JP2012519881A

JP2012519881A - エレクトロルミネッセントディスプレイ補償済み駆動信号

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Publication number: JP2012519881A
Application number: JP2011552988A
Authority: JP
Inventors: リーヴィー、チャールズ・アイ; ヘイマー、ジョン・ダブリュー
Original assignee: Global OLED Technology LLC
Current assignee: Global OLED Technology LLC
Priority date: 2009-03-04
Filing date: 2010-02-25
Publication date: 2012-08-30
Anticipated expiration: 2030-02-25
Also published as: KR20110123279A; TWI381351B; US20100225634A1; KR101301111B1; US8194063B2; EP2404293A1; EP2404293B1; JP5416229B2; TW201039318A; WO2010101761A1

Abstract

有機発光ダイオード（ＯＬＥＤ）パネルのような、エレクトロルミネッセント（ＥＬ）ディスプレイパネル上のサブピクセルが、初期不均一性（「むら」）、並びにしきい値電圧Ｖｔｈシフト、ＥＬ電圧Ｖｏｉｅｄシフト及びＯＬＥＤ効率損失のような経時変化作用を補償される。１つ又は複数の測定基準ゲート電圧において、各サブピクセルの駆動信号が測定され、それらのサブピクセルの駆動トランジスタ及びＥＬエミッターの特性を表すステータス信号を形成する。駆動トランジスタ動作の線形領域において、電流測定が行なわれ、最新のＬＴＰＳＰＭＯＳＯＬＥＤディスプレイのようなシステム内の信号対雑音比を改善し、そのディスプレイは、その寿命にわたって相対的に小さなＶ０Ｉ＾シフトを有し、それゆえ、チャネル長変調に起因する相対的に小さな電流変化を有する。種々の雑音源も抑圧され、信号対雑音比をさらに高める。

Description

本発明は、エレクトロルミネッセントディスプレイ上の複数のエレクトロルミネッセントエミッターを流れる電流を供給するために駆動トランジスタに加えられる信号の制御に関する。

コンピューティング、エンターテイメント及び通信のための情報ディスプレイとして、フラットパネルディスプレイへの関心は高い。たとえば、エレクトロルミネッセント（ＥＬ）エミッターは何年にもわたって知られており、最近になって市販のディスプレイデバイスにおいて用いられるようになった。そのようなディスプレイは、アクティブマトリックス制御方式及びパッシブマトリックス制御方式の両方を利用し、複数のサブピクセルを利用することができる。各サブピクセルは、ＥＬエミッターと、ＥＬエミッターを流れる電流を駆動するための駆動トランジスタとを含む。サブピクセルは通常２次元のアレイに配列され、サブピクセル毎に１つの行アドレス及び列アドレスがあり、サブピクセルにはデータ値が関連付けられる。赤色、緑色、青色及び白色のような異なる色のサブピクセルをグループ化して、ピクセルを形成する。ＥＬディスプレイは、コーティング可能な無機発光ダイオード、量子ドット、及び有機発光ダイオード（ＯＬＥＤ）を含む、種々のエミッター技術を用いて作製することができる。

有機発光ダイオード（ＯＬＥＤ）技術のようなエレクトロルミネッセント（ＥＬ）フラットパネルディスプレイ技術は、色域、輝度及び消費電力に関して、液晶ディスプレイ（ＬＣＤ）及びプラズマディスプレイパネル（ＰＤＰ）のような他の技術よりも優れた利点を提供する。しかしながら、ＥＬディスプレイは、経時的に性能が劣化するという難点がある。ディスプレイの寿命にわたって高品質の画像を提供するために、この劣化を補償しなければならない。さらに、ＯＬＥＤディスプレイは、ディスプレイを見渡したときに不均一に見えるという難点がある。この不均一性は、ディスプレイ内のＥＬエミッターと、アクティブマトリックスディスプレイの場合には、ＥＬエミッターを駆動するために用いられる薄膜トランジスタのばらつきとの両方に原因がある可能性がある。

ＥＬエミッターの光出力はエミッターを流れる電流に概ね比例するので、ＥＬサブピクセル内の駆動トランジスタは通常、ゲート−ソース間電圧Ｖ_gsに応答する電圧制御式の電流源として構成される。ＬＣＤディスプレイにおいて用いられるソースドライバに類似のソースドライバが、駆動トランジスタに制御電圧を与える。ソースドライバは、所望のコード値をアナログ電圧に変換し、駆動トランジスタを制御することができる。より高いビット深度を有する線形ソースドライバが入手可能になりつつあるが、コード値と電圧との間の関係は通常非線形である。非線形のコード値−電圧関係は、ＯＬＥＤの場合、特徴的なＬＣＤＳ形状（たとえば、米国特許第４，８９６，９４７号において示される）とは異なる形状を有するが、要求されるソースドライバ電子回路は、２つの技術間で非常によく似ている。ＬＣＤソースドライバとＥＬソースドライバとの間の類似性に加えて、米国特許第５，０３４，３４０号においてTanaka他によって教示されるように、ＬＣＤディスプレイ及びＥＬディスプレイは通常同じ基板、すなわちアモルファスシリコン（ａ−Ｓｉ）上に製造される。アモルファスＳｉは安価であり、大きなディスプレイに加工するのが容易である。

劣化モード
しかしながら、アモルファスシリコンは準安定性である。すなわちａ−ＳｉＴＦＴのゲートに電圧バイアスが印加されるのに応じて、経時的に、そのしきい値電圧（Ｖ_th）がシフトし、それにより、そのＩ−Ｖ曲線がシフトする（Kagan & Andry編「Thin-film Transistors」（New York: Marcel Dekker, 2003. Sec. 3.5, pp. 121-131））。Ｖ_thは通常順方向バイアス下で経時的に上昇するので、経時的には、Ｖ_thシフトよって、平均してディスプレイが薄暗くなる。

ａ−ＳｉＴＦＴが不安定であることに加えて、最新のＥＬエミッターは自らも不安定である。たとえば、ＯＬＥＤエミッターでは、ＯＬＥＤエミッターを通って電流が流れるのに応じて、経時的に、その順方向電圧（Ｖ_oled）が上昇し、その効率（通常ｃｄ／Ａで測定される）が低下する（Shinar編「Organic Light-Emitting Devices: a survey」（New York: Springer-Verlag, 2004. Sec. 3.4, pp. 95-97））。効率の損失によって、一定の電流で駆動される場合であっても、ディスプレイは経時的に平均して薄暗くなる。さらに、通常のＯＬＥＤディスプレイ構成では、ＯＬＥＤは駆動トランジスタのソースに取り付けられる。この構成では、Ｖ_oledが上昇すると、トランジスタのソース電圧が上昇することになり、Ｖ_gs、それゆえ、ＯＬＥＤエミッターを通って流れる電流（Ｉ_oled）が減少し、それにより、経時的に薄暗くなる。

これら３つの作用（Ｖ_thシフト、ＯＬＥＤ効率損失及びＶ_oled上昇）によって、個々の各ＯＬＥＤサブピクセルはそのＯＬＥＤサブピクセルを通って流れる電流に比例する速度で、経時的に輝度を喪失する（Ｖ_thシフトが一次的な作用であり、Ｖ_oledシフトは二次的な作用であり、ＯＬＥＤ効率損失は三次的な作用である）。それゆえ、ディスプレイが経時的に薄暗くなると、より大きな電流で駆動されるサブピクセルは、より速く色あせることになる。この経時変化の違いによって、ディスプレイ上で、目に見える不快な焼き付きが生じる。たとえば、表示内容上の決まった場所にロゴを絶えず重ね合わせる放送会社が益々増えているので、今日では、経時変化の違いは大きくなりつつある問題である。通常、ロゴはその周囲の表示内容よりも明るいので、ロゴ内のサブピクセルは周囲の表示内容よりも速く経時変化し、ロゴを含まない表示内容を見ているときに、ロゴのネガコピーが見えるようになる。ロゴは通常高い空間周波数の表示内容を含むので（たとえば、AT&T globe）、１つのサブピクセルが大きく経時変化する可能性があり、その一方で、隣接するサブピクセルはわずかにしか経時変化しない。それゆえ、目に見える不快な焼き付きを無くすために、各サブピクセルは独立して経時変化を補償されなければならない。

さらに、低温ポリシリコン（ＬＴＰＳ）のようないくつかのトランジスタ技術は、ディスプレイの表面にわたって移動度及びしきい値電圧が変動する駆動トランジスタを製造する可能性がある（Yue Kuo編「Thin Film Transistors: Materials and Processes, vol. 2: Polycrystalline Thin Film Transistors」（Boston: Kluwer Academic Publishers, 2004. pg. 412）。これは不快な不均一性を生み出す。さらに、不均一なＯＬＥＤ材料堆積によって、効率が変動するエミッターが製造される可能性があり、同じく不快な不均一性を引き起こす。これらの不均一性は、そのパネルがエンドユーザに販売された時点で存在するので、初期不均一性、又は「むら」と呼ばれる。図１１Ａは、サブピクセル間の特性の差を示すサブピクセル輝度のヒストグラム例を示す。全てのサブピクセルが同じレベルにおいて駆動されたので、同じ輝度を有するはずであった。図１１Ａに示されるように、結果として生成される輝度は、いずれの方向においても、２０％変動した。これは、この結果として、ディスプレイ性能が許容できなくなる。

従来技術
３つの経時変化作用のうちの１つ又は複数を補償することが知られている。同様に、従来技術において、ディスプレイ内の各ピクセルの性能を測定し、その後、ピクセルの性能を補正して、ディスプレイにわたって、より均一な出力を与えることも知られている。

一次的な作用であり、印加されるバイアスによって逆方向にも作用するＶ_thシフトについて考えるとき（Mohan他著「Stability issues in digital circuits in amorphous silicon technology」（Electrical and Computer Engineering, 2001, Vol. 1, pp. 583-588））、補償方式は概ね４つのグループ：ピクセル内補償、ピクセル内測定、パネル内測定及び逆方向バイアスに分けられる。

ピクセル内Ｖ_th補償方式は、各サブピクセルに付加回路を追加して、Ｖ_thシフトが生じるのに応じて補償する。たとえば、非特許文献１においてLee他は、所望のデータ電圧を印加する前にそのサブピクセルのストレージキャパシタ上に各サブピクセルのＶ_thを格納することによってＶ_thシフトを補償する、７トランジスタ、１キャパシタ（７Ｔ１Ｃ）サブピクセル回路を教示している。このような方法はＶ_thシフトを補償するが、Ｖ_oled上昇又はＯＬＥＤ効率損失を補償することはできない。これらの方法は、従来の２Ｔ１Ｃ電圧駆動サブピクセル回路に比べて、さらに複雑なサブピクセル、及びさらに大きなサブピクセル電子回路サイズを必要とする。要求される機構が細かくなるほど、製造誤差の影響を受けやすくなるので、サブピクセルが複雑になると、歩留まりが低下する。通常の底面発光構成では特に、サブピクセル電子回路の全サイズが大きくなると、アパーチャ比、すなわち、光を放射する各サブピクセルのパーセンテージが減少するので、消費電力が増加する。一定の電流では、ＯＬＥＤの光放射は面積に比例するので、アパーチャ比が小さなＯＬＥＤエミッターほど、アパーチャ比が大きなＯＬＥＤと同じ輝度を生成するのに多くの電流を必要とする。さらに、小さな面積において電流が大きくなるほど、ＯＬＥＤエミッター内の電流密度が増加し、Ｖ_oled上昇及びＯＬＥＤ効率損失を加速させる。

ピクセル内測定Ｖ_th補償方式は、各サブピクセルに付加回路部を追加して、Ｖ_thシフトを表す値を測定できるようにする。その後、パネル外の回路部がその測定値を処理し、各サブピクセルの駆動を調整して、Ｖ_thシフトを補償する。たとえば、特許文献１においてNathan他は、４トランジスタピクセル回路を教示しており、その回路によれば、ＴＦＴ劣化データを所与の電圧条件下での電流として、又は所与の電流条件下での電圧として測定できるようになる。特許文献２においてNara他は、ディスプレイに検査インターコネクトを追加すること、及びディスプレイの各ピクセルに切替トランジスタを追加して、そのトランジスタを検査インターコネクトに接続することを教示している。特許文献３においてKimura他は、ディスプレイの各ピクセルに補正ＴＦＴを追加してＥＬ劣化を補償することを教示している。これらの方法はピクセル内Ｖ_th補償方式の不都合な点を共有するが、そのうちのいくつかは、Ｖ_oledシフト又はＯＬＥＤ効率損失をさらに補償することができる。

ピクセル内測定Ｖ_th補償方式は、パネルの設計を変更することなく、パネルの周囲に回路部を追加して測定し、測定値を処理する。たとえば、特許文献４においてNaugler他は、駆動トランジスタの種々のゲート電圧においてＯＬＥＤエミッターを通って流れる電流を測定し、補償するために用いられる予め計算されたルックアップテーブル上の点を特定することを教示している。しかしながら、この方法は多数のルックアップテーブルを必要とし、著しい量のメモリを消費する。さらに、この方法は、補償をディスプレイ駆動電子回路において通常実行される画像処理と統合するという問題を認識していない。また、通常のディスプレイ駆動ハードウエアの制約も認識していないので、タイミング方式を必要とし、それは費用のかかるカスタム回路部を用いることなく実施するのは難しい。

逆方向バイアスＶ_th補償方式は、或る形の逆方向電圧バイアスを用いて、Ｖ_thを或る開始点にシフトバックする。これらの方法は、Ｖ_oled上昇又はＯＬＥＤ効率損失を補償することはできない。たとえば、特許文献５においてLo他は、アクティブマトリックスピクセル回路内のストレージキャパシタの基準電圧を調整して、各フレーム間で駆動トランジスタに逆方向バイアスをかけることを教示している。フレーム内、又はフレーム間で逆方向バイアスをかけることによって目に見えるアーティファクトは防止されるが、デューティサイクル、それゆえ、ピーク明度は減少する。逆方向バイアス法は、パネルの平均Ｖ_thシフトを補償することができ、ピクセル内補償法よりも消費電力の増加は少ないが、より複雑な外部電源を必要とし、付加的なピクセル回路部又は信号線を必要とする可能性があり、他のサブピクセルよりも大きく色あせた個々のサブピクセルを補償しない場合がある。

Ｖ_oledシフト及びＯＬＥＤ効率損失について考えるとき、Arnold他等による特許文献６は、ＯＬＥＤエミッターの経時変化を補償する方法の一例である。この方法は、エミッター輝度の全変化がＯＬＥＤエミッター内の変化によって引き起こされると仮定する。しかしながら、その回路内の駆動トランジスタがａ−Ｓｉから形成されるとき、使用するとトランジスタのしきい値電圧も変化するので、この仮定は有効ではない。それゆえ、Arnoldの方法は、トランジスタが経時変化作用を示す回路では、サブピクセル経時変化を完全には補償しない。さらに、逆方向バイアスのような方法を用いて、ａ−Ｓｉトランジスタしきい値電圧シフトを軽減するとき、逆方向バイアス作用を適切に追跡／予測しなければ、又はＯＬＥＤ電圧変化若しくはトランジスタしきい値電圧変化を直に測定しなければ、ＯＬＥＤ効率損失の補償は信頼性がなくなる可能性がある。

たとえば、特許文献７においてYoung他によって教示されるように、代替の補償方法は各サブピクセルの光出力を直に測定する。そのような方法は、３つ全ての経時変化要因における変化を補償することができるが、非常に高精度の外部光センサーを必要とするか、又は各サブピクセル内に内蔵光センサーを必要とする。外部光センサーが、デバイスのコストを高め、デバイスを複雑にするのに対して、内蔵光センサーは、サブピクセルを複雑にし、電子回路サイズを大きくするのに加えて、結果として性能低下も伴う。

初期不均一性の補償に関して、Ishizuki他による特許文献８は、不規則な輝度を生じることなく、高品質の画像を与えるためのディスプレイパネル駆動デバイス及びディスプレイパネル駆動方法を開示する。各ピクセルが次々に、かつ独立して光を放射する間に、光放射駆動電流の流れが測定される。その際、測定された駆動電流値に基づいて、入力ピクセルデータ毎に輝度が補正される。別の態様によれば、１つの駆動電流値が所定の基準電流に等しくなるように、駆動電圧が調整される。さらなる態様では、ディスプレイパネルの漏れ電流に対応するオフセット電流が駆動電圧発生器回路からの電流出力に加えられ、結果として生成された電流がピクセル部分のそれぞれに加えられる間に、電流が測定される。その測定技法は繰り返されるので、時間がかかる。さらに、この技法は、経時変化を補償することに向けられており、初期不均一性を補償するものではない。

Salamによる特許文献９は、ピクセル内の明度変動を低減するためのプロセス及び制御手段を有するディスプレイマトリックスを記述している。この特許は、ディスプレイ内の最も弱いピクセルの明度と各ピクセルの明度との間の比に基づいて、ピクセル毎に線形スケーリング法を用いることを記述している。しかしながら、この手法は、結局、ディスプレイのダイナミックレンジ及び明度を全体的に低減させることになると共に、ピクセルを動作させることができるビット深度を低減及び変動させることになる。

Fanによる特許文献１０は、ＯＬＥＤのディスプレイ均一性を改善する方法を記述している。この方法において、全ての有機発光素子の表示特性が測定され、対応する有機発光素子の測定された表示特性から、有機発光素子毎の較正パラメータが得られる。各有機発光素子の較正パラメータは、較正メモリ内に格納される。その技法は、ルックアップテーブル及び計算回路部の組み合わせを用いて、不均一性の補正を実施する。しかしながら、記述された手法は、ピクセル毎の完全な特性を与えるルックアップテーブルを必要とするか、又はデバイスコントローラ内に大規模な計算回路部を必要とする。これは費用がかかり、大抵の用途において実用的でない可能性が高い。

Mizukoshi他による特許文献１１は、サブピクセル毎に格納された補正オフセット及び補正利得を有し、かつ各サブピクセルの電流を測定するための測定回路を有するＥＬディスプレイを記述している。この装置は初期不均一性を補正することができるが、検出抵抗器を用いて電流を測定するので、信号対雑音比性能が制限される。さらに、この方法によって要求される測定は、大型パネルの場合、非常に時間がかかる可能性がある。

Shen他による特許文献１２は、ピクセルに加えられる累積駆動電流に基づいて各ピクセルの光出力効率の低下を計算し、予測することによって、ＯＬＥＤディスプレイデバイス内の個々の有機発光ダイオードの発光効率の長期変動を補償し、ピクセル毎に次の駆動電流に適用される補正係数を導出する方法及び関連するシステムを記述している。この特許は、カメラを用いて、等しいサイズの複数のサブエリアの画像を取得することを記述している。そのような過程は時間がかかり、複数のサブエリア画像を取得するのに機械的な設備を必要とする。

Kasai他による特許文献１３は、複数の外乱因子に対応する補正処理を実行することによって表示品質を安定させる電気光学デバイスを記述している。グレースケール特性生成ユニットが、換算表を参照して、ピクセルのグレースケールを規定する表示データのグレースケール特性を変更することによって得られるグレースケール特性を有する変換データを生成し、その換算表の記述内容は補正係数を含む。しかしながら、彼らの方法は、処理を実行するために、その全てが常に使用されているとは限らない多数のＬＵＴを必要とし、それらのＬＵＴを実装するための方法を記述していない。

Cok他による特許文献１４は、グローバル補正係数及びローカル補正係数を用いて、不均一性を補償することを記述している。しかしながら、この方法は線形入力を仮定しており、したがって、非線形出力を有する画像処理経路と統合するのは難しい。

Guによる特許文献１５は、パルス幅変調（ＰＷＭ）機構を用いて、ディスプレイ（たとえば、ディスプレイ素子のアレイを形成する複数のディスプレイ素子）を制御可能に駆動することを記述している。均一なパルス間隔クロックから不均一なパルス間隔クロックが生成され、その後、そのクロックを用いて、駆動信号の幅を、オプションで振幅を変調して、ディスプレイ素子のアレイの１つ又は複数のディスプレイ素子を制御可能に駆動する。初期不均一性の補償と合わせて、ガンマ補正が提供される。しかしながら、この技法は、パッシブマトリックスディスプレイにのみ適用可能であり、一般的に利用される、より高性能のアクティブマトリックスディスプレイには適用可能でない。

米国特許出願公開第２００６／０２７３９９７号明細書米国特許第７，１９９，６０２号明細書米国特許第６，５１８，９６２号明細書米国特許出願公開第２００８／００４８９５１号明細書米国特許第７，１１６，０５８号明細書米国特許第６，９９５，５１９号明細書米国特許第６，４８９，６３１号明細書米国特許出願公開第２００３／０１２２８１３号明細書米国特許第６，０８１，０７３号明細書米国特許第６，４７３，０６５号明細書米国特許第７，３４５，６６０号明細書米国特許第６，４１４，６６１号明細書米国特許出願公開第２００５／０００７３９２号明細書米国特許第６，９８９，６３６号明細書米国特許第６，８９７，８４２号明細書

Lee他著「A New a-Si:H TFT Pixel Design Compensating Threshold Voltage Degradation of TFT and OLED」（SID 2004 Digest, pp. 264-274）

既存のむら補償方式及びＶ_th補償方式は短所がないわけではなく、そのほとんどがＶ_oled上昇又はＯＬＥＤ効率損失を補償しない。ピクセル毎にＶ_thシフトを補償する方式は、パネルが複雑になり、歩留まりが低下するという代償を払う。それゆえ、これらの難点を克服して、ＥＬパネル劣化を補償し、かつＥＬディスプレイパネルの寿命の開始時を含む、その全寿命にわたって目に見える不快な焼き付きを防ぐために、補償を改善することが引き続き必要とされている。

本発明によれば、ＥＬパネル内の複数のＥＬサブピクセル内の駆動トランジスタのゲート電極に駆動トランジスタ制御信号を与えるための装置であって、該ＥＬパネルは、第１の電圧供給源、第２の電圧供給源、及び該ＥＬパネル内の複数のＥＬサブピクセルを含み、各ＥＬサブピクセルは、各ＥＬサブピクセル内のＥＬエミッターに電流を印加するための駆動トランジスタを含み、各駆動トランジスタは、前記第１の電圧供給源に電気的に接続される第１の供給電極と、前記ＥＬエミッターの第１の電極に電気的に接続される第２の供給電極とを有し、各ＥＬエミッターは、前記第２の電圧供給源に電気的に接続される第２の電極を含み、その改良は、
（ａ）前記複数のＥＬサブピクセルのうちの１つ又は複数を選択するためのシーケンスコントローラと、
（ｂ）前記１つ又は複数の選択されたＥＬサブピクセルの前記駆動トランジスタの前記ゲート電極に電気的に接続される試験電圧源と、
（ｃ）前記第１の電圧供給源、前記第２の電圧供給源、及び前記試験電圧源の電圧を制御して、前記１つ又は複数の選択されたＥＬサブピクセルの前記駆動トランジスタを線形領域において動作させるための電圧コントローラと、
（ｄ）前記第１の電圧供給源及び前記第２の電圧供給源を通って流れる電流を測定し、前記１つ又は複数の選択されたＥＬサブピクセルの前記駆動トランジスタ及び前記ＥＬエミッターの特性を表す、前記１つ又は複数の選択されたＥＬサブピクセル毎のそれぞれのステータス信号を与えるための測定回路であって、前記１つ又は複数の選択されたＥＬサブピクセルの前記駆動トランジスタが前記線形領域において動作する間に、前記電流が測定される、測定回路と、
（ｅ）サブピクセル毎に線形コード値を与えるための手段と、
（ｆ）前記ステータス信号に応答して前記線形コード値を変更し、各サブピクセル内の前記駆動トランジスタ及び前記ＥＬエミッターの特性の変動を補償するための補償器と、
（ｇ）前記駆動トランジスタの前記ゲート電極を駆動するために、前記変更した線形コード値に応答して前記駆動トランジスタ制御信号を生成するためのソースドライバと、を備える、装置が提供される。

本発明は、駆動トランジスタ制御信号を与える有効な方法を提供する。本発明は、補償を実行するのに各サブピクセルの一度の測定しか必要としない。本発明は、任意のアクティブマトリックスバックプレーンに適用することができる。制御信号の補償は、ルックアップテーブル（ＬＵＴ）を用いて信号を非線形から線形に変更することによって簡略化されているので、補償を線形電圧領域において行なうことができる。本発明は、複雑なピクセル回路部又は外部測定デバイスを必要とすることなく、Ｖ_thシフト、Ｖ_oledシフト及びＯＬＥＤ効率損失を補償する。本発明は、サブピクセルのアパーチャ比を低減しない。本発明は、パネルの通常動作に影響を及ぼさない。本発明は、不快な初期不均一性を見えなくすることによって、良好なパネルの歩留まりを高めることができる。トランジスタの線形動作領域において動作しながら、ＥＬサブピクセルの特性を測定することによって、改善されたＳ／Ｎ（信号／雑音）比が得られる。

本発明の一実施形態によるディスプレイシステムのブロック図である。図１のブロック図の詳細図である。通常のＥＬパネルの図である。理想的な条件下で図２の測定回路を動作させるためのタイミング図である。サブピクセルの自己発熱に起因する誤差を含む、図２の測定回路を動作させるためのタイミング図である。Ｖ_thシフトを示す、経時変化していないサブピクセル及び経時変化したサブピクセルの代表的なＩ−Ｖ特性曲線を示すグラフである。Ｖ_thシフト及びＶ_oledシフトを示す、経時変化していないサブピクセル及び経時変化したサブピクセルの代表的なＩ−Ｖ特性曲線を示すグラフである。複数のサブピクセルのＩ−Ｖ曲線測定例を示すグラフである。むら補償の有効性に関するプロット図である。図１の補償器のハイレベルデータフロー図である。補償器の詳細なデータフロー図の（２つのうちの）第１の部分である。補償器の詳細なデータフロー図の（２つのうちの）第２の部分である。領域変換ユニット及び補償器の効果を表すジョーンズダイアグラムである。経時的な補償測定値の頻度を示す代表的なプロット図である。パーセント電流の関数としてパーセント効率を示す代表的なプロット図である。サブピクセルの詳細図である。特性の差を示すサブピクセルの輝度のヒストグラムである。経時的なＯＬＥＤ電圧の改善のプロット図である。ＯＬＥＤ効率と、ＯＬＥＤ製造後経過期間と、ＯＬＥＤ駆動電流密度との間の関係を示すグラフである。

本発明は、有機発光ダイオード（ＯＬＥＤ）パネルのような、アクティブマトリックスＥＬディスプレイパネル上の複数のサブピクセルの駆動トランジスタ及びエレクトロルミネッセント（ＥＬ）エミッター内のむら（初期不均一性）及び劣化を補償する。一実施形態において、本発明は、アクティブマトリックスＯＬＥＤパネル上の全てのサブピクセルのＶ_thシフト、Ｖ_oledシフト及びＯＬＥＤ効率損失を補償する。パネルは複数のピクセルを含み、各ピクセルは１つ又は複数のサブピクセルを含む。たとえば、各ピクセルは赤色、緑色及び青色サブピクセルを含むことができる。各サブピクセルは、光を放射するＥＬエミッター、及び周辺電子回路を含む。サブピクセルは、パネルのアドレス指定可能な最も小さな構成要素である。

以下で行なわれる検討では、最初にシステム全体について考える。その後、サブピクセルの電気的な詳細に進み、その後、１つのサブピクセルの測定するための電気的な詳細及び複数のサブピクセルを測定するためのタイミングに進む。次に、補償器が測定値を如何に使用するかを論じる。最後に、一実施形態、たとえば、コンシューマ製品において、工場から寿命まで、このシステムが如何に実施されるかを記述する。

概説
図１は本発明のディスプレイシステム１０のブロック図を示す。明確にするために、１つのＥＬサブピクセルだけが示されるが、本発明は、複数のサブピクセルを補償するのに有効である。非線形入力信号１１は、ＥＬサブピクセル内のＥＬエミッターからの特定の光強度を指示し、そのＥＬサブピクセルはＥＬパネル上の多数のＥＬサブピクセルのうちの１つとすることができる。この信号１１は、ビデオ復号器、画像処理経路、又は別の信号源から到来することができ、デジタル又はアナログとすることができ、非線形又は線形に符号化することができる。たとえば、非線形入力信号は、ｓＲＧＢコード値（ＩＥＣ６１９６６−２−１：１９９９＋Ａ１）又はＮＴＳＣ輝度（ｌｕｍａ）電圧とすることができる。どのような信号源及び信号形式であっても、その信号は、領域変換ユニット１２によって、デジタル形式に、かつ線形電圧のような線形領域に優先的に変換されることができ、それについては、「領域間処理及びビット深度」において下記でさらに検討される。変換の結果は線形コード値になり、そのコード値は指示される駆動電圧を表すことができる。

補償器１３は線形コード値を受信し、その線形コード値は、ＥＬサブピクセルから指示される特定の光強度に対応することができる。むらによって引き起こされる駆動トランジスタ及びＥＬエミッター内の変動、並びにＥＬサブピクセル内の駆動トランジスタ及びＥＬエミッターの或る期間にわたる動作によって引き起こされる駆動トランジスタ及びＥＬエミッター内の変動の結果として、ＥＬサブピクセルは一般的に、線形コード値に応じて、指示された光強度を生成しなくなる。補償器１３は、ＥＬサブピクセルが指示された輝度を生成することになる変更済み線形コード値を出力し、それにより、駆動トランジスタ及びＥＬエミッターの或る期間にわたる動作によって引き起こされる駆動トランジスタ及びＥＬエミッターの特性の変動、並びに駆動トランジスタ及びＥＬエミッターの特性のサブピクセル間の変動を補償する。補償器の動作は、「実施態様」において下記でさらに検討される。

補償器１３からの変更済み線形コード値はソースドライバ１４に渡され、ソースドライバはデジタル／アナログコンバータとすることができる。ソースドライバ１４は、変更済み線形コード値に応答して、駆動トランジスタ制御信号を生成し、その信号は、アナログ電圧若しくはアナログ電流、又はパルス幅変調波形のようなデジタル信号とすることができる。好ましい実施形態では、ソースドライバ１４は、線形入力−出力関係を有するソースドライバ、又はそのガンマ電圧が概ね線形な出力を生成するように設定される、従来のＬＣＤソースドライバ若しくはＯＬＥＤソースドライバとすることができる。後者の場合、線形性から逸脱すると、結果の品質に影響が及ぼされることになる。また、ソースドライバ１４は、たとえば、同じ譲受人に譲渡されるKawabeによる国際公開第２００５／１１６９７１号において教示されるような、時分割（デジタル駆動）ソースドライバとすることもできる。デジタル駆動ソースドライバからのアナログ電圧は、補償器からの出力信号に応じた時間の長さだけ、光出力を指示する所定のレベルに設定される。対照的に、従来のソースドライバは、或る決まった長さの時間（一般的には、フレーム全体）だけ、補償器からの出力信号に依存するレベルのアナログ電圧を与える。ソースドドライバは、１つ又は複数の駆動トランジスタ制御信号を同時に出力することができる。パネルは、それぞれ一度に１つのサブピクセルのための駆動トランジスタ制御信号を出力する、複数のソースドライバを有することが好ましい。

ソースドライバ１４によって生成される駆動トランジスタ制御信号は、ＥＬサブピクセル１５に与えられる。この回路は、「ディスプレイ構成要素の説明」において下記で検討される。アナログ電圧がＥＬサブピクセル１５内の駆動トランジスタのゲート電極に与えられると、駆動トランジスタ及びＥＬエミッターを通って電流が流れ、ＥＬエミッターが光を放射する。一般的に、ＥＬエミッターを通って流れる電流とエミッターの光出力の輝度との間には線形の関係があり、駆動トランジスタに印加される電圧とＥＬエミッターを通って流れる電流との間には非線形の関係がある。それゆえ、１フレーム中にＥＬエミッターによって放射される光の全量は、ソースドライバ１４からの電圧の非線形関数とすることができる。

ＥＬサブピクセルを通って流れる電流は、「データ収集」において下記でさらに検討されるように、電流測定回路１６によって特定の駆動条件下で測定される。ＥＬサブピクセルのための測定された電流は、補償器に、指示された駆動信号を調整するために必要とする情報を提供する。これは、「アルゴリズム」において下記でさらに検討する。

ディスプレイ構成要素の説明
図１０は、ＯＬＥＤエミッターのようなＥＬエミッターに電流を流すＥＬサブピクセル１５、及び関連回路部を示す。ＥＬサブピクセル１５は、駆動トランジスタ２０１と、ＥＬエミッター２０２と、オプションでストレージキャパシタ１００２及び選択トランジスタ３６とを備える。第１の電圧供給源２１１（「ＰＶＤＤ」）は正とすることができ、第２の電圧供給源２０６（「Ｖｃｏｍ」）は負とすることができる。ＥＬエミッター２０２は、第１の電極２０７及び第２の電極２０８を有する。駆動トランジスタは、ゲート電極２０３と、駆動トランジスタのドレインすることができる第１の供給電極２０４と、駆動トランジスタのソースとすることができる第２の供給電極２０５とを有する。オプションでは選択トランジスタ３６を通して、駆動トランジスタ制御信号をゲート電極２０３に与えることができる。駆動トランジスタ制御信号は、ストレージキャパシタ１００２に格納することができる。第１の供給電極２０４は、第１の電圧供給源２１１に電気的に接続される。第２の供給電極２０５は、ＥＬエミッターに電流を流すために、ＥＬエミッター２０２の第１の電極２０７に電気的に接続される。ＥＬエミッターの第２の電極２０８は、第２の電圧供給源２０６に電気的に接続される。電圧供給源は通常ＥＬパネル外に配置される。電気的接続は、スイッチ、バス線、導通トランジスタ、又は電流のための経路を提供することができる他のデバイス若しくは構造を通して行なうことができる。

第１の供給電極２０４は、ＰＶＤＤバス線１０１１を通して第１の電圧供給源２１１に電気的に接続され、第２の電極２０８は、シートカソード１０１２を通して第２の電圧供給源２０６に電気的に接続され、選択トランジスタ３６がゲート線３４によってアクティブにされると、列線、たとえば、３２ａにわたって、ソースドライバ１４によってゲート電極２０３に駆動トランジスタ制御信号が与えられる。

図２は、ディスプレイシステム１０との関連でＥＬサブピクセル１５を示しており、そのシステムは、図１に示されるような、非線形入力信号１１、コンバータ１２、補償器１３及びソースドライバ１４を含む。明確にするために、１つのＥＬサブピクセル１５だけが示されるが、本発明は複数のサブピクセルの場合に有効である。さらに説明されるように、複数のサブピクセルはシリアル又はパラレルに処理することができる。上記のように、駆動トランジスタ２０１は、ゲート電極２０３と、第１の供給電極２０４と、第２の供給電極２０５とを有する。ＥＬエミッター２０２は、第１の電極２０７及び第２の電極２０８を有する。そのシステムは、電圧供給源２１１及び２０６を有する。

漏れを無視すると、同じ電流、すなわち、駆動電流が、第１の電圧供給源２１１から、第１の供給電極２０４及び第２の供給電極２０５を通り、ＥＬエミッター電極２０７及び２０８を通って、第２の電圧供給源２０６まで流れる。駆動電流は、ＥＬエミッターが光を放射するもとになる電流である。それゆえ、電流は、この駆動電流経路内の任意の点で測定することができる。第１の電圧供給源２１１において、ＥＬパネル外で電流を測定し、ＥＬサブピクセルを複雑にしないようにすることができる。駆動電流は本明細書においてＩ_dsと呼ばれ、駆動トランジスタのドレイン端子及びソース端子を通って流れる電流である。

データ収集
ハードウエア
さらに図２を参照すると、パネル上にあるどの特殊な電子回路にも頼ることなく、複数のＥＬサブピクセル１５それぞれの電流を測定するために、本発明は、電流ミラーユニット２１０、相関ダブルサンプリング（ＣＤＳ）ユニット２２０、並びにオプションでアナログ／デジタルコンバータ（ＡＤＣ）２３０及びステータス信号生成ユニット２４０を含む測定用回路１６を用いる。

各ＥＬサブピクセル１５は、駆動トランジスタ２０１のゲート電極２０３上の測定基準ゲート電圧（図５Ａ５１０）に対応する電流において測定される。この電圧を生成するために、測定するときに、ソースドライバ１４が試験電圧源としての役割を果たし、ゲート電極２０３に測定基準ゲート電圧を与える。選択されるしきい値電流よりも小さな測定電流に対応する測定基準ゲート電圧を選択することによって、都合の良いことに、測定をユーザの目に見えないようにしておくことができる。選択されるしきい値電流は、ＥＬエミッターから目に見えるほどの光を放射するために必要とされる電流よりも小さくなるように、たとえば、１．０ｎｉｔ以下になるように選択することができる。測定が行なわれるまで、測定電流はわからないので、測定基準ゲート電圧は、モデル化によって、選択されるしきい値電流未満の選択されたヘッドルームパーセンテージである予想電流に対応するように選択することができる。

電流ミラーユニット２１０は、電圧供給源２１１に取り付けられているが、駆動電流経路内の任意の場所に取り付けることができる。第１の電流ミラー２１２が、スイッチ２００を通して、ＥＬサブピクセル１５に駆動電流を供給し、その出力２１３においてミラー電流を生成する。ミラー電流は、駆動電流に等しいか、又は駆動電流の関数とすることができる。たとえば、ミラー電流を駆動電流の倍数とし、付加的な測定システム利得を与えることができる。第２の電流ミラー２１４及びバイアス供給源２１５は、第１の電流ミラー２１２にバイアス電流を印加し、パネルから見た第１の電流ミラーのインピーダンスを下げて、測定回路の反応速度を有利に上げる。この回路は、測定回路に電流が引き込まれることから生じる電流ミラーの電圧変化に起因して測定される、ＥＬサブピクセルを通る電流の変化も低減する。これは、電流に応じて駆動トランジスタ端子における電圧を変更する可能性がある単純な検出抵抗器のような、他の電流測定オプションよりも信号対雑音比を有利に改善する。最後に、電流／電圧（Ｉ／Ｖ）コンバータ２１６が、第１の電流ミラーからのミラー電流を、さらに処理するために電圧信号に変換する。Ｉ／Ｖコンバータ２１６は、トランスインピーダンス増幅器又はローパスフィルタを含むことができる。

スイッチ２００は、リレー又はＦＥＴとすることができ、測定用回路を、駆動トランジスタ２０１の第１の電極及び第２の電極を通って流れる駆動電流に選択的に電気的に接続することができる。測定中に、スイッチ２００は、測定を可能にするために第１の電圧供給源２１１を第１の電流ミラー２１２に電気的に接続することができる。通常動作中に、スイッチ２００は、第１の電圧供給源２１１を、第１の電流ミラー２１２ではなく、第１の供給電極２０４に直に電気的に接続することができ、それにより、測定用回路を駆動電流の流れから除去することができる。これにより、測定回路部は、パネルの通常動作に影響を及ぼさなくなる。また、これによって、電流ミラー２１２及び２１４内のトランジスタのような、測定回路の構成要素のサイズを、動作電流のためにではなく、測定電流のためだけに決めることができるようになるので有利である。通常動作は一般的に、測定よりもはるかに多くの電流を引き込むので、これにより、測定回路のサイズ及びコストを大幅に削減できるようになる。

サンプリング
電流ミラーユニット２１０によって、一度に１つのＥＬサブピクセルのための電流を測定できるようになる。複数のサブピクセルのための電流を測定するために、一実施形態において、本発明は相関ダブルサンプリングを用いており、標準的なＯＬＥＤソースドライバと共に使用可能であるタイミング方式が用いられる。

図３を参照すると、本発明において有用なＥＬパネル３０が、列線３２ａ、３２ｂ、３２ｃを駆動するソースドライバ１４、行線３４ａ、３４ｂ、３４ｃを駆動するゲートドライバ３３、及びサブピクセルマトリックス３５を有する。サブピクセルマトリックス３５は、行及び列のアレイ内に複数のＥＬサブピクセル１５を含む。用語「行」及び「列」は、ＥＬパネルの任意のどの向きも意味しないことに留意されたい。図１０に示すように、ＥＬサブピクセル１５は、ＥＬエミッター２０２、駆動トランジスタ２０１及び選択トランジスタ３６を有する。選択トランジスタ３６のゲートは、それぞれの行線３４ａ、３２ｂ又は３４ｃに電気的に接続され、そのソース電極及びドレイン電極のうちの一方が、それぞれの列線３２ａ、３２ｂ又は３２ｃに電気的に接続され、もう一方が駆動トランジスタ２０１のゲート電極２０３に接続される。選択トランジスタ３６のソース電極が列線（たとえば３２ａ）に接続されるか、又は駆動トランジスタのゲート電極２０３に接続されるかは、選択トランジスタの動作に影響を与えない。本発明は電圧供給源をサブピクセルと接続するための種々の方式と共に利用することができるので、明確にするために、図１０に示されるような電圧供給源２１１及び２０６が、図３において示されており、各サブピクセルに接続される。

このパネルの通常の動作において用いられる標準的なタイミングシーケンスでは、ソースドライバ１４は、それぞれの列線３２ａ、３２ｂ、３２ｃ上に適切な駆動トランジスタ制御信号を駆動する。その後、ゲートドライバ３３は第１の行線３４ａをアクティブにし、それにより、適切な制御信号が選択トランジスタ３６を通って適切な駆動トランジスタ２０１のゲート電極２０３に進み、それらのトランジスタが、取り付けられたＥＬエミッター２０２に電流を印加する。その後、ゲートドライバ３３は第１の行線３４ａを非アクティブにし、他の行のための制御信号が、選択トランジスタ３６を通り抜けた値を破損するのを防ぐ。ソースドライバ１４は列線３２ａ、３２ｂ、３２ｃ上に次の行のための制御信号を駆動し、ゲートドライバ３３が次の行３４ｂをアクティブにする。この過程は、全ての行に対して繰り返される。このようにして、パネル上の全てのサブピクセル１５が一度に１行ずつ適切な制御信号を受信する。行時間は、１本の行線（たとえば、３４ａ）をアクティブにする時点と、次の行線（たとえば、３４ｂ）をアクティブにする時点との間の時間である。この時間は一般的に、全ての行に対して一定である。シーケンスコントローラ３７が、ソースドライバ及びゲートドライバを適切に制御して、標準的なタイミングシーケンスを生成し、各サブピクセルに適切なデータを与える。また、シーケンスコントローラは、測定するために、複数のＥＬサブピクセル１５のうちの１つ又は複数を選択する。シーケンスコントローラ及び補償器の機能は、単一のマイクロプロセッサ若しくは集積回路において、又は別々のデバイスにおいて与えることができる。

本発明によれば、シーケンスコントローラは標準的なタイミングシーケンスを用いて、１つの列を徐々に下りながら、一度に１つのサブピクセルだけを選択するので好都合である。図３を参照すると、全てのサブピクセルがオフの状態から始めて、列３２ａのみが駆動されるものと仮定する。列線３２ａは、高電圧のような、駆動トランジスタ制御信号を有することになり、それにより、その列に取り付けられるサブピクセルが光を放射する。他の全ての列線３２ｂ及び３２ｃは、低電圧のような制御信号を有することになり、それにより、その列に取り付けられるサブピクセルは光を放射しない。全てのサブピクセルがオフであるので、パネルは暗電流を引き込んでいるが、それは０又はわずかの漏れ量とすることができる（以下の「雑音源」を参照）。行がアクティブにされるとき、列線３２ａに取り付けられるサブピクセルがオンになるので、パネルによって引き込まれる全電流が上昇する。

ここで図４Ａを参照し、合わせて図２及び図３も参照すると、暗電流の測定４９が行なわれる。時刻１において、サブピクセルが（たとえば、行線３４ａを用いて）アクティブにされ、測定用回路１６を用いて、その電流４１が測定される。具体的には、測定されるのは、電流ミラーユニット２１０からの電圧信号であり、それは、上記のような第１の電圧供給源及び第２の電圧供給源の中に流れる駆動電流Ｉ_dsを表す。電流を表す電圧信号を測定することを、明確にするために、「電流を測定する」と言う。電流４１は、第１のサブピクセルからの電流と暗電流との和である。時刻２において、次のサブピクセルが（たとえば、行線３４ｂを用いて）アクティブにされ、電流４２が測定される。電流４２は、第１のサブピクセルからの電流、第２のサブピクセルからの電流、及び暗電流の和である。第２の測定値４２と第１の測定値４１との間の差４３は、第２のサブピクセルによって引き込まれる電流である。このようにして、その過程は、第１の列を下方に進み、各サブピクセルの電流を測定する。その後、第２の列が測定され、その後第３の列が測定され、以下同様に、パネルの残りの部分について、一度に１列ずつ測定される。１つのサブピクセルをアクティブにした後できる限り素早く、各電流（たとえば、４１、４２）が測定されることに留意されたい。理想的な状況では、各測定は、次のサブピクセルをアクティブにする前の任意の時点において行なうことができるが、下記で検討されるように、１つのサブピクセルをアクティブにした直後に測定を行なうことによって、自己加熱効果に起因する誤差を除去するのを助けることができる。この方法によって、サブピクセルの整定時間が許す限り速く、測定を行なうことができるようになる。

図２を再び参照し、合わせて図４も参照すると、相関ダブルサンプリングユニット２２０が、Ｉ／Ｖコンバータ２１６からの電圧信号に応答して、サブピクセル毎の測定データを与える。ハードウエアにおいて、電流ミラーユニット２１０からの対応する電圧信号を図２のサンプルアンドホールドユニット２２１及び２２２にラッチすることによって、電流が測定される。差動増幅器２２３は、連続したサブピクセルの測定値間の差を取る。サンプルアンドホールドユニット２２１の出力は、差動増幅器２２３の正端子に電気的に接続され、ユニット２２２の出力は、増幅器２２３の負端子に電気的に接続される。たとえば、電流４１が測定されるとき、その測定値はサンプルアンドホールドユニット２２１にラッチされる。その後、電流４２が測定される（ユニット２２１にラッチされる）前に、ユニット２２１の出力が第２のサンプルアンドホールドユニット２２２にラッチされる。その後、電流４２が測定される。これは、電流４１をユニット２２２内に、電流４２をユニット２２１内に残す。それゆえ、差動増幅器の出力、すなわち、ユニット２２１内の値からユニット２２２内の値を引いたものが、電流４２（を表す電圧信号）から電流４１（を表す電圧信号）を引いたもの、すなわち、差４３である。このようにして、行を下方に、かつ列を横断して進むことによって、各サブピクセルの測定を行なうことができる。種々の駆動レベル（ゲート電圧又はゲート電流密度）において連続的に測定を行ない、測定されたサブピクセル毎にＩ−Ｖ曲線を形成することができる。１つの列が測定された後に、たとえば、ブラックレベルに対応するデータを書き込むことによって、その列を非アクティブにすることができ、その後、次の列が測定される。

本発明の一実施形態では、シーケンスコントローラ３７は一度に１つのサブピクセル行を選択することができ、複数の測定回路を用いて、又は単一の測定回路を、各サブピクセルを通る駆動電流経路に順番に接続するマルチプレクサを用いて、その行内の複数のサブピクセルのサブピクセル毎にそれぞれの電流を測定することができる。別の実施形態では、シーケンスコントローラは、パネル上のサブピクセルをグループに分割することができ、異なる時点で異なるグループを選択することができる。各グループは、たとえば、各列内のサブピクセルのサブセットのみを含むことができる。これにより、測定が行なわれる度に全てのサブピクセルのそれぞれの測定値を更新しないという代償を払うが、より迅速に測定を行なうことができるようになる。いずれの実施形態でも、測定が行なわれる間に、試験電圧源は、選択されたサブピクセルに対してのみ、駆動トランジスタ制御信号を与えることができる。また、試験電圧源は、選択されたサブピクセルには、著しい駆動電流が流れるようにする駆動トランジスタ制御信号を与え、選択されないサブピクセルには、電流を流さないか又は暗電流しか流れないようにする駆動トランジスタ制御信号を与えることもできる。

差動増幅器２２３のアナログ出力又はデジタル出力は、補償器１３に直に与えることができる。代替的には、アナログ／デジタルコンバータ２３０が、好ましくは、差動増幅器２２３の出力をデジタル化して、補償器１３にデジタル測定データを与えることができる。

測定回路１６は、好ましくはステータス信号生成ユニット２４０を含むことができ、ステータス信号生成ユニットは、差動増幅器２２３からのそれぞれの出力を受信し、さらに処理を実行して、ＥＬサブピクセル毎にそれぞれのステータス信号を与える。ステータス信号はデジタル又はアナログとすることができる。図６Ｂを参照すると、ステータス信号生成ユニット２４０が、明確にするために、補償器１３との関連で示される。種々の実施形態において、ステータス信号生成ユニット２４０は、メモリ６１９を含むことができる。メモリ６１９は、選択されたサブピクセルの場所６０１又は類似の値、たとえば、測定順のシリアル番号によってアドレス指定され、それにより、サブピクセル毎にそれぞれ格納されるデータを与える。

本発明の第１の実施形態では、各電流差、たとえば、４３を対応するサブピクセルのためのステータス信号とすることができる。たとえば、電流差４３は、行線３４ｂ及び列線３２ａに取り付けられたサブピクセルのためのステータス信号とすることができる。この実施形態では、ステータス信号生成ユニット２４０は、電流差に関する一次変換を実行することができるか、又はそれを変更せずに渡すことができる。同じ測定基準ゲート電圧において全てのサブピクセルを測定することができ、その結果、その測定基準ゲート電圧において各サブピクセルを通って流れる電流（４３）は、そのサブピクセル内の駆動トランジスタ及びＥＬエミッターの特性を有効に表す。電流差４３はメモリ６１９に格納することができる。

第２の実施形態では、メモリ６１９がＥＬサブピクセル毎のそれぞれのターゲット信号ｉ₀６１１を格納する。また、メモリ６１９は、各ＥＬサブピクセルの直近の電流測定値ｉ₁６１２も格納し、それは、対応するサブピクセルのための測定回路によって直近に測定された値とすることができる。また、測定値６１２は、複数の測定値の平均、測定値の経時的な指数重み付け移動平均、又は当業者に明らかである他の平滑化方法の結果とすることもできる。ターゲット信号ｉ₀６１１及び現在の測定値ｉ₁６１２を、以下に説明されるように比較して、パーセント電流６１３を与えることができ、パーセント電流は、ＥＬサブピクセルのためのステータス信号とすることができる。サブピクセルのためのターゲット信号は、好ましくは測定値ｉ₁前に、測定値ｉ₁６１２と異なる時点において取り込まれたそのサブピクセルの現在の測定値とすることができ、それゆえ、パーセント電流は、それぞれの駆動トランジスタ及びＥＬエミッターの或る期間にわたる動作によって引き起こされるそれぞれの駆動トランジスタ及びＥＬエミッターの特性の変動を表すことができる。サブピクセルのためのターゲット信号は、パーセント電流が、特定の時点における、そして具体的にはターゲットに対するそれぞれのＥＬサブピクセル内の駆動トランジスタ及びＥＬエミッターの特性を表すように選択された基準信号とすることもできる。

第３の実施形態では、メモリ６１９が、以下に説明されるように計算される、むら補正利得項ｍ_g６１５及びむら補正オフセット項ｍ_o６１６を格納する。ＥＬサブピクセル毎のステータス信号は、それぞれの利得及びオフセット、具体的には、それぞれのｍ_g及びｍ_oの値を含むことができる。値ｍ_g及び値ｍ_oは、ターゲットに関して計算され、それゆえ、複数のサブピクセルにわたるそれぞれの駆動トランジスタ及びＥＬエミッターの特性の変動を表す。さらに、任意の（ｍ_g，ｍ_o）対は、それだけで、それぞれのサブピクセル内の駆動トランジスタ及びＥＬエミッターの特性を表す。

これらの３つの実施形態は一緒に用いることができる。たとえば、サブピクセル毎のステータス信号は、パーセント電流、ｍ_g及びｍ_oを含むことができる。「実施態様」において下記で説明される補償は、ステータス信号が単一のサブピクセルの場合の経時的な変動（経時変化）を示すにしても、特定の時点における複数のサブピクセルにわたる変動（むら）を示すにしても、同じように実行することができる。メモリ６１９は、ＲＡＭ、フラッシュメモリのような不揮発性ＲＡＭ、及びＥＥＰＲＯＭのようなＲＯＭを含むことができる。一実施形態では、ｉ₀、ｍ_g及びｍ_oの値はＥＥＰＲＯＭに格納され、ｉ₁の値はフラッシュに格納される。

雑音源
実際には、電流波形はきれいなステップではない可能性があるので、波形が整定するのを待った後にのみ測定を行なうことができる。各サブピクセルを何度も測定し、合わせてその平均をとることもできる。そのような測定は、次のサブピクセルに進む前に、連続して行なうことができる。そのような測定は、別々の測定パスにおいて行なうこともでき、パネル上の各サブピクセルが各パスにおいて測定される。電圧供給源２０６と２１１との間のキャパシタンスは、整定時間に加算することができる。このキャパシタンスは、通常の動作において一般的であるように、パネルに内在するか、外部キャパシタによって与えることができる。測定を行なう間に外部キャパシタを電気的に切断するために用いることができるスイッチを設けることが有利となる場合がある。

任意の電圧供給源での雑音が、電流測定値に影響を及ぼす。たとえば、ゲートドライバが行を非アクティブにするために用いる電圧供給源（多くの場合に、ＶＧＬ又はＶｏｆｆと呼ばれ、通常約−８ＶＤＣである）での雑音は選択トランジスタを介して駆動トランジスタに容量性結合し、その電流に影響を及ぼす可能性があり、それにより、電流測定値の雑音を多くする。パネルが複数の電源領域、たとえば、分割供給面を有する場合には、それらの領域はパラレルに測定することができる。そのような測定は、領域間で雑音を分離し、測定時間を短縮することができる。

ソースドライバが切り替わるときはいつでも、雑音過渡現象が、電力供給面、及び個々のサブピクセルに結合して、測定雑音を引き起こす可能性がある。この雑音を低減するために、ソースドライバからの制御信号は、列を下る間、一定に保つことができる。例えば、ＲＧＢストライプパネル上の赤色のサブピクセルの列を測定するとき、その列のためのソースドライバに供給される赤色コード値は、全列について一定にすることができる。これによって、ソースドライバ過渡雑音が除去される。

ソースドライバは、現在の列（たとえば、３２ａ）をアクティブにすることから次の列（たとえば、３２ｂ）をアクティブにすることに移らなければならないため、ソースドライバ過渡現象は、列の先頭及び最後において避けられない可能性がある。この結果、任意の列内の最初及び最後の１つ又は複数のサブピクセルの測定は、過渡現象に起因して雑音を受ける可能性がある。一実施形態では、ＥＬパネルは、目に見える行の上又は下に、ユーザには見ることができない付加的な行を有することができる。ソースドライバ過渡現象がそれらの付加的な行においてのみ生じるように十分な付加的な行が存在することができるので、目に見えるサブピクセルの測定は損なわれない。別の実施形態では、列の先頭におけるソースドライバ過渡現象と、その列内の第１の行の測定との間、及びその列内の最後の行の測定と、列の最後におけるソースドライバ過渡現象との間に、遅延を挿入することができる。

図１０を参照すると、本発明の一実施形態において、暗電流４９（図４Ａ）及び容量性負荷の大きさを低減するために、複数の第２の電圧供給源２０６を設けることができ、シートカソード１０１２を、複数の第２の電圧供給源のうちの１つにそれぞれ接続される複数の領域に分割することができる。この実施形態では、パネルは、それぞれが対応する第２の電圧供給源を有する領域に細分される。各領域において、各ＥＬエミッター２０２の第２の電極２０８は、対応する第２の電圧供給源２０６にのみ電気的に接続される。この実施形態は、ディスプレイシステムに著しいコストを追加することなく、第２の電源の数に比例して暗電流を低減できるので有利である。この実施形態では、パネルの領域毎に別々の測定回路１６を設けることができるか、又はパネルの領域毎に単一の測定回路を順番に用いることができる。

電流安定性
これまでの検討では、一旦、サブピクセルがオンになり、或る電流に整定すると、その列の残りの部分に対してその電流のままであると仮定する。その仮定を破る可能性がある２つの作用が、ストレージキャパシタ漏れ及びサブピクセル内作用である。

図１０を参照すると、ＥＬサブピクセル１５内の選択トランジスタ３６の漏れ電流が、ストレージキャパシタ１００２上の電荷を徐々に放出する可能性があり、駆動トランジスタのゲート電圧２０１、ひいては、引き込まれる電流が変化する。さらに、列線３２が経時的に値を変化させている場合には、それはＡＣ成分を有し、それゆえ、選択トランジスタの寄生キャパシタンスを通してストレージキャパシタに結合する可能性があり、ストレージキャパシタの値、ひいては、サブピクセルによって引き込まれる電流が変化する。

ストレージキャパシタの値が安定している場合であっても、サブピクセル内作用が測定を損なう可能性がある。一般的なサブピクセル内作用はサブピクセルの自己発熱であり、それは、サブピクセルによって引き込まれる電流を経時的に変化させる可能性がある。ａ−ＳｉＴＦＴのドリフト移動度は温度の関数である。温度が上昇すると、移動度が大きくなる（Kagan & Andry, op. cit., sec. 2.2.2, pp. 42−43）。電流が、駆動トランジスタを通って流れるとき、駆動トランジスタ内及びＥＬデバイス内の電力損により、サブピクセルが加熱されるので、トランジスタの温度が上昇し、それゆえ、移動度が大きくなる。さらに、熱はＶ_oledを下げる。ＯＬＥＤが駆動トランジスタのソース端子に取り付けられる場合は、これにより、駆動トランジスタのＶ_gsが上昇する可能性がある。これらの作用によって、トランジスタを通って流れる電流量が増加する。通常の動作では、パネルが表示している画像の平均的な表示内容に基づいて、パネルが平均温度に安定することができるので、自己発熱は些細な作用である可能性がある。しかしながら、サブピクセル電流を測定するとき、自己発熱は測定を損なう可能性がある。

図４Ｂを参照すると、電流４１は、サブピクセル１をアクティブにした後に、可能な限り速やかに測定される。このように、サブピクセル１の自己発熱は、その測定に影響を及ぼさない。しかしながら、電流４１の測定と、電流４２の測定との間の時間において、サブピクセル１は自己発熱して、自己発熱量４２１だけ電流を増加させるであろう。それゆえ、サブピクセル２の電流を表す計算された差４３は、誤っていることになる。その差は、発熱量４２１だけ大きすぎることになる。発熱量４２１は、行時間当たりのサブピクセル当たりの電流の上昇である。

自己発熱作用、及び同様の雑音シグネチャを生成する任意の他のサブピクセル内作用を補正するために、自己発熱を特徴付けて、各サブピクセルの既知の自己発熱成分から減算することができる。一般的に、各サブピクセルは、各行時間中に同じ量だけ電流を増加させるので、それぞれ後続のサブピクセルでは、全てのアクティブなサブピクセルの自己発熱を減算することができる。例えば、サブピクセル３の電流４２４を計算するために、測定４２３を自己発熱量４２２だけ低減することができ、その量は発熱量４２１の２倍であり、すなわち、サブピクセル当たりの量４２１に、既に動作中であるサブピクセルの２を掛けたものである。自己発熱は、数十、又は数百の行時間にわたって、１つのサブピクセルをオンにし、オンになっている間にその電流を周期的に測定することによって特徴付けることができる。時間に対する電流の平均的な傾きを、１つの行時間と乗算し、行時間当たりのサブピクセル当たりの上昇、すなわち、自己発熱量４２１を計算することができる。

自己発熱、及び電力損に起因する誤差は、低い測定基準ゲート電圧を選択することにより低減することができるが（図５Ａ５１０）、電圧を高くするほど、信号対雑音比が改善される。これらの要因のバランスを保つために、パネル設計毎に測定基準ゲート電圧を選択することができる。

アルゴリズム
図５Ａを参照すると、Ｉ−Ｖ曲線５０１は、経時変化前のサブピクセルの測定された特性である。Ｉ−Ｖ曲線５０２は、経時変化後のサブピクセルの測定された特性である。曲線５０１、及び５０２は、異なる電流レベルにおける同一の電圧差５０３、５０４、５０５、及び５０６によって示されるように、主に水平方向のシフトによって分離される。すなわち、経時変化の主な作用は、ゲート電圧軸上で一定の量だけＩ−Ｖ曲線をシフトすることである。これは、ＭＯＳＦＥＴ飽和領域の駆動トランジスタの式、Ｉ_d＝Ｋ（Ｖ_gs−Ｖ_th）²に従う（Lurch, N. Fundamentals of electronics, 2e. New York: John Wiley & Sons, 1971, pg. 110）：駆動トランジスタが動作すると、Ｖ_thは増加し、そして、Ｖ_thが増加すると、それに応じてＶ_gsが増加して、Ｉ_dを一定に保持する。それゆえ、Ｖ_gsを一定にする結果として、Ｖ_thが増加すると、Ｉ_dsが小さくなる。

測定基準ゲート電圧５１０において、経時変化していないサブピクセルは、点５１１で表される電流を生成した。しかしながら、経時変化したサブピクセルは、そのゲート電圧において、点５１２ａで表される、より低い電流量を生成した。点５１１及び５２１ａは、異なる時間において取り込まれる同じサブピクセルの２つの測定値とすることができる。例えば、点５１１は、製造時の測定値とすることができ、点５１２ａは、顧客がいくらか使用した後の測定値とすることができる。点５１２ａにおいて表される電流は、電圧５１３（点５１２ｂ）で駆動されるときに、経時変化していないサブピクセルであれば生成していたので、電圧シフトΔＶ_th５１４は、電圧５１０と５１３との間の電圧差として計算される。したがって、電圧シフト５１４は、経時変化した曲線を経時変化していな曲線に戻すために必要とされるシフトである。この例では、ΔＶ_th５１４は、２Ｖ弱である。その際、Ｖ_thシフトを補償し、経時変化したサブピクセルを経時変化していないサブピクセルが有したのと同じ電流に駆動するために、電圧シフト５１４が、指示された全ての駆動電圧（線形コード電圧）に加算される。さらに処理するために、電流５１２ａを電流５１１で割った値として、パーセント電流が計算される。したがって、経時変化していないサブピクセルは、１００％電流を有することになる。パーセント電流は、本発明によるいくつかのアルゴリズムにおいて用いられる。極端な環境雑音によって引き起こされる場合があるような、任意の負の電流読み値５１１は、０にクリップされるか、又は無視することができる。パーセント電流は常に測定基準ゲート電圧５１０において計算されることに留意されたい。

一般的に、経時変化したサブピクセルの電流は、経時変化していないサブピクセルの電流よりも高いか、又は低い可能性がある。例えば、温度が高くなるほど、多くの電流が流れるので、高温環境におけるわずかに経時変化したサブピクセルは、低温環境における経時変化していないサブピクセルよりも多くの電流を引き込む可能性がある。本発明の補償アルゴリズムは、いずれの場合も取り扱うことができる：ΔＶ_th５１４は、正である可能性も、負である可能性もある（又は、経時変化していないピクセルの場合は０）。同様に、パーセント電流は、１００％より大きい可能性も、小さい可能性もある（又は、経時変化していないピクセルの場合に、厳密に１００％）。

Ｖ_thシフトに起因する電圧差は、全ての電流で同じであるので、Ｉ−Ｖ曲線上のいずれか１つの点を測定して、この差を求めることができる。一実施形態では、高いゲート電圧において測定が行われ、測定の信号対雑音比を高めることが有利であるが、曲線上の任意のゲート電圧を用いることができる。

Ｖ_oledシフトは、二次的な経時変化作用である。ＥＬデバイスが動作するのに応じて、Ｖ_oledがシフトし、それにより、経時変化したＩ−Ｖ曲線がもはや経時変化していない曲線の単なるシフトではなくなる。これは、Ｖ_oledが電流と共に非線形に上昇するためであり、Ｖ_oledシフトが及ぼす影響は、高電流では低電流とは異なるであろう。この作用によって、Ｉ−Ｖ曲線は水平方向に伸長し、かつシフトする。Ｖ_oledシフトを補償するために、異なる駆動レベルにおいて２回の測定を行い、曲線がどのくらい伸長したかを求めることができるか、又は負荷をかけてＯＬＥＤの通常のＶ_oledシフトを特徴付けて、開ループでＶ_oledの寄与を推定できるようにする。いずれも、許容可能な結果を生成することができる。

図５Ｂを参照すると、経時変化していないサブピクセルのＩ−Ｖ曲線５０１及び経時変化したサブピクセルのＩ−Ｖ曲線５０２が片対数目盛において示される。成分５５０は、Ｖ_thシフトに起因し、成分５５２は、Ｖ_oledシフトに起因する。Ｖ_oledシフトは、測定手段を備えたＯＬＥＤサブピクセルを、長時間にわたって通常の入力信号によって駆動し、Ｖ_th及びＶ_oledを周期的に測定することによって特徴付けることができる。２つの測定は、測定手段を備えたサブピクセル上に、ＯＬＥＤとトランジスタとの間にプローブ点を設けることによって、別々に行うことができる。この特徴付けを用いて、パーセント電流を、Ｖ_thシフトに対してだけではなく、適切なΔＶ_th及びＶ_oledに対してマッピングすることができる。

一実施形態では、ＥＬエミッター２０２（図１０）は、駆動トランジスタ２０１のソース端子に接続される。したがって、Ｖ_oledの任意の変化が、駆動トランジスタのソース端子における電圧Ｖ_s、それゆえ、駆動トランジスタのＶ_gsを変更するので、Ｉ_dsに直に影響を及ぼす。

好ましい実施形態では、ＥＬエミッター２０２は、たとえば、ＰＭＯＳ非反転構成において、駆動トランジスタ２０１のドレイン端子に接続され、その構成では、ＯＬＥＤアノードは駆動トランジスタドレインに結合される。したがって、ＯＬＥＤが駆動トランジスタのドレイン−ソース間経路と直列に接続されるので、Ｖ_oledが上昇すると、駆動トランジスタ２０１のＶ_dsが変化する。しかしながら、最新のＯＬＥＤエミッターは、所与の量の経時変化の場合に、旧式のエミッターよりもはるかに小さなΔＶ_oledを有し、Ｖ_ds変化の大きさ、それゆえ、Ｉ_ds変化の大きさを低減する。

図１１Ｂは、その寿命にわたる白色ＯＬＥＤの場合の通常の電圧上昇ΔＶ_oledのプロットを示す（Ｔ５０、すなわち、２０ｍＡ／ｃｍ²において測定される５０％輝度まで）。このプロットは、ＯＬＥＤ技術が改善されるのに応じて、ΔＶ_oledが減少することを示す。このΔＶ_oledの減少により、Ｖ_ds変化が減少する。図５Ａを参照すると、経時変化したサブピクセルの電流５１２ａは、ΔＶ_oledが小さな最新のＯＬＥＤエミッターの場合の方が、ΔＶ_oledが大きな旧式のエミッターの場合よりも、電流５１１にはるかに近い。それゆえ、最新のＯＬＥＤエミッターの場合、旧式のエミッターの場合よりも、はるかに高感度の電流測定が要求される可能性がある。しかしながら、より高感度の測定ハードウエアは費用がかかる可能性がある。

特別な測定感度のための要件は、電流を測定する間に、駆動トランジスタを線形の動作領域において動作させることによって緩和することができる。電子回路技術分野において既知であるように、薄膜トランジスタは、２つの異なる動作モード：線形（Ｖ_ds＜Ｖ_gs−Ｖ_th）及び飽和（Ｖ_ds≧Ｖ_gs−Ｖ_th）において、感知できるほどの電流を流す（Lurch, op. cit., p. 111）。ＥＬの応用例では、駆動トランジスタは通常飽和領域において動作し、Ｖ_ds変動が電流に及ぼす影響を低減する。しかしながら、線形動作領域では、
Ｉ_ds＝Ｋ［２（Ｖ_gs−Ｖ_th）Ｖ_ds−Ｖ_ds ²］
であり（Lurch, op. cit., pg. 112）、電流Ｉ_dsはＶ_dsに大きく依存する。図１０に示されるように、
Ｖ_ds＝（ＰＶＤＤ−Ｖ_com）−Ｖ_oled
であるので、線形領域におけるＩ_dsはＶ_oledに大きく依存する。それゆえ、駆動トランジスタ２０１の線形動作領域において電流を測定することは、飽和領域において同じ測定を行なうのに比べて、新品のＯＬＥＤエミッター（５１１）と経時変化したＯＬＥＤエミッター（５１２ａ）との間の測定電流の変化の大きさを大きくするので好都合である。

それゆえ、本発明の一実施形態では、シーケンスコントローラ３７は、電圧コントローラを含むことができる。上記のように電流を測定する間に、電圧コントローラは、第１の電圧供給源２１１及び第２の電圧供給源２０６のための電圧を制御し、試験電圧源として動作するソースドライバ１４からの駆動トランジスタ制御信号を制御して、駆動トランジスタ２０１を線形領域において動作させることができる。たとえば、ＰＭＯＳ非反転構成では、電圧コントローラは、ＰＶＤＤ電圧及び駆動トランジスタ制御信号を一定の値に保持し、Ｖｃｏｍ電圧を上昇させて、Ｖ_gsを低減することなく、Ｖ_dsを低減することができる。Ｖ_dsがＶ_gs−Ｖ_th未満に降下するとき、駆動トランジスタは線形領域において動作していることになり、測定を行なうことができる。

電圧コントローラ及びシーケンスコントローラが協調して測定中にトランジスタを線形領域において動作させる限り、２つのコントローラは別々に設けることもできる。シーケンスコントローラが異なる時点において異なるグループのＥＬサブピクセルを選択する上記の実施形態では、電圧コントローラはＰＶＤＤ供給源２１１及びＶｃｏｍ供給源２０６のための電圧を制御し、ソースドライバ１４からのそれぞれの駆動トランジスタ制御信号を制御して、選択された各ＥＬサブピクセル内の駆動トランジスタ２０１を線形領域において動作させることができる。パネルは複数のＰＶＤＤ供給源及びＶｃｏｍ供給源を有することができ、その場合に、選択されたＥＬサブピクセル内の駆動トランジスタ２０１を線形領域において動作させるために、どのＥＬサブピクセルが選択されるかによって、各供給源を独立して制御することができる。

ＯＬＥＤ効率損失は三次的な経時変化作用である。ＯＬＥＤが経時変化すると、その効率が低下し、同じ電流量がもはや同じ量の光を生成しなくなる。光学センサー又は付加的な電子回路を必要とすることなく、これを補償するために、ＯＬＥＤ効率損失をＶ_thシフトの関数として特徴付けることができ、光出力をその以前のレベルに戻すために必要とされる余分な電流の量を推定できるようにする。測定手段を備えたＯＬＥＤサブピクセルを、長時間にわたって通常の入力信号によって駆動し、種々の駆動レベルにおいてＶ_th、Ｖ_oled及びＩ_dsを周期的に測定することによって、ＯＬＥＤ効率損失を特徴付けることができる。効率はＩ_ds／Ｖ_oledとして計算することができ、その計算結果を、Ｖ_th又はパーセント電流と関連付けることができる。Ｖ_thシフトはＯＬＥＤ効率損失よりも簡単に逆にすることができるので、その特徴付けは、Ｖ_thシフトが常に順方向であるときに、より実効的な結果を達成することに留意されたい。Ｖ_thシフトが逆にされる場合には、ＯＬＥＤ効率損失をＶ_thシフトと関連付けるのは複雑になる可能性がある。さらに処理するために、上記のパーセント電流の計算と同じようにして、経時変化した効率を新品の効率で割った値として、パーセント効率を計算することができる。

図９を参照すると、種々の駆動レベルにおけるパーセント電流の関数としてパーセント効率の実験プロットが示されており、実験データの直線の当てはめ、たとえば、９０も合わせて示される。そのプロットが示すように、任意の所与の駆動レベルにおいて、効率はパーセント電流に線形に関連付けられる。この線形モデルによって、実効的な開ループ効率補償が可能である。

駆動トランジスタ及びＥＬエミッターの動作に起因する経時的なＶ_th及びＶ_oledシフト並びにＯＬＥＤ効率損失を補償するために、ステータス信号生成ユニット２４０の上記の第２の実施形態を用いることができる。測定基準ゲート電圧５１０においてサブピクセル電流を測定することができる。点５１１における経時変化した電流がターゲット信号ｉ₀６１１である。直近の経時変化したサブピクセルの電流測定値５１２ａが、直近の電流測定値ｉ₁６１２である。パーセント電流６１３がステータス信号である。パーセント電流６１３は０（故障したピクセル）、１（変化無し）、１未満（電流損）、又は１より大きい値（電流利得）とすることができる。一般的に、直近の電流測定値は、好ましくはパネル製造時に得られた電流測定値とすることができるターゲット信号よりも低いので、０と１との間にある。

ステータス信号生成ユニット２４０の上記の第２の実施形態を用いて、むら：経時変化前のパネル上の複数のＯＬＥＤサブピクセルの特性の差を補償することもできる。図５Ａを参照すると、任意の時点、たとえば、パネルが製造されるときに、この方法を用いて、上記のように、複数のＥＬサブピクセルそれぞれの点５１２ａのための値を測定することができる。その後、点５１１に類似のターゲット信号を、全ての点５１２ａの最大値として、又はその平均値として、又は当業者には明らかであるような別の数学的関数として計算することができる。同じターゲット信号を全てのＥＬサブピクセルに対して用いることができる。新たな点５１１及び５１２ａを用いて、ＥＬサブピクセル毎にパーセント電流を計算することができる。一実施形態では、格納されたｉ₀６１１及びｉ₁６１２の値から計算するのではなく、パーセント電流６１３をメモリ６１９に直に格納することができる。

ステータス信号生成ユニット２４０の上記の第３の実施形態も、むら補償のための一実施形態において用いることもできる。第１及び第２の測定基準ゲート電圧において、又は一般的には複数の測定基準ゲート電圧において、各ＥＬサブピクセルの電流を測定して、サブピクセル毎のＩ−Ｖ曲線を生成することができる。基準Ｉ−Ｖ曲線は、全てのＩ−Ｖ曲線の平均として、又はその最小値として、又は当業者には明らかであるような別の数学的関数として計算することができる。その後、統計分野において既知である当てはめ技法によって、基準に対して、サブピクセルのＩ−Ｖ曲線毎にむら補償利得項ｍ_g６１５（図６Ｂ）及びむら補償オフセット項ｍ_o６１６を計算することができる。

基準Ｉ−Ｖ曲線は、パネル上の全てのサブピクセル、又はパネル上の特定の領域内のサブピクセルのＩ−Ｖ曲線の平均として計算することができる。パネルの異なる領域に対して、又は異なる色チャネルに対して、複数の基準Ｉ−Ｖ曲線を与えることができる。

図５Ｃは、測定されたＩ−Ｖ曲線データの一例を示す。横座標はコード値（０．．２５５）であり、それは、たとえば、線形マップを通して電圧に対応する。縦座標は、０．．１スケール上の正規化された電流である。Ｉ−Ｖ曲線５２１（一点鎖線）及び５２２（破線）は、ＥＬパネル上の変動の極値を表すために選択された、ＥＬパネル上の２つの異なるサブピクセルに対応する。基準Ｉ−Ｖ曲線５３０（実線）は、パネル上の全てのサブピクセルのＩ−Ｖ曲線の平均として計算された基準曲線である。補償済みＩ−Ｖ曲線５３１（一点鎖線）及び５３２（破線）はそれぞれ、Ｉ−Ｖ曲線５２１及び５２２を補償した結果である。いずれのＩ−Ｖ曲線とも、補償後に、基準に厳密に一致する。

図５Ｄは、補償の有効性を示す。横座標はコード値（０．．２５５）である。縦座標は、基準Ｉ−Ｖ曲線と補償済みＩ−Ｖ曲線との間の電流デルタ（０．．１）である。誤差曲線５４１（一点曲線）及び５４２（破線）は、利得及びオフセットを用いて補償した後のＩ−Ｖ曲線５２１及び５２２に対応する。全誤差は全コード値範囲にわたって約±１％内にあり、補償に成功していることを示す。この例では、誤差曲線５４１を、ｍ_g＝１．２及びｍ_o＝０．０１３を用いて計算し、誤差曲線５４２を、ｍ_g＝０．０８３５及びｍ_o＝−０．０１４を用いて計算した。

実施態様
図６Ａを参照すると、補償器１３の一実施形態が示される。補償器は一度に１サブピクセルずつに対して動作する。複数のサブピクセルを順次に処理することができる。たとえば、その線形コード値が信号源から従来通りに左から右、上から下の走査順に到着するのに応じて、サブピクセル毎に補償を実行することができる。補償回路部の複数のコピーを並列に接続することによって、又は補償器をパイプライン化することによって、複数のピクセルに関して同時に補償を実行することができる。これらの技法は当業者には明らかであろう。

補償器１３への入力はＥＬサブピクセルの場所６０１及びそのサブピクセルの線形コード値６０２である。線形コード値６０２は、指示された駆動電圧を表すことができる。補償器１３は、その線形コード値６０２を変更して、ソースドライバのための変更済み線形コード値を生成し、それは、たとえば、補償済み電圧出力６０３とすることができる。補償器１３は、４つの主なブロック：サブピクセルの製造後経過時間を求める（６１）、オプションでＯＬＥＤ効率を補償する（６２）、製造後経過時間に基づいて補償を決定する（６３）及び補償する（６４）を含むことができる。ブロック６１及び６２は主にＯＬＥＤ効率補償に関連し、ブロック６３及び６４は主に電圧補償、具体的には、Ｖ_th／Ｖ_oled補償に関連する。

図６Ｂは、ブロック６１及び６２の拡大図である。上記のように、サブピクセルの場所６０１を用いて、格納されたターゲット信号ｉ₀６１１及び格納された直近の電流測定値ｉ₁６１２を検索し、パーセント電流６１３、すなわち、ステータス信号が計算される。

パーセント電流６１３は次の処理ステージ６３に送出され、パーセントＯＬＥＤ効率６１４を求めるためにモデル６９５にも入力される。モデル６９５は効率６１４を出力し、その効率は、直近の測定時に所与の電流の場合に放射された光の量を、製造時にその電流の場合に放射された光の量で割った値である。電流利得があるピクセルの場合、効率損失を計算するのは難しい可能性があるので、１より大きな任意のパーセント電流は１、すなわち無損失の効率を生成することができる。ＯＬＥＤ効率が指示される電流に依存する場合、破線の矢印によって示されるように、モデル６９５は線形コード値６０２の関数とすることもできる。モデル６９５への入力として線形コード値６０２を含むか否かは、パネル設計の寿命試験及びモデル化によって決定することができる。

図１２を参照すると、本発明者らは、効率が一般的に電流密度及び製造後経過時間の関数であることに気がついている。図１２の各曲線は、電流密度Ｉ_dsをエミッター面積で割った値と、特定の時点まで経時変化したＯＬＥＤの場合の効率（Ｌ_oled／Ｉ_ds）との関係を示す。製造後経過時間は、当該技術分野において既知であるＴ表記を用いて凡例において示される。たとえば、Ｔ８６は、たとえば、２０ｍＡ／ｃｍ²の試験電流密度における８６％効率を示す。

図６Ｂを再び参照すると、それゆえ、モデル６９５は、電流密度及び製造後経過時間を補償するための指数項（又は何らかの他の実施態様）を含む。電流密度は、指示される電圧を表す線形コード値６０２に線形に関連付けられる。それゆえ、モデル６９５がその一部である補償器１３は、ステータス信号（パーセント電流６１３）及び線形コード値６０２の両方に応答して線形コード値を変更し、各ＥＬサブピクセル内の駆動トランジスタ及びＥＬエミッターの特性の変動、そして具体的には、各ＥＬサブピクセル内のＥＬエミッターの効率の変動を補償することができる。

同時に、補償器は、線形コード値６０２、たとえば、指示される電圧入力を受信する。この線形コード値６０２は、所望の電流６２１を求めるために製造時に測定されたパネルの元のＩ−Ｖ曲線６９１に通される。所望の電流の場合の光出力をその製造時の値に戻すために、演算６２８において、これがパーセント効率６１４で除算される。結果として生成されるブースト電流は、その後、曲線６９１の反転である曲線６９２に通され、効率損失がある場合に、どの指示電圧が望まれる光の量を生成するかを判断する。曲線６９２からの値は、効率調整済み電圧６２２として次のステージに渡される。

効率補償が望まれない場合には、線形コード値６０２は、オプションのバイパス経路６２６として示されるように、変更されずに効率調整済み電圧６２２として次のステージに送られる。効率補償が望まれない場合であっても、依然としてパーセント電流６１３は計算されるが、パーセント効率６１４は計算不要である。

図６Ｃは、図６Ａのブロック６３及び６４の拡大図である。それは、先行するステージから、パーセント電流６１３及び効率調整済み電圧６２２を受信する。ブロック６３「補償を得る」は、反転Ｉ−Ｖ曲線６９２を通してパーセント電流６１３をマッピングし、その結果を測定基準ゲート電圧（５１０）から減算し（図５Ａ５１３）、Ｖ_thシフトΔＶ_th６３１を見つける。ブロック６４「補償する」は演算６３３を含み、その演算は、式１に与えられるように、補償済み電圧出力６０３を計算する。
Ｖ_out＝（ｍ_g＊Ｖ_in＋ｍ_o）＋ΔＶ_th（１＋α（Ｖ_g,ref−Ｖ_in））（式１）
ただし、Ｖ_outは、補償済み電圧出力６０３であり、ΔＶ_thは電圧シフト６３１であり、αはアルファ値６３２であり、Ｖ_g,refは測定基準ゲート電圧５１０であり、Ｖ_inは効率的な調整済み電圧６２２であり、ｍ_gはむら補償利得項６１５であり、ｍ_oはむら補償オフセット項６１６である。式１は、むら補償及び経時変化補償の両方を実行する。それは、各サブピクセル内の駆動トランジスタ及びＥＬエミッターの特性のサブピクセル間変動、又は経時的変動をそれぞれ補償する。しかしながら、これら２つの補償は個別に実行することができる。経時変化補償のみの場合、ｍ_gの乗算及びｍ_oの加算は省くことができる。ステータス信号生成ユニット２４０の上記の第３の実施形態によるむら補償のみの場合、ΔＶ_th項の加算を省くことができる。補償済み電圧出力は、ソースドライバ１４のための変更済み線形コード値として表すことができ、駆動トランジスタ及びＥＬエミッターの特性の変動を補償する。

直線的なＶ_thシフトの場合、αは０であり、演算６３３は、効率調整済み電圧６２２にＶ_thシフト量を加算することに簡約される。任意の特定のピクセルの場合に、新たな測定が行なわれるまで、加算する量は一定である。それゆえ、演算６３３において加算する電圧は、測定が行なわれた後に予め計算することができ、ブロック６３及び６４を、格納された値を探索し、それを加算することに短縮できるようになる。これは、ロジックを大幅に節約することができる。

領域間処理及びビット深度
当該技術分野において既知の画像処理経路は通常非線形コード値（ＮＬＣＶ）、すなわち、輝度に対して非線形の関係を有するデジタル値を生成する（Giorgianni & Madden著「Digital Color Management: encoding solutions」（Reading, Mass.: Addison-Wesley, 1998. Ch. 13, pp. 283-295））。非線形出力を用いることは、通常のソースドライバの入力領域に一致し、かつコード値精度範囲を人の目の精度範囲に一致させる。しかしながら、Ｖ_thシフトは電圧領域動作であるので、線形電圧空間において実施されることが好ましい。ソースドライバ１４を使用し、ソースドライバ１４の前に領域変換を実行して、非線形領域画像処理経路を線形領域補償器と実効的に統合することができる。この検討はデジタル処理に関するものであるが、アナログ又はデジタル／アナログ混在システムにおいても同様の処理を実行できることに留意されたい。また、補償器は、電圧以外の線形空間において動作できることにも留意されたい。たとえば、補償器は線形電流空間において動作することができる。

図７を参照すると、象限Ｉ１２７において領域変換ユニット１２、そして象限ＩＩ１３７において補償器１３の効果に関するジョーンズダイアグラム表示が示される。この図は、これらのユニットの数学的な効果を示しており、それらのユニットが如何に実現されるかを示すものではない。これらのユニットの実施態様はアナログ又はデジタルとすることができ、ルックアップテーブル又は関数を含むことができる。象限Ｉは領域変換ユニット１２の動作を表す。軸７０１上の、非線形コード値（ＮＬＣＶ）とすることができる非線形入力信号が、変換７１１を通してマッピングすることによって変換され、軸７０２上に線形コード値（ＬＣＶ）を形成する。象限ＩＩは補償器１３の動作を表す。軸７０２上のＬＣＶが７２１及び７２２のような変換を通してマッピングされ、軸７０３上に変更済み線形コード値（ＣＬＣＶ）を形成する。

象限Ｉを参照すると、領域変換ユニット１２がサブピクセル毎にそれぞれのＮＬＣＶを受信し、それをＬＣＶに変換する。この変換は、輪郭化及び粒状の黒い染み（crushed blacks）のような目に見える不快なアーティファクトを避けるのに十分な分解能を用いて実行されるべきである。デジタルシステムでは、ＮＬＣＶ軸７０１は、図７に示されるように、量子化することができる。ＬＣＶ軸７０２は、２つの隣接するＮＬＣＶ間の変換７１１の最も小さな変化を表すのに十分な分解能を有することができることが好ましい。これは、ＮＬＣＶステップ７１２及び対応するＬＣＶステップ７１３として示される。ＬＣＶは、その名の通りに線形であるので、ＬＣＶ軸７０２全体の分解能は、ステップ７１３を表すのに十分にすべきである。それゆえ、画像情報の損失を避けるために、ＬＣＶは、ＮＬＣＶよりも細かい分解能を用いて規定できることが好ましい。その分解能は、ナイキストサンプリング定理から類推して、ステップ７１３の２倍とすることができる。

変換７１１は、経時変化していないサブピクセルのための理想的な変換である。それは、任意のサブピクセル又はパネル全体の経時変化との関係を持たない。具体的には、変換７１１は、いかなるＶ_th、Ｖ_oled又はＯＬＥＤの効率変化によっても変更されない。全ての色に対して１つの変換が存在することができるか、又は色毎に１つの変換が存在することができる。領域変換ユニットは、変換７１１を通して、画像処理経路を補償器から切り離し、２つが情報を共有する必要なく一緒に動作できるようにするので好都合である。これは、両方の実施態様を簡単にする。領域変換ユニット１２は、ＬＣＤソースドライバに類似のルックアップテーブル又は関数として実施することができる。

象限ＩＩを参照すると、補償器１３が、サブピクセル毎に、ＬＣＶを変更済み線形コード値（ＣＬＣＶ）に変更する。図７は簡単な事例であり、一般性を失うことなく、直線的なＶ_thシフトを補正する。直線的なＶ_thシフトは、ＬＣＶからＣＬＣＶへの直線的な電圧シフトによって補正することができる。他の経時変化作用は、「実施態様」において上記で説明されたように取り扱うことができる。

変換７２１は、経時変化したサブピクセルの場合の補償器の挙動を表す。したがって、ＣＬＣＶはＬＣＶと同じとすることができる。変換７２２は、経時変化したサブピクセルの場合の補償器の挙動を表す。ＣＬＣＶは、ＬＣＶに該当のサブピクセルのＶ_thシフトを表すオフセットをプラスしたものとすることができる。結果として、補償のためのヘッドルームを与えるために、ＣＬＣＶは一般的に、ＬＣＶよりも大きな範囲を必要とすることになる。たとえば、サブピクセルが、新品であるときには２５６ＬＣＶを必要とし、その寿命にわたる最大シフトが１２８ＬＣＶである場合には、大きく経時変化したサブピクセルの補償をクリップするのを避けるために、ＣＬＣＶは、最大で３８４＝２５６＋１２８までの値を表すことができる必要がある。

図７は、領域変換ユニット及び補償器の作用の１つの完全な例を示す。図７の一点鎖線の矢印に従うと、３のＮＬＣＶが、象限Ｉにおいて示されるように、領域変換ユニット１２によって、変換７１１を通して９のＬＣＶに変換される。経時変化していないサブピクセルの場合、補償器１３は、象限ＩＩにおいて示されるように、変換７２１を通してそれを９のＣＬＣＶとして渡すことになる。１２ＣＬＣＶに類似のＶ_thシフトを有する経時変化したサブピクセルの場合、９のＬＣＶは、変換７２２を通して、９＋１２＝２１のＣＬＣＶに変換されることになる。

一実施形態では、画像処理経路からのＮＬＣＶは９ビット幅である。ＬＣＶは１１ビット幅である。非線形入力信号から線形コード値への変換は、ＬＵＴ又は関数によって実行することができる。補償器は、所望の電圧を表す１１ビット線形コード値を取り込み、１２ビット変更済み線形コード値を生成し、ソースドライバ１４に送る。その後、ソースドライバ１４は、変更済み線形コード値に応答して、取り付けられたＥＬサブピクセルの駆動トランジスタのゲート電極を駆動することができる。補償器は、補償のためのヘッドルームを与えるために、すなわち、電圧範囲７８を電圧範囲７９に拡張し、同時に、最小線形コード値ステップ７１３の場合に必要とされるように、新たな拡張された範囲にわたって同じ分解能を保持するために、その入力よりも、その出力において大きなビット深度を有することができる。補償器出力範囲は、変換７２１の範囲より下に、かつその上に拡張することができる。

パネルの設計寿命にわたって最大のＶ_thシフト７３、Ｖ_oled上昇及び効率損失がどの程度であるかを判断するために各パネル設計を特徴付けることができ、補償器１３及びソースドライバ１４は、補償するだけの十分な範囲を有することができる。この特徴付けは、標準的なトランジスタ飽和領域Ｉ_dsの式を介して、要求される電流から要求されるゲートバイアス及びトランジスタ寸法に進むことができ、その後、経時的なａ−Ｓｉ劣化のための当該技術分野において知られている種々のモデルを介して、経時的なＶ_thシフトに進むことができる。

動作の流れ
パネル設計特徴付け
このセクションは、特定のＯＬＥＤパネル設計の大量生産との関連で説明される。大量生産を開始する前に、その設計を特徴付けることができる。加速寿命試験を実行することができ、種々のレベルまで経時変化した種々のサンプルパネル上の種々の色の種々のサブピクセルに対してＩ−Ｖ曲線が測定される。必要とされる測定の数及びタイプ、並びに経時変化レベルの数及びタイプは、特定のパネルの特性による。これらの測定値を用いて、値アルファ（α）を計算することができ、測定基準ゲート電圧を選択することができる。アルファ（図６Ｃ６３２）は、経時的な直線シフトからの偏差を表す値である。０のα値は、たとえば、Ｖ_thシフトのみの場合に当てはまるように、全ての経時変化が電圧軸上で直線的なシフトであることを示す。測定基準ゲート電圧（図５Ａ５１０）は、補償のために経時変化信号測定が行なわれる電圧であり、許容可能なＳ／Ｎ比を与えつつ、かつ電力損を低く抑えるように選択することができる。

α値は最適化によって計算することができる。一例が表１に与えられる。複数の経時変化条件下で、複数のゲート電圧においてΔＶ_thを測定することができる。その後、各ΔＶ_thと測定基準ゲート電圧５１０におけるΔＶ_thとの間で、ΔＶ_th差が計算される。各ゲート電圧と測定基準ゲート電圧５１０との間でＶ_g差が計算される。その後、式内のΔＶ_thとして測定基準ゲート電圧５１０における適切なΔＶ_thを用いて、かつ（Ｖ_g,ref−Ｖ_in）として適切な計算されたゲート電圧差を用いて、測定毎に式１の内項、ΔＶ_th・α・（Ｖ_g,ref−Ｖ_in）を計算して、予測されるΔＶ_th差を生成することができる。その後、α値を繰返し選択して、予測されるΔＶ_th差と計算されたΔＶ_th差との間の誤差を低減し、好ましくは数学的に最小限にすることができる。誤差は、最大差又はＲＭＳ差として表すことができる。Ｖ_g差の関数としてのΔＶ_th差の最小二乗当てはめのような、当該技術分野において既知である代替の方法を用いることもできる。

α及び測定基準ゲート電圧に加えて、特徴付けによって、上記のように、Ｖ_thシフトの関数としてのＶ_oledシフト、Ｖ_thシフトの関数としての効率損失、サブピクセル当たりの自己発熱成分、最大Ｖ_thシフト、Ｖ_oledシフト及び効率損失、並びに非線形／線形変換及び補償器において必要とされる分解能も決定することができる。必要とされる分解能は、同じ譲受人に譲渡される同時係属の米国特許出願公開第２００８／０２５２６５３号のようなパネル較正手順に関連して特徴付けることができ、その開示は本明細書に援用される。下記で「現場において」で説明されるように、特徴付けによって、現場において特徴付け測定を行なうための条件、及び特定のパネル設計の場合に、ステータス信号生成ユニット２４０のどの実施形態を使用すべきであるかも決定することができる。これら全ての決定は、当業者が行うことができる。

大量生産
設計が特徴付けられると、大量生産を開始することができる。製造時に、ステータス信号生成ユニット２４０の選択された実施形態に従って、生産されるパネル毎に適切な値が測定される。たとえば、Ｉ−Ｖ曲線及びサブピクセル電流を測定することができる。Ｉ−Ｖ曲線は、複数のサブピクセルのための曲線の平均とすることができる。パネルの異なる色毎に、又は異なる領域毎に別々の曲線が存在することができる。現実的なＩ−Ｖ曲線を形成するだけの十分な駆動電圧において電流を測定することができ、Ｉ−Ｖ曲線における任意の誤差が結果に影響を及ぼす可能性がある。測定基準ゲート電圧においてサブピクセル電流を測定して、ターゲット信号ｉ₀６１１を与えることができる。むら補償の場合、サブピクセル毎に２回の測定が行なわれ、ｍ_g及びｍ_oの値が計算される。Ｉ−Ｖ曲線、基準電流及びむら補償値は、パネルに関連付けられる不揮発性メモリに格納され、現場に送られる。

現場において
現場に出ると、パネル上のサブピクセルは、如何に激しく駆動されるかに応じて異なる速度で経時変化する。しばらくして、１つ又は複数のピクセルが、補償される必要があるほど十分にシフトした。その時点を判断する方法が、以下において検討される。

補償するために、補償測定が行なわれ、適用される。補償測定値は、測定基準ゲート電圧における各サブピクセルの電流からなる。測定値は、上記の「アルゴリズム」において説明されるように適用される。測定値は格納されるので、次の時点に測定が行なわれるまで、そのサブピクセルが駆動されるときにはいつでも適用することができる。補償測定を行なうときに、シーケンスコントローラ３７が、パネル全体、又はその任意のサブセットを選択することができる。任意のサブピクセルを駆動するとき、その補償において、そのサブピクセルのための直近の測定値を用いることができる。直近に測定されたサブピクセルからのステータス信号を補間して、直近の測定パスにおいて測定されないサブピクセルのための更新済みステータス信号を推定することもできる。こうして、或る時点において、サブピクセルの第１のサブセットを測定することができ、別の時点で第２のサブセットを測定することができ、それにより、直近の測定パスにおいて全てのサブピクセルが測定されていない場合であっても、パネルにわたって補償できるようになる。１つのサブピクセルよりも大きなブロックを測定し、ブロック内の全てのサブピクセルに同じ補償を適用することもできるが、それには、ブロック境界アーティファクトを導入するのを避けるために注意を要する。さらに、１サブピクセルよりも大きなブロックを測定することは、高い空間周波数パターンの目に見える焼き付きを受けやすくする：そのようなパターンは、ブロックサイズよりも小さな特徴を有する可能性がある。この焼き付きへの弱さは、個々のサブピクセルに比べて複数サブピクセルのブロックを測定するために必要とされる時間が短いことに対するトレードオフとすることができる。

補償測定は、所望により、頻繁に行なうことも、稀にしか行なわないこともできる。通常の範囲は、８時間に一度から４週間に一度とすることができる。図８は、パネルの動作時間の関数としての、補償測定が行なわれるべき頻度の一例を示す。この曲線は一例にすぎない。実際には、その設計の加速寿命試験を通して、任意の特定のパネル設計について、この曲線を決定することができる。測定頻度は、駆動トランジスタ及びＥＬエミッターの特性の経時的な変化速度に基づいて選択することができる。パネルが新品であるときには、いずれのシフトも速いので、パネルが新品であるときには、古いときよりも、頻繁に補償測定を行なうことができる。補償測定を行なう時点を判断する複数の方法がある。たとえば、或る所与の駆動電圧において動作中であるパネル全体によって引き込まれる全電流を測定し、同じ測定の以前の結果と比較することができる。別の例では、温度、周囲光のような、パネルに影響を及ぼす環境要因を測定することができ、たとえば、周囲温度が或るしきい値よりも大きく変化している場合には、補償測定を行なうことができる。代替的には、パネルの画像エリアにおいて、又はその外側において、個々のサブピクセルの電流を測定することができる。パネルの画像エリア外にある場合には、そのサブピクセルは測定のために設けられる基準サブピクセルとすることができる。サブピクセルは、周囲条件の所望のいかなる部分にも晒すことができる。たとえば、サブピクセルが、周囲光ではなく、周囲温度に応答するように、サブピクセルを不透明な材料で覆うことができる。

本発明は、特定の好ましい実施形態を特に参照しながら詳細に説明されてきたが、本発明の精神及び範囲内で複数の変形及び変更をもたらすことができることは理解されよう。

たとえば、図２に示されるＥＬサブピクセル１５は、Ｎチャネル駆動トランジスタ及び非反転ＥＬ構造のためのものある。ＥＬエミッター２０２は、第２の供給電極２０５に関連付けられ、その電極は駆動トランジスタ２０１のソース電極であり、ゲート電極２０３上の電圧が高いほど、多くの光出力を指示し、電圧供給源２１１は、第２の電圧供給源２０６に対して正であるので、電流は２１１から２０６に流れる。しかしながら、本発明は、Ｐチャネル又はＮチャネル駆動トランジスタ、及び非反転（共通カソード）又は反転（共通アノード）ＥＬエミッターの任意の組み合わせに適用することができる。これらの場合の回路に対する適切な変更は当該技術分野において既知である。

好ましい実施形態では、本発明は、有機発光ダイオード（ＯＬＥＤ）を含むディスプレイパネルにおいて用いられ、それらの有機発光ダイオードは、限定はしないが、Tang他による米国特許第４，７６９，２９２号及びVanSlyke他による米国特許第５，０６１，５６９号において開示されるような、小分子又は高分子ＯＬＥＤから構成される。有機発光ダイオード材料の多くの組み合わせ及び変形を用いて、そのようなパネルを製造することができる。図２を参照すると、ＥＬエミッター２０２がＯＬＥＤエミッターであるとき、ＥＬサブピクセル１５はＯＬＥＤサブピクセルである。本発明は、ＯＬＥＤ以外のＥＬエミッターにも当てはまる。他のＥＬエミッタータイプの劣化モードは、本明細書において記述される劣化モードとは異なる可能性があるが、それでも、本発明の測定、モデル化及び補償技法を適用することができる。

上記の実施形態は、時間の関数として安定していないか（ａ−Ｓｉ等）、初期不均一性を示す任意のアクティブマトリックスバックプレーンに適用することができる。たとえば、有機半導体材料及び酸化亜鉛から形成されるトランジスタは、時間の関数として変化することが知られており、それゆえ、この同じ手法をこれらのトランジスタにも適用することができる。さらに、本発明はトランジスタの経時変化から独立して、ＥＬエミッターの経時変化を補償することができるので、本発明は、低温ポリシリコン（ＬＴＰＳ）ＴＦＴのような、経時変化しないトランジスタを用いるアクティブマトリックスバックプレーンにも適用することができる。ＬＴＰＳバックプレーンでは、駆動トランジスタ２０１及び選択トランジスタ３６は低温ポリシリコントランジスタである。

１０全体システム
１１非線形入力信号
１２線形領域へのコンバータ
１３補償器
１４ソースドライバ
１５ＥＬサブピクセル
１６電流測定回路
３０ＥＬパネル
３２列線
３２ａ列線
３２ｂ列線
３２ｃ列線
３３ゲートドライバ
３４ａ行線
３４ｂ行線
３４ｃ行線
３５サブピクセルマトリックス
３６選択トランジスタ
３７シーケンスコントローラ
４１電流
４２電流
４３差
４９暗電流
６１ブロック
６２ブロック
６３ブロック
６４ブロック
７８電圧範囲（注記：３６ページ）
７９電圧範囲（注記：３６ページ）
９０直線の当てはめ
１２７象限
１３７象限
２００スイッチ
２０１駆動トランジスタ
２０２ＥＬエミッター
２０３ゲート電極
２０４第１の供給電極
２０５第２の供給電極
２０６電圧供給源
２０７第１の電極
２０８第２の電極
２１０電流ミラーユニット
２１１電圧供給源
２１２第１の電流ミラー
２１３第１の電流ミラー出力
２１４第２の電流ミラー
２１５バイアス供給源
２１６電流／電圧コンバータ
２２０相関ダブルサンプリングユニット
２２１サンプルアンドホールドユニット
２２２サンプルアンドホールドユニット
２２３差動増幅器
２３０アナログ／デジタルコンバータ
２４０ステータス信号生成ユニット
４２１自己発熱量
４２２自己発熱量
４２３測定
４２４電流
５０１経時変化していないＩ−Ｖ曲線
５０２経時変化したＩ−Ｖ曲線
５０３電圧差
５０４電圧差
５０５電圧差
５０６電圧差
５１０測定基準ゲート電圧
５１１電流
５１２ａ電流
５１２ｂ電流
５１３電圧
５１４電圧シフト
５２１Ｉ−Ｖ曲線
５２２Ｉ−Ｖ曲線
５３０基準Ｉ−Ｖ曲線
５３１補償済みＩ−Ｖ曲線
５３２補償済みＩ−Ｖ曲線
５４１誤差曲線
５４２誤差曲線
５５０電圧シフト
５５２電圧シフト
６０１場所
６０２線形コード値
６０３補償済み電圧出力
６１１ターゲット信号
６１２測定値
６１３パーセント電流
６１４パーセント効率
６１５むら補正利得項
６１６むら補償オフセット項
６１９メモリ
６２１電流
６２２電圧
６２６バイパス経路
６２８演算
６３１電圧シフト
６３２アルファ値
６３３演算
６９１Ｉ−Ｖ曲線
６９２Ｉ−Ｖ曲線の反転
６９５モデル
７０１軸
７０２軸
７０３軸
７１１変換における最小の変化
７１２ステップ
７１３ステップ
７２１変換
７２２変換
１００２ストレージキャパシタ
１０１１バス線
１０１２シートカソード

Claims

ＥＬパネル内の複数のＥＬサブピクセル内の駆動トランジスタのゲート電極に駆動トランジスタ制御信号を与えるための装置であって、該ＥＬパネルは、第１の電圧供給源、第２の電圧供給源、及び該ＥＬパネル内の複数のＥＬサブピクセルを含み、各ＥＬサブピクセルは、各ＥＬサブピクセル内のＥＬエミッターに電流を印加するための駆動トランジスタを含み、各駆動トランジスタは、前記第１の電圧供給源に電気的に接続される第１の供給電極と、前記ＥＬエミッターの第１の電極に電気的に接続される第２の供給電極とを有し、各ＥＬエミッターは、前記第２の電圧供給源に電気的に接続される第２の電極を含み、
その改良は、
（ａ）前記複数のＥＬサブピクセルのうちの１つ又は複数を選択するためのシーケンスコントローラと、
（ｂ）前記１つ又は複数の選択されたＥＬサブピクセルの前記駆動トランジスタの前記ゲート電極に電気的に接続される試験電圧源と、
（ｃ）前記第１の電圧供給源、前記第２の電圧供給源、及び前記試験電圧源の電圧を制御して、前記１つ又は複数の選択されたＥＬサブピクセルの前記駆動トランジスタを線形領域において動作させるための電圧コントローラと、
（ｄ）前記第１の電圧供給源及び前記第２の電圧供給源を通って流れる電流を測定し、前記１つ又は複数の選択されたＥＬサブピクセルの前記駆動トランジスタ及び前記ＥＬエミッターの特性を表す、前記１つ又は複数の選択されたＥＬサブピクセル毎のそれぞれのステータス信号を与えるためのものであって、前記１つ又は複数の選択されたＥＬサブピクセルの前記駆動トランジスタが前記線形領域において動作する間に、前記電流が測定される、測定回路と、
（ｅ）サブピクセル毎に線形コード値を与えるための手段と、
（ｆ）前記ステータス信号に応答して前記線形コード値を変更し、各サブピクセル内の前記駆動トランジスタ及び前記ＥＬエミッターの特性の変動を補償するための補償器と、
（ｇ）前記駆動トランジスタの前記ゲート電極を駆動するために、前記変更した線形コード値に応答して前記駆動トランジスタ制御信号を生成するためのソースドライバと、を備える、装置。
ＥＬサブピクセル毎にそれぞれのターゲット信号を与える手段をさらに含み、前記測定回路は、前記１つ又は複数の選択されたＥＬサブピクセル毎に前記それぞれのステータス信号を与える間に、前記ターゲット信号を用いる、請求項１に記載の装置。
前記測定回路は、各ＥＬサブピクセルの前記それぞれのターゲット信号を格納するためのメモリをさらに含む、請求項１に記載の装置。
前記メモリは、各ＥＬサブピクセルのそれぞれの直近の電流測定値をさらに格納する、請求項３に記載の装置。
各ＥＬエミッターはＯＬＥＤエミッターであり、各駆動トランジスタは低温ポリシリコントランジスタである、請求項１に記載の装置。
前記測定用回路は、
ｉ）電圧信号を生成するための電流／電圧コンバータと、
ｉｉ）前記電圧信号に応答して、前記ステータス信号を前記補償器に与えるのに用いられる相関ダブルサンプリングユニットと、
を備える、請求項１に記載の装置。
複数の第２の電圧供給源をさらに備え、各ＥＬエミッターの前記第２の電極は、１つのみの第２の電圧供給源に電気的に接続される、請求項１に記載の装置。
前記ＥＬパネル内の前記複数のＥＬサブピクセルは行及び列に配列され、前記シーケンスコントローラは、選択された行内の全てのＥＬサブピクセルを選択する、請求項１に記載の装置。
前記シーケンスコントローラは異なる時点において異なるグループのＥＬサブピクセルを選択する、請求項１に記載の装置。
前記測定回路は、異なる時点において前記第１の電圧供給源及び前記第２の電圧供給源を通って流れる電流を測定し、各ステータス信号は、前記それぞれの駆動トランジスタ及び前記ＥＬエミッターの或る動作期間にわたる動作によって引き起こされる該それぞれの駆動トランジスタ及び該ＥＬエミッターの特性の変動を表す、請求項１に記載の装置。
前記補償器は、前記線形コード値に応答して該線形コード値をさらに変更し、各サブピクセル内の前記駆動トランジスタ及び前記ＥＬエミッターの特性の変動を補償する、請求項１に記載の装置。
前記第１の供給電極及び前記第２の供給電極を通して、前記測定回路を前記電流の流れに選択的に電気的に接続するためのスイッチをさらに含む、請求項１に記載の装置。
前記測定回路は、前記第１の供給電極及び前記第２の供給電極を通って流れる前記駆動電流の関数であるミラー電流を生成するための第１の電流ミラーと、該第１の電流ミラーにバイアス電流を印加して該第１の電流ミラーのインピーダンスを下げるための第２の電流ミラーとを含む、請求項１に記載の装置。
前記測定された電流は、選択されたしきい値電流よりも小さい、請求項１に記載の装置。