JP2013183546A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】回生電流による直流電圧の増大を抑制できる電力変換装置を提供する。
【解決手段】インバータ３は電源線ＬＨ，ＬＬの間に印加される直流電圧を交流電圧に変換して、交流電圧を誘導性負荷６に印加する。コンデンサＣ１は電源線ＬＨ，ＬＬの間に設けられる。ダイオードＤ１は電源線ＬＨ，ＬＬの間でコンデンサＣ１と直列に接続され、コンデンサＣ１との直列経路においての電源線ＬＨ側にアノードを有する。スイッチ素子Ｓ１はダイオードＤ１と並列に接続される。電流検出部４は電源線ＬＨからコンデンサＣ１を経由して電源線ＬＬへと流れる回生電流を検出する。スイッチング制御部５１はインバータ３を制御する機能を有し、インバータ３が交流電圧を誘導性負荷６に印加した状態において回生電流が所定値よりも大きいことを契機としてスイッチ素子Ｓ１を導通させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置に関する。

インダイレクトマトリックスコンバータでは、例えば逆阻止性を有する電流形コンバータと、電圧形インバータとが直流リンクを介して互いに接続される。かかるインダイレクトマトリックスコンバータではインバータからの回生電流を流すべく、直流リンクにクランプ回路が設けられる。例えばクランプ回路は互いに直列に接続されたコンデンサおよびダイオードを有し、ＤＣスナバと同じ構成を有する。

なお本発明に関連する技術として特許文献１が開示されている。

特開２０１１−１５６０４号公報

しかしながら、回生電流が流れるとクランプ回路のコンデンサが充電され、その両端電圧が増大する。当該両端電圧が増大することによって、インバータ、コンバータに過電圧が印加され得る。

そこで、本発明の目的は、回生電流による直流電圧の増大を抑制できる電力変換装置を提供する。

本発明にかかる電力変換装置の第１の態様は、正極側の第１の電源線(LH)と負極側の第２の電源線(LL)との間に印加される直流電圧を交流電圧に変換して、前記交流電圧を誘導性負荷(6)に印加するインバータ(3)と、前記第１及び前記第２の電源線の間に設けられるコンデンサ(C1)と、前記第１及び前記第２の電源線の間で前記コンデンサと直列に接続され、前記コンデンサとの直列経路において前記第１の電源線側にアノードを有するダイオード(D1)と、前記ダイオードと並列に接続されるスイッチ素子(S1)と、前記第１の電源線から前記コンデンサを経由して前記第２の電源線、そしてインバータ(3)へと流れる回生電流を検出する電流検出部(4)と、前記インバータと前記スイッチ素子とをそれぞれ制御する機能を有し、前記インバータが前記交流電圧を前記誘導性負荷に印加した状態において前記回生電流が所定値よりも大きいことを契機として前記スイッチ素子(S1)を導通させるスイッチング制御部(51)とを備える。

本発明にかかる電力変換装置の第２の態様は、第１の態様にかかる電力変換装置であって、前記電流検出部(4)は、前記第１又は前記第２の電源線(LH,LL)を流れる電流を、前記回生電流が流れる方向を負として検出し、検出された前記電流に、正の値を有する所定のオフセット量(ΔI)を加算して前記スイッチング制御部に出力し、前記スイッチング制御部(51)は、前記電流検出部からの前記電流が、前記所定のオフセット量と前記所定値(Iref1)の差たる第２所定値(Iref11)よりも小さいことを契機として、前記スイッチ素子を導通させる。

本発明にかかる電力変換装置の第３の態様は、第２の態様にかかる電力変換装置であって、前記スイッチング制御部(51)は、前記電流検出部からの前記電流が、前記所定のオフセット量(ΔI)より大きい第３所定値(Iref21)よりも大きいことを契機として、前記インバータを停止させる。

本発明にかかる電力変換装置の第４の態様は、第１の態様にかかる電力変換装置であって、前記電流検出部(4)は、前記第１又は前記第２の電源線(LH,LL)を流れる電流を、前記回生電流が流れる方向を正として検出し、検出された前記電流に、正の値を有する所定のオフセット量(ΔI)を加算して前記スイッチング制御部に出力し、前記スイッチング制御部(51)は、前記電流検出部からの前記電流が、前記所定のオフセット量と前記所定値(Iref1)との和たる第２所定値(Iref11)よりも大きいことを契機として、前記スイッチ素子を導通させる。

本発明にかかる電力変換装置の第５の態様は、第４の態様にかかる電力変換装置であって、前記スイッチング制御部(51)は、前記電流検出部からの前記電流が、前記所定のオフセット量(ΔI)より小さい第３所定値(Iref21)よりも小さいことを契機として、前記インバータを停止させる。

本発明にかかる電力変換装置の第６の態様は、第２から第５のいずれか一つの態様にかかる電力変換装置であって、前記電流検出部(4)は、前記第１又は第２の電源線(LH,LL)に設けられたシャント抵抗(41)を有し、前記第１又は前記第２の電源線を流れる電流として、前記シャント抵抗の一端の電位に対する前記他端の電位を検出し、前記シャント抵抗の前記一端の前記電位よりも小さい電位に対する前記他端の電位を検出することで、前記電流に前記所定のオフセット量を加算する。

本発明にかかる電力変換装置の第７の態様は、第１から第６のいずれか一つの態様にかかる電力変換装置であって、前記直列経路において前記コンデンサ及び前記ダイオードと直列に接続される第２のコンデンサ(C2)と、前記コンデンサと前記ダイオードとの間の点と、前記第２の電源線との間に設けられ、前記第２の電源線側にアノードを有する第２のダイオード(D2)と、前記第２のコンデンサと前記ダイオードとの間の点と、前記第１の電源線との間に設けられ前記第１の電源線側にカソードを有する第３のダイオード(D3)とを更に備え、前記インバータの出力相数と２との積で前記交流電圧の周期を除算して得られる期間における前記回生電流の最大値が、前記所定値以下の第４所定値よりも小さいときに、前記スイッチング制御部(51)は前記スイッチ素子を非導通とする。

本発明にかかる電力変換装置の第１の態様によれば、誘導性負荷の負荷力率が低下すれば回生電流が増大する。回生電流が所定値よりも大きいことを契機としてスイッチ素子が導通することにより、当該回生電流によってその両端電圧が増大したコンデンサの電荷を、その後に力行電流（第１の電源線(LH)からインバータを経由して第２の電源線(LL)に流れる電流）が流れるときに放電させることができる。よって負荷力率が低いときのコンデンサの両端電圧の増大を抑制することができる。

本発明にかかる電力変換装置の第２の態様によれば、電流にオフセット量を加算するので、その大きさがオフセット量よりも小さい回生電流を正の値として検出することができる。よって、正の領域で電流を扱うスイッチング制御部を採用することができる。

本発明にかかる電力変換装置の第３の態様によれば、回生電流と力行電流との両方を検出しつつ、力行電流が大きいことを契機としてインバータを停止することができる。即ち、第３所定値を適宜に設定することで過電流からインバータを保護できる。

本発明にかかる電力変換装置の第４の態様によれば、電流にオフセット量を加算するので、その大きさがオフセット量よりも小さい力行電流を正の値として検出することができる。よって、正の領域で電流を扱うスイッチング制御部を採用することができる。

本発明にかかる電力変換装置の第５の態様によれば、回生電流と力行電流との両方を検出しつつ、力行電流が大きいことを契機としてインバータを停止することができる。即ち、第３所定値を適宜に設定することで過電流からインバータを保護できる。

本発明にかかる電力変換装置の第６の態様によれば、力行電流と回生電流とによって生じるシャント抵抗の電圧において、高電位となるシャント抵抗の端は、力行電流と回生電流とによって異なる。言い換えれば、シャント抵抗の一端の基準電位に対する他端の電位の正負は相違するものの、基準電位をオフセットするので、スイッチング制御部では回生電流および力行電流による電位として正の値を有する電位として取り扱うことができる。

本発明にかかる電力変換装置の第７の態様によれば、回生電流が小さいときにはコンデンサをクランプコンデンサとして機能させることができる。

電力変換装置の概念的な構成の一例を示す図である。 相電圧と線電流との一例を示す図である。 検出される電流と、オフセットされた後の電流とを示す図である。 検出される電流と、オフセットされた後の電流とを示す図である。 制御部の概念的な構成の一例を示す図である。 検出される電圧と、オフセットされた後の電圧とを示す図である。 クランプ回路の概念的な一例を示す図である。 クランプ回路の概念的な一例を示す図である。

図１に示すように、本電力変換装置はクランプ回路２とインバータ３とを備えている。インバータ３はその入力側で電源線ＬＨ，ＬＬと接続される。電源線ＬＨ，ＬＬの間には直流電圧が印加される。なおここでは電源線ＬＨに印加される電位は電源線ＬＬに印加される電位よりも高い。インバータ３はこの直流電圧を交流電圧に変換し、当該交流電圧を交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに印加する。

図１の例示では、インバータ３はたとえば三相のインバータであるが、これに限らず、単相のインバータであっても、三相以上のインバータであってもよい。以下では、インバータ３が三相のインバータである場合について説明する。インバータ３は例えばスイッチング素子Ｓｕ１，Ｓｖ１，Ｓｗ１，Ｓｕ２，Ｓｖ２，Ｓｗ２とダイオードＤｕ１，Ｄｖ１，Ｄｗ１，Ｄｕ２，Ｄｖ２，Ｄｗ２とを備えている。スイッチング素子Ｓｙ１，Ｓｙ２（ｙはｕ，ｖ，ｗを代表する）は例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタなどである。スイッチング素子Ｓｙ１,Ｓｙ２は電源線ＬＨ，ＬＬの間で相互に直列に接続されている。交流線Ｐｙはスイッチング素子Ｓｙ１，Ｓｙ２の間の点から引き出される。ダイオードＤｙ１，Ｄｙ２はそれぞれスイッチング素子Ｓｙ１，Ｓｙ２に並列に接続され、そのアノードを電源線ＬＬ側に向けて設けられる。

これらのスイッチング素子Ｓｙ１，Ｓｙ２は後述する制御部５によって適宜に制御される。この制御によってインバータ３は電源線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧を交流電圧に変換し、これを交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに印加することができる。このような制御は公知な技術であるので詳細な説明は省略するものの、その一例について概説する。

スイッチング素子Ｓｙ１，Ｓｙ２を互いに排他的に導通させる。これによって、スイッチング素子Ｓｙ１，Ｓｙ２の両方が同時に導通することによる電源線ＬＨ，ＬＬの短絡を防止する。スイッチング素子Ｓｙ１，Ｓｙ２のスイッチングパターンとしては例えば次の８種類が採用される。ここでスイッチング素子Ｓｙ１が導通することを「１」で示し、スイッチング素子Ｓｙ２が導通することを「０」で示し、相毎に数字を並べて表すと、スイッチングパターンは（０００）（００１）（０１０）（０１１）（１００）（１０１）（１１０）（１１１）の８種類である。例えばスイッチング素子Ｓｕ１，Ｓｖ２，Ｓｗ２が導通するスイッチングパターンは（１００）である。また各スイッチングパターンが採用されるときに交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに印加される電圧のベクトル（以下、電圧ベクトルと呼ぶ）を、上記数字を二進数と把握しこれを十進数に変換して電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７と表す。例えばスイッチングパターン（１００）が採用されているときの電圧ベクトルは電圧ベクトルＶ４となる。

この８種類のスイッチングパターンを適宜に切り替えることで、インバータ３は交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに交流電圧を出力することができる。例えば図２を参照して、電圧位相が例えば３０度から９０度までの６０度区間では、電圧ベクトルＶ５，Ｖ４と電圧ベクトルＶ０（或いはＶ７、若しくはＶ０及びＶ７、以下同様）とを繰り返し切り替えて採用する。また電圧位相が例えば９０度から１５０度までの６０区間では電圧ベクトルＶ４，Ｖ６と電圧ベクトルＶ０とを繰り返し切り替えて採用する。

図２の例示では、６０度区間の境界ごとに電圧ベクトルの符号が付されており、これによって、当該境界で挟まれる６０度区間においてそれらの電圧ベクトルが採用されることを示している。例えば電圧位相が２１０度から２７０度までの６０度区間では、電圧ベクトルＶ２，Ｖ３が採用される。なお、全ての６０度区間において電圧ベクトルＶ０は採用され得るので、図２においては図示していない。

そして、各領域で採用される電圧ベクトルのデューティ（所定時間（例えばキャリア周期）内における各電圧ベクトルの割合）を適宜に調整することで、インバータ３は適宜に正弦波近似の交流電圧を出力できる。図２の例示では、一例として交流線Ｐｕに印加される相電圧Ｖｕの近似値が正弦波で示されている。

なお、上述の制御は一例であって他の制御が採用されてもよい。例えば電圧位相が０度から６０度の区間において電圧ベクトルＶ５のみを採用し、続く６０度区間毎に電圧ベクトルＶ４，Ｖ６，Ｖ２，Ｖ３，Ｖ１がこの順で採用されてもよい。これは、相電圧Ｖｕとして、電圧位相が０度から１８０度の区間で高電位を採り、１８０度から３６０度の区間で低電位を採る矩形波を採用する場合の制御である。

再び図１を参照して、交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗは誘導性負荷６に接続される。誘導性負荷６は例えばモータであって交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに印加される交流電圧に応じて回転する。

クランプ回路２はダイオードＤ１とコンデンサＣ１とスイッチ素子Ｓ１とを備える。コンデンサＣ１は電源線ＬＨ，ＬＬの間に設けられる。ダイオードＤ１は電源線ＬＨ，ＬＬの間でコンデンサＣ１と直列に接続される。ダイオードＤ１はコンデンサＣ１との直列経路においてそのアノードを電源線ＬＨ側に向けて設けられる。スイッチ素子Ｓ１は例えば絶縁ゲートバイポーラなどであってコンデンサＣ１と並列に接続される。スイッチ素子Ｓ１も後述の制御部５によって制御される。

スイッチ素子Ｓ１が非導通すると、スイッチ素子Ｓ１に並列接続されるダイオードＤ１が機能する。ダイオードＤ１はコンデンサＣ１が電源線ＬＨへと放電することを防止するので、コンデンサＣ１の両端電圧は、電源線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧の最大値に維持される。すなわち、コンデンサＣ１はいわゆるクランプコンデンサとして機能する。またこのときクランプ回路２はいわゆるＤＣスナバとしても機能することができる。

一方、スイッチ素子Ｓ１が導通すると、コンデンサＣ１はスイッチ素子Ｓ１を介して電源線ＬＨへと放電することができる。つまりコンデンサＣ１はいわゆる平滑コンデンサとして機能することができる。

図１の例示では電源線ＬＨ，ＬＬの間に直流電圧を印加する構成としてコンバータ１が示されている。コンバータ１は交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換してこれを電源線ＬＨ，ＬＬに印加する。図１の例示ではコンバータ１は例えば電流形コンバータであって、例えばダイオードＤｒ１，Ｄｒ２，Ｄｓ１，Ｄｓ２，Ｄｔ１，Ｄｔ２とスイッチング素子Ｓｒ１，Ｓｒ２，Ｓｓ１，Ｓｓ２，Ｓｔ１，Ｓｔ２とを有している。

スイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２（以下、ｘはｒ，ｓ，ｔを代表する）は例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタなどである。ダイオードＤｘ１とスイッチング素子Ｓｘ１とは交流線Ｐｘと電源線ＬＨとの間で互いに直列に接続される。ダイオードＤｘ１は、そのカソードを電源線ＬＨ側に向けて配置される。即ち、ダイオードＤｒ１，Ｄｓ１，Ｄｔ１はそれぞれ電源線ＬＨから交流線Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔへとスイッチング素子Ｓｒ１，Ｓｓ１，Ｓｔ１を介して電流が流れることを防止する。

ダイオードＤｘ２とスイッチング素子Ｓｘ２とは交流線Ｐｘと電源線ＬＬとの間で互いに直列に接続される。ダイオードＤｘ２は、そのアノードを電源線ＬＬ側に向けて配置される。即ち、ダイオードＤｒ２，Ｄｓ２，Ｄｔ２はそれぞれ交流線Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔから電源線ＬＬへとスイッチング素子Ｓｒ２，Ｓｓ２，Ｓｔ２を介して電流が流れることを防止する。

これらのスイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２は不図示の制御部によって制御され、より詳細には例えば交流線Ｐｘに印加される交流電圧に基づいて適切に制御される。これにより、コンバータ１は交流線Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔに印加される交流電圧を直流電圧に変換して、これを電源線ＬＨ，ＬＬの間に印加することができる。

なお、図１の例示ではスイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２とダイオードＤｘ１，Ｄｘ２とが設けられているものの、これに限らない。例えばダイオードＤｘ１とスイッチング素子Ｓｘ２との一組の替わりに、及び／又はダイオードＤｘ２とスイッチング素子Ｓｘ２との一組の替わりに、逆電圧の耐性に優れた逆阻止型スイッチング素子（例えばＲＢ−ＩＧＢＴ（リバースブロッキング絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）など）が採用されてもよい。

また電力変換装置には電流検出部４が設けられる。電流検出部４は、インバータ３から電源線ＬＨ、ダイオードＤ１（或いはスイッチ素子Ｓ１）及びコンデンサＣ１を経由して電源線ＬＬへと流れる電流、即ちインバータ３からの回生電流を検出する。

図１の例示では電流検出部４は、クランプ回路２とインバータ３との間で電源線ＬＬを流れる電流を検出する。なお電流検出部４は、クランプ回路２とインバータ３との間で電源線ＬＨを流れる電流を検出しても良い。電流検出部４は、電源線ＬＨからインバータ３を経由して電源線ＬＬに流れる電流（以下、力行電流とも呼ぶ）と区別して回生電流を検出する。電流検出部４の具体的な構成の一例については後に詳述する。

制御部５はスイッチング制御部５１を備えている。スイッチング制御部５１はインバータ３を制御する機能を有する。即ち、スイッチング制御部５１は例えば上述のようにインバータ３を制御すべくスイッチング素子Ｓｙ１，Ｓｙ２へとスイッチング信号Ｓｙを出力する。

またスイッチング制御部５１はスイッチ素子Ｓ１を制御する機能を有する。即ち、スイッチング制御部５１はスイッチ素子Ｓ１へとスイッチング信号Ｓｚを出力する。

またここでは、制御部５はマイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ（換言すれば手順）を実行する。上記記憶装置は、例えばＲＯＭ(Read-Only-Memory)、ＲＡＭ(Random-Access-Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ（ＥＥＰＲＯＭ(Electrically-Erasable-Programmable-ROM)等）、ハードディスク装置などの各種記憶装置の１つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、制御部５はこれに限らず、それぞれ制御部５によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。

スイッチング制御部５１はスイッチング信号Ｓｙを出力してインバータ３に交流電圧を出力させている状態で、電流検出部４によって検出された回生電流が所定値Ｉｒｅｆ１よりも大きいことを契機として、スイッチ素子Ｓ１を導通させる。

このようなスイッチ素子Ｓ１の制御による効果を説明するに当たって、まず、電源線ＬＨ，ＬＬに流れる電流と、誘導性負荷６側の力率（以下、負荷力率と呼ぶ）との関係について述べる。この関係を説明するために、交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを流れる線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと電源線ＬＨ，ＬＬを流れる電流との関係についても併せて説明する。以下では、インバータ３から誘導性負荷６に流れる線電流の方向を正の方向と定義する。

図２の中央のグラフで示すように、相電圧Ｖｕと線電流ｉｕとの位相が互いに等しい、即ち負荷力率が１である場合について考慮する。図２から理解できるように、電圧ベクトルＶ４は電圧位相が３０度から１５０度の１２０度区間Ｈ１で適宜に採用される。電圧ベクトルＶ４が採用されるときにはスイッチング素子Ｓｕ１が導通する。一方、相電圧Ｖｕと線電流ｉｕの位相が互いに等しいのでこの１２０度区間Ｈ１では線電流ｉｕは正である。よってこの１２０度区間Ｈ１において電圧ベクトルＶ４が採用されると、線電流ｉｕは、電源線ＬＨからスイッチング素子Ｓｕ１を経由して交流線Ｐｕを正の方向に流れる（図１も参照）。即ち線電流ｉｕは力行電流として流れる。

次に、図２の下側のグラフで示すように、相電圧Ｖｕと線電流ｉｕとの位相差が３０度を超える、即ち負荷力率が√３／２を下回る場合について考慮する。このとき１２０度区間Ｈ１のうち最初の区間Ｈｕ１において、線電流ｉｕが負となる。一方で電圧ベクトルＶ４が採用されているときにはスイッチング素子Ｓｕ２は非導通である。よって、この区間Ｈｕ１において電圧ベクトルＶ４が採用されると、線電流ｉｕは交流線ＰｕからダイオードＤｕ１を経由して電源線ＬＨへと流れる（図１も参照）。そして電圧ベクトルＶ４が採用されているときにはスイッチング素子Ｓｖ１，Ｓｗ１が非導通であるので、ダイオードＤｕ１を経由した電流は誘導性負荷６側を流れずにクランプ回路２へと流れる。即ち、回生電流が流れる。

また電圧ベクトルＶ６が適宜に採用される電圧位相９０度から１５０度までの１２０度区間のうち最初の区間Ｈｗ１では線電流ｉｗは正である。電圧ベクトルＶ６が採用されるときにはスイッチング素子Ｓｗ１は非導通であるので、区間Ｈｗ１において電圧ベクトルＶ６が採用されると、線電流ｉｗは電源線ＬＬからダイオードＤｗ２を介して交流線Ｐｗを正の方向に流れる（図１も参照）。電圧ベクトルＶ６が採用されているときにはスイッチング素子Ｓｕ２，Ｓｙ２は非導通であるので、これらを介した電流が電源線ＬＬを介してダイオードＤｗ２へと流れることはなく、クランプ回路２を経由した電流が電源線ＬＬを介してダイオードＤｗ２を流れる。即ち、回生電流が流れる。

他の区間Ｈｕ２，Ｈｙ１，Ｈｙ２，Ｈｗ２においても同様に所定の電圧ベクトルが採用されるときに回生電流が流れる。

このような回生電流が流れる度に、回生電流がコンデンサＣ１を流れてコンデンサＣ１が充電される。これによってコンデンサＣ１の両端電圧が増大する。しかるに本実施の形態ではスイッチング制御部５１は電流検出部４によって検出された回生電流が所定値Ｉｒｅｆ１よりも大きいことを契機としてスイッチ素子Ｓ１を導通させる。よって回生電流が流れることによってコンデンサＣ１が充電されたとしても、その後に力行電流が流れる期間にコンデンサＣ１を放電させることができる。したがって、負荷力率が低下することに伴うコンデンサＣ１の両端電圧の増大を抑制することができる。

また上述の例では負荷力率が低下したことに伴う回生電流について説明したが、回生電流を流す要因については不問である。本実施の形態では、どのような要因で回生電流が流れようとも、その回生電流による直流電圧の増大を抑制できるからである。

＜電流検出部４＞
電流検出部４は電源線ＬＨ，ＬＬを流れる電流Ｉ１をその方向に応じて検出する。より詳細には、図３に例示するように、電流検出部４は回生電流を負の値として検出し力行電流を正の値として検出する。よって回生電流が大きいほど、電流Ｉ１としては小さい値を採る。そして電流検出部４は検出した電流Ｉ１に、正の値を有するオフセット量ΔＩを加算する。オフセット量ΔＩは所定値Ｉｒｅｆ１よりも大きい値である。図３の例示では、電流Ｉ１にオフセット量ΔＩを加算した値が電流Ｉ２として示されている。よって回生電流は電流Ｉ２においてオフセット量ΔＩより小さい値として検出される。電流検出部４はかかる電流Ｉ２をスイッチング制御部５１へと出力する。

スイッチング制御部５１は、電流検出部４からの電流Ｉ２が所定値Ｉｒｅｆ１１よりも小さいことを契機として、スイッチ素子Ｓ１を導通させる。なお所定値Ｉｒｅｆ１１はオフセット量ΔＩと所定値Ｉｒｅｆ１との差である。よって、電流Ｉ２が所定値Ｉｒｅｆ１１よりも小さいことは回生電流が所定値Ｉｒｅｆ１よりも大きいことを意味する。

以上のとおり電流Ｉ１にオフセット量ΔＩを加算するので、その大きさがオフセット量ΔＩよりも小さい回生電流を正の値として検出することができる。よって、スイッチング制御部５１として、正の領域で電流を扱うものを採用することができる。換言すれば、スイッチング制御部５１は正の電流Ｉ２と正の所定値Ｉｒｅｆ１１との比較により、回生電流と所定値Ｉｒｅｆ１との比較を実行することができる。このような電流検出部４およびスイッチング制御部５１の具体例については後に詳述する。

またスイッチング制御部５１は、電流Ｉ２が所定値Ｉｒｅｆ２１より大きいことを契機として、インバータ３を停止させてもよい。所定値Ｉｒｅｆ２１はオフセット量ΔＩよりも大きい。これによって、力行電流が所定の所定値Ｉｒｅｆ２（＝所定値Ｉｒｅｆ２１−オフセット量ΔＩ）よりも大きいことを契機として、インバータ３が停止される。よって所定値Ｉｒｅｆ２１（所定値Ｉｒｅｆ２）を適切な値に設定することで、インバータ３に過電流が流れることを防止することができる。

以上の通り、インバータ３の過電流を検出するための、力行電流と所定値Ｉｒｅｆ２との比較と、回生電流の増大を検出するための、回生電流と所定値Ｉｒｅｆ１との比較との両方を、正の領域で実現することができる。したがって、スイッチング制御部５１として正の領域で電流を扱うものを採用することができる。

なお、スイッチング制御部５１は、コンバータ１及び／又はインバータ３に対して、電流検出部４によって検出される力行電流に基づく任意の制御を行っても良い。例えば力行電流に基づいて誘導性負荷６を流れる線電流を検出し、当該線電流に基づいて効率が最大となるようにコンバータ１及び／又はインバータ３を制御しても良い。また力行電流が所定値を超えることを契機として、誘導性負荷６の負荷を低減する制御（垂下制御、例えば回転速度を低下させる制御）をコンバータ１及び／又はインバータ３に対して行ってもよく、或いは誘導性負荷６を停止させてもよい（停止制御）。これらの制御はいずれも公知な技術であるので詳細な説明は省略する。

また必ずしも回生電流を負の値として検出する必要はなく、図４に例示するように正の値として検出しても良い。この場合、電流検出部４は電流Ｉ１に対して所定のオフセット量ΔＩ（＞所定値Ｉｒｅｆ２）を加算して電流Ｉ２を算出し、スイッチング制御部５１は電流Ｉ２が所定値Ｉｒｅｆ１１（＝ΔＩ＋Ｉｒｅｆ１）よりも大きいときにスイッチ素子Ｓ１を導通させればよい。またスイッチング制御部５１は電流Ｉ２が所定値Ｉｒｅｆ２１（＝ΔＩ−Ｉｒｅｆ２）よりも小さいときにインバータ３を停止させてもよい。

＜電流検出部４の具体的な一例＞
図１，５に例示するように、電流検出部４はシャント抵抗４１と電圧検出部４２とを備えている。シャント抵抗４１はクランプ回路２とインバータ３との間において例えば電源線ＬＬに設けられる。なおシャント抵抗４１はクランプ回路２とインバータ３との間において電源線ＬＨに設けられても良い。以下では、シャント抵抗４１が電源線ＬＬに設けられる場合について説明する。シャント抵抗４１の両端電圧は理想的にはシャント抵抗４１を流れる電流Ｉ１に比例する。よって、電圧検出部４２は電流Ｉ１に替えてシャント抵抗４１の両端電圧Ｖ１１を検出する。ここでは一例として、シャント抵抗４１のインバータ３側の一端の電位に対する他端の電位を両端電圧として検出する。よって、図６に示すように、回生電流が流れるときにはシャント抵抗４１の両端電圧Ｖ１１が正の値を採り、力行電流が流れている場合には両端電圧Ｖ１１は負の値を採る。

図５には、電圧検出部４２の内部構成の概念的な構成の一例が示されている。なおシャント抵抗４１の一端４１２がインバータ３側の端であり、シャント抵抗４１の他端４１１がクランプ回路２側の端である。

シャント抵抗４１の両端電圧Ｖ１１は図５に例示するように例えばローパスフィルタ４２１によって高調波成分が除去される。図５の例示ではローパスフィルタ４２１は抵抗Ｒ１１〜Ｒ１４とコンデンサＣ１１とを備えている。抵抗Ｒ１１，Ｒ１２は互いに直列に接続され、抵抗Ｒ１３，Ｒ１４は互いに直列に接続される。コンデンサＣ１１は抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の間の接続点と、抵抗Ｒ１３，Ｒ１４の間の接続点との間に設けられる。抵抗Ｒ１１の抵抗Ｒ１２とは反対側の一端はシャント抵抗４１の他端４１１に接続され、抵抗Ｒ１３の抵抗Ｒ１４とは反対側の一端はシャント抵抗４１の一端４１２に接続される。抵抗Ｒ１２の抵抗Ｒ１１とは反対側の一端Ｐ１と、抵抗Ｒ１４の抵抗Ｒ１３とは反対側の一端Ｐ２との間の電圧Ｖ１２がローパスフィルタ４２１の出力電圧となる。なお、ローパスフィルタ４２１は必須の要件ではない。

ローパスフィルタ４２１からの電圧Ｖ１２はオフセット増幅部４２２によって、オフセットされつつ増幅されて電圧Ｖ１３としてスイッチング制御部５１に出力される。ただし必ずしも増幅される必要はなく、要するに電圧Ｖ１２に対して正の値を有する所定のオフセット量ΔＶを加算すればよい。これによって、図６に示すように、力行電流による両端電圧Ｖ１１が負の値を採ったとしても、その絶対値がオフセット量ΔＶよりも小さい場合には、オフセット増幅部４２２から出力される電圧Ｖ１３は正の値を採る。よって、スイッチング制御部５１では、回生電流が流れようとも力行電流が流れようとも、その電流値が反映された電圧Ｖ１３を正の領域で取り扱うことができる。以下、オフセット増幅部４２２の具体例について詳述する。

図５の例示では、オフセット増幅部４２２は、オペアンプＯＰ１と、抵抗Ｒ２１〜Ｒ２４とコンデンサＣ２１〜Ｃ２４とを備えている。オペアンプＯＰ１は直流電源Ｅ２２が入力されて動作する。直流電源Ｅ２２にはコンデンサＣ２３，Ｃ２４が並列接続され、例えば直流電源Ｅ２２の直流電圧を平滑する（安定させる）。ローパスフィルタ４２１の出力端となる端Ｐ１，Ｐ２はそれぞれオペアンプＯＰ１の反転入力端子及び非反転入力端子に接続される。抵抗Ｒ２３とコンデンサＣ２１とは互いに並列接続され、当該並列接続体の一端が非反転入力端子に接続される。抵抗Ｒ２１，Ｒ２２は直流電源Ｅ２１と接地との間で互いに直列に接続され、これらの接続点が抵抗Ｒ２３とコンデンサＣ２１とからなる並列接続体の他端に接続される。なお抵抗Ｒ２２は抵抗Ｒ２１に対して接地側に配置される。オペアンプＯＰ１の出力端子と反転入力端子との間には抵抗Ｒ２４が設けられ、コンデンサＣ２２が抵抗Ｒ２４に並列に接続される。オフセット増幅部４２２はオペアンプＯＰ１の出力端子と接地との間の電圧Ｖ１３を出力する。

このようなオフセット増幅部４２２に入力される電圧Ｖ１２は、抵抗Ｒ２４の抵抗値及び抵抗Ｒ２３の抵抗値などで決定されるゲインが乗算され、さらに抵抗Ｒ２２に生じる電圧の分、オフセットされて、電圧Ｖ１３としてスイッチング制御部５１に出力される。

なおオフセット増幅部４２２のオフセット動作は要するに次のようにして実現されるとよい。即ち、オフセット増幅部４２２はシャント抵抗４１の一端４１２の電位よりも低い基準電位（例えば接地）に対する他端４１１の電位を検出して電圧Ｖ１３として出力するとよい。このとき、基準電位と一端４１２の電位との差は例えば次で説明するように設定すればよい。即ち、例えば力行電流が最も大きく流れるときに電圧Ｖ１１（一端４１２に対する他端４１１の電位差）は負の値を有して最も小さくなる。よって、基準電位と一端４１２の電位との差を最も小さい電圧Ｖ１１の絶対値よりも大きく設定する。これにより、力行電流が最も大きく流れたとしても、電圧Ｖ１３としては正の値を出力することができる。

なお図５の例示では、回生電流が流れるときにはシャント抵抗４１の両端電圧Ｖ１１が正の値を採り、力行電流が流れている場合には両端電圧Ｖ１１は負の値を採る。よって、力行電流が最も大きく流れるときに電圧Ｖ１１は負の値を有して最も小さくなる。一方、力行電流が流れるときにシャント抵抗４１の電圧Ｖ１１が正の値を採り、回生電流が流れているときに電圧Ｖ１１が負の値を採るように、電流検出部４２を構成しても良い。これはシャント抵抗４１の一端４１２を回生電流が正の場合とは逆にコンバータ３に接続すればよい。このとき、回生電流が最も大きく流れるときに電圧Ｖ１１が負の値を有して最も小さくなる。したがって、基準電位と一端４１２の電位との差を、最も小さい電圧Ｖ１１の絶対値よりも大きく設定する。これにより、回生電流が最も大きく流れたとしても、電圧Ｖ１３としては正の値を出力することができる。

スイッチング制御部５１は、比較部５１１と、スイッチ信号出力部５１２，５１３とを備えている。比較部５１１には電圧Ｖ１３が入力され、電圧Ｖ１３と所定値Ｖｒｅｆ１（＞オフセット量ΔＶ）とを比較し、電圧Ｖ１３が所定値Ｖｒｅｆ１よりも大きいときにその旨をスイッチ信号出力部５１２に出力する。なお電圧Ｖ１３が所定値Ｖｒｅｆ１よりも大きいことは回生電流が所定値Ｉｒｅｆ１よりも大きいことを意味する。また比較部５１１は電圧Ｖ１３と所定値Ｖｒｅｆ２（＜オフセット量ΔＶ）とを比較し、電圧Ｖ１３が所定値Ｖｒｅｆ２よりも小さいときにその旨をスイッチ信号出力部５１３に出力する。なお電圧Ｖ１３が所定値Ｖｒｅｆ２よりも小さいことは力行電流が所定値Ｉｒｅｆ２よりも大きいことを意味する。

図５の例示では、比較部５１１は比較器ＯＰ２，ＯＰ３と、抵抗Ｒ３１〜Ｒ３４と、コンデンサＣ３１〜Ｃ３３を備えている。比較器ＯＰ２には電圧Ｖ１３と所定値Ｖｒｅｆ１とが入力されて、これらを比較する。所定値Ｖｒｅｆ１は抵抗Ｒ３１，Ｒ３２とコンデンサＣ３１とによって生成される。抵抗Ｒ３１，Ｒ３２は直流電源Ｅ３１と接地との間で互いに直列に接続される。抵抗Ｒ３２は抵抗Ｒ３１に対して接地側に配置される。コンデンサＣ３１は抵抗Ｒ３２に並列に接続される。コンデンサＣ３１は抵抗Ｒ３２に生じる電圧を平滑する（安定させる）。比較器ＯＰ２には抵抗Ｒ３１，Ｒ３２の接続点が入力され、抵抗Ｒ３２に生じる電圧が所定値Ｖｒｅｆ１として入力される。比較器ＯＰ２は電圧Ｖ１３が所定値Ｖｒｅｆ１よりも大きいときに、その旨をスイッチ信号出力部５１２に通知する。

比較器ＯＰ３には電圧Ｖ１３と所定値Ｖｒｅｆ２とが入力されて、これらを比較する。所定値Ｖｒｅｆ２は抵抗Ｒ３３，Ｒ３４とコンデンサＣ３３とによって生成される。抵抗Ｒ３３，Ｒ３４は直流電源Ｅ３３と接地との間で互いに直列に接続される。抵抗Ｒ３４は抵抗Ｒ３３に対して接地側に配置される。コンデンサＣ３３は抵抗Ｒ３４に並列に接続される。コンデンサＣ３３は抵抗Ｒ３４に生じる電圧を平滑する（安定させる）。比較器ＯＰ３には抵抗Ｒ３３，Ｒ３４の接続点が入力され、抵抗Ｒ３４に生じる電圧が所定値Ｖｒｅｆ２として入力される。比較器ＯＰ３は電圧Ｖ１３が所定値Ｖｒｅｆ２よりも小さいときに、その旨をスイッチ信号出力部５１３に通知する。

なお図５では、比較器ＯＰ２，ＯＰ３が一つの集積回路として構成されており、かかる集積回路に直流電源Ｅ３２が接続される。コンデンサＣ３２は直流電源Ｅ３２と並列に接続されて例えば直流電源Ｅ３２の直流電圧を平滑する（安定させる）。

スイッチ信号出力部５１２は、比較器ＯＰ２から電圧Ｖ１３が所定値Ｖｒｅｆ１よりも大きい旨の通知を受けると、スイッチ素子Ｓ１を導通すべくスイッチング信号Ｓｚを出力する。スイッチ信号出力部５１３は、比較器ＯＰ３から電圧Ｖ１３が所定値Ｖｒｅｆ２よりも小さい旨の通知を受け取ると、インバータ３を停止すべく、スイッチング信号Ｓｙの出力を停止する。

なお、直流電源Ｅ２１，Ｅ２２，Ｅ３１〜Ｅ３３は互いに共通の電源であってもよく、互いに異なる電源であってもよい。

また図５の例示では、シャント抵抗４１のインバータ３側の一端４１２に対する他端４１１の電位を両端電圧Ｖ１１として検出しているものの、これに限らず、逆であってもよい。これは図４を参照した説明と同様であるので、繰り返しの説明を省略する。

＜クランプ回路＞
図７に例示するように、図１のクランプ回路２と比較して、クランプ回路２はコンデンサＣ２とダイオードＤ２，Ｄ３とを更に備えていても良い。ダイオードＤ１とコンデンサＣ１，Ｃ２とは電源線ＬＨ，ＬＬの間で互いに直列に接続される。当該直列経路において、ダイオードＤ１は電源線ＬＨ側にアノードを有し、コンデンサＣ１，Ｃ２の間に設けられる。また当該直列経路において、コンデンサＣ１はダイオードＤ１に対して電源線ＬＨ側に設けられる。ダイオードＤ２はコンデンサＣ１とダイオードＤ１との間の接続点と、電源線ＬＬとの間に設けられる。ダイオードＤ２は電源線ＬＬ側にアノードを有する。ダイオードＤ３はコンデンサＣ２とダイオードＤ１との間の接続点と、電源線ＬＨとの間に設けられる。ダイオードＤ３は電源線ＬＨ側にカソードを有する。

このクランプ回路によれば、スイッチ素子Ｓ１が非導通するときには、コンデンサＣ１，Ｃ２は互いに直列接続された状態で充電され、互いに並列接続された状態で放電する。かかるクランプ回路２によれば、例えば特許文献１に記載のとおり、誘導性負荷６の負荷力率に応じてコンデンサＣ１，Ｃ２が充放電を行なうことができる。ただし、図７のクランプ回路２であっても、負荷力率が低下すれば直流電圧は増大する。よって、図７のクランプ回路２においても、回生電流が所定値Ｉｒｅｆ１よりも大きいことを契機としてスイッチ素子Ｓ１が導通すれば、力行電流が流れるときにコンデンサＣ１，Ｃ２が放電することができるので、直流電圧の増大を抑制することができる。

図８の例示では、図７のクランプ回路２に比して、抵抗Ｒ１とスイッチング素子Ｓ２とを更に備えている。抵抗Ｒ１はコンデンサＣ１，Ｃ２とダイオードＤ１との直列経路において、コンデンサＣ１，Ｃ２の間でダイオードＤ１と直列に接続される。またダイオードＤ１と抵抗Ｒ１の直列体はダイオードＤ２，Ｄ３に挟まれる。スイッチ素子Ｓ２は例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタであって、抵抗Ｒ１と並列に接続される。スイッチング素子Ｓ２もスイッチング制御部５１によって制御される。

抵抗Ｒ１はコンデンサＣ１，Ｃ２の充電経路、即ち上記直列経路に存在するので、例えば起動時にコンデンサＣ１，Ｃ２へと流れる突入電流を低減することができる。また交流線Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔに印加される交流電圧が例えば瞬時に低下し、その後に交流電圧が回復する際にも、コンデンサＣ１，Ｃ２へと突入電流が流れ得るところ、抵抗Ｒ１はこの突入電流も低減することができる。一方で、コンデンサＣ１，Ｃ２へと回生電流が流れた場合には抵抗Ｒ１での電圧降下の分、電源線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧が増大する。よって、回生電流が所定値Ｉｒｅｆ１よりも大きいことを契機として、スイッチング素子Ｓ２も導通させてもよい。これによって、回生電流が抵抗Ｒ１を避けて流れるので、抵抗Ｒ１の電圧降下による直流電圧の増大を回避することができる。よってスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の両方を導通させると、直流電圧の増大を最も抑制できる。また抵抗Ｒ１を短絡することで抵抗Ｒ１に電流が流れないので、抵抗Ｒ１の発熱を抑え、抵抗Ｒ１の電力容量を最小限に抑えることが出来る。

なお、図８の例示では、抵抗Ｒ１に並列接続されるダイオードＤ１１が更に設けられている。ダイオードＤ１１は、コンデンサＣ１，Ｃ２の充電経路において電源線ＬＬ側にアノードを有する。これは、スイッチング素子Ｓ２がダイオードＤ１１の順方向には電流を流さない場合を想定しているためである。即ち、コンデンサＣ１，Ｃ２を平滑コンデンサとして機能させるためには、双方向でコンデンサＣ１，Ｃ２を充放電する必要がある。しかるに図８の例示では、スイッチング素子Ｓ２が片方向にしか導通しないので、ダイオードＤ１１によって逆方向にも導通できるようにしているのである。よって、例えばスイッチング素子Ｓ２が双方向スイッチであれば、ダイオードＤ１１は不要である。

なお、誘導性負荷６の通常運転ではスイッチング素子Ｓ２を非導通にするとよい。特許文献１に記載の通り、例えば交流線Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔの交流電圧の変動に伴ってコンバータ１によって比較的高い直流電圧が電源線ＬＨ，ＬＬに印加されることがある。この場合、コンデンサＣ１，Ｃ２に大きな電流が流れて、過電流停止する可能性があるところ、抵抗Ｒ１がこのような電流を低減することができるからである。

＜スイッチ素子Ｓ１の非導通＞
図７，８に例示する電力変換装置では、スイッチ素子Ｓ１が非導通であるときのコンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧は、特許文献１に記載のように、例えば負荷力率に基づいて決定される。これは、コンデンサＣ１，Ｃ２が負荷力率に応じて充放電を行うことに拠り、負荷力率が小さいほどコンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧は高い。

一方、負荷力率が小さいほど回生電流の最大値は大きい。これは図２を参照した次の説明により理解できる。即ち、負荷力率が小さいほど相電圧と線電流との間の位相差が大きい。よって負荷力率が小さいほど期間Ｈｕ１，Ｈｕ２，Ｈｖ１，Ｈｖ２，Ｈｗ１，Ｈｗ２が大きくなる。例えば期間Ｈｕ１が増大すれば線電流ｉｕの絶対値が増大する。期間Ｈｕ１では線電流ｉｕが回生電流として流れるので、線電流ｉｕの絶対値と回生電流の最大値は互いに等しい。よって、負荷力率が小さいほど回生電流の最大値は大きい。

以上のとおり、負荷力率に応じて、コンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧と回生電流の最大値とが決まる。

そこで、コンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧が所定の基準値を超えないときに、スイッチング制御部５１はスイッチ素子Ｓ１を非導通としてもよい。即ち、所定期間における回生電流の最大値が、所定値Ｉｒｅｆ３（≦所定値Ｉｒｅｆ１、図３,４も参照）よりも小さいときに、スイッチ素子Ｓ１を非導通してもよい。所定期間としては、例えばインバータ１が三相交流電圧を出力する場合には三相交流電圧の１／６周期以上の期間が採用されてもよい。図２を参照して説明したとおり、１／６周期（６０度区間）において回生電流が流れる期間（期間Ｈｕ１など）が現れ、当該期間において回生電流の最大値を採るからである。

なお所定期間をより一般化すると、ｎ（ｎは２以上の整数）相交流電圧を出力する場合には、所定期間として１／（２ｎ）周期以上の期間を採用すればよい。また、相数に限らず交流電圧の半周期における回生電流の最大値を検出しても良い。誘導性負荷６の通常運転において力行電流が流れる期間と回生電流が流れる期間とが交互に現れるものの、交流電圧の半周期は回生電流が流れる期間を含むからである。

以上のように所定期間における回生電流の最大値が、所定値Ｉｒｅｆ３（≦所定値Ｉｒｅｆ１）よりも小さいときにスイッチ素子Ｓ１を非導通にする。よって、このときコンデンサＣ１，Ｃ２を非線形クランプコンデンサとして機能させることができる。またこのときであっても、コンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧を所定の基準値以下にすることができる。しかもこのとき、本電力変換装置（コンバータ１およびインバータ３）を、いわゆるインダイレクトマトリックスコンバータとして機能させることができる。なお図１には図示を省略するものの、このインダイレクトマトリックスコンバータではコンバータ１の入力側にＬＣフィルタが設けられる。このインダイレクトマトリックスコンバータでは、コンバータ１およびインバータ３を適切に制御することにより、ＬＣフィルタに入力する電流の高調波成分を低減することができる。またこのとき、スイッチ素子Ｓ１の導通損も回避できる。

なお、どのような要因で回生電流が流れようとも構わない。要するに、交流電圧の１／（２ｎ）周期以上の期間における回生電流の最大値が所定値Ｉｒｅｆ３よりも小さいときにスイッチ素子Ｓ１を非導通とすればよい。

また所定値Ｉｒｅｆ３として所定値Ｉｒｅｆ１よりも小さい値を採用しても良い。これによって、回生電流の最大値が所定値Ｉｒｅｆ３を下回った直後に所定値Ｉｒｅｆ３を超えたとしても、回生電流が所定値Ｉｒｅｆ１を超えない限り、スイッチ素子Ｓ１は導通しない。したがって、スイッチ素子Ｓ１のスイッチ回数を低減できる。これによりスイッチ素子Ｓ１のスイッチング損失も低減出来る。また回生電流の最大値が所定値Ｉｒｅｆ３を下回った時点から所定時間経過後にスイッチ素子Ｓ１を非導通としてもよい。これも、回生電流の最大値が所定値Ｉｒｅｆ３を下回った直後に所定値Ｉｒｅｆ３を超えることによってスイッチ素子Ｓ１が再び導通する場合を考慮した制御である。即ち、スイッチ素子Ｓ１のスイッチング回数を低減して、不要な制御を回避しているのである。

３ インバータ
４ 電流検出部
４１ シャント抵抗
５１ スイッチング素子
Ｃ１ コンデンサ
Ｄ１ ダイオード
Ｓ１ スイッチ素子

本発明にかかる電力変換装置の第６の態様は、第２から第５のいずれか一つの態様にかかる電力変換装置であって、前記電流検出部(4)は、前記第１又は第２の電源線(LH,LL)に設けられたシャント抵抗(41)を有し、前記第１又は前記第２の電源線を流れる電流として、前記シャント抵抗の一端の電位に対する他端の電位を検出し、前記シャント抵抗の前記一端の前記電位よりも小さい電位に対する前記他端の前記電位を検出することで、前記電流に前記所定のオフセット量を加算する。

クランプ回路２はダイオードＤ１とコンデンサＣ１とスイッチ素子Ｓ１とを備える。コンデンサＣ１は電源線ＬＨ，ＬＬの間に設けられる。ダイオードＤ１は電源線ＬＨ，ＬＬの間でコンデンサＣ１と直列に接続される。ダイオードＤ１はコンデンサＣ１との直列経路においてそのアノードを電源線ＬＨ側に向けて設けられる。スイッチ素子Ｓ１は例えば絶縁ゲートバイポーラなどであってダイオードＤ１と並列に接続される。スイッチ素子Ｓ１も後述の制御部５によって制御される。

なお図５の例示では、回生電流が流れるときにはシャント抵抗４１の両端電圧Ｖ１１が正の値を採り、力行電流が流れている場合には両端電圧Ｖ１１は負の値を採る。よって、力行電流が最も大きく流れるときに電圧Ｖ１１は負の値を有して最も小さくなる。一方、力行電流が流れるときにシャント抵抗４１の電圧Ｖ１１が正の値を採り、回生電流が流れているときに電圧Ｖ１１が負の値を採るように、電圧検出部４２を構成しても良い。これはシャント抵抗４１の一端４１２を回生電流が正の場合とは逆にコンバータ１に接続すればよい。このとき、回生電流が最も大きく流れるときに電圧Ｖ１１が負の値を有して最も小さくなる。したがって、基準電位と一端４１２の電位との差を、最も小さい電圧Ｖ１１の絶対値よりも大きく設定する。これにより、回生電流が最も大きく流れたとしても、電圧Ｖ１３としては正の値を出力することができる。

図８の例示では、図７のクランプ回路２に比して、抵抗Ｒ１とスイッチ素子Ｓ２とを更に備えている。抵抗Ｒ１はコンデンサＣ１，Ｃ２とダイオードＤ１との直列経路において、コンデンサＣ１，Ｃ２の間でダイオードＤ１と直列に接続される。またダイオードＤ１と抵抗Ｒ１の直列体はダイオードＤ２，Ｄ３に挟まれる。スイッチ素子Ｓ２は例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタであって、抵抗Ｒ１と並列に接続される。スイッチ素子Ｓ２もスイッチング制御部５１によって制御される。

抵抗Ｒ１はコンデンサＣ１，Ｃ２の充電経路、即ち上記直列経路に存在するので、例えば起動時にコンデンサＣ１，Ｃ２へと流れる突入電流を低減することができる。また交流線Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔに印加される交流電圧が例えば瞬時に低下し、その後に交流電圧が回復する際にも、コンデンサＣ１，Ｃ２へと突入電流が流れ得るところ、抵抗Ｒ１はこの突入電流も低減することができる。一方で、コンデンサＣ１，Ｃ２へと回生電流が流れた場合には抵抗Ｒ１での電圧降下の分、電源線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧が増大する。よって、回生電流が所定値Ｉｒｅｆ１よりも大きいことを契機として、スイッチ素子Ｓ２も導通させてもよい。これによって、回生電流が抵抗Ｒ１を避けて流れるので、抵抗Ｒ１の電圧降下による直流電圧の増大を回避することができる。よってスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の両方を導通させると、直流電圧の増大を最も抑制できる。また抵抗Ｒ１を短絡することで抵抗Ｒ１に電流が流れないので、抵抗Ｒ１の発熱を抑え、抵抗Ｒ１の電力容量を最小限に抑えることが出来る。

なお、図８の例示では、抵抗Ｒ１に並列接続されるダイオードＤ１１が更に設けられている。ダイオードＤ１１は、コンデンサＣ１，Ｃ２の充電経路において電源線ＬＬ側にアノードを有する。これは、スイッチ素子Ｓ２がダイオードＤ１１の順方向には電流を流さない場合を想定しているためである。即ち、コンデンサＣ１，Ｃ２を平滑コンデンサとして機能させるためには、双方向でコンデンサＣ１，Ｃ２を充放電する必要がある。しかるに図８の例示では、スイッチ素子Ｓ２が片方向にしか導通しないので、ダイオードＤ１１によって逆方向にも導通できるようにしているのである。よって、例えばスイッチ素子Ｓ２が双方向スイッチであれば、ダイオードＤ１１は不要である。

なお、誘導性負荷６の通常運転ではスイッチ素子Ｓ２を非導通にするとよい。特許文献１に記載の通り、例えば交流線Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔの交流電圧の変動に伴ってコンバータ１によって比較的高い直流電圧が電源線ＬＨ，ＬＬに印加されることがある。この場合、コンデンサＣ１，Ｃ２に大きな電流が流れて、過電流停止する可能性があるところ、抵抗Ｒ１がこのような電流を低減することができるからである。

そこで、コンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧が所定の基準値を超えないときに、スイッチング制御部５１はスイッチ素子Ｓ１を非導通としてもよい。即ち、所定期間における回生電流の最大値が、所定値Ｉｒｅｆ３（≦所定値Ｉｒｅｆ１、図３,４も参照）よりも小さいときに、スイッチ素子Ｓ１を非導通してもよい。所定期間としては、例えばインバータ３が三相交流電圧を出力する場合には三相交流電圧の１／６周期以上の期間が採用されてもよい。図２を参照して説明したとおり、１／６周期（６０度区間）において回生電流が流れる期間（期間Ｈｕ１など）が現れ、当該期間において回生電流の最大値を採るからである。

３ インバータ
４ 電流検出部
４１ シャント抵抗
５１ スイッチング制御部
Ｃ１ コンデンサ
Ｄ１ ダイオード
Ｓ１ スイッチ素子

Claims (7)

1. 正極側の第１の電源線(LH)と負極側の第２の電源線(LL)との間に印加される直流電圧を交流電圧に変換して、前記交流電圧を誘導性負荷(6)に印加するインバータ(3)と、
   前記第１及び前記第２の電源線の間に設けられるコンデンサ(C1)と、
   前記第１及び前記第２の電源線の間で前記コンデンサと直列に接続され、前記コンデンサとの直列経路において前記第１の電源線側にアノードを有するダイオード(D1)と、
   前記ダイオードと並列に接続されるスイッチ素子(S1)と、
   前記第１の電源線から前記コンデンサを経由して前記第２の電源線へと流れる回生電流を検出する電流検出部(4)と、
   前記インバータと前記スイッチ素子とをそれぞれ制御する機能を有し、前記インバータが前記交流電圧を前記誘導性負荷に印加した状態において前記回生電流が所定値よりも大きいことを契機として前記スイッチ素子を導通させるスイッチング制御部(51)と
   を備える、電力変換装置。
2. 前記電流検出部(4)は、前記第１又は前記第２の電源線(LH,LL)を流れる電流を、前記回生電流が流れる方向を負として検出し、検出された前記電流に、正の値を有する所定のオフセット量(ΔI)を加算して前記スイッチング制御部に出力し、
   前記スイッチング制御部(51)は、前記電流検出部からの前記電流が、前記所定のオフセット量と前記所定値(Iref1)の差たる第２所定値(Iref11)よりも小さいことを契機として、前記スイッチ素子を導通させる、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記スイッチング制御部(51)は、前記電流検出部からの前記電流が、前記所定のオフセット量(ΔI)より大きい第３所定値(Iref21)よりも大きいことを契機として、前記インバータを停止させる、請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記電流検出部(4)は、前記第１又は前記第２の電源線(LH,LL)を流れる電流を、前記回生電流が流れる方向を正として検出し、検出された前記電流に、正の値を有する所定のオフセット量(ΔI)を加算して前記スイッチング制御部に出力し、
   前記スイッチング制御部(51)は、前記電流検出部からの前記電流が、前記所定のオフセット量と前記所定値(Iref1)との和たる第２所定値(Iref11)よりも大きいことを契機として、前記スイッチ素子を導通させる、請求項１に記載の電力変換装置。
5. 前記スイッチング制御部(51)は、前記電流検出部からの前記電流が、前記所定のオフセット量(ΔI)より小さい第３所定値(Iref21)よりも小さいことを契機として、前記インバータを停止させる、請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記電流検出部(4)は、前記第１又は第２の電源線(LH,LL)に設けられたシャント抵抗(41)を有し、前記第１又は前記第２の電源線を流れる電流として、前記シャント抵抗の一端の電位に対する前記他端の電位を検出し、前記シャント抵抗の前記一端の前記電位よりも小さい電位に対する前記他端の電位を検出することで、前記電流に前記所定のオフセット量を加算する、請求項２から５のいずれか一つに記載の電力変換装置。
7. 前記直列経路において前記コンデンサ及び前記ダイオードと直列に接続される第２のコンデンサ(C2)と、
   前記コンデンサと前記ダイオードとの間の点と、前記第２の電源線との間に設けられ、前記第２の電源線側にアノードを有する第２のダイオード(D2)と、
   前記第２のコンデンサと前記ダイオードとの間の点と、前記第１の電源線との間に設けられ前記第１の電源線側にカソードを有する第３のダイオード(D3)と
   を更に備え、
   前記インバータの出力相数と２との積で前記交流電圧の周期を除算して得られる期間以上の期間における前記回生電流の最大値が、前記所定値以下の第４所定値よりも小さいときに、前記スイッチング制御部(51)は前記スイッチ素子を非導通とする、請求項１から６のいずれか一つに記載の電力変換装置。

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