JP2014108000A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】高調波抑制フィルタなしに低レベル高調波の電圧電流波形を出力すると共に、初期充電用抵抗も低コスト小型化された電力変換装置を提供する。
【解決手段】自己消弧能力を持つスイッチング素子Ｑ１を直列に２個接続したレグ１と、コンデンサＣ１とを並列に接続してなるチョッパブリッジ単位変換器２を変換器ユニットとして、２個の変換器ユニットを直列に接続した相アーム３を構成する。正側相アーム３の一端は直流電源Ｃ２，Ｃ３の正側端子に接続され、他端は単相４巻線トランスＴＲの二次巻線正側に接続される。負側相アーム３の一端は直流電源負側端子に接続され、他端はトランスＴＲの三次巻線正側に接続される。トランスＴＲの二次巻線負側と三次巻線負側は互いに接続され、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相間でも交流中点Ｎａｃとして互いに接続される。トランスＴＲの４次巻線は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相において、互いに直列接続され、デルタ結線の構成を有している。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流と交流とを互いに電力変換する電力変換装置に関する。

従来、電力系統の交流を直流に変換するコンバータや、直流を交流に変換してモータ駆動に用いる電力変換装置には、３相２レベルコンバータ、３相２レベルインバータが適用されてきた。３相２レベルインバータは、直流から３相交流を出力する電力変換装置を構成する上で必要最小限の半導体スイッチング素子６個で構成されるため、小型低コスト化を図ることが出来る。

一方、その出力電圧波形は、入力直流電圧をＶｄｃとしたとき、各相ごとに、＋Ｖｄｃ／２と、−Ｖｄｃ／２の２値の切替をＰＷＭ（パルス幅変調）で行い、擬似的に交流波形が生成された波形となっており、高耐圧のスイッチング素子を使用していてＰＷＭスイッチング周波数を高く出来ない高電圧モータドライブや、直流送電などの電力系統接続機器においては、スイッチング高調波低減のために、３相交流出力にリアクトルやコンデンサで構成されるフィルタを挿入するが、電力系統に流れ出す高調波成分が他の機器に悪影響を及ぼさないレベルまで低減するためには、このフィルタ容量が大きくなっており、コスト上昇と、重量増加を招いていた。

さらに、従来の回路方式では、図６に示すモジュラーマルチレベル変換器のように、チョッパ回路を多段接続し、電力系統、配電系統電圧と同等な高電圧を変換できる電力変換器の研究開発も進められている。

これが実用化されると、重量・体積が大きく、システム全体に占めるコストも比較的大きいトランスが簡略になることのほかに、出力電圧・電流波形が多レベル化により正弦波に近づくため、高調波フィルタが不要になるメリットも享受することができる。

この回路方式は、各変換器ユニットの構成要素である直流コンデンサの電圧値を一定に制御するために、直流電源を還流させる還流電流を常時流すことが原理的に必要である。３相を同一の直流電源に接続しているので、各相の直流電圧合成値がわずかでも異なると、相間に過大な短絡電流が流れてしまい機器を破壊してしまう危険がある。これを防止するために、各相にバッファリアクトルを挿入し、短絡電流が過大にならないように制限を加えている。このバッファリアクトルは装置の大型化、高コスト化を招く。

この課題を解決する方法として、図７に示すような主回路構成が提案されている。この構成では、単相３巻線トランスがＵＶＷの各相に設けられている。この方式を用いると、バッファリアクトルのような高コスト・大型のリアクトルをなくしながら、高調波抑制フィルタなしに低レベル高調波の電圧電流波形を出力することができる小型の電力変換器を提供することができる。

2009年cigre論文予稿集Paper401(Multilevel Voltage-Sourced Converters for HVDC and FACTS Applications:Siemens AG）

しかしながら、この回路方式は、最初の起動において、変換器を構成する変換器ユニットのコンデンサを電力系統から初期充電する必要があるが、充電電流の突入過電流を抑制するための初期充電抵抗が、電力系統電圧の高電圧の絶縁に耐える仕様で設置する必要があるため、高コスト、大型化してしまう問題がある。

さらに、図７に示すような回路構成においては、変換器から意図せず出力されてしまう三次高調波電流などが、トランスの励磁電流となって系統電圧が正弦波電圧ではなく歪んだ電圧となってしまう結果、電力系統に悪影響を与える懸念があった。

従って実施形態は、高調波抑制フィルタなしに低レベル高調波の電圧電流波形を出力すると共に、バッファリアクトルのような高コスト・大型のリアクトルをなくしたうえで、さらに、初期充電用突入電流抑制抵抗も低コスト小型化できる、小型の電力変換装置を提供することを目的とする。

一実施形態は、直流と交流とを互いに電力変換する電力変換装置であって、自己消弧能力を持つスイッチング素子が直列に２個接続されたレグと、該レグと並列に接続されたコンデンサからなる構成要素を変換器ユニットとし、１以上の前記変換器ユニットが直列に接続された構成要素を相アームとしたとき、３相の各相に正側相アームと単相４巻線トランスと負側相アームを含み、前記正側相アームの１端は、前記４巻線トランスの二次巻線正側に接続され、他端は直流正側端子に接続され、前記負側相アームの１端は、前記４巻線トランスの三次巻線正側に接続され、他端は直流負側端子に接続され、前記４巻線トランスの二次巻線と三次巻線の負側は互いに接続されると共に３相間でも互いに接続され、前記４巻線トランスの一次巻線負側は互いに接続され、前記４巻線トランスの四次巻線はデルタ結線に接続され、前記４巻線トランスの一次巻線正側と、高電圧の交流系統の間に接続された第１の交流遮断器と、前記４巻線トランスの四次巻線と低電圧の交流電源の間に直列に接続された第２の交流遮断器と突入電流抑制用抵抗と、を具備する。

第１実施形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。 初期充電時の動作を示す図である。 初期充電時の動作を示す図である。 第２実施形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。 第３実施形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。 従来の電力変換器の構成例を示す図である。 従来の電力変換器の構成例を示す図である。

以下、実施形態に係る電力変換装置について、図面を参照して説明する。

図１は、第１実施形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。以下、この電力変換装置を、３相５０Ｈｚの電源を絶縁トランスを介して直流に電力変換する電力変換装置（コンバータ）として説明する。しかし、この電力変換装置は、電流指令値の極性を逆にする等の制御により、直流を３相５０Ｈｚの交流に変換する電力変換装置（インバータ）としても動作することができる。

自己消弧能力を持つスイッチング素子Ｑ１を直列に２個接続したレグ１と、コンデンサＣ１とを並列に接続してなるチョッパブリッジ単位変換器２を変換器ユニットとして、Ｎ個（本例ではＮ＝２）の変換器ユニットを直列に接続した相アーム３を構成する。

正側相アームの一端は直流電源（Ｃ２，Ｃ３）正側端子に接続され、他端は単相４巻線トランスＴＲの二次巻線正側に接続される。負側相アームの一端は直流電源負側端子に接続され、他端はトランスＴＲの三次巻線正側に接続される。トランスＴＲの二次巻線負側と三次巻線負側は互いに接続され、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相間でも交流中点Ｎａｃとして互いに接続される。トランスＴＲの４次巻線は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相において、互いに直列接続され、デルタ結線の構成を有している。

トランスＴＲの一次巻線負側は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の間で互いに短絡接続し、一次巻線正側は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の入力端として５０Ｈｚ系統電源に、一次巻線遮断器４を介して接続される。

次に、第１実施形態の動作を説明する。本実施形態においては、相アーム３が図１のように、２個の変換器ユニット２で構成された場合を説明する。各単相トランスＴＲの一次二次巻線間の巻数比は１：１である場合を例に説明する。また、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の動作は同様であるので、Ｕ相を例として以下説明する。

直流電源（Ｃ２、Ｃ３）の中性点Ｎｄｃを接地点の電圧基準として、接地点からみた交流出力点の電圧をＶｕとする。尚、交流中性点Ｎａｃの電位は、直流中性点Ｎｄｃの電位と同一になるよう制御される。直流電源の正負それぞれの電圧をＶｄｃ、変換器ユニット２のコンデンサ電圧をＶｃとし、正側電源側に接続される変換器ユニットの出力電圧をＶｕＰ、負側電源側に接続される変換器ユニットの出力電圧をＶｕＮとする。すると、次の関係が成り立つ。

正側変換器ユニット電圧ＶｕＰ＝Ｖｄｃ−ＶｕＲｅｆ
（ＶｕＲｅｆは、出力したい交流電圧指令値）
この時、出力電圧Ｖｕは以下のように出力される。
Ｖｕ＝Ｖｄｃ−ＶｕＰ＝Ｖｄｃ−（Ｖｄｃ−ＶｕＲｅｆ）＝ＶｕＲｅｆ
負側変換器ユニット電圧ＶｕＮ＝Ｖｄｃ−ＶｕＲｅｆ
（ＶｕＲｅｆは、出力したい交流電圧指令）
この時、出力電圧Ｖｕは以下のように出力される。
Ｖｕ＝−Ｖｄｃ＋ＶｕＮ
＝−Ｖｄｃ＋（Ｖｄｃ―ＶｕＲｅｆ）＝−ＶｕＲｅｆ
交流負荷電流Ｉｕは正側変換器ユニットと負側変換器ユニットとにそれぞれ流れる。
この時、正側変換器ユニットのコンデンサは、以下の式で表される電力ＰｏｗｅｒＰによって充放電がなされる。

ＰｏｗｅｒＰ＝ＶｕＰ×Ｉｕ＝（Ｖｄｃ−ＶｕＲｅｆ）×Ｉｕ
ＶｕＲｅｆとＩｕが同位相すなわち力率１で動作している場合について計算すると、交流１周期でのＰｏｗｅｒＰの平均値はマイナスとなる。すなわち、上記動作モードのみで出力電圧制御を行うと、正側変換器ユニットのコンデンサ電圧平均値は一定に保つことができず、運転継続ができない。

同様に負側変換器ユニットのコンデンサ電圧も力率１動作時のＰｏｗｅｒＮは、交流１周期での平均値がプラスとなり、コンデンサ電圧平均値を一定に保つことができず、運転継続できない。

この問題を解決する為に、直流電源正側から正側変換器ユニット、正側単相トランス、負側単相トランス、負側変換器ユニット、直流電源負側の経路で直流で充放電電流を流してコンデンサ電圧の平均値を一定にする。

具体的には、以下式により、直流コンデンサ電圧平均値一定制御補正値ΔＶｆｃＣｏｎｔｒｏｌを演算し、正側負側変換器ユニット出力電圧指令ＶｕＰ、ＶｕＮを補正出力する。つまり、このΔＶｆｃＣｏｎｔｒｏｌを出力電圧指令ＶｕＰ、ＶｕＮに加算する。

ΔＶｆｃＣｏｎｔｒｏｌ＝Ｇ（ｓ）×（ＶＣｒｅｆ−ＶＣｕ＿ＡＶＥ）
ＶＣｒｅｆは、変換器ユニットコンデンサ電圧指令値で、あらかじめ設定された値。
ＶＣｕ＿ＡＶＥは、Ｕ相正負全変換器ユニットのコンデンサ電圧平均値。
Ｇ（ｓ）は制御ゲインでｓはラプラス演算子。これは比例積分制御が適する。

この動作は従来と同様であるが、従来では、直流循環電流の急増を防止するためのバッファリアクトルを特別に設置する必要があったのに対して、本実施形態における回路方式では、直流循環電流の経路に絶縁トランスとしての単相トランスが含まれているため、このトランスの漏れインダクタンス成分により直流循環電流の急増が原理的に発生しない。

次に、本実施形態に係るコンデンサの初期充電について説明する。

トランスＴＲの四次巻線は、初期充電用に設けられている。この四次巻線は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれの単相トランスＴＲの４つ目の巻線として構成される。四次巻線のＵ相正側の端子はＷ相負側の端子に接続し、Ｖ相正側の端子はＵ相負側端子、Ｗ相正側端子はＶ相負側端子に接続することによりデルタ巻線構成となる。

四次巻線のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれの正側端子は、四次巻線遮断器５、低耐電圧の初期充電抵抗６を介して、低電圧交流電源７に接続される。この交流電源７には３．３ｋＶなどの一般電源を用いる。または、インバータなどの可変電圧電源を用いることでもよい。

次に、初期充電時の動作を図２、図３を用いて説明する。電力変換器の起動時、変換器ユニットのコンデンサはすべて放電されており、ゼロ電圧となっている。

一次巻線遮断器４は解放状態で、まず最初に四次巻線遮断器５を投入する。すると、３．３ｋＶ３相交流電源７から、突入電流抑制用の初期充電抵抗６、トランス四次巻線、トランス二次巻線、トランス三次巻線を通過しながら、変換器ユニットのコンデンサが充電される。

図２は、Ｕ’Ｖ’線間電圧が正の時、つまりＵ’相電圧がＶ’相電圧より高い時の充電経路を示している。このとき、Ｕ相負側相アーム及びＶ相正側相アームのコンデンサが充電される。図３は、Ｕ’Ｖ’線間電圧が負の時、つまりＵ’相電圧がＶ’電圧より低い時の充電経路を示している。このとき、Ｕ相正側相アーム及びＶ相負側相アームのコンデンサが充電される。尚、Ｗ相のコンデンサもＶ相との相互作用で同様に充電される。

突入電流抑制用の初期充電抵抗６と、変換器ユニットのコンデンサの直列数分の容量Ｃとで決まる時定数Ｔ＝Ｃ×Ｒ（秒）でコンデンサがそれぞれ充電されたのち、一次巻線遮断器４を投入する。その後、電力変換装置は通常運転動作に移行する。

以上の構成により、高調波抑制フィルタなしに低レベル高調波の電圧電流波形を出力すると共に、バッファリアクトルのような高コスト・大型のリアクトルをなくしたうえで、さらに、突入電流抑制用の初期充電抵抗も低コスト小型化できる、小型電力変換装置を提供することが可能になる。

図４は、図６に示した従来のモジュラーマルチレベル変換器８に、第１実施形態と同様の初期充電回路９を適用した第２実施形態の構成を示す。トランスＴＲは、スター結線で構成される一次巻線及び二次巻線と、デルタ結線で構成される三次巻線とを有する。一次巻線は交流遮断器４を介して高電圧の交流電力系統に接続され、二次巻線は前記モジュラーマルチレベル変換器の交流端子に接続され、三次巻線は、遮断器５と初期充電抵抗６とを介して、低電圧の交流電源７に接続される。

本構成により、高調波抑制フィルタなしに低高調波の電圧電流波形を出力すると共に、さらに、初期充電用突入電流抑制抵抗も低コスト小型化できる、小型の電力変換器を提供することが可能になる。

図５は、第３実施形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。

この電力変換装置は、図４の電力変換装置の初期充電回路９に対して、３相短絡用スイッチ１０が遮断器５と初期充電及び放電用抵抗６の間に設けられ、遮断器５が３相交流電源７側に設けられ、初期充電及び放電用抵抗６がトランスの三次巻線側に設けられる。

一次巻線遮断器４を開放して電力変換装置の運転停止後、変換器ユニット２のコンデンサＣ１は高電圧に充電されている。そこで、変換器ユニットのコンデンサを短時間に放電したい場合に、遮断器５を開放したうえで、３相短絡用スイッチ１０を投入し、電力変換装置を運転する。すると、初期充電及び放電用抵抗６を介して放電電流が流れ、コンデンサＣ１は放電される。従って電力変換装置は、安全な状態に維持される。尚、この運転停止後にコンデンサを放電するための構成は、図１の第１実施形態についても同様に適用することができる。すなわち図１の構成において、初期充電抵抗６と遮断器５の配置を逆にし、その間に３相短絡用スイッチ１０を設ければよい。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１…レグ、２…変換器ユニット、３…相アーム、４、５…遮断器、６…初期充電抵抗、７…低電圧交流電源、８…モジュラーマルチレベル変換器、９…初期充電回路、１０…３相短絡用スイッチ。

Claims (4)

1. 直流と交流とを互いに電力変換する電力変換装置であって、
   自己消弧能力を持つスイッチング素子が直列に２個接続されたレグと、該レグと並列に接続されたコンデンサからなる構成要素を変換器ユニットとし、１以上の前記変換器ユニットが直列に接続された構成要素を相アームとしたとき、３相の各相に正側相アームと単相４巻線トランスと負側相アームとを含み、
   前記正側相アームの１端は、前記４巻線トランスの二次巻線正側に接続され、他端は直流正側端子に接続され、
   前記負側相アームの１端は、前記４巻線トランスの三次巻線正側に接続され、他端は直流負側端子に接続され、
   前記４巻線トランスの二次巻線と三次巻線の負側は互いに接続されると共に３相間でも互いに接続され、
   前記４巻線トランスの一次巻線負側は互いに接続され、
   前記４巻線トランスの四次巻線はデルタ結線に接続され、
   前記４巻線トランスの一次巻線正側と、高電圧交流系統の間に接続された第１の交流遮断器と、
   前記４巻線トランスの四次巻線と低電圧交流電源の間に直列に接続された第２の交流遮断器と突入電流抑制用抵抗と、
   を具備することを特徴とする電力変換装置。
2. 前記電力変換装置の起動時、前記第１の交流遮断器を開放した状態で、前記第２の交流遮断器を投入することにより、前記突入電流抑制用抵抗で電流制限しながら、前記低電圧の交流電源から各変換器ユニットを構成するコンデンサに電荷を充電したのちに、前記交流遮断器を投入することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記突入電流抑制用抵抗は前記四次巻線に接続され、前記第２の交流遮断器は前記低電圧交流電源に接続され、前記突入電流抑制用抵抗と前記第２の交流遮断器の間に３相短絡用スイッチが設けられることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
4. 直流と交流とを互いに電力変換する電力変換装置であって、
   自己消弧能力を持つスイッチング素子が直列に２個接続されたレグと、該レグと並列に接続されたコンデンサからなる構成要素を変換器ユニットとしたとき、
   前記変換器ユニットを複数個直列に接続して構成されるアームを３相並列に接続し、正側端を直流正側端子、負側端を直流負側端子、中間端子を交流端子とした電力変換器と、
   スター結線で構成される一次巻線及び二次巻線と、デルタ結線で構成される三次巻線とを有し、前記二次巻線が前記電力変換器の交流端子に接続されたトランスと、
   前記一次巻線と高電圧の交流電力系統の間に接続された第１の交流遮断器と、
   前記三次巻線と低電圧の交流電源の間に直列接続された第２の交流遮断器及び突入電流抑制用抵抗と、
   を具備することを特徴とする電力変換装置。

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