JP2013230073A - 電力変換制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】インダクタ１４を流れる電流が小さく、その符号が反転する状況においては、スイッチング素子Ｓｐ，Ｓｎのオン・オフの一周期の間にバッテリ１２から平滑コンデンサ１６側に出力された電流が平滑コンデンサ１６側からバッテリ１２側に戻ってくることに起因して、電力変換効率が低下するおそれがあること。
【解決手段】モード判定部３６では、平均電流算出部３２によって算出されたインダクタ１４を流れる電流の平均値（平均電流ＩＬ０）と、ピーク電流算出部３４によって算出されたインダクタ１４を流れる電流の極大値および極小値間の間隔（ピーク電流Ｉｐ）とに基づき、インダクタ１４を流れる電流の符号が反転するか否かを判断する。そして、反転すると判断される場合、力行であるか回生であるかに応じて、スイッチング素子Ｓｎまたはスイッチング素子Ｓｐをオン・オフ操作する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、インダクタと、該インダクタに接続された力行側流通規制要素および回生側流通規制要素とを備えて且つ、入力側と出力側との電力の授受を行なう電力変換回路を操作対象とし、前記力行側流通規制要素および前記回生側流通規制要素を電子操作する電力変換制御装置に関する。

上側アームのスイッチング素子および下側アームのスイッチング素子と、それらに逆並列に接続されたダイオードと、それらの接続点とバッテリ間に接続されたインダクタと、下側アームのスイッチング素子および上側アームのスイッチング素子間に並列接続されたコンデンサとを備えるコンバータが周知である。このコンバータでは、力行時には、下側アームのスイッチング素子のオン操作によってインダクタにエネルギが蓄えられ、同スイッチング素子のオフ操作によって、上側アームのダイオードを介してインダクタのエネルギが放出される。一方、回生時には、上側アームのスイッチング素子のオン操作によってインダクタにエネルギが蓄えられ、同スイッチング素子のオフ操作によって、インダクタのエネルギが放出される。

コンバータの出力電圧は、力行、回生にかかわらず、上側アームのスイッチング素子と下側アームのスイッチング素子とを交互にオン操作することで制御される。ここで、上側アームのスイッチング素子と下側アームのスイッチング素子の一方のオン操作から他方のオン操作へ切り替えるに際しては、双方がオフ操作されるデッドタイムが設けられる。ただし、インダクタを流れる電流の符号が反転するに際しては、このデッドタイムに起因した誤差が大きくなる。

そこで従来、たとえば下記特許文献１に見られるように、インダクタを流れる電流の大きさに応じて、スイッチング素子の操作信号を生成するＰＷＭ処理のキャリア周波数を可変設定することも提案されている。

特開２０１１−２２３６７４号公報

ただし、インダクタを流れる電流が小さく、その符号が反転する状況においては、スイッチング素子のオン・オフの一周期の間にバッテリからコンデンサ側に出力された電流がコンデンサ側からバッテリ側に戻ってくることに起因して、電力変換効率が低下するおそれがある。

本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、インダクタと、該インダクタに接続された力行側流通規制要素および回生側流通規制要素とを備えて且つ、入力側と出力側との電力の授受を行なう電力変換回路を操作対象とし、前記力行側流通規制要素および前記回生側流通規制要素を電子操作する新たな電力変換制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、インダクタ（１４）と、該インダクタに接続された力行側流通規制要素（Ｓｐ・Ｄｐ，Ｓｐ１・Ｄｐ１，Ｓｎ２・Ｄｎ２，Ｓ１・Ｄ１，Ｓｐａ・Ｄｐａ，Ｓｐｂ・Ｄｐｂ）および回生側流通規制要素（Ｓｎ・Ｄｎ，Ｓｎ１・Ｄｎ１，Ｓｐ２・Ｄｐ２，Ｓ２・Ｄ２，Ｓｎａ・Ｄｎａ，Ｓｎｂ・Ｄｎｂ）とを備えて且つ、入力側と出力側との電力の授受を行なう電力変換回路（ＣＮＶ）を操作対象とし、前記力行側流通規制要素および前記回生側流通規制要素を電子操作することで、前記電力の授受を行なう操作手段（３０）を備え、前記力行側流通規制要素および前記回生側流通規制要素は、電子操作によって電流の流通経路を開閉する開閉機能、および電子操作にかかわらず前記流通経路の一方から他方への電流の流れを許容して且つ逆方向の流れを阻止する整流機能を有し、前記力行側流通規制要素の前記整流機能は、前記回生側流通規制要素が閉操作されることで前記インダクタに蓄えられたエネルギを前記回生側流通規制要素が開操作されることで放出する経路を構成可能であり、前記回生側流通規制要素の前記整流機能は、前記力行側流通規制要素が閉操作されることで前記インダクタに蓄えられたエネルギを前記力行側流通規制要素が開操作されることで放出する経路を構成可能であり、前記操作手段は、前記回生側流通規制要素を開状態に維持しつつ前記力行側流通規制要素を開閉操作する力行側駆動処理手段と、前記力行側流通規制要素を開状態に維持しつつ前記回生側流通規制要素を開閉操作する回生側駆動処理手段と、前記力行側流通規制要素および前記回生側流通規制要素を交互に閉操作する相補駆動処理手段と、前記相補駆動処理手段による処理がなされることで前記力行側流通規制要素の閉操作期間または前記回生側流通規制要素の閉操作期間において前記インダクタを流れる電流の符号が反転するか否かを判断する判断手段と、前記判断手段によって反転すると判断されることを条件に、前記相補駆動処理手段による処理から前記力行側駆動処理手段による処理または前記回生側駆動処理手段による処理に切り替える切替手段と、を備えることを特徴とする。

力行側流通規制要素の閉操作期間においてインダクタを流れる電流が反転する場合、インダクタを流れる電流は、上記閉操作期間において、力行側流通規制要素を構成する流通経路の一方から他方と他方から一方との双方向に流れる。そして、この場合、流通規制要素による損失によって、電力変換効率が低下する。一方、回生側流通規制要素の閉操作期間においてインダクタを流れる電流の符号が反転する場合、インダクタを流れる電流は、上記閉操作期間において、回生側流通規制要素を構成する流通経路の一方から他方と他方から一方との双方向に流れる。そして、この場合、流通規制要素による損失によって、電力変換効率が低下する。

上記発明では、この点に鑑み、力行側駆動処理手段や回生側駆動処理手段によって、こうした事態を回避することができ、ひいては電力変換効率の低下を抑制することができる。

なお、本発明にかかる以下の代表的な実施形態に関する概念の拡張については、代表的な実施形態の後の「その他の実施形態」の欄に記載してある。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるコンバータのゼロクロス時の動作を示す回路図。 同実施形態にかかるモード判定部の処理の手順を示す流れ図。 上記モード判定手法を説明するためのタイムチャート。 同実施形態にかかる操作量演算部の処理の手順を示す流れ図。 同実施形態にかかる電流不連続モードの操作量の算出手法を説明するためのタイムチャート。 同実施形態にかかる操作信号生成部の処理の手順を示す流れ図。 同実施形態の効果を示す図。 第２の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかる操作量演算部の処理の手順を示す流れ図。 第３の実施形態にかかる操作量演算部の処理の手順を示す流れ図。 第４の実施形態にかかる操作量演算部の処理の手順を示す流れ図。 第５の実施形態にかかるモード判定部の処理の手順を示す流れ図。 同実施形態の電力変換処理を示すタイムチャート。 第６の実施形態にかかるシステム構成図。 第７の実施形態にかかるシステム構成図。 上記実施形態の変形例にかかる電力変換回路の構成を示す回路図。 上記実施形態の変形例にかかる電力変換回路の構成を示す回路図。 上記実施形態の変形例にかかる電力変換回路の構成を示す回路図。 上記実施形態の変形例にかかる電力変換回路の構成を示す回路図。

＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる電力変換制御装置を車載主機として回転機を備えるシステムの電源に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示されるモータジェネレータ１０は、車載主機としての電動機兼発電機であり、その回転子が駆動輪に機械的に連結されている。モータジェネレータ１０は、直流交流変換回路（インバータＩＮＶ）および電圧変換回路（コンバータＣＮＶ）を介してバッテリ１２に接続されている。バッテリ１２は、モータジェネレータ１０のエネルギ貯蔵手段としての２次電池であり、ここでは、複数の電池セルの直列接続体としての組電池を例示している。

コンバータＣＮＶは、平滑コンデンサ１６、平滑コンデンサ１６に並列接続されたスイッチング素子Ｓｐ，Ｓｎの直列接続体、スイッチング素子Ｓｐ，Ｓｎの接続点とバッテリ１２とを接続するインダクタ１４、およびスイッチング素子Ｓｐ，Ｓｎに逆並列接続されるダイオードＤｐ，Ｄｎを備える周知の昇降圧チョッパ回路である。すなわち、昇圧処理は、スイッチング素子Ｓｎのオン操作によるインダクタ１４の磁気エネルギ（インダクタ１４を流れる電流）の漸増処理と、スイッチング素子Ｓｎのオフ操作によるインダクタ１４の磁気エネルギの漸減処理とを有し、これらにより、バッテリ１２の端子電圧を昇圧して平滑コンデンサ１６に印加する。これに対し、降圧処理は、スイッチング素子Ｓｐのオン操作によるインダクタ１４の磁気エネルギ（インダクタ１４を流れる電流）の漸増処理と、スイッチング素子Ｓｐのオフ操作によるインダクタ１４の磁気エネルギの漸減処理とを有し、これらにより、平滑コンデンサ１６の充電電圧を降圧してバッテリ１２に印加する。

なお、上記スイッチング素子Ｓｐ，Ｓｎとして、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）を例示している。ここで、ＩＧＢＴは、電流の流通経路を電子操作によって開閉する開閉機能を有するものの、閉状態において許容される電流の流通方向は一方向に限られる。一方、ダイオードＤ＃は、ＩＧＢＴとは逆方向（低電位側から高電位側への方向）の電流のみを許容する整流機能を有している。このため、スイッチング素子Ｓ＃およびダイオードＤ＃によって、高電位側および低電位側のいずれか一方から他方と他方から一方との双方向の電流の流通経路となる流通規制要素を構成する。特に、スイッチング素子ＳｐおよびダイオードＤｐは、本実施形態において回生側流通規制要素を構成し、スイッチング素子ＳｎおよびダイオードＤｎは、本実施形態において力行側流通規制要素を構成する。

制御装置３０は、コンバータＣＮＶを制御対象とし、スイッチング素子Ｓｐ，Ｓｎを操作すべく、操作信号ｇｐ，ｇｎを出力することで昇圧処理や降圧処理を行なう。この処理は、基本的には、スイッチング素子Ｓｐ，Ｓｎを交互にオン状態とすることで行なわれる。すなわち、デッドタイムＤＴを除き、いずれか一方がオン操作指令であって且つ他方がオフ操作指令となる信号によってコンバータＣＮＶを操作する処理となる。ただし、この場合、スイッチング素子Ｓｐやスイッチング素子Ｓｎの１度のオン期間において、インダクタ１４を流れる電流の符号が反転する場合には、電力変換効率が低下する。以下、図2を用いてこれについて説明する。

図２（ａ）に示されるように、スイッチング素子Ｓｎをオン操作することで、バッテリ１２の電圧がインダクタ１４に印加される。ただし、図２（ａ）では、スイッチング素子Ｓｐがオン操作されていた期間において平滑コンデンサ１６からバッテリ１２に流れる電流と同じ方向にインダクタ１４を電流が流れているところを示している。

この電流は、漸減し、やがて符号が反転することで、図２（ｂ）に示されるように、バッテリ１２からインダクタ１４を介してスイッチング素子Ｓｎに電流が流れるようになる。ここで、インダクタ１４を流れる電流の絶対値は、漸増することとなり、インダクタ１４にエネルギが蓄えられる。これが力行時におけるインダクタ１４のエネルギの蓄積期間である。

その後、スイッチング素子Ｓｎをオフ操作し、スイッチング素子Ｓｐをオン操作することで、図２（ｃ）に示す状態となる。すなわち、バッテリ１２から平滑コンデンサ１６へ電流が流れる状態である。これは、先の図２（ｂ）に示した状態においてインダクタ１４に流れていた電流が継続して流れることによるものである。ただし、バッテリ１２の端子電圧よりも平滑コンデンサ１６の充電電圧の方が大きいために、インダクタ１４を流れる電流は漸減する。

この電流は、やがてゼロになり、符号が反転することで、図２（ｄ）に示されるように、平滑コンデンサ１６からインダクタ１４を介してバッテリ１２に電流が流れるようになる。ここで、インダクタ１４を流れる電流の絶対値は、漸増することとなり、インダクタ１４にエネルギが蓄えられる。これが回生時におけるインダクタ１４のエネルギの蓄積期間である。

このように、インダクタ１４を流れる電流の符号が反転する状況下においては、スイッチング素子Ｓｐ，Ｓｎ、ダイオードＤｐ，Ｄｎや、インダクタ１４における損失に起因して電力変換効率が低下する。すなわち、たとえば符号が反転しない通常の力行時においては、図２（ｂ）に示す状態において、電流がインダクタ１４からスイッチング素子Ｓｎへと流通し、図２（ｃ）において、インダクタ１４からダイオードＤｐへと流通する。これに対し、インダクタ１４を流れる電流の符号が反転する力行時においては、これらの流通経路に加えて、図２（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｓｎからインダクタ１４へと進む方向や、図２（ｄ）に示すように、スイッチング素子Ｓｐからインダクタ１４へと進む方向にも電流が流通することとなる。このため、符号が反転しない通常の力行時と比較すると、図２に示す場合には、図２（ａ）に示す状態におけるスイッチング素子Ｓｎの損失と、図２（ｄ）に示す状態におけるスイッチング素子Ｓｐの損失とが不要に生じることとなる。さらに、インダクタ１４を電流が往復することによる不要な損失も生じる。

こうした事態を改善すべく、本実施形態では、インダクタ１４を流れる電流の符号が反転する状況下、スイッチング素子Ｓｐおよびスイッチング素子Ｓｎのいずれか一方のみをオン・オフ操作する処理に切り替える。以下、これについて説明する。

図１の下方に、操作信号ｇ＃（＃＝ｐ，ｎ）の生成処理のブロック図を示す。図示されるように、電流センサ２２によって検出されたインダクタ１４を流れる電流ＩＬは、平均電流算出部３２に取り込まれる。平均電流算出部３２では、スイッチング素子Ｓｐ，Ｓｎのオン・オフ操作の１周期に渡るインダクタ１４を流れる電流ＩＬの平均値として、平均電流ＩＬ０を算出する。なお、図では、上記オン・オフ操作の１周期の逆数を、キャリア周波数ｆｃとして記載している。

上記電流ＩＬは、さらに、ピーク電流算出部３４に取り込まれる。ピーク電流算出部３４では、オン・オフ操作の１周期「１／ｆｃ」の期間における電流ＩＬの最小値ＩＬｍｉｎと最大値ＩＬｍａｘとの差として、インダクタ１４を流れる電流の変動量（ピーク電流Ｉｐ）を算出する。

モード判定部３６では、平均電流ＩＬ０とピーク電流Ｉｐとを入力とし、これらに基づき、制御モードを選択する。これは、図３に示す処理によって実行される。なお、図３に示す処理は、たとえば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、平均電流ＩＬ０の絶対値が、ピーク電流Ｉｐの２分の１以上であるか否かを判断する。この処理は、インダクタ１４を流れる電流の符号が反転しない状況であるか否かを判断するものである。すなわち、インダクタ１４を流れる電流の変化が時間に比例すると仮定すると、インダクタ１４を流れる電流の符号が反転しないなら、図４（ａ）に例示するように、平均電流ＩＬ０の絶対値は、ピーク電流Ｉｐの２分の１以上となる。これに対し、インダクタ１４を流れる電流の符号が反転するなら、図４（ｂ）に例示するように、平均電流ＩＬ０の絶対値は、ピーク電流Ｉｐの２分の１よりも小さくなる。

ステップＳ１０において肯定判断される場合、インダクタ１４を流れる電流の符号が反転しない状況であるとして、ステップＳ１２において、電流連続モードとする。

一方、ステップＳ１０において否定判断される場合、ステップＳ１４において、平均電流ＩＬ０の絶対値が下限電流ＩＬ０ｔｈ以下であるか否かを判断する。この処理は、スイッチング素子Ｓｐ，Ｓｎのオン時間が短くなり、実際にはオン状態とすることができなくなるか否かを判断するためのものである。ここで、スイッチング素子Ｓｐ，Ｓｎがオン状態に切り替わる最小時間は、スイッチング素子Ｓｐ，Ｓｎの仕様等によって定まる。また、この最小時間とそのときのインダクタ１４の平均電流ＩＬ０との関係は、入力電圧Ｖｉｎや出力電圧Ｖｏｕｔ等によって変動する。ただし、本実施形態では、下限電流ＩＬ０ｔｈを固定値としている。そして、ステップＳ１４において肯定判断される場合、ステップＳ１６において、スイッチング素子Ｓｐ，Ｓｎの双方をオフ状態に維持する停止モードに切り替える。

一方、ステップＳ１４において否定判断される場合、ステップＳ１８において、平均電流ＩＬ０が下限電流ＩＬ０ｔｈよりも大きいか否かを判断する。この処理は、力行時であるか否かを判断するためのものである。そして、ステップＳ１８において肯定判断される場合、力行時であるとして、ステップＳ２０において、電流不連続モードであって且つ力行時（＋出力）であると判断する。これに対し、ステップＳ１８において否定判断される場合、ステップＳ２２において、電流不連続モードであって且つ回生時（−出力）であると判断する。

なお、ステップＳ１２、Ｓ１６，Ｓ２０，Ｓ２２の処理が完了する場合には、この一連の処理を一旦終了する。

先の図１に示す操作量演算部３８は、平滑コンデンサ１６の電圧（コンバータＣＮＶの出力電圧Ｖｏｕｔ）を、目標電圧Ｖｒｅｆに制御するための操作量を算出する。ここでは、電圧センサ１８によって検出される入力電圧Ｖｉｎと、電圧センサ２０によって検出される出力電圧Ｖｏｕｔと、上記平均電流ＩＬ０と、モード判定部３６による判定結果とに基づき、操作量を算出する。

図５に、操作量演算部３８の処理を示す。この処理は、たとえば所定周期でくり返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ３０において、電流連続モードであるか否かを判断する。そして、電流連続モードであると判断される場合、ステップＳ３２において、低電位側のスイッチング素子Ｓｎのオン時間Ｗｎを、「（Ｖｒｅｆ−Ｖｉｎ）／（ｆｃ・Ｖｒｅｆ）」として且つ、高電位側のスイッチング素子Ｓｐのオン時間Ｗｐを、「（１／ｆｃ）−Ｗｎ」とする。すなわち、インダクタ１４のインダクタンスＬを用いると、先の図２（ｂ）に示す状態におけるインダクタ１４の電流の増加量は、「Ｖｉｎ・Ｗｎ／Ｌ」となり、先の図２（ｃ）に示す状態におけるインダクタ１４の電流の減少量は、「（Ｖｒｅｆ−Ｖｉｎ）・（１／ｆｃ−Ｗｎ）／Ｌ」となる。ここで、電流の増加量と減少量とが等しいとすることで、オン時間Ｗｎの式が導かれる。

なお、上記ステップＳ３２の処理は、本実施形態において、相補駆動処理手段を構成する。

一方、上記ステップＳ３０において否定判断される場合、ステップＳ３４において、停止モードであるか否かを判断する。そして停止モードであると判断される場合、ステップＳ３６において、低電位側のスイッチング素子Ｓｎのオン時間Ｗｎと、高電位側のスイッチング素子Ｓｐのオン時間Ｗｐとを、ゼロとする。

一方、ステップＳ３４において否定判断される場合、ステップＳ３８において、電流不連続モード且つ力行時であるか否かを判断する。そして、ステップＳ３８において肯定判断される場合、高電位側のスイッチング素子Ｓｐのオン時間Ｗｐをゼロとして且つ、低電位側のスイッチング素子Ｓｎのオン時間Ｗｎを、以下の式（ｃ１）によって算出される値とする。なお、この処理は、本実施形態において、力行側駆動処理手段および時比率操作手段を構成する。

上記の式（ｃ１）は、以下のようにして導出される。すなわち図６（ａ）に示されるオン時間Ｗｎにおいてインダクタ１４に印加される電圧が入力電圧Ｖｉｎであり、インダクタ１４を流れる電流が漸減してゼロとなるまでの時間ｘにおいて、インダクタ１４に印加される電圧が「Ｖｒｅｆ−Ｖｉｎ」であることに鑑みると、以下の式が成立する。

したがって、バッテリ１２からコンバータＣＮＶに１周期「１／ｆｃ」の期間に入力されるエネルギＥｉｎは、以下の式（ｃ３）となる。

一方、コンバータＣＮＶからの出力エネルギＥｏｕｔは、以下の式（ｃ４）にて表現される。

ただし、上記の式（ｃ４）において、スイッチング素子ＳｐおよびダイオードＤｐ側から平滑コンデンサ１６側への出力電流Ｉｏｕｔを用いるとともに、これをコンバータＣＮＶの電力変換効率を無視する近似で成立するエネルギ保存則による等式「Ｖｉｎ・｜ＩＬ０｜＝Ｖｏｕｔ・｜Ｉｏｕｔ｜」を用いて、平均電流ＩＬ０に置き換えた。

上記の式（ｃ３）、（ｃ４）において、「Ｅｉｎ＝Ｅｏｕｔ」とすることで、上記の式（ｃ１）を導出することができる。

続くステップＳ４２においては、算出されたオン時間Ｗｎが「（Ｖｒｅｆ−Ｖｉｎ）／（ｆｃ・Ｖｒｅｆ）」よりも大きいか否かを判断する。ここで、「（Ｖｒｅｆ−Ｖｉｎ）／（ｆｃ・Ｖｒｅｆ）」は、電流連続モードにおいて入力電圧Ｖｉｎを目標電圧Ｖｒｅｆまで昇圧する際のオン時間Ｗｎである。この処理は、インダクタ１４へのエネルギ充填時間が、電流連続モードにおけるものよりも長くなるか否かを判断するためのものである。

そしてステップＳ４２において肯定判断される場合、ステップＳ４４において、オン時間Ｗｎを、「（Ｖｒｅｆ−Ｖｉｎ）／（ｆｃ・Ｖｒｅｆ）」とする。すなわち、オン時間Ｗｎには、電流連続モード時の値で上限ガード処理がなされる。これは、インダクタ１４の磁気飽和が生じない設計等が、電流連続モードを前提としてなされていることに鑑みたものである。

これに対し、ステップＳ３８において否定判断される場合（回生時であると判断される場合）、ステップＳ４６において、低電位側のスイッチング素子Ｓｎのオン時間Ｗｎをゼロとして且つ、高電位側のスイッチング素子Ｓｐのオン時間Ｗｐを、以下の式（ｃ５）によって算出される値とする。なお、この処理は、本実施形態において、回生側駆動処理手段および時比率操作手段を構成する。

上記の式（ｃ５）は、以下のようにして導出される。すなわち図６（ｂ）に示されるオン時間Ｗｐにおいてインダクタ１４に印加される電圧が「Ｖｒｅｆ−Ｖｉｎ」であり、インダクタ１４を流れる電流が漸減してゼロとなるまでの時間ｙにおいて、インダクタ１４に印加される電圧が入力電圧Ｖｉｎであることに鑑みると、以下の式が成立する。

したがって、バッテリ１２に、１周期「１／ｆｃ」の期間に入力されるエネルギＥｉｎは、以下の式（ｃ７）となる。

一方、コンバータＣＮＶからの出力エネルギＥｏｕｔは、以下の式（ｃ８）にて表現される。

上記の式（ｃ７）、（ｃ８）において、「Ｅｉｎ＝Ｅｏｕｔ」とすることで、上記の式（ｃ５）を導出することができる。

続くステップＳ４８においては、算出されたオン時間Ｗｐが「Ｖｉｎ／（ｆｃ・Ｖｒｅｆ）」よりも大きいか否かを判断する。ここで、「Ｖｉｎ／（ｆｃ・Ｖｒｅｆ）」は、電流連続モードにおいて入力電圧Ｖｉｎを目標電圧Ｖｒｅｆに制御する際のオン時間Ｗｐである。この処理は、インダクタ１４へのエネルギ充填時間が、電流連続モードにおけるものよりも長くなるか否かを判断するためのものである。

そしてステップＳ４８において肯定判断される場合、ステップＳ５０において、オン時間Ｗｐを、「Ｖｉｎ／（ｆｃ・Ｖｒｅｆ）」とする。すなわち、オン時間Ｗｐには、電流連続モード時の値で上限ガード処理がなされる。これは、インダクタ１４の磁気飽和が生じない設計等が、電流連続モードを前提としてなされていることに鑑みたものである。

なお、ステップＳ３２，Ｓ３６，Ｓ４４，Ｓ５０の処理が完了する場合や、ステップＳ４２，Ｓ４８において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。

先の図１に示す操作信号生成部４０では、モード判定結果と、操作量演算部３８によって算出されるオン時間Ｗｎ，Ｗｐとに基づき、操作信号ｇｐ，ｇｎを算出する。図７に、操作信号生成部４０の処理を示す。この処理は、所定周期でくり返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ６０において、平均電流ＩＬ０が０以上であるか否かを判断する。そして、ステップＳ６０において肯定判断される場合、ステップＳ６２において、三角波形状のキャリア信号との大小比較対象となる時比率（Ｄｕｔｙ）を、デッドタイムＤＴを用いて「（Ｗｎ＋ＤＴ）・ｆｃ」とする。ここで、「Ｗｎ＋Ｗｐ＝１／ｆｃ」であるため、オン時間Ｗｎの１周期「１／ｆｃ」に対する時比率は、「Ｗｎ・ｆｃ」となる。ただし、本実施形態では、スイッチング素子Ｓｎとスイッチング素子Ｓｐとの双方がオンとなることを回避すべく後述の処理によって周知のデッドタイムＤＴが設けられる。このため、スイッチング素子Ｓｎのオン時間Ｗｎに関するデッドタイムＤＴ補償のためのフィードフォワード項として「ＤＴ・ｆｃ」を加算した。

一方、ステップＳ６０において否定判断される場合、ステップＳ６４において、時比率を、「｛（１／ｆｃ）−Ｗｐ−ＤＴ｝・ｆｃ」とする。ここで、電流連続モードにおいては、「（１／ｆｃ）−Ｗｐ」は、オン時間Ｗｎに等しい。それにもかかわらず、ステップＳ６０において否定判断される場合（回生時）にオン時間Ｗｐを用いて時比率を定義するのは、電流不連続モードにおいては回生時のオン時間Ｗｎがゼロとなり、「Ｗｎ＋Ｗｐ＝１／ｆｃ」が成立しなくなるためである。なお、「−ＤＴ・ｆｃ」は、スイッチング素子Ｓｐのオン時間Ｗｐに関するデッドタイムＤＴ補償のためのフィードフォワード項である。

ステップＳ６２、Ｓ６４の処理が完了すると、ステップＳ６６において、時比率がキャリア（Ｃａｒｒｉｅｒ）以上の状態からキャリアより小さい状態に移行するタイミングであるか否かを判断する。ここで、キャリアは、周期が「１／ｆｃ」であり、変動幅が「１」に規格化された三角波信号である。そして、ステップＳ６６において肯定判断される場合、ステップＳ６８においてスイッチング素子Ｓｎをオフ操作する。その後、デッドタイムＤＴだけ待機し（ステップＳ７０）、電流不連続モードであることと力行時であることとの論理積が偽であることを条件に、スイッチング素子Ｓｐをオン操作する。

その後、ステップＳ７６においては、時比率がキャリア（Ｃａｒｒｉｅｒ）よりも小さい状態からキャリア以上の状態に移行するタイミングであるか否かを判断する。そして、ステップＳ７６において肯定判断される場合、ステップＳ７８においてスイッチング素子Ｓｐをオフ操作する。その後、デッドタイムＤＴだけ待機し（ステップＳ８０）、電流不連続モードであることと回生時であることとの論理積が偽であることを条件に、スイッチング素子Ｓｎをオン操作する。なお、ステップＳ８４の処理が完了する場合や、ステップＳ８２において肯定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。

図８に、本実施形態の効果を示す。図８（ａ）に示すように、本実施形態では、コンバータＣＮＶの出力（パワー）がゼロに近づくことで損失もゼロに近づく。これに対し、スイッチング素子Ｓｐ，Ｓｎを交互にオン・オフ操作する処理のみを行なう場合（図中、従来）、コンバータＣＮＶの出力がゼロに近い領域において、損失が略一定となる。図８（ｂ）、図８（ｃ）は、それぞれ従来例および本実施形態における昇圧比毎の損失を示すものである。

このように、本実施形態では、損失を低減することができる。これは、図２を用いて説明した損失を低減できることに加えて、入力電圧Ｖｉｎと目標電圧Ｖｒｅｆとが同一である場合に、インダクタ１４のエネルギ充填時間が、スイッチング素子Ｓｐ，Ｓｎを交互にオン・オフ操作する場合と比較して短くなることによる。ここで、エネルギ充填時間を短縮できるのは、インダクタ１４の電流の符号の反転を許容しないために、無駄なエネルギをためる必要がないからである。

なお、インダクタ１４に流れる電流の符号が反転しない状況下においては、スイッチング素子Ｓｐ，Ｓｎを交互にオン操作することで、出力電圧Ｖｏｕｔの制御性を向上させることもできる。すなわち、たとえば力行時において、インバータＩＮＶ側の消費電力が急減する場合、スイッチング素子Ｓｐを介して平滑コンデンサ１６からバッテリ１２に電流が流れることで回生状態となり、平滑コンデンサ１６の電圧が目標電圧Ｖｒｅｆを過度に上回る事態を回避することができる。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図９に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図９において、先の図１に示した部材や処理に対応するものについては、便宜上、同一の符号を付している。

本実施形態では、電流不連続モードにおいて、操作量演算部３８によってＰＦＭ処理を用いた操作量の算出がなされる。すなわち、力行時であれば、オン時間Ｗｎをゼロよりも大きい固定値とし、スイッチング素子Ｓｎのオン・オフ操作の周期「１／ｆｃ」を操作量とする。また、回生時であれば、オン時間Ｗｐをゼロよりも大きい固定値とし、スイッチング素子Ｓｐのオン・オフ操作の周期「１／ｆｃ」を操作量とする。

図１０に、本実施形態にかかる操作量演算部３８の処理の手順を示す。この処理は、たとえば所定周期でくり返し実行される。なお、図１０において、先の図５に示した処理に対応する処理については、便宜上、同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ３８において肯定判断される場合、ステップＳ４０ａにおいて、スイッチング素子Ｓｎのオン・オフ操作の周期の逆数である周波数ｆｃを、以下の式（ｃ９）にて算出する。なお、この処理は、本実施形態において力行側駆動処理手段および周波数操作手段を構成する。

この式は、上記の式（ｃ１）を、周波数ｆｃについて解くことで得られるものである。

一方、ステップＳ３８において否定判断される場合、ステップＳ４６ａにおいて、スイッチング素子Ｓｐのオン・オフ操作の周期の逆数である周波数ｆｃを、以下の式（ｃ１０）にて算出する。なお、この処理は、本実施形態において回生側駆動処理手段および周波数操作手段を構成する。

この式は、上記の式（ｃ５）を、周波数ｆｃについて解くことで得られるものである。

上記ステップＳ４０ａ，Ｓ４６ａの処理が完了する場合、ステップＳ４２ａにおいて、周波数ｆｃが規定周波数ｆｃｔｈよりも低周波か否かを判断する。この処理は、周波数ｆｃｔｈが過度に低周波であるか否かを判断するためのものである。そして、ステップＳ４２ａにおいて肯定判断される場合、ステップＳ４４ａにおいて周波数ｆｃを、規定周波数ｆｃｔｈとする。すなわち、規定周波数ｆｃｔｈを下限ガード値とするガード処理を行なう。これは、人に感知されやすい騒音が発生する事態を回避するためのものである。

以上説明した本実施形態によれば、電流不連続モードにおいて、ＰＦＭ処理を行なうことで、単位時間当たりのスイッチング頻度を低減することができる。このため、損失の低減効果を高めることができる。
＜第３の実施形態＞
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

上記第１の実施形態では、インダクタ１４を流れる電流の極性が反転する状況下、スイッチング素子Ｓｐまたはスイッチング素子Ｓｎのみをオン・オフ操作する処理に切り替えることで、電力変換損失を低減した。ここで、インダクタ１４を流れる電流が小さい低出力（低入力）時においては、インバータＩＮＶ側の出力変動も小さいとはいえ、スイッチング素子Ｓｐ，Ｓｎを交互にオン操作することによる出力電圧の自動調整機能について、これを喪失していることには変わりない。

そこで本実施形態では、電流不連続モードにおいて、負荷変動に対する応答性を向上させるべく一部処理を変更する。

図１１に、本実施形態にかかる操作量演算部３８の処理の手順を示す。この処理は、電流不連続モードにおいて、たとえば所定周期でくり返し実行される。なお、図１０において、先の図５に示した処理に対応する処理については、便宜上、同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、まずステップＳ９０において、電流不連続モードであるか否かを判断する。そしてステップＳ９０において肯定判断される場合、ステップＳ９２において、力行時であるか否かを判断する。そして力行時であると判断される場合、ステップＳ９４において、先の図５のステップＳ４０の処理を行なう。続くステップＳ９６においては、出力電圧Ｖｏｕｔと目標電圧Ｖｒｅｆとの差の絶対値が規定差圧Ｖｔｈ以下であるか否かを判断する。この処理は、負荷変動等によって出力電圧Ｖｏｕｔの制御性が低下する状況にないか否かを判断するためのものである。そしてステップＳ９６において否定判断される場合、ステップＳ９８において、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖｒｅｆよりも規定差圧Ｖｔｈ以上小さいか否かを判断する。この処理は、スイッチング素子Ｓｎのオン・オフ操作を行なうことが出力電圧Ｖｏｕｔの制御性を回復させる上で不適切であるか否かについて、これを判断するためのものである。

ステップＳ９８において肯定判断される場合、スイッチング素子Ｓｎのオン・オフ操作によって出力電圧Ｖｏｕｔの制御性を迅速に回復させることができると考えられることから、ステップＳ１００に移行し、オン時間Ｗｎを規定量Δだけ増量補正する。これは、インダクタ１４のエネルギ蓄積時間を伸長させる処理である。ここで、規定量Δは、フィードバック操作量である。

これに対し、ステップＳ９８において否定判断される場合、スイッチング素子Ｓｎのオン・オフ操作によって出力電圧Ｖｏｕｔの制御性を迅速に回復させることが困難と考えられることから、ステップＳ１０２において、回生制御に切り替える。ここでは、スイッチング素子Ｓｎのオン時間Ｗｎをゼロとし、スイッチング素子Ｓｐのオン時間Ｗｐを、上記の式（ｃ５）によって算出する。なお、ステップＳ１０２の処理は、本実施形態において過渡対応処理手段を構成する。

一方、ステップＳ９２において否定判断される場合、ステップＳ１０４において、先の図５のステップＳ４６と同様の処理を行なう。続くステップＳ１０６においては、出力電圧Ｖｏｕｔと目標電圧Ｖｒｅｆとの差の絶対値が規定差圧Ｖｔｈ以下であるか否かを判断する。この処理は、負荷変動等によって出力電圧Ｖｏｕｔの制御性が低下する状況にないか否かを判断するためのものである。そしてステップＳ１０６において否定判断される場合、ステップＳ１０８において、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖｒｅｆよりも規定差圧Ｖｔｈ以上大きいか否かを判断する。この処理は、スイッチング素子Ｓｐのオン・オフ操作を行なうことが出力電圧Ｖｏｕｔの制御性を回復させる上で不適切であるか否かについて、これを判断するためのものである。

ステップＳ１０８において肯定判断される場合、スイッチング素子Ｓｐのオン・オフ操作によって出力電圧Ｖｏｕｔの制御性を迅速に回復させることができると考えられることから、ステップＳ１１０に移行し、オン時間Ｗｐを規定量Δだけ増量補正する。これは、インダクタ１４のエネルギ蓄積時間を伸長させる処理である。ここで、規定量Δは、フィードバック操作量である。

これに対し、ステップＳ１０８において否定判断される場合、スイッチング素子Ｓｐのオン・オフ操作によって出力電圧Ｖｏｕｔの制御性を迅速に回復させることが困難と考えられることから、ステップＳ１１２において、力行制御に切り替える。ここでは、スイッチング素子Ｓｐのオン時間Ｗｐをゼロとし、スイッチング素子Ｓｎのオン時間Ｗｎを、上記の式（ｃ１）によって算出する。なお、ステップＳ１１２の処理は、本実施形態において過渡対応処理手段を構成する。

なお、上記ステップＳ１００、Ｓ１０２，Ｓ１１０，Ｓ１１２の処理が完了する場合や、ステップＳ９０において否定判断される場合、さらにはステップＳ９６，Ｓ１０６において肯定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。
＜第４の実施形態＞
以下、第４の実施形態について、先の第３の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、電流不連続モードにおいてＰＦＭ処理を行なう場合について、上記第３の実施形態同様の負荷変動対策を施す。

図１２に、本実施形態にかかる操作量演算部３８の処理の手順を示す。この処理は、電流不連続モードにおいて、たとえば所定周期でくり返し実行される。なお、図１２において、先の図１１に示した処理に対応する処理については、便宜上、同一のステップ番号を付している。

図示されるように、本実施形態では、ステップＳ９２において肯定判断されるか否かに応じて、ステップＳ９４ａにおいて先の図１０のステップＳ４０ａの処理を行なうか、ステップＳ１０４ａにおいて先の図１０のステップＳ４６ａの処理を行なう。

また、ステップＳ９８において肯定判断される場合、ステップＳ１００ａにおいて、周波数ｆｃを規定量Δだけ増量補正する。これは、スイッチング素子Ｓｎのオン・オフ周期を短縮することで、単位時間当たりのインダクタ１４へのエネルギ蓄積量を増加させるためのものである。ここで、規定量Δは、フィードバック操作量である。一方、ステップＳ９８において否定判断される場合、ステップＳ１０２ａにおいて、周波数ｆｃを、上記ステップＳ１０４ａにおいて算出されるもの（回生時のもの）に切り替える。

さらに、ステップＳ１０８において肯定判断される場合、ステップＳ１１０ａにおいて、周波数ｆｃを規定量Δだけ増量補正する。これは、スイッチング素子Ｓｐのオン・オフ周期を短縮することで、単位時間当たりのインダクタ１４へのエネルギ蓄積量を増加させるためのものである。ここで、規定量Δは、フィードバック操作量である。一方、ステップＳ１０８において否定判断される場合、ステップＳ１１２ａにおいて、周波数ｆｃを、上記ステップＳ９４ａにおいて算出されるもの（力行時のもの）に切り替える。
＜第５の実施形態＞
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

上記第３の実施形態において述べたように、電流不連続モードにおいては、出力電圧Ｖｏｕｔの制御性（応答性）が低下するおそれがある。そこで本実施形態では、インダクタ１４を流れる電流の符号が反転する状況であっても、所定の条件下、電流不連続モードの制御への切り替えを禁止する。

図１３に、本実施形態にかかるモード判定部３６の処理手順を示す。この処理は、たとえば所定周期でくり返し実行される。なお、図１３において、先の図３に示した処理に対応するものについては、便宜上、同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、電流連続モードとするか否かの判断処理としてのステップＳ１０ａにおいて、平均電流ＩＬ０の絶対値がピーク電流Ｉｐの２分の１以上であることと、平均電流ＩＬ０の変化速度の絶対値が閾値速度ｄＩｔｈよりも大きいこととの一対の条件について、それらの論理和が真であるか否かを判断する。すなわち、平均電流ＩＬ０の変化速度の絶対値が閾値速度ｄＩｔｈよりも大きい場合には、制御の応答性を確保する観点から、電流連続モードに決定する。この処理は、本実施形態において禁止手段を構成する。

図１４に、本実施形態にかかる電流連続モードと不連続モードとの切り替えを例示する。図示されるように、平均電流ＩＬ０の絶対値の変化速度が大きい期間Ｔ１においては、電流不連続モードを適用可能な平均電流ＩＬ０の領域においても、電流連続モードを採用する。一方、平均電流ＩＬ０の絶対値の変化速度が小さい期間Ｔ２においては、電流不連続モードを適用可能な平均電流ＩＬ０の領域において、電流不連続モードとすることで、インダクタ１４を流れる電流の反転を回避し、電力変換損失の低減を図る。
＜第６の実施形態＞
以下、第６の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１５に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１５において、先の図１に示した部材や処理に対応するものについては、便宜上、同一の符号を付している。

本実施形態では、インダクタ１４を流れる電流を検出する電流センサ２２を備えない代わりに、コンバータＣＮＶから外部に出力される電流（負荷電流Ｉｌｏａｄ）を検出する電流センサ２２ａを備える。

また、本実施形態では、電流連続モードの採用によってインダクタ１４を流れる電流の符号が反転するか否かを予測し、予測結果に基づきモード判定処理を行なう。

すなわち、平均電流算出部３２ａでは、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、および負荷電流Ｉｌｏａｄに基づき、目標電圧Ｖｒｅｆとする場合の平均電流ＩＬ０を予測する。これは、平滑コンデンサ１６の静電容量Ｃを用いて、以下の式（ｃ１１）によって算出される。

ここで、更新時間Ｔｓは、目標電圧Ｖｒｅｆの更新周期である。更新時間Ｔｓは、「１／ｆｃ」よりも長い時間に設定されている。特に、本実施形態では、更新周期Ｔｓは、「１／ｆｃ」のＮ（＞２）倍以上の値に設定されている。これは、平均電流ＩＬ０を、インダクタ１４へのエネルギの充填処理およびインダクタ１４からのエネルギの放出処理を複数回繰り返した場合についての予測値とするためのものである。

ここでは、スイッチング素子ＳｐおよびダイオードＤｐ側から平滑コンデンサ１６側への出力電流Ｉｏｕｔが「Ｉｌｏａｄ＋Ｃ・（Ｖｒｅｆ−Ｖｏｕｔ）／Ｔｓ」となることを利用している。すなわち、更新時間Ｔｓの間に平滑コンデンサ１６に流入する電流は、「Ｃ・（Ｖｒｅｆ−Ｖｏｕｔ）／Ｔｓ」となる。なお、上述したように、「ＩＬ０・Ｖｉｎ＝Ｖｏｕｔ・Ｉｏｕｔ」である。

一方、ピーク電流算出部３４ａでは、目標電圧Ｖｒｅｆおよび入力電圧Ｖｉｎに基づき、電流連続モードによって目標電圧Ｖｒｅｆとする場合のピーク電流Ｉｐを予測する。これは、以下の式（ｃ１２）によって算出される。

こうして平均電流ＩＬ０およびピーク電流Ｉｐが予測値とされることで、モード判定部３６では、電流連続モードの採用によってインダクタ１４を流れる電流の符号が反転するか否かを予測することができる。この処理は、本実施形態において反転予測手段を構成する。そして、予測結果に基づき、電流不連続モードとするか否かを決定することができる。

さらに、この際、電流連続モードとする場合に力行となるか回生となるかについても予測することができる。このため、電流不連続モードを採用するに際し、直近の過去が力行であるか回生であるかではなく、現在の入力電圧Ｖｉｎおよび目標電圧Ｖｒｅｆに基づき、電流不連続モードとする場合に目標電圧Ｖｒｅｆとするうえでの操作対象として、スイッチング素子Ｓｐ，Ｓｎのいずれが適切かを予測することもできる。なお、ここで力行制御を行なうか回生制御を行なうかの処理は、本実施形態における決定手段を構成する。

このように、予測手段および決定手段を用いることで、本実施形態では、負荷変動等に対する制御の応答性を高めることができる。
＜第７の実施形態＞
以下、第７の実施形態について、先の第６の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、平均電流算出部３２ａにおける平均電流ＩＬ０の算出手法を変更する。

図１６に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１６において、先の図１５に示した部材や処理に対応するものについては、便宜上、同一の符号を付している。また、図１６では、制御装置３０において、平均電流算出部３２ａ以外の処理部の図示を省略している。

図示されるように、インバータＩＮＶは、スイッチング素子Ｑ￥ｐ，Ｑ￥ｎ（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）の直列接続体を３組備えており、これら各直列接続体の接続点は、回転機であるモータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。なお、本実施形態では、これらスイッチング素子Ｑ￥＃（＃＝ｐ，ｎ）として、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）を用いている。また、これらスイッチング素子Ｑ￥＃にはそれぞれ、フリーホイールダイオードが逆並列に接続されている。さらに、本実施形態では、モータジェネレータ１０として、３相の永久磁石同期モータを用いている。

モータジェネレータ１０付近には、モータジェネレータ１０の回転角θ（電気角）を検出する回転角度センサ４２（例えばレゾルバ）が備えられている。また、インバータＩＮＶ及びモータジェネレータ１０間を接続する電気経路には、モータジェネレータ１０のＶ相，Ｗ相のそれぞれに流れるＶ相電流，Ｗ相電流を検出する電流検出手段としての電流センサ４４ｖ，４４ｗが備えられている。ここで、電流センサ４４ｖ，４４ｗとしては、例えば、カレントトランスや抵抗器を備えるものを用いることができる。ちなみに、本実施形態では、電流センサ２２ａが備えられていない。

続いて、本実施形態にかかる平均電流算出部３２ａの処理について説明する。

変化量算出部４６では、出力電圧Ｖｏｕｔに基づき、平滑コンデンサ１６の入出力電力Ｐｃの変化量（以下、平滑コンデンサ１６の電力変化量ΔＰｃ）を算出する。これは、平滑コンデンサ１６の静電容量Ｃ、更新時間Ｔｓ、及び所定のタイミングから更新時間Ｔｓが経過したタイミングまでの期間における出力電圧Ｖｏｕｔの変化量ΔＶを用いて、以下の式（ｃ１３）によって算出される。

なお、上式（ｃ１１）によれば、平滑コンデンサ１６の電力変化量ΔＰｃは、平滑コンデンサ１６が充電される場合に正の値となり、平滑コンデンサ１６が放電される場合に負の値となる。

トルク算出部４８では、電流センサ４４ｖ，４４ｗによって検出されたＶ相電流ｉｖ，Ｗ相電流ｉｗと、回転角度センサ４２によって検出された回転角θとに基づき、モータジェネレータ１０の出力トルクＴｒを算出する。ここで、出力トルクＴｒは、具体的にはたとえば、Ｖ相電流ｉｖ、Ｗ相電流ｉｗ及び回転角θに基づき回転座標系の電流であるｄ軸電流及びｑ軸電流を算出し、算出されたｄ軸電流及びｑ軸電流に基づき算出すればよい。

速度算出部５０では、回転角θの微分演算値としてモータジェネレータ１０の回転角速度ωを算出する。

損失算出部５２では、出力トルクＴｒ及び回転角速度ωに基づき、インバータＩＮＶにおける損失及びモータジェネレータ１０における損失の合計値である合計損失Ｐｌｏｓｓ（＞０）を算出する。ちなみに、合計損失Ｐｌｏｓｓは、具体的にはたとえば、出力トルクＴｒ及び回転角速度ωを入力として、これらと合計損失Ｐｌｏｓｓとが関係付けられたマップを用いて算出すればよい。

モータ電力算出部５４では、モータジェネレータ１０の出力トルクＴｒと回転角速度ωとの積としてモータ電力Ｐｍを算出する。ちなみに、モータ電力Ｐｍは、モータジェネレータ１０の入出力電力に相当し、モータジェネレータ１０の力行運転時において正の値となり、回生運転時において負の値となる。

電流算出部５６では、入力電圧Ｖｉｎ、電力変化量ΔＰｃ、合計損失Ｐｌｏｓｓ及びモータ電力Ｐｍに基づき、平均電流ＩＬ０を算出する。これは、以下の式（ｃ１４）によって算出される。

なお、上式（ｃ１４）を導出するに際し、コンバータＣＮＶにおける損失を無視している。また、上式（ｃ１４）において、「Ｐｏｕｔ」は、回生側流通規制要素を構成するスイッチング素子Ｓｐ又はダイオードＤｐを通過する電力であり、回生側流通規制要素から平滑コンデンサ１６側へと向かう方向の電力を正としている。すなわち、モータジェネレータ１０が力行運転される場合、インダクタ１４側からダイオードＤｐを介して平滑コンデンサ側へと電力が供給されることとなり、「Ｐｏｕｔ」が正の値となる。一方、モータジェネレータ１０が回生運転される場合、平滑コンデンサ１６側からスイッチング素子Ｓｐを介してインダクタ１４側へと電力が供給されることとなり、「Ｐｏｕｔ」が負の値となる。

このように、本実施形態によれば、電流センサ２２ａの検出値を用いることなく平均電流ＩＬ０を算出することができる。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

「相補駆動処理手段について」
スイッチング素子Ｓｎのオン・オフの１周期に対するオン時間の時比率Ｄを操作量とするものに限らず、オン時間を固定し、１周期の長さを操作量とするものであってもよい。

出力電圧Ｖｏｕｔを目標電圧Ｖｒｅｆに制御するためのフィードフォワード操作量を算出し、これに基づきスイッチング素子Ｓｐ，Ｓｎを操作するフィードフォワード制御手段に限らない。たとえば、出力電圧Ｖｏｕｔを目標電圧Ｖｒｅｆにフィードバック制御するための操作量を算出し、これに基づきスイッチング素子Ｓｐ，Ｓｎを操作するフィードバック制御手段であってもよい。また、フィードフォワード操作量とフィードバック操作量との和に基づき、スイッチング素子Ｓｐ，Ｓｎを操作する手段であってもよい。

制御量を出力電圧Ｖｏｕｔとするものに限らない。たとえば、出力電圧Ｖｏｕｔおよび出力電流Ｉｏｕｔとするものであってもよい。この場合、たとえば、出力電圧Ｖｏｕｔを目標電圧Ｖｒｅｆとするための操作量としてのスイッチング素子Ｓｎのオン・オフの１周期に対するオン時間の時比率Ｄと、出力電流Ｉｏｕｔを目標電流とするための時比率Ｄとのうちの小さい方を実際の時比率Ｄとしてもよい。

「力行側駆動処理手段について」
上記第１の実施形態（図５）においては、出力電圧Ｖｏｕｔを目標電圧Ｖｒｅｆに制御するためのフィードフォワード操作量を算出し、これに基づきスイッチング素子Ｓｎを操作するフィードフォワード制御手段としたが、これに限らない。たとえば、出力電圧Ｖｏｕｔを目標電圧Ｖｒｅｆにフィードバック制御するための操作量を算出し、これに基づきスイッチング素子Ｓｎを操作するフィードバック制御手段であってもよい。また、フィードフォワード操作量とフィードバック操作量との和に基づき、スイッチング素子Ｓｎを操作する手段であってもよい。これは、過渡対応処理手段を備えない場合であっても、フィードバック制御手段を採用することが可能であることを意味する。

制御量を出力電圧Ｖｏｕｔとするものに限らない。たとえば、出力電圧Ｖｏｕｔおよび出力電流Ｉｏｕｔとするものであってもよい。この場合、たとえば、出力電圧Ｖｏｕｔを目標電圧Ｖｒｅｆとするための操作量としてのスイッチング素子Ｓｎのオン・オフの１周期に対するオン時間の時比率Ｄと、出力電流Ｉｏｕｔを目標電流とするための時比率Ｄとのうちの小さい方を実際の時比率Ｄとすればよい。

また、操作量としては、時比率Ｄか周波数ｆｃのいずれか一方に限らず、双方であってもよい。すなわち、時比率操作手段および周波数操作手段の双方を備えてもよい。

「回生側駆動処理手段について」
上記第１の実施形態（図５）においては、出力電圧Ｖｏｕｔを目標電圧Ｖｒｅｆに制御するためのフィードフォワード操作量を算出し、これに基づきスイッチング素子Ｓｐを操作するフィードフォワード制御手段としたが、これに限らない。たとえば、出力電圧Ｖｏｕｔを目標電圧Ｖｒｅｆにフィードバック制御するための操作量を算出し、これに基づきスイッチング素子Ｓｐを操作するフィードバック制御手段であってもよい。また、フィードフォワード操作量とフィードバック操作量との和に基づき、スイッチング素子Ｓｐを操作する手段であってもよい。これは、過渡対応処理手段を備えない場合であっても、フィードバック制御手段を採用することが可能であることを意味する。

制御量を出力電圧Ｖｏｕｔとするものに限らない。たとえば、出力電圧Ｖｏｕｔおよび出力電流Ｉｏｕｔとするものであってもよい。この場合、たとえば、出力電圧Ｖｏｕｔを目標電圧Ｖｒｅｆとするための操作量としてのスイッチング素子Ｓｐのオン・オフの１周期に対するオン時間の時比率Ｄと、出力電流Ｉｏｕｔを目標電流とするための時比率Ｄとのうちの小さい方を実際の時比率Ｄとしてもよい。

なお、「回生側駆動処理手段」、「相補駆動処理手段」及び「力行側駆動処理手段」において出力電流を制御量とする場合、上記第７の実施形態の式（ｃ１４）によって算出された平均電流ＩＬ０を目標電流としてもよい。このとき、電流センサ２２によって検出された電流、又は上記第６の実施形態の式（ｃ１１）によって算出された平均電流ＩＬ０を上記目標電流にフィードバック制御するための操作量を算出し、これに基づきスイッチング素子Ｓ＃を操作してもよい。

また、操作量としては、時比率Ｄか周波数ｆｃのいずれか一方に限らず、双方であってもよい。すなわち、時比率操作手段および周波数操作手段の双方を備えてもよい。

「過渡応答処理手段について」
上記第３の実施形態（図１１）や上記第４の実施形態（図１２）では、力行側駆動処理手段から回生側駆動処理手段に切り替える場合、回生側駆動処理手段をフィードフォワード制御手段として構成したがこれに限らず、「回生側駆動処理手段について」の欄に記載したように、フィードバック制御手段を備えてもよい。

上記第３の実施形態（図１１）や上記第４の実施形態（図１２）では、回生側駆動処理手段から力行側駆動処理手段に切り替える場合、力行側駆動処理手段をフィードフォワード制御手段として構成したがこれに限らず、「力行側駆動処理手段について」の欄に記載したように、フィードバック制御手段を備えてもよい。

「ガード処理手段について」
上記第１の実施形態（図５）では、インダクタ１４へのエネルギの充電時間比率の上限値を、入力電圧Ｖｉｎおよび出力電圧Ｖｏｕｔが同じであった場合に相補駆動処理手段によるものとしたがこれに限らない。たとえば、電流のピーク電流Ｉｐについての上限値を定めておき、これを上回らない上限値としてもよい。ちなみに、ピーク電流Ｉｐは、入力電圧Ｖｉｎや、入力電圧Ｖｉｎおよび出力電圧Ｖｏｕｔ等によって予測可能である。

「禁止手段について」
インダクタ１４の平均電流ＩＬ０の変化速度が閾値速度ｄＩｔｈ以上となるか否かの判断手法としては、上記第５の実施形態（図１３）に例示したものに限らない。たとえば、操作手段にとっての制御量がコンバータＣＮＶの出力電流Ｉｏｕｔである場合、目標電流の変化速度が閾値速度ｄＩｔｈ以上となるか否かを判断する手段であってもよい。

「切替手段について」
相補駆動処理手段による処理から力行側駆動処理手段による処理または回生側駆動処理手段による処理への切り替えを禁止する条件としては、禁止手段による禁止処理の条件に限らない。たとえば、負荷電流Ｉｌｏａｄの変動量が規定値以上である場合であってもよい。これは、負荷電流Ｉｌｏａｄの変動が大きい場合、力行側駆動処理手段や回生側駆動処理手段を用いることで、出力電圧の制御性が低下することに鑑みたものである。なお、負荷電流Ｉｌｏａｄの変動量が規定値以上であるか否かの判断手段の入力パラメータとしては、負荷電流Ｉｌｏａｄに限らず、たとえば、モータジェネレータ１０のトルク指令値の変化速度等、出力側の要求する電流の変化速度等であってもよい。

「力行側駆動処理手段、回生側駆動処理手段から相補駆動処理手段への切替について」
インダクタ１４を流れる電流の符号が反転しないと判断される場合に限らない。たとえば、出力電圧Ｖｏｕｔ等、制御量とその指令値との差が規定量以上となる場合に相補駆動処理手段に切り替えてもよい。

「反転予測手段について」
上記第６の実施形態（図１５）に例示したものに限らない。たとえば、上記の式（ｃ１１）の左辺の中カッコの係数を、「Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ」に代えて、「Ｖｒｅｆ／Ｖｉｎ」としてもよい。また、上記の式（ｃ１２）の目標電圧Ｖｒｅｆを、「（Ｖｒｅｆ＋Ｖｏｕｔ）／２」等、現在の出力電圧Ｖｏｕｔと目標電圧Ｖｒｅｆとの平均処理値としてもよい。

また、たとえば、相補駆動処理手段による処理がなされている場合であって且つ、相補駆動処理手段をフィードバック制御手段によって構成する場合、更新された操作量と、入力電圧Ｖｉｎおよび出力電圧Ｖｏｕｔに基づき、ピーク電流Ｉｐを予測するものであってもよい。ここで、更新された操作量から出力電圧Ｖｏｕｔを予測し、これを平均電流算出部３２ａにおいて目標電圧Ｖｒｅｆの代わりに用いてもよい。これは、反転予測手段を、制御量の指令値（目標電圧Ｖｒｅｆ）を入力としない手段として構成した実施例ともいえる。ただし、この場合であっても、更新された操作量の算出には、目標電圧Ｖｒｅｆを用いるため、反転予測手段がフィードバック制御手段を備えるとするなら、反転予測手段は、目標電圧Ｖｒｅｆを入力パラメータとして予測を行なう手段であることとなる。こうした意味では、反転予測手段が制御量の指令値を入力パラメータとしない状況は、制御量の指令値への制御とは別の要請によって制御がなされる場合等に限られる。

また、入力電圧Ｖｉｎを入力パラメータとするものに限らない。たとえば、電圧センサ１８の出力値を用いることなく、直前においてスイッチング素子Ｓｎがオン操作されたときのインダクタ１４を流れる電流の変化速度ΔＩを入力としてもよい。この場合、「ＬΔＩ」を入力電圧Ｖｉｎとみなせることから、変化速度ΔＩを独立変数として、平均電流ＩＬ０やピーク電流Ｉｐを算出する関数を構築することができる。

また、電流センサ２２ａによって検出される負荷電流Ｉｌｏａｄを入力パラメータとするものにも限らない。たとえば、平均電流ＩＬ０については先の第１の実施形態の要領で算出し、ピーク電流Ｉｐについては、先の第６の実施形態（図１５）のように算出してもよい。この場合であっても、目標電圧Ｖｒｅｆを入力パラメータとすることで、電流連続モードによって目標電圧Ｖｒｅｆとすることでインダクタ１４を流れる電流の符号が反転するか否かを予測することができる。

予測対象となる期間としては、スイッチング素子Ｓ＃のオン・オフの複数周期以上の期間に限らず、たとえば１周期であってもよい。

「電流算出手段について」
式（ｃ１４）の右辺の分子において、インバータＩＮＶにおける損失及びモータジェネレータ１０における損失のうち少なくとも一方が他の項と比較して十分小さいなら、インバータＩＮＶにおける損失やモータジェネレータ１０における損失を上記右辺の分子から除去してもよい。

「判断手段について」
インダクタ１４を流れる電流の符号が反転するか否かを判断する手法としては、上記第１の実施形態において例示したものに限らない。たとえばインダクタ１４を流れる電流ＩＬの一周期「１／ｆｃ」における複数回のサンプリング値の中に符号が相違するものがあるか否かで判断する手段であってもよい。

「決定手段について」
上記第６の実施形態（図１５）に例示したものに限らない。たとえば、反転予測手段に記載した要領で、その処理を変更することが可能である。

「デッドタイム補償について」
電流不連続モードにおいてはデッドタイム生成処理が不要のため、この処理を行わないならデッドタイム補償処理を除くことができる。

またたとえば、相補駆動処理手段をフィードバック制御手段を備えて構成するなら、デッドタイム補償量は、フィードバック操作量として生成可能である。

もっとも、相補駆動処理手段をフィードフォワード制御手段のみにて構成する場合であっても、デッドタイム補償を行なうことは必須ではない。

「力行側流通規制要素について」
ＩＧＢＴとダイオードとの並列接続体に限らない。たとえばパワーＭＯＳ電界効果トランジスタであってもよい。この場合、寄生ダイオードの整流機能を利用してもよい。もっとも、パワーＭＯＳ電界効果トランジスタとダイオードとの並列接続体としてもよい。

「回生側流通規制要素について」
ＩＧＢＴとダイオードとの並列接続体に限らない。たとえばパワーＭＯＳ電界効果トランジスタであってもよい。この場合、寄生ダイオードの整流機能を利用してもよい。もっとも、パワーＭＯＳ電界効果トランジスタとダイオードとの並列接続体としてもよい。

「電力変換回路について」
図１等に例示したものに限らない。たとえば、図１７に例示するものであってもよい。ここでは、バッテリ１２に、スイッチング素子Ｓｐ１およびスイッチング素子Ｓｎ１の直列接続体が並列接続されている。また、平滑コンデンサ１６に、スイッチング素子Ｓｐ２およびスイッチング素子Ｓｎ２の直列接続体が並列接続されている。そして、スイッチング素子Ｓｐ１およびスイッチング素子Ｓｎ１の接続点と、スイッチング素子Ｓｐ２およびスイッチング素子Ｓｎ２の接続点とがインダクタ１４によって接続されている。なお、スイッチング素子Ｓｐ１，Ｓｐ２，Ｓｎ１，Ｓｎ２のそれぞれには、ダイオードＤｐ１，Ｄｐ２，Ｄｎ１，Ｄｎ２のそれぞれが逆並列接続されている。ここで、バッテリ１２を入力側とすると、スイッチング素子Ｓｐ１およびダイオードＤｐ１と、スイッチング素子Ｓｎ２およびダイオードＤｎ２とが、力行側流通規制要素となる。また、スイッチング素子Ｓｐ２およびダイオードＤｐ２と、スイッチング素子Ｓｎ１およびダイオードＤｎ１とが、回生側流通規制要素となる。

またたとえば、図１８に例示するものであってもよい。ここでは、バッテリ１２に、スイッチング素子Ｓ１およびインダクタ１４が並列接続されている。また、平滑コンデンサ１６に、スイッチング素子Ｓ２およびインダクタ１４が並列接続されている。なお、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ１のそれぞれには、ダイオードＤ１，Ｄ２のそれぞれが逆並列接続されている。ここで、バッテリ１２を入力側とすると、スイッチング素子Ｓ１およびダイオードＤ１が力行側流通規制要素となり、スイッチング素子Ｓ２およびダイオードＤ２が回生側流通規制要素となる。

「インダクタの数について」
１つに限らない。たとえば図１９に例示するように、インダクタ１４ａとインダクタ１４ｂとのそれぞれに、スイッチング素子Ｓｐａおよびスイッチング素子Ｓｎａと、スイッチング素子Ｓｐｂおよびスイッチング素子Ｓｎｂとをそれぞれ接続するものであってもよい。この場合、スイッチング素子Ｓｐａおよびスイッチング素子Ｓｎａと、スイッチング素子Ｓｐｂおよびスイッチング素子Ｓｎｂとで、スイッチングの位相をずらすいわゆるマルチフェーズ処理を行ってもよい。この場合、インダクタ１４ａ，１４ｂのそれぞれを流れる電流の位相も互いに相違することとなる。

「直流交流変換回路について」
図２０に示すように、コンバータＣＮＶにインバータがＮ個（Ｎは２以上の整数）並列接続される構成であってもよい。この場合、平均電流ＩＬ０は、以下の式（ｃ１５）によって算出すればよい。

なお、上式（ｃ１５）において、Ｐｌｏｓｓ[ｉ]（ｉ＝１〜Ｎ）は、第（ｉ）のインバータＩＮＶ（ｉ）及びこれに接続された第（ｉ）のモータジェネレータＭＧ（ｉ）の合計損失を示し、Ｐｍ［ｉ］は、第（ｉ）のモータジェネレータＭＧ（ｉ）のモータ電力を示す。

「電力変換回路の用途について」
車載主機としての回転機に接続される直流交流変換回路とバッテリ１２との間の電力の授受を仲介するものに限らない。たとえば、車載空調装置の備えるコンプレッサ内蔵の回転機に接続される直流交流変換回路とバッテリ１２との間の電力の授受を仲介するものであってもよい。また、出力側に直流交流変換回路が接続されるものに限らず、たとえば、特開２０１１−１８８６３８号公報に記載されているように、回転機の端子が接続されるものであってもよい。

「その他」
上記第７の実施形態で説明した平均電流ＩＬ０の算出手法を、先の図１７〜図１９に示したコンバータを備えるシステムに適用してもよい。

１０…モータジェネレータ、１２…バッテリ、ＣＮＶ…コンバータ、ＩＮＶ…インバータ。

Claims (14)

1. インダクタ（１４）と、該インダクタに接続された力行側流通規制要素（Ｓｐ・Ｄｐ，Ｓｐ１・Ｄｐ１，Ｓｎ２・Ｄｎ２，Ｓ１・Ｄ１，Ｓｐａ・Ｄｐａ，Ｓｐｂ・Ｄｐｂ）および回生側流通規制要素（Ｓｎ・Ｄｎ，Ｓｎ１・Ｄｎ１，Ｓｐ２・Ｄｐ２，Ｓ２・Ｄ２，Ｓｎａ・Ｄｎａ，Ｓｎｂ・Ｄｎｂ）とを備えて且つ、入力側と出力側との電力の授受を行なう電力変換回路（ＣＮＶ）を操作対象とし、前記力行側流通規制要素および前記回生側流通規制要素を電子操作することで、前記電力の授受を行なう操作手段（３０）を備え、
   前記力行側流通規制要素および前記回生側流通規制要素は、電子操作によって電流の流通経路を開閉する開閉機能、および電子操作にかかわらず前記流通経路の一方から他方への電流の流れを許容して且つ逆方向の流れを阻止する整流機能を有し、
   前記力行側流通規制要素の前記整流機能は、前記回生側流通規制要素が閉操作されることで前記インダクタに蓄えられたエネルギを前記回生側流通規制要素が開操作されることで放出する経路を構成可能であり、
   前記回生側流通規制要素の前記整流機能は、前記力行側流通規制要素が閉操作されることで前記インダクタに蓄えられたエネルギを前記力行側流通規制要素が開操作されることで放出する経路を構成可能であり、
   前記操作手段は、
   前記回生側流通規制要素を開状態に維持しつつ前記力行側流通規制要素を開閉操作する力行側駆動処理手段と、
   前記力行側流通規制要素を開状態に維持しつつ前記回生側流通規制要素を開閉操作する回生側駆動処理手段と、
   前記力行側流通規制要素および前記回生側流通規制要素を交互に閉操作する相補駆動処理手段と、
   前記相補駆動処理手段による処理がなされることで前記力行側流通規制要素の閉操作期間または前記回生側流通規制要素の閉操作期間において前記インダクタを流れる電流の符号が反転するか否かを判断する判断手段と、
   前記判断手段によって反転すると判断されることを条件に、前記相補駆動処理手段による処理から前記力行側駆動処理手段による処理または前記回生側駆動処理手段による処理に切り替える切替手段と、
   を備えることを特徴とする電力変換制御装置。
2. 前記判断手段は、前記相補駆動処理手段による処理がなされたと仮定した場合に前記インダクタを流れる電流の符号が反転するか否かを予測する反転予測手段（３２ａ，３４ａ）であることを特徴とする請求項１記載の電力変換制御装置。
3. 前記切替手段は、前記電力変換回路の制御量をその指令値とするうえで力行制御がなされるべきか回生制御がなされるべきかを決定する決定手段を備えることを特徴とする請求項１または２記載の電力変換制御装置。
4. 前記判断手段は、前記インダクタを流れる電流の平均値、および前記インダクタを流れる電流の変動量を入力として、前記判断を行なうことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換制御装置。
5. 前記電力変換回路の入力電圧、前記電力変換回路の出力電圧、および前記電力変換回路から外部に出力される電流に基づき、前記判断手段において用いられる前記電流の平均値を算出する電流算出手段（３２ａ）を備えることを特徴とする請求項４記載の電力変換制御装置。
6. 前記電力変換回路は、その出力側に平滑コンデンサ（１６）を備え、また、その出力側に回転機（１０）が接続され、
   前記回生側流通規制要素を通過する電力、前記平滑コンデンサの入出力電力、および前記回転機の入出力電力に基づき、前記判断手段において用いられる前記電流の平均値を算出する電流算出手段（３２ａ）を備えることを特徴とする請求項４記載の電力変換制御装置。
7. 前記インダクタの平均電流の変化速度が規定値以上となる状況下、前記力行側駆動処理手段による処理および前記回生側駆動処理手段による処理を禁止する禁止手段を備えることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換制御装置。
8. 前記操作手段は、前記電力変換回路の出力電圧を目標電圧に制御するものであって且つ、前記力行側駆動処理手段による処理の実行時において、前記出力電圧が前記目標電圧を上回る量が規定量以上となる場合、前記回生側駆動処理手段による処理に切り替える過渡対応処理手段を備えることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換制御装置。
9. 前記操作手段は、前記電力変換回路の出力電圧を目標電圧に制御するものであって且つ、前記回生側駆動処理手段による処理の実行時において、前記出力電圧が前記目標電圧を下回る量が規定量以上となる場合、前記力行側駆動処理手段による処理に切り替える過渡対応処理手段を備えることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の電力変換制御装置。
10. 前記操作手段は、前記電力変換回路の出力電圧および出力電流の少なくとも一方を制御量とするものであり、
    前記力行側駆動処理手段は、前記力行側流通規制要素の開操作および閉操作の一周期の長さを前記制御量を制御するための操作量とする周波数操作手段を備えることを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載の電力変換制御装置。
11. 前記操作手段は、前記電力変換回路の出力電圧および出力電流の少なくとも一方を制御量とするものであり、
    前記回生側駆動処理手段は、前記回生側流通規制要素の開操作および閉操作の一周期の長さを前記制御量を制御するための操作量とする周波数操作手段を備えることを特徴とする請求項１〜１０のいずれか１項に記載の電力変換制御装置。
12. 前記操作手段は、前記電力変換回路の出力電圧を制御量とするものであり、
    前記力行側駆動処理手段は、前記力行側流通規制要素の開操作および閉操作の一周期の長さに対する前記閉操作する時間の時比率を、前記制御量を制御するための操作量とする時比率操作手段を備えて且つ、前記時比率に対し、前記電力変換回路の入力電圧および前記出力電圧を入力としてガード処理を行なうガード処理手段を備えることを特徴とする請求項１〜１１のいずれか１項に記載の電力変換制御装置。
13. 前記操作手段は、前記電力変換回路の出力電圧を制御量とするものであり、
    前記回生側駆動処理手段は、前記回生側流通規制要素の開操作および閉操作の一周期の長さに対する前記閉操作する時間の時比率を、前記制御量を制御するための操作量とする時比率操作手段を備えて且つ、前記時比率に対し、前記電力変換回路の入力電圧および前記出力電圧の少なくとも一方を入力としてガード処理を行なうガード処理手段を備えることを特徴とする請求項１〜１２のいずれか１項に記載の電力変換制御装置。
14. 前記電力変換回路には、その入力側に直流電圧源（１２）が接続されて且つ、出力側に車載主機（１０）に接続された直流交流変換回路（ＩＮＶ）が接続されることを特徴とする請求項１〜１３のいずれか１項に記載の電力変換制御装置。

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