TWI778852B - 返馳式電源轉換器的操作方法 - Google Patents

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Abstract

返馳式電源轉換器的操作方法包含一電壓偵測接腳偵測該返馳式電源轉換器的一次側的功率開關的導通時間，一回授接腳偵測該返馳式電源轉換器的二次側的同步開關的導通時間，該回授接腳偵測該返馳式電源轉換器操作於一非連續導通模式時的電感電容諧振波谷數，以及一高壓偵測接腳偵測輸入至該返馳式電源轉換器的輸入電壓；及當該電感電容諧振波谷數大於一預定數、該返馳式電源轉換器的操作頻率小於一預定頻率和該輸入電壓小於一預定電壓時，應用於該返馳式電源轉換器的控制器使該返馳式電源轉換器操作在一準諧振模式。

Description

返馳式電源轉換器的操作方法
本發明是有關於一種返馳式電源轉換器的操作方法，尤指一種可控制返馳式電源轉換器在準諧振模式(quasi-resonant mode)和零電壓切換模式(zero voltage switching mode)之間切換以使該返馳式電源轉換器的效率較佳的操作方法。
在現有技術中，當返馳式電源轉換器被設計操作在零電壓切換模式(zero voltage switching mode)時，該返馳式電源轉換器具有其一次側的功率開關的切換損失趨近於零的優點。雖然該返馳式電源轉換器具有該功率開關的切換損失趨近於零的優點，但當輸入至該返馳式電源轉換器的輸入電壓低於預定電壓或耦接於該返馳式電源轉換器的二次側的負載是輕載時，操作在該零電壓切換模式下的該返馳式電源轉換器的效率反而變差。此時如果使該返馳式電源轉換器操作在準諧振模式(quasi-resonant mode)，則該返馳式電源轉換器的效率會變佳。因為該返馳式電源轉換器無法根據該輸入電壓和該負載決定操作在該零電壓切換模式或該準諧振模式，所以該返馳式電源轉換器的效率不一定是最佳。因此，如何設計一個可根據該輸入電壓和該負載決定操作在該零電壓切換模式或該準諧振模式的返馳式電源轉換器已成為一項重要課題。
本發明的一實施例公開一種返馳式電源轉換器(flyback power converter)的操作方法。該操作方法包含一電壓偵測接腳偵測該返馳式電源轉換器的一次側的功率開關的導通時間，一回授接腳偵測該返馳式電源轉換器的二次側的同步開關的導通時間，該回授接腳偵測該返馳式電源轉換器操作於一非連續導通模式(discontinuous conduction mode,DCM)時的電感電容諧振波谷數，以及一高壓偵測接腳偵測輸入至該返馳式電源轉換器的輸入電壓；及當該電感電容諧振波谷數大於一預定數、該返馳式電源轉換器的操作頻率小於一預定頻率和該輸入電壓小於一預定電壓時，應用於該返馳式電源轉換器的控制器使該返馳式電源轉換器操作在一準諧振模式(quasi-resonant mode)。
本發明提供一種返馳式電源轉換器的操作方法。該操作方法是根據一初級控制器的電壓偵測接腳偵測該返馳式電源轉換器的一次側的功率開關的導通時間，該初級控制器的回授接腳偵測該返馳式電源轉換器的二次側的同步開關的導通時間，該初級控制器的回授接腳偵測該返馳式電源轉換器操作於一非連續導通模式時的電感電容諧振波谷數，以及該初級控制器的高壓偵測接腳偵測輸入至該返馳式電源轉換器的輸入電壓，控制該返馳式電源轉換器在一準諧振模式和一零電壓切換模式之間切換。因此，相較於現有技術，因為本發明可控制該返馳式電源轉換器在該準諧振模式和該零電壓切換模式之間切換，所以本發明可使該返馳式電源轉換器的效率較佳。
200:返馳式電源轉換器
202:初級控制器
204:次級控制器
206:功率開關
208:同步開關
210:一次側繞組
212:二次側繞組
214:傳遞電路
1000:主動箝位返馳式電源轉換器
1002:光耦合器
1004:開關
1006:箝位電容
FSW:操作頻率
GND1、GND2:地電位
IDSSR、IDSSW:電流
PRI:一次側
PF:預定頻率
PV:預定電壓
PQR、PZVS:損耗
SEC:二次側
T0-T4:時間
VGSSW、VGSSR:閘極控制信號
VDSSW、VDSSR:跨壓
VIN:輸入電壓
VOUT:輸出電壓
第1圖是本發明的第一實施例所公開的一種返馳式電源轉換器(flyback power converter)的操作方法的流程圖。
第2圖是說明返馳式電源轉換器、初級控制器和次級控制器的示意圖。
第3-7圖是說明返馳式電源轉換器操作在該零電壓切換模式的示意圖。
第8圖是說明當返馳式電源轉換器操作不同的操作頻率時，返馳式電源轉換器對應該零電壓切換模式的損耗相對於返馳式電源轉換器對應該準諧振模式的損耗的示意圖。
第9圖是說明當返馳式電源轉換器操作不同的輸入電壓時，返馳式電源轉換器對應該零電壓切換模式的損耗相對於返馳式電源轉換器對應該準諧振模式的損耗的示意圖。
第10圖是說明返馳式電源轉換器和初級控制器的示意圖。
請參照第1圖，第1圖是本發明的第一實施例所公開的一種返馳式電源轉換器(flyback power converter)的操作方法的流程圖，其中第1圖的操作方法是利用第2圖的返馳式電源轉換器200、初級控制器202和次級控制器204說明，詳細步驟如下：步驟100：開始；步驟102：初級控制器202的電壓偵測接腳偵測返馳式電源轉換器200的一次側PRI的功率開關206的導通時間TON，初級控制器202的回授接腳偵測返馳式電源轉換器200的二次側SEC的同步開關208的導通時間TDIS，初級控制器202的回授接腳偵測返馳式電源轉換器200操作於一非連續導通模式(discontinuous conduction mode,DCM)時的電感電容諧振波谷數LCRVN，以及初級控制器202的高壓偵測接腳偵測輸入至返馳式電源轉換器200的輸入電壓VIN； 步驟104：電感電容諧振波谷數LCRVN是否大於一預定數，如果是，進行步驟106；如果否，跳至步驟112；步驟106：返馳式電源轉換器200的操作頻率是否小於一預定頻率PF，如果是，進行步驟108；如果否，跳至步驟112；步驟108：輸入電壓VIN是否小於一預定電壓PV，如果是，進行步驟110；如果否，跳至步驟112；步驟110：初級控制器202使返馳式電源轉換器200操作在一準諧振模式(quasi-resonant mode)，跳回步驟102；步驟112：初級控制器202使返馳式電源轉換器200操作在一零電壓切換模式(zero voltage switching mode)，跳回步驟102。
在說明第1圖的操作方法之前，請先參照第3-9圖，其中第3-7圖是說明返馳式電源轉換器200操作在該零電壓切換模式的示意圖，第8圖是說明當返馳式電源轉換器200操作不同的操作頻率時，返馳式電源轉換器200對應該零電壓切換模式的損耗PZVS相對於返馳式電源轉換器200對應該準諧振模式的損耗PQR的示意圖，以及第9圖是說明當返馳式電源轉換器200操作不同的輸入電壓時，返馳式電源轉換器200對應該零電壓切換模式的損耗PZVS相對於返馳式電源轉換器200對應該準諧振模式的損耗PQR的示意圖。另外，如第2圖所示，返馳式電源轉換器200是一二次側整流(secondary side regulation)返馳式電源轉換器，返馳式電源轉換器200的一次側繞組210和返馳式電源轉換器200的二次側繞組212的匝數比為N，N為一實數，初級控制器202和次級控制器204通過一傳遞電路214溝通，傳遞電路214將返馳式電源轉換器200的一次側PRI與返馳式電源轉換器200的二次側SEC隔開，以及返馳式電源轉換器200的一次側PRI的地電位GND1與返馳式電源轉換器200的二次側SEC的地電位GND2不可相同。另外，初 級控制器202具有6接腳(未繪示於第2圖)，其中該6接腳包含該電壓偵測接腳、該回授接腳、該高壓偵測接腳、一供電電壓接腳、一閘極控制信號接腳和一接地接腳，該供電電壓接腳是用以接收一供電電壓，以及該閘極控制信號接腳是用以輸出初級控制器202所產生的閘極控制信號至功率開關206。
如第3、4圖所示，在一時間T0和一時間T1之間，因為次級控制器204致能一閘極控制信號VGSSR給同步開關208，所以同步開關208的跨壓VDSSR為零，其中返馳式電源轉換器200的二次側SEC的電流IDSSR的方向請參照第3圖。另外，因為返馳式電源轉換器200的一次側PRI與返馳式電源轉換器200的二次側SEC不會同時操作，所以此時初級控制器202去能給功率開關206的閘極控制信號VGSSW且返馳式電源轉換器200的一次側PRI的電流IDSSW為零，其中功率開關206的跨壓VDSSW是由式(1)決定：VDSSW=VIN+N*(VOUT) (1)
其中如式(1)所示，VOUT為返馳式電源轉換器200的二次側SEC的輸出電壓。另外，在時間T0和時間T1之間，返馳式電源轉換器200可將返馳式電源轉換器200的一次側繞組210上的能量傳遞至返馳式電源轉換器200的二次側SEC。
如第4、5圖所示，在時間T1和一時間T2之間，雖然初級控制器202沒有致能閘極控制信號VGSSW給功率開關206，但此時一次側PRI的電流IDSSW可流經功率開關206的寄生二極體(未繪示於第5圖)，所以功率開關206的跨壓 VDSSW逐漸降為零以及同步開關208的跨壓VDSSR開始逐漸增加直至(VIN/N)+VOUT，其中一次側PRI的電流IDSSW的方向請參照第5圖。另外，如第4、5圖所示，在時間T1和時間T2之間，返馳式電源轉換器200可將返馳式電源轉換器200的一次側繞組210上的能量回收至耦接返馳式電源轉換器200的一次側PRI的一接地電容(未繪示於第5圖)。
如第4、6圖所示，在時間T2和一時間T3之間，初級控制器202致能閘極控制信號VGSSW給功率開關206，此時一次側PRI的電流IDSSW可流經功率開關206，所以功率開關206的跨壓VDSSW為零以及同步開關208的跨壓VDSSR為(VIN/N)+VOUT，其中一次側PRI的電流IDSSW的方向請參照第6圖。另外，因為返馳式電源轉換器200的一次側PRI與返馳式電源轉換器200的二次側SEC不會同時操作，所以此時次級控制器204去能給同步開關208的閘極控制信號閘極控制信號VGSSR。另外，在時間T2和時間T3之間，返馳式電源轉換器200可將返馳式電源轉換器200的一次側繞組210上的能量傳遞至返馳式電源轉換器200的二次側繞組212。
如第4、7圖所示，在時間T3和一時間T4之間，次級控制器204致能一閘極控制信號VGSSR給同步開關208，此時二次側SEC的電流IDSSR可流經同步開關208，所以同步開關208的跨壓VDSSR為零以及功率開關206的跨壓VDSSW為VIN+(N*VOUT)，其中二次側SEC的電流IDSSR的方向請參照第7圖。另外，因為返馳式電源轉換器200的一次側PRI與返馳式電源轉換器200的二次側SEC不會同時操作，所以此時初級控制器202去能閘極控制信號VGSSW。另外，在時間T3和時間T4之間，返馳式電源轉換器200可將返馳式電源轉換器200的二次側繞組212上的能量傳遞至耦接於返馳式電源轉換器200的二次側SEC的負載(未繪 示於第7圖)。
另外，功率開關206的切換損耗(switching loss)PSW和傳導損耗(conduction loss)PCON分別由式(2)和式(3)決定：
Figure 110140884-A0305-02-0010-1
PCON=RDSSW(ON)×IDSSW(RMS)2 (3)
如式(2)所示，COSS為功率開關206的寄生電容，跨壓VDSSW在該準諧振模式時為VINMAX-N*(VOUT+VF)，VINMAX為輸入電壓VIN的最大值，VF為同步開關208的寄生二極體的跨壓，跨壓VDSSW在該零電壓切換模式時為零，以及FSW為返馳式電源轉換器200的操作頻率。另外，因為跨壓VDSSW在該零電壓切換模式時為零，所以由式(2)可知，功率開關206的切換損耗PSW在該零電壓切換模式時為零。另外，如式(3)所示，RDSSW為功率開關206的導通電阻，以及IDSSW(RMS)為一次側PRI的電流IDSSW的有效值。
另外，同步開關208在該零電壓切換模式時的切換損耗(switching loss)PSWSRAUX和傳導損耗(conduction loss)PCONSRAUX分別由式(4)和式(5)決定：
Figure 110140884-A0305-02-0010-2
Figure 110140884-A0305-02-0010-4
如式(4)所示，COSSSR為同步開關208的寄生電容，跨壓VDSSR介於 0~2*VOUT。另外，如式(5)所示，RDSSR(ON)為同步開關208的導通電阻，IDSSRMAX為二次側SEC的電流IDSSR的最大值，以及DAUX為同步開關208的導通時間。
如第8圖所示，在輸入電壓VIN為264V以及操作頻率FSW介於20kHz~100kHz的條件下，可根據式(2)~式(5)計算出返馳式電源轉換器200在該零電壓切換模式時的損耗PZVS和返馳式電源轉換器200在該準諧振模式時的損耗PQR，其中當返馳式電源轉換器200的操作頻率FSW大於預定頻率PF(例如25kHz)時，返馳式電源轉換器200應操作在該零電壓切換模式以使返馳式電源轉換器200的效率較佳。
如第9圖所示，在輸入電壓VIN大於預定電壓PV(例如150V)後，返馳式電源轉換器200在該零電壓切換模式時的損耗PZVS將小於返馳式電源轉換器200在該準諧振模式時的損耗PQR。因此，當輸入電壓VIN大於預定電壓PV後，返馳式電源轉換器200應操作在該零電壓切換模式以使返馳式電源轉換器200的效率較佳。
在步驟104中，如果電感電容諧振波谷數LCRVN大於該預定數時，則意味著耦接於返馳式電源轉換器200的二次側SEC的負載是一輕載。在步驟106中，初級控制器202可根據導通時間TON、導通時間TDIS和對應電感電容諧振波谷數LCRVN的電感電容諧振時間，得出返馳式電源轉換器200的操作頻率。因此，在步驟104至步驟108中，由第8、9圖很明顯地可知，當電感電容諧振波谷數LCRVN大於該預定數，該操作頻率小於預定頻率PF(也意味著耦接於返馳式電源轉換器200的二次側SEC的負載是輕載)，以及輸入電壓VIN小於預定電壓PV 時，初級控制器202可控制返馳式電源轉換器200操作在該準諧振模式以使返馳式電源轉換器200的效率較佳。
另外，在步驟104至步驟108中，由第8、9圖也很明顯地可知，當電感電容諧振波谷數LCRVN小於該預定數(意味著耦接於返馳式電源轉換器200的二次側SEC的負載是一重載)，或返馳式電源轉換器200的操作頻率大於預定頻率PF(也意味著耦接於返馳式電源轉換器200的二次側SEC的負載是重載)，或輸入電壓VIN大於預定電壓PV時，初級控制器202可控制返馳式電源轉換器200操作在該零電壓切換模式以使返馳式電源轉換器200的效率較佳。
另外，在本發明的另一實施例中，第1圖的操作方法也適用於一主動箝位(active clamp)返馳式電源轉換器1000(如第10圖所示)，其中如第10圖所示，一光耦合器1002將主動箝位返馳式電源轉換器1000的一次側PRI與主動箝位返馳式電源轉換器1000的二次側SEC隔開。另外，如第10圖所示，一開關1004的功能可類比為返馳式電源轉換器200的同步開關208的功能，且一箝位電容1006的功能可類比為返馳式電源轉換器200的箝位電路的功能。另外，主動箝位返馳式電源轉換器1000的操作原理是本發明領域具有熟知技藝者所熟知，在此不再贅述。
綜上所述，本發明所提供的返馳式電源轉換器的操作方法是根據該初級控制器的電壓偵測接腳偵測該返馳式電源轉換器的一次側的功率開關的導通時間，該初級控制器的回授接腳偵測該返馳式電源轉換器的二次側的同步開關的導通時間，該初級控制器的回授接腳偵測該返馳式電源轉換器操作於該非連續導通模式時的電感電容諧振波谷數，以及該初級控制器的高壓偵測接腳偵 測輸入至該返馳式電源轉換器的輸入電壓，控制該返馳式電源轉換器在該準諧振模式和該零電壓切換模式之間切換。因此，相較於現有技術，因為本發明可控制該返馳式電源轉換器在該準諧振模式和該零電壓切換模式之間切換，所以本發明可使該返馳式電源轉換器的效率較佳。
以上所述僅為本發明之較佳實施例，凡依本發明申請專利範圍所做之均等變化與修飾，皆應屬本發明之涵蓋範圍。
100-112:步驟

Claims (7)

  1. 一種返馳式電源轉換器(flyback power converter)的操作方法，該操作方法包含：一電壓偵測接腳偵測該返馳式電源轉換器的一次側的功率開關的導通時間，一回授接腳偵測該返馳式電源轉換器的二次側的同步開關的導通時間，該回授接腳偵測該返馳式電源轉換器操作於一非連續導通模式(discontinuous conduction mode,DCM)時的電感電容諧振波谷數，以及一高壓偵測接腳偵測輸入至該返馳式電源轉換器的輸入電壓；及當該電感電容諧振波谷數大於一預定數、該返馳式電源轉換器的操作頻率小於一預定頻率和該輸入電壓小於一預定電壓時，應用於該返馳式電源轉換器的控制器使該返馳式電源轉換器操作在一準諧振模式(quasi-resonant mode)。
  2. 如請求項1所述的操作方法，其中當該電感電容諧振波谷數小於該預定數時，該控制器使該返馳式電源轉換器操作在一零電壓切換模式(zero voltage switching mode)。
  3. 如請求項1所述的操作方法，其中當該返馳式電源轉換器的操作頻率大於該預定頻率時，該控制器使該返馳式電源轉換器操作在一零電壓切換模式。
  4. 如請求項1所述的操作方法，其中當該輸入電壓大於該預定電壓時，該控制器使該返馳式電源轉換器操作在一零電壓切換模式。
  5. 如請求項1所述的操作方法，其中該返馳式電源轉換器是一二次側整流(secondary side regulation)返馳式電源轉換器。
  6. 如請求項1所述的操作方法，其中該返馳式電源轉換器是一主動箝位(active clamp)返馳式電源轉換器。
  7. 如請求項1所述的操作方法，其中該控制器具有6接腳，且該6接腳至少包含該電壓偵測接腳、該回授接腳和該高壓偵測接腳。
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