JP2011050221A - 同期整流型電圧変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】昇圧または降圧が可能な同期整流型電圧変換装置において、同期整流型電圧変換装置のインダクタンスの電流が不連続モードにおける逆電流の発生を阻止し、変換効率の低下や電源への悪影響を排除した同期整流型電圧変換装置を提供すること。
【解決手段】昇圧または降圧が可能な同期整流型電圧変換装置の出力電流が所定の基準電流の値よりも小さいときに同期スイッチを非導通状態とし蓄電器から電源の方向への経路を遮断する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、昇圧または降圧する同期整流型電圧変換装置に関し、特に逆電流を阻止するものに関する。

電源から供給される入力電圧を、所定の出力電圧となるように昇圧または降圧する同期整流型電圧変換装置の概略図を図６に示す。同期整流型電圧変換装置５００において設定された出力電圧Ｖｏよりも電源４００からの入力電圧Ｖｉの方が高い場合には、制御回路５００は、ＭＯＳ−ＦＥＴである第２切替スイッチ５０４を非導通状態、ＭＯＳ−ＦＥＴである第２同期スイッチ５０５を導通状態とする。また、制御回路５００は、ＭＯＳ−ＦＥＴである第１切替スイッチ５０１を所定の周期内で導通状態と非導通状態になるようにスイッチング動作をさせ、ＭＯＳ−ＦＥＴである第１同期スイッチ５０２の導通及び非導通状態は第１切替スイッチ５０１の逆の状態になるように制御する。これによって同期整流型電圧変換装置５００は、入力電圧を降圧して出力する。

同期整流型電圧変換装置５００において設定された出力電圧Ｖｏよりも電源４００からの入力電圧Ｖｉの方が低い場合には、制御回路５００は、第１同期スイッチ５０２を非導通状態、第１切替スイッチ５０１を導通状態とする。また、制御回路５００は、第２切替スイッチ５０４を所定の周期内で導通状態と非導通状態になるようにスイッチング動作をさせ、第２同期スイッチ５０５の導通及び非導通状態は第２切替スイッチ５０４の逆の状態になるように制御する。これによって同期整流型電圧変換装置５００は、入力電圧を昇圧して出力する。

同期整流型電圧変換装置５００が昇圧する際も降圧する際も、負荷６００の消費電流が小さい場合、電源４００から同期整流型電圧変換装置５００へ入力される電流が少なくなり、インダクタ５０３に十分なエネルギーが蓄えられず、それぞれのスイッチが周期的にスイッチング動作をしている際において、降圧時では第１切替スイッチ５０１が非導通状態、かつ第１同期スイッチ５０２が導通状態、昇圧時では第２切替スイッチ５０４が非導通状態、かつ第２同期スイッチ５０５が導通状態のときに、インダクタ２０３から負荷６００の方へ流れる電流がゼロ以下になる状態がある。このような状態を不連続モードと呼ぶ。

インダクタ５０３から負荷６００の方へ流れる電流がゼロ以下の状態において、降圧時では、蓄電器５０７から導通状態の第２同期スイッチ５０５と第１同期スイッチ５０２を介して接地端子へ電流が流れ、昇圧時においては、電圧の高い出力側の蓄電器５０７から導通状態の第２同期スイッチ５０５を介して電圧の低い入力側の電源４００に電流が流れる。このように蓄電器５０７から接地端子や電源４００の方へ流れる電流を逆電流という。

この逆電流の発生によって、降圧時の電力損失による変換効率の低下や、昇圧時の電力損失による変換効率の低下、または電源４００へ電圧が印加されることによって電源４００が劣化・腐食するなどの問題が生じる。

そこで、スイッチ素子の前後の電圧を比較することで電流方向の検出を行い、逆電流が発生したことを検知すると、逆電流が流れる経路上のスイッチを非導通状態にして、逆電流を阻止する方法が知られている。（例えば、特許文献１参照）

特開２００８−１７８２６３

しかしながら、従来の技術では、逆電流が発生してから逆電流が流れる経路上のスイッチが非導通状態になるまでの間は逆電流が流れており、上記の問題が完全に解決されていない。

そこで、本発明は上記点に鑑みてなされたものであり、同期整流型電圧変換装置の不連続モードにおける逆電流の発生を阻止し、変換効率の低下や電源への悪影響を排除した同期整流型電圧変換装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明の第１の特徴は、電源から供給される入力電圧を、負荷が要求する出力電圧となるように昇圧または降圧する同期整流型電圧変換装置であって、インダクタ素子と、電源とインダクタ素子の入力端子とを導通状態と非導通状態とのいずれかの状態に切り替えられる第１切替スイッチと、第１切替スイッチが非導通状態であるときにのみインダクタ素子の入力端子と第１接地端子とを導通する第１同期スイッチとを備え、電源とインダクタ素子の入力端子との間に接続される第１スイッチング回路と、インダクタ素子の出力端子と第２接地端子とを導通状態と非導通状態とのいずれかの状態に切り替えられる第２切替スイッチと、第２切替スイッチが非導通状態であるときにのみインダクタ素子の出力端子と負荷に印加する出力電圧を発生させる出力端子とを導通する第２同期スイッチとを備え、インダクタ素子の出力端子と負荷に印加する出力電圧を発生させる出力端子との間に接続される第２スイッチング回路と、負荷に印加する出力電圧を発生させる出力端子と第３接地端子との間に備えられる蓄電部と、を備え、第１切替スイッチが導通状態であり、第２切替スイッチが導通及び非導通状態を周期的に繰り返しているときに燃料電池から供給される入力電圧を昇圧し、第２同期スイッチが導通状態であり、第１切替スイッチが導通及び非導通状態を周期的に繰り返しているときに電源から供給される入力電圧を降圧し、インダクタ素子は、第１切替スイッチが導通状態のときに燃料電池から供給されるエネルギーを蓄える充電状態と、第１切替スイッチが非導通常体のときにインダクタ素子に蓄えられたエネルギーを放出する放電状態となり、充電状態と放電状態との合計時間が、第１切替スイッチまたは第２切替スイッチの所定周期に満たない場合、第１同期スイッチ及び第２同期スイッチの少なくともいずれか一方を所定周期において非導通状態に切り替える逆電流阻止回路と、を備えることを要旨とする。

かかる特徴によれば、昇圧または降圧が可能な同期整流型の電圧変換装置において、インダクタ素子の充電状態と放電状態の合計時間が、所定周期に実際に満たない場合に、第１同期スイッチ及び第２同期スイッチの少なくともいずれか一方を非導通状態とすることより、蓄電器から電源の方向への経路を遮断することができる。

本発明の第２の特徴は、逆電流阻止回路は、出力端子に流れる出力電流の値が、電源から供給される入力電圧の値と、負荷に印加する出力電圧の値と、インダクタ素子のインダクタンスと、第１切替スイッチまたは第２切替スイッチの所定周期内における導通状態のデューティー比とによって算出される基準電流よりも小さい場合に、逆電流阻止回路が第１同期スイッチ及び第２同期スイッチの少なくともいずれか一方を所定周期において非導通状態に切り替えることを要旨とする。

かかる特徴によれば、昇圧または降圧が可能な同期整流型の電圧変換装置において、電圧変換装置の出力電流が所定の基準電流の値よりも小さいときに第１同期スイッチ及び第２同期スイッチの少なくともいずれか一方を非導通状態とし蓄電器から電源の方向への経路を遮断することができる。

本発明の第３の特徴は、同期整流型電圧変換装置における所定の基準電流の値は、予め逆電流阻止回路に設定され、記憶されていることを要旨とする。

かかる特徴によれば、予め所定の基準電流の値を実験などにより求めておき、その値を逆電流阻止回路に設定、記憶させることで、電圧変換装置の出力電流が所定の基準電流の値よりも小さいときに第１同期スイッチまたは第２同期スイッチの少なくともいずれか一方を非導通状態とし蓄電器から電源の方向への経路を遮断することができる。

本発明の第４の特徴は、逆電流阻止回路が、第１同期スイッチ及び第２同期スイッチの少なくともいずれか一方を非導通状態に切り替える時間は、第１同期スイッチまたは第２同期スイッチのいずれか一方が、所定周期内において導通状態であるときの、電源から供給される入力電圧の値と、負荷に印加する出力電圧の値と、インダクタンスと、インダクタに流れる電流の値と、第１切替スイッチまたは第２切替スイッチの所定周期内における導通状態のデューティー比とを用いて算出されることを要旨とする。

かかる特徴によれば、同期整流型電圧変換装置の動作時の各パラメータを基にして逆電流が発生する時間を予測し、逆電流がおこる前に逆電流阻止回路によって逆電流が流れる経路を遮断することができる。

本発明の第５の特徴は、逆電流阻止回路が、第１同期スイッチ及び第２同期スイッチの少なくともいずれか一方を非導通状態に切り替える時間は、第１同期スイッチまた
は第２同期スイッチのいずれか一方が、所定周期内において導通状態であるときの、出力電流の検出値の時間変化量を用いることを要旨とする。

かかる特徴によれば、同期整流型電圧変換装置の出力電流の時間変化量を基にして逆電流の発生を予測し、逆電流がおこる前に逆電流阻止回路によって逆電流が流れる経路を遮断することができる。

本発明の第６の特徴は、逆電流阻止回路が、第１同期スイッチ及び第２同期スイッチの少なくともいずれか一方を非導通状態に切り替える時間は、第１同期スイッチまたは第２同期スイッチのいずれか一方が、所定周期内において導通状態であるときの、インダクタ素子に流れる電流の検出値の時間変化量を用いることを要旨とする。

かかる特徴によれば、同期整流型電圧変換装置のインダクタ素子に流れる電流の検出値の時間変化量を基にして逆電流の発生を予測し、逆電流がおこる前に逆電流阻止回路によって逆電流が流れる経路を遮断することができる。

本発明の第７の特徴は、第１切替スイッチ及び第１同期スイッチ及び第２切替スイッチ及びF第２同期スイッチは、電気信号によって導通状態と非導通状態とを切り替える半導体素子であることを要旨とする。

かかる特徴によれば、制御回路による電気信号によって、第１切替スイッチ及び第１同期スイッチ及び第２切替スイッチ及び第２同期スイッチの導通及び非導通状態を容易にスイッチングすることができる。

本発明の第８の特徴は、同期整流型電圧変換装置は、第１切替スイッチ及び第１同期スイッチ及び第２切替スイッチ及び第２同期スイッチは、電界効果トランジスタであることを要旨とする。

かかる特徴によれば、導通状態の切替が早く、かつ電気的損失が少ない同期整流型電圧変換装置を構成することができる。

本発明によれば、同期整流型電圧変換装置の不連続モードにおける逆電流の発生を阻止し、変換効率の低下や電源への悪影響を排除できる。

本発明に係る同期整流型電圧変換装置の概略構成図である。 同期整流型電圧変換装置の昇圧時における状態波形一つの例の概念図である。 同期整流型電圧変換装置の昇圧時における状態波形一つの例の概念図である。 同期整流型電圧変換装置の昇圧時における状態波形一つの例の概念図である。 同期整流型電圧変換装置の降圧時における状態波形一つの例の概念図である。 同期整流型電圧変換装置の降圧時における状態波形一つの例の概念図である。 本発明に係る従来技術の同期整流型電圧変換装置の概略構成図である。

次に、図面に示す実施の形態に基づいて、本発明を詳細に説明する。
（第１実施形態）
（Ａ）全体の説明
図１は、本発明の第１の実施の形態における同期整流型電圧変換装置の例を示す。

図１は、電圧を発生する電源１００、電源１００から入力された電圧を所定の定電圧に変換する同期整流型電圧変換装置２００、同期整流型電圧変換装置２００から電圧を入力される負荷３００を示す。

同期整流型電圧変換装置２００は、電源１００から入力された入力電圧Ｖｉを昇圧又は降圧して所定の定電圧に変換し、同期整流型電圧変換装置２００の出力電圧Ｖｏとして負荷３００へ電力を出力する。

同期整流型電圧変換装置２００の構成及び動作について、以下具体的に説明する。

同期整流型電圧変換装置２００は、インダクタ素子２０３と、電源１００とインダクタ素子２０３の入力端子とを導通状態と非導通状態とのいずれかの状態に切り替えられる第１切替スイッチ２０１と、第１切替スイッチが非導通状態であるときにのみインダクタ素子２０３の入力端子と第１接地端子とを導通する第１同期スイッチ２０２とを備える。電源１００とインダクタ素子２０３の入力端子との間に接続される第１スイッチング回路２１０と、インダクタ素子２０３の出力端子と第２接地端子とを導通状態と非導通状態とのいずれかの状態に切り替えられる第２切替スイッチ２０４と、第２切替スイッチ２０４が非導通状態であるときにのみインダクタ素子２０３の出力端子と負荷３００に印加する出力電圧Ｖｏを発生させる出力端子とを導通する第２同期スイッチ２０５とを備える。インダクタ素子２０３の出力端子と負荷３００に印加する出力電圧Ｖｏを発生させる出力端子との間に接続される第２スイッチング回路２２０と、負荷３００に印加する出力電圧Ｖｏを発生させる出力端子と第３接地端子との間に備えられる蓄電部２０７とを備える。

電源１００から入力された入力電圧Ｖｉは、制御回路２３０に入力し、その電圧を基に制御回路２３０はＰＷＭの変調方式に基づいて第１切替スイッチ２０１及び第２切替スイッチ２０４、第１同期スイッチ２０２及び第２同期スイッチ２０５を所定周期Ｔの期間内で導通及び非導通状態に切り替えるスイッチング制御をすることで、所望の同期整流型電圧変換装置２００の出力電圧Ｖｏとして負荷３００へ電力を出力する。

なお、ブリーダー抵抗器２０６を介して、電源１００から入力された入力電圧Ｖｉを制御回路２０３に入力しても良い。

第１切替スイッチ２０１及び第２切替スイッチ２０４や第１同期スイッチ２０２及び第２同期スイッチ２０５に用いるスイッチング素子は、制御回路２３０からの制御信号によって導通及び非導通状態をスイッチングできれば良く、導通時の抵抗が低く、導通及び非導通状態の切替が早いものが好ましい。本実施の形態ではＭＯＳ−ＦＥＴを使用した。
（Ｂ）昇圧動作
次に、本発明の昇圧時の動作について具体的に説明する。

電源１００から同期整流型電圧変換装置２００に入力する入力電圧Ｖｉよりも、出力電圧Ｖｏが高く所望されている場合は、同期整流型電圧変換装置２００において、入力電圧Ｖｉを降圧する降圧動作を行う。なお、ブリーダー抵抗器２０６の抵抗比の調整によって出力電圧Ｖｏを設定されていても良い。以下に具体的に説明する。

制御回路２３０は、第１スイッチング回路２１０を構成するＰ型のＭＯＳ−ＦＥＴである第１切替スイッチ２０１は導通状態とし、第１スイッチング回路２１０を構成するＮ型のＭＯＳ−ＦＥＴである第１同期スイッチ２０２は非導通状態とする。また、制御回路２３０は、第２切替スイッチ２０４と第２同期スイッチ２０５から構成される第２スイッチング回路２２０のそれぞれのスイッチング素子を、導通状態と非導通状態を所定周期Ｔの期間内で切り替える。

同期整流型電圧変換装置２００に使用している部材がすべて理想素子とした場合、第２切替スイッチ２０４の導通時間をＴｏｎ２とすると、所定周期ＴにおけるＴｏｎ２の割合であるデューティー比をＤ２は、
Ｄ２＝Ｔｏｎ２／Ｔ・・・(式１)
と、表すことができる。これを用いると、同期整流型電圧変換装置２００への入力電圧Ｖｉと同期整流型電圧変換装置２００の出力電圧Ｖｏとの関係は、
Ｖｏ＝（１−Ｄ２）×Ｖｉ・・・(式２)
となる。

Ｐ型のＭＯＳ−ＦＥＴである第２同期スイッチ２０５の導通状態は、Ｎ型のＭＯＳ−ＦＥＴである第２切替スイッチ２０４の導通及び非導通状態に対して逆の状態となるように制御する。また、スイッチング回路内の導通及び非導通状態の切替の際に、制御回路２３０は、スイッチング回路に使用したスイッチング素子の導通及び非導通状態の遷移時間を考慮し、それぞれのスイッチング素子が同時に導通状態とならず、かつ切替スイッチの導通状態が切り替わった直後に同期スイッチの導通状態も切り替わるように、第２同期スイッチの第２同期スイッチ２０５の導通及び非導通の切替を、第２切替スイッチ第２切替スイッチ２０４の導通及び非導通の切替時よりも遅延させて切替るように制御する。

同期整流型電圧変換装置２００において、制御回路２３０は、第２切替スイッチ２０４を導通状態とするためにハイレベルの信号を送信し、第２同期スイッチ２０５を第２切替スイッチ２０４の逆の状態である非導通状態とするためにハイレベルの信号を送信する。所定周期Ｔの期間内において、第２切替スイッチ２０４の導通状態から非導通状態へスイッチングする際に、第２同期スイッチ２０５の非導通から導通状態への切り替えは、第２切替スイッチ２０４の導通状態の切替に要する遷移時間と第２同期スイッチ２０５の導通状態の切替に要する遷移時間を考慮し、その時間だけ遅延させる。

電源１００から同期整流型電圧変換装置２００に入力する電圧よりも、ブリーダー抵抗器２０６の抵抗比の調整によって出力電圧が低く設定されている場合は、同期整流型電圧変換装置２００の制御回路２３０は、Ｐ型の第２同期スイッチ２０５は導通状態とし、Ｎ型の第２切替スイッチ２０４は非導通状態とする。また、制御回路２３０は、第１切替スイッチ２０１及び第１同期スイッチ２０２から構成される第１スイッチング回路２１０のそれぞれのスイッチング素子を、導通状態と非導通状態を所定周期Ｔの期間内で切り替える。

以上の動作により、電源１００から入力された入力電圧Ｖｉを昇圧して所定の定電圧に変換し、同期整流型電圧変換装置２００の出力電圧Ｖｏとして負荷３００へ電力を出力する。
（Ｃ）降圧動作
次に、本発明の降圧時の動作について具体的に説明する。

電源１００から同期整流型電圧変換装置２００に入力する入力電圧Ｖｉよりも、出力電圧Ｖｏが低く所望されている場合は、同期整流型電圧変換装置２００において、入力電圧Ｖｉを降圧する降圧動作を行う。なお、ブリーダー抵抗器２０６の抵抗比の調整によって出力電圧Ｖｏを設定されていても良い。以下に具体的に説明する。

制御回路２３０は、第２スイッチング回路２２０を構成するＰ型のＭＯＳ−ＦＥＴである第２切替スイッチ２０４は非導通状態とし、第２スイッチング回路２２０を構成するＮ型のＭＯＳ−ＦＥＴである第２同期スイッチ２０５は導通状態とする。また、制御回路２３０は、第１切替スイッチ２０１と第２同期スイッチ２０２から構成される第１スイッチング回路２１０のそれぞれのスイッチング素子を、導通状態と非導通状態を所定周期Ｔの期間内で切り替える。

同期整流型電圧変換装置２００に使用している部材がすべて理想素子とした場合、第１切替スイッチ２０１の導通時間をＴｏｎ１とすると、所定周期ＴにおけるＴｏｎ１の割合であるデューティー比Ｄ１は、
Ｄ１＝Ｔｏｎ１／Ｔ・・・(式３)
と表すことができる。これを用いると、同期整流型電圧変換装置２００への入力電圧Ｖｉと同期整流型電圧変換装置２００の出力電圧Ｖｏとの関係は、
Ｖｏ＝Ｄ１×Ｖｉ・・・(式４)
となる。

Ｐ型の第１同期スイッチ２０２の導通状態は、第１切替スイッチであるＮ型の第１切替スイッチ２０１の導通及び非導通状態に対して逆の状態となるように制御する。ここで、スイッチング回路内の導通及び非導通状態の切替の際に、２つのスイッチが同時に導通状態とならないように、制御回路２３０は、スイッチング回路に使用したスイッチング素子の導通及び非導通状態の遷移時間を考慮し、それぞれのスイッチング素子が同時に導通状態とならず、かつ切替スイッチの導通状態が切り替わった直後に同期スイッチの導通状態も切り替わるように、第１同期スイッチの第１同期スイッチ２０２の導通及び非導通の切替を、第１切替スイッチ第１切替スイッチ２０１の導通及び非導通の切替時よりも遅延させて切替るように制御する。

同期整流型電圧変換装置２００において、制御回路２３０は、第１切替スイッチ２０１を導通状態とするためにローレベルの信号を送信し、第１同期スイッチ２０２を第１切替スイッチ２０１の逆の状態である非導通状態とするためにローレベルの信号を送信する。所定周期Ｔの期間内において、第１切替スイッチ２０１の導通状態から非導通状態へスイッチングする際に、第１同期スイッチ２０２の非導通から導通状態への切り替えは、第１切替スイッチ２０１の導通状態の切替に要する遷移時間と第１同期スイッチ２０２の導通状態の切替に要する遷移時間を考慮し、その時間だけ遅延させる。

以上の動作により、電源１００から入力された入力電圧Ｖｉを降圧して所定の定電圧に変換し、同期整流型電圧変換装置２００の出力電圧Ｖｏとして負荷３００へ電力を出力する。
（Ｄ）連続モードとは
先に述べた、昇圧、降圧の際の電流の流れには、負荷から電源方向へ電流が流れる逆電流が起きない連続モードと、逆電流が起きる不連続モードとが存在する。本発明は、不連続モードの制御に関するものである。

はじめに、本発明を明確にするために、負荷から電源方向へ電流が流れる逆電流が起きない、連続モードの場合における同期整流型変換装置の動作について、昇圧時を例にして以下に説明する。

連続モードとなる条件は、第２切替スイッチが導通及び非導通を繰り返す所定周期内において、インダクタ素子に流れる電流がゼロ以上の場合である。

図２は、図１の同期整流型電圧変換装置２００の昇圧時の第２切替スイッチ２０４と第２同期スイッチ２０５の導通状態と電源１００からインダクタ素子２０３に流れる電流Ｉ_Lの動作例を示したタイミングチャートである。

図２は、同期整流型電圧変換装置２００に使用した部材が理想素子と仮定した場合に逆電流阻止回路２０８における演算によって、逆電流阻止回路２０８が所定周期Ｔにおけるインダクタ素子２０３の電流Ｉ_Lがゼロ以上であると判断した場合の、（a）インダクタ素子２０３の電流Ｉ_L、（b）第２切替スイッチ２０４の導通状態Ｔｏｎ２、（c）第２同期スイッチ２０５の導通状態（Ｔ−Ｔｏｎ２）、（d）逆電流阻止演算回路２４０の出力状態を示す。

ここで、インダクタ素子２０３の電流Ｉ_Lがゼロ以上とは、例えば、インダクタ素子ンスをＬとし、第２切替スイッチ２０４の導通時間をＴｏｎ２とし、所定周期ＴにおけるＴｏｎ２のデューティー比を式１よりＤ２とし、電源１００から入力された入力電圧Ｖｉ、同期整流型電圧変換装置２００の出力電圧Ｖｏを用いると、電流検出器２１１による同期整流型電圧変換装置２００の出力電流の検出値Ｉｏが、
Ｉｏ≧Ｖｉ²・Ｄ２／２・Ｌ・Ｖｏ・・・(式５)
で表されるときである。

インダクタ素子２０３電流Ｉ_Lは、第２切替スイッチ２０４が導通状態で第２同期スイッチ２０５が非導通である時間ｔ₀〜ｔ₁であるときに、電源１００から供給されるエネルギーを蓄える充電状態となり増加し、第２切替スイッチ２０４が非導通で第２同期スイッチ２０５が導通状態である時間ｔ₁〜ｔ₂のときに蓄えられたエネルギーを放出する放電状態となり減少する。充電状態、放電状態の合計時間が、第２切替スイッチ２０４が導通状態及び非導通状態となる所定周期Ｔ以上であるため、インダクタ素子２０３の電流Ｉ_Lは恒にゼロ以上であり、連続モードとなる。
（Ｅ）連続モードの制御方法
このとき、図２に示す通り、制御回路２３０は、第２切替スイッチ２０４を導通状態、第２同期スイッチ２０５を非導通状態とするために、それぞれハイレベルの信号を送信し、第２切替スイッチ２０４を非導通状態、第２同期スイッチ２０５を導通状態とするために、それぞれローレベルの信号を送信している。

また、逆電流阻止回路２０８は、所定周期Ｔにおけるインダクタ素子２０３の電流Ｉ_Lがゼロ以上であると判断した場合には、逆電流阻止演算回路２４０は、ローレベルの信号を送信する。ドライブ演算回路２１２は、逆電流阻止演算回路２４０からの入力信号がローレベルの場合には、制御回路２３０からの入力レベルをそのまま出力する。

以上の制御により、逆電流は起こりえない。
（Ｆ）昇圧時の不連続モードとは
次に、昇圧時において、負荷から電源方向へ電流が流れる逆電流が起きる、不連続モードについて、説明する。

不連続モードとなる条件は、インダクタ素子に流れる電流がゼロ以下となる期間が存在する場合である。

図３は、図１の同期整流型電圧変換装置２００の昇圧時の第２切替スイッチ２０４と第２同期スイッチ２０５の導通状態と電源１００からインダクタ素子２０３に流れる電流Ｉ_Lの動作例を示したタイミングチャートである。

図３は、同期整流型電圧変換装置２００に使用した部材が理想素子と仮定した場合に逆電流阻止回路２０８における演算によって、逆電流阻止回路２０８が所定周期Ｔにおけるインダクタ素子２０３の電流Ｉ_Lがゼロより小さくなると判断した場合の、（a）インダクタ素子２０３の電流Ｉ_L、（b）第２切替スイッチ２０４の導通状態Ｔｏｎ２、（c）第２同期スイッチ２０５の導通状態（Ｔ−Ｔｏｎ２）を示す。

ここで、インダクタ素子２０３の電流Ｉ_Lがゼロより小さいとは、例えば、インダクタ素子ンスをＬとし、第２切替スイッチ２０４の導通時間をＴｏｎ２とし、所定周期ＴにおけるＴｏｎ２のデューティー比を式１よりＤ２とし、電源１００から入力された入力電圧Ｖｉ、同期整流型電圧変換装置２００の出力電圧Ｖｏを用いると、電流検出器２１１による同期整流型電圧変換装置２００の出力電流の検出値Ｉｏが、
Ｉｏ≦Ｖｉ²・Ｄ２／２・Ｌ・Ｖｏ・・・(式６)
で表されるときである。

インダクタ素子２０３電流Ｉ_Lは第２切替スイッチ２０４が導通状態で第２同期スイッチ２０５が非導通である時間ｔ₀〜ｔ₁であるときに、電源１００から供給されるエネルギーを蓄える充電状態となり増加し、第２切替スイッチ２０４が非導通で第２同期スイッチ２０５が導通状態である時間ｔ₁〜ｔ₂のときに蓄えられたエネルギーを放出する放電状態となり減少する。しかし、蓄電が十分でなかった場合、充電状態、放電状態の合計時間が、第２切替スイッチ２０４が導通状態及び非導通状態となる所定周期Ｔ以下となり、インダクタ素子２０３の電流Ｉ_Lは恒にゼロ以下になる期間が存在する不連続モードとなる。

その後も図３に示す第２同期スイッチ２０５の導通状態が維持されると、同期整流型電圧変換装置２００の出力側に設けられた蓄電器であるコンデンサ２０７に蓄えられた電気エネルギーが入力側へ流れ逆電流が生じてしまい、電源１００の損傷や同期整流型電圧変換装置２００のエネルギー変換効率が低下してしまう。

よって、充電状態と放電状態との合計期間が、第２切替スイッチ２０４が導通状態及び非導通状態となる所定周期Ｔよりも短い場合、言い換えると、インダクタ素子２０３電流Ｉ_Lがゼロ以下となる場合に逆電流を防止する制御を行う必要がある。逆電流を防止するタイミングは、当然逆電流が生じると予測できる場合を含む。
（Ｇ）昇圧時の不連続モードの制御方法
次に、本発明において、昇圧時に不連続モードとなった場合の制御方法について説明する。

図４は、上記図３の逆電流を阻止するための制御を行ったときの、（a）インダクタ素子２０３の電流Ｉ_L、（b）第２切替スイッチ２０４の導通状態Ｔｏｎ２、（c）逆電流阻止演算回路２４０の出力レベル、（d）第２同期スイッチ２０５の導通状態（Ｔ−Ｔｏｎ２）を示す。図１と図４を用いて、逆電流を阻止する制御について説明する。

同期整流型電圧変換装置２００の出力電流の検出値Ｉｏが式６となる場合、逆電流阻止回路２０８は、第２同期スイッチ２０５が導通状態である時間ｔ₀〜ｔ₁となってから、所定の時間ｔ₁〜ｔ₂が経過した後に、逆電流阻止演算回路２４０からドライブ演算回路２１２への入力信号がハイレベルとし、ドライブ演算回路２１２からの出力をローレベルからハイレベルに切り替えて第２同期スイッチ２０５の導通状態を非導通状態に切り替えさせ、第２切替スイッチ２０４の次の周期が始まる時間ｔ₃のときに、逆電流阻止演算回路２４０からドライブ演算回路２１２への入力信号がハイレベルからローレベルに変更し、ドライブ演算回路２１２からの出力は制御回路２０３からの入力信号と同一となるようにすることで、第２同期スイッチ２０５の切り替えは制御回路２０３からの入力信号にのみ制御される。

また、同期整流型電圧変換装置２００に使用した部材が理想素子と仮定した場合に同期整流型電圧変換装置２００の出力電流の検出値Ｉｏが式６となる場合、第２同期スイッチ２０５が導通状態となってから所定の時間ｔ₁〜ｔ₂が経過した後に、逆電流阻止演算回路２４０からドライブ演算回路２１２への入力信号をローレベルからハイレベルに変更する時間ｔ₂であるτは、
τ＝Ｖｉ・Ｄ２／（Ｖｏ−Ｖｉ）・・・(式７)
で与えられる。

以上の昇圧時の不連続モードの制御方法により、逆電流が発生する前に、逆電流経路を遮断することができる。
（Ｈ）降圧時の不連続モードとは
また、降圧時においても、不連続モードとなる場合がある。以下、降圧時の不連続モードについて説明する。

降圧時に不連続モードとなる条件は、昇圧時と同様に、第１切替スイッチが導通及び非導通を繰り返す所定周期内において、インダクタ素子に流れる電流がゼロ以下となる期間が存在する、もしくは存在すると予測される場合である。

図５は、図１の同期整流型電圧変換装置２００の降圧時の第１切替スイッチ２０１と第２同期スイッチ２０２の導通状態と電源１００からインダクタ素子２０３に流れる電流Ｉ_Lの動作例を示したタイミングチャートである。

図５は、同期整流型電圧変換装置２００に使用した部材が理想素子と仮定した場合に逆電流阻止回路２０８における演算によって、逆電流阻止回路２０８が所定周期Ｔにおけるインダクタ素子２０３の電流Ｉ_Lがゼロより小さくなると判断した場合の、（a）インダクタ素子２０３の電流Ｉ_L、（b）第１切替スイッチ２０１の導通状態Ｔｏｎ１、（c）第１同期スイッチ２０５の導通状態（Ｔ−Ｔｏｎ１）を示す。

ここで、インダクタ素子２０３の電流Ｉ_Lがゼロより小さいとは、例えば、インダクタ素子ンスをＬとし、第２切替スイッチ２０４の導通時間をＴｏｎ１とし、所定周期ＴにおけるＴｏｎ２のデューティー比を式２よりＤ１とし、電源１００から入力された入力電圧Ｖｉ、同期整流型電圧変換装置２００の出力電圧Ｖｏを用いると、電流検出器２１１による同期整流型電圧変換装置２００の出力電流の検出値Ｉｏが、
Ｉｏ≦Ｖｏ・（１−Ｄ１）／２・Ｌ・・・(式８)
で表されるときである。

インダクタ素子２０３電流Ｉ_Lは第１切替スイッチ２０１が導通状態で第１同期スイッチ２０２が非導通である時間ｔ₀〜ｔ₁であるときに、電源１００から供給されるエネルギーを蓄える充電状態となり増加し、第１切替スイッチ２０１が非導通で第１同期スイッチ２０２が導通状態である時間ｔ₁〜ｔ₂のときに蓄えられたエネルギーを放出する放電状態となり減少する。しかし、蓄電が十分でなかった場合、充電状態、放電状態の合計時間が、第１切替スイッチ２０１が導通状態及び非導通状態となる所定周期Ｔ以下となり、インダクタ素子２０３の電流Ｉ_Lは恒にゼロ以下になる期間が存在する不連続モードとなる。

その後も図５に示す第１同期スイッチ２０２の導通状態が維持されると、同期整流型電圧変換装置２００の出力側に設けられた蓄電器であるコンデンサ２０７に蓄えられた電気エネルギーが入力側へ流れ逆電流が生じてしまい、電源１００の損傷や同期整流型電圧変換装置２００のエネルギー変換効率が低下してしまう。

よって、充電状態と放電状態との合計期間が、第１切替スイッチ２０１が導通状態及び非導通状態となる所定周期Ｔよりも短い場合、言い換えると、インダクタ素子２０３電流Ｉ_Lがゼロ以下となる場合に逆電流を防止する制御を行う必要がある。逆電流を防止するタイミングは、当然逆電流が生じると予測できる場合を含む。
（Ｉ）降圧時の不連続モードの制御方法
続いて、本発明において、降圧時に不連続モードとなった場合の制御方法について説明する。

図６は、同期整流型電圧変換装置２００が降圧動作時における不連続モードへの対応制御を行ったときの、（a）インダクタ素子２０３の電流Ｉ_L、（b）第１切替スイッチ２０１の導通状態Ｔｏｎ１、（c）逆電流阻止演算回路２４０の出力レベル、（d）第１同期スイッチ２０２の導通状態（Ｔ−Ｔｏｎ１）、（e）第２切替スイッチ２０５（Ｔ−Ｔｏｎ２）の導通状態を示す。図１と図６を用いて、逆電流を阻止する制御について説明する。

同期整流型電圧変換装置２００の出力電流の検出値Ｉｏが式８となる場合、逆電流阻止回路２０８は、第１同期スイッチ２０２が導通状態である時間ｔ₀〜ｔ₁となってから所定の時間ｔ₁〜ｔ₂が経過した後に、逆電流阻止演算回路２４０からドライブ演算回路２１２への入力信号がハイレベルとし、ドライブ演算回路２１２からの出力をローレベルからハイレベルに切り替えて第２同期スイッチ２０５の導通状態を非導通状態に切り替えさせ、第２切替スイッチ２０４の次の周期が始まる時間ｔ₃のときに、逆電流阻止演算回路２４０からドライブ演算回路２１２への入力信号がハイレベルからローレベルに変更し、ドライブ演算回路２１２からの出力は制御回路２０３からの入力信号と同一となるようにすることで、第２同期スイッチ２０５の切り替えは制御回路２０３からの入力信号にのみ制御される。

また、同期整流型電圧変換装置２００に使用した部材が理想素子と仮定した場合に同期整流型電圧変換装置２００の出力電流の検出値Ｉｏが式８となる場合、第２同期スイッチ２０５が導通状態となってから所定の時間ｔ₁〜ｔ₂が経過した後に、逆電流阻止演算回路２４０からドライブ演算回路２１２への入力信号をローレベルからハイレベルに変更する時間ｔ₂であるτは、
τ＝Ｖｉ・（Ｖｉ−Ｖｏ）・Ｄ１／Ｖｏ²・・・(式９)
で与えられる。

以上の降圧時の不連続モードの制御方法により、逆電流が発生する前に、逆電流経路を遮断することができる。

式５から式９に用いられるデューティー比Ｄ１及びＤ２の代わりに、第１整流スイッチ２０１及び第２整流スイッチ２０４の導通状態の時間Ｔｏｎ１及びＴｏｎ２を用いても当然良い。

電流検出器２１１による同期整流型電圧変換装置２００の出力電流の検出値Ｉｏの減少率からインダクタ素子電流Ｉ_Lがゼロとなる時間を予測し、その予測した時間が経過した後に第２同期スイッチ２０５を非導通状態としても良い。

電流検出器２１１による同期整流型電圧変換装置２００のインダクタ素子に流れる電流の検出値の時間変化量からインダクタ素子電流がゼロとなる時間を予測し、その予測した時間が経過した後に第２同期スイッチ２０５を非導通状態としても良い。

降圧動作においては、インダクタ素子２０３電流がゼロより小さくなる期間に第２同期スイッチである第２同期スイッチ２０５を非導通状態にする代わりに、第１同期スイッチ２０２を非導通状態にしても良いし、第１同期スイッチ２０２及び第２同期スイッチ２０５の両方を非導通状態にしても良い。

このようにして、昇圧時、降圧時ともにインダクタ素子２０３電流Ｉ_Lが不連続モードとなることをインダクタ素子電流Ｉ_Lがゼロとなる時間を予測し、その予測された時間から次の動作周期に至るまで、少なくとも第２同期スイッチ２０５を非導通状態とすることで、逆電流の発生を阻止し、同期整流型電圧変換装置２００の変換効率の低下や電源１００への悪影響を排除した同期整流型電圧変換装置を提供することが可能となる。

１００，４００ ： 電源
２００，５００ ： 電圧変換装置
２０１，３０１ ： 第１切替スイッチ、
２０２，５０２ ： 第１同期スイッチ
２０３，５０３ ： インダクタ素子
２０４，５０４ ： 第２切替スイッチ
２０５，５０５ ： 第２同期スイッチ
２０６，５０６ ： ブリーダー抵抗器
２０７，５０７ ： 蓄電器
２０８ ： 逆電流阻止回路
２１０，５１０ ： 第１スイッチング回路
２１１ ： 電流検出器
２１２ ： ドライブ演算回路
２２０，５２０ ： 第２スイッチング回路
２４０ ： 逆電流阻止演算回路
３００，５００ ： 負荷

Claims (8)

1. 電源から供給される入力電圧を、負荷が要求する出力電圧となるように昇圧または降圧する同期整流型電圧変換装置であって、
   インダクタ素子と、
   前記電源と前記インダクタ素子の入力端子とを導通状態と非導通状態とのいずれかの状態に切り替えられる第１切替スイッチと、前記第１切替スイッチが非導通状態であるときに前記インダクタ素子の入力端子と第１接地端子とを導通する第１同期スイッチとを備え、前記電源と前記インダクタ素子の入力端子との間に接続される第１スイッチング回路と、
   前記インダクタ素子の出力端子と第２接地端子とを導通状態と非導通状態とのいずれかの状態に切り替えられる第２切替スイッチと、前記第２切替スイッチが非導通状態であるときに前記インダクタ素子の出力端子と負荷に印加する出力電圧を発生させる出力端子とを導通する第２同期スイッチとを備え、前記インダクタ素子の出力端子と前記負荷に印加する出力電圧を発生させる出力端子との間に接続される第２スイッチング回路と、
   前記負荷に印加する出力電圧を発生させる出力端子と第３接地端子との間に備えられる蓄電部と、を備え、
   前記第１切替スイッチが導通状態であり、前記第２切替スイッチが導通及び非導通状態を周期的に繰り返しているときに前記電源から供給される入力電圧を昇圧し、前記第２同期スイッチが導通状態であり、前記第１切替スイッチが導通及び非導通状態を周期的に繰り返しているときに前記電源から供給される入力電圧を降圧し、
   前記インダクタ素子は、前記第１切替スイッチが導通状態のときに前記電源から供給されるエネルギーを蓄える充電状態と、前記前記第１切替スイッチが非導通常体のときに前記インダクタ素子に蓄えられたエネルギーを放出する放電状態となり、
   前記充電状態と前記放電状態との合計時間が、前記第１切替スイッチまたは前記第２切替スイッチの所定周期に満たない場合、前記第１同期スイッチ及び前記第２同期スイッチの少なくともいずれか一方を前記所定周期において非導通状態に切り替える逆電流阻止回路と、
   を備えることを特徴とする同期整流型電圧変換装置。
2. 前記逆電流阻止回路は、前記出力端子に流れる出力電流の値が、前記電源から供給される入力電圧の値と、前記負荷に印加する出力電圧の値と、前記インダクタ素子のインダクタンスと、前記第１切替スイッチまたは前記第２切替スイッチの所定周期内における導通状態のデューティー比とによって算出される基準電流よりも小さい場合に、前記逆電流阻止回路が前記第１同期スイッチ及び前記第２同期スイッチの少なくともいずれか一方を前記所定周期において非導通状態に切り替えることを特徴とする請求項１に記載の同期整流型電圧変換装置。
3. 前記基準電流の値は、前記逆電流阻止回路に設定されていることを特徴とする請求項２に記載の同期整流型電圧変換装置。
4. 前記充電状態と前記放電状態との合計時間が、前記第１切替スイッチまたは前記第２切替スイッチの所定周期に満たないときに、前記逆電流阻止回路が、前記第１同期スイッチ及び前記第２同期スイッチの少なくともいずれか一方を前記非導通状態に切り替える時間は、前記第１同期スイッチまたは前記第２同期スイッチのいずれか一方が、所定周期内において導通状態であるときの、前記電源から供給される入力電圧の値と、前記負荷に印加する出力電圧の値と、前記インダクタンスと、前記インダクタに流れる電流の値と、前記第１切替スイッチまたは前記第２切替スイッチの所定周期内における導通状態のデューティー比とを用いて算出することを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか一項に記載の同期整流型電圧変換装置。
5. 前記充電状態と前記放電状態との合計時間が、前記第１切替スイッチまたは前記第２切替スイッチの所定周期に満たないときに、前記逆電流阻止回路が、前記第１同期スイッチ及び前記第２同期スイッチの少なくともいずれか一方を前記非導通状態に切り替える時間は、前記第１同期スイッチまたは前記第２同期スイッチのいずれか一方が、所定周期内において導通状態であるときの、前記出力電流の検出値の時間変化量を用いて算出することを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか一項に記載の同期整流型電圧変換装置。
6. 前記充電状態と前記放電状態との合計時間が、前記第１切替スイッチまたは前記第２切替スイッチの所定周期に満たないときに、前記逆電流阻止回路が、前記第１同期スイッチ及び前記第２同期スイッチの少なくともいずれか一方を前記非導通状態に切り替える時間は、前記第１同期スイッチまたは前記第２同期スイッチのいずれか一方が、所定周期内において導通状態であるときの、前記インダクタ素子に流れる電流の検出値の時間変化量を用いて算出することを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか一項に記載の同期整流型電圧変換装置。
7. 前記第１切替スイッチ及び前記第１同期スイッチ及び前記第２切替スイッチ及び前記第２同期スイッチは、電気信号によって導通状態と非導通状態とを切り替える半導体素子であることを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれか一項に記載の同期整流型電圧変換装置。
8. 前記第１切替スイッチ及び前記第１同期スイッチ及び前記第２切替スイッチ及び前記第２同期スイッチは、電界効果トランジスタであることを特徴とする請求項７に記載の同期整流型電圧変換装置。

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