JP2012529262A - モーターを制御する方法 - Google Patents

Abstract

インバータおよびベクトル法によってモーターを制御する方法であって、当該モーターに必要トルクを発生させるのに必要な無効電流値I_qを決定し、当該モーターのトルク値が依存する電流ベクトルの位相の関数としての式によってモーターに供給すべき直流電流値を計算し、当該直流電流と当該無効電流とから当該モーターの電力電流を計算し、当該電力電流をインバータを通じて当該モーターに供給する、各ステップからなる方法。
【選択図】図1

Description

本発明は、包括的に言えば、モーターの電気駆動装置の分野における用途を見出すものである。

具体的には、本発明は、一般にインバータを備えた電気駆動装置によるモーター制御に関する。

現代技術において、モーターは各種用途においてもっとも普通に使用されている要素の一つである。それぞれの種類の用途に応じて、多くのタイプのモーターが開発され、使用されている。たとえば、モーターは、同期および非同期モーターまたは直流もしくは交流モーターに分類することができる。

いずれの場合にも、そのようなモーターの効率を改善する必要がますます強く感じられている。前記のような多くの用途において、さまざまの作動時刻に変動トルクがモーターに与えられる。そのため、効率の改善のために、モーターが遅い運転状態で作動するときに、モーターの速度を変えてエネルギー損失を防ぐのが有効であると考えられる。

したがって、モーター速度を調節するのに適する、インバータを有する電気駆動装置が使用される。

当該駆動装置で実行される主要なモーター制御技術の一つは、ベクトル法であり、その一例は、場の方向による方法(field orientation technique)である。

簡単に言えば、バイアス磁束励起電流とトルク発生電機子電流とのはっきりした違いにより、いつでも直流モーターがモデルとして使用されるので、一般のモーターは前記ベクトル法によって制御される。それにより、電力電流を、直流および無効電流として知られている二つの要素に分離することができる。これらは、直流電流の磁束電流および電機子電流とみなすことができ、したがってモーターを上述のモデルモーターと同様に使用することができて理想的である。これにより、いろいろな回転速度におけるトルク、速度の正確さおよび効率に関して、それぞれのモーターの性能を最大限に発揮させることができる。

ベクトル制御においては、直流電流が磁束電流とみなされ、無効電流が電機子電流に対応する。トルク発生は、そのモーターに固有の直流電流が決定されてから、無効電流の調節によって制御される。

一つの特定例は、同期リラクタンスモーターであり、この場合、前述のように、直流電流制御を直流磁束制御によって置き換えることができる。

先行技術のモーターの制御における、場の方向によるベクトル法の例においては、直流電流を公称値に設定し、無効電流を速度またはトルク調節器によって設定することによってのみ、迅速な応答が得られる。それにもかかわらず、これは効率に影響する。というのは、最小トルクが必要な場合でも、すなわちモーターを低速で運転することのできる場合でも、モーターには常に最大能力で電力が与えられるからである。言い換えると、この構成が高速運転においてモーター効率を不変に保つとしても、効率は、低速において、かなりの程度まで低下しうるということである。

これらの理由により、負荷の関数としてモーターの両端における電圧を調節することにより、直流電流をも変える制御器が公知である。

これは、低速運転において当該モーターに供給される電流を減少させることにより、モーター効率を高めるが、そのような制御は、依然として、直流電流に対して、間接的で最適でないやり方で作用するという欠点を有している。

さらに、これは、所定負荷の存在下で所定直流電流を供給することによって得られる。そのような解決策は、明らかに最善のものではなく、特に混合負荷が存在する場合にはそうである。

言い換えると、先行技術のモーターを、場の方向によるベクトル法で制御して直流モーターを模擬するようにし、制御が無効電流と直流電流との変化を含んでいるにもかかわらず、依然として、低速運転における効率損失が起こる。

一つの特定例は、位置または回転速度センサーを有しない、ベクトル法で作動する制御器を有するモーターにおけるものである。これは、センサーなしのベクトル制御と呼ばれることもある。このタイプのモーターの場合、この問題はさらに重大である。回転子の回転速度と位置とは高運転速度における逆起電力によって検出することができるが、モーターの自己インピーダンスのため、低運転速度におけるこの方法の使用が妨げられる。電圧損失は、逆起電力の絶対値に比して、無視できない誤差を生じる。そのため、低運転速度では、供給電圧にゼロ平均時間依存電圧が付加される。モーター-インバータアセンブリたとえばリゾルバー-ディジタル変換器を表現する適当な制御アルゴリズムにより、実際の位置と評価位置との差に大体比例する値が与えられ、同時に付加信号がインバータの基本成分として生成される。前記変換器においては、モーターがリゾルバーとして働き、インバータが付加ノイズによって変化した電圧信号に対する結果を復号する。

それにもかかわらず、低運転速度におけるそのような付加電圧は、モーターに付加的仕事を起こさせるものであり、効率の損失がもたらされる。

本発明の目的は、低トルク設定の場合でもモーターの効率を高めうるモーター制御の方法を提供することにより、前述の欠点を少なくとも部分的に克服することである。

もう一つの目的は、センサーなしのモーター、すなわち運転時に回転子の回転速度および位置を検出するセンサーを備えていないモーターの場合でも、低運転速度において、効率を高めうるモーター制御の方法を提供することである。

これらおよびその他の目的は、以下でさらに十分に説明するように、独立請求項で定めるモーター制御の方法によって達成される。

特に、本発明の方法はベクトル法とインバータとを使用する。この方法は、一般に、
−当該モーターに必要トルクを発生させるのに必要な無効電流値I_qを決定し、
−当該モーターに供給すべき直流電流値I_dを、下記の式

によって計算し、ここで、k_tは当該モーターのトルク値(torque constant)が依存する電流ベクトルの位相であり、
−当該直流電流値I_dと当該無効電流値I_qとによって、当該モーターの電力電流を計算し、
−当該インバータによって、当該モーターに当該電力電流を供給する、
各ステップを含む。

言い換えると、直流電流値I_dは定数ではなく、無効電流値I_qによって変化する。これにより、発生させるべきトルクに応じて、モーターに供給される電力電流が最適化できる。その結果、このように制御されるモーターの効率が最適化される。

本発明の一つの側面においては、モーターのトルク値は、任意の負荷条件で得ることができるものであり、最大トルク値曲線を得るためにモーターの特性が直流電流I_dおよび無効電流I_qの関数として決定される、特定ステップで決定される最大トルク値である。

したがって、無効電流I_qの関数としての直流電流I_dの変化が、最大可能トルク値に関係づけられる。すなわち、モーターに供給される電力電流の最適値が最大トルク値に関係づけられる。これにより、最大モーター効率が与えられる。

前記目的は、また、前記方法を実施するモーター制御装置によっても達成される。したがって、この装置は、モーターに電力を供給するための少なくとも一つのインバータ、およびモーターへの電力供給を制御するために当該インバータに作用する処理手段を有する。

本発明の一つの側面においては、当該処理手段は、直流電流I_dおよび無効電流I_qから電力供給電流を計算するようになっており、無効電流I_qは、モーターが制御するようになっている、すなわち、制動トルクの場合に吸収し、あるいは駆動トルクの場合に供給するようになっている、機械的トルク値にもとづいて決定される。直流電流値I_dは、式

によって、当該処理手段によって計算される。ここで、k_tはモーターのトルク値を定める電流ベクトルの位相である。

本発明の好適な実施形態は、従属請求項によって定められる。

たとえば、本発明の方法は、直流電流値I_dを調節するステップを含むことができ、このステップにおいて、電力電流を得るのに使用される直流電流値は所定の最小閾値によって制限される。

モーターの磁化磁束は直流電流値I_dに依存し、この磁束は最小負荷のもとでのモーターの消磁を防止する。

同様に、本発明の方法は、直流電流値I_dを調節する追加ステップをも含むことができ、このステップにおいて、この直流電流値は所定の最大制限値によって制限される。これは、過剰な磁化磁束によるモーターの飽和を防止する。

本発明のさらなる特徴と利点は、モーターを制御する方法のいくつかの好ましい非排他的実施形態の詳細な説明と、本発明による当該方法を実施するのに適した制御装置の詳細な説明とから、よりはっきりするであろう。これらの実施形態と制御装置は非限定例として示すものである。

図1には、ベクトル法とインバータによってモーターを制御する方法を示す。

前述のように、ベクトル法の使用により、一般のモーターをあたかも直流モーターであるかのように、当該モーターの長所をすべて引出すように、制御することができる。したがって、ここで説明する本発明は、一般のモーターに関係し、本発明は、特に同期リラクタンスモーターの制御に対してさえも使用される。

ここで述べる方法は、番号1で示す第一のステップを含む。このステップにおいては、無効電流値I_qが決定される。公知かつ前述のように、この電流はモーターが与える機械的トルクのもとになるものである。負荷と、モーターが与えるべきトルクとが知られると、無効電流I_qが決定される。

番号2で示す後続のステップにおいて、モーターに供給すべき直流電流値I_dが、式

によって決定される。この式において、k_tは電流の位相であり、この位相は当該電流によって定められるモーターのトルク値に関係することが知られている。

直流電流I_dはモーター内でバイアス磁束を発生させる。前述のように、先行技術においては、この電流は一定の公称値に保たれるか、あるいは仮定使用負荷のタイプに関係する規則にしたがって変えられる。そのため、モーター効率に損失が起こる。低運転速度の場合、効率は実際の要求に応じて最適化でき、望ましくない損失が防止される。さらに、予想よりも大きなトルクが突然要求された場合、システムは正しく動作せず、モーターへの磁束の欠如のために、制御が全部失われる危険にさらされることさえありうる。

したがって、本発明の方法は、制御されるモーターの効率を改善するものである。なぜならば、モーターに供給される直流電流値I_dは一定でなく、またあらかじめ定められた規則によって変えられるのではなく、トルク係数(torque coefficient)k_tにより無効電流I_qを変えることによって、すなわち実際のトルク要求によって変えられる、からである。

直流電流値I_dおよび無効電流地I_qが知られると、ステップ3に示すように、モーターに供給すべき電力電流が決定できる。番号4で示す最後のステップにおいて、インバータを制御してこの電流をモーターに供給する。

本発明の一つの側面において、電力電流の計算はモーターのタイプによる。たとえば、非同期モーターの場合、電力電流は、直流電流I_dと無効電流I_qのベクトル加法によって決定される。これらの電流は、あらかじめ計算された値と同じ絶対値を有する二つのベクトルを模擬するものとすることができる。

直流電流の場合、これら二つの電流値は、コンバータにより個別にモーターに供給される。

特に、同期リラクタンスモーターの一例においては、非同期モーターと同様に、直流電流I_dが直流磁化磁束を与え、この磁束は本発明の実施に関連するパラメータである。

本発明のもう一つの側面においては、モーターのトルク値K_tが可能な最大値を有する。これにより、またモーター効率を最大にすることができる。直流電流I_dと無効電流I_qとは、生成されるベクトルが可能な最大トルク値K_tに対応する一定の角を有するような値を持つので、運転時のモーター効率を必要に応じて最大化することができる。

いずれの場合にも、トルク値K_tはモーターに固有のパラメータであり、通常、特別な計算ステップにおいて決定される。

たとえば、モーターへの電力電流を絶対値一定の回転ベクトルと考えると、最大トルクが生成される点は、そのような電流ベクトルの円形経路に沿って見出すことができる。電流絶対値が増大すると、電流に関するトルク最大化点を定める一つの関数が決定される。電力電流ベクトルは直流電流I_dのベクトルと無効電流I_qのベクトルとに分けられるので、前記の決定される関数は、これら二つの電流の関数として表すことができる。一例を図2に見ることができる。たとえば、同期リラクタンスモーターの場合、この関数は、傾きがモーター仕様の関数として変化する曲線で近似することができる。

そのようなパラメータは、モーターの設計者が数学的に決定することもできる。容易にわかるように、このステップは、このパラメータの確認および/または更新のためにも実行される。

本発明のもう一つの側面においては、この制御方法は、直流電流I_dを調節する少なくとも一つのステップを含み、これを図3に番号5で示す。

第一の調節例においては、電力電流の決定に使用される直流電流I_dは、所定の閾値よりも大きな値の場合、前記式によって決定された直流電流値I_dに等しく、また決定された直流電流I_dがこの閾値よりも小さい場合には、前記所定の閾値に等しい。

言い換えると、直流電流I_dは、それ以上減少しない下限すなわち最小許容値を有し、この値は所定の閾値に等しい。

これにより、モーターが最小のトルクを与える必要があるときに、モーターの完全消磁が避けられ、最小負荷の場合でもモーター制御が確保される。トルク値Ktに関係する前記関数が一般に線形でない、低電流運転領域も近似することができる。

試験的実験によれば、最適閾値は、モーター磁化磁束をその公称値の約60%とすることのできる値であることがわかった。

やはり調節ステップとして追加して実施できる、直流電流I_dを調節するもう一つのステップ例においては、電力電流を決定するのに使用される直流電流I_dは、所定の最大制限値よりも小さな値の場合、前記式によって決定され、この制限値よりも大きな値の場合、そのような所定の最大制限値に等しくされる。

言い換えると、直流電流I_dは上限すなわちそれ以上増大することのできない最大許容値を有し、この値は所定の閾値に等しい。

これにより、磁化磁束の増大によりモーターへの供給電圧の飽和が起こることを防止する。また、供給電圧飽和値からの隔たりが保証される限り、公称磁化磁束を越えるようにして、モーターの効率をさらに増大させることができる。

前述のように、この制御はセンサーなしのタイプとすることもできる。

回転子の位置と速度は、当該回転子によって生成される逆起電力によって決定される。しかし、低運転速度においては、先行技術の欠点として述べたように、モーターの効率損失が起こるので、逆起電力は使用することができない。というのは、この起電力の大きさは、モーターのインピーダンスによる電圧降下と同程度であるため、このインピーダンスによって変化するからである。

この場合、必要な検出の実行のために、通常ゼロ平均正弦波電圧の付加電圧を、供給電圧に付加することが公知である。しかし、そのような電圧が小さい場合でも、低運転速度の場合、供給電圧に対してもはや無視できない。前述のように、供給電圧は、モーター効率を高めるために減少させられるからである。その結果、付加電圧は、ゼロ平均値を有するにもかかわらず、モーターに無視できない付加仕事を生じ、モーターの効率に影響する。

そのため、本発明の方法は、当該ステップ中の当該付加電圧の生成が絶対値の変化を含むような、付加電圧を与えるステップをも含む。

特に、付加電圧の振幅により、回転子の位置の正しい評価が保障されるようにすべきである。試験的実験によれば、低運転速度においては大振幅の付加電圧が必要であり、高運転速度においては振幅の影響が低下する、ということが確認された。大振幅付加電圧は、特に高い運転速度においてさえも有害であり、トルクは低速運転の場合に大きくなる、ということがわかった。この挙動は、中ないし高運転速度の場合に、ゼロ平均値でも、付加電圧が磁束変化をもたらすということによって、説明される。この場合、電圧変化が起電力を増大させ、モーターの飽和を引き起こす。付加電圧の大きさを、モーターの運転速度の関数として、減少させ、制限する必要がある。図4に一つの特定例を示す。この図においては、X軸が、モーターの運転速度の最大値に対する百分率を示し、Y軸が、付加電圧の最適値に対する百分率を示す。その値を越えると付加電圧の振幅を減少させることが必要になる最適閾値は、たとえば図4に示すような線形関数を使用して、最大速度の40%に対応するモーター運転速度であることが実験的に見出された。

さらに、本発明の方法は、付加電圧を計算し調節するステップを含むことができる。当該ステップにおいては、付加電圧が、無効電流I_qの関数として、すなわち発生させられるトルクの関数として、決定される。特に、付加電圧の絶対値が、無効電流の関数として減少させられ、無効電流が小さな値の場合には、大きな電圧値は必要でない。

これにより、付加電圧法を使用して、回転子の回転速度と位置を検出する一方で、モーターの効率を維持することができる。

注意すべきことは、特に、低運転速度においては、付加電圧がモーターのノイズ発生を引き起こすということである。前記ステップは、また、そのようなノイズの減少にも有効である。

本発明のもう一つの側面においては、逆起電力法は高運転速度においても使用することができるので、両方法を同時に使用し、優先権を、高運転速度において逆起電力で得られる結果と低運転速度において付加電圧法で得られる結果とに付与することができる。中運転速度においては、これらの結果が組み合わされる。容易にわかるように、このことから、付加電圧の振幅の減少、したがってこのときモーターに生じる効率損失の減少がもたらされる。モーターが発生させるノイズも減少する。

やはり注意すべきことは、付加電圧により、さらなる効率損失が起こるということである。というのは、インバータが、モーターの基本電圧に対するこの付加電圧を変化させるので、電気エネルギーの消費が必要である。そのような消費は、付加電圧周波数の関数であり、周波数が大きいほど消費も大きい。周波数は、そのような付加電圧が付加されたときにモーターが発生させるノイズを減少させるために増大させられるので、前述のようにして得られるノイズの減少により、明らかに、付加電圧周波数の減少、したがってインバータのエネルギー消費の減少が可能になる。言い換えると、これにより、本発明の制御によるモーター効率のさらなる最適化がはかられる。

本発明の一つの側面においては、付加電圧の周波数を連続的に変えることもでき、このやり方で、この制御によってモーター効率を最適化し、生じるノイズの大きさを最小限に抑えることができる。

特に、実質的に正弦波の付加電圧の周波数は、ランダムまたは擬似ランダム計算法によって変えることができる。

前述のように、本発明は、また、以上で述べた方法を実施する、モーターを制御するための装置にも関する。

したがって、この装置は、モーターに電力を供給するための少なくとも一つのインバータと、モーターへの電力供給を制御するためにインバータに作用する処理手段とを有する。

そのような処理手段は、直流電流I_dおよび無効電流I_qから供給される電力電流を計算するのに適したものである。当該処理手段によって、無効電流I_qは、モーターが生成すべき機械的トルク値から決定され、直流電流I_dは、式

を用いて計算される。ここで、k_tはモーターのトルク値を定める電流ベクトルの位相である。

この装置は、繰り返しを避けるため、ここではこれ以上説明しない。前記特徴を有する装置は、前述の方法を実施することを可能にするようなものである。

もう一つ注意すべきことは、本発明の方法は、適当なIT製品によって実施されることを意図するものであり、このIT製品も本発明の発明的概念の範囲内にある。特に、このIT製品は、コンピュータのメモリ内にロードするようになっており、当該コンピュータによって実行される。このコンピュータは、本発明の装置の処理手段またはその一部を構成することができる。

以上の開示内容は、明らかに、本発明の方法と装置とが先行技術の欠点の少なくとも一部を除去するものであるということを示している。

特に、この方法と装置は、低運転速度でも、モーター効率を高めるものである。

すなわち、そのような効率上昇は、センサーなし制御の場合に特に顕著であり、また、このとき電圧ノイズの減少をも伴う。

本発明の方法と装置には、特許請求の範囲に開示する発明的概念の範囲内で、多くの変形または変更を加えることができる。細部は、本発明の範囲を逸脱することなく、他の技術的に同等の部品で置き換えることができ、材料はそれぞれの必要に応じて変えることができる。

本発明の方法と装置に関して、添付の図面を参照して説明したが、本明細書および特許請求の範囲で引用した番号は、本発明の理解を容易にするためだけのものであり、いかなる意味でも特許請求の範囲を限定するものではない。

本発明の方法の模式図である。 電力電流の関数としてモータートルク最大化点を決定する関数の例を示す図である。 本発明の方法のもう一つの模式図である。 モーターの運転速度の百分率の関数として、モーターに対する付加電力供給電圧の百分率を示す曲線の例を示す図である。

1 本発明の方法のステップ
2 本発明の方法のステップ
3 本発明の方法のステップ
4 本発明の方法のステップ
5 直流電流I_dを調節する本発明の方法のステップ

Claims (11)

1. インバータとベクトル法とによってモーターを制御する方法であって、
   −当該モーターに必要トルクを発生させるのに必要な無効電流値I_qを決定し、
   −当該モーターに供給すべき直流電流値I_dを、下記の式
   

   

   によって計算し、ここで、k_tは当該モーターのトルク値が依存する電流ベクトルの位相であり、
   −当該直流電流値I_dと当該無効電流値I_qとによって、当該モーターの電力電流を計算し、
   −当該インバータによって、当該モーターに当該電力電流を供給する、
   各ステップからなることを特徴とする方法。
2. 当該モーターの当該トルク値が、得られる最高トルクであることを特徴とする請求項1に記載の方法。
3. 当該無効電流値I_qを決定する当該ステップの前に、当該トルク値を決定するステップが含まれることを特徴とする請求項1または2に記載の方法。
4. 当該直流電流値I_dがその低い方の値において所定の閾値に制限されるように、当該直流電流値I_dを調節するステップを含むことを特徴とする請求項1から3の中のいずれか一つに記載の方法。
5. 当該直流電流値I_dがその高い方の値において所定の最大値に制限されるように、当該直流電流値I_dを調節するステップを含むことを特徴とする請求項1から4の中のいずれか一つに記載の方法。
6. 位置および速度センサーなしで、当該モーターの回転子の回転速度と位置とを決定するステップを含むことを特徴とする請求項1から5の中のいずれか一つに記載の方法。
7. 当該回転子の回転速度と位置の当該決定ステップが、当該モーターの当該電圧電力に実質的に正弦的な電力電圧を加えることを含むことを特徴とする請求項6に記載の方法。
8. 当該付加電力電圧が、当該モーターの負荷によって変動する絶対値を有することを特徴とする請求項7に記載の方法。
9. 当該付加電力電圧が、当該モーターの回転速度および/または当該モーターの負荷によって当該モーターが必要とするトルクによって変動する絶対値を有することを特徴とする請求項7または8に記載の方法。
10. 当該付加電力電圧が、当該モーターの負荷によって当該モーターが必要とするトルクによって変動する絶対値と、ランダムまたは擬似ランダム計算法によって決定される可変周波数とを有することを特徴とする請求項7から9の中のいずれか一つに記載の方法。
11. 当該モーターに電力を供給する少なくとも一つのインバータと、当該モーターへの電力電流の供給を制御するために当該インバータに作用する計算手段とを有する、モーターを制御する装置であって、
    当該計算手段が、直流電流I_dと無効電流I_qとによって当該電力電流を計算することができ、当該無効電流I_qが、当該モーターが発生させなければならないトルク値によって決定され、当該直流電流I_dが、式
    

    

    により当該計算手段によって計算され、ここで、k_tが、当該モーターのトルク値が依存する電流ベクトルの位相であること、
    を特徴とする装置。

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