TW201419740A - 返馳式轉換器的控制方法 - Google Patents

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Abstract

一種適用於返馳式轉換器電路的控制方法。上述控制方法適用於包括一變壓器的一返馳式轉換器電路，包括：判定上述變壓器之一二次側電路輸出之一輸出電壓；根據上述二次側電路輸出之上述輸出電壓，將一反饋電壓反饋至上述變壓器之一一次側電路；隨著上述反饋電壓增加一一次側電流之一限流以及一切換頻率；以及將上述一次側電流供應至上述變壓器之上述一次側線圈。

Description

返馳式轉換器的控制方法
本發明係有關於電力系統，且特別是有關返馳式(flyback)轉換器的控制方法。
由於輸出電壓或輸出電流係由電晶體切換調節，交換式電源供應器(SMPS)或轉換器提供優秀的功率轉換效率，由於在功率階段的切換裝置(電晶體或金氧半場效電晶體)會在飽和區(高電流但電壓接近零)或截止區(高電壓但電流接近零)間以高頻週期性運作，因此切換裝置的損耗很低。對於線性轉換器來說，在功率階段的該半導體裝置持續在高損耗的主動區運作，該高損耗係由於運作時所需的高電壓以及高電流所造成。由於前述高效能的特性，交換式轉換器在各種可攜裝置(例如行動電話、數位相機、平板電腦、數位音樂播放器、媒體播放器、可攜硬碟、手持遊戲機、以及其他手持消費者電子裝置)中頻繁使用，該可攜裝置從有限的內部電池例如鋰電池提供供電。因此，返馳式轉換器通常用於提供電壓調節的功能。
隨者科技進步，可攜裝置的功能越來越多，需要從功率轉換器提供更多的供電需求。在某些實施例中會有短期 內較高電流的需求(短期之暫時功率促進需求)。上述實施例可以是印表機、馬達、或是用於CPU功率增進功能。上述的超量功率可以為兩倍正常運作所需之最大功率。習知轉換器無法不付任何代價(例如使用更大的變壓器以避免飽和狀況)就傳送大量的超量功率。本發明實施例的好處在於：在突增負載的情況下，藉由增加切換頻率以及變壓器峰值電流限制值則不需另外使用笨重的變壓器便可避免磁核飽和(core saturation)狀況；以及額定負載的電源效率能夠被最佳化。額定負載的切換頻率較突增模式運作時的切換頻率低，造成額定負載的切換損耗較低並且具有較佳效率。
本發明提供一種方法，用於在短期內增加轉換器的供電能力以滿足突增的功率需求同時不需付出其他代價或只需付出最少代價。本發明實施例同時也提出一種方法，用於減緩短路狀況的問題。
基於上述目的，本發明揭露了一種控制方法，適用於包括一變壓器的一返馳式轉換器電路，包括：判定上述變壓器之一二次側電路輸出之一輸出電壓；根據上述二次側電路輸出之上述輸出電壓，將一反饋電壓反饋至上述變壓器之一一次側電路；根據上述反饋電壓增加一一次側電流之一限流以及一切換頻率；以及將上述一次側電流供應至上述變壓器之上述一次側線圈。
本發明更揭露了一種控制方法，適用於包括一變壓器之一返馳式轉換器電路，包括：判定上述變壓器之一二次 側電路產生之一輸出電壓；根據上述二次側電路輸出之上述輸出電壓，將一反饋電壓反饋至上述變壓器之一一次側電路；藉由一第一固定速率，根據上述反饋電壓增加一一次側電流之一切換頻率；藉由一適應性速率，隨著上述反饋電壓增加上述一次側電流之一限流；以及將上述一次側電流供應至上述變壓器之上述一次側線圈。
本發明更揭露了一種控制方法，適用於包括一變壓器之一返馳式轉換器電路，包括：判定上述變壓器之一二次側電路產生之一輸出電壓；根據上述二次側電路輸出之上述輸出電壓，將一反饋電壓反饋至上述變壓器之一一次側電路；根據上述反饋電壓增加一一次側電流之一限流及一切換頻率；將上述一次側電流供應至上述變壓器之上述一次側線圈；以及當上述反饋電壓超出一短路臨界電壓時，將上述限流降低至一大致固定之超載電流；其中，上述大致固定超載電流小於上述一次側電流之一最大限流。
1‧‧‧返馳式交換式電源供應器
2、3、4‧‧‧控制方式
6、7、8、9‧‧‧控制方法
10‧‧‧控制器
12‧‧‧電源
W1‧‧‧一次側線圈
W2‧‧‧二次側線圈
Waux‧‧‧輔助線圈
Rs‧‧‧感測電阻
DOPTO1、DOPTO2‧‧‧光電耦合器
Q‧‧‧切換電晶體
IP‧‧‧一次側電流
IS‧‧‧二次側電流
20‧‧‧切換頻率曲線
22‧‧‧VCS限壓曲線
30‧‧‧切換頻率
32a、b、c‧‧‧VCS限制值
IP,peak‧‧‧峰值一次側電流
IP,AVG‧‧‧平均一次側電流
IS,AVG‧‧‧平均二次側電流
SPWM‧‧‧PWM訊號
Vout‧‧‧輸出電壓
Vdiv‧‧‧分壓
T1‧‧‧並聯穩壓器
Vcs‧‧‧感測電壓
VCS_lim1、VCS_lim‧‧‧感測限壓
VCS_max‧‧‧最大電壓限制
VFB_b‧‧‧基本反饋電壓值
Vctlp‧‧‧峰值功率模式電壓值
Vcp‧‧‧控制電壓限制值
Vfp‧‧‧切換頻率限制值
VFB‧‧‧反饋電壓
Fsw‧‧‧切換頻率
FCS_max‧‧‧頻率限制值
VCS_SC‧‧‧短路電壓限制
S600、S602、....、S610‧‧‧步驟
S700、S702、....、S708‧‧‧步驟
S800、S802、....、S806‧‧‧步驟
S900、S902、....、S906‧‧‧步驟
第1圖係顯示本發明實施例之一種返馳式SMPS 1的方塊圖；第2圖係顯示本發明實施例之一種控制方式2的線圖；第3圖係顯示本發明之其他實施例的線圖；第4圖係顯示本發明實施例中之其他控制方式4的線圖；第5圖係顯示本發明實施例中當輸出負載增加時，變壓器一次側電流IP和二次側電流IS在時域的關係； 第6圖係顯示本發明實施例中控制方法6的流程圖；第7圖係顯示本發明實施例中高功率模式之控制方法7的流程圖；第8圖係顯示本發明其他實施例之控制方法8的流程圖；以及第9圖係顯示本發明其他實施例之控制方法9的流程圖。
在此必須說明的是，於下揭露內容中所提出之不同實施例或範例，係用以說明本發明所揭示之不同技術特徵，其所描述之特定範例或排列係用以簡化本發明，然非用以限定本發明。此外，在不同實施例或範例中可能重覆使用相同之參考數字與符號，此等重覆使用之參考數字與符號係用以說明本發明所揭示之內容，而非用以表示不同實施例或範例間之關係。
第1圖到第9圖顯示提供增強供電、增強電力控制力、以及短路保護功能的交換式電源供應器(Switching Mode Power Supply，下稱SMPS)實施例，藉以達成現今電腦裝置、網路裝置、通訊裝置、移動裝置、以及其他電子及電機裝置之日漸增長的電力需求。
第1圖係顯示本發明實施例之一種返馳式SMPS 1的方塊圖，包括電源12、整流器(rectifier)、變壓器、輸出感測電路14、光電耦合器DOPTO1和DOPTO2、控制器10、以及切換電晶體Q。返馳式SMPS 1將交流(AC)電源12轉換為直流 (DC)電源並且將調節後之電源輸出Vout供給給連接負載(未圖示)，該負載可例如為馬達、中央處理單元(CPU)或微處理器，其具有暫時性擴張的供電需求。
來自電源12的AC輸入電源經由整流器轉換為DC電源，該DC電源由切換電晶體Q控制並供給至變壓器。切換電晶體Q和變壓器係返馳式SMPS 1的中心。變壓器包括一次側線圈W1、二次側線圈W2以及輔助線圈Waux。經由變壓器之一次側線圈W1電源12被提供給切換電晶體Q。切換電晶體Q作為一種開關。當切換電晶體Q打開，進入飽和狀態且導通時，開關就會被關上並為一次側電流IP提供流經脈波變壓器之一次側線圈W1而回到電源返回線路的路徑，因此即可藉由一次側線圈W1之磁化電感於變壓器磁芯儲存能量。當切換電晶體Q關閉，並在截止區且不導通時，該開關會打開且儲存的能量會傳送到負載。因此電流不會同時流過變壓器的一次側及二次側線圈W1和W2。
改變訊號SPWM的切換頻率(藉由脈波速率調變，(Pulse Rate Modulation，下稱PRM))或改變訊號SPWM的PWM時間長度(藉由脈波寬度調變(Pulse Width Modulation，下稱PWM))會導致輸入電流IP工作週期的改變以及對應的輸出電壓Vout輸出調節的改變。光電耦合器DOPTO1和DOPTO2會提供輸出電壓調節的功能。於其中一種實施方式中會偵測輸出電壓Vout並且經由電阻網路將輸出電壓Vout分為分壓Vdiv。分壓Vdiv用於控制並聯穩壓器(shunt regulator)T1，以產生和電壓Vdiv和內部調節電壓(internal regulated voltage)間差值成正比 的並聯穩壓器T1電流，該內部調節電壓通常為2.5V。並聯穩壓器所產生之電流經由光電耦合器DOPTO1和DOPTO2轉換為反饋電壓VFB，上述經由光電耦合器DOPTO1和DOPTO2提供返馳式SMPS 1一次側及二次側電路之間隔離。
返馳式SMPS 1以峰值電流控制模式(peak current control mode)進行運作。在峰值電流控制轉換器中，會針對每個工作週期使用反饋電壓VFB設定一次側電流IP峰值電流的限流Ilim。控制器10會感測通過一次側線圈W1之電流IP以及感測跨越感測電阻Rs的電壓Vcs。限流Ilim由控制器10根據感測限壓VCS_lim加以控制。特別是控制器10連接至感測電阻Rs藉以偵測感測電壓Vcs，並根據公式[1]對電流IP設定限流Ilim：Ilim=VCS_lim/Rs 公式[1]
感測電壓Vcs係為跨越感測電阻Rs的電壓。當輸出負載抽取輸出功率時，感測限壓VCS_lim會根據對應輸出功率的反饋電壓VFB而增加，接著控制器10使用該感測限壓VCS_lim來控制切換電晶體Q藉以將感測電壓Vcs限制小於感測限壓VCS_lim，對一次側電流IP進行限流Ilim。特別是當一次側線圈W1試圖用掉超出感測限壓VCS_lim的感測電壓Vcs時，控制器10會關閉切換電晶體Q使得一次側電流IP的“打開時間”降低，藉以將感測電壓Vcs限制於感測限壓VCS_lim之內。相反地，當一次側線圈W1抽取感測電壓Vcs等於或小於感測限壓VCS_lim時，控制器10會持續打開切換電晶體Q使得一次側電流IP的“ 打開時間”持續，藉此增加感測電壓Vcs並將所需功率傳送至二次側電路。如上述解釋，感測限壓VCS_lim和限流Ilim成直接正比，限流Ilim會在感測限壓VCS_lim增加之後隨之增加，反之亦然。因此在以下段落中，當限流Ilim和感測限壓VCS_lim中僅描述其中一者的行為時，也同時表示或暗示另一者的行為也會類似發生。
返馳式SMPS 1會以連續電流模式(Continuous Current Mode，CCM)或不連續電流模式(Discontinuous Current Mode，DCM)進行運作。輸出功率由下面公式導出：
其中：f fmax 係為增進功率期間中之最大促進頻率；f 65KHz 係為額定負載狀況中之切換頻率；P out 係為增進功率狀況中之輸出功率；以及i p1 和i p2 係為返馳式轉換器之一次側電流中之兩點，其中i p1 較i p2 高，當返馳式轉換器在DCM模式時i p2 為零。 從公式[2]中可看到，就算當切換頻率增加至無限大，輸出功率Pout也只會增為兩倍。因此為了滿足高峰值的功率需求，除了增加切換頻率之外，也需要增加i p1 ，讓輸出功率能夠增加至大於兩倍或更多的額定標準。
這裡也對以下公式進行詳細解釋。對於較高的供電運作來說，會偏好以CCM模式來運作轉換器以達成更佳的 效率。二次側電路的傳輸輸出功率會表示為：
其中：Pout係為輸出功率；η表示SMPS 1的效率；Nratio係為變壓器圈數比，Np/Ns，其中之Np為一次側的圈數，Ns為二次側的圈數；Vout係為輸出電壓；D係為變壓器一次側電流IP的切換工作週期；Ilim係為變壓器一次側電流IP的限流；Lp係為變壓器的一次側線圈電感；以及Fsw係為變壓器一次側電流IP的切換頻率。
從公式[3]中可發現，為了增加電力輸出Pout可以增加限流Ilim和/或切換頻率Fsw。當限流Ilim過度增加可能會導致變壓器磁芯飽和(core saturation)的情況。由於限流Ilim是影響輸出功率Pout的主要項目，因此僅增加切換頻率Fsw只會產生有限的電力增長。
在某些實施例中，控制器10使用反饋電壓VFB控制連接切換電晶體Q之PWM訊號SPWM的工作週期和切換頻率，藉以正確調節輸出電壓。某些實施例中，控制器10用於判定一控制電壓Vctl(未圖示)，其可為反饋電壓VFB或是與反饋電壓VFB正相關的值，接著使用控制電壓Vctl或反饋電壓VFB判定返馳式SMPS 1的操作模式。操作模式包括正常模式 和高功率模式。於高功率模式下，控制器10用於根據反饋電壓VFB產生PWM訊號SPWM的工作週期和切換頻率。PWM訊號SPWM連接到切換電晶體Q藉以一次側電路的輸入電流IP之控制限流Ilim和切換頻率Fsw並且調節二次側電路的輸出電壓Vout。
某些實施例中，返馳式SMPS 1用於以適應性速率來增加限流Ilim，避免切換電晶體Q因為在過大的電流應力之下而損壞，如第3圖所示。
在其他實施例中，返馳式SMPS 1更用於在短路情況下將一次側電流IP限流限制在短路電流Isc之內，避免切換電晶體Q損壞，如第4圖所示。
雖然實施例使用峰值電流控制模式來說明本發明的特徵以及原理，實施例的應用可延伸到平均電流模式，在該平均電流模式中使用平均電流參數代替峰值電流參數。
返馳式SMPS 1輸出藉由增加一次側電路中一次側輸入電流IP的限流Ilim和/或切換頻率Fsw來增加供電。
因此，返馳式SMPS 1會以正常模式和高功率模式操作。第2圖係顯示本發明實施例之一種控制方式2的線圖，該控制方式2包括Vcs限壓曲線22和切換頻率曲線20，該控制方式2使用第1圖的返馳式SMPS 1。Vcs限壓曲線22和切換頻率曲線20分別表示相應於反饋電壓VFB，一次側電流IP的限壓和切換頻率。某些實施例中，控制器10會控制切換電晶體Q根據反饋電壓VFB對Vcs和一次側電流IP的切換頻率進行限制。
參考第2圖的Vcs限壓曲線22和切換頻率曲線20，當反饋電壓VFB小於峰值功率模式電壓值Vctlp(第一臨界電壓)時，返馳式SMPS 1以正常模式操作，控制器10根據反饋電壓VFB判定一次側電流IP的限流，而一次側電流IP的切換頻率Fsw維持大致固定或固定，和反饋電壓VFB不相關。在正常模式下，當輸出負載增加時，反饋電壓VFB會隨之增加，並且返馳式SMPS 1會藉由僅增加一次側電流IP的限流來增加供電。
特別是，在正常模式下，如Vcs限壓曲線22和切換頻率曲線20的左邊部分分別顯示當反饋電壓VFB尚未到達基本反饋電壓值VFB_b時，一次側電流IP的限流和感測限壓VCS_lim會維持固定以提供足夠能量至輸出負載。當反饋電壓VFB等於或超出基本反饋電壓值VFB_b時，一次側電流IP的限流和感測限壓VCS_lim則必須增加以提供足夠能量至輸出負載。在實施例中，當反饋電壓VFB等於或超出基本反饋電壓值VFB_b時，一次側電流IP的限流和感測限壓VCS_lim相應反饋電壓VFB會成比例增加。峰值功率模式電壓值Vctlp係藉由變壓器的磁芯飽和而判定，使得當切換頻率Fsw維持大致固定在Fnorm時變壓器不會產生磁芯飽和的情況，並且當第一感測電壓VCS增加至VCS_lim1時一次側電流IP也會增加至Ilim1(未圖示)。雖然在本實施例中，Vcs限壓曲線22由基本反饋電壓值VFB_b增加，但是在某些實施方式中，Vcs限壓曲線22不會由基本反饋電壓值VFB_b增加，而會由第2圖的原點持續增加。
當反饋電壓VFB超出峰值功率模式電壓值Vctlp時，返馳式SMPS 1會以高功率模式操作。在某些電路應用 中，例如印表機、馬達、或CPU中會在短時間內需要更高的限流，用以增強功率操作。高功率模式內所需的超量功率可以和兩倍、或甚至三到四倍的在正常模式下習知最大供電一樣高。在高功率模式內，當輸出負載增加時，則反饋電壓VFB也會增加，且返馳式SMPS 1會藉由增加一次側輸入電流IP的限流和/或切換頻率Fsw而增加供電。特別是，一次側電流IP的限流和切換頻率Fsw會隨著反饋電壓VFB一起增加。增加的切換頻率Fsw會擴展輸入電流IP的操作範圍而不會導致磁芯飽和的狀況。因此藉由增加切換頻率Fsw會增加一次側電流IP的限流，藉以增進能量供給而不會導致磁芯飽和情況。某些實施例中，一次側電流IP的限流會以與正常模式下大致相同的速率隨著反饋電壓VFB增加。在其他實施例中，一次側電流IP的限流會以與正常模式下不同的速率增加。此外在某些實施例中，高功率模式內一次側電流IP限流的增加速率係藉由第3圖顯示之控制器10的設定值而被適應性設定。
某些實施例中，高功率模式另外以3個區域加以實現，該3個區域由A，B和C區顯示。A區係由峰值功率模式電壓值Vctlp和控制電壓限制值Vcp(第二臨界電壓)間的範圍所定義。當反饋電壓VFB在A區時，一次側電流IP的限流和切換頻率Fsw隨著反饋電壓VFB成正比增加。一次側電流IP的限流和切換頻率Fsw可以相同或不同速率一起增加。當一次側電流IP的限流繼續增長直到到達最大電壓限制VCS_max時，無論切換頻率Fsw是否增加，變壓器都會接近磁芯飽和狀況，因此返馳式SMPS 1進入B區。
B區係藉由控制電壓限制值Vcp和電壓切換頻率限制值Vfp(第三臨界電壓)間的範圍所定義。當反饋電壓VFB在B區時，切換頻率Fsw隨著反饋電壓VFB而成比例增加，同時當感測電壓VCS維持在最大電壓限制值VCS_max時一次側電流IP的限流大致維持固定，和反饋電壓VFB的改變無關。由於切換頻率Fsw已經接近一相對大值，所以公式[2]中切換頻率Fsw的倒數成為可忽略項目，因此在B區供電不會大幅增加。對於只有有限邊際的變壓器來說，當反饋電壓VFB接近控制電壓限制值Vcp時會很容易產生磁芯飽和狀況，輸入電流IP的少量增加會很容易造成變壓器的磁芯飽和。因此當變壓器設計在邊際(marginal)時，B區作為緩衝區域，用以補償電感電流的快速增長。參考公式[2]，當切換頻率Fsw示惟一會增加的參數時，當切換頻率Fsw增加至某個階段時，公式[2]中切換頻率Fsw的倒數項即變為可忽略的項目，增加切換頻率Fsw的進一步增加只會產生極少量的輸出功率Pout增加。因此返馳式SMPS 1進入C區。
C區係由切換頻率限制值Vfp的範圍所定義。當反饋電壓VFB在C區時，無論反饋電壓VFB增加幅度為何，一次側電流IP的限流和切換頻率Fsw分別維持大致固定的Imax(未圖示，對應到VCS_max)和Fmax。由於一次側電流IP的限流和切換頻率Fsw兩者皆為定值，因此輸出功率Pout維持大致相同。若供電仍不足以讓輸出負載及變壓器試著抽取額外電流時，返馳式SMPS 1將會進入短路模式或超載模式，如第4圖所示。通常計時器會不會讓控制器10以短路模式操作過久。因此會 觸發一保護機制，藉以關閉返馳式SMPS 1或致能返馳式SMPS 1進入自動開啟狀態。
雖然第2圖實施例顯示返馳式SMPS 1針對高功率模式使用A、B及C區的實現方式，熟習此技藝者可知返馳式SMPS 1可根據設計偏好由單獨A區、A和B區、或A和C區進行操作。
第2圖實施例顯示返馳式SMPS轉換器使用高功率模式藉以增加供電。
第3圖係顯示本發明之其他實施例的線圖，包括Vcs限壓曲線32a、b、c表示Vcs限制值，該Vcs限制值對應到3種限流模式中一次側電流IP的限流，並且切換頻率曲線30表示相應於反饋電壓VFB之一次側電流IP的切換頻率，其中速率Vcs限壓曲線32的改變速率是適應性的，避免切換電晶體Q在過多電流應力受到損壞。
在正常模式下，Vcs限壓曲線32a、b和c相同並合併為單一曲線，並且如第2圖的討論，切換頻率曲線30相應於反饋電壓VFB維持在大致固定的值。返馳式SMPS 1從正常模式轉換至高功率模式後，返馳式SMPS 1用於選擇Vcs限壓曲線32a、b和c中之其一，並根據所選擇的電壓限壓曲線調整一次側電流IP的限流。以適應性速率改變一次側電流IP的限流讓返馳式SMPS 1在可導致變壓器之磁芯飽和和/或跨越切換電晶體Q之過電流應力的高電流狀況時，選擇較平緩的Vcs限壓曲線32c，或是選擇較傾斜的Vcs限壓曲線32a藉以提供更多供電至輸出負載，或是在輸出負載需要中等供電時， 選擇原本的Vcs限壓曲線32b，而不會造成變壓器的磁芯飽和以及跨越切換電晶體Q的電流中斷。
在某些實現方式中，返馳式SMPS 1的控制器10會藉由控制器10內部之硬體電路或內嵌程式碼，根據預定選擇方式隨時切換Vcs限壓曲線。例如，預定選擇方式可包括，當所需供電超出高供電臨界值時，將選擇的Vcs限壓曲線切換至較傾斜的Vcs限壓曲線32a；當限流接近變壓器的飽和電流時，將選擇的Vcs限壓曲線切換至較平緩的Vcs限壓曲線32c，當第一進入高功率模式時，使用原本的Vcs限壓曲線32b作為標準Vcs限壓曲線。在其他實施方式中，一旦進入高功率模式後控制器10會選擇Vcs限壓曲線。
不同改變速率32a到32c可藉由平行連接的電流源而加以實現，以增加平行連接電流源的數量提供改變速率32a到32c。
雖然實施例只顯示高功率模式下的A區和C區，熟習此技藝者可知第3圖高功率模式中可以是A，B和C區的其他任意結合。
第3圖實施例顯示返馳式SMPS轉換器，在高功率模式中使用調適性速率改變一次側電流IP的限流，提供彈性以及可控的供電方式。
第4圖係顯示本發明實施例中之其他控制方式4的線圖，相應於反饋電壓VFB控制一次側電流IP的限流和切換頻率Fsw。
控制方式4和控制方式2以及3的主要不同在於在 設計中實現短路保護。當輸出負載從返馳式SMPS 1抽取異常數量的輸出功率時，大量的電流可能會讓返馳式SMPS 1內之變壓器飽和，並損害切換電晶體Q、或其他內部電路元件。因此，返馳式SMPS 1設計避免在短路情況下抽取過多電流。當反饋電壓VFB超出或等於短路電壓VSC時，就會發現短路情況。
為了避免返馳式SMPS 1由於短路情況產生損壞，控制器10可包括計時器電路(未圖示)，用以限制系統處於短路情況的時間。當計時器達到一設定時間時，控制器10進入保護D區，該保護D區調整PWM輸出SPWM並且將一次側電流IP限制至短路電流保護準位，該短路電流對應電壓限制VCS_SC。於某些實施方式中，控制器10用於將一次側電流IP的限流逐漸降低至對應短路電壓限制VCS_SC的短路限流。在其他實施方式中，控制器10用於藉由階梯函數直接降低一次側電流IP的限流至對應短路電壓限制VCS_SC的短路限流，而不需中間的持續降低緩衝區域(未圖示)。於某些實施方式中，當短路情況尚未移除時，控制器10用於觸發重開機機制。若短路情況持續，返馳式SMPS 1會關機然後再次重開機，這個程序會持續重複到短路情況移除為止。
第4圖實施例顯示返馳式SMPS轉換器使用短路保護，避免在短路情況下對返馳式SMPS轉換器產生不可反轉的損害。
第5圖係顯示本發明實施例中當輸出負載增加時，變壓器一次側電流IP和二次側電流IS在時域的關係。
第1圖到第4圖的實施例顯示提供高功率模式的返馳式SMPS 1，當反饋電壓VFB超出峰值功率模式電壓值Vctlp時該返馳式SMPS 1藉由增加切換頻率Fsw和一次側輸入電流IP的限流支援大量供電。第5圖的時間圖顯示輸出負載增加時輸入一次側電流IP(上半部)和輸出二次側電流IS(下半部)的行為模式。當輸出負載增加時，峰值輸入電流Ip,peak和平均輸入電流Ip,AVG會隨之增加，且平均輸出電流IS,AVG也會一起增加，產生二次側電路中增加的輸出供電。
第6圖係顯示本發明實施例中控制方法6的流程圖，使用第1圖之返馳式SMPS 1和第2圖到第4圖之控制方式2、3或4。
在控制方法6開始後，返馳式SMPS 1開啟並以正常模式操作，其中一次側電流IP的限流Ilim隨著反饋電壓VFB增加，而一次側電流IP的切換頻率Fsw維持固定與反饋電壓VFB無關(S600)，藉以在切換電晶體Q關閉時經由二次側線圈W2提供輸出電壓Vout至二次側電路。二次側電路的電阻網路接著判定輸出電壓Vout(S602)以經由光電耦合器DOPTO1和DOPTO2提供反饋電壓VFB至控制器10(S604)。首先藉由分壓器電路分壓輸出電壓Vout藉以獲取分壓Vdiv而產生反饋電壓VFB，將分壓Vdiv傳送至並聯穩壓器T1以產生並聯穩壓器產生的電流，該並聯穩壓器產生的電流和分壓Vdiv和內部調節電壓的差值成比例，將並聯穩壓器產生的電流經由光電耦合器DOPTO1和DOPTO2成比例轉換為反饋電壓VFB，且提供反饋電壓VFB至控制器10用於控制PWM訊號SPWM的限流和切換PWM訊 號SPWM的頻率。一旦接收反饋電壓VFB後，控制器10比較反饋電壓VFB和峰值功率模式電壓值Vctlp並判定是否反饋電壓VFB超出或等於峰值功率模式電壓值Vctlp(S606)。當反饋電壓VFB超出或等於峰值功率模式電壓值Vctlp時，輸出負載會請求超出正常模式所支援電力供給能力之供電，因此控制器10將返馳式SMPS 1之操作模式從正常模式切換至高功率模式(S610)。在高功率模式中，一次側電流IP的限流Ilim和切換頻率Fsw隨著反饋電壓VFB增加，藉此變壓器之磁通密度會降低，最大允許之變壓器一次側電流能夠提高，後續限流會隨之增加而不會導致磁芯飽和狀況，並且增加供電至輸出負載。高功率模式採用的方法於第7圖到第9圖中之控制方法7到9有詳細解釋。當反饋電壓VFB小於峰值功率模式電壓值Vctlp時，正常模式能夠處理輸出負載需求的功率，然後控制器10維持在正常模式下運作(S608)。
控制方法6讓返馳式SMPS 1在正常模式和高功率模式下運作，於高功率模式時增加對輸出負載的供電並同時隨著反饋電壓VFB增加一次側電流IP的限流Ilim和切換頻率Fsw。
第7圖係顯示本發明實施例中高功率模式之控制方法7的流程圖，使用第1圖之返馳式SMPS 1和第2圖之控制方式2。
在控制方法7開始後，返馳式SMPS 1已經切換至高功率模式，因此控制器10控制PWM訊號SPWM讓一次側電流IP的限流Ilim和切換頻率Fsw隨著反饋電壓VFB增加(S700)。參 考第2圖，高功率模式包括A、B和C區。控制器10藉由判定是否反饋電壓VFB超出或等於控制電壓限制值Vcp，而判定返馳式SMPS 1是否應在A區或B區操作以達成輸出負載的功率需求(S702)。
當反饋電壓VFB小於控制電壓限制值Vcp時，控制器10會讓返馳式SMPS 1維持在A區，一次側電流IP的限流Ilim和切換頻率Fsw隨著反饋電壓VFB增加(S704)，控制器10回到步驟S702以藉由監控反饋電壓VFB(S704)判定要進入A區或B區。
若反饋電壓VFB超出或等於控制電壓限制值Vcp，則控制器10會讓返馳式SMPS 1維持在B區運作，即限流Ilim接近變壓器的飽和電流，因此控制器10切換頻率Fsw隨著反饋電壓VFB增加同時維持大致固定限流Ilim(S706)。在B區中，由於切換頻率Fsw已經接近相對大的值，公式[2]中切換頻率Fsw的倒數項很小，所以供電並不會隨著切換頻率Fsw增加而有大幅增加，因此輸出功率只產生少量增加。
雖然返馳式SMPS 1在B區運作，控制器10會藉由步驟S708另外判定返馳式SMPS 1是否應停留在B區或切換至C區，在步驟S708中控制器10檢查反饋電壓VFB是否超出或等於切換頻率限制值Vfp。
當反饋電壓VFB小於切換頻率限制值Vfp時，控制器10將返馳式SMPS 1維持在B區，控制方法7回到步驟S706，隨著反饋電壓VFB增加切換頻率Fsw並維持大致固定的限流Ilim。
當反饋電壓VFB超出或等於切換頻率限制值Vfp時，控制器10將返馳式SMPS 1切換至B區，即無論反饋電壓VFB的值是多少，一次側電流IP的限流Ilim和切換頻率Fsw兩者都會維持大致固定(S710)。若反饋電壓VFB持續增加，輸出供電仍不敷輸出負載使用，且變壓器嘗試抽取更多額外電流，返馳式SMPS 1將會於短路狀況解除前進入短路模式並且關機或重開機。
步驟S710之後，控制方法7即完成並離開(S712)。控制方法7讓返馳式SMPS 1在高功率模式的A、B和C區操作，增加輸出供電同時避免變壓器的磁芯飽和狀況發生。
第8圖係顯示本發明其他實施例之控制方法8的流程圖，使用第1圖之返馳式SMPS 1和第3圖之控制方式3。
在控制方法8開始後，返馳式SMPS 1已經切換至高功率模式，因此控制器10控制PWM訊號SPWM讓一次側電流IP的限流Ilim和切換頻率Fsw隨著反饋電壓VFB增加(S800)。參考第3圖，控制器10根據功率需求會適應性產生限流Ilim曲線。控制器10會以適應性速率而隨著反饋電壓VFB增加限流Ilim(S802)。一旦先進入高功率模式後，控制器10可採用Vcs限壓曲線32b作為標準適應性速率，然後根據變壓器是否接近磁芯飽和、跨越切換電晶體Q的電流應力、以及輸出負載的功率需求而適應性改變速率至較平緩的Vcs限壓曲線32c或較傾斜的Vcs限壓曲線32a。在某些實現方式中，適應性速率可在高功率模式下隨時改變。控制器10會繼續檢查並判定適應性速率是否應該改變(S804)。若適應性速率維持相同速 率，控制器10會回到步驟S802且根據電流適應性速率繼續產生一次側電流IP的限制限流Ilim。若適應性速率被改變，控制器會根據改變後的(新)適應性速率改變限流Ilim(S806)。當控制器10偵測到磁芯飽和或電晶體電流應力情況將要發生時，適應性速率會降低。當控制器10偵測到輸出負載有大量增加的功率需求時，適應性速率會增加。當控制器偵測到輸出負載的功率需求可由目前的改變速率達成時，控制器10會維持目前的適應性速率。步驟S806後，控制方法8即完成並離開(S808)。
控制方法8讓返馳式SMPS 1在高功率模式藉由適應性速率運作，傳送所需輸出供電同時避免變壓器的磁芯飽和。
第9圖係顯示本發明其他實施例之控制方法9的流程圖，使用第1圖之返馳式SMPS 1和第4圖之控制方式4。
在控制方法9開始後，返馳式SMPS 1已經切換至高功率模式(S900)。當輸出負載需要超出切換頻率限制值Vfp的大量輸出功率時，控制器10用於將切換頻率Fsw維持在頻率限制值Fmax並將限流Ilim維持在限流Imax。於切換頻率限制值Vfp之後，控制器10繼續檢查反饋電壓VFB是否超出或等於短路電壓VSC(S902)。當反饋電壓VFB超出或等於短路電壓VSC時，輸出負載會請求大於返馳式SMPS 1可提供的輸出功率。因此控制器10用於將限流Ilim降低至短路電流ISC，該短路電流ISC小於限流Imax(S904)，藉以避免在一次側輸入電流IP抽取過多電流，反而導致產生不想要的磁芯飽和和過電流應力 情況。控制方法9接著完成並離開(S906)。
控制方法9對返馳式SMPS 1提供一種短路保護方法，避免返馳式SMPS 1因為超載情況而受到損害。
本申請案對應於美國優先權申請案61/725,811，送件日期為2012年11月13日。其完整內容已整合於此。
說明書使用之"判定”一詞包括計算、估算、處理、取得、調查、查找、確定、以及類似意義。"判定”也包括解決、偵測、選擇、獲得、以及類似的意義。
本發明描述之各種邏輯區塊、模組、以及電路可以使用通用處理器、數位訊號處理器(Digital Signal Processor，DSP)、特定應用積體電路(Application Specific Integrated Circuit，ASIC)、或其他可程控邏輯元件、離散式邏輯電路或電晶體邏輯閘、離散式硬體元件、或用於執行本發明所描述之執行的功能之其任意組合。通用處理器可以為微處理器，或者，該處理器可以為任意商用處理器、控制器、微處理器、或狀態機。
本發明描述之各種邏輯區塊、模組、單元、以及電路的操作以及功能可以利用電路硬體或嵌入式軟體碼加以實現，該嵌入式軟體碼可以由一處理器存取以及執行。
本發明雖以較佳實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何熟習此項技藝者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可做些許的更動與潤飾，因此本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。
2‧‧‧控制方式
20‧‧‧切換頻率曲線
22‧‧‧VCS限壓曲線
Vcs‧‧‧感測電壓
VCS_lim‧‧‧感測限壓
VCS_max‧‧‧最大電壓限制
VFB_b‧‧‧基本反饋電壓值
Vctlp‧‧‧峰值功率模式電壓值
Vcp‧‧‧控制電壓限制值
Vfp‧‧‧切換頻率限制值
VFB‧‧‧反饋電壓
Fsw‧‧‧切換頻率
Fmax‧‧‧頻率限制值

Claims (17)

  1. 一種控制方法，適用於包括一變壓器的一返馳式轉換器電路，包括：判定上述變壓器之一二次側電路輸出之一輸出電壓；根據上述二次側電路輸出之上述輸出電壓，將一反饋電壓反饋至上述變壓器之一一次側電路；隨著上述反饋電壓增加一一次側電流之一限流以及一切換頻率；以及將上述一次側電流供應至上述變壓器之上述一次側線圈。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之控制方法，更包括：當上述反饋電壓小於一第一臨界電壓時，將上述切換頻率維持大致固定，同時隨著上述輸出電壓增加上述限流。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之控制方法，其中，上述增加步驟包括：當上述反饋電壓超出上述第一臨界電壓時，隨著上述輸出電壓增加上述一次側電流之上述限流及上述切換頻率。
  4. 如申請專利範圍第2項所述之控制方法，更包括：當上述反饋電壓超出一第二臨界電壓時，將上述限流維持大致固定，同時隨著上述輸出電壓增加上述切換頻率；其中，上述第二臨界電壓超出上述第一臨界電壓。
  5. 如申請專利範圍第4項所述之控制方法，更包括：當上述反饋電壓超出一第三臨界電壓時，將上述限流和上述切換頻率維持大致固定；其中，上述第三臨界電壓超出上述第二臨界電壓。
  6. 如申請專利範圍第5項所述之控制方法，更包括：當上述反饋電壓超出一第四臨界電壓時，將上述限流降低至一固定超載電流；其中，上述第四臨界電壓超出上述第三臨界電壓；以及上述固定超載電流小於上述大致固定限流。
  7. 如申請專利範圍第2項所述之控制方法，其中，上述增加步驟包括：當上述反饋電壓超出上述第一臨界電壓時，以大致與上述反饋小於一第一臨界電壓時之上述增加的限流相同之一速率來增加上述限流。
  8. 如申請專利範圍第2項所述之控制方法，其中，上述增加步驟包括：當上述反饋電壓超出上述第一臨界電壓時，以一適應性速率增加上述限流。
  9. 一種控制方法，適用於包括一變壓器之一返馳式轉換器電路，包括：判定上述變壓器之一二次側電路輸出之一輸出電壓； 根據上述二次側電路輸出之上述輸出電壓，將一反饋電壓反饋至上述變壓器之一一次側電路；藉由一第一固定速率，隨著上述反饋電壓增加一一次側電流之一切換頻率；藉由一適應性速率，隨著上述反饋電壓增加上述一次側電流之一限流；以及將上述一次側電流供應至上述變壓器之上述一次側線圈。
  10. 如申請專利範圍第9項所述之控制方法，更包括：當上述反饋電壓小於一第一臨界電壓時，將上述切換頻率維持大致固定，同時藉由一第二固定速率隨著上述反饋電壓增加上述限流；以及其中，上述增加步驟包括當上述反饋電壓超出上述第一臨界電壓時，藉由上述適應性速率隨著上述反饋電壓增加上述一次側電流之上述限流。
  11. 如申請專利範圍第10項所述之控制方法，更包括：將上述適應性速率調整為小於上述第二固定速率。
  12. 如申請專利範圍第10項所述之控制方法，更包括：將上述適應性速率調整為超出上述第二固定速率。
  13. 如申請專利範圍第10項所述之控制方法，更包括：將上述適應性速率調整為與上述第二固定速率大致相同。
  14. 一種控制方法，適用於包括一變壓器之一返馳式轉換器電路，包括：判定上述變壓器之一二次側電路輸出之一輸出電壓；根據上述二次側電路輸出之上述輸出電壓，將一反饋電壓反饋至上述變壓器之一一次側電路；隨著上述反饋電壓增加一一次側電流之一限流及一切換頻率；將上述一次側電流供應至上述變壓器之上述一次側線圈；以及當上述反饋電壓超出一短路臨界電壓時，將上述限流降低至一大致固定之超載電流；其中，上述大致固定超載電流小於上述一次側電流之一最大限流。
  15. 如申請專利範圍第14項所述之控制方法，更包括：當上述反饋電壓小於一第一臨界電壓時，將上述切換頻率維持大致固定，同時藉由一固定速率隨著上述反饋電壓增加上述限流；其中，上述增加步驟包括當上述反饋電壓超出上述第一臨界電壓時，藉由上述適應性速率隨著上述反饋電壓增加一一次側電流之上述限流及上述切換頻率；以及上述第一臨界電壓小於上述短路臨界電壓。
  16. 如申請專利範圍第14項所述之控制方法，其中，上述增加步驟包括：當上述反饋電壓超出上述第一臨界電壓時，以大致與上述判定之輸出電壓小於一第一臨界電壓時之上述增加的限流相同之一速率來增加上述限流；其中，上述第一臨界電壓小於上述短路臨界電壓。
  17. 如申請專利範圍第16項所述之控制方法，其中，上述增加步驟包括：當上述反饋電壓超出上述第一臨界電壓時，以一適應性速率增加上述限流。
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