JP2014023194A - スイッチング電源装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】力率改善コンバータの出力電圧をスイッチングして所定の直流出力電圧Voを得るDC-DCコンバータの負荷状態に応じて前記力率改善コンバータの作動と停止を確実に制御し、その変換効率の改善を図ることのできるスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】負荷状態検出回路を、力率改善コンバータの作動停止時における該力率改善コンバータの出力電圧Vbの最大値Vb-maxに基づいてDC-DCコンバータの負荷の大きさを判定する閾値Vref2を設定し、DC-DCコンバータの負荷Poの大きさを示すフードバック電圧FBが前記閾値Vref2を超えるときに作動許可信号ENを出力すると共に、前記フードバック電圧FBが前記閾値Vref2よりも高く設定された閾値Vref3を超えたときには強制的に前記作動許可信号ENを出力するように構成した。
【選択図】 図1

Description

本発明は、力率改善コンバータとDC-DCコンバータとを備えたスイッチング電源装置に関する。
商用電力システムの安定化と安全性を確保する為に、消費電力が75Wを超えるスイッチング電源装置に対して力率改善が義務付けられている。そこで最近、小型で高効率な力率改善コンバータ(PFC)と、この力率改善コンバータを用いて得られる直流電圧を負荷の仕様に応じた直流出力電圧に変換するDC-DCコンバータとを備えたスイッチング電源装置が提唱されている(例えば特許文献1を参照)。またこの種のDC-DCコンバータとして、定格負荷が100W程度である場合、二次側整流ダイオードの負担が少ない擬似共振コンバータ(QR)が多く用いられている。
図7は力率改善コンバータ2とDC-DCコンバータ(擬似共振コンバータ)3とを備えたスイッチング電源装置1の概略構成図である。尚、図中4は、商用電源5から給電される交流電力を整流して前記力率改善コンバータ2に入力する整流回路、6は上記整流回路4と商用電源5との間に介装されたノイズフィルタを示している。
前記力率改善コンバータ1は、概略的には前記整流回路4に接続されたインダクタL1と、オン時に前記整流回路4との間で前記インダクタL1を介する電流路を形成するスイッチング素子Q1を備えると共に、前記スイッチング素子Q1のオフ時に前記インダクタL1と出力コンデンサC2との間に電流路を形成するダイオードD1を備える。そして制御回路IC1により前記スイッチング素子Q1をオン・オフ駆動して前記インダクタLに流れる電流を制御し、これによって安定化した直流電圧Vbを得るように構成される。
尚、R1,R2は前記出力コンデンサC2に得られる直流電圧Vbを分圧して検出して前記制御回路IC1にフィードバックする抵抗であり、R3はスイッチング電源装置1を介して流れる電流(負荷電流)を検出する為のシャント抵抗である。このように構成された力率改善コンバータ2の動作とその作用効果については、例えば特許文献2等に詳しく紹介される通りである。
また前記DC-DCコンバータ(擬似共振コンバータ)3は、概略的には前記力率改善コンバータ2の出力(直流電圧Vb)が加えられる絶縁トランスTの一次巻線P1に直列接続されたスイッチング素子Q2と、このスイッチング素子Q2に並列に設けられた共振コンデンサC4と、前記絶縁トランスTの二次巻線S1に整流ダイオードD2を介して接続された出力コンデンサC5とを備える。そして制御回路IC2により前記スイッチング素子Q2をオン・オフ駆動することで前記絶縁トランスTの漏れインダクタンスと前記共振コンデンサC4との間で擬似共振作用を生起し、これによって所定の直流出力電圧Voを生成するように構成される。
尚、R5,R6は前記出力コンデンサC5に得られる直流出力電圧Voを分圧して検出し、帰還回路FBを介して前記制御回路IC2にフィードバックする抵抗であり、R4は前記スイッチング素子Q2に流れる電流を検出する為のシャント抵抗である。またこのDC-DCコンバータ3は、前記絶縁トランスTの補助巻線P2に生じるZCD電圧を検出して前記スイッチング素子Q2のターンオン・タイミングを制御するように構成されている。このように構成されたDC-DCコンバータ(擬似共振コンバータ)2の動作とその作用効果については、例えば特許文献3等に詳しく紹介される通りである。
ところで前記DC-DCコンバータ3には、負荷状態を検出して前記力率改善コンバータ2に対する作動許可信号ENを出力して該力率改善コンバータ2の作動を許可または停止させる負荷状態検出回路7が設けられる。また前記力率改善コンバータ2には上記作動許可信号ENに従って、その作動を許可または停止させる作動制御回路8が設けられる。前記負荷状態検出回路7は、例えば入力電力が75Wに満たない軽負荷時に前記力率改善コンバータ2の作動(運転)を停止させることで該力率改善コンバータ2での損失をなくし、これによって変換効率を改善する役割を担う。
このような負荷状態検出回路7は、例えば図8に示すように構成されて前記制御回路IC2に組み込まれる。この負荷状態検出回路7は、前記DC-DCコンバータ2において前記スイッチング素子Q2のオン・オフ制御に用いられるフィードバック電圧FBが予め設定した第1の閾値電圧Vref1を下回ったとき、これを軽負荷状態であると判定してフリップフロップ7aをセットする比較器(軽負荷検出回路)7bと、前記フィードバック電圧FBが後述する第2の閾値電圧Vref2(>Vref1)を超えたとき、通常の負荷状態であると判定して前記フリップフロップ7aをリセットする比較器(通常負荷検出回路)7cとを備える。そしてこのフリップフロップ7aの出力を、コンデンサCtの充放電を利用した遅延回路7dを介して遅延処理してフリップフロップ7eをセット・リセット制御することで、該フリップフロップ7eのセット出力として前記作動許可信号ENを得るように構成される。
尚、上記遅延回路7dは、定電流源Itにて充電されるコンデンサCtと、このコンデンサCtに並列に設けられて前記フリップフロップ7aの出力が[H]のときにオフ(遮断)動作して前記コンデンサCtを充電し、前記フリップフロップ7aの出力が[L]のときにオン(導通)動作して抵抗Rtを介して前記コンデンサCtに充電された電荷を放電させるスイッチ素子Sとを備える。そして前記コンデンサCtの充電電圧Vdが基準電圧Vth2を超えるときに前記フリップフロップ7eをリセットする比較器7fと、前記充電電圧Vdが基準電圧Vth1を下回るときに前記フリップフロップ7eをセットする比較器7gとを備えて構成される。
このように構成された負荷状態検出回路7の動作を簡単に説明すると、図9にその動作波形図を示すように負荷Poが軽くなり、これに伴って前記フィードバック電圧FBが低下して前記第1の閾値電圧Vref1を下回ると前記フリップフロップ7aがセットされる。するとこのフリップフロップ7aのセットにより前記遅延回路7dのスイッチ素子Sがオフとなり、前記コンデンサCtがその容量と前記定電流源Itから供給される一定電流とにより定まる充電特性で充電される。そして所定時間Td-offの経過後に該コンデンサCtの充電電圧Vdが前記基準電圧Vth2を超えたときに前記フリップフロップ7eがリセットされ、前記作動許可信号ENが[L]となって前記力率改善コンバータ2の作動が停止制御される。
このようにして力率改善コンバータ2の作動(運転)が停止すると、該力率改善コンバータ2の出力電圧Vbは次第に低下した後、前記商用電源5から加わる交流電圧Vacにより定まる電圧に落ち着く。このときの前記力率改善コンバータ2の出力電圧Vbは、前記交流電圧Vacを整流した周期で、前記負荷Poの大きさと前記出力コンデンサC1の容量にて定まる変動幅で周期的に変動する。
このような力率改善コンバータ2の作動停止状態において前記負荷Poが重くなると、その負荷Poの大きさに応じて前記DC-DCコンバータ2における前記フィードバック電圧FBが高くなる。そしてフィードバック電圧FBが前記第2の閾値電圧Vref2を超えると前記フリップフロップ7aがリセットされ、前記遅延回路7dのコンデンサCdに充電された電荷が放電される。そして所定時間Td-onの経過後に該コンデンサCtの充電電圧Vdが前記基準電圧Vth1を下回ったときに前記フリップフロップ7eがセットされ、前記作動許可信号ENが[H]となる。この結果、前記力率改善コンバータ2の作動が許可されて該力率改善コンバータ2の運転が再開する。
特開2007−288855号公報 特開2010−220330号公報 特開2011−15570号公報
ところで前記力率改善コンバータ2が作動停止状態にあるときに該力率改善コンバータ2の出力コンデンサC2に得られる直流電圧Vbは、前述したように前記負荷Poの大きさと前記出力コンデンサC1の容量にて定まる変動幅で周期的に変動する。そこで従来では、専ら、前記直流電圧Vbのボトム電圧Vb-minが前記負荷Poの大きさに依存して変化することに着目し、前記フィードバック電圧FBに対する前記第2の閾値電圧Vref2を前記直流電圧Vbの最小値(ボトム電圧Vb-min)に基づいて設定している。
しかしながら交流電圧Vacが規定電圧(例えば100V)よりも低い場合や、前記出力コンデンサC1の容量が小さい場合、前記負荷Poの大きさに変化がなくても前述した直流電圧Vbの低下に伴って前記フィードバック電圧FBが高くなる。すると前述した如く前記直流電圧Vbの最小値(ボトム電圧Vb-min)に基づいて設定した前記第2の閾値電圧Vref2よりも前記フィードバック電圧FBが上回る事態が生じ、これを前記負荷Poの増大として誤検出することになる。この為、前記負荷Poの増大に伴う前記フィードバック電圧FBの上昇を確実に検出することができなくなると言う問題がある。
例えば負荷Poが30W(一定)のときの前記交流電圧Vacに依存する前記直流電圧Vbと前記フィードバック電圧FBとの関係を図10に示すように、前記直流電圧Vbの低下に伴って前記フィードバック電圧FBが大きくなる。そして、例えば前記出力電圧Vbが約85Vdc以下に低下すると、図10に示すように負荷Poが軽負荷状態で一定であるにも拘わらず、前記フィードバック電圧FBが前述した如く設定した第2の閾値電圧Vref2を常に超えた状態となる。
すると前記比較器7cはこの状態を検出して前記フリップフロップ7aをリセットし、前述したように前記フリップフロップ7eをセットするので、前記作動許可信号ENが[H]となる。この結果、負荷Poの大きさに変化がなくても前記作動許可信号ENに従って前記力率改善コンバータ2は運転状態に移行する。換言すれば交流電圧Vacの低下に伴って前記直流電圧Vbが低下した場合、前記力率改善コンバータ2の作動停止状態において負荷Poの増大を検出して前記力率改善コンバータ2の作動を再開させると言う、本来の制御ができなくなる不具合が生じる。
一方、このような不具合に対処する為に、例えば前記第2の閾値電圧Vref2を高めに設定することが考えられるが、前記第2の閾値電圧Vref2を高めに設定すると負荷Poの増大を検出し難くなる。このため前記交流電圧Vacが十分に高い状態で安定し、前記力率改善コンバータ2の作動を停止させたとき、負荷Poが増大しても前記力率改善コンバータ2を作動させることが困難になると言う不具合が生じる。すると前記DC-DCコンバータ2までが前記負荷Poの増大に対処できなくなる恐れが生じ、スイッチング電源装置1の機能自体が損なわれると言う新たな問題が発生する。
本発明はこのような事情を考慮してなされたもので、その目的は、交流電圧が低下した場合でも軽負荷時における力率改善コンバータの不本意な作動を許可することなく、また負荷の急増時には速やかに前記力率改善コンバータを作動させることで、負荷状態に応じて前記力率改善コンバータの作動を確実に制御して、その変換効率の改善を図ることのできるスイッチング電源装置を提供することにある。
上述した目的を達成するべく本発明に係るスイッチング電源装置は、入力された交流電圧をスイッチングして直流電圧を得る力率改善コンバータと、この力率改善コンバータの出力電圧Vbをスイッチングして所定の直流出力電圧Voを得る、例えば擬似共振コンバータからなるDC-DCコンバータと、このDC-DCコンバータの負荷状態に応じて前記力率改善コンバータに対する作動許可信号ENを出力して該力率改善コンバータの作動を許可または停止させる負荷状態検出回路とを備え、
前記負荷状態検出回路を、前記力率改善コンバータの作動停止時における該力率改善コンバータの出力電圧Vbの最大値Vb-maxに基づいて前記DC-DCコンバータの負荷の大きさを判定するに第2および第3の閾値を設定し、前記力率改善コンバータの作動停止時に前記DC-DCコンバータの負荷の大きさを示す信号が前記第2の閾値を一定時間に亘って超えるとき前記作動許可信号ENを出力すると共に、前記力率改善コンバータの作動停止時に前記DC-DCコンバータの負荷の大きさを示す信号が前記第3の閾値を超えたとき前記作動許可信号を出力するように構成したことを特徴としている。
好ましくは前記負荷状態検出回路は、前記力率改善コンバータの作動停止時における前記力率改善コンバータの出力電圧の最大値を検出する電圧検出手段を備え、この電圧検出手段にて検出した上記出力電圧の最大値に応じて前記DC-DCコンバータの負荷の大きさを判定する閾値を設定するように構成される。具体的には前記閾値は、前記DC-DCコンバータにおいて直流出力電圧の制御に用いるフィードバック電圧FBに対する閾値電圧として、或いは前記DC-DCコンバータにおけるスイッチング素子のオン・オフ駆動周期の時間幅Tonoffに比例した周期電圧Vswに対する閾値電圧として設定される。
また前記負荷状態検出回路は、例えばリセット時に前記作動制御信号ENを出力するフリップフロップと、
前記DC-DCコンバータのフィードバック電圧FBが予め設定された第1の閾値電圧Vref1を下回るときに前記フリップフロップをセットする軽負荷検出回路と、
前記第1の閾値電圧Vref1よりも高く、且つ前記力率改善コンバータの出力電圧Vbの最大値Vb-maxに基づいて定めた第2の閾値電圧Vref2を前記フィードバック電圧FBが一定時間(例えば交流電力の半周期程度、若しくは半周期以上の時間)Tdelayに亘って超えたときに前記フリップフロップをリセットする中負荷検出回路と、
前記第2の閾値電圧よりも高く設定された第3の閾値電圧を前記フィードバック電圧が超えたときに前記フリップフロップを強制的にリセットする重負荷検出回路と
を備えて構成される。
或いは前記負荷状態検出回路は、例えばリセット時に前記作動制御信号ENを出力するフリップフロップと、
前記DC-DCコンバータの前記周期電圧Vswが予め設定した第1の閾値電圧Vref1を下回るときに前記フリップフロップをセットする軽負荷検出回路と、
前記第1の閾値電圧Vref1よりも高く、且つ前記力率改善コンバータの出力電圧Vbの最大値Vb-maxに基づいて定めた第2の閾値電圧Vref2を前記周期電圧Vswが一定時間(例えば交流電力の半周期程度、若しくは半周期以上の時間)Tdelayに亘って超えたときに前記フリップフロップをリセットする中負荷検出回路と、
前記第2の閾値電圧よりも高く設定された第3の閾値電圧を前記周期電圧が超えたときに前記フリップフロップを強制的にリセットする重負荷検出回路と
を備えて構成される。
上記構成のスイッチング電源装置によれば、前記力率改善コンバータの作動停止時に負荷Poの増大を検出する為の前記第2の閾値電圧Vref2を、該力率改善コンバータの作動停止時における該力率改善コンバータの出力電圧Vbの最大値Vb-maxに基づいて定めている。この力率改善コンバータの出力電圧Vbの最大値Vb-maxは、該力率改善コンバータの出力コンデンサの容量やDC-DCコンバータの負荷Poの変化に拘わりなく、交流電圧Vacの大きさだけに依存する。
従って、仮に前記出力電圧Vbの低下に伴ってフィードバック電圧FBが高くなるような場合でも、該出力電圧Vbの低下に応じて前記フィードバック電圧FBに対する前記第2の閾値電圧Vref2が設定されるので、該出力電圧Vbの低下に起因する前記フィードバック電圧FBの上昇を前記負荷Poの増大として誤検出することがない。そして負荷Poの増大に伴う前記フィードバック電圧FBの上昇だけを確実に検出することができる。
またDC-DCコンバータにおけるスイッチング素子のオン・オフ駆動周期の時間幅Tonoffに比例した周期電圧Vswに対する第2の閾値電圧Vref2を設定する場合であっても、同様に前記出力電圧Vbの低下に起因する前記周期電圧Vswの上昇を前記負荷Poの増大として誤検出することがない。そして負荷Poの増大に伴う前記周期電圧Vswの上昇だけを確実に検出することができる。
従って前記出力電圧Vbの最小値(ボトム電圧Vb-min)を基準として前記第2の閾値電圧Vref2を設定した場合のように、一定の軽負荷状態において前記交流電圧Vacの低下に伴う前記出力電圧Vbの低下に起因して前記フィードバック電圧FB、或いは前記周期電圧Vswが前記第2の閾値電圧Vref2よりも高くなるような事態が生じることがない。故に交流電圧Vacが低下した場合でも、負荷状態に応じて前記力率改善コンバータの作動(停止と運転)を確実に制御し、その変換効率の向上を図ることが可能となる。
また前記負荷Poが急増した場合には、前記第3の閾値電圧Vref3を用いて前記フィードバック電圧FBまたは前記周期電圧Vswの急激な上昇を検出し、前記フィードバック電圧FBまたは前記周期電圧Vswが該第3の閾値電圧Vref3を超えたときに前記作動制御信号ENを強制的に出力する。この結果、前記力率改善コンバータを速やかに作動させることができるので、前記DC-DCコンバータ2までが負荷Poの急増に対処できなくなるような事態を未然に防ぐことができ、スイッチング電源装置1としての安定した動作を保証することが可能となる。
本発明の一実施形態に係るスイッチング電源装置の特徴的な構成部分である負荷状態検出回路の構成を示す図。 図1に示す負荷状態検出回路の動作と中負荷検出時の作用を説明する為の動作波形図。 図1に示す負荷状態検出回路の動作と重負荷検出時の作用を説明する為の動作波形図。 負荷状態検出回路の別の構成例を示す図。 負荷状態検出回路の更に別の構成例を示す図。 擬似共振コンバータにおけるスイッチング素子Q2のオン・オフ駆動周期の時間幅Tonoffと負荷Poとの関係を示す図。 力率改善コンバータとDC-DCコンバータ(擬似共振コンバータ)とを備えたスイッチング電源装置の概略構成図。 DC-DCコンバータに設けられる負荷状態検出回路の構成例を示す図。 図7に示す負荷状態検出回路の動作とその作用を説明する為の動作波形図。 一定の負荷条件における直流電圧Vbとフィードバック電圧FBとの関係を示す図。
以下、図面を参照して本発明の一実施形態に係るスイッチング電源装置について説明する。
このスイッチング電源装置1は、力率改善コンバータ2と、この力率改善コンバータ2の出力電圧Vbをスイッチングして所定の直流出力電圧Voを得るDC-DCコンバータ3と、このDC-DCコンバータ3の負荷状態に応じて前記力率改善コンバータ2に対する作動許可信号ENを出力して該力率改善コンバータ2の運転・停止制御する負荷状態検出回路7とを備えたもので、基本的には前述した図7に示す従来のスイッチング電源装置1と同様に構成される。
図1は本発明に係るスイッチング電源装置1における本発明の特徴部分である、前記DC-DCコンバータ(擬似共振コンバータ)3に組み込まれる負荷状態検出回路7の概略構成図である。この負荷状態検出回路7は、前述した図8に示す従来の負荷状態検出回路7と略同様な役割を持つ回路として構成されるが、軽負荷を検出する為の比較器7bおよび中負荷(通常負荷)を検出する為の比較器7cに加えて、重負荷を検出する為の比較器7hを備えて構成される。
また前記負荷状態検出回路7は、前記比較器7cの出力を一定時間Tdelayに亘って遅延する遅延回路7iを備え、オア回路7jを介して該遅延回路7iの出力または前記比較器7hの出力を前記フリップフロップ7aのセット端子に加えるように構成される。そしてこの発明においては、特に前記各比較器7c,7hにそれぞれ設定する第2および第3の閾値電圧Vref2,Vref3(Vref2<Vref3)を、前記力率改善コンバータ2の出力電圧Vbの最大値(ピーク電圧Vb-max)に基づいて定めたことを特徴としている。
ちなみに前記負荷Poが一定であるときに前記出力電圧Vbが低下すると、所定の直流出力電圧Voを確保する為に前記DC-DCコンバータ3のフィードバック電圧FBが高くなる。すると前記フィードバック電圧FBは、前述したように負荷Poに依存する出力電圧Vbの最小値(ボトム電圧Vb-min)に基づいて設定した第2の閾値電圧Vref2を超えてしまう。
この点、前記出力電圧Vbの最大値(ピーク電圧Vb-max)に基づいて第2および第3の閾値電圧Vref2,Vref3をそれぞれ設定するようにすれば、低下した出力電圧Vbに応じて前記フィードバック電圧FBに対する第2および第3の閾値電圧Vref2,Vref3がそれぞれ高くなる。従って前記出力電圧Vbの低下に伴って高くなるフィードバック電圧FBが前記第2および第3の閾値電圧Vref2,Vref3を超えてしまうような不具合が生じない。故に、負荷Poの増大に伴う前記フィードバック電圧FBの上昇だけを確実に検出することが可能となる。
ここで前記比較器7cの出力を一定時間Tdelayに亘って遅延する前記遅延回路7iについて説明すると、この遅延回路7iは、定電流源It2にて充電されるコンデンサCt2を備える。このコンデンサCt2に並列に設けられたスイッチ素子S2は、前記比較器7cの出力が[H]のときにオフ(遮断)となって前記コンデンサCt2を充電すると共に、前記比較器7cの出力が[L]のときには前記スイッチ素子S2をオン(導通)となり、抵抗Rt2を介して前記コンデンサCt2に充電された電荷を放電させる。そして該遅延回路7iに設けられた比較器7kは、上述した如く充放電される前記コンデンサCt2の充電電圧Vd2が基準電圧Vth3を超えたときに前記フリップフロップ7aをリセットする役割を担う。尚、上記一定時間Tdelayは、例えば前記交流電圧Vacの半周期程度、具体的には50Hzの交流電圧の場合には10ms程度に設定される。
このように構成された遅延回路7iによれば、前記フィードバック電圧FBが一時的に前記第2の閾値電圧Vref2を超えて前記比較器7cの出力が[H]となっても、その状態が前記一定時間Tdelay(10ms程度)に亘って継続しない限り前記フリップフロップ7aがリセットされることはない。換言すれば前記フィードバック電圧FBが前記第2の閾値電圧Vref2を超える状態が前記一定時間Tdelayに亘って継続したとき、これを前記負荷Poが増大したとして検出して前記フリップフロップ7aがリセットされる。そしてこのフリップフロップ7aのリセットにより、前述した遅延回路7dを介してフリップフロップ7eがセットされて前記作動許可信号ENが出力される。
かくして上述した如く構成された負荷状態検出回路7を備えて構築されるスイッチング電源装置1によれば、図2にその動作波形図を示すように、DC-DCコンバータ3の負荷Poが軽くなり、これに伴って前記フィードバック電圧FBが低下して前記第1の閾値電圧Vref1を下回ると前記比較器(軽負荷検出回路)7bの出力によって前記フリップフロップ7aがセットされる。するとこのフリップフロップ7aのセットにより前記遅延回路7dのスイッチ素子Sがオフとなり、前記コンデンサCtがその容量と前記定電流源Itから供給される一定電流とにより定まる充電特性で充電される。そして前記コンデンサCtの充電電圧Vdが前記第2の基準電圧Vth2を超えるまでの所定時間Td-offの経過後に前記フリップフロップ7eがリセットされ、前記作動許可信号ENが[L]となって前記力率改善コンバータ2の作動が停止制御される。
このようにして力率改善コンバータ2の作動(運転)が停止すると、前述したように前記力率改善コンバータ2の出力電圧Vbが次第に低下した後、前記商用電源5から加わる交流電圧Vacにより定まる電圧に落ち着く。このときの前記力率改善コンバータ2の出力電圧Vbは、前記交流電圧Vacを整流した周期で、前記負荷Poの大きさと前記出力コンデンサC1の容量にて定まる変動幅で周期的に変動する。このときの前記出力電圧Vbのピーク電圧Vb-maxは、前述したように交流電圧Vacに依存し、またそのボトム電圧Vb-minは負荷Poの大きさに依存する。本発明においてはこのような出力電圧Vbのピーク電圧Vb-maxを検出し、前述したように上記出力電圧Vbのピーク電圧Vb-maxに基づいて前記第2の閾値電圧Vref2を設定するものとなっている。
一方、上述した力率改善コンバータ2の作動停止状態において前記負荷Poが重くなると、その負荷Poの増大に伴って前記DC-DCコンバータ2における前記フィードバック電圧FBが高くなる。そしてフィードバック電圧FBが、前述した如く前記出力電圧Vbの最大値(ピーク電圧Vb-max)に基づいて設定した前記第2の閾値電圧Vref2を超えると前記比較器(中負荷検出回路)7cの出力が[H]となる。そしてこの比較器7cの出力が[H]である状態が、前記遅延回路7iにより規定される一定時間Tdelayに亘って継続したとき、該遅延回路7iの出力によって前記フリップフロップ7aがリセットされる。
尚、前記フィードバック電圧FBが前記第2の閾値電圧Vref2を超えている時間が前記遅延回路7iにより規定される一定時間Tdelayよりも短い場合には、前記比較器7cの出力が[L]に戻った時点で前記延回路7iのコンデンサCt2が放電されるので、該遅延回路7iから前記フリップフロップ7aに対するリセット信号は出力されない。従って前記フィードバック電圧FBが一時的に前記第2の閾値電圧Vref2を超えたとしても、その状態が前記一定時間Tdelayに亘って継続しない限り前記フリップフロップ7aがリセットされることはない。
このように機能する前記遅延回路7iを介して前記フリップフロップ7aがリセットされると、これによって前記遅延回路7dのコンデンサCtに充電された電荷の放電が開始される。そして前記コンデンサCtの放電に伴って該コンデンサCtの充電電圧Vdが前記基準電圧Vth1を下回るまでの放電時間Td-onの経過後に前記フリップフロップ7eがセットされ、前記作動許可信号ENが[H]となる。この結果、前記力率改善コンバータ2の作動が許可されて該力率改善コンバータ2の作動が再開する。
尚、前記比較器7hは、図3にその動作波形図を示すように前記フィードバック電圧FBが前記第3の閾値電圧Vref3を超えたとき、これを前記負荷Poの急激な増大、つまり重負荷状態に移行したとして検出し、前記フリップフロップ7aを強制的にリセットする役割を担う。この場合、当然のことながら前記フィードバック電圧FBは前記第2の閾値電圧Vref2を超える。
従って前記比較器7cにより前記フィードバック電圧FBが前記第2の閾値電圧Vref2を超えたことが検出されると、前記遅延回路7iを介して一定時間Tdelay後に前記フリップフロップ7aがセットされることになるが、上述した一定時間Tdelayの遅れが生じることが否めない。この点、前記比較器7hにより前記フィードバック電圧FBが前記第2の閾値電圧Vref2を超え、前記負荷Poが急激に増大したことが検出された場合、上記一定時間Tdelayを経ることなく前記フリップフロップ7aがセットされる。従って前記比較器7hによる重負荷状態の検出時には、速やかに前記作動許可信号ENが出力されて前記力率改善コンバータ2の作動が再開されることになる。故に前記力率改善コンバータ2の作動の再開が遅れることに起因して、前記DC-DCコンバータ3の動作までが不安定になるような不具合を未然に回避することが可能となる。
かくして上述した如く構成されて動作する負荷状態検出回路7によれば、中負荷検出回路としての前記比較器7cに設定する前記第2の閾値電圧Vref2、および重負荷検出回路としての前記比較器7hに設定する前記第3の閾値電圧Vref3を、前記力率改善コンバータ2の出力電圧Vbのピーク電圧Vb-maxに基づいて設定しているので、交流電圧Vacが低下した場合であっても、前記負荷Poの増大に伴う前記フィードバック電圧FBの上昇だけを確実に検出することができる。
換言すれば前記交流電圧Vacの低下に伴って前記力率改善コンバータ2の出力電圧Vbが低下し、これに起因して前記DC-DCコンバータ2における前記フィードバック電圧FBが高くなっても、該フィードバック電圧FBに対する前記第2および第3の閾値電圧Vref2,Vref3が前記出力電圧Vbのピーク電圧Vb-maxの低下に応じて高く設定されるので、上記交流電圧Vacの低下に起因するフィードバック電圧FBの上昇を負荷Poの増大として誤検出することがない。
従って前記交流電圧Vacが低下した場合であっても、負荷Poに応じて変化する前記フィードバック電圧FBの変化を確実に捉えて、特に前記力率改善コンバータ2の運転休止状態時における負荷Poの増大を確実に検出することができる。また前記負荷Poの急激な増大時には、前述した一定時間Tdelayの経過を待つことなく強制的に前記フリップフロップ7aをセットするので、前記作動許可信号ENを速やかに出力して前記力率改善コンバータ2の作動を再開させることができる。故に前記力率改善コンバータ2での損失を抑えて前記スイッチング電源装置1の変換効率を高めることが可能となる。
特に前記力率改善コンバータ2の作動停止時に前記負荷Poが急激に増大した場合、前記比較器(中負荷検出回路)7cによる前記負荷Poの増大検出よる前記作動検出信号ENの出力に先立って、前記比較器(重負荷検出回路)7hによる負荷Poの増大検出により前記作動検出信号ENが速やかに出力される。故に前記力率改善コンバータ2の作動の再開が遅れることに起因して、前記DC-DCコンバータ3の動作までが不安定になるような不具合を未然に回避することが可能となる。
尚、図4に示すように前記フリップフロップ7aの出力を遅延処理する前記遅延回路7dを該フリップフロップ7aの前段に設け、これによって前記フリップフロップ7aから前記作動許可信号ENを直接得るように構成することも可能である。この場合には、前記比較器7hの出力を前述した所定時間Td-onに亘って遅延する遅延回路7mを設けると共に、前記比較器7bの出力を遅延処理する遅延回路7dにて前述した所定時間Td-offを設定する。そして前記比較器7cの出力を遅延処理する遅延回路7iには、前述した所定時間Td-onと前記時間Tdelayとを加算した時間(Tdelay+Td-on)を設定すれば、前述した図1に示す負荷状態検出回路7と同様に動作させることが可能となる。
ところで上述した実施形態においては前記DC-DCコンバータ2におけるフィードバック電圧FBの変化に着目して負荷Poの増大を判定した。しかし負荷Poの変化に応じて前記DC-DCコンバータ2における前記スイッチング素子Q2のオン・オフ駆動周期の時間幅Tonoffも変化するので、このオン・オフ駆動周期の時間幅Tonoffに着目して前記力率改善コンバータ2の運転停止時における前記負荷Poの増大を判定することも可能である。
この場合、前記スイッチング素子Q2のオン・オフ駆動周期の時間幅Tonoffに比例する周期電圧Vswを生成し、この周期電圧Vswに対する前記第2および第3の閾値電圧Vref2,Vref3を前記ピーク電圧Vb-maxに基づいて設定すれば良い。従って前記第2および第3の閾値電圧Vref2,Vref3もまた、先の実施形態と同様に前記直流電圧Vbに応じて変化し、直流電圧Vbが低下したときには前記周期電圧Vswの上昇に応じて高く設定されることになる。
尚、上記オン・オフ駆動周期の時間幅Tonoffとは、前記スイッチング素子Q2がターンオンを繰り返す周期の時間幅、またはターンオフを繰り返す周期の時間幅を意味する。即ち、前記DC-DCコンバータ2が擬似共振コンバータにより構築される場合、軽負荷時でのスイッチング周波数の上限を抑えるために、スイッチング素子Q2をターンオフした後、共振により振動するドレイン電圧のボトムが或る回数検出された後、前記スイッチング素子Q2をターンオンすると言う、ボトムスキップ制御が実行される。前記オン・オフ駆動周期の時間幅Tonoffは、このようなボトムスキップ制御に伴う時間を含めたものである。
図5は前記周期電圧Vswに基づいて前記負荷Poの変化を検出するようにした負荷状態検出回路7の概略的な構成例を示している。即ち、この場合には、図5に示すように比較器7bにおいて前記周期電圧Vswと第1の閾値電圧Vref1とを比較して軽負荷状態を検出して前記力率改善コンバータ2の運転を停止させ、また該力率改善コンバータ2の運転停止時(軽負荷時)には前記比較器7c,7hにおいて前記周期電圧Vswと第2および第3の閾値電圧Vref2,Vref3とをそれぞれ比較して負荷Po軽負荷の増大を検出し、前記力率改善コンバータ2の作動を許可する前記作動許可信号ENを出力するように構成される。
即ち、図5に示す負荷状態検出回路7は、軽負荷検出回路、中負荷検出回路および重負荷検出回路をそれぞれ構成する前記比較器7b,7c,7hの各出力を、アンド回路7o,7p,7qをそれぞれ介して後述するボトム制御信号Bot-a,Bot-b,Bot-cによりゲート制御した後、オア回路7r,7s,7tをそれぞれ介して前記遅延回路7d,7i,7mに出力するように構成される。また同時に前記負荷状態検出回路7は、前記オア回路7r,7s,7tを介して前記ボトム制御信号Bot-a,Bot-b,Bot-cにそれぞれ関連するボトム制御信号Bot-d,Bot-e,Bot-fを、前記遅延回路7d,7i,7jに出力するように構成される。
ちなみに擬似共振コンバータにおいては、軽負荷時における前記スイッチング素子Q2のオン・オフ周期の最小値を制限する為に、前述したように前記スイッチング素子Q2のターンオフ後の共振電流に起因して振動するドレイン電圧がボトム値をとる回数を検出し、軽負荷時には所定回数のボトム値が検出された後に前記スイッチング素子Q2をターンオンする、いわゆるボトムスキップ制御が実行される。前記ボトム制御信号Bot-a〜Bot-fは、前記ボトムスキップ制御に用いられる制御信号であり、予め設定されたボトムスキップ数のときに[H]となる。
尚、前記ボトムスキップ数は、例えば重負荷時には[0]または[1]に設定され、中負荷時には[2]または[3]に設定され、そして軽負荷時には[4]〜[10]に設定される。ちなみにボトムスキップ数[0]は、前記スイッチング素子Q2のターンオフ後、最初のボトムを検出して前記スイッチング素子Q2のターンオン・タイミングを制御することを意味する。またボトムスキップ数[5]は、前記スイッチング素子Q2のターンオフ後、5回のボトムをスキップした後、次のボトムを検出して前記スイッチング素子Q2のターンオン・タイミングを制御することを意味する。
前記アンド回路7oは、前記DC-DCコンバータ2が中負荷状態であり、例えば前記ボトムスキップ数が[4]であるときに[H]となるボトム制御信号Bot-aを入力してアクティブとなり、前記比較器7bにより検出された軽負荷状態を示す信号を出力する。即ち、前記アンド回路7oは、負荷Poが中負荷状態から軽負荷状態に移行したとき、前記フリップフロップ7aをセットする。
そして前記オア回路7rは、前記ボトム制御信号Bot-aに関連するボトム制御信号Bot-d、具体的には前記ボトムスキップ数が[5]〜[10]であるときに[H]となるボトム制御信号Bot-dを入力する。そしてこのボトム制御信号Bot-dによって前記負荷Poが軽負荷状態であることが特定されたとき、前記比較器7bによる中負荷状態から軽負荷状態へ移行の検出の有無に拘わらず前記フリップフロップ7aを強制的にセットする。
また前記アンド回路7sは、前記DC-DCコンバータ2が軽負荷状態であり、例えば前記ボトムスキップ数が[3]のときに[H]となるボトム制御信号Bot-bを入力してアクティブとなり、前記比較器7cにより検出された中負荷状態を示す信号を出力する。即ち、前記アンド回路7sは、負荷Poが軽負荷状態から中負荷状態に移行したとき、前記フリップフロップ7aをセットする。
そして前記オア回路7sは、前記ボトム制御信号Bot-bに関連するボトム制御信号Bot-e、具体的には前記ボトムスキップ数が[1]または[2]であるときに[H]となるボトム制御信号Bot-eを入力する。そしてこのボトム制御信号Bot-eによって前記負荷Poが中負荷状態であることが特定されたとき、前記比較器7cによる軽負荷状態から中負荷状態への移行の検出の有無に拘わらず前記フリップフロップ7aを強制的にリセットする。
更に前記アンド回路7qは、前記DC-DCコンバータ2が軽負荷状態であり、例えば前記ボトムスキップ数が[2]のときに[H]となるボトム制御信号Bot-cを入力してアクティブとなり、前記比較器7hにより検出された重負荷状態を示す信号を出力する。即ち、前記アンド回路7qは、負荷Poが軽負荷状態から重負荷状態に移行したとき、前記フリップフロップ7aをセットする。
そして前記オア回路7tは、前記ボトム制御信号Bot-cに関連するボトム制御信号Bot-f、具体的には前記ボトムスキップ数が[1]または[0]であるときに[H]となるボトム制御信号Bot-fを入力し、このボトム制御信号Bot-fによって前記負荷Poが重負荷状態であることが特定されたとき、前記比較器7hによる軽負荷状態から重負荷状態への移行の検出の有無に拘わらず前記フリップフロップ7aを強制的にリセットする。
このように構成された負荷状態検出回路7においては、前記力率改善コンバータ2の出力電圧Vbのピーク電圧Vb-maxに基づいて設定した第2の閾値電圧Vref2を用いて前記周期電圧Vswを比較判定して前記負荷Poの増大を検出すると共に、擬似共振コンバータにおいて前記スイッチング素子Q2のターンオン・タイミングの制御に用いるボトム制御信号Bot-a〜Bot-fを利用して該擬似共振コンバータ(DC-DCコンバータ2)の負荷状態を判定する。そして負荷状態検出回路7は、上述した判定結果に従って前記作動制御信号ENの出力を制御し、これによって前記力率改善コンバータ2の運転をオン・オフ制御する。
従って上記構成の負荷状態検出回路7によれば、前記交流電圧Vacの低下に起因する前記スイッチング素子Q2のオン・オフ駆動周期の時間幅Tonoffの変化、特に該オン・オフ駆動周期の時間幅Tonoffに比例する前記周期電圧Vswの上昇を負荷Poの増大として誤検出することがない。従って負荷Poに応じて変化する前記周期電圧Vswの変化を確実に捉えて、特に前記力率改善コンバータ2の運転休止状態時における負荷Poの増大を確実に検出することができる。また同時に前述したボトム制御信号Bot-a〜Bot-fも利用して前記負荷Poの変化を検出しているので、前記力率改善コンバータ2の運転を、信頼性良く的確に制御することができる。
従って構成の負荷状態検出回路7を備えたスイッチング電源装置1によれば、軽負荷時に力率改善コンバータ2の作動を停止させ、この力率改善コンバータ2の作動停止時に負荷Poが増大したときに該力率改善コンバータ2の作動を再開させることができる。故に交流電圧Vacの低下時においても、負荷状態に応じて前記力率改善コンバータ2の運転を適切に制御することができるので、その変換効率を十分に高めることができる。
図6は、交流電圧90Vacを入力し、その出力電圧Vbとして250Vdcを得る力率改善コンバータ2を備えたスイッチング電源装置1において、前記力率改善コンバータ2の出力電圧Vbをスイッチングして所定の直流出力電圧Voを生成する前記DC-DCコンバータ2の、前記スイッチング素子Q2の負荷Poの大きさに応じて変化するオン・オフ駆動周期の時間幅Tonoffと上記負荷Poとの関係を示している。
尚、図6において実線は前記力率改善コンバータ2の作動時に、該力率改善コンバータ2の出力電圧Vbとして250Vdcの直流電圧が入力されたときの前記DC-DCコンバータ2の特性を示している。また一点鎖線は前記力率改善コンバータ2の作動停止時に、前記力率改善コンバータ2の出力電圧Vbとして前記交流電圧90Vacを整流・平滑化した127Vdcの直流電圧Vbが入力されたときの前記DC-DCコンバータ2の特性を示している。
この図6に示すように、前述した負荷状態検出回路7の制御の下で前記スイッチング素子Q2のオン・オフ駆動周期の時間幅Tonoffを判定し、その判定結果に従って前記力率改善コンバータ2の運転停止とその運転再開を制御すれば、交流電圧が90Vacと低い場合であっても、前記力率改善コンバータ2の運転時と運転停止時との間の電力ヒステリシスの幅を十分に確保して前記力率改善コンバータ2の運転を安定に制御することが可能となる。
具体的には前記力率改善コンバータ2の作動時に前記負荷Poの減少に伴って前記スイッチング素子Q2のオン・オフ時間幅が、例えば7.2μs以下に低下したときに前記力率改善コンバータ2の作動を停止させ、また該力率改善コンバータ2の作動停止時に前記負荷Poの増大に伴って前記スイッチング素子Q2のオン・オフ時間幅が、例えば8.7μs以上に上昇したときに前記力率改善コンバータ2の作動を再開させるように制御すれば、交流電圧が90Vacと低い場合であっても、その電力ヒステリシスの幅を十分に確保することができる。従って前記力率改善コンバータ2の運転を安定にオン・オフ制御することが可能となる。
以上、本発明に係るスイッチング電源装置の負荷状態検出回路7について説明したように、本発明においては前記力率改善コンバータ2の作動停止時における該力率改善コンバータ2の出力電圧Vbの最大値(ピーク電圧Vb-max)が、その入力である交流電圧Vacに応じて変化することに着目し、この出力電圧Vbの最大値(ピーク電圧Vb-max)に基づいて前記力率改善コンバータ2の運転を許可する為の閾値(第2の閾値電圧Vref2)を設定している。
これ故、本発明に係るスイッチング電源装置によれば、当該スイッチング電源装置1に給電される交流電力の電圧Vacが低下し、これに伴って前記力率改善コンバータ2の出力電圧Vbが低下した場合であっても、前記DC-DCコンバータ32の負荷Poの増大を確実に検出することができる。従って入力電圧Vacの低下に拘わることなく、前記力率改善コンバータ2の作動停止時における負荷Poの増大を確実に検出して前記力率改善コンバータ2の作動(運転)を再開させることができる。故に、前記力率改善コンバータ2での損失を極力抑えながらスイッチング電源装置1を、高効率に運転することが可能となる。
尚、本発明は上述した実施形態に限定されるものではない。例えば前述した遅延回路7hに設定する一定時間(遅延時間)Tdelayについては、前述した交流電圧Vacの半周期以上の時間として設定すれば十分である。また前記出力電圧Vbのピーク電圧Vb-maxの変化に応じて設定する前記第2の閾値電圧Vref2についても、前記交流電圧Vacの低下を許容し得る最低電圧や、該交流電圧Vacの低下に伴う前記出力電圧Vbの変動幅に応じて、つまり前記出力電圧Vbのボトム電圧Vb-minとの関係に応じて設定すれば定めれば十分である。
またDC-DCコンバータ3として、前述した擬似共振コンバータ以外のもの、例えば複合発振電流共振型コンバータを用いる場合でも本発明を同様に適用可能である。その他、本発明はその要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施することができる。
1 スイッチング電源装置
2 力率改善コンバータ
3 DC-DCコンバータ(擬似共振コンバータ)
7 負荷状態検出回路
7a,7e フリップフロップ
7b,7c,7h 比較器
7d,7i,7m 遅延回路
8 作動制御回路

Claims (6)

  1. 入力した交流電圧をスイッチングして直流電圧を得る力率改善コンバータと、この力率改善コンバータの出力電圧をスイッチングして所定の直流出力電圧を得るDC-DCコンバータと、このDC-DCコンバータの負荷状態に応じて前記力率改善コンバータに対する作動許可信号を出力して該力率改善コンバータの作動を許可または停止させる負荷状態検出回路とを備え、
    前記負荷状態検出回路は、前記力率改善コンバータの作動停止時における前記力率改善コンバータの出力電圧の最大値に基づいて前記DC-DCコンバータの負荷の大きさを判定する第2および第3の閾値を設定し、前記力率改善コンバータの作動停止時に前記DC-DCコンバータの負荷の大きさを示す信号が前記第2の閾値を一定時間に亘って超えたときに前記作動許可信号を出力すると共に、前記力率改善コンバータの作動停止時に前記DC-DCコンバータの負荷の大きさを示す信号が前記第3の閾値を超えたときに前記作動許可信号を出力することを特徴とするスイッチング電源装置。
  2. 前記負荷状態検出回路は、前記力率改善コンバータの作動停止時における前記力率改善コンバータの出力電圧の最大値を検出する電圧検出手段を備え、この電圧検出手段にて検出した上記出力電圧の最大値に応じて前記DC-DCコンバータの負荷の大きさを判定する第2および第3の閾値をそれぞれ設定するものである請求項1に記載のスイッチング電源装置。
  3. 前記閾値は、前記DC-DCコンバータにおいて直流出力電圧の制御に用いるフィードバック電圧に対する閾値電圧として設定されるものであって、
    前記負荷状態検出回路は、
    リセット時に前記作動制御信号を出力するフリップフロップと、
    前記フィードバック電圧が予め設定された第1の閾値電圧を下回るときに前記フリップフロップをセットする軽負荷検出回路と、
    前記第1の閾値電圧よりも高く、且つ前記DC-DCコンバータの入力電圧の最大値に基づいて定められた第2の閾値電圧を前記フィードバック電圧が一定時間に亘って超えたときに前記フリップフロップをリセットする中負荷検出回路と、
    前記第2の閾値電圧よりも高く設定された第3の閾値電圧を前記フィードバック電圧が超えたときに前記フリップフロップを強制的にリセットする重負荷検出回路と
    を具備したものである請求項1に記載のスイッチング電源装置。
  4. 前記閾値は、前記DC-DCコンバータにおけるスイッチング素子のオン・オフ駆動周期の時間幅に比例した周期電圧に対する閾値電圧として設定されるものであって、
    前記負荷状態検出回路は、
    リセット時に前記作動制御信号を出力するフリップフロップと、
    前記周期電圧が予め設定した第1の閾値電圧を下回るときに前記フリップフロップをセットする軽負荷検出回路と、
    前記第1の閾値電圧よりも高く、且つ前記DC-DCコンバータの入力電圧の最大値に基づいて定められた第2の閾値電圧を前記周期電圧が一定時間に亘って超えたときに前記フリップフロップをリセットする中負荷検出回路と、
    前記第2の閾値電圧よりも高く設定された第3の閾値電圧を前記周期電圧が超えたときに前記フリップフロップをリセットする重負荷検出回路と
    を具備したものである請求項1に記載のスイッチング電源装置。
  5. 前記中負荷検出回路に設定される一定時間は、前記交流電力の半周期程度、若しくは半周期以上の時間である請求項3または4に記載のスイッチング電源装置。
  6. 前記DC-DCコンバータは、擬似共振コンバータからなる請求項1に記載のスイッチング電源装置。
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