JP2016100926A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】エネルギ蓄積要素を有する複数の変換器セルを備えた電力変換装置において、エネルギ蓄積要素を過電圧時に速やかに放電し、小型で信頼性の高い電力変換装置を提供する。
【解決手段】電力変換装置１００は、それぞれエネルギ蓄積要素１１と半導体スイッチング素子１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄとを有する変換器セル１０を、１あるいは複数直列接続して構成された複数の相アーム２０を有する電力変換器３０と、制御装置５０とを備える。電力変換器３０内で変換器セル１０を介して流れる循環電流の経路には、バイパススイッチ４１を備えた抵抗４０が直列接続され、抵抗４０はエネルギ蓄積要素１１の放電に用いられる。
【選択図】図１

Description

この発明は、半導体スイッチング素子とエネルギ蓄積要素とを有する複数の変換器セルを備えた電力変換装置に関するものである。

近年、高圧・大容量用途の電力変換装置においては、主回路となる電力変換器としてマルチレベル変換器の実用化が図られている。
このような電力変換器では、電力変換器の交流端子Ｕ、Ｖ、Ｗに、複数台の変換器セルを直列に接続し、これらの変換器セルに内在する半導体スイッチング素子をオン／オフ制御する。変換器セルには、ブリッジセルと呼ばれるフルブリッジの回路が用いられる。そして、交流端子Ｕ、Ｖ、Ｗに発生する無効電力、あるいは有効電力を自由に制御することの可能なモジュラー・マルチレベル・カスケード変換器（Ｍｏｄｕｌａｒ Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ Ｃａｓｃａｄｅ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）が開示されている（例えば、非特許文献１参照）。

一方、複数台の変換器セルを、交流端子Ｕ、Ｖ、Ｗと直流端子との間に直列に接続し、これらの変換器セルに内在する半導体スイッチング素子をオン／オフ制御する。変換器セルには、チョッパセルと呼ばれるハーフブリッジの回路が用いられる。そして、交流端子Ｕ、Ｖ、Ｗには交流電圧を、直流端子には直流電圧を発生させることのできる回路構成のモジュラー・マルチレベル変換器が開示されている（例えば、非特許文献２参照）。

さらに、前述のような変換器セルである変換器ユニット内のコンデンサを初期充電及び放電するため、以下の構成が開示されている。トランスは、スター結線で構成される一次巻線及び二次巻線と、デルタ結線で構成される三次巻線とを有する。一次巻線は交流遮断器を介して高電圧の交流電力系統に接続され、二次巻線は前記モジュラー・マルチレベル変換器の交流端子に接続され、三次巻線は、遮断器と初期充電及び放電用抵抗とを介して、低電圧の交流電源に接続される。３相短絡用スイッチが遮断器と初期充電及び放電用抵抗の間に設けられ、遮断器が３相交流電源側に設けられ、初期充電及び放電用抵抗がトランスの三次巻線側に設けられる（例えば、特許文献１参照）。

特開２０１４−１０８０００（第６頁、第７頁、 段落［００２９］〜［００４０］、図１、図５）

萩原 誠、前田 亮、赤木 泰文 著「モジュラー・マルチレベル・カスケード変換器（ＭＭＣＣ−ＳＤＢＣ）のＳＴＡＴＣＯＭへの応用」２０１１年、ＩＥＥＪ Ｖｏｌ．１３１ Ｎｏ．１２ ｐｐ．１４３３−１４４１ 萩原 誠、赤木 泰文 著「モジュラー・マルチレベル変換器（ＭＭＣ）のＰＷＭ制御法と動作検証」２００８年、ＩＥＥＪ Ｖｏｌ．１２８ Ｎｏ．７ ｐｐ．９５７−９６５

上記のような従来の電力変換装置では、電力変換器の交流端子を交流電源に接続して使用した際に、交流電源の電圧が正常範囲内から逸脱して過電圧となると、電力変換器の変換器セルに内在するエネルギ蓄積要素（例えばコンデンサ）の両端の電圧も過電圧となる。このような状態で変換器セル内の半導体スイッチング素子をスイッチング動作させ続けると、半導体スイッチング素子がオン状態からオフ状態に変化するターンオフの際に発生するサージ電圧が、エネルギ蓄積要素の両端の電圧に重畳される。このようにエネルギ蓄積要素の両端の電圧が上昇している状態にも関わらず、半導体スイッチング素子をスイッチング動作し続けることで、半導体スイッチング素子に印加される電圧が、半導体スイッチング素子の耐圧を超過して素子を破損してしまう可能性がある。

このような問題点を回避する為には、エネルギ蓄積要素の電圧が過電圧になると電力変換装置の運転を停止させる。上記非特許文献１、２記載の電力変換装置では交流電源の電圧が正常に戻っても、エネルギ蓄積要素を速やかに正常電圧範囲まで放電させて電力変換装置を再起動するのは困難であった。

上記特許文献１に記載の電力変換装置では、エネルギ蓄積要素であるコンデンサを放電するために、初期充電及び放電用抵抗を用いた放電用回路を、変圧器と交流電源との間に設けている。
しかし、コンデンサの放電電流を放電用回路に流すための経路切替用の短絡用スイッチや、放電用回路の経路も別途必要になり、装置構成が大型化して信頼性が低下するものであった。

この発明は上述のような課題を解決するためになされたものであり、電力変換装置が備えるエネルギ蓄積要素を速やかに放電することができ、且つ装置構成の小型化および低コスト化が可能で、信頼性の高い電力変換装置の提供を目的とする。

この発明に係る電力変換装置は、多相交流回路の各相にそれぞれ接続された複数の相アームを有する電力変換器と、制御装置とを備え、前記相アームは、それぞれエネルギ蓄積要素と半導体スイッチング素子とを有する変換器セルを、１あるいは複数直列接続して備え、前記電力変換器は、前記電力変換器内で前記変換器セルを介して流れる循環電流の経路内に直列接続され、前記エネルギ蓄積要素の放電に用いる抵抗と、前記抵抗に並列接続され前記抵抗をバイパスする第１バイパススイッチとを備えたものである。

この発明に係る電力変換装置によれば、電力変換装置が備えるエネルギ蓄積要素を速やかに放電し、且つ装置構成の小型化および低コスト化が可能で、信頼性の高い電力変換装置を提供することができる。

本発明の実施の形態１による電力変換装置の概略構成図である。 本発明の実施の形態１による電力変換器内の変換器セルの回路構成図である。 本発明の実施の形態１による変換器セルの出力状態と半導体スイッチング素子のスイッチング状態との関係を示す図である。 本発明の実施の形態１による電力変換装置の制御動作を示すフロー図である。 本発明の実施の形態２による電力変換装置を示す概略構成図である。 本発明の実施の形態２による電力変換器内の各変換器セルの回路構成図である。 本発明の実施の形態２による変換器セルの出力電圧と半導体スイッチング素子のスイッチング状態の関係を示す図である。 本発明の実施の形態２による電力変換装置の制御動作を示すフロー図である。 本発明の実施の形態２の別例による変換器セルの回路構成を示す図である。 本発明の実施の形態２による電力変換装置の他の構成例である。 本発明の実施の形態２による電力変換装置の他の構成例である。 本発明の実施の形態２による電力変換装置の他の構成例である。 本発明の実施の形態３による電力変換装置の概略構成図である。

実施の形態１．
以下、本発明の実施の形態１による電力変換装置１００について図を用いて説明する。
図１は、本発明の実施の形態１による電力変換装置１００を示す概略構成図である。
電力変換装置１００は、多相交流回路である３相交流電源（以下、交流回路１と称す）に接続されて電力変換を行う電力変換器３０と、電力変換器３０の動作を制御する制御装置５０とを備える。

図１に示すように、電力変換器３０は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３つの相アーム２０をデルタ結線状に接続して構成されている。各相アーム２０は、直列に接続された複数の変換器セル１０を備えており、複数の変換器セル１０にリアクトル３と抵抗４０とがさらに直列に接続されている。さらに抵抗４０には、この抵抗４０をバイパスするためのスイッチである第１バイパススイッチ４１が並列に接続されている。
各相アーム２０は、変圧器２を介して交流回路１の各相の交流端子Ｕ、Ｖ、Ｗにそれぞれ接続されており、変圧器２と交流回路１との間には、電力変換器３０と交流回路１とを切り離して電流を遮断するための切離スイッチ４２が直列に接続されている。

図２は、本発明の実施の形態１による電力変換器３０内の各変換器セル１０の回路構成図である。
図に示すように、変換器セル１０は、半導体スイッチング素子１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄに、各々還流ダイオード１７ａ、１７ｂ、１７ｃ、１７ｄが逆並列に接続された半導体素子１５ａ、１５ｂ、１５ｃ、１５ｄと、エネルギ蓄積要素ＥＳとを備えたフルブリッジ回路である。
半導体素子１５ｃと半導体素子１５ｄとの接続点には、変換器セル１０の出力端子Ｐｏを、半導体素子１５ａと半導体素子１５ｂとの接続点には、変換器セル１０の出力端子Ｎｏを設ける。図１に示すように、変換器セル１０の出力端子Ｐｏは、他の変換器セル１０の出力端子Ｎｏへ接続される。

図３は、変換器セル１０の出力電圧と、半導体スイッチング素子１６ａ〜１６ｄとのスイッチング状態の関係を示す図である。
図に示すように、半導体スイッチング素子１６ａ〜１６ｄをオン／オフさせることで、変換器セル１０の出力端子間には、コンデンサ１１の両端の正電圧か、負電圧か、零電圧のいずれかを出力することができる。
例えば、半導体スイッチング素子１６ｃと１６ｂがオン、１６ｄと１６ａがオフの場合では、コンデンサ１１の両端の正電圧が出力される。
また例えば、半導体スイッチング素子１６ｄと１６ａがオン、１６ｃと１６ｂがオフの場合では、コンデンサ１１の両端の負電圧が出力される。
また例えば、半導体スイッチング素子１６ｃと１６ａがオン、１６ｄと１６ｂがオフの場合では零電圧が出力され、半導体スイッチング素子１６ｄと１６ｂがオン、１６ｃと１６ａがオフの場合も零電圧が出力される。
各スイッチング状態の切替時には、デッドタイムと呼ばれる短絡防止期間を入れてもよい。

制御装置５０は、各変換器セル１０がそれぞれ備えるエネルギ蓄積要素ＥＳの両端の電圧Ｖｄｃを監視する監視部５１を備えている。
さらに制御装置５０内には、電圧Ｖｄｃを判定する為の基準電圧Ｖｂと、交流回路１の電圧Ｖａｃを判定するための電圧Ｖａｃｂとが予め設定されている。

上記のエネルギ蓄積要素ＥＳとして、ここでは例としてコンデンサ１１を用いる。
また、上記の半導体スイッチング素子１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄには、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ−Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）やＧＣＴ（Ｇａｔｅ Ｃｏｍｍｕｔａｔｅｄ Ｔｕｒｎ−ｏｆｆ ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ）、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などの半導体スイッチング素子を使用する。
また、電流容量に応じて各半導体素子１５ａ、１５ｂ、１５ｃ、１５ｄは、それぞれ複数素子を並列に接続して用いてもよい。
また、上記の切離スイッチ４２および第１バイパススイッチ４１は、開閉器でも良いし遮断器でも良い。
なお、上記の変圧器２は必ずしも必要ではなく、電圧調整や絶縁が不要であれば省略することができる。その場合、変圧器２の漏れインダクタンスの代わりにリアクトルを接続してもよい。

以下、本発明の実施の形態１による電力変換装置１００の制御動作について説明する。
図４は、本発明の実施の形態１による電力変換装置１００の制御動作を示すフロー図である。
電力変換装置１００の運転を開始する際、制御装置５０は、開閉指令５０ｂにより第１バイパススイッチ４１を開状態に制御する（ＳＴＥＰ００１）。
次に、制御装置５０は、開閉指令５０ｃにより切離スイッチ４２を閉状態に制御して、電力変換器３０を交流回路１に接続する（ＳＴＥＰ００２）。
これにより、交流回路１から抵抗４０を介して各変換器セル１０内のコンデンサ１１に充電電流が流れ、コンデンサ１１は初期充電される。この初期充電時に発生する突入電流は抵抗４０により抑制される。
次に、制御装置５０は、開閉指令５０ｂにより第１バイパススイッチ４１を閉状態に制御して、抵抗４０をバイパスさせる（ＳＴＥＰ００３）。
次に、制御装置５０は、スイッチング指令５０ａにより変換器セル１０内の半導体スイッチング素子１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄをオン、オフさせるスイッチング動作を行って変換器セル１０の出力を制御し、電力変換器３０から交流電力（無効電力）を出力する（ＳＴＥＰ００４）。

ＳＴＥＰ００４の電力変換装置１００の通常運転中において、交流回路１の電圧が正常範囲を逸脱して過電圧となった場合では、その影響をうけて変換器セル１０が備えるコンデンサ１１の電圧Ｖｄｃも過電圧となる。
制御装置５０は、図示しない電圧センサにより検出された複数のコンデンサ１１の両端の電圧Ｖｄｃを監視部５１により監視し、少なくとも１つのコンデンサ１１の両端の電圧Ｖｄｃが、予め設定された基準電圧Ｖｂを超過して過電圧となった際には、電力変換器３０の異常状態と判定する（ＳＴＥＰ００５、Ｙｅｓ）
基準電圧Ｖｂとは、コンデンサ１１の電圧Ｖｄｃがこの基準電圧Ｖｂを超えた場合に、制御装置５０が異常とみなす電圧値である。

次に、制御装置５０は、スイッチング指令５０ａにより電力変換器３０内の全ての半導体スイッチング素子１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄをオフにして（この状態をゲートブロック状態と呼ぶ）、電力変換器３０の交流出力を停止する（ＳＴＥＰ００６）。

次に、制御装置５０は、開閉指令５０ｃにより切離スイッチ４２を開状態に制御して、電力変換器３０を交流回路１から切り離す（ＳＴＥＰ００７）。
次に、制御装置５０は、開閉指令５０ｂにより抵抗４０をバイパスしていた第１バイパススイッチ４１を開状態に制御する（ＳＴＥＰ００８）。

次に、制御装置５０は、スイッチング指令５０ａにより電力変換器３０内の全ての変換器セル１０が、コンデンサ１１の両端の正または負の電圧の出力状態を維持するように制御する（ＳＴＥＰ００９）。
このように、電力変換器３０を交流回路１から切り離した上で、全ての変換器セル１０が正または負の電圧の出力状態を維持するように変換器セル１０を制御する。これにより、デルタ結線にて形成された電力変換器３０の循環電流の経路内に、抵抗４０を介してコンデンサ１１からの放電電流を流して、コンデンサ１１のエネルギを放電させることができる。
こうして、コンデンサ１１の両端の電圧Ｖｄｃを速やかに基準電圧Ｖｂ以下の正常範囲内まで下げることができる。
なお、ＳＴＥＰ００９においては、全ての変換器セル１０の出力電圧が同一極性（同一方向）となるように制御している。

次に、制御装置５０は、監視部５１により、コンデンサ１１の両端の電圧Ｖｄｃが、基準電圧Ｖｂ以下の正常範囲内であることを確認する（ＳＴＥＰ０１０、Ｙｅｓ）。
次に、制御装置５０は、スイッチング指令５０ａにより、変換器セル１０の正または負の電圧の出力状態を維持する制御を停止させて全ての半導体スイッチング素子１６ａ〜１６ｄをオフし、コンデンサ１１の放電を停止する（ＳＴＥＰ０１１）。

次に、制御装置５０は、交流回路１の電圧Ｖａｃが電圧Ｖａｃｂ以下の正常範囲内であることを確認する（ＳＴＥＰ０１２、Ｙｅｓ）。
電圧Ｖａｃｂとは、交流回路１の電圧値であり、電力変換装置１００が通常動作を継続しうる正常電圧範囲に基づく電圧値である。通常、交流回路１の電圧状態などによって設計される。

次に、制御装置５０は、開閉指令５０ｃにより切離スイッチ４２を閉状態に制御して、交流回路１と電力変換器３０とを接続する（ＳＴＥＰ０１３）。
次に、制御装置５０は、開閉指令５０ｂにより第１バイパススイッチを閉状態に制御して、抵抗４０をバイパスする（ＳＴＥＰ０１４）。
次に、制御装置５０は、スイッチング指令５０ａにより、電力変換器３０の通常動作時のスイッチング動作を再開させ、電力変換器３０から交流電力を出力して電力変換装置１００の通常運転を開始する（ＳＴＥＰ０１５）。

なお、上記ＳＴＥＰ０１０において、検出されたコンデンサ１１の両端の電圧Ｖｄｃが、監視部５１により基準電圧Ｖｂを超えて正常範囲外と判定された場合は（ＳＴＥＰ０１０、Ｎｏ）、ＳＴＥＰ００９に戻り、引き続きコンデンサ１１を放電させる。

なお、上記のＳＴＥＰ００９のコンデンサ１１の放電時において、各変換器セル１０に流れる最大電流Ｉｍａｘは、
最大電流Ｉｍａｘ＝（基準電圧Ｖｂ×変換器セル１０の数）／（抵抗４０の抵抗値Ｒ×抵抗４０の数）
で導出できる。
抵抗４０は、この最大電流Ｉｍａｘが、変換器セル１０内の半導体素子１５ａ〜１５ｄの定格電流以下になるように抵抗値Ｒを選定する。これにより、半導体素子１５ａ〜１５ｄを破損する恐れがない。

上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置１００によると、電力変換器３０内の変換器セル１０のコンデンサ１１の両端の電圧Ｖｄｃが過電圧となった異常状態では、電力変換器３０の出力を停止させた上で、電力変換器３０を交流回路１から切り離す。そして、コンデンサ１１が放電するように変換器セル１０の正または負の出力状態を維持することで、電力変換器３０内で変換器セル１０を介して流れる循環電流の経路に、コンデンサ１１から放電された電流を流す。これにより、この循環電流の経路内に直列接続された抵抗４０によってコンデンサ１１のエネルギを放電させることが可能になる。

また、交流回路１の電圧が正常範囲内に戻った場合には、早急な電力変換装置１００の再起動が要求される。
本実施の形態による電力変換装置１００では、循環電流の経路内に抵抗４０を設け、コンデンサ１１を放電させるように変換器セル１０を制御するため、コンデンサ１１の電圧Ｖｄｃを速やかに正常範囲内まで下げることができる。このため、交流回路１の電圧が正常範囲内に復帰した場合に、直ちに電力変換装置１００を再起動して交流回路１に接続させることができるため、所望の無効電力を出力できない期間を短縮することができる。

また、コンデンサ１１の両端の電圧Ｖｄｃが高い状態で、半導体スイッチング素子１６ａ〜１６ｄをターンオフスイッチングすることがなく、過電圧による半導体素子１５ａ〜１５ｄの破損を回避することができる。

また、上述したように、コンデンサ１１は完全に放電せず、コンデンサ１１の両端の電圧Ｖｄｃが基準電圧Ｖｂ以下になった時点で、コンデンサ１１の放電を停止する上記ＳＴＥＰ０１１の制御に移行する。このため、電力変換装置１００の再起動において、起動時間をさらに短縮することができる。

また、本実施の形態による電力変換装置１００は、予め電力変換器３０内に存在する循環電流が流れる経路を用いてコンデンサ１１の放電を行うものなので、放電用の経路を別途設ける必要がなく、そのための追加の設備も不要である。
さらに、コンデンサ１１を放電するための抵抗４０を、コンデンサ１１の初期充電用抵抗にも利用するため、使用する部品数が少なく、信頼性を向上させることができ、また小型化が可能で製造安価である。
なお、本実施の形態では、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の全ての相アーム２０にそれぞれ抵抗４０を配置した例を挙げて説明しているが、この形態に限るものではなく、少なくとも一つの抵抗４０が、電力変換器３０の循環電流の経路内に直列に接続されていればよい。

なお、上記ＳＴＥＰ００９では、全ての変換器セル１０のコンデンサ１１を放電状態にした。しかしながら、全ての変換器セル１０のコンデンサ１１を放電状態にする制御に限るものではない。例えば、過電圧となった変換器セル１０のコンデンサ１１のみを正または負の電圧の出力状態にして放電し、その他の変換器セル１０を零電圧の出力状態にしてもよい。この場合、過電圧状態でないコンデンサ１１を放電しないため、電力変換装置１００の再起動時において、起動時間をさらに短縮することができる。

また、上記のＳＴＥＰ００５では、複数のコンデンサ１１の両端の電圧Ｖｄｃのうちで、少なくとも１つのコンデンサ１１の両端の電圧Ｖｄｃが、基準電圧Ｖｂを超過したかどうかの判定を行ったが、これに限るものではない。例えば複数のコンデンサ１１の両端の電圧Ｖｄｃの平均値を用いて判定するものでもよく、また例えば、基準となる任意の変換器セル１０を選出し、その両端の電圧Ｖｄｃで判定するものでもよい。
また、上記のＳＴＥＰ００２とＳＴＥＰ００３、ＳＴＥＰ００７とＳＴＥＰ００８およびＳＴＥＰ０１３とＳＴＥＰ０１４の制御順番は逆でもよい。

実施の形態２．
以下、この発明の実施の形態２を、上記実施の形態１と異なる箇所を中心に図を用いて説明する。上記実施の形態１と同様の部分は同一符号を付して説明を省略する。
図５は、本発明の実施の形態２による電力変換装置２００を示す概略構成図である。
電力変換装置２００は、直流と交流との間で電力変換を行う電力変換器２３０と、電力変換器２３０の動作を制御する制御装置５０とを備える。

図５に示す様に、電力変換器２３０は、正側直流母線４Ｐに接続される相アームである正側相アーム２２０Ｐと、負側直流母線４Ｎに接続される相アームである負側相アーム２２０Ｎとを直列接続して構成したＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３つのレグ回路２２５を備えている。
各正側相アーム２２０Ｐおよび負側相アーム２２０Ｎは、直列に接続された複数の変換器セル２１０を備えている。正側相アーム２２０Ｐが備える複数の変換器セル２１０には、リアクトル２０３Ｐと抵抗４０とがさらに直列に接続されており、負側相アーム２２０Ｎが備える複数の変換器セル２１０には、リアクトル２０３Ｎと抵抗４０とがさらに直列に接続されている。さらに各抵抗４０には、この抵抗４０をバイパスするためのスイッチである第１バイパススイッチ４１が並列に接続されている。

Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のレグ回路２２５は、正側直流母線４Ｐと負側直流母線４Ｎとの間に並列に接続されている。各相の正側相アーム２２０Ｐと負側相アーム２２０Ｎとの接続点は、それぞれ変圧器２を介して３相の交流回路１の各相の交流端子Ｕ、Ｖ、Ｗに接続されている。変圧器２と交流回路１との間には、電力変換器２３０と交流回路１とを切り離して電流を遮断するための切離スイッチ４２が直列に接続される。また電力変換器２３０と直流端子Ｐ、Ｎとの間には、直流端子Ｐ、Ｎに接続される直流電源などの直流回路（図示せず）と電力変換器２３０とを切り離して電流を遮断するための切離スイッチ２４４が直列に接続されている。

図６は、本発明の実施の形態２による電力変換器２３０内の各変換器セル２１０の回路構成図である。
図に示すように、変換器セル２１０は、半導体スイッチング素子１６ｃ、１６ｄに、各々還流ダイオード１７ｃ、１７ｄが逆並列に接続された半導体素子１５ｃ、１５ｄと、コンデンサ１１とを備えたハーフブリッジ回路である。
半導体素子１５ｃと半導体素子１５ｄとの接続点には、変換器セル２１０の出力端子Ｐｏを、コンデンサ１１の負側には、変換器セル２１０の出力端子Ｎｏを設ける。
図５に示すように、変換器セル２１０の出力端子Ｐｏは、他の変換器セル２１０の出力端子Ｎｏへ接続される。
なお、半導体素子１５ｃ、１５ｄには、電流容量に応じてそれぞれ複数の半導体素子を並列に接続して用いてもよい。また、上記の切離スイッチ２４４は、開閉器でも良いし遮断器でも良い。

図７は、本発明の実施の形態２による変換器セル２１０の出力電圧と、半導体スイッチング素子１６ｃ、１６ｄのスイッチング状態の関係を示す図である。
図に示すように、半導体スイッチング素子１６ｃ、１６ｄをオン／オフさせることで、変換器セル２１０の出力端子Ｐｏ、Ｎｏ間には、コンデンサ１１の両端の正電圧か零電圧のいずれかを出力することができる。
例えば、半導体スイッチング素子１６ｃがオン、１６ｄがオフの場合では、コンデンサ１１の両端の正電圧が出力される。
また例えば、半導体スイッチング素子１６ｄがオン、１６ｃがオフの場合は、零電圧が出力される。
各スイッチング状態の切替時には、デッドタイムと呼ばれる短絡防止期間を入れてもよい。

また、制御装置５０の監視部５１は、実施の形態１と同様に各変換器セル２１０がそれぞれ備えるコンデンサ１１の両端の電圧Ｖｄｃを監視する。

以下、本発明の実施の形態２による電力変換装置２００の制御動作について説明する。
図８は、本発明の実施の形態２による電力変換装置の制御動作を示すフロー図である。
実施の形態１で示したＳＴＥＰ００１〜ＳＴＥＰ００８、ＳＴＥＰ０１２〜ＳＴＥＰ０１５までの制御動作は、後述の異なる点を除いては、本実施の形態についてもほぼ同様のものであり、図８においての図示は便宜上省略する。

まず、ＳＴＥＰ００１〜ＳＴＥＰ００８において、実施の形態１と異なる点を以下に述べる。
ＳＴＥＰ００２において、本実施の形態では、開閉指令５０ｃにより切離スイッチ４２と切離スイッチ２４４とを閉状態に制御する。切離スイッチ２４４に対する開閉指令５０ｃの図示は便宜上省略する。

またＳＴＥＰ００４において、本実施の形態では、制御装置５０は、変換器セル２１０内の半導体スイッチング素子１６ｃ、１６ｄをオン、オフさせるスイッチング動作を行って変換器セル２１０の出力を制御し、交流端子Ｕ、Ｖ、Ｗには交流電圧を、直流端子Ｐ、Ｎには直流電圧を発生させる。
ＳＴＥＰ００６において、本実施の形態では、電力変換器２３０の全変換器セル２１０の半導体スイッチング素子１６ｃ、１６ｄをオフして出力を停止する。
ＳＴＥＰ００７において、制御装置５０は、切離スイッチ４２と切離スイッチ２４４とを開状態に制御する。

制御装置５０は、図４に示すＳＴＥＰ００１〜ＳＴＥＰ００８を経て、コンデンサ１１の電圧Ｖｄｃが基準電圧Ｖｂを超過する過電圧時には電力変換器２３０の出力を停止させ、電力変換器２３０を、交流回路１と直流回路（直流端子Ｐ、Ｎ）とから切り離す。

次に、制御装置５０は、Ｕ相を選択して、スイッチング指令５０ａによりＵ相のレグ回路２２５が備える全ての変換器セル２１０が、コンデンサ１１の両端の正電圧の出力状態を維持するように制御する。そして、その他のＶ相およびＷ相のレグ回路２２５が備える全ての変換器セル２１０が零電圧の出力状態を維持するように制御する。（ＳＴＥＰ２００９ａ）。
このように、Ｕ相の変換器セル２１０のみを出力状態に制御する理由を説明する。例えば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の全ての変換器セル２１０を出力状態にすると、変換器セル２１０のコンデンサ１１の両端の電圧が略等しい場合には、抵抗４０に印加される電圧は略零となる。そのため、放電電流が流れず、コンデンサ１１を放電することができないからである。
本実施の形態では、抵抗４０に電圧が印加されるように、放電対象の相の変換器セル２１０のみを正の出力状態とし、その他の２相の変換器セル２１０の直流回路を零出力状態に制御する。

こうして、電力変換器２３０を交流回路１と直流回路とから切り離した上で、Ｕ相のレグ回路２２５と、Ｖ相およびＷ相のレグ回路２２５との間に電位差を生じさせることにより、抵抗４０に電圧が印加される。これにより、Ｕ相のレグ回路２２５と他の２相のレグ回路２２５との間に、抵抗４０を介してＵ相のコンデンサ１１からの放電電流を流して、Ｕ相の全てのコンデンサ１１のエネルギを放電させることができる。
こうして、Ｕ相の全てのコンデンサ１１の両端の電圧Ｖｄｃを速やかに基準電圧Ｖｂ以下の正常範囲内まで下げることができる。

次に、制御装置５０は、監視部５１により、Ｕ相の各コンデンサ１１の両端の電圧Ｖｄｃが、基準電圧Ｖｂ以下の正常範囲内であることを判定する（ＳＴＥＰ２０１０ａ、Ｙｅｓ）。
次に、制御装置５０は、スイッチング指令５０ａによりＵ相の全ての変換器セル２１０の正電圧の出力状態を維持する制御を停止させて全変換器セル２１０半導体スイッチング素子１６ｃ、１６ｄをオフし、Ｕ相のコンデンサ１１の放電を停止する（ＳＴＥＰ２０１１ａ）。
次に、制御装置５０は、図示しない電流センサにより、抵抗４０を流れる電流Ｉｃが、零となったことを確認する（ＳＴＥＰ２０５０ａ、Ｙｅｓ）。

次に、制御装置５０は、Ｖ相を選択して、スイッチング指令５０ａによりＶ相のレグ回路２２５が備える全ての変換器セル２１０が、コンデンサ１１の両端の正電圧の出力状態を維持するように制御する。そして、その他のＵ相およびＷ相のレグ回路２２５が備える全ての変換器セル２１０が零電圧の出力状態を維持するように制御する（ＳＴＥＰ２００９ｂ）。
これにより、Ｖ相のレグ回路２２５と他の２相のレグ回路２２５との間に、抵抗４０を介してＶ相のコンデンサ１１からの放電電流を流して、Ｖ相の全てのコンデンサ１１のエネルギを放電させることができる。

次に、制御装置５０は、監視部５１により、Ｖ相の各コンデンサ１１の両端の電圧Ｖｄｃが、基準電圧Ｖｂ以下の正常範囲内であることを判定する（ＳＴＥＰ２０１０ｂ、Ｙｅｓ）。
次に、制御装置５０は、スイッチング指令５０ａによりＶ相の全ての変換器セル２１０の正電圧の出力状態を維持する制御を停止させて全変換器セル２１０の半導体スイッチング素子１６ｃ、１６ｄをオフし、Ｖ相のコンデンサ１１の放電を停止する（ＳＴＥＰ２０１１ｂ）。
次に、制御装置５０は、図示しない電流センサにより、抵抗４０を流れる電流Ｉｃが、零となったことを確認する（ＳＴＥＰ２０５０ｂ、Ｙｅｓ）。

次に、制御装置５０は、Ｗ相を選択して、スイッチング指令５０ａによりＷ相のレグ回路２２５が備える全ての変換器セル２１０が、コンデンサ１１の両端の正電圧の出力状態を維持するように制御する。そして、その他のＵ相およびＶ相のレグ回路２２５が備える全ての変換器セル２１０が零電圧の出力状態を維持するように制御する（ＳＴＥＰ２００９ｃ）。
これにより、Ｗ相のレグ回路２２５と他の２相のレグ回路２２５との間に、抵抗４０を介してＷ相のコンデンサ１１からの放電電流を流して、Ｗ相の全てのコンデンサ１１のエネルギを放電させることができる。

次に、制御装置５０は、監視部５１により、Ｗ相の各コンデンサ１１の両端の電圧Ｖｄｃが、基準電圧Ｖｂ以下の正常範囲内であることを判定する（ＳＴＥＰ２０１０ｃ、Ｙｅｓ）。
次に、制御装置５０は、スイッチング指令５０ａによりＷ相の全ての変換器セル２１０の正電圧の出力状態を維持する制御を停止させて全変換器セル２１０の半導体スイッチング素子１６ｃ、１６ｄをオフし、Ｗ相のコンデンサ１１の放電を停止する（ＳＴＥＰ２０１１ｃ）。
次に、制御装置５０は、図示しない電流センサにより、抵抗４０を流れる電流Ｉｃが、零となったことを確認する（ＳＴＥＰ２０５０ｃ、Ｙｅｓ）。

次に、制御装置５０は、図４に示すＳＴＥＰ０１２以降の制御動作に移行するが、その制御動作で実施の形態１と異なる点を以下に述べる。
ＳＴＥＰ０１３において、本実施の形態では、切離スイッチ４２と切離スイッチ２４４とを閉状態に制御する。

またＳＴＥＰ０１５において、本実施の形態では、制御装置５０は、電力変換器２３０から交流電圧と直流電圧とを発生させる。
こうして、制御装置５０は、図４に示すＳＴＥＰ０１２〜ＳＴＥＰ０１５を経て、電力変換器２３０を、交流回路１と直流回路とに接続し、電力変換器２３０の交流出力と直流出力とを開始する。

なお、上記のＳＴＥＰ２００９ａ、２００９ｂ、２００９ｃのコンデンサ１１の放電時において、各変換器セル２１０に流れる最大電流Ｉｍａｘは、
最大電流Ｉｍａｘ＝（基準電圧Ｖｂ×出力状態の変換器セル２１０の数）／（放電経路内の等価抵抗値Ｒｅ）
で導出できる。
等価抵抗値Ｒｅは、上記ＳＴＥＰ２００９ａ〜２０５０ｃのような場合は、
等価抵抗値Ｒｅ＝抵抗４０の抵抗値Ｒ×（２＋（２／２））＝抵抗４０の抵抗値Ｒ×３
で導出できる。
抵抗４０は、この最大電流Ｉｍａｘが、変換器セル２１０内の半導体素子１５ｃ、１５ｄの定格電流以下になるように選定する。これにより半導体素子１５ｃ、１５ｄを破損する恐れがない。

また、上記の制御例では、制御装置は始めにＵ相を選択して、Ｕ相のレグ回路２２５が備えるコンデンサ１１を放電し、次にＶ相を選択してＶ相のコンデンサ１１を放電し、次にＷ相を選択してＷ相のコンデンサ１１の放電を行ったが、選択する相の順番はこれに限るものではない。

上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置２００によると、上記実施の形態１と同様の効果を奏し、循環電流の経路内に抵抗４０を設け、コンデンサ１１を放電させるように変換器セル２１０を制御するため、コンデンサ１１の電圧Ｖｄｃを速やかに正常範囲内まで下げることができる。このため、交流回路１の電圧が正常範囲内に復帰した場合に、直ちに電力変換装置２００を再起動して交流回路１と直流回路とに接続させることができる。

また、予め電力変換器２３０内に存在する循環電流が流れる経路を用いてコンデンサ１１の放電を行うものなので、放電用の経路を別途設ける必要がなく、そのための追加の設備も不要である。
さらに、コンデンサ１１を放電するための抵抗４０を、コンデンサ１１の初期充電用抵抗にも利用するため、使用する部品数が少なく、信頼性を向上させることができ、また小型化が可能で製造安価である。
なお、本実施の形態では、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の全ての正側相アーム２２０Ｐおよび負側相アーム２２０にＮそれぞれ抵抗４０を配置した例を挙げて説明しているが、この形態に限るものではなく、少なくとも一つの抵抗４０が、電力変換器２３０の循環電流の経路内に直列に接続されていれば、コンデンサ１１の放電に用いることができる。

なお、上記ＳＴＥＰ２００９ａ、２００９ｂ、２００９ｃでは、各レグ回路２２５内の全ての変換器セル２１０のコンデンサ１１を放電状態にした。しかしながら、各レグ回路２２５内の全ての変換器セル２１０のコンデンサ１１を放電状態にする制御に限るものではない。例えば、過電圧となった変換器セル２１０のコンデンサ１１のみを正の電圧の出力状態にして放電し、その他の変換器セル２１０を零電圧の出力状態にしてもよい。この場合、過電圧状態でないコンデンサ１１を放電しないため、電力変換装置２００の再起動時において、起動時間をさらに短縮することができる。

また、上述した制御では、１相を順次選択して、選択された相を順次放電したが、これに限るものではない。コンデンサ１１を放電するように出力状態に制御される変換器セル２１０の数を、レグ回路２２５間で電位差が生じるように決定することで、抵抗４０を介して放電電流を流すことができ、コンデンサ１１は放電される。

本実施の形態では、図６に示すハーフブリッジの変換器セル２１０を前提として説明したが、実施の形態１の図２に示すフルブリッジ回路（変換器セル１０）を用いてもよい。その場合、実施の形態１と同様に、変換器セル１０のコンデンサ１１の両端の正電圧、負電圧および零電圧の出力が可能になる。
この場合、上記ＳＴＥＰ２００９ａ、２００９ｂ、２００９ｃのコンデンサ１１の放電制御において、抵抗４０に電圧が印加されるように、放電対象の相における変換器セル１０は正または負の出力状態に制御する。
また、図９は、さらに別例による変換器セル２１０ａの回路構成を示す図である。
図９に示すように、変換器セル２１０ａは、３つの半導体素子１５ａ、１５ｂ、１５ｃとダイオード１８とコンデンサ１１とで構成される。
図２、図９で示す構成の変換器セル１０、２１０ａを用いることで、正負直流母線４Ｐ、４Ｎ間が短絡した時の短絡電流を抑制することができる。

図１０〜図１２は、本発明の実施の形態２による電力変換装置２００の他の構成例である。
図１０に示す電力変換装置２００ａは、図５に示すリアクトル２０３Ｐとリアクトル２０３Ｎとを磁気結合させたリアクトル２０３を用いている。
図１１に示す電力変換装置２００ｂは、図５に示すリアクトル２０３Ｐとリアクトル２０３Ｎとを、負極側（負側直流母線４Ｎの側）に集中させて、リアクトル２０３Ｎのみを配置している。
図１２に示す電力変換装置２００ｃは、リアクトルを備えていないが、配線インダクタンスなどの寄生インダクタンスを有しており、この寄生インダクタンスが図５に示すリアクトル２０３Ｐ、２０３Ｎの代替の働きを有する。
上記図１０〜図１２に示す構成の電力変換装置２００ａ〜２００ｃにおいても、本発明の適用が可能であり、同様の効果を奏する。

実施の形態３．
以下、この発明の実施の形態３を、上記実施の形態１および２と異なる箇所を中心に図を用いて説明する。上記実施の形態１および２と同様の部分は同一符号を付して説明を省略する。
図１３は、本発明の実施の形態３による電力変換装置３００を示す概略構成図である。
本実施の形態で用いる電力変換器３０は、実施の形態１と同様である。
実施の形態１と異なる点は、交流回路１と変圧器２との間の各相に、抵抗３０６を直列に接続したところである。さらに抵抗３０６には、この抵抗３０６をバイパスするための第２バイパススイッチ３４５が並列に接続されている。
この抵抗３０６は、変圧器２が磁気飽和した場合に励磁電流を抑制することができる。

実施の形態１のＳＴＥＰ００１と同様に、電力変換装置３００の運転を開始する際には、制御装置５０は、開閉指令５０ｂにより第１バイパススイッチ４１を開状態に制御し、さらに本実施の形態では、開閉指令５０ｄにより第２バイパススイッチ３４５を開状態に制御する。
そして、実施の形態１のＳＴＥＰ００２と同様に、制御装置５０は、開閉指令５０ｃにより切離スイッチ４２を閉状態に制御して、電力変換器３０を交流回路１に接続する。
こうして変圧器２の励磁電流やコンデンサ１１の初期充電電流を、抵抗３０６と抵抗４０とで抑制するため、変圧器２や半導体素子１５ａ〜１５ｄの破壊を防止することができる。

抵抗３０６は、変圧器２の巻線の電流を低減することに寄与するのに対し、電力変換器３０内の半導体素子１５ａ〜１５ｄの電流は、抵抗３０６と抵抗４０との両方で抑制される。
ここで、抵抗３０６と抵抗４０との抵抗値の合計は、コンデンサ１１の初期充電電流を抑制することができる抵抗値に設計される。これは、通常、変圧器の巻線よりも、半導体素子の方が過電流には弱いため、変圧器２の励磁電流を抑制するよりも、電力変換器３０内の半導体素子１５ａ〜１５ｄの方を保護する目的が大きいためである。

このような構成とすることで、電力変換器３０の循環電流の経路内に接続された抵抗４０の抵抗値を小さくすることができる。これにより電力変換器３０を小型化することができ、信頼性を向上することが可能になる。

また、上記実施の形態１、２および３に示した電力変換装置の回路構成は、あくまでも一例であって、１あるいは複数の直列に接続された変換器セルを備え、かつ変換器セルを通って循環電流が流れる経路が存在し、その経路内に抵抗４０が配置されていれば、本発明の係る範囲となる。
なお、変換器セルが直列に接続された回路構成を備える電力変換器は、一般には、カスケード変換器と呼ばれる変換器や、ＭＭＣ（Ｍｏｄｕｌａｒ Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ、モジュラー・マルチレベル変換器）や、チェーン接続変換器などが挙げられる。

なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

１ 交流回路、２ 変圧器、１０，２１０，２１０ａ 変換器セル、
１１ コンデンサ、１６ａ，１６ｂ，１６ｃ，１６ｄ 半導体スイッチング素子、
２０ 相アーム、２２０Ｐ 正側相アーム、２２０Ｎ 負側相アーム、
２２５ レグ回路、３０，２３０ 電力変換器、４０ 抵抗、４Ｐ 正側直流母線、
４Ｎ 負側直流母線、４１ 第１バイパススイッチ、４２ 切離スイッチ、
５０ 制御装置、５１ 監視部、
１００，２００，２００ａ，２００ｂ，２００ｃ，３００ 電力変換装置、
３０６ 抵抗、３４５ 第２バイパススイッチ。

Claims (16)

1. 多相交流回路の各相にそれぞれ接続された複数の相アームを有する電力変換器と、
   制御装置とを備え、
   前記相アームは、それぞれエネルギ蓄積要素と半導体スイッチング素子とを有する変換器セルを、１あるいは複数直列接続して備え、
   前記電力変換器は、
   前記電力変換器内で前記変換器セルを介して流れる循環電流の経路内に直列接続され、前記エネルギ蓄積要素の放電に用いる抵抗と、
   前記抵抗に並列接続され前記抵抗をバイパスする第１バイパススイッチとを備えたことを特徴とする電力変換装置。
2. 前記制御装置は、
   前記エネルギ蓄積要素の電圧を監視する監視部を備え、前記エネルギ蓄積要素の電圧が基準電圧を超えると、前記電力変換器と前記多相交流回路とを切り離し、前記第１バイパススイッチを開状態に制御し、前記エネルギ蓄積要素が放電するように前記変換器セルを正または負の出力状態に制御して、前記エネルギ蓄積要素から放電された電流を前記循環電流の経路に流すことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御装置は、複数の前記変換器セルのうち、前記エネルギ蓄積要素の電圧が前記基準電圧を超えた変換器セルに対し、前記エネルギ蓄積要素が放電するように正または負の出力状態に制御することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記複数の相アームがデルタ結線され、少なくとも一つの前記相アーム内に前記抵抗が配置されたことを特徴とする請求項２または請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記複数の相アームのうち正側の直流母線に接続される正側相アームと、負側の直流母線に接続される負側相アームとが直列接続され、その接続点が前記多相交流回路の各相に接続された複数のレグ回路が、前記正側の直流母線と負側の直流母線との間に並列接続されて、前記電力変換器は交流と直流との間で電力変換を行い、
   少なくとも一つの前記相アーム内に、前記抵抗が配置されたことを特徴とする請求項２または請求項３に記載の電力変換装置。
6. 前記複数の変換器セルのうち、正または負の出力状態に制御される前記変換器セルの数は、前記レグ回路間で電位差が生じるように決定されることを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
7. 全ての前記相アーム内に、前記抵抗がそれぞれ配置されたことを特徴とする請求項４から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
8. 前記抵抗は、前記エネルギ蓄積要素の初期充電における電流を抑制することを特徴とする請求項４または請求項７に記載の電力変換装置。
9. 前記電力変換器は変圧器を介して前記多相交流回路に接続され、
   前記変圧器と前記多相交流回路との間に、電流を遮断する切離スイッチが直列接続され、
   前記制御装置は、前記エネルギ蓄積要素の電圧が前記基準電圧を超えると、前記切離スイッチを開状態に制御することを特徴とする請求項２から請求項８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
10. 前記変圧器と前記多相交流回路との間に、電流を制限する抵抗と、この抵抗をバイパスする第２バイパススイッチとを備えることを特徴とする請求項９に記載の電力変換装置。
11. 前記制御装置は、前記エネルギ蓄積要素の電圧が前記基準電圧以下になると、前記エネルギ蓄積要素を放電させる前記変換器セルの制御を停止させ、前記第１バイパススイッチを閉状態に制御することを特徴とする請求項２から請求項１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
12. 前記抵抗の抵抗値は、前記エネルギ蓄積要素から放電された電流が、前記半導体スイッチング素子の定格電流を超過しないように決定されることを特徴とする請求項１から請求項１１のいずれか１項に記載の電力変換装置。
13. 前記制御装置は、前記複数の変換器セルの出力電圧が、全て同一極性となるように前記変換器セルを制御することを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
14. 前記制御装置は、順次、１相を選択し、前記複数のレグ回路のうち、選択された相のレグ回路が備える前記変換器セルを正または負の出力状態に制御し、他相のレグ回路が備える前記変換器セルを零出力状態に制御して、前記選択された相のレグ回路内の前記エネルギ蓄積要素を放電させることを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
15. 前記変換器セルは、フルブリッジ回路であることを特徴とする請求項１から請求項１４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
16. 前記変換器セルは、ハーフブリッジ回路であることを特徴とする請求項１から請求項３、請求項５、請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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