JP2023023350A - 電力変換装置とその制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電力変換装置の初充電、放電時間の短縮と初充電装置の小型化を両立する電力変換装置とその制御装置を提供する。【解決手段】環流ダイオードが並列接続されたスイッチング素子を２組直列接続したスイッチング回路とコンデンサを並列接続して構成された単位変換器と、循環電流抑制リアクトルが直列に接続されてアームを構成し、２組の直列接続されたアームによりレグを構成し、２組のアームの接続点を交流端子として第１の交流電源の相に接続し、レグの両端を直流端子とする電力変換器と、一方端を第２の交流電源に接続し、他方端を第１の交流電源の相に接続する充放電装置を含む電力変換装置であって、充放電装置は、高電圧タップ位置と低電圧タップ位置に切替可能なタップ付き変圧器を含み、電力変換器の起動と停止時に、第１の交流電源に代えて電力変換器に接続されることを特徴とする電力変換装置。【選択図】図１

Description

本発明は、モジュラー・マルチレベル変換器（以降では、ＭＭＣ変換器と称す）を用いた電力変換装置とその制御装置に関する。

ＭＭＣ変換器は、エネルギー蓄積要素であるコンデンサなどの電圧源と、ハーフブリッジ回路で構成される単位変換器を複数直列接続した２端子のアーム変換器からなる。単位変換器は、ハーフブリッジ回路のＰＷＭ変調率を制御することで所望の電圧を発生する。エネルギー蓄積要素であるコンデンサは、ＭＭＣ変換器の出力交流周波数により決まる周期で充放電を繰り返すことで電圧変動する。

２端子のアーム変換器は、アーム変換器の第１の端子を交流電源の各相端子に接続し、星型結線した第２の端子を直流電源の端子に接続する。このように各相に接続されたアーム変換器は、所望の交流電圧を発生して交流電流制御すると同時に、直流電流を重畳して直流電源との間で電力変換を実現する。

ＭＭＣ変換器の制御は、外部からの交流電流指令と直流電流指令にアーム電流を調整する電流制御、単位変換器に設けたハーフブリッジ回路のＰＷＭ変調率をアーム内で相互に調整することでコンデンサの平均電圧を単位変換器間で平衡に保つ機能（以降では、段間バランス制御と称す）、アーム変換器内のコンデンサの合計蓄積エネルギーをアーム変換器間で平衡に保つ機能（以降では、相間バランス制御と称す）を備える。この相間バランス制御を実現するには、アーム変換器間の循環電流を抑制する為の回路素子が必要となる。

特許文献１は、循環電流を抑制するために、アーム変換器の第１の端子と交流電源端子の間に循環電流抑制リアクトルを設ける手段が開示されている。特許文献１に開示されている本手段は、ＭＭＣ変換器の一形態であるダブルスター形ＭＭＣ変換器（以降では、ＤＳＭＭＣ変換器と称す）である。

また、非特許文献１には、２台のＤＳＭＭＣ変換器の直流端子を背後接続して電力変換装置とし、一方の交流電源端子は、電力系統に接続し、他方の交流電源端子は、回転機と接続する手段が開示されている。非特許文献１に開示されている手段によれば、ＭＭＣ変換器に接続しても回転機に直流電流が重畳されないため、電力系統に直接接続して一定の周波数で運転する回転機を可変速化する場合に適する。

一方、特許文献２には、ＤＳＭＭＣ変換器のコンデンサを充電するための初充電装置が開示されている。ＤＳＭＭＣ変換器は、初回起動する際にコンデンサを初充電用電源から充電する。また、電力変換装置のメンテナンス等によりＤＳＭＭＣ変換器を停止する際、コンデンサは高電圧に充電されたままになるので、停止する際はあらかじめ高電圧に充電されたコンデンサを放電して安全な状態にする。

特許文献２によれば、初充電動作時は、初充電用電源とＤＳＭＭＣ変換器の間に初充電抵抗を接続して突入電流を抑制しつつコンデンサを初充電する手段が開示されている。また、放電動作時は初充電抵抗と三相短絡用スイッチを組み合わせ、その状態でＤＳＭＭＣ変換器を運転させることで、コンデンサの放電電流を初充電抵抗に流してコンデンサに蓄えられたエネルギーを放出する手段が開示されている。

特許第５７７５０３３号 特許第６０９９９５１号

萩原誠・西村和敏・赤木泰文、「モジュラー・マルチレベルＰＷＭインバータを用いた高圧モータドライブ 第１報：４００Ｖ、１５ｋｗミニモデルによる実験的検証」、電気学会論文誌Ｄ、２０１０年４月、１３０巻、４号、ｐｐ．５４４－５５

本発明は、ＤＳＭＭＣ変換器で構成された電力変換装置とその制御装置に関するものであるが、この場合に考慮、解決すべき主な課題は以下のようである。

第１の課題は、コンデンサの初充電、放電に時間を要するため、電力変換装置が起動、停止するまでの時間が長時間化することにある。特に、短時間での起動、停止を要求されることが多い揚水発電所や洋上風力発電所などの用途に適用する際の隘路となる。特許文献２には２台のＤＳＭＭＣ変換器を同時に初充電、放電するための手段は開示されていない。したがって、２台のＤＳＭＭＣ変換器を初充電、放電するには１台のＤＳＭＭＣ変換器と比較して２倍の時間を要する。

第２の課題は、初充電装置が大型化することにある。設備の大型化は、揚水発電所や洋上風力発電所など、設置面積や容積制限の厳しい用途に適用する際の隘路となる。初充電装置が大型化する理由は、初充電抵抗用の冷却装置を大型化せざるを得ないからである。特許文献２によると、ＤＳＭＭＣ変換器の初充電、放電動作時は必ず初充電抵抗を介してコンデンサを充電、放電する。特に放電動作時は、コンデンサに蓄えられたエネルギーを全て初充電抵抗で消費するので、短時間で放電する場合は、抵抗の温度上昇による破壊を回避するために冷却装置を大型化して放熱性能を向上せざるをえない。

抵抗でのエネルギー消費を削減するためには、例えば、コンデンサに蓄えられたエネルギーをＤＳＭＭＣ変換器の交流電流制御でＤＳＭＭＣ変換器が連系する交流電源に回生する手段がある。ただし、本手段は回生運転範囲が、ＤＳＭＭＣ変換器が連系する交流電源の電圧ＶＡＣに依存するという欠点がある。換言すると、交流電流制御による回生運転範囲は、ＤＳＭＭＣ変換器の変調率Ｍが過変調運転領域に達しないコンデンサ電圧ＶＣまでとなる。

上記の交流電流制御による回生運転を適用した場合の、初充電抵抗のエネルギー削減量を計算する。ＤＳＭＭＣ変換器の変調率Ｍは、（１）式で定義される。また、ＤＳＭＭＣ変換器１台あたりの全単位変換器コンデンサに蓄えられる総エネルギーＥＣは（２）式で定義される。

（１）、（２）式において、ＶＡＣはＤＳＭＭＣ変換器が連系する交流電源の線間電圧実効値、ｋはアーム変換器あたりの単位変換器の個数、ＶＣは単位変換器内のコンデンサ電圧、Ｃはコンデンサの静電容量である。

ＤＳＭＭＣ変換器をはじめとする電力変換回路は、一般的に電圧利用率を高く設計することが経済的であるため、定格運転時の変調率を０．８から０．９程度で設計する。（１）、（２）式のＶＡＣ、ｋ、Ｃが一定値、定格運転時の変調率が０．８５であると仮定すると、過変調運転領域（Ｍ≧１．０）に達するのはＶＣが約１７％低下したときである。つまり、（２）式から初充電抵抗で消費されるエネルギーは、特許文献２の手段を１００％（全て抵抗で消費）とすると、本手段は７０％程度である。３０％程度のエネルギーの削減が限界であるため、本手段による初充電装置の小型化は限定的である。

以上のことから本発明の目的は、上記の課題を解決し、電力変換装置の初充電、放電時間の短縮と初充電装置の小型化を両立する電力変換装置とその制御装置を提供することにある。

以上のことから本発明においては、「環流ダイオードが並列接続されたスイッチング素子を２組直列接続したスイッチング回路とコンデンサを並列接続して構成された単位変換器と、循環電流抑制リアクトルが直列に接続されてアームを構成し、２組の直列接続されたアームによりレグを構成し、２組のアームの接続点を交流端子として第１の交流電源の相に接続し、レグの両端を直流端子とする電力変換器と、一方端を第２の交流電源に接続し、他方端を第１の交流電源の相に接続する充放電装置を含む電力変換装置であって、充放電装置は、高電圧タップ位置と低電圧タップ位置に切替可能なタップ付き変圧器を含み、電力変換器の起動と停止時に、第１の交流電源に代えて電力変換器に接続されることを特徴とする電力変換装置」としたものである。

また本発明においては、「環流ダイオードが並列接続されたスイッチング素子を２組直列接続したスイッチング回路とコンデンサを並列接続して構成された単位変換器と、循環電流抑制リアクトルが直列に接続されてアームを構成し、２組の直列接続されたアームによりレグを構成し、２組のアームの接続点を第１の交流電源の相に接続し、レグの両端を直流端子とする電力変換器と、一方端を第２の交流電源に接続し、他方端を第１の交流電源の相に接続する充放電装置を含む電力変換装置の制御装置であって、充放電装置は、高電圧タップ位置と低電圧タップ位置に切替可能なタップ付き変圧器を含み、電力変換器の起動と停止時に、第１の交流電源に代えて電力変換器に接続され、制御装置は、電力変換器の起動時に、第２の交流電源を抵抗、タップ付き変圧器の高電圧タップ位置を介して電力変換器の交流端子に接続する抵抗充電モードから、第２の交流電源から、タップ付き変圧器を介して電力変換器の交流端子に接続するバイパス充電モードに移行し、その後に単位変換器を点弧するスイッチング充電モードに移行し、第２の交流電源に代えて第１の交流電源を電力変換器に接続することを特徴とする電力変換装置の制御装置」としたものである。

また本発明においては、「環流ダイオードが並列接続されたスイッチング素子を２組直列接続したスイッチング回路とコンデンサを並列接続して構成された単位変換器と、循環電流抑制リアクトルが直列に接続されてアームを構成し、２組の直列接続されたアームによりレグを構成し、２組のアームの接続点を第１の交流電源の相に接続し、レグの両端を直流端子とする電力変換器と、一方端を第２の交流電源に接続し、他方端を第１の交流電源の相に接続する充放電装置を含む電力変換装置の制御装置であって、充放電装置は、高電圧タップ位置と低電圧タップ位置に切替可能なタップ付き変圧器を含み、電力変換器の起動と停止時に、第１の交流電源に代えて電力変換器に接続され、制御装置は、電力変換器の停止時に、第１の交流電源に代えてタップ付き変圧器の低電圧タップ位置を介して第２の交流電源に接続し、電流制御部が定めるＰＷＭ変調率のゲートパルスをスイッチング素子に与えて電力変換器を運転する回生放電モードから、タップ付き変圧器の低電圧タップ位置から抵抗を介して第２の交流電源に接続して運転する抵抗放電モードに移行することを特徴とする電力変換装置の制御装置」としたものである。

本発明によれば、ＤＳＭＭＣ変換器で構成する電力変換装置の全てのコンデンサを同時に充電、放電できるので、電力変換装置の起動、停止時間を高速化できる。

また本発明の実施例によれば、初充電変圧器にタップを設けることで、初充電動作時と放電動作時で異なる交流電源電圧値を選択することができるようになる。特に放電動作時は、交流電源電圧値を下げて、初充電電源への回生運転範囲が拡大させることができるので抵抗で消費するエネルギーを大幅に削減でき、抵抗を放熱するための冷却装置の大型化を招くことなく高速に初充電、放電できる初充電装置を構成することが可能になる。

本発明の実施例１に係る電力変換装置の主回路構成例を示す図。 アーム変換器１７の回路構成例を示す図。 初充電動作時における図１各部のタイムチャートを示す図。 初充電動作時のコンデンサ電圧と初充電装置の交流電流を示す図。 コンデンサを効率よく充電する単位変換器の電流経路を示す図。 ＤＳＭＭＣ制御装置２２の初充電動作時における制御ブロックを示す図。 変調率決定手段から出力される変調率の一例を示す図。 放電動作時における図１各部のタイムチャートを示す図。 放電動作時のコンデンサ電圧と初充電装置の交流電流を示す図。 ＤＳＭＭＣ制御装置２２の放電動作時における制御ブロックを示す図。 本発明の実施例４に係る電力変換装置の主回路構成例を示す図。

以下、本発明の実施例に係る電力変換装置とその制御装置を図面に基づいて説明する。なお、本実施例によりこの発明が限定されるものではない。

以下の説明においては、実施例１において本発明の電力変換装置の主回路構成例を説明し、実施例２においては、高速な初充電を可能とする電力変換装置の起動制御手法について説明し、実施例３においては、高速な放電を可能とする電力変換装置の停止制御手法について説明し、実施例４においては、実施例１とは異なる電力変換装置の主回路構成例を説明する。

図１は、本発明の実施例１に係る電力変換装置の主回路構成例を示す図である。電力変換装置は、電力変換器１（図示の例ではＤＳＭＭＣ変換器１Ａ、１Ｂ）と初充電装置４を含んで構成されている。

図１の電力変換装置の主回路構成例では、２組のＤＳＭＭＣ変換器１Ａ、１Ｂの直流端子ＰＡ、ＰＢと、ＮＡ、ＮＢを背後接続し、また２組のＤＳＭＭＣ変換器１Ａ、１Ｂの交流端子ＵＡ、ＶＡ、ＷＡを、主回路用遮断器６Ａ、６Ｂを介して三相電源２Ａ、２Ｂにそれぞれ接続することで三相電源２Ａ、２Ｂ間の電力を融通することができ、これにより周波数変換システム、或は直流送電システムを構成した事例を示している。但し、本発明は、少なくとも１組の電力変換器１と初充電装置４を含んで構成される電力変換装置に適用が可能である。なお電圧位相検出手段３は、三相の交流電圧から電圧位相θを演算してＤＳＭＭＣ制御装置２２へ出力する。

電力変換装置のもう一方の主たる構成要素である初充電装置４は、ＤＳＭＭＣ変換器１Ａが未だ起動前の状態にあり、従って内部のコンデンサが未充電の状態に置いてこれを充電する機能を果たすものである。またＤＳＭＭＣ変換器１Ａを停止するときに内部のコンデンサが充電の状態に置いてこれを放電する機能を果たすものである。この意味において初充電装置４は、充放電装置ということができる。図１の初充電装置４は、その端子ＵＰ、ＶＰ、ＷＰを、ＤＳＭＭＣ変換器１Ａの交流端子ＵＡ、ＶＡ、ＷＡ端子と同じ線路に接続する。また、初充電装置４の端子ＡＡ、ＢＡ、ＣＡは、初充電用電源５と接続する。

次に、電力変換器１であるＤＳＭＭＣ変換器について、１Ａを例にとり詳細に説明する。なお、１Ｂは１Ａと同じ構成であるので、説明を割愛する。ＤＳＭＭＣ変換器１Ａは、Ａ端子、Ｂ端子、２つの端子を備えた６つのアーム変換器１７ＵＰ、１７ＵＮ、１７ＶＰ、１７ＶＮ、１７ＷＰ、１７ＷＮと、各相のアーム電流ＩＵＰ、ＩＵＮ、ＩＶＰ、ＩＶＮ、ＩＷＰ、ＩＷＮを検出するための６つの電流検出器１８と、６つの循環電流抑制リアクトル１９、高抵抗２０Ｐ、２０Ｎ、電流検出器２１Ｐ、２１Ｎで構成する。

アーム変換器１７ＵＰ、１７ＶＰ、１７ＷＰのＡ端子、および、１７ＵＮ、１７ＶＮ、１７ＷＮのＢ端子は、電流検出器１８と循環電流抑制リアクトル１９を介して交流端子ＵＡ、ＶＡ、ＷＡと接続する。アーム変換器１７ＵＰ、１７ＶＰ、１７ＷＰのＢ端子、および、１７ＵＮ、１７ＶＮ、１７ＷＮのＡ端子は、直流端子ＰＡ、ＮＡと接続し、他方のＤＳＭＭＣ変換器１Ｂの直流端子ＰＢ、ＮＢと接続する。また、アーム変換器１７はＤＳＭＭＣ制御装置２２と接続するＣ端子、Ｄ端子を備える。

ＤＳＭＭＣ変換器１Ａにおける上記の接続関係は、これをごく簡便に表現するならば要するに、アーム変換器１７と循環電流抑制リアクトル１９の直列回路によりアームを構成し、２組のアームの直列回路によりレグを構成し、３組のレグにおける２組のアームの接続点を交流電源の各相に接続し、３組のレグの両端を直流端子とするグレーツ結線構成としたものである。

ＤＳＭＭＣ変換器１Ａの直流端子ＰＡ、ＮＡは、高抵抗２０Ｐ、２０Ｎで接地して電位固定し、電流検出器２１Ｐ、２１Ｎで直流電圧ＶＤＣを差動計測する。計測した直流電圧ＶＤＣは、ＤＳＭＭＣ制御装置２２に送られる。

ＤＳＭＭＣ制御装置２２は、アーム電流ＩＵＰ、ＩＵＮ、ＩＶＰ、ＩＶＮ、ＩＷＰ、ＩＷＮ、直流電圧ＶＤＣ、電圧位相θ、アーム変換器１７のＤ端子を介して得られる各単位変換器のコンデンサ電圧ＶＣを入力として、各単位変換器に与えるゲートパルスｇを演算し、各アーム変換器１７のＣ端子へ出力する。以上の説明は、ＤＳＭＭＣ変換器１Ａの内部構造についての説明であるが、もう一方のＤＳＭＭＣ変換器１Ｂの構造についてもＤＳＭＭＣ変換器１Ａと同じであるため、本実施例では説明を省略する。

次に本発明の初充電装置４を説明する。初充電装置４は、初充電装置用遮断器７、三相短絡用遮断器８、放電抵抗９、初充電抵抗１０、放電用遮断器１１、初充電用遮断器１２、抵抗バイパス用遮断器１３、タップ付き初充電用変圧器１４、変圧器タップ切替用遮断器１５、１６から構成される。

初充電装置用遮断器７は、初充電装置４と初充電用電源５を接続するための交流遮断器である。三相短絡用遮断器８は、放電動作時に各相の放電抵抗９をスター接続するための交流遮断器である。放電抵抗９は、放電動作時にコンデンサに蓄えられたエネルギーを一部消費するための抵抗器である。放電用遮断器１１は、放電動作時に放電抵抗９を回路に接続するための交流遮断器である。初充電抵抗１０は、初充電動作時の突入過電流を防止するための抵抗器である。初充電用遮断器１２は、初充電動作時に初充電抵抗１０を回路に接続するための交流遮断器である。抵抗バイパス用遮断器１３は、放電抵抗９または初充電抵抗１０を介さずに回路を接続するための交流遮断器である。

本発明の実施例１に係る電力変換装置の初充電装置４の特徴は、タップ付き初充電用変圧器１４を備えたことである。かつ電力変換器１を起動すべく初充電するときと、電力変換器１を停止すべく放電するときとで、異なるタップ位置を採用したものである。充電時は全電圧タップ位置（高電圧タップ位置）とし、放電時は半電圧タップ位置（低電圧タップ位置）として運用するものである。

より詳細に述べると、タップ付き初充電用変圧器１４は、初充電用電源５側（以降では、１次巻線側と称す）に第１の端子ＡＴ、ＢＴ、ＣＴを有し、ＤＳＭＭＣ変換器１Ａ側（以降では、２次巻線側と称す）に第２の端子ＵＴ１、ＶＴ１、ＷＴ１と第３の端子ＵＴ２、ＶＴ２、ＷＴ２を有する変圧器である。第２の端子ＵＴ１、ＶＴ１、ＷＴ１と第３の端子ＵＴ２、ＶＴ２、ＷＴ２は、それぞれ１次巻線との巻数比が異なるように構成する。このように構成することで、２次巻線側のそれぞれの端子の交流電圧値が異なる。また、１次巻線に印加される交流電圧値が同じ場合、２次巻線の交流電圧は、第２の端子ＵＴ１、ＶＴ１、ＷＴ１のほうが第３の端子ＵＴ２、ＶＴ２、ＷＴ２よりも高くなるように端子を構成する。第２の端子ＵＴ１、ＶＴ１、ＷＴ１は初充電動作時に使用し、第３の端子ＵＴ２、ＶＴ２、ＷＴ２は放電動作時に使用する。

変圧器タップ切替用遮断器１５、１６は、タップ付き初充電用変圧器１４の２次巻線側の接続端子を切り替えるための交流遮断器である。初充電動作時は、第２の端子ＵＴ１、ＶＴ１、ＷＴ１をＤＳＭＭＣ変換器１Ａの交流端子ＵＡ、ＶＡ、ＷＡと接続するよう変圧器タップ切替用遮断器１５を「閉」、１６を「開」操作する。これらのタップ位置は、いわゆる全タップ位置（高電圧タップ位置）である。

一方、放電動作時は、第３の端子ＵＴ２、ＶＴ２、ＷＴ２をＤＳＭＭＣ変換器１Ａの交流端子ＵＡ、ＶＡ、ＷＡに接続するよう変圧器タップ切替用遮断器１５を「開」、１６を「閉」操作する。これらのタップ位置は、いわゆる半タップ位置（低電圧タップ位置）である。

以上で説明したように本発明は、初充電装置４内の各遮断器（初充電装置用遮断器７、三相短絡用遮断器８、放電用遮断器１１、初充電用遮断器１２、抵抗バイパス用遮断器１３、変圧器タップ切替用遮断器１５、１６）の開閉条件を動作モード毎に切り替えることで初充電動作時の回路、放電動作時の回路を形成する。

実施例１によれば、ＤＳＭＭＣ変換器１内のコンデンサの充放電の夫々に適した回路構成、条件を満たすことを可能とする電力変換装置を構成することができる。

このように、初充電変圧器１４にタップを設けることで、初充電動作時と放電動作時で異なる交流電源電圧値を選択することができるようになる。特に放電動作時は、交流電源電圧値を下げて、初充電電源への回生運転範囲が拡大させることができるので抵抗で消費するエネルギーを大幅に削減でき、抵抗を放熱するための冷却装置の大型化を招くことなく高速に初充電、放電できる初充電装置を構成することが可能になる。

実施例２においては、高速な初充電を可能とする電力変換装置の起動制御手法について説明する。

図２は、アーム変換器１７の回路構成例を示す図である。なお以降では、アーム変換器１７ＵＰを説明するが、その他のアーム変換器１７ＵＮ、１７ＶＰ、１７ＶＮ、１７ＷＰ、１７ＷＮも同様の構成であるため、他のアーム変換器については本実施例では説明を省略する。

アーム変換器１７ＵＰは、単位変換器２３をｋ個直列接続した回路である。ｋはアーム変換器あたりの単位変換器２３の個数である。単位変換器２３は、環流ダイオードが並列接続されたスイッチング素子２４Ｈ、２４Ｌを２つ直列接続したスイッチング回路と、エネルギー蓄積要素であるコンデンサ２５と、コンデンサ２５の両端電圧ＶＣを検出する電圧検出器２６をそれぞれ並列接続する。また、スイッチング素子２４Ｈ、２４Ｌのゲートを制御するための２つのゲートドライブユニット（ＧＤＵ）２８Ｈ、２８Ｌを備える。信号変換器（ＣＯＮＶ）２９は、電圧検出器２６で検出したコンデンサ２５の両端電圧ＶＣをＤＳＭＭＣ制御装置２２に出力する。

図２のＡ端子からＤ端子は、アーム変換器１７ＵＰの入出力端子であり、図１のアーム変換器のＡ端子からＤ端子と対応している。この中で、Ｃ端子はＤＳＭＭＣ制御装置２２からアーム変換器１７ＵＰへ送信される２×ｋ個のゲートパルスを受信する入力端子である。Ｄ端子はアーム変換器１７ＵＰからＤＳＭＭＣ制御装置２２へ送信されるｋ個のコンデンサ２５の両端電圧ＶＣを送信する出力端子である。

次に、本発明の初充電動作を図３、図４を用いて説明する。図３は、初充電動作時における図１の初充電装置４内の各遮断器の開閉条件とＤＳＭＭＣ変換器１Ａ、１Ｂのゲートパルス出力条件を示したタイムチャートである。なお、図３の中で、三相短絡用遮断器８及び、放電用遮断器１１については初充電動作と関係ない遮断器であり、以降で説明する時刻ｔ０ｃから時刻ｔ４ｃの初充電動作期間中は常に「開」であるので動作説明を省略する。

図４は本発明の初充電動作時におけるＤＳＭＭＣ変換器１Ａ、１Ｂのコンデンサ電圧波形と初充電装置４内の各部交流電流波形である。図４は、上からＤＳＭＭＣ変換器１Ａ側アーム変換器１７ＵＰのコンデンサ電圧、アーム変換器１７ＵＮのコンデンサ電圧、ＤＳＭＭＣ変換器１Ｂ側アーム変換器１７ＵＰのコンデンサ電圧、アーム変換器１７ＵＮのコンデンサ電圧、初充電装置４内の電流ＩＰＡ、ＩＰＢ、ＩＰＣ、放電抵抗９に流れる電流ＩＲＤＡ、ＩＲＤＢ、ＩＲＤＣ、初充電抵抗１０に流れる電流ＩＲＰＡ、ＩＲＰＢ、ＩＲＰＣ、抵抗バイパス用遮断器１３に流れる電流ＩＢＡ、ＩＢＢ、ＩＢＣである。

図３と図４の横軸は時刻ｔであり、図３と図４の時刻ｔ０ｃから時刻ｔ４ｃはそれぞれ対応し、同じ時刻を表す。なお、コンデンサ電圧波形はそれぞれのアーム変換器１７ＵＰまたは１７ＵＮ内の代表単位変換器のコンデンサの電圧波形１つのみを表示している。また、それぞれの交流電流は、以下の関係にある。
ＩＰＡ＝ＩＲＤＡ＋ＩＲＰＡ＋ＩＢＡ・・・・（ａ）
ＩＰＢ＝ＩＲＤＢ＋ＩＲＰＢ＋ＩＢＢ・・・・（ｂ）
ＩＰＣ＝ＩＲＤＣ＋ＩＲＰＣ＋ＩＢＣ・・・・（ｃ）
図３と図４を用いて、初充電が抵抗充電モード、バイパス充電モード、ＤＳＭＭＣスイッチング充電モードの各モードを経て充電されることについて説明する。

まず図３の時刻ｔ０ｃでは、主回路用遮断器６Ａ、６Ｂ「開」で三相電源２Ａ、２ＢとＤＳＭＭＣ変換器１Ａ、１Ｂは電気的に切り離されている。また、初充電装置用遮断器７「閉」、初充電用遮断器１２「閉」、抵抗バイパス用遮断器１３「開」、変圧器タップ切替用遮断器１５「閉」、１６「開」であり、ＤＳＭＭＣ変換器１Ａ、１Ｂと初充電用電源５が初充電装置４内の初充電抵抗１０とタップ付き初充電用変圧器１４を介して接続している。また、タップ付き初充電用変圧器１４の２次巻線側の第２の端子ＵＴ１、ＶＴ１、ＷＴ１とＤＳＭＭＣ変換器１Ａの交流端子ＵＡ、ＶＡ、ＷＡが接続している。ＤＳＭＭＣ変換器１Ａ、１Ｂのゲートパルス出力フラグＦＬＧ＿ＧＤＢは「０」であり、ＤＳＭＭＣ変換器１Ａ、１Ｂのスイッチング動作は停止している。

次に、時刻ｔ０ｃから時刻ｔ１ｃまでの期間は抵抗充電モードでの運用期間であり、初充電抵抗１０を介して２つのＤＳＭＭＣ変換器１Ａ、１Ｂのコンデンサを充電するため、初充電抵抗１０に充電電流が流れる。図４に示すように、初充電抵抗１０で過大な突入電流を防止できる。

次に時刻ｔ１ｃで初充電用遮断器１２を「閉→開」、抵抗バイパス用遮断器１３を「開→閉」に切り替える。これにより、以後の時刻ｔ１ｃから時刻ｔ２ｃまでの期間はバイパス充電モードでの運用期間であり、初充電抵抗１０を抵抗バイパス用遮断器１３でバイパスして２つのＤＳＭＭＣ変換器１Ａ、１Ｂのコンデンサを充電する。図４示すように初充電抵抗１０をバイパスしても初充電装置４内に流れる突入電流を大幅に制限できる。また、時刻ｔ１ｃから時刻ｔ２ｃまでの期間は、初充電抵抗１０を介して充電する時刻ｔ０ｃから時刻ｔ１ｃまでの期間よりもコンデンサの初充電速度を高速化できる。

なお、突入電流を大幅に制限できる理由は、時刻ｔ０ｃから時刻ｔ１ｃまでの期間で、コンデンサを一定電圧まで充電するためである。

次に時刻ｔ２ｃで、ＤＳＭＭＣ変換器１Ａのゲートパルス出力フラグＦＬＧ＿ＧＤＢを「０→１」に切り替え、ＤＳＭＭＣ変換器１Ａのスイッチング動作を開始する。時刻ｔ３ｃでは、ＤＳＭＭＣ変換器１Ｂのゲートパルス出力フラグＦＬＧ＿ＧＤＢを「０→１」に切り替え、ＤＳＭＭＣ変換器１Ｂのスイッチング動作を開始する。

図４に示した時刻ｔ２ｃから時刻ｔ４ｃまでの期間はＤＳＭＭＣスイッチング充電モードでの運用期間であり、ＤＳＭＭＣ変換器１Ａ、１Ｂをスイッチング動作させ、ＤＳＭＭＣ変換器１Ａ、１Ｂのそれぞれのコンデンサを目標電圧値（１ｐ．ｕ．）まで充電し、目標電圧値に達した時刻ｔ４ｃにて初充電動作を完了する。

実施例２における起動制御での特徴的な事項の１つは、時刻ｔ２ｃから時刻ｔ４ｃまでの期間、スイッチング動作を開始するのは、図２の単位変換器２３の下側スイッチング素子２４Ｌのみで、単位変換器２３の上側スイッチング素子２４Ｈはスイッチング動作停止の状態を維持するようにしたことである。

このように制御することでコンデンサを効率よく充電できる。その理由を、図５を用いて説明する。コンデンサを効率よく充電する単位変換器の電流経路を示す図５において、横軸のＡ側はアーム電流ＩＵＰが正、横軸のＢ側はアーム電流ＩＵＰが負であるときを、また縦軸のＮｏ．１、Ｎｏ．２、Ｎｏ．３は、スイッチング素子２４Ｈ、２４Ｌのゲートオン、オフ状態を表している。電流正、負の定義は、図１と対応している。縦横軸のマトリクス内には単位変換器２３の回路構成とこの条件の時に流れる電流経路をコンデンサの充放電状態を示している。

この図５のまとめによれば、Ｎｏ．１－Ａのマトリクスは、コンデンサを放電する放電動作モード、Ｎｏ．１－Ｂ、Ｎｏ．３－Ｂのマトリクスは、コンデンサを充電する充電動作モード、それ以外のマトリクスは、コンデンサ２５を電流が通らないバイパス動作モードである。

この中でＮｏ．１の動作モードは、コンデンサ２５を放電する動作モードであり、初充電動作時において使用するには不適切である。この不適切モードは、アーム電流ＩＵＰが正であるときに、単位変換器２３の上側スイッチング素子２４Ｈをゲートオンし、下側スイッチング素子２４Ｌをゲートオフしたものであり、そのため本発明の実施例２の運用においては、上側スイッチング素子２４Ｈのゲートパルス出力を積極的に停止してスイッチング素子を常時オフ動作とする。

このように制御することで、図５の動作条件からＮｏ．１の２つの動作モードＮｏ．１－Ａ、Ｎｏ．１－Ｂが省かれ、Ｎｏ．２、Ｎｏ．３の４つの動作モードが必ず選択されることとする。結果として、コンデンサ２５を放電する動作モードが選択されなくなることから、コンデンサを効率よく充電できる。以上が本発明において、時刻ｔ２ｃから時刻ｔ４ｃまでの期間、単位変換器２３の下側スイッチング素子２４Ｌのみをスイッチング動作させる理由である。

図６にＤＳＭＭＣ制御装置２２の初充電動作時における制御ブロック図を示す。図５の制御ブロックを用いて、時刻ｔ２ｃから時刻ｔ４ｃまでの期間の具体的な制御方法を説明する。なお、図６はＤＳＭＭＣ変換器１ＡのＤＳＭＭＣ制御装置２２について説明するが、もう一方のＤＳＭＭＣ変換器１ＢのＤＳＭＭＣ制御装置２２も制御ブロック構成が同じであるため、本実施例では詳細説明を省略する。

図６のＤＳＭＭＣ制御装置２２は、変調率決定手段３０、ＰＷＭ演算手段３１、ゲートパルス出力判定回路３２で構成される。図６の出力であるゲートパルスｇＨＵＰ、ｇＨＶＰ、ｇＨＷＰ、ｇＨＵＮ、ｇＨＶＮ、ｇＨＷＮは、図２の単位変換器２３の上側スイッチング素子２４Ｈに与えるゲートパルスで、ゲートパルスｇＬＵＰ、ｇＬＶＰ、ｇＬＷＰ、ｇＬＵＮ、ｇＬＶＮ、ｇＬＷＮは、単位変換器２３の下側スイッチング素子２４Ｌに与えるゲートパルスである。ゲートパルスは「０」または「１」が出力され、「１」のときは、スイッチング素子がオン動作、「０」のときは、スイッチング素子がオフ動作と定義する。図５で説明した通り、初充電動作中、上側スイッチング素子２４Ｈに与えるゲートパルスは常時オフ動作のため、ゲートパルスｇＨＵＰ、ｇＨＶＰ、ｇＨＷＰ、ｇＨＵＮ、ｇＨＶＮ、ｇＨＷＮは常に「０」出力である。

実施例２における起動制御での特徴的な事項の２つ目は、ＤＳＭＭＣスイッチング充電モードにおいて、変調率制御を実行する事で起動時間短縮を図ることである。このため、図７に例示するところの変調率決定手段３０は、時刻ｔ２ｃから時刻ｔ４ｃまでの期間（ＤＳＭＭＣスイッチング充電モード）のＤＳＭＭＣ変換器１Ａの各アーム変換器１７ＵＰ、１７ＵＮ、１７ＶＰ、１７ＶＮ、１７ＷＰ、１７ＷＮに与える変調波Ｍｒｅｆを決定し出力する。なお、ＤＳＭＭＣ変換器１Ｂ側については、時刻ｔ３ｃから時刻ｔ４ｃまでの期間のＤＳＭＭＣ変換器１Ｂの各アーム変換器に与える変調波Ｍｒｅｆを決定し出力する。

図７に変調率決定手段３０から出力される時刻毎の変調波Ｍｒｅｆの例を示す。図７の時刻ｔ２ｃにおいてＤＳＭＭＣ変換器１Ａ側の変調率決定手段３０は、変調率Ｍｒｅｆ＿Ａの変調波を出力し、それを搬送波Ｃａｒｒｙと比較してゲートパルスｇＬＵＰ、ｇＬＶＰ、ｇＬＷＰ、ｇＬＵＮ、ｇＬＶＮ、ｇＬＷＮを演算する。時刻ｔ４ｃにおいてＤＳＭＭＣ変換器１Ａの変調率決定手段３０は変調率Ｍｒｅｆ＿Ｂの変調波を出力し、それを搬送波Ｃａｒｒｙと比較してゲートパルスｇＬＵＰ、ｇＬＶＰ、ｇＬＷＰ、ｇＬＵＮ、ｇＬＶＮ、ｇＬＷＮを演算する。

時刻ｔ２ｃから時刻ｔ４ｃまでの期間、変調波Ｍｒｅｆをランプ状に変化させ、下側スイッチング素子２４Ｌのオン、オフ比率を変化させながら動作する。図７のように変調波Ｍｒｅｆを時刻とともに変化させることで、図５の充電動作モードとバイパス動作モードの比率を変えることができるので、ＤＳＭＭＣ変換器１Ａのコンデンサ電圧の充電速度を調整できる。

なお、ＤＳＭＭＣ変換器１Ｂの動作については、ゲートパルス出力開始時刻がｔ２ｃからｔ３ｃに変わるだけでその他は同様の動作である。本実施例においてＤＳＭＭＣ変換器１Ａ、１Ｂでゲートパルス出力開始時刻をｔ２ｃ、ｔ３ｃとずらした理由は、それぞれのコンデンサの充電速度を調整して目標電圧値（１ｐ．ｕ．）までの時刻を一致させるためである。

図６のＰＷＭ演算手段３１は、前記変調率決定手段３０で演算した変調波Ｍｒｅｆと搬送波Ｃａｒｒｙを比較してゲートパルスを出力する。

ゲートパルス出力判定回路３２は、ＤＳＭＭＣ変換器１Ａをスイッチング動作を開始するか停止するか選択する回路である。ゲートパルス出力フラグＦＬＧ＿ＧＤＢが「０」のときは、ゲートパルス出力を常にオフ動作としてスイッチング動作を停止する。ゲートパルス出力フラグＦＬＧ＿ＧＤＢが「１」のときは、ＰＷＭ演算手段３１から出力されるゲートパルスを出力する。

以上の制御方法でコンデンサを目標電圧値まで充電し、目標電圧値に達する時刻ｔ４ｃにて、初充電装置用遮断器７、を抵抗バイパス用遮断器１３、変圧器タップ切替用遮断器１５を「閉→開」に切り替えて、ゲートパルス出力フラグＦＬＧ＿ＧＤＢ「１→０」に切り替えて、ＤＳＭＭＣ１Ａ、１Ｂと初充電装置４を電気的に切り離すことで初充電動作を完了する。

実施例２によれば、短時間での充電が可能となる。

実施例３においては、高速な放電を可能とする電力変換装置の停止制御手法について図８、図９を用いて説明する。

図８は、放電動作時における図１の初充電装置４内の各遮断器の開閉とＤＳＭＭＣ変換器１Ａ、１Ｂのゲートパルス出力動作を示したタイムチャートである。なお、図８の初充電用遮断器１２については放電動作と関係ない遮断器であり、以降で説明するｔ０ｄからｔ３ｄの放電動作期間中は「開」であるので動作説明を省略する。

図９は本発明の放電動作時におけるＤＳＭＭＣ変換器１Ａ、１Ｂのコンデンサ電圧波形と初充電装置４内の各部交流電流波形である。なお、図９の各波形名の説明は図４と同じである。図８と図９の時刻ｔ０ｄから時刻ｔ３ｄはそれぞれ対応し、同じ時間を表す。

図８と図９を用いて、放電が回生放電モード、放電モード切替、抵抗放電モードの各モードを経て放電されることについて説明する。

図９の時刻ｔ０ｄでは、主回路用遮断器６Ａ、６Ｂが「閉→開」に切り替わり、ＤＳＭＭＣ変換器の交流電流制御で初充電用電源５に回生する放電動作モードへ移行するために、三相電源２Ａ、２ＢとＤＳＭＭＣ変換器１Ａ、１Ｂが電気的に切り離される。また、初充電装置用遮断器７「開→閉」、三相短絡用遮断器８「開」、放電用遮断器１１「開」、抵抗バイパス用遮断器１３「開→閉」、変圧器タップ切替用遮断器１５「開」、１６「開→閉」となり、ＤＳＭＭＣ変換器１Ａ、１Ｂが初充電装置４内のタップ付き初充電用変圧器１４を介して、初充電用電源５と接続する。また、タップ付き初充電用変圧器１４の２次巻線側の第３の端子ＵＴ２、ＶＴ２、ＷＴ２とＤＳＭＭＣ変換器１Ａの交流端子ＵＡ、ＶＡ、ＷＡが接続されている。ＤＳＭＭＣ変換器１Ａ、１Ｂのゲートパルス出力フラグＦＬＧ＿ＧＤＢは「０→１」に切り替わり、ＤＳＭＭＣ変換器１Ａ、１Ｂはスイッチング動作を開始する。

時刻ｔ０ｄから時刻ｔ１ｄまでの期間は回生放電モードでの運用期間であり、ＤＳＭＭＣ変換器１Ａ、１Ｂのコンデンサに蓄えられたエネルギーを、放電抵抗９を介さずにＤＳＭＭＣ変換器の交流電流制御で初充電用電源５に回生する放電動作モードである。放電抵抗９を介さずに初充電用電源５に回生するため、図９では、抵抗バイパス用遮断器１３に放電電流が流れていることが分かる。また、本期間でＤＳＭＭＣ変換器１Ａ、１Ｂのコンデンサの電圧を５０％まで放電できる。

一般的に、電力変換装置は電圧利用率を高く設計することが経済的であるため、定格運転時の変調率が０．８５の場合、１７％程度のコンデンサ電圧低下により過変調運転となり、それ以降は、電源への回生運転ができなくなる。そのため、以降は放電抵抗でコンデンサのエネルギーを消費せざるを得ない。

一方、本実施例はコンデンサの電圧が４５％に到達するまでＤＳＭＭＣ変換器が過変調とならずに動作できる。その理由は、実施例１で説明したようにタップ付き初充電用変圧器１４の２次巻線側の接続端子を第２の端子ＵＴ１、ＶＴ１、ＷＴ１から第３の端子ＵＴ２、ＶＴ２、ＷＴ２に切り替え、電源の交流電圧値を下げるためである。

具体的には、変圧器タップ切替用遮断器１５を「開」、１６を「閉」として、タップ付き初充電用変圧器１４の２次巻線側の第３の端子ＵＴ２、ＶＴ２、ＷＴ２とＤＳＭＭＣ変換器１Ａの交流端子ＵＡ、ＶＡ、ＷＡを接続する。第２の端子ＵＴ１、ＶＴ１、ＷＴ１と第３の端子ＵＴ２、ＶＴ２、ＷＴ２は、１次巻線との巻数比が異なるよう構成する。本実施例において、１次巻線に印加される交流電圧値が同じ場合、２次巻線の交流電圧は、第２の端子ＵＴ１、ＶＴ１、ＷＴ１の端子電圧が第３の端子ＵＴ２、ＶＴ２、ＷＴ２の端子電圧よりも２倍高くなるように巻数比を構成し、本実施例の放電動作時においては第３の端子ＵＴ２、ＶＴ２、ＷＴ２と接続する。すると、第２の端子ＵＴ１、ＶＴ１、ＷＴ１と接続するよりも、電源の交流電圧値を約半分に下げることができる。タップ付き初充電用変圧器１４の２次巻線の交流電圧が約半分に下がることで変調率に余裕ができるので、コンデンサの電圧を４５％まで放電できるようになる。以上の構成により、コンデンサに蓄えられたエネルギーの大部分を電源へ回生させる。

時刻ｔ１ｄでは、ＤＳＭＭＣ変換器１Ａ、１Ｂのゲートパルス出力フラグＦＬＧ＿ＧＤＢを「１→０」に切り替え、ＤＳＭＭＣ変換器１Ａ、１Ｂのスイッチング動作を一度停止し、放電抵抗９を用いた放電動作モードへ移行するための準備に入る。

時刻ｔ２ｄでは、初充電装置用遮断器７を「閉→開」、三相短絡用遮断器８を「開→閉」、放電用遮断器１１を「開→閉」、抵抗バイパス用遮断器１３を「閉→開」に切り替える。また、ＤＳＭＭＣ変換器１Ａ、１Ｂのゲートパルス出力フラグＦＬＧ＿ＧＤＢを「０→１」に切り替え、ＤＳＭＭＣ変換器１Ａ、１Ｂのスイッチング動作を再開して放電抵抗９を用いた放電動作モードへ移行する。これら時刻ｔ１ｄから時刻ｔ２ｄに至る一連の期間が放電モード切替に相当している。

時刻ｔ２ｄから時刻ｔ３ｄまでの期間は抵抗放電モードでの運用期間であり、ＤＳＭＭＣ変換器１Ａ、１Ｂのコンデンサに蓄えられたエネルギーをＤＳＭＭＣ変換器の交流電流制御で放電抵抗９に電流を流すことで消費する放電動作モードである。時刻ｔ０ｄから時刻ｔ１ｄまでの期間で、コンデンサの電圧を１００％から４５％まで放電できる。つまり、数式（２）から、放電抵抗９で消費するエネルギーを特許文献２で１００％（全て抵抗で消費）とすると本実施例は約２０％となり、放電抵抗９で消費するエネルギーを約８０％削減できる。そのため、冷却装置の大型化を回避できるので、初充電装置を小型化できる。

図１０にＤＳＭＭＣ制御装置２２の放電動作時における制御ブロック図を示す。図１０の制御ブロックを用いて、時刻ｔ０ｄから時刻ｔ１ｄまでの期間と、時刻ｔ２ｄから時刻ｔ３ｄまでの期間の具体的なＤＳＭＭＣ変換器１Ａの制御方法を説明する。なお、ＤＳＭＭＣ変換器１Ｂについては、時刻ｔ０ｄから時刻ｔ１ｄまでの期間と、時刻ｔ２ｄから時刻ｔ３ｄまでの期間は変調率０．５一定で運転するため説明を省略する。

図１０に示す停止時のＤＳＭＭＣ制御装置２２は、交流電流演算手段３３、三相二相変換手段３４、交流電流制御手段３５、三相二相逆変換手段３６、Ｑ軸電流指令演算手段３７、ＰＷＭ演算手段３１、ゲートパルス出力判定回路３２、デッドタイム演算手段３８から構成される。この中で、ＰＷＭ演算手段３１、ゲートパルス出力判定回路３２は初充電動作時と同じであるため説明を省略する。

交流電流演算手段３３は、電流検出器１８で検出した各相のアーム電流ＩＵＰ、ＩＵＮ、ＩＶＰ、ＩＶＮ、ＩＷＰ、ＩＷＮから交流電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷを以下のようにして演算する。
ＩＵ＝ＩＵＰ－ＩＵＮ・・・（ｄ）
ＩＶ＝ＩＶＰ－ＩＶＮ・・・（ｅ）
ＩＷ＝ＩＷＰ－ＩＷＮ・・・（ｆ）
三相二相変換手段３４は、三相交流電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷをＱ軸電流ＩＱ、Ｄ軸電流ＩＤに変換する。なお、ＩＵ、ＩＶ、ＩＷとＩＱ、ＩＤと電圧位相θの関係は（３）式となる。

交流電流制御手段３５は、交流電流指令値ＩＱｒｅｆ、ＩＤｒｅｆを指令値として、交流電流ＩＱ、ＩＤをＩＱｒｅｆ、ＩＤｒｅｆに追従させるよう、交流電圧指令ＶＱｒｅｆ、ＶＤｒｅｆを生成する。交流電流制御手段３５は比例積分制御器で構成する。

三相二相逆変換手段３６は、ＶＱｒｅｆ、ＶＤｒｅｆを三相交流電圧指令ＶＵｒｅｆ、ＶＶｒｅｆ、ＶＷｒｅｆに変換する。なお、ＩＱ、ＩＤとＩＵ、ＩＶ、ＩＷと電圧位相θの関係は（４）式となる。

ＶＵｒｅｆ、ＶＶｒｅｆ、Ｖｗｒｅｆからアーム変換器１７ＵＰ、１７ＶＰ、１７ＷＰに与える交流電圧指令ＶＵＰａｒｅｆ、ＶＶＰａｒｅｆ、ＶＷＰａｒｅｆとアーム変換器１７ＵＮ、１７ＶＮ、１７ＷＮに与える交流電圧指令ＶＵＮａｒｅｆ、ＶＶＮａｒｅｆ、ＶＷＮａｒｅｆを生成する。また、直流電圧指令ＶＤＣｒｅｆ／２を交流電圧指令に加算し、アーム電圧指令ＶＵＰｒｅｆ、ＶＵＮｒｅｆ、ＶＶＰｒｅｆ、ＶＶＮｒｅｆ、ＶＷＰｒｅｆ、ＶＷＮｒｅｆを演算する。

デッドタイム演算手段３８は、ＰＷＭ演算手段３１から得られるゲートパルスにデッドタイムを付加して、上側スイッチング素子２４Ｈと下側スイッチング素子２４Ｌの同時オンを防止する機能を有する。

図９の時刻ｔ２ｄから時刻ｔ３ｄまでの期間において、放電抵抗９に流れる電流ＩＲＤＡ、ＩＲＤＢ、ＩＲＤＣが低下しているのは、図１０のＱ軸電流指令演算手段３７が直流電圧ＶＤＣに応じてＱ軸電流指令ＩＱｒｅｆを変更演算しているからである。時刻ｔ２ｄから時刻ｔ３ｄまでの期間において、直流電圧ＶＤＣに応じてＱ軸電流指令ＩＱｒｅｆを変更する理由を説明する。

時刻ｔ２ｄから時刻ｔ３ｄまでの期間、ＩＱｒｅｆを一定電流指令として放電動作を続けた場合、コンデンサ電圧が低下すると直流電圧ＶＤＣが低下し過変調運転領域となりＩＱがＩＱｒｅｆに追従できなくなる。それを回避するため、Ｑ軸電流指令演算手段３７は、直流電圧ＶＤＣに応じたＱ軸電流指令ＩＱｒｅｆを演算する。具体的には、ＩＱｒｅｆは（５）式を満たすように設定する。Ｒは放電抵抗９の抵抗値で、Ｘはタップ付き初充電用変圧器１４の漏れリアクタンスである。

上述の手段でコンデンサを目標電圧まで放電した後、時刻ｔ３ｄにて、全ての遮断器を「開」、ＤＳＭＭＣ変換器１Ａ、１Ｂのゲートパルス出力フラグＦＬＧ＿ＧＤＢを「１→０」に切り替え、ＤＳＭＭＣ１Ａ、１Ｂと初充電装置４を電気的に切り離すことで放電動作を完了させ、電力変換装置を安全に停止することができる。

以上で説明した初充電動作により、初充電動作時の突入過電流を防止しつつ２台のＤＳＭＭＣ変換器で構成する電力変換装置のコンデンサを同時に充電できるので、電力変換装置の起動、停止時間を高速化できる。また、放電動作時、初充電変圧器１４に電圧調整用のタップを設け、変圧器のタップを切り替えて電源電圧値を調整する機能を備えるので、放電時の回生運転範囲が広がり、放電抵抗で消費するエネルギーを特許文献２の手段と比較して約８０％削減できる。

図１１は、本発明の実施例４に係る電力変換装置の主回路構成例を示す図である。図１１は、実施例１の図１と比べて、初充電装置４内の放電抵抗９、放電用遮断器１１がないことが異なる。除かれた放電抵抗については初充電抵抗１０、放電用遮断器については初充電用遮断器１２がそれぞれ機能を担うことが特長である。

図１１のように構成することで、初充電装置を更に小型化することが可能となる。

１Ａ、１Ｂ：ＤＳＭＭＣ変換器
２Ａ、２Ｂ：三相電源
３：電圧位相検出手段
４：初充電装置
５：初充電用電源
６Ａ、６Ｂ：主回路用遮断器
７：初充電装置用遮断器
８：三相短絡用遮断器
９：放電抵抗
１０：初充電抵抗
１１：放電用遮断器
１２：充電用遮断器
１３：抵抗バイパス用遮断器
１４：タップ付き初充電用変圧器
１５、１６：変圧器タップ切替用遮断器
１７ＵＰ、１７ＵＮ、１７ＶＰ、１７ＶＮ、１７ＷＰ、１７ＷＮ：アーム変換器
１８、２１Ｐ、２１Ｎ：電流検出器
１９：循環電流抑制リアクトル
２０Ｐ、２０Ｎ：高抵抗
２３：単位変換器
２４Ｈ、２４Ｌ：スイッチング素子
２５：コンデンサ、２６：電圧検出器
２８Ｈ、２８Ｌ：ゲートドライブユニット（ＧＤＵ）
２９：信号変換器
３０：変調率決定手段
３１：ＰＷＭ演算手段
３２：ゲートパルス出力判定回路
３３：交流電流演算手段
３４：三相二相変換手段
３５：交流電流制御手段
３６：三相二相逆変換手段
３７：Ｑ軸電流指令演算手段
３８：デッドタイム演算手段

Claims (6)

1. 環流ダイオードが並列接続されたスイッチング素子を２組直列接続したスイッチング回路とコンデンサを並列接続して構成された単位変換器と、循環電流抑制リアクトルが直列に接続されてアームを構成し、２組の直列接続されたアームによりレグを構成し、２組のアームの接続点を交流端子として第１の交流電源の相に接続し、レグの両端を直流端子とする電力変換器と、一方端を第２の交流電源に接続し、他方端を前記第１の交流電源の相に接続する充放電装置を含む電力変換装置であって、
   前記充放電装置は、全タップ位置と半タップ位置に切替可能なタップ付き変圧器を含み、前記電力変換器の起動と停止時に、前記第１の交流電源に代えて前記電力変換器に接続されることを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置であって、
   前記電力変換器の起動時に前記タップ付き変圧器の高電圧タップ位置に接続し、前記電力変換器の停止時に前記タップ付き変圧器の低電圧タップ位置に接続することを特徴とする電力変換装置。
3. 環流ダイオードが並列接続されたスイッチング素子を２組直列接続したスイッチング回路とコンデンサを並列接続して構成された単位変換器と、循環電流抑制リアクトルが直列に接続されてアームを構成し、２組の直列接続されたアームによりレグを構成し、２組のアームの接続点を第１の交流電源の相に接続し、レグの両端を直流端子とする電力変換器と、一方端を第２の交流電源に接続し、他方端を前記第１の交流電源の相に接続する充放電装置を含む電力変換装置の制御装置であって、
   前記充放電装置は、高電圧タップ位置と低電圧タップ位置に切替可能なタップ付き変圧器を含み、前記電力変換器の起動と停止時に、前記第１の交流電源に代えて前記電力変換器に接続され、
   前記制御装置は、前記電力変換器の起動時に、前記第２の交流電源を抵抗、前記タップ付き変圧器の高電圧タップ位置を介して前記電力変換器の交流端子に接続する抵抗充電モードから、前記第２の交流電源から、前記タップ付き変圧器を介して前記電力変換器の交流端子に接続するバイパス充電モードに移行し、その後に前記単位変換器を点弧するスイッチング充電モードに移行し、前記第２の交流電源に代えて前記第１の交流電源を前記電力変換器に接続することを特徴とする電力変換装置の制御装置。
4. 請求項３に記載の電力変換装置の制御装置であって、
   前記制御装置は、前記単位変換器を点弧するスイッチング充電モードにおいて、前記スイッチング回路に与えるゲートパルスのＰＷＭ変調率を時間経過とともに増大させるように制御することを特徴とする電力変換装置の制御装置。
5. 請求項３または請求項４に記載の電力変換装置の制御装置であって、
   前記制御装置は、前記単位変換器を点弧する前記スイッチング充電モードにおいて、前記スイッチング素子を２組直列接続した前記スイッチング回路の一方の前記スイッチング素子に与えるゲートパルスをＯＦＦ信号とすることにより、前記スイッチング回路に並列接続したコンデンサが放電状態となることを阻止することを特徴とする電力変換装置の制御装置。
6. 環流ダイオードが並列接続されたスイッチング素子を２組直列接続したスイッチング回路とコンデンサを並列接続して構成された単位変換器と、循環電流抑制リアクトルが直列に接続されてアームを構成し、２組の直列接続されたアームによりレグを構成し、２組のアームの接続点を第１の交流電源の相に接続し、レグの両端を直流端子とする電力変換器と、一方端を第２の交流電源に接続し、他方端を前記第１の交流電源の相に接続する充放電装置を含む電力変換装置の制御装置であって、
   前記充放電装置は、高電圧タップ位置と低電圧タップ位置に切替可能なタップ付き変圧器を含み、前記電力変換器の起動と停止時に、前記第１の交流電源に代えて前記電力変換器に接続され、
   前記制御装置は、前記電力変換器の停止時に、前記第１の交流電源に代えて前記タップ付き変圧器の低電圧タップ位置を介して前記第２の交流電源に接続し、電流制御部が定めるＰＷＭ変調率のゲートパルスを前記スイッチング素子に与えて前記電力変換器を運転する回生放電モードから、前記タップ付き変圧器の低電圧タップ位置から抵抗を介して前記第２の交流電源に接続して運転する抵抗放電モードに移行することを特徴とする電力変換装置の制御装置。

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