JP2012109801A - 信号増幅回路、電流電圧変換回路、および光受信器 - Google Patents

Abstract

【課題】入力電流の大きさの変化に応じた出力電圧波形の歪みを抑えることができる信号増幅回路、電流電圧変換回路、および光受信器を提供する。
【解決手段】プリアンプ１３は、トランジスタ２１、及び該トランジスタ２１と電源電位線１８との間において出力信号を提供するノードＡを有し、光電流Ｉｉｎを受ける信号入力端１３ａにトランジスタ２１のエミッタが接続され、ノードＡにトランジスタ２１のコレクタが接続されたベース接地回路２０と、ノードＡに接続され、出力電圧Ｖｏｕｔの平均レベルから利得制御信号Ｖａｇｃを生成する検知回路５０と、ベース接地回路２０に対して並列に接続されたトランジスタ３１を有し、そのベースに利得制御信号Ｖａｇｃを受ける分流回路３０とを備える。検知回路５０は、平均レベルの上昇に応じてトランジスタ３１を流れる電流が大きくなるように利得制御信号Ｖａｇｃを生成する。
【選択図】図２

Description

本発明は、信号増幅回路、電流電圧変換回路、および光受信器に関するものである。

特許文献１には、信号電流を信号電圧に変換するベース接地回路を含む増幅回路が記載されている。図１２は、この増幅回路の回路構成を示す図である。同図に示されるように、この増幅回路１００は、トランジスタ１０１〜１０３を備える。トランジスタ１０１のエミッタは定電圧端子１０４に、トランジスタ１０１のコレクタは負荷抵抗１０５を介して定電圧端子１０６に、それぞれ接続されている。また、トランジスタ１０１のコレクタはトランジスタ１０２のベースに接続されており、トランジスタ１０２のコレクタは定電圧端子１０６に、トランジスタ１０２のエミッタは抵抗１０７を介してトランジスタ１０１のベースに、それぞれ接続されている。また、トランジスタ１０３のコレクタはトランジスタ１０１のベースに、トランジスタ１０３のベースは定電圧端子１０８に、トランジスタ１０３のエミッタは定電流源１０９を介して定電圧端子１１０に、それぞれ接続されている。

特許文献２には、受光素子で変換された電流信号を電圧信号に変換するための光受信器用トランスインピーダンスアンプが記載されている。このトランスインピーダンスアンプは、ベース接地されたトランジスタと、該トランジスタのエミッタに接続された可変電流源と、該トランジスタのコレクタに接続された負荷用の抵抗器と、該トランジスタのベースに接続された定電圧源と、該トランジスタのエミッタに接続された入力端子と、該トランジスタのコレクタに接続された出力端子と、この出力端子と可変電流源との間に設けられた電流源制御回路とを備える。可変電流源は、制御信号によってその電流値を変えられる機能を有する。電流源制御回路は、出力端子の出力電圧に応じて電流値を変えるための制御信号を出力する。

特許文献３には、入力電流を電圧信号に変換するためのトランスインピーダンスアンプ回路が記載されている。この回路は、異なる電圧を供給する複数の電源電圧手段と、入力電流に応じて複数の電源電圧手段を切り替えることにより、使用する電圧を制御する制御手段とを備える。

特開平９−８５６４号公報 特開平１１−２０５０４７号公報 特開２００９−２４６８２３号公報

光通信において使用される一般的な光受信回路は、フォトダイオード（以下、ＰＤとする）及びプリアンプを含んで構成される。プリアンプは、ＰＤにおいて生成された光電流を電圧信号に変換する。多くの場合、プリアンプとしてトランスインピーダンスアンプ（Trans Impedance Amplifier；ＴＩＡ）が用いられる。ＴＩＡは、反転アンプ（入力の位相に対して出力の位相が反転するアンプ）の入出力間にインピーダンス素子を接続し、かつ反転アンプのバイアス電流（入力電流）を極めて小さく設定して、光電流のほぼ全てをインピーダンス素子に流入させ、インピーダンス素子における電圧降下を電圧信号として取り出すものである。

しかし、ＴＩＡにおいては、反転アンプの入力インピーダンスを大きくする必要があるので、信号波形が入力容量の影響を強く受けてしまい、高い周波数帯域での周波数特性を良好に保つには困難を伴う。

このような問題を抱えるＴＩＡとは別に、プリアンプとしてベース接地回路を用いる方式がある。すなわち、ＰＤからの光電流の全てをベース接地トランジスタで受け、該トランジスタのコレクタ電圧を電圧信号として取り出す方式である。このような回路方式によって、プリアンプの入力インピーダンスを小さくすることができ、信号波形への入力容量の影響を抑えることができる。また、該トランジスタのエミッタへの入力電流とコレクタからの出力電圧は互いに同じ位相となるので、ミラー容量の影響も緩和され、高い周波数帯域での周波数特性を良好に保つことが容易にできる。

しかしながら、ベース接地回路を備える従来のプリアンプには、以下の課題がある。図１３は、従来の一般的なベース接地回路の構成を示す回路図である。このベース接地回路２００は、ベース接地トランジスタ２０１を備える。ベース接地トランジスタ２０１のベースには、固定バイアス電圧Ｖａが入力される。固定バイアス電圧Ｖａは、抵抗２０２ａ及び２０２ｂが電源電位線２０３の電源電圧Ｖｃｃを分圧することにより生成される。なお、トランジスタ２０１のベースは、接地電位線２０４に直接接続されてもよい。トランジスタ２０１のコレクタは負荷抵抗２０５を介して電源電位線２０３に接続されている。トランジスタ２０１のエミッタは、定電流Ｉｃを生成する定電流源２０６を介して接地電位線２０４に接続されている。入力電流Ｉｉｎはトランジスタ２０１のエミッタに入力され、出力電圧Ｖｏｕｔはトランジスタ２０１のコレクタから取り出される。

このベース接地回路２００においては、電流信号Ｉｉｎが入力されないとき、トランジスタ２０１及び負荷抵抗２０５を流れる電流の大きさはＩｃである。電流信号Ｉｉｎが入力されると、トランジスタ２０１及び負荷抵抗２０５に流れる電流の大きさはＩｃ−Ｉｉｎとなる。従って、電流信号Ｉｉｎが大きいほど負荷抵抗２０５の電圧降下が小さくなり、出力電圧Ｖｏｕｔが高くなる。しかし、出力電圧Ｖｏｕｔは電源電位線２０３の電源電圧Ｖｃｃを超えることはできず、電流信号Ｉｉｎが大きくなると、出力電圧Ｖｏｕｔは次第に電源電圧Ｖｃｃに近づいて飽和することとなる。

ここで、図１４及び図１５は、出力電圧Ｖｏｕｔのアイパターンの一例を示す図である。図１４（ａ）はＩｉｎが１００μＡである場合を示し、図１４（ｂ）はＩｉｎが１０００μＡである場合を示し、図１５（ａ）はＩｉｎが１２５０μＡである場合を示し、図１５（ｂ）はＩｉｎが２０００μＡである場合を示している。なお、これらの図において、縦軸は出力電圧Ｖｏｕｔ（単位Ｖ）を示し、横軸は時間（単位ピコ秒）を示している。これらの図に示されるように、ベース接地回路２００においては、電流信号Ｉｉｎが大きくなる程、アイパターンのクロスポイントが相対的に高電位側へシフトする。これは、電流信号Ｉｉｎが大きいほど、出力電圧Ｖｏｕｔが早く立ち上がり、飽和するためである。このように、従来のベース接地回路２００では、入力電流の大きさの変化に応じて出力電圧波形が歪んでしまうので、入力電流の大きさが制限されるという課題がある。

本発明は、このような問題点に鑑みてなされたものであり、入力電流の大きさの変化に応じた出力電圧波形の歪みを抑えることができる信号増幅回路、電流電圧変換回路、および光受信器を提供することを目的とする。

上述した課題を解決するために、本発明による信号増幅回路は、ベース接地回路、利得制御回路及び分流回路を備える。ベース接地回路は、入力信号電流を受ける信号入力端と、出力信号端と、該信号入力端及び該出力信号端にそれぞれの電流端子が接続されており固定バイアスで駆動される第一のトランジスタとを有する。利得制御回路は、出力信号端に現れる出力信号から利得制御信号を生成する。分流回路は、信号入力端に一方の電流端子が接続され、利得制御信号を受ける制御端子を有し、ベース接地回路に並列に接続された第二のトランジスタを含む。利得制御回路は、出力信号に依存して第一のトランジスタを流れる電流を増減させる。

また、信号増幅回路は、一方の電流端子が信号出力端に接続され、利得制御信号を受ける制御端子を有し、利得制御信号に従って信号出力端から電流を流入させる第三のトランジスタを更に備えてもよい。

また、本発明による電流電圧変換回路は、入力信号電流を受ける信号入力端と、出力信号端と、該信号入力端及び該出力信号端にそれぞれ電流端子が接続されており制御端子に固定バイアスが入力される第一のトランジスタを備えたベース接地回路と、出力信号端に現れる出力信号から利得制御信号を生成する利得制御回路と、信号入力端に一方の電流端子が接続され、利得制御信号を受ける制御端子を有し、ベース接地回路に並列に接続され、利得制御信号に従って第一のトランジスタを流れる電流を増減させる第二のトランジスタを含む分流回路と、一方の電流端子が信号出力端に接続され、利得制御信号を受ける制御端子を有し、利得制御信号に従って信号出力端子から電流を流入させる第三のトランジスタと、信号出力端子に接続された負荷抵抗と、信号入力端子に接続され、第一及び第二のトランジスタに流れる電流の総和を決定する第一の定電流源とを有する。

また、電流電圧変換回路は、固定バイアスを制御端子に受け、一方の電流端子が第三のトランジスタの他方の電流端子に接続された第四のトランジスタと、第三のトランジスタと第四のトランジスタに流れる電流の総和を決定する第二の定電流源とを更に有してもよい。

また、本発明による光受信器は、上述したいずれかの電流電圧変換回路と、光信号を入力し、該光信号の強度に応じた大きさの信号電流を入力信号電流として信号入力端に提供するフォトダイオードとを備えることを特徴とする。

本発明による信号増幅回路、電流電圧変換回路、および光受信器によれば、入力電流の大きさの変化に応じた出力電圧波形の歪みを抑えることができる。

図１は、本発明の一実施形態に係る光受信器の構成を示す図である。 図２は、本実施形態のプリアンプの具体的な構成例を示す回路図である。 図３は、ベース接地回路、分流回路、及び電流補償回路の基本的な構成を示す。 図４は、第一トランジスタ及び第二トランジスタのコレクタ電流の変化の様子を示すグラフである。 図５は、第一トランジスタ及び第三トランジスタのコレクタ電流、並びに負荷抵抗を流れる電流の変化の様子を示すグラフである。 図６は、負荷抵抗を流れる電流、並びに第一トランジスタ、第二トランジスタ、及び第三トランジスタの各コレクタ電流の波形の関係を示すグラフである。 図７は、本実施形態における出力電圧のアイパターンの一例を示す図である。 図８は、本実施形態における出力電圧のアイパターンの一例を示す図である。 図９は、光電流の大きさと利得制御信号との関係を示すグラフである。 図１０は、光電流を０〜１．５ｍＡの間において０．１ｍＡ刻みで増加させたときの、出力電圧の波形の変化を示す図である。 図１１は、図１０における出力電圧の振幅の変化を示すグラフであり、縦軸は利得制御信号の振幅を示し、横軸は光電流を示している。 図１２は、特許文献１に記載された増幅回路の回路構成を示す図である。 図１３は、従来の一般的なベース接地回路の構成を示す回路図である。 図１４は、従来の一般的なベース接地回路の出力電圧のアイパターンの一例を示す図である。 図１５は、従来の一般的なベース接地回路の出力電圧のアイパターンの一例を示す図である。

以下、添付図面を参照しながら本発明による信号増幅回路、電流電圧変換回路、および光受信器の実施の形態を詳細に説明する。なお、図面の説明において同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。

図１は、本発明の一実施形態に係る光受信器の構成を示す図である。この光受信器１０は、ＰＤ１１からの光電流Ｉｉｎを電圧信号に変換し、増幅して出力するための装置である。図１に示されるように、光受信器１０は、ＰＤ１１と、光受信回路１２とを備える。光受信回路１２は、プリアンプ１３、３つの差動増幅回路１４、１５及び１６、並びにオフセット補償回路１７を有する。

ＰＤ１１は、高周波の光信号を入力し、該光信号の強度に応じた大きさの信号電流（光電流Ｉｉｎ）を生成する。ＰＤ１１は、この光電流Ｉｉｎを入力信号電流として光受信回路１２に提供する。光電流Ｉｉｎは、光受信回路１２の入力端子１２ａを経てプリアンプ１３に入力される。プリアンプ１３は、本実施形態における信号増幅回路であり且つ電流電圧変換回路である。プリアンプ１３は、光電流Ｉｉｎに応じた出力電圧Ｖｏｕｔを生成する。出力電圧Ｖｏｕｔは、差動増幅回路１４〜１６に順次入力され、増幅される。差動増幅回路１６から出力された電圧信号は、光受信回路１２の出力端子１２ｂを経て外部へ出力される。

オフセット補償回路１７は、差動増幅回路１４のオフセットを調整するためのフィードバック回路であり、差動増幅回路１６から出力された電圧信号を入力し、この電圧信号に基づいて差動増幅回路１４のオフセットを調整する。

図２は、本実施形態のプリアンプ１３の具体的な構成例を示す回路図である。同図に示されるように、プリアンプ１３は、ベース接地回路２０、分流回路３０、電流補償回路４０、検知回路５０、及びエミッタフォロワ回路５１を備える。なお、図３は、理解の容易の為、ベース接地回路２０、分流回路３０、及び電流補償回路４０の基本的な構成を示す。

ベース接地回路２０は、トランジスタ２１及び負荷抵抗２２を有する。トランジスタ２１は、本実施形態における第一トランジスタであり、電源電位線（第一定電位線）１８と、電源電位線１８より低い電位の基準電位線（第二定電位線）１９との間に接続されている。具体的には、トランジスタ２１のエミッタ（一方の電流端子）は、定電流源６１を介して基準電位線１９に接続されている。また、トランジスタ２１のコレクタ（他方の電流端子）は、ノードＡを介して電源電位線１８に接続されている。負荷抵抗２２は、ノードＡと電源電位線１８との間に接続されている。

ノードＡは、トランジスタ２１と電源電位線１８との間において、出力電圧（出力信号）Ｖｏｕｔを提供する。すなわち、ノードＡはプリアンプ１３の信号出力端１３ｂに接続されており、プリアンプ１３では、エミッタフォロワ回路５１のトランジスタ５１ａのエミッタ電圧が出力電圧Ｖｏｕｔとして供給される。トランジスタ２１のエミッタには、プリアンプ１３の信号入力端１３ａが接続されている。信号入力端１３ａには、ＰＤ１１からの光電流Ｉｉｎ（入力信号電流）が入力される。トランジスタ２１のベース（制御端子）には、抵抗６２ａ、６２ｂによって分圧された定電位Ｖｂｉａｓが与えられる。

分流回路３０は、トランジスタ３１を有する。トランジスタ３１は、本実施形態における第二トランジスタであり、ベース接地回路２０に対して並列に接続されている。具体的には、トランジスタ３１のエミッタ（一方の電流端子）は、トランジスタ２１のエミッタに短絡されるとともに、定電流源６１を介して基準電位線１９に接続されている。また、トランジスタ３１のコレクタ（他方の電流端子）は、２つのダイオード接続トランジスタ３２，３３を介して電源電位線１８に接続されている。トランジスタ３１のベース（制御端子）には、後述する検知回路５０から利得制御信号Ｖａｇｃが入力される。

なお、定電流源６１は、本実施形態における第一定電流源である。定電流源６１は、トランジスタ２１及びトランジスタ３１の各エミッタと基準電位線１９との間に接続されており、定電流Ｉｂｉａｓ１を生成する。

電流補償回路４０は、トランジスタ４１及び４２を有する。トランジスタ４１は、本実施形態における第三トランジスタであり、ノードＡと基準電位線１９との間に接続されている。また、トランジスタ４２は、本実施形態における第四トランジスタであり、トランジスタ４１及び負荷抵抗２２に対して並列に接続されている。

具体的には、トランジスタ４１のコレクタ（一方の電流端子）は、ノードＡを介して負荷抵抗２２に接続され、且つトランジスタ２１のコレクタに直接接続されている。また、トランジスタ４１のエミッタ（他方の電流端子）は、定電流源６３を介して基準電位線１９に接続されている。トランジスタ４１のベース（制御端子）には、後述する検知回路５０から利得制御信号Ｖａｇｃが入力される。

トランジスタ４２のコレクタ（一方の電流端子）は、２つのダイオード接続トランジスタ４３，４４を介して電源電位線１８に接続されている。また、トランジスタ４２のエミッタ（他方の電流端子）は、トランジスタ４１のエミッタに短絡されるとともに、定電流源６３を介して基準電位線１９に接続されている。トランジスタ４２のベース（制御端子）には、トランジスタ２１のベースに提供されるベースバイアス電圧Ｖｂｉａｓと同じ大きさのベースバイアス電圧が与えられる。本実施形態では、トランジスタ４２のベースに定電圧源６２からベースバイアス電圧Ｖｂｉａｓが入力される。

なお、定電流源６３は、本実施形態における第二定電流源である。定電流源６３は、トランジスタ４１及び４２の各エミッタと基準電位線１９との間に接続されており、定電流源６１が生成する定電流Ｉｂｉａｓ１と実質的に等しい大きさの定電流Ｉｂｉａｓ２を生成する。

エミッタフォロワ回路５１は、電源電位線１８と基準電位線１９との間に直列に接続されたトランジスタ５１ａ及び定電流源５１ｂを含む。トランジスタ５１ａのコレクタは電源電位線１８に接続されており、トランジスタ５１ａのエミッタは定電流源５１ｂに接続されている。トランジスタ５１ａのベースはノードＡに接続されており、出力電圧Ｖｏｕｔを受ける。

検知回路（利得制御回路）５０は、ノードＡに接続され、出力電圧Ｖｏｕｔの平均レベルを検知し、該平均レベルから利得制御信号Ｖａｇｃを生成する。そして、検知回路５０は、この利得制御信号Ｖａｇｃを、トランジスタ３１及び４１の各ベースに提供する。検知回路５０は、平均レベルの上昇に応じてトランジスタ３１及び４１を流れる電流が大きくなるように、利得制御信号Ｖａｇｃを生成する。

具体的には、本実施形態の検知回路５０は、図２に示されるように、積分回路５２を有する。積分回路５２は、出力電圧Ｖｏｕｔの平均レベルを生成するための回路であり、抵抗素子５２ａ及び容量素子５２ｂを含むＲＣ積分回路からなる。積分回路５２の一端はトランジスタ５１ａのエミッタに接続されており、積分回路５２は該一端から出力電圧Ｖｏｕｔを受ける。積分回路５２の他端は、直流フィードバック回路５３及び抵抗素子５４を介してトランジスタ３１及び４１の各ベースに接続されており、これらのベースに対し、出力電圧Ｖｏｕｔの平均レベルを利得制御信号Ｖａｇｃとして提供する。直流フィードバック回路５３は、リファレンス電位発生回路５５のリファレンス電位と積分回路５２の出力電圧との差分にゲインが乗ぜられた電圧を出力する構成となっている。

なお、一実施例では、抵抗素子５２ａの抵抗値は２０ｋΩであり、容量素子５２ｂの容量は０．１ｕＦである。この場合、積分回路５２の時定数は光信号の周期より格段に大きくなり、ほぼ出力信号Ｖｏｕｔの直流成分のみが利得制御信号Ｖａｇｃとなる。

以上の構成を備えるプリアンプ１３の動作について、分流回路３０のトランジスタ３１がオン状態の時とオフ状態の時に分けて説明する。

トランジスタ３１がオフ状態のとき、すなわち出力電圧Ｖｏｕｔの平均レベルがトランジスタ３１及び４１をターンオンさせるほど高くない場合には、このプリアンプ１３の動作は、図１３に示した従来のベース接地回路の動作と同様になる。すなわち、トランジスタ２１及び負荷抵抗２２を流れる電流の大きさは、定電流Ｉｂｉａｓ１から光電流Ｉｉｎを差し引いた大きさ（Ｉｂｉａｓ１−Ｉｉｎ）となる。したがって、光電流Ｉｉｎの増減が負荷抵抗２２の電流の増減に直接反映され、負荷抵抗２２の電圧降下量に応じた大きさの出力電圧Ｖｏｕｔが得られる。

一方、出力電圧Ｖｏｕｔの平均レベルが或る値より大きくなると、利得制御信号Ｖａｇｃによってトランジスタ３１がオン状態となる。そして、利得制御信号Ｖａｇｃは、出力電圧Ｖｏｕｔの平均レベルの上昇に応じてトランジスタ３１を流れる電流を大きくする。このとき、トランジスタ２１及び３１は、いずれもベース接地の増幅回路として動作するので、トランジスタ２１及び３１それぞれのコレクタには、同相の電流信号が現れる。これらの電流信号の大きさは、定電流Ｉｂｉａｓ１から光電流Ｉｉｎを差し引いた電流（Ｉｂｉａｓ１−Ｉｉｎ）を、トランジスタ２１及び３１の各ベース電位（Ｖｂｉａｓ、Ｖａｇｃ）の比率で配分した大きさとなる。すなわち、光電流Ｉｉｎの変化分が全てトランジスタ２１のコレクタに反映されずに、その一部のみがトランジスタ２１のコレクタに反映されるので、ベース接地回路２０における電流利得は、トランジスタ３１がオフ状態である場合よりも減少する。なお、この減少分については、トランジスタ３１のベースに与えられる利得制御信号Ｖａｇｃが直流成分のみから成る場合であっても、トランジスタ３１自体は光電流Ｉｉｎに対してトランジスタ２１と同様の動作条件を設定されているので、高周波領域までその電流利得が減少することになる。

ここで、電流（Ｉｂｉａｓ１−Ｉｉｎ）の一部が分流回路３０へ分流されることによってトランジスタ２１を流れる電流が減少すると、負荷抵抗２２での電圧降下量が小さくなるので、トランジスタ２１のコレクタ電圧（すなわち出力電圧Ｖｏｕｔ）の平均レベルが上昇することになる。本実施形態では、このように光電流Ｉｉｎの大きさによって出力電圧Ｖｏｕｔの平均レベルが増減することを抑制する為に、電流補償回路４０を設けている。

すなわち、電流補償回路４０のトランジスタ４１のベースにはトランジスタ３１のベースと共通の利得制御信号Ｖａｇｃが入力され、且つ、定電流源６３の電流値Ｉｂｉａｓ２と定電流源６１の電流値Ｉｂｉａｓ１とが実質的に等しいので、トランジスタ４１には、トランジスタ３１を流れる電流とほぼ同じ大きさの電流が流れる。そして、トランジスタ４１はノードＡに接続されているので、トランジスタ４１を流れる電流は、負荷抵抗２２を通る。したがって、分流回路３０への電流の分流によって低下した負荷抵抗２２の電圧降下分を補うことができるので、光電流Ｉｉｎの大きさによって出力電圧Ｖｏｕｔの平均レベルが増減することを効果的に抑制できる。また、このトランジスタ４１と並列にトランジスタ４２を設け、このトランジスタ４２に対し、トランジスタ２１と共通のベースバイアス電圧Ｖｂｉａｓを与えることによって、トランジスタ４１の動作条件をトランジスタ３１とほぼ等しくすることができる。

図４は、トランジスタ２１及び３１のコレクタ電流の変化の様子を示すグラフである。図４において、縦軸はコレクタ電流（単位：ｍＡ）を示し、横軸は光電流Ｉｉｎ（単位：ｍＡ）を示している。また、グラフＧ１１はトランジスタ２１のコレクタ電流を示しており、グラフＧ１２はトランジスタ３１のコレクタ電流を示している。この図では、光電流Ｉｉｎの大きさが０．４（ｍＡ）を超えると、分流回路３０のトランジスタ３１に電流が流れ始めている（グラフＧ１２）。そして、この分流回路３０への分流に伴い、ベース接地回路２０のトランジスタ２１を流れる電流量が大きく低下している（グラフＧ１１）。

図４において、例えば光電流Ｉｉｎの大きさが０（ｍＡ）とＩＡ（ｍＡ）との間を往復するとき、トランジスタ２１のコレクタ電流の大きさはＩＢ１とＩＢ２との間を往復し、トランジスタ３１のコレクタ電流の大きさはＩＣ１とＩＣ２との間を往復する。一例では、光電流Ｉｉｎが０（ｍＡ）と１（ｍＡ）との間で往復する場合、トランジスタ２１のコレクタ電流の大きさは、グラフＧ１１に従い４．４（ｍＡ）と１．６（ｍＡ）との間を往復し、トランジスタ３１のコレクタ電流の大きさは、グラフＧ１２に従い有意値と１．４（ｍＡ）との間を往復する。ここで、有意値は、光電流Ｉｉｎが０（ｍＡ）であるときの電圧レベルと、トランジスタ３１のベース電位Ｖａｇｃとによって定まる。

図５は、トランジスタ２１及び４１のコレクタ電流、並びに負荷抵抗２２を流れる電流の変化の様子を示すグラフである。図５において、縦軸はコレクタ電流（単位：ｍＡ）を示し、横軸は光電流Ｉｉｎ（単位：ｍＡ）を示している。また、グラフＧ１３はトランジスタ４１のコレクタ電流を示しており、グラフＧ１４は負荷抵抗２２を流れる電流を示している。図５に示されるように、電流補償回路４０のトランジスタ４１のコレクタ電流は、分流回路３０のトランジスタ３１のコレクタ電流と同様に変化する。そして、分流回路３０への分流によってトランジスタ２１のコレクタ電流が減り始めても、トランジスタ４１を流れる電流によってその減少分が補われるので、負荷抵抗２２を流れる電流の大きさはほぼ一定となっている（グラフＧ１４）。

図６は、負荷抵抗２２を流れる電流（グラフＧ２１）、トランジスタ２１のコレクタ電流（グラフＧ２２）、トランジスタ３１のコレクタ電流（グラフＧ２３）、及びトランジスタ４１のコレクタ電流（グラフＧ２４）の波形の関係を示すグラフである。このグラフの縦軸は電流値を示し、横軸は時間を示している。図６に示されるように、光電流Ｉｉｎの変化に同期して、二つのトランジスタ２１、３１のコレクタ電流が変化する。そして、これらのコレクタ電流の大きさは、この例ではほぼ等しく示されているが、利得制御信号Ｖａｇｃのレベルによって調整可能である。

図７及び図８は、本実施形態における出力電圧Ｖｏｕｔのアイパターンの一例を示す図である。図７（ａ）は光電流Ｉｉｎが１００μＡである場合を示し、図７（ｂ）は光電流Ｉｉｎが１０００μＡである場合を示し、図８（ａ）は光電流Ｉｉｎが１２５０μＡである場合を示し、図８（ｂ）は光電流Ｉｉｎが２０００μＡである場合を示している。なお、これらの図において、縦軸は出力電圧Ｖｏｕｔ（単位：Ｖ）を示し、横軸は時間（単位：ピコ秒）を示している。これらの図に示されるように、本実施形態のプリアンプ１３においては、光電流Ｉｉｎが大きくなっても、アイパターンのクロスポイントＣＰは相対的に高電位側へシフトせず、ハイレベルとローレベルとの間の中心付近の位置を保っている。このように、本実施形態のプリアンプ１３によれば、光電流Ｉｉｎの大きさの変化に応じた出力電圧Ｖｏｕｔの波形の歪みを効果的に抑えることができる。

なお、図９は、光電流Ｉｉｎの大きさと利得制御信号Ｖａｇｃとの関係を示すグラフである。図９において、縦軸は利得制御信号Ｖａｇｃ（単位：Ｖ）を示し、横軸は光電流Ｉｉｎ（単位：ｍＡ）を示している。光電流Ｉｉｎが小さい（約０ｍＡ）ときには、利得制御信号Ｖａｇｃは低い値を示しており、光電流Ｉｉｎが或る値（例えば０．４５ｍＡ）を超えるまでは光電流Ｉｉｎの増加にほぼ比例して利得制御信号Ｖａｇｃが増加する。そして、光電流Ｉｉｎの大きさが或る値を超えると、利得制御信号Ｖａｇｃは飽和する。

図１０は、光電流Ｉｉｎを０〜１．５ｍＡの間において０．１ｍＡ刻みで増加させたときの、出力電圧Ｖｏｕｔの波形の変化を示す図である。図１０において、縦軸は出力電圧Ｖｏｕｔ（単位：ｍＶ）を示し、横軸は時間（単位：ナノ秒）を示している。また、グラフＧ３１〜Ｇ３６は、それぞれ光電流Ｉｉｎが０ｍＡ、０．１ｍＡ、０．２ｍＡ、０．３ｍＡ、０．４ｍＡ、及び０．５ｍＡである場合を示している。また、図１１は、図１０における出力電圧Ｖｏｕｔの振幅の変化を示すグラフであり、縦軸は利得制御信号Ｖａｇｃの振幅（単位：ｍＶ）を示し、横軸は光電流Ｉｉｎ（単位：ｍＡ）を示している。

図１０及び図１１に示されるように、光電流Ｉｉｎが０ｍＡから０．４ｍＡ程度である場合、出力電圧Ｖｏｕｔの振幅は、光電流Ｉｉｎの増加に対して線形に増加しているが、０．４ｍＡを超えると、振幅が一定となることがわかる。

本発明による信号増幅回路、電流電圧変換回路、及び光受信器は、上述した実施形態に限られるものではなく、他に様々な変形が可能である。例えば、上記実施形態におけるトランジスタはバイポーラトランジスタに限られず、ＦＥＴを用いることができる。また、本発明の検知回路としては、上記実施形態のようなＲＣ積分回路のほか、出力信号の平均レベルを検知できる種々の回路を適用することができる。また、上記実施形態では負荷抵抗における電圧降下を利用して電流電圧変換を行う構成を例示したが、本発明に係る信号増幅回路はこれに限られず、例えば入力信号電流の大きさに応じた出力電流を出力信号として生成するものであってもよい。この場合、第一トランジスタのコレクタ電流を出力電流とするとよい。

１０…光受信器、１１…フォトダイオード（ＰＤ）、１２…光受信回路、１２ａ…入力端子、１２ｂ…出力端子、１３…プリアンプ、１３ａ…信号入力端、１４〜１６…差動増幅回路、１７…オフセット補償回路、１８…電源電位線、１９…基準電位線、２０…ベース接地回路、２１…第一トランジスタ、２２…負荷抵抗、３０…分流回路、３１…第二トランジスタ、４０…電流補償回路、４１…第三トランジスタ、４２…第四トランジスタ、５０…検知回路、５１…エミッタフォロワ回路、５２…積分回路、５３…直流フィードバック回路、６１，６３…定電流源、６２ａ，６２ｂ…分圧抵抗、Ｉｉｎ…光電流、Ｖａｇｃ…利得制御信号、Ｖｂｉａｓ…ベースバイアス電圧、Ｖｏｕｔ…出力電圧。

Claims (5)

1. ベース接地回路、利得制御回路及び分流回路を備える信号増幅回路であって、
   前記ベース接地回路は、入力信号電流を受ける信号入力端と、出力信号端と、該信号入力端及び該出力信号端にそれぞれの電流端子が接続されており固定バイアスで駆動される第一のトランジスタとを有し、
   前記利得制御回路は、前記出力信号端に現れる出力信号から利得制御信号を生成し、
   前記分流回路は、前記信号入力端に一方の電流端子が接続され、前記利得制御信号を受ける制御端子を有し、前記ベース接地回路に並列に接続された第二のトランジスタを含み、
   前記利得制御回路は、前記出力信号に依存して前記第一のトランジスタを流れる電流を増減させる、
   ことを特徴とする信号増幅回路。
2. 一方の電流端子が前記信号出力端に接続され、前記利得制御信号を受ける制御端子を有し、前記利得制御信号に従って前記信号出力端から電流を流入させる第三のトランジスタを更に備える、
   請求項１に記載の信号増幅回路。
3. 入力信号電流を受ける信号入力端と、出力信号端と、該信号入力端及び該出力信号端にそれぞれ電流端子が接続されており制御端子に固定バイアスが入力される第一のトランジスタを備えたベース接地回路と、
   前記出力信号端に現れる出力信号から利得制御信号を生成する利得制御回路と、
   前記信号入力端に一方の電流端子が接続され、前記利得制御信号を受ける制御端子を有し、前記ベース接地回路に並列に接続され、前記利得制御信号に従って前記第一のトランジスタを流れる電流を増減させる第二のトランジスタを含む分流回路と、
   一方の電流端子が前記信号出力端に接続され、前記利得制御信号を受ける制御端子を有し、前記利得制御信号に従って前記信号出力端子から電流を流入させる第三のトランジスタと、
   前記信号出力端子に接続された負荷抵抗と、
   前記信号入力端子に接続され、前記第一及び第二のトランジスタに流れる電流の総和を決定する第一の定電流源と、
   を有する電流電圧変換回路。
4. 前記固定バイアスを制御端子に受け、一方の電流端子が前記第三のトランジスタの他方の電流端子に接続された第四のトランジスタと、
   前記第三のトランジスタと前記第四のトランジスタに流れる電流の総和を決定する第二の定電流源と
   を更に有する請求項３に記載の電流電圧変換回路。
5. 請求項３及び４のいずれか一項に記載の電流電圧変換回路と、
   光信号を入力し、該光信号の強度に応じた大きさの信号電流を前記入力信号電流として前記信号入力端に提供するフォトダイオードと
   を備えることを特徴とする、光受信器。

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