损耗很低。对于线性转换器来说，在功率阶段的该半导体装置持续在高损耗的主动区运作，该高损耗是由于运作时所需的高电压以及高电流所造成。由于前述高效能的特性，交换式转换器在各种便携装置(例如移动电话、数码相机、平板电脑、数字音乐播放器、媒体播放器、便携硬盘、手持游戏机、以及其他手持消费者电子装置)中频繁使用，该便携装置从有限的内部电池例如锂电池提供供电。因此，返驰式转换器通常用于提供电压调节的功能。
随着科技进步，便携装置的功能越来越多，需要从功率转换器提供更多的供电需求。在某些实施例中会有短期内较高电流的需求（短期的暂时功率促进需求）。上述实施例可以是印表机、马达、或是用于CPU功率增进功能。上述的超量功率可以为两倍正常运作所需的最大功率。公知转换器无法不付任何代价（例如使用更大的变压器以避免饱和状况）就传送大量的超量功率。本发明实施例的好处在于：在突增负载的情况下，通过增加切换频率以及变压器峰值电流限制值则不需另外使用笨重的变压器便可避免磁核饱和(coresaturation)状况；以及额定负载的电源效率能够被最佳化。额定负载的切换频率较突增模式运作时的切换频率低，造成额定负载的切换损耗较低并且具有较佳效率。
发明内容
为了克服现有技术的缺陷，本发明提供一种方法，用于在短期内增加转换器的供电能力以满足突增的功率需求同时不需付出其他代价或只需付出最少代价。本发明实施例同时也提出一种方法，用于减缓短路状况的问题。
基于上述目的，本发明揭示了一种控制方法，适用于包括一变压器的一返驰式转换器电路，包括：判定上述变压器的一二次侧电路输出的一输出电压；根据上述二次侧电路输出的上述输出电压，将一反馈电压反馈至上述变压器的一一次侧电路；根据上述反馈电压增加一一次侧电流的一限流以及一切换频率；以及将上述一次侧电流供应至上述变压器的上述一次侧线圈。
本发明还揭示了一种控制方法，适用于包括一变压器的一返驰式转换器电路，包括：判定上述变压器的一二次侧电路产生的一输出电压；根据上述二次侧电路输出的上述输出电压，将一反馈电压反馈至上述变压器的一一次侧电路；通过一第一固定速率，根据上述反馈电压增加一一次侧电流的一切换频率；通过一适应性速率，随着上述反馈电压增加上述一次侧电流的一限流；以及将上述一次侧电流供应至上述变压器的上述一次侧线圈。
本发明还揭示了一种控制方法，适用于包括一变压器的一返驰式转换器电路，包括：判定上述变压器的一二次侧电路产生的一输出电压；根据上述二次侧电路输出的上述输出电压，将一反馈电压反馈至上述变压器的一一次侧电路；根据上述反馈电压增加一一次侧电流的一限流及一切换频率；将上述一次侧电流供应至上述变压器的上述一次侧线圈；以及当上述反馈电压超出一短路临界电压时，将上述限流降低至一大致固定的超载电流；其中，上述大致固定超载电流小于上述一次侧电流的一最大限流。
本发明可以在短期内增加转换器的供电能力以满足突增的功率需求同时不需付出其他代价或只需付出最少代价；还可以减缓短路状况的问题。
附图说明
图1是显示本发明实施例的一种返驰式SMPS1的方框图；
图2是显示本发明实施例的一种控制方式2的线图；
图3是显示本发明的其他实施例的线图；
图4是显示本发明实施例中的其他控制方式4的线图；
图5是显示本发明实施例中当输出负载增加时，变压器一次侧电流IP和二次侧电流IS在时域的关系；
图6是显示本发明实施例中控制方法6的流程图；
图7是显示本发明实施例中高功率模式的控制方法7的流程图；
图8是显示本发明其他实施例的控制方法8的流程图；以及
图9是显示本发明其他实施例的控制方法9的流程图。
其中，附图标记说明如下：
1～返驰式交换式电源供应器；
2、3、4～控制方式；
6、7、8、9～控制方法；
10～控制器；
12～电源；
W1～一次侧线圈；
W2～二次侧线圈；
Waux～辅助线圈；
Rs～感测电阻；
DOPTO1、DOPTO2～光电耦合器；
Q～切换晶体管；
IP～一次侧电流；
IS～二次侧电流；
20～切换频率曲线；
22～VCS限压曲线；
30～切换频率；
32a、b、c～VCS限制值；
IP,peak～峰值一次侧电流；
IP,AVG～平均一次侧电流；
IS,AVG～平均二次侧电流；
SPWM～PWM信号；
Vout～输出电压；
Vdiv～分压；
T1～并联稳压器；
Vcs～感测电压；
VCS_liml、VCS_lim～感测限压；
VCS_max～最大电压限制；
VFB_b～基本反馈电压值；
Vctlp～峰值功率模式电压值；
Vcp～控制电压限制值；
Vfp～切换频率限制值；
VFB～反馈电压；
Fsw～切换频率；
FCS_max～频率限制值；
VCS_SC～短路电压限制；
S600、S602、....、S610～步骤；
S700、S702、....、S708～步骤；
S800、S802、....、S806～步骤；
S900、S902、....、S906～步骤。
具体实施方式
在此必须说明的是，于下揭示内容中所提出的不同实施例或范例，是用以说明本发明所揭示的不同技术特征，其所描述的特定范例或排列是用以简化本发明，然非用以限定本发明。此外，在不同实施例或范例中可能重复使用相同的参考数字与符号，此等重复使用的参考数字与符号是用以说明本发明所揭示的内容，而非用以表示不同实施例或范例间的关系。
图1到图9显示提供增强供电、增强电力控制力、以及短路保护功能的交换式电源供应器(Switching Mode Power Supply，下称SMPS)实施例，借以达成现今电脑装置、网络装置、通信装置、移动装置、以及其他电子及电机装置的日渐增长的电力需求。
图1是显示本发明实施例的一种返驰式SMPS1的方框图，包括电源12、整流器(rectifier)、变压器、输出感测电路14、光电耦合器DOPTO1和DOPTO2、控制器10、以及切换晶体管Q。返驰式SMPS1将交流(AC)电源12转换为直流(DC)电源并且将调节后的电源输出Vout供给连接负载(未图示)，该负载可例如为马达、中央处理单元(CPU)或微处理器，其具有暂时性扩张的供电需求。
来自电源12的AC输入电源经由整流器转换为DC电源，该DC电源由切换晶体管Q控制并供给至变压器。切换晶体管Q和变压器是返驰式SMPS1的中心。变压器包括一次侧线圈W1、二次侧线圈W2以及辅助线圈Waux。经由变压器的一次侧线圈W1电源12被提供给切换晶体管Q。切换晶体管Q作为一种开关。当切换晶体管Q打开，进入饱和状态且导通时，开关就会被关上并为一次侧电流IP提供流经脉波变压器的一次侧线圈W1而回到电源返回线路的路径，因此即可通过一次侧线圈W1的磁化电感于变压器磁芯存储存储能量。当切换晶体管Q关闭，并在截止区且不导通时，该开关会打开且存储存储的能量会传送到负载。因此电流不会同时流过变压器的一次侧及二次侧线圈W1和W2。
改变信号SPWM的切换频率(通过脉波速率调变，(Pulse Rate Modulation，下称PRM))或改变信号SPWM的PWM时间长度(通过脉波宽度调变(PulseWidth Modulation，下称PWM))会导致输入电流IP工作周期的改变以及对应的输出电压Vout输出调节的改变。光电耦合器DOPTO1和DOPTO2会提供输出电压调节的功能。于其中一种实施方式中会检测输出电压Vout并且经由电阻网络将输出电压Vout分为分压Vdiv。分压Vdiv用于控制并联稳压器(shuntregulator)T1，以产生和电压Vdiv和内部调节电压(internal regulated voltage)间差值成正比的并联稳压器T1电流，该内部调节电压通常为2.5V。并联稳压器所产生的电流经由光电耦合器DOPTO1和DOPTO2转换为反馈电压VFB，上述经由光电耦合器DOPTO1和DOPTO2提供返驰式SMPS1一次侧及二次侧电路之间隔离。
返驰式SMPS1以峰值电流控制模式(peak current control mode)进行运作。在峰值电流控制转换器中，会针对每个工作周期使用反馈电压VFB设定一次侧电流IP峰值电流的限流Ilim。控制器10会感测通过一次侧线圈W1的电流IP以及感测跨越感测电阻Rs的电压Vcs。限流Ilim由控制器10根据感测限压VCS_lim加以控制。特别是控制器10连接至感测电阻Rs借以检测感测电压Vcs，并根据公式[1]对电流IP设定限流Ilim：
Ilim=VCS_lim/Rs   公式[1]
感测电压Vcs为跨越感测电阻Rs的电压。当输出负载抽取输出功率时，感测限压VCS_lim会根据对应输出功率的反馈电压VFB而增加，接着控制器10使用该感测限压VCS_lim来控制切换晶体管Q借以将感测电压Vcs限制小于感测限压VCS_lim，对一次侧电流IP进行限流Ilim。特别是当一次侧线圈W1试图用掉超出感测限压VCS_lim的感测电压Vcs时，控制器10会关闭切换晶体管Q使得一次侧电流IP的“打开时间”降低，借以将感测电压Vcs限制于感测限压VCS_lim之内。相反地，当一次侧线圈W1抽取感测电压Vcs等于或小于感测限压VCS_lim时，控制器10会持续打开切换晶体管Q使得一次侧电流IP的“打开时间”持续，借此增加感测电压Vcs并将所需功率传送至二次侧电路。如上述解释，感测限压VCS_lim和限流Ilim成直接正比，限流Ilim会在感测限压VCS_lim增加之后随之增加，反之亦然。因此在以下段落中，当限流Ilim和感测限压VCS_lim中仅描述其中一个的行为时，也同时表示或暗示另一个的行为也会类似发生。
返驰式SMPS1会以连续电流模式(Continuous Current Mode，CCM)或不连续电流模式(Discontinuous Current Mode，DCM)进行运作。输出功率由下面公式导出：
P out = 1 2 L ( i p 1 2 - i p 2 2 ) f f max = 1 2 Li p 1 2 f 65 KHz ( 2 - f 65 KHz f f max )     公式[2]
其中：
ffmax为增进功率期间中的最大促进频率；
f65KHz为额定负载状况中的切换频率；
Pout为增进功率状况中的输出功率；以及
ip1和ip2为返驰式转换器的一次侧电流中的两点，其中ip1较ip2高，当返驰式转换器在DCM模式时ip2为零。
从公式[2]中可看到，就算当切换频率增加至无限大，输出功率Pout也只会增为两倍。因此为了满足高峰值的功率需求，除了增加切换频率之外，也需要增加ip1，让输出功率能够增加至大于两倍或更多的额定标准。
这里也对以下公式进行详细解释。对于较高的供电运作来说，会偏好以CCM模式来运作转换器以达成更佳的效率。二次侧电路的传输输出功率会表示为：
P out = η N ratio V out ( 1 - D ) ( I lim - N ratio V out ( 1 - D ) 2 L p F sw )     公式[3]
其中：
Pout为输出功率；
η表示SMPS1的效率；
Nratio为变压器圈数比，Np/Ns，其中的Np为一次侧的圈数，Ns为二次侧的圈数；
Vout为输出电压；
D为变压器一次侧电流IP的切换工作周期；
Ilim为变压器一次侧电流IP的限流；
Lp为变压器的一次侧线圈电感；以及
Fsw为变压器一次侧电流IP的切换频率。
从公式[3]中可发现，为了增加电力输出Pout可以增加限流Ilim和/或切换频率Fsw。当限流Ilim过度增加可能会导致变压器磁芯饱和(core saturation)的情况。由于限流Ilim是影响输出功率Pout的主要项目，因此仅增加切换频率Fsw只会产生有限的电力增长。
在某些实施例中，控制器10使用反馈电压VFB控制连接切换晶体管Q的PWM信号SPWM的工作周期和切换频率，借以正确调节输出电压。某些实施例中，控制器10用于判定一控制电压Vctl(未图示)，其可为反馈电压VFB或是与反馈电压VFB正相关的值，接着使用控制电压Vctl或反馈电压VFB判定返驰式SMPS1的操作模式。操作模式包括正常模式和高功率模式。于高功率模式下，控制器10用于根据反馈电压VFB产生PWM信号SPWM的工作周期和切换频率。PWM信号SPWM连接到切换晶体管Q借以一次侧电路的输入电流IP的控制限流Ilim和切换频率Fsw并且调节二次侧电路的输出电压Vout。
某些实施例中，返驰式SMPS1用于以适应性速率来增加限流Ilim，避免切换晶体管Q因为在过大的电流应力的下而损坏，如图3所示。
在其他实施例中，返驰式SMPS1还用于在短路情况下将一次侧电流IP限流限制在短路电流Isc之内，避免切换晶体管Q损坏，如图4所示。
虽然实施例使用峰值电流控制模式来说明本发明的特征以及原理，实施例的应用可延伸到平均电流模式，在该平均电流模式中使用平均电流参数代替峰值电流参数。
返驰式SMPS1输出通过增加一次侧电路中一次侧输入电流IP的限流Ilim和/或切换频率Fsw来增加供电。
因此，返驰式SMPS1会以正常模式和高功率模式操作。图2是显示本发明实施例的一种控制方式2的线图，该控制方式2包括Vcs限压曲线22和切换频率曲线20，该控制方式2使用图1的返驰式SMPS1。Vcs限压曲线22和切换频率曲线20分别表示相应于反馈电压VFB，一次侧电流IP的限压和切换频率。某些实施例中，控制器10会控制切换晶体管Q根据反馈电压VFB对Vcs和一次侧电流IP的切换频率进行限制。
参考图2的Vcs限压曲线22和切换频率曲线20，当反馈电压VFB小于峰值功率模式电压值Vctlp(第一临界电压)时，返驰式SMPS1以正常模式操作，控制器10根据反馈电压VFB判定一次侧电流IP的限流，而一次侧电流IP的切换频率Fsw维持大致固定或固定，和反馈电压VFB不相关。在正常模式下，当输出负载增加时，反馈电压VFB会随之增加，并且返驰式SMPS1会通过仅增加一次侧电流IP的限流来增加供电。
特别是，在正常模式下，如Vcs限压曲线22和切换频率曲线20的左边部分分别显示当反馈电压VFB尚未到达基本反馈电压值VFB_b时，一次侧电流IP的限流和感测限压VCS_lim会维持固定以提供足够能量至输出负载。当反馈电压VFB等于或超出基本反馈电压值VFB_b时，一次侧电流IP的限流和感测限压VCS_lim则必须增加以提供足够能量至输出负载。在实施例中，当反馈电压VFB等于或超出基本反馈电压值VFB_b时，一次侧电流IP的限流和感测限压VCS_lim相应反馈电压VFB会成比例增加。峰值功率模式电压值Vctlp通过变压器的磁芯饱和而判定，使得当切换频率Fsw维持大致固定在Fnorm时变压器不会产生磁芯饱和的情况，并且当第一感测电压VCS增加至VCS_lim1时一次侧电流IP也会增加至Ilim1(未图示)。虽然在本实施例中，Vcs限压曲线22由基本反馈电压值VFB_b增加，但是在某些实施方式中，Vcs限压曲线22不会由基本反馈电压值VFB_b增加，而会由图2的原点持续增加。
当反馈电压VFB超出峰值功率模式电压值Vctlp时，返驰式SMPS1会以高功率模式操作。在某些电路应用中，例如印表机、马达、或CPU中会在短时间内需要更高的限流，用以增强功率操作。高功率模式内所需的超量功率可以和两倍、或甚至三到四倍的在正常模式下公知最大供电一样高。在高功率模式内，当输出负载增加时，则反馈电压VFB也会增加，且返驰式SMPS1会通过增加一次侧输入电流IP的限流和/或切换频率Fsw而增加供电。特别是，一次侧电流IP的限流和切换频率Fsw会随着反馈电压VFB一起增加。增加的切换频率Fsw会扩展输入电流IP的操作范围而不会导致磁芯饱和的状况。因此通过增加切换频率Fsw会增加一次侧电流IP的限流，借以增进能量供给而不会导致磁芯饱和情况。某些实施例中，一次侧电流IP的限流会以与正常模式下大致相同的速率随着反馈电压VFB增加。在其他实施例中，一次侧电流IP的限流会以与正常模式下不同的速率增加。此外在某些实施例中，高功率模式内一次侧电流IP限流的增加速率通过图3显示的控制器10的设定值而被适应性设定。
某些实施例中，高功率模式另外以3个区域加以实现，该3个区域由A，B和C区显示。A区是由峰值功率模式电压值Vctlp和控制电压限制值Vcp(第二临界电压)间的范围所定义。当反馈电压VFB在A区时，一次侧电流IP的限流和切换频率Fsw随着反馈电压VFB成正比增加。一次侧电流IP的限流和切换频率Fsw可以相同或不同速率一起增加。当一次侧电流IP的限流继续增长直到到达最大电压限制VCS_max时，无论切换频率Fsw是否增加，变压器都会接近磁芯饱和状况，因此返驰式SMPS1进入B区。
B区通过控制电压限制值Vcp和电压切换频率限制值Vfp(第三临界电压)间的范围所定义。当反馈电压VFB在B区时，切换频率Fsw随着反馈电压VFB而成比例增加，同时当感测电压VCS维持在最大电压限制值VCS_max时一次侧电流IP的限流大致维持固定，和反馈电压VFB的改变无关。由于切换频率Fsw已经接近一相对大值，所以公式[2]中切换频率Fsw的倒数成为可忽略项目，因此在B区供电不会大幅增加。对于只有有限边际的变压器来说，当反馈电压VFB接近控制电压限制值Vcp时会很容易产生磁芯饱和状况，输入电流IP的少量增加会很容易造成变压器的磁芯饱和。因此当变压器设计在边际（marginal）时，B区作为缓冲区域，用以补偿电感电流的快速增长。参考公式[2]，当切换频率Fsw示唯一会增加的参数时，当切换频率Fsw增加至某个阶段时，公式[2]中切换频率Fsw的倒数项即变为可忽略的项目，增加切换频率Fsw的进一步增加只会产生极少量的输出功率Pout增加。因此返驰式SMPS1进入C区。
C区是由切换频率限制值Vfp的范围所定义。当反馈电压VFB在C区时，无论反馈电压VFB增加幅度为何，一次侧电流IP的限流和切换频率Fsw分别维持大致固定的Imax(未图示，对应到VCS_max)和Fmax。由于一次侧电流IP的限流和切换频率Fsw两者皆为定值，因此输出功率Pout维持大致相同。若供电仍不足以让输出负载及变压器试着抽取额外电流时，返驰式SMPS1将会进入短路模式或超载模式，如图4所示。通常计时器会不会让控制器10以短路模式操作过久。因此会触发一保护机制，借以关闭返驰式SMPS1或致能返驰式SMPS1进入自动开启状态。
虽然图2实施例显示返驰式SMPS1针对高功率模式使用A、B及C区的实现方式，本领域普通技术人员可知返驰式SMPS1可根据设计偏好由单独A区、A和B区、或A和C区进行操作。
图2实施例显示返驰式SMPS转换器使用高功率模式借以增加供电。
图3是显示本发明的其他实施例的线图，包括Vcs限压曲线32a、b、c表示Vcs限制值，该Vcs限制值对应到3种限流模式中一次侧电流IP的限流，并且切换频率曲线30表示相应于反馈电压VFB的一次侧电流IP的切换频率，其中速率Vcs限压曲线32的改变速率是适应性的，避免切换晶体管Q在过多电流应力受到损坏。
在正常模式下，Vcs限压曲线32a、b和c相同并合并为单一曲线，并且如图2的讨论，切换频率曲线30相应于反馈电压VFB维持在大致固定的值。返驰式SMPS1从正常模式转换至高功率模式后，返驰式SMPS1用于选择Vcs限压曲线32a、b和c中的其一，并根据所选择的电压限压曲线调整一次侧电流IP的限流。以适应性速率改变一次侧电流IP的限流让返驰式SMPS1在可导致变压器的磁芯饱和和/或跨越切换晶体管Q的过电流应力的高电流状况时，选择较平缓的Vcs限压曲线32c，或是选择较倾斜的Vcs限压曲线32a借以提供更多供电至输出负载，或是在输出负载需要中等供电时，选择原本的Vcs限压曲线32b，而不会造成变压器的磁芯饱和以及跨越切换晶体管Q的电流中断。
在某些实现方式中，返驰式SMPS1的控制器10会通过控制器10内部的硬件电路或内嵌程式码，根据预定选择方式随时切换Vcs限压曲线。例如，预定选择方式可包括，当所需供电超出高供电临界值时，将选择的Vcs限压曲线切换至较倾斜的Vcs限压曲线32a；当限流接近变压器的饱和电流时，将选择的Vcs限压曲线切换至较平缓的Vcs限压曲线32c，当第一进入高功率模式时，使用原本的Vcs限压曲线32b作为标准Vcs限压曲线。在其他实施方式中，一旦进入高功率模式后控制器10会选择Vcs限压曲线。
不同改变速率32a到32c可通过平行连接的电流源而加以实现，以增加平行连接电流源的数量提供改变速率32a到32c。
虽然实施例只显示高功率模式下的A区和C区，本领域普通技术人员可知图3高功率模式中可以是A，B和C区的其他任意结合。
图3实施例显示返驰式SMPS转换器，在高功率模式中使用调适性速率改变一次侧电流IP的限流，提供弹性以及可控的供电方式。
图4是显示本发明实施例中的其他控制方式4的线图，相应于反馈电压VFB控制一次侧电流IP的限流和切换频率Fsw。
控制方式4和控制方式2以及3的主要不同在于在设计中实现短路保护。当输出负载从返驰式SMPS1抽取异常数量的输出功率时，大量的电流可能会让返驰式SMPS1内的变压器饱和，并损害切换晶体管Q、或其他内部电路元件。因此，返驰式SMPS1设计避免在短路情况下抽取过多电流。当反馈电压VFB超出或等于短路电压VSC时，就会发现短路情况。
为了避免返驰式SMPS1由于短路情况产生损坏，控制器10可包括计时器电路(未图示)，用以限制系统处于短路情况的时间。当计时器达到一设定时间时，控制器10进入保护D区，该保护D区调整PWM输出SPWM并且将一次侧电流IP限制至短路电流保护准位，该短路电流对应电压限制VCS_SC。于某些实施方式中，控制器10用于将一次侧电流IP的限流逐渐降低至对应短路电压限制VCS_SC的短路限流。在其他实施方式中，控制器10用于通过阶梯函数直接降低一次侧电流IP的限流至对应短路电压限制VCS_SC的短路限流，而不需中间的持续降低缓冲区域(未图示)。于某些实施方式中，当短路情况尚未移除时，控制器10用于触发重开机机制。若短路情况持续，返驰式SMPS1会关机然后再次重开机，这个程序会持续重复到短路情况移除为止。
图4实施例显示返驰式SMPS转换器使用短路保护，避免在短路情况下对返驰式SMPS转换器产生不可反转的损害。
图5是显示本发明实施例中当输出负载增加时，变压器一次侧电流IP和二次侧电流IS在时域的关系。
图1到图4的实施例显示提供高功率模式的返驰式SMPS1，当反馈电压VFB超出峰值功率模式电压值Vctlp时该返驰式SMPS1通过增加切换频率Fsw和一次侧输入电流IP的限流支援大量供电。图5的时间图显示输出负载增加时输入一次侧电流IP(上半部)和输出二次侧电流IS(下半部)的行为模式。当输出负载增加时，峰值输入电流Ip,peak和平均输入电流Ip,AVG会随之增加，且平均输出电流IS,AVG也会一起增加，产生二次侧电路中增加的输出供电。
图6是显示本发明实施例中控制方法6的流程图，使用图1的返驰式SMPS1和图2到图4的控制方式2、3或4。
在控制方法6开始后，返驰式SMPS1开启并以正常模式操作，其中一次侧电流IP的限流Ilim随着反馈电压VFB增加，而一次侧电流IP的切换频率Fsw维持固定与反馈电压VFB无关(S600)，借以在切换晶体管Q关闭时经由二次侧线圈W2提供输出电压Vout至二次侧电路。二次侧电路的电阻网络接着判定输出电压Vout(S602)以经由光电耦合器DOPTO1和DOPTO2提供反馈电压VFB至控制器10(S604)。首先通过分压器电路分压输出电压Vout借以获取分压Vdiv而产生反馈电压VFB，将分压Vdiv传送至并联稳压器T1以产生并联稳压器产生的电流，该并联稳压器产生的电流和分压Vdiv和内部调节电压的差值成比例，将并联稳压器产生的电流经由光电耦合器DOPTO1和DOPTO2成比例转换为反馈电压VFB，且提供反馈电压VFB至控制器10用于控制PWM信号SPWM的限流和切换PWM信号SPWM的频率。一旦接收反馈电压VFB后，控制器10比较反馈电压VFB和峰值功率模式电压值Vctlp并判定是否反馈电压VFB超出或等于峰值功率模式电压值Vctlp(S606)。当反馈电压VFB超出或等于峰值功率模式电压值Vctlp时，输出负载会请求超出正常模式所支援电力供给能力的供电，因此控制器10将返驰式SMPS1的操作模式从正常模式切换至高功率模式(S610)。在高功率模式中，一次侧电流IP的限流Ilim和切换频率Fsw随着反馈电压VFB增加，借此变压器的磁通密度会降低，最大允许的变压器一次侧电流能够提高，后续限流会随之增加而不会导致磁芯饱和状况，并且增加供电至输出负载。高功率模式采用的方法于图7到图9中的控制方法7到9有详细解释。当反馈电压VFB小于峰值功率模式电压值Vctlp时，正常模式能够处理输出负载需求的功率，然后控制器10维持在正常模式下运作(S608)。
控制方法6让返驰式SMPS1在正常模式和高功率模式下运作，于高功率模式时增加对输出负载的供电并同时随着反馈电压VFB增加一次侧电流IP的限流Ilim和切换频率Fsw。
图7是显示本发明实施例中高功率模式的控制方法7的流程图，使用图1的返驰式SMPS1和图2的控制方式2。
在控制方法7开始后，返驰式SMPS1已经切换至高功率模式，因此控制器10控制PWM信号SPWM让一次侧电流IP的限流Ilim和切换频率Fsw随着反馈电压VFB增加(S700)。参考图2，高功率模式包括A、B和C区。控制器10通过判定是否反馈电压VFB超出或等于控制电压限制值Vcp，而判定返驰式SMPS1是否应在A区或B区操作以达成输出负载的功率需求(S702)。
当反馈电压VFB小于控制电压限制值Vcp时，控制器10会让返驰式SMPS1维持在A区，一次侧电流IP的限流Ilim和切换频率Fsw随着反馈电压VFB增加(S704)，控制器10回到步骤S702以通过监控反馈电压VFB(S704)判定要进入A区或B区。
若反馈电压VFB超出或等于控制电压限制值Vcp，则控制器10会让返驰式SMPS1维持在B区运作，即限流Ilim接近变压器的饱和电流，因此控制器10切换频率Fsw随着反馈电压VFB增加同时维持大致固定限流Ilim(S706)。在B区中，由于切换频率Fsw已经接近相对大的值，公式[2]中切换频率Fsw的倒数项很小，所以供电并不会随着切换频率Fsw增加而有大幅增加，因此输出功率只产生少量增加。
虽然返驰式SMPS1在B区运作，控制器10会通过步骤S708另外判定返驰式SMPS1是否应停留在B区或切换至C区，在步骤S708中控制器10检查反馈电压VFB是否超出或等于切换频率限制值Vfp。
当反馈电压VFB小于切换频率限制值Vfp时，控制器10将返驰式SMPS1维持在B区，控制方法7回到步骤S706，随着反馈电压VFB增加切换频率Fsw并维持大致固定的限流Ilim。
当反馈电压VFB超出或等于切换频率限制值Vfp时，控制器10将返驰式SMPS1切换至B区，即无论反馈电压VFB的值是多少，一次侧电流IP的限流Ilim和切换频率Fsw两者都会维持大致固定(S710)。若反馈电压VFB持续增加，输出供电仍不敷输出负载使用，且变压器尝试抽取更多额外电流，返驰式SMPS1将会于短路状况解除前进入短路模式并且关机或重开机。
步骤S710之后，控制方法7即完成并离开(S712)。控制方法7让返驰式SMPS1在高功率模式的A、B和C区操作，增加输出供电同时避免变压器的磁芯饱和状况发生。
图8是显示本发明其他实施例的控制方法8的流程图，使用图1的返驰式SMPS1和图3的控制方式3。
在控制方法8开始后，返驰式SMPS1已经切换至高功率模式，因此控制器10控制PWM信号SPWM让一次侧电流IP的限流Ilim和切换频率Fsw随着反馈电压VFB增加(S800)。参考图3，控制器10根据功率需求会适应性产生限流Ilim曲线。控制器10会以适应性速率而随着反馈电压VFB增加限流Ilim(S802)。一旦先进入高功率模式后，控制器10可采用Vcs限压曲线32b作为标准适应性速率，然后根据变压器是否接近磁芯饱和、跨越切换晶体管Q的电流应力、以及输出负载的功率需求而适应性改变速率至较平缓的Vcs限压曲线32c或较倾斜的Vcs限压曲线32a。在某些实现方式中，适应性速率可在高功率模式下随时改变。控制器10会继续检查并判定适应性速率是否应该改变(S804)。若适应性速率维持相同速率，控制器10会回到步骤S802且根据电流适应性速率继续产生一次侧电流IP的限制限流Ilim。若适应性速率被改变，控制器会根据改变后的(新)适应性速率改变限流Ilim(S806)。当控制器10检测到磁芯饱和或晶体管电流应力情况将要发生时，适应性速率会降低。当控制器10检测到输出负载有大量增加的功率需求时，适应性速率会增加。当控制器检测到输出负载的功率需求可由目前的改变速率达成时，控制器10会维持目前的适应性速率。步骤S806后，控制方法8即完成并离开(S808)。
控制方法8让返驰式SMPS1在高功率模式通过适应性速率运作，传送所需输出供电同时避免变压器的磁芯饱和。
图9是显示本发明其他实施例的控制方法9的流程图，使用图1的返驰式SMPS1和图4的控制方式4。
在控制方法9开始后，返驰式SMPS1已经切换至高功率模式(S900)。当输出负载需要超出切换频率限制值Vfp的大量输出功率时，控制器10用于将切换频率Fsw维持在频率限制值Fmax并将限流Ilim维持在限流Imax。于切换频率限制值Vfp之后，控制器10继续检查反馈电压VFB是否超出或等于短路电压VSC(S902)。当反馈电压VFB超出或等于短路电压VSC时，输出负载会请求大于返驰式SMPS1可提供的输出功率。因此控制器10用于将限流Ilim降低至短路电流ISC，该短路电流ISC小于限流Imax(S904)，借以避免在一次侧输入电流IP抽取过多电流，反而导致产生不想要的磁芯饱和和过电流应力情况。控制方法9接着完成并离开(S906)。
控制方法9对返驰式SMPS1提供一种短路保护方法，避免返驰式SMPS1因为超载情况而受到损害。
本申请对应于美国优先权申请61/725,811，送件日期为2012年11月13日。其完整内容已整合于此。
说明书使用的“判定”一词包括计算、估算、处理、取得、调查、查找、确定、以及类似意义。“判定”也包括解决、检测、选择、获得、以及类似的意义。
本发明描述的各种逻辑区块、模块、以及电路可以使用通用处理器、数码信号处理器（Digital Signal Processor，DSP）、特定应用积体电路(ApplicationSpecific Integrated Circuit，ASIC)、或其他可程控逻辑元件、离散式逻辑电路或晶体管逻辑门、离散式硬件元件、或用于执行本发明所描述的执行的功能的其任意组合。通用处理器可以为微处理器，或者，该处理器可以为任意商用处理器、控制器、微处理器、或状态机。
本发明描述的各种逻辑区块、模块、单元、以及电路的操作以及功能可以利用电路硬件或嵌入式软件码加以实现，该嵌入式软件码可以由一处理器存取以及执行。
本发明虽以较佳实施例揭示如上，然其并非用以限定本发明，任何本领域普通技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可做些许的更动与润饰，因此本发明的保护范围当视所附的权利要求所界定的范围为准。

Claims (17)

1.一种控制方法，适用于包括一变压器的一返驰式转换器电路，包括：
判定上述变压器的一二次侧电路输出的一输出电压；
根据上述二次侧电路输出的上述输出电压，将一反馈电压反馈至上述变压器的一一次侧电路；
随着上述反馈电压增加一一次侧电流的一限流以及一切换频率；以及
将上述一次侧电流供应至上述变压器的上述一次侧线圈。
2.如权利要求1所述的控制方法，还包括：
当上述反馈电压小于一第一临界电压时，将上述切换频率维持大致固定，同时随着上述输出电压增加上述限流。
3.如权利要求2所述的控制方法，其中，上述增加步骤包括：
当上述反馈电压超出上述第一临界电压时，随着上述输出电压增加上述一次侧电流的上述限流及上述切换频率。
4.如权利要求2所述的控制方法，还包括：
当上述反馈电压超出一第二临界电压时，将上述限流维持大致固定，同时随着上述输出电压增加上述切换频率；
其中，上述第二临界电压超出上述第一临界电压。
5.如权利要求4所述的控制方法，还包括：
当上述反馈电压超出一第三临界电压时，将上述限流和上述切换频率维持大致固定；
其中，上述第三临界电压超出上述第二临界电压。
6.如权利要求5所述的控制方法，还包括：
当上述反馈电压超出一第四临界电压时，将上述限流降低至一固定超载电流；
其中，上述第四临界电压超出上述第三临界电压；以及
上述固定超载电流小于上述大致固定限流。
7.如权利要求2所述的控制方法，其中，上述增加步骤包括：
当上述反馈电压超出上述第一临界电压时，以大致与上述反馈小于一第一临界电压时的上述增加的限流相同的一速率来增加上述限流。
8.如权利要求2所述的控制方法，其中，上述增加步骤包括：
当上述反馈电压超出上述第一临界电压时，以一适应性速率增加上述限流。
9.一种控制方法，适用于包括一变压器的一返驰式转换器电路，包括：
判定上述变压器的一二次侧电路输出的一输出电压；
根据上述二次侧电路输出的上述输出电压，将一反馈电压反馈至上述变压器的一一次侧电路；
通过一第一固定速率，随着上述反馈电压增加一一次侧电流的一切换频率；
通过一适应性速率，随着上述反馈电压增加上述一次侧电流的一限流；以及
将上述一次侧电流供应至上述变压器的上述一次侧线圈。
10.如权利要求9所述的控制方法，还包括：
当上述反馈电压小于一第一临界电压时，将上述切换频率维持大致固定，同时通过一第二固定速率随着上述反馈电压增加上述限流；以及
其中，上述增加步骤包括当上述反馈电压超出上述第一临界电压时，通过上述适应性速率随着上述反馈电压增加上述一次侧电流的上述限流。
11.如权利要求10所述的控制方法，还包括：将上述适应性速率调整为小于上述第二固定速率。
12.如权利要求10所述的控制方法，还包括：将上述适应性速率调整为超出上述第二固定速率。
13.如权利要求10所述的控制方法，还包括：将上述适应性速率调整为与上述第二固定速率大致相同。
14.一种控制方法，适用于包括一变压器的一返驰式转换器电路，包括：
判定上述变压器的一二次侧电路输出的一输出电压；
根据上述二次侧电路输出的上述输出电压，将一反馈电压反馈至上述变压器的一一次侧电路；
随着上述反馈电压增加一一次侧电流的一限流及一切换频率；
将上述一次侧电流供应至上述变压器的上述一次侧线圈；以及
当上述反馈电压超出一短路临界电压时，将上述限流降低至一大致固定的超载电流；
其中，上述大致固定超载电流小于上述一次侧电流的一最大限流。
15.如权利要求14所述的控制方法，还包括：
当上述反馈电压小于一第一临界电压时，将上述切换频率维持大致固定，同时通过一固定速率随着上述反馈电压增加上述限流；
其中，上述增加步骤包括当上述反馈电压超出上述第一临界电压时，通过上述适应性速率随着上述反馈电压增加一一次侧电流的上述限流及上述切换频率；以及
上述第一临界电压小于上述短路临界电压。
16.如权利要求14所述的控制方法，其中，上述增加步骤包括：
当上述反馈电压超出上述第一临界电压时，以大致与上述判定的输出电压小于一第一临界电压时的上述增加的限流相同的一速率来增加上述限流；
其中，上述第一临界电压小于上述短路临界电压。
17.如权利要求16所述的控制方法，其中，上述增加步骤包括：
当上述反馈电压超出上述第一临界电压时，以一适应性速率增加上述限流。
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