JP2015192268A - 可変利得トランスインピーダンスアンプ - Google Patents

Abstract

【課題】広帯域かつ線形動作領域が広い可変利得トランスインピーダンスアンプを提供する。
【解決手段】トランスインピーダンスアンプは、エミッタが信号入力端子に接続され、コレクタが信号出力端子に接続され、ベース接地されたトランジスタＱ１と、一端がトランジスタＱ１のエミッタに接続され、他端が負側電源電圧に接続された定電流源ＩＳ１と、正側電源電圧とトランジスタＱ１のコレクタとの間に直列に接続された負荷抵抗ＲＬ１，ＲＬ２と、一端が負荷抵抗ＲＬ１，ＲＬ２の接続点に接続され、他端がトランジスタＱ１のエミッタに接続され、利得可変制御電圧Ｖｃｔｌに応じて電流量を制御することが可能な可変電流源ＩＳ２とを備える。
【選択図】 図１

Description

本発明は、光信号を受信する光受信器において、受光素子によって光信号から変換された電流信号を電圧信号に変換するためのトランスインピーダンスアンプに関し、特に利得が可変な可変利得トランスインピーダンスアンプに関するものである。

トランスインピーダンスアンプ（Transimpedance Amplifier：ＴＩＡ）は、光受信器に用いられ、受光素子によって光信号から変換された電流信号を電圧信号に変換する役割を果たす。特に利得が可変な可変利得ＴＩＡは、光信号の広いダイナミックレンジが求められるアプリケーションに用いられる。光受信器は、様々な変調形式の光信号受信や高シンボルレート伝送に対応出来ることが望まれるため、ＴＩＡの特性として、広い帯域特性および広い線形動作特性の両立が望まれる。

図１２に一般的なベース接地型の可変利得ＴＩＡの構成例を示す。図１２の可変利得ＴＩＡは、トランジスタＱ１０と、負荷抵抗ＲＬと、可変電流源ＩＳとから構成される。図１２におけるＶｃｃは正側電源電圧、Ｖｃｓ１は固定のバイアス電圧、Ｖｃｓ２は利得を制御するための利得制御バイアス電圧、Ｉｉｎは入力信号、Ｖｏｕｔは出力信号である。図１２の構成では、ベース接地型トランジスタＱ１０を用い、利得制御バイアス電圧Ｖｃｓ２によって可変電流源ＩＳの電流量を変化させ、トランジスタＱ１０に流れる電流量を制御することで、トランジスタＱ１０の増幅率を変化させるようにしている。

図１３に差動可変利得ＴＩＡの従来構成例を示す。図１３の差動可変利得ＴＩＡは、トランジスタＱ１０〜Ｑ１３と、負荷抵抗ＲＬ１０，ＲＬ１１と、定電流源ＩＳ１０，ＩＳ１１とから構成される。図１３におけるＶｃｔｌは利得可変制御電圧、ＩｉｎＰは正相入力信号、ＩｉｎＮは逆相入力信号、ＶｏｕｔＰは正相出力信号、ＶｏｕｔＮは逆相出力信号である。図１３の差動可変利得ＴＩＡは、非特許文献１に開示されたギルバートセル型の可変利得ＴＩＡにおいて、増幅作用の役割を成すトランジスタＱ１０，Ｑ１３をベース接地型トランジスタで構成した例である。

また、図１４に別の差動可変利得ＴＩＡの構成例を示す。図１４の例では、トランジスタＱ１０，Ｑ１３に流れる電流量をトランジスタＱ１１，Ｑ１２および利得可変制御電圧Ｖｃｔｌによって制御することで、可変利得ＴＩＡを実現している。

N.N.Prokopenko，P.S.Budyakov，and A.I.Serebryakov，"Analog Controlled Amplifiers and Voltage Multipliers Based on Modified Gilbert Cells"，5th European Conference on Circuits and Systems for Communications（ECCSC2010），p.140-144，2010

図１２に示した可変利得ＴＩＡでは、信号出力端子（トランジスタＱ１０のコレクタ）における負荷を負荷抵抗ＲＬおよびトランジスタＱ１０のみで実現できるため、広帯域化が可能となる。しかしながら、図１２に示した構成では、可変電流源ＩＳの電流量を制御することで利得を制御するため、トランジスタＱ１０に流れる電流量によって信号出力端子のＤＣ動作点が変化し、広い線形動作領域が取れない（出力波形が大きく歪む）という問題点があった。

一方、図１３に示した差動可変利得ＴＩＡでは、信号出力端子（トランジスタＱ１０，Ｑ１３のコレクタ）と定電流源ＩＳ１０，ＩＳ１１との間に新たに電流を制御するためのトランジスタＱ１１，Ｑ１２を追加することにより、線形動作領域は確保できるものの、信号出力端子における負荷としてトランジスタＱ１１，Ｑ１２が増えるため、アンプの帯域が劣化し、広帯域化が困難になるという問題点があった。

また、図１４に示した差動可変利得ＴＩＡでは、信号出力端子（トランジスタＱ１０，Ｑ１３のコレクタ）における負荷は図１２と同様に負荷抵抗ＲＬ１０，ＲＬ１１および信号増幅用のトランジスタＱ１０，Ｑ１３のみで実現できるため、広帯域化が可能な構成となるが、低い増幅率で差動可変利得ＴＩＡを動作させた場合、すなわちトランジスタＱ１１，Ｑ１２に大きな電流を流した場合、図１２と同様に信号出力端子のＤＣ動作点が変化するため、広い線形動作領域が取れないという問題点があった。

本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、広帯域かつ線形動作領域が広い可変利得ＴＩＡを提供することを目的とする。

本発明の可変利得トランスインピーダンスアンプは、エミッタが信号入力端子に接続され、コレクタが信号出力端子に接続され、ベース接地された第１のトランジスタと、一端が前記第１のトランジスタのエミッタに接続され、他端が負側電源電圧に接続された定電流源と、正側電源電圧と前記第１のトランジスタのコレクタとの間に直列に接続された第１、第２の負荷抵抗と、一端が前記第１、第２の負荷抵抗の接続点に接続され、他端が前記第１のトランジスタのエミッタに接続され、利得可変制御電圧に応じて電流量を制御することが可能な第１の可変電流源とを備えることを特徴とするものである。

また、本発明の可変利得トランスインピーダンスアンプの１構成例において、前記第１の可変電流源は、ベースに前記利得可変制御電圧が入力され、コレクタが前記第１、第２の負荷抵抗の接続点に接続され、エミッタが前記第１のトランジスタのエミッタに接続された第２のトランジスタから構成されることを特徴とするものである。
また、本発明の可変利得トランスインピーダンスアンプの１構成例は、さらに、前記信号出力端子の平均電圧を検出する平均電圧検出回路と、前記定電流源の代わりに、または前記定電流源と並列に設けられる第２の可変電流源と、前記信号出力端子の平均電圧と基準電圧とを比較して、この比較結果に応じて前記第２の可変電流源の電流量を制御する比較回路とを備えることを特徴とするものである。
また、本発明の可変利得トランスインピーダンスアンプの１構成例は、さらに、前記信号出力端子の信号振幅を検出する振幅検出回路と、前記定電流源の代わりに、または前記定電流源と並列に設けられる第２の可変電流源と、前記信号出力端子の信号振幅と基準振幅とを比較して、この比較結果に応じて前記第２の可変電流源の電流量を制御する比較回路とを備えることを特徴とするものである。

また、本発明の可変利得トランスインピーダンスアンプは、エミッタが正相信号入力端子に接続され、コレクタが逆相信号出力端子に接続され、ベース接地された第１のトランジスタと、エミッタが逆相信号入力端子に接続され、コレクタが正相信号出力端子に接続され、ベース接地された第２のトランジスタと、一端が前記第１のトランジスタのエミッタに接続され、他端が負側電源電圧に接続された第１の定電流源と、一端が前記第２のトランジスタのエミッタに接続され、他端が負側電源電圧に接続された第２の定電流源と、正側電源電圧と前記第１のトランジスタのコレクタとの間に直列に接続された第１、第２の負荷抵抗と、正側電源電圧と前記第２のトランジスタのコレクタとの間に直列に接続された第３、第４の負荷抵抗と、一端が前記第１、第２の負荷抵抗の接続点に接続され、他端が前記第１のトランジスタのエミッタに接続され、利得可変制御電圧に応じて電流量を制御することが可能な第１の可変電流源と、一端が前記第３、第４の負荷抵抗の接続点に接続され、他端が前記第２のトランジスタのエミッタに接続され、前記利得可変制御電圧に応じて電流量を制御することが可能な第２の可変電流源とを備えることを特徴とするものである。

また、本発明の可変利得トランスインピーダンスアンプの１構成例において、前記第１の可変電流源は、ベースに前記利得可変制御電圧が入力され、コレクタが前記第１、第２の負荷抵抗の接続点に接続され、エミッタが前記第１のトランジスタのエミッタに接続された第３のトランジスタから構成され、前記第２の可変電流源は、ベースに前記利得可変制御電圧が入力され、コレクタが前記第３、第４の負荷抵抗の接続点に接続され、エミッタが前記第２のトランジスタのエミッタに接続された第４のトランジスタから構成されることを特徴とするものである。
また、本発明の可変利得トランスインピーダンスアンプの１構成例は、さらに、前記正相信号出力端子と前記逆相信号出力端子のそれぞれの平均電圧を検出する平均電圧検出回路と、前記第１の定電流源の代わりに、または前記第１の定電流源と並列に設けられる第３の可変電流源と、前記第２の定電流源の代わりに、または前記第２の定電流源と並列に設けられる第４の可変電流源と、前記正相信号出力端子の平均電圧と前記逆相信号出力端子の平均電圧とを比較して、この比較結果に応じて前記第３、第４の可変電流源の電流量を制御する比較回路とを備えることを特徴とするものである。

本発明では、信号出力端子に接続された負荷抵抗を第１、第２の負荷抵抗の直列接続に分割し、これら２つの負荷抵抗の接続点と信号入力端子との間に第１の可変電流源を繋げる。これにより、本発明では、信号出力端子の負荷増加を小さく抑え、かつ利得制御のために第１のトランジスタの電流を制御することができる。また、利得制御のために制御する第１のトランジスタの電流により信号出力端子に生じる電圧変化を小さくすることができる。その結果、本発明では、広帯域かつ線形動作領域が広い可変利得トランスインピーダンスアンプを実現することができる。

また、本発明では、信号出力端子の平均電圧を検出する平均電圧検出回路と、定電流源の代わりに、または定電流源と並列に設けられる第２の可変電流源と、信号出力端子の平均電圧と基準電圧とを比較して第２の可変電流源の電流量を制御する比較回路とを設けることにより、トランスインピーダンスアンプの利得を制御する際に生じる信号出力端子のＤＣ動作点の変化を抑えることが可能となる。

また、本発明では、信号出力端子の信号振幅を検出する振幅検出回路と、定電流源の代わりに、または定電流源と並列に設けられる第２の可変電流源と、信号出力端子の信号振幅と基準振幅とを比較して第２の可変電流源の電流量を制御する比較回路とを設けることにより、入力信号の振幅が変動した時やトランスインピーダンスアンプの利得を変化させた時に生じる出力信号の振幅の変化を抑えることができ、常に一定振幅の信号を出力させることが可能となる。

また、本発明では、逆相信号出力端子に接続された負荷抵抗を第１、第２の負荷抵抗の直列接続に分割し、これら２つの負荷抵抗の接続点と信号入力端子との間に第１の可変電流源を繋げると共に、正相信号出力端子に接続された負荷抵抗を第３、第４の負荷抵抗の直列接続に分割し、これら２つの負荷抵抗の接続点と信号入力端子との間に第２の可変電流源を繋げる。その結果、本発明では、広帯域かつ線形動作領域が広い差動可変利得トランスインピーダンスアンプを実現することができる。

また、本発明では、正相信号出力端子と逆相信号出力端子のそれぞれの平均電圧を検出する平均電圧検出回路と、第１の定電流源の代わりに、または第１の定電流源と並列に設けられる第３の可変電流源と、第２の定電流源の代わりに、または第２の定電流源と並列に設けられる第４の可変電流源と、正相信号出力端子の平均電圧と逆相信号出力端子の平均電圧とを比較して第３、第４の可変電流源の電流量を制御する比較回路とを設けることにより、正相／逆相信号出力端子のＤＣ動作点のオフセットを抑えることができる。

本発明の第１の実施の形態に係る可変利得トランスインピーダンスアンプの構成例を示す回路図である。 本発明の第２の実施の形態に係る可変利得トランスインピーダンスアンプの構成例を示す回路図である。 本発明の第３の実施の形態に係る可変利得トランスインピーダンスアンプの構成例を示す回路図である。 従来の可変利得トランスインピーダンスアンプおよび本発明の第３の実施の形態に係る可変利得トランスインピーダンスアンプの利得−周波数特性を示す図である。 従来の可変利得トランスインピーダンスアンプおよび本発明の第３の実施の形態に係る可変利得トランスインピーダンスアンプの入力電流−出力電圧特性を示す図である。 本発明の第４の実施の形態に係る可変利得トランスインピーダンスアンプの構成例を示す回路図である。 本発明の第４の実施の形態に係る可変利得トランスインピーダンスアンプの別の構成例を示す回路図である。 本発明の第５の実施の形態に係る可変利得トランスインピーダンスアンプの構成例を示す回路図である。 本発明の第５の実施の形態に係る可変利得トランスインピーダンスアンプの別の構成例を示す回路図である。 本発明の第６の実施の形態に係る可変利得トランスインピーダンスアンプの構成例を示す回路図である。 本発明の第６の実施の形態に係る可変利得トランスインピーダンスアンプの別の構成例を示す回路図である。 従来のベース接地型の可変利得トランスインピーダンスアンプの構成例を示す回路図である。 従来の差動可変利得トランスインピーダンスアンプの構成例を示す回路図である。 従来の差動可変利得トランスインピーダンスアンプの別の構成例を示す回路図である。

［第１の実施の形態］
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。図１は本発明の第１の実施の形態に係る可変利得ＴＩＡの構成例を示す回路図である。本実施の形態の可変利得ＴＩＡは、ベースにバイアス電圧Ｖｃｓが与えられ、エミッタが可変利得ＴＩＡの信号入力端子に接続され、コレクタが可変利得ＴＩＡの信号出力端子に接続されたトランジスタＱ１と、正側電源電圧ＶｃｃとトランジスタＱ１のコレクタとの間に直列に接続された負荷抵抗ＲＬ１，ＲＬ２と、一端がトランジスタＱ１のエミッタに接続され、他端が負側電源電圧（接地）に接続された定電流源ＩＳ１と、一端が負荷抵抗ＲＬ１，ＲＬ２の接続点に接続され、他端がトランジスタＱ１のエミッタに接続された可変電流源ＩＳ２とから構成される。信号入力端子（トランジスタＱ１のエミッタ）には入力信号Ｉｉｎが入力され、信号出力端子（トランジスタＱ１のコレクタ）からは出力信号Ｖｏｕｔが出力される。バイアス電圧Ｖｃｓ（Ｖｃｃ＞Ｖｃｓ）は、例えばトランジスタＱ１が飽和しない程度の値に設定すればよい。

図１に示すように、本実施の形態では、信号出力端子に接続された負荷抵抗ＲＬをＲＬ１，ＲＬ２の２つの抵抗の直列接続に分割し（ＲＬ＝ＲＬ１＋ＲＬ２）、これら２つの負荷抵抗ＲＬ１，ＲＬ２の接続ノードと信号入力端子が接続されているノード（トランジスタＱ１のエミッタ）との間に可変電流源ＩＳ２を繋げた構成を取る。

本実施の形態では、利得可変制御電圧Ｖｃｔｌによって可変電流源ＩＳ２の電流量を制御し、ベース接地型のトランジスタＱ１に流れる電流量を変化させてトランジスタＱ１の増幅率を変化させることにより、可変利得ＴＩＡの利得を変化させるようにしている。ＴＩＡの利得を小さくするためには、可変電流源ＩＳ２に流れる電流を増やし、トランジスタＱ１に流れる電流を減らせばよく、反対にＴＩＡの利得を大きくするためには、可変電流源ＩＳ２に流れる電流を減らし、トランジスタＱ１に流れる電流を増やせばよい。

図１３に示した従来例では、仮にトランジスタＱ１１，Ｑ１２のコレクタに付随する寄生容量をＣ_paraとすると、出力負荷のインピーダンスＺは式（１）のようになり、式（２）が成立する周波数帯では信号が減衰する。

一方、本実施の形態の可変利得ＴＩＡでは、可変電流源ＩＳ２に付随する寄生容量を先ほどと同じＣ_paraとすると、信号出力端子に接続される負荷のインピーダンスＺは式（３）となり、ＲＬ＞ＲＬ１であるため、式（４）が成立する周波数帯まで信号減衰が生じない。

よって、本実施の形態の可変利得ＴＩＡを用いることで、図１３に示した従来の可変利得ＴＩＡよりも広帯域化が可能となる。一方、図１４に示した従来の可変利得ＴＩＡでは、トランジスタＱ１１，Ｑ１２によって形成される可変電流源の一端が正側電源電圧Ｖｃｃに接続されるため、信号出力端子（トランジスタＱ１０，Ｑ１３のコレクタ）に接続される負荷のインピーダンスは可変電流源に付随する寄生容量の影響を受けない構成となっており、広帯域化が可能である。ただし、ＴＩＡの利得を小さくするためにトランジスタＱ１１，Ｑ１２に流れる電流を増やした場合、トランジスタＱ１０，Ｑ１３に流れる電流が減って、負荷抵抗ＲＬ１０，ＲＬ１１に流れる電流も減るため、信号出力端子のＤＣ動作点が上昇し、線形動作領域が狭くなってしまうという問題点があった。

これに対して、本実施の形態の可変利得ＴＩＡでは、同様にＴＩＡの利得を小さくするために可変電流源ＩＳ２に流れる電流を増やし、トランジスタＱ１に流れる電流を減らした場合、負荷抵抗ＲＬ１に流れる電流は減るが、負荷抵抗ＲＬ２に流れる電流は変動しないため、図１４に示した従来の可変利得ＴＩＡよりも信号出力端子（トランジスタＱ１のコレクタ）のＤＣ動作点の上昇を抑えることができ、線形動作領域を広く保つことが可能となる。こうして、本実施の形態では、広帯域かつ線形動作領域が広い可変利得ＴＩＡを実現することができる。

［第２の実施の形態］
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。図２は本発明の第２の実施の形態に係る可変利得ＴＩＡの構成例を示す回路図であり、図１と同様の構成には同一の符号を付してある。本実施の形態は、第１の実施の形態の可変電流源ＩＳ２をトランジスタＱ２で構成したものである。トランジスタＱ２のベースには利得可変制御電圧Ｖｃｔｌが入力され、コレクタは負荷抵抗ＲＬ１，ＲＬ２の接続点に接続され、エミッタはトランジスタＱ１のエミッタに接続される。

第１の実施の形態と同様に、ＴＩＡの利得を小さくするためには、利得可変制御電圧ＶｃｔｌによってトランジスタＱ２に流れる電流を増やし、トランジスタＱ１に流れる電流を減らせばよく、反対にＴＩＡの利得を大きくするためには、トランジスタＱ２に流れる電流を減らし、トランジスタＱ１に流れる電流を増やせばよい。

可変電流源を形成するために、一般的によく用いられる手法としてＭＯＳＦＥＴ素子を用いる手法がある。しかしながら、可変電流源に付随する寄生容量がＴＩＡの帯域に大きく影響を与えるため、本実施の形態では、可変電流源として寄生容量が比較的小さいバイポーラトランジスタＱ２を用いている。これにより、ＭＯＳＦＥＴを用いる場合よりもＴＩＡの広帯域化が可能となる。また、ＦＥＴが形成不可能な半導体プロセスに本発明を適応することができる。

［第３の実施の形態］
次に、本発明の第３の実施の形態について説明する。図３は本発明の第３の実施の形態に係る可変利得ＴＩＡの構成例を示す回路図であり、図１、図２と同様の構成には同一の符号を付してある。本実施の形態の可変利得ＴＩＡは、トランジスタＱ１，Ｑ２と、負荷抵抗ＲＬ１，ＲＬ２と、定電流源ＩＳ１と、ベースにバイアス電圧Ｖｃｓが与えられ、エミッタが可変利得ＴＩＡの逆相信号入力端子に接続され、コレクタが可変利得ＴＩＡの正相信号出力端子に接続されたトランジスタＱ４と、正側電源電圧ＶｃｃとトランジスタＱ４のコレクタとの間に直列に接続された負荷抵抗ＲＬ３，ＲＬ４と、一端がトランジスタＱ４のエミッタに接続され、他端が負側電源電圧（接地）に接続された定電流源ＩＳ３と、ベースに利得可変制御電圧Ｖｃｔｌが与えられ、コレクタが負荷抵抗ＲＬ３，ＲＬ４の接続点に接続され、エミッタがトランジスタＱ４のエミッタに接続された可変電流源となるトランジスタＱ３とから構成される。第１、第２の実施の形態と同様に、バイアス電圧Ｖｃｓは、例えばトランジスタＱ１，Ｑ４が飽和しない程度の値に設定すればよい。

本実施の形態は、第２の実施の形態に示した構成例の入出力を差動信号化した例であり、正相信号入力端子（トランジスタＱ１のエミッタ）には正相入力信号ＩｉｎＰが入力され、逆相信号入力端子（トランジスタＱ４のエミッタ）には逆相入力信号ＩｉｎＮが入力され、正相信号出力端子（トランジスタＱ４のコレクタ）からは正相出力信号ＶｏｕｔＰが出力され、逆相信号出力端子（トランジスタＱ１のコレクタ）からは逆相出力信号ＶｏｕｔＮが出力される。

ＴＩＡの利得を小さくするためには、利得可変制御電圧ＶｃｔｌによってトランジスタＱ２，Ｑ３に流れる電流を増やし、トランジスタＱ１，Ｑ４に流れる電流を減らせばよく、反対にＴＩＡの利得を大きくするためには、トランジスタＱ２，Ｑ３に流れる電流を減らし、トランジスタＱ１，Ｑ４に流れる電流を増やせばよい。
本実施の形態では、第１、第２の実施の形態と同様の効果を実現すると共に、回路を差動動作させることで、差動入力信号中に含まれる同相のノイズ低減が可能となる。

本実施の形態の可変利得ＴＩＡと図１３、図１４に示した従来の可変利得ＴＩＡにおいて、ゲイン−周波数特性および出力電圧−入力電流特性の性能比較のためにＳｉ−Ｇｅ Ｂｉ−ＣＭＯＳプロセスパラメタを用いたシミュレーションを行った。図４に、図１３の従来の可変利得ＴＩＡ、図１４の従来の可変利得ＴＩＡ、および本実施の形態の可変利得ＴＩＡの利得−周波数特性のシミュレーション結果を示す。図４における４０は図１３の従来の可変利得ＴＩＡの利得−周波数特性、４１は図１４の従来の可変利得ＴＩＡの利得−周波数特性、４２は本実施の形態の可変利得ＴＩＡの利得−周波数特性を示している。

図１３の従来の可変利得ＴＩＡでは利得が１／√２になる−３ｄＢ帯域が１５．６７５ＧＨｚ、図１４の従来の可変利得ＴＩＡでは−３ｄＢ帯域が２６．９８８ＧＨｚ、本実施の形態の可変利得ＴＩＡでは−３ｄＢ帯域が２４．６１３ＧＨｚである。本実施の形態の可変利得ＴＩＡでは、−３ｄＢ帯域が図１４の従来の可変利得ＴＩＡと比較して１割程度劣るものの、図１３の従来の可変利得ＴＩＡに対しては６割程度と大幅な性能向上が可能であることが確認できる。

また、図５（Ａ）に図１３の従来の可変利得ＴＩＡの様々な利得状況下における入力電流−出力電圧特性のシミュレーション結果を示し、図５（Ｂ）に図１４の従来の可変利得ＴＩＡの様々な利得状況下における入力電流−出力電圧特性のシミュレーション結果を示し、５（Ｃ）に本実施の形態の可変利得ＴＩＡの様々な利得状況下における入力電流−出力電圧特性のシミュレーション結果を示す。

図５（Ａ）〜図５（Ｃ）の利得が小さい時（グラフの傾き＝−１．２の時）の特性において、図１３の従来の可変利得ＴＩＡおよび本実施の形態の可変利得ＴＩＡではおよそ−０．２〜＋０．２程度まで広い入力電流範囲において出力電圧が線形であるのに対し、図１４の従来の可変利得ＴＩＡでは＋０．１〜＋０．２程度までの狭い範囲でしか出力電圧が線形になっていない。図４、図５（Ａ）〜図５（Ｃ）のシミュレーション結果より、本実施の形態を用いることで広帯域かつ線形動作領域が広い可変利得ＴＩＡを実現できることが解る。

［第４の実施の形態］
次に、本発明の第４の実施の形態について説明する。図６は本発明の第４の実施の形態に係る可変利得ＴＩＡの構成例を示す回路図であり、図１、図２と同様の構成には同一の符号を付してある。本実施の形態の可変利得ＴＩＡは、トランジスタＱ１，Ｑ２と、負荷抵抗ＲＬ１，ＲＬ２と、一端がトランジスタＱ１のエミッタに接続され、他端が負側電源電圧（接地）に接続された可変電流源ＩＳ１ａと、可変利得ＴＩＡの出力信号Ｖｏｕｔの平均電圧を検出する平均電圧検出回路１と、出力信号Ｖｏｕｔの平均電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとを比較して、この比較結果に応じて可変電流源ＩＳ１ａの電流量を制御する比較回路２とから構成される。

可変利得ＴＩＡの利得制御方法は第１、第２の実施の形態で説明したとおりである。本実施の形態では、出力信号Ｖｏｕｔの平均電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとを比較する比較回路２を設け、比較回路２の出力によって可変電流源ＩＳ１ａの電流量、すなわち信号入力端子（トランジスタＱ１のエミッタ）と負側電源間に流れる電流量を制御している。本実施の形態では、信号入力端子と負側電源間に流れる電流を増加させることで負荷抵抗ＲＬ２を流れる電流を増加させることができ、信号出力端子（トランジスタＱ１のコレクタ）のＤＣ動作点を低くすることができる。

比較回路２は、出力信号Ｖｏｕｔの平均電圧が基準電圧Ｖｒｅｆより高い場合は可変電流源ＩＳ１ａの電流量を増やし、出力信号Ｖｏｕｔの平均電圧が基準電圧Ｖｒｅｆより低い場合は可変電流源ＩＳ１ａの電流量を減らすようにすればよい。これにより、ＴＩＡの利得を制御する際に生じる信号出力端子のＤＣ動作点の変化を抑えることが可能となる。基準電圧Ｖｒｅｆは、例えばＴＩＡの所望の広さの線形動作領域が得られるように予め定めておけばよい。

なお、図６ではトランジスタＱ１のエミッタと負側電源電圧との間に可変電流源ＩＳ１ａのみを設け、可変電流源ＩＳ１ａの電流量を制御する構成例を示しているが、これに限るものではなく、第１、第２の実施の形態と同様に定電流源ＩＳ１を設け、この定電流源ＩＳ１と並列に可変電流源ＩＳ１ａを設けて、可変電流源ＩＳ１ａの電流量を制御するようにしてもよい。この場合の構成を図７に示す。

［第５の実施の形態］
次に、本発明の第５の実施の形態について説明する。図８は本発明の第５の実施の形態に係る可変利得ＴＩＡの構成例を示す回路図であり、図１、図２、図６と同様の構成には同一の符号を付してある。本実施の形態の可変利得ＴＩＡは、トランジスタＱ１，Ｑ２と、負荷抵抗ＲＬ１，ＲＬ２と、可変電流源ＩＳ１ａと、可変利得ＴＩＡの出力信号Ｖｏｕｔの振幅を検出する振幅検出回路３と、出力信号Ｖｏｕｔの振幅と基準振幅とを比較して、この比較結果に応じて可変電流源ＩＳ１ａの電流量を制御する比較回路４とから構成される。

本実施の形態では、可変利得ＴＩＡの出力信号Ｖｏｕｔの振幅を検出する振幅検出回路３を設け、出力信号Ｖｏｕｔの振幅と基準振幅を比較回路４で比較し、比較回路４の出力によって可変電流源ＩＳ１ａの電流量、すなわち信号入力端子（トランジスタＱ１のエミッタ）と負側電源間に流れる電流量を制御している。本実施の形態では、信号入力端子と負側電源間に流れる電流を増加させることでトランジスタＱ１を流れる電流が増加し、アンプとしての利得が大きくなる。

比較回路４は、出力信号Ｖｏｕｔの振幅が所望の基準振幅よりも小さい場合は可変電流源ＩＳ１ａの電流量を増やし、出力信号Ｖｏｕｔの振幅が基準振幅よりも大きい場合は可変電流源ＩＳ１ａの電流量を減らすようにすればよい。これにより、入力信号Ｉｉｎの振幅が変動した時やＴＩＡの利得を変化させた時に生じる出力信号Ｖｏｕｔの振幅の変化を抑えることができ、常に一定振幅の信号を出力させることが可能となる。

なお、図８ではトランジスタＱ１のエミッタと負側電源電圧との間に可変電流源ＩＳ１ａのみを設け、可変電流源ＩＳ１ａの電流量を制御する構成例を示しているが、これに限るものではなく、第１、第２の実施の形態と同様に定電流源ＩＳ１を設け、この定電流源ＩＳ１と並列に可変電流源ＩＳ１ａを設けて、可変電流源ＩＳ１ａの電流量を制御するようにしてもよい。この場合の構成を図９に示す。

［第６の実施の形態］
次に、本発明の第６の実施の形態について説明する。図１０は本発明の第６の実施の形態に係る可変利得ＴＩＡの構成例を示す回路図であり、図１〜図３、図６と同様の構成には同一の符号を付してある。本実施の形態の可変利得ＴＩＡは、トランジスタＱ１〜Ｑ４と、負荷抵抗ＲＬ１〜ＲＬ４と、一端がトランジスタＱ１のエミッタに接続され、他端が負側電源電圧（接地）に接続された可変電流源ＩＳ１ａと、一端がトランジスタＱ４のエミッタに接続され、他端が負側電源電圧に接続された可変電流源ＩＳ３ａと、可変利得ＴＩＡの正相出力信号ＶｏｕｔＰ、逆相出力信号ＶｏｕｔＮのそれぞれの平均電圧を検出する平均電圧検出回路１ａと、正相出力信号ＶｏｕｔＰの平均電圧と逆相出力信号ＶｏｕｔＮの平均電圧とを比較して、この比較結果に応じて可変電流源ＩＳ１ａ，ＩＳ３ａの電流量を制御する比較回路２ａとから構成される。

可変利得ＴＩＡの利得制御方法は第３の実施の形態で説明したとおりである。本実施の形態では、正相出力信号ＶｏｕｔＰの平均電圧と逆相出力信号ＶｏｕｔＮの平均電圧とを比較する比較回路２ａを設け、比較回路２ａの出力によって可変電流源ＩＳ１ａ，ＩＳ３ａの電流量、すなわち正相信号入力端子（トランジスタＱ１のエミッタ）と負側電源間に流れる電流量および逆相信号入力端子（トランジスタＱ４のエミッタ）と負側電源間に流れる電流量を制御している。

本実施の形態では、正相信号入力端子と負側電源間の電流量の増加によって逆相信号出力端子（トランジスタＱ１のコレクタ）のＤＣ動作点が下がり、逆相信号入力端子と負側電源間の電流量の増加によって正相信号出力端子（トランジスタＱ４のコレクタ）のＤＣ動作点が下がる。よって、これら２つの電流量を相対的に変化させることで、正相入力側の回路（トランジスタＱ１，Ｑ２、負荷抵抗ＲＬ１，ＲＬ２、可変電流源ＩＳ１ａ）と逆相入力側の回路（トランジスタＱ３，Ｑ４、負荷抵抗ＲＬ３，ＲＬ４、可変電流源ＩＳ３ａ）のミスマッチによって生じる正相／逆相信号出力端子のＤＣ動作点のオフセットを抑えることができる。

具体的には、比較回路２ａは、逆相出力信号ＶｏｕｔＮの平均電圧が正相出力信号ＶｏｕｔＰの平均電圧より高い場合は可変電流源ＩＳ１ａの電流量を増やして、可変電流源ＩＳ３ａの電流量を減らし、逆相出力信号ＶｏｕｔＮの平均電圧が正相出力信号ＶｏｕｔＰの平均電圧より低い場合は可変電流源ＩＳ１ａの電流量を減らし、可変電流源ＩＳ３ａの電流量を増やすようにすればよい。こうして、正相出力信号ＶｏｕｔＰの平均電圧と逆相出力信号ＶｏｕｔＮの平均電圧とを一致させることができる。

なお、比較回路２ａは、可変電流源ＩＳ３ａの電流量を固定とし、逆相出力信号ＶｏｕｔＮの平均電圧が正相出力信号ＶｏｕｔＰの平均電圧より高い場合は可変電流源ＩＳ１ａの電流量を増やし、逆相出力信号ＶｏｕｔＮの平均電圧が正相出力信号ＶｏｕｔＰの平均電圧より低い場合は可変電流源ＩＳ１ａの電流量を減らすようにしてもよい。反対に、可変電流源ＩＳ１ａの電流量を固定とし、逆相出力信号ＶｏｕｔＮの平均電圧が正相出力信号ＶｏｕｔＰの平均電圧より高い場合は可変電流源ＩＳ３ａの電流量を減らし、逆相出力信号ＶｏｕｔＮの平均電圧が正相出力信号ＶｏｕｔＰの平均電圧より低い場合は可変電流源ＩＳ３ａの電流量を増やすようにしてもよい。

なお、図１０ではトランジスタＱ１，Ｑ４のエミッタと負側電源電圧との間に可変電流源ＩＳ１ａ，ＩＳ３ａを設け、可変電流源ＩＳ１ａ，ＩＳ３ａの電流量を制御する構成例を示しているが、これに限るものではなく、第３の実施の形態と同様に定電流源ＩＳ１，ＩＳ３を設け、この定電流源ＩＳ１，ＩＳ３と並列に可変電流源ＩＳ１ａ，ＩＳ３ａを設けて、可変電流源ＩＳ１ａ，ＩＳ３ａの電流量を制御するようにしてもよい。この場合の構成を図１１に示す。

本発明は、トランスインピーダンスアンプに適用することができる。

Ｑ１〜Ｑ４…トランジスタ、ＲＬ１〜ＲＬ４…負荷抵抗、ＩＳ１，ＩＳ３…定電流源、ＩＳ１ａ，ＩＳ２，ＩＳ３ａ…可変電流源、１，１ａ…平均電圧検出回路、２，２ａ，４…比較回路、３…振幅検出回路。

Claims (7)

1. エミッタが信号入力端子に接続され、コレクタが信号出力端子に接続され、ベース接地された第１のトランジスタと、
   一端が前記第１のトランジスタのエミッタに接続され、他端が負側電源電圧に接続された定電流源と、
   正側電源電圧と前記第１のトランジスタのコレクタとの間に直列に接続された第１、第２の負荷抵抗と、
   一端が前記第１、第２の負荷抵抗の接続点に接続され、他端が前記第１のトランジスタのエミッタに接続され、利得可変制御電圧に応じて電流量を制御することが可能な第１の可変電流源とを備えることを特徴とする可変利得トランスインピーダンスアンプ。
2. 請求項１に記載の可変利得トランスインピーダンスアンプにおいて、
   前記第１の可変電流源は、ベースに前記利得可変制御電圧が入力され、コレクタが前記第１、第２の負荷抵抗の接続点に接続され、エミッタが前記第１のトランジスタのエミッタに接続された第２のトランジスタから構成されることを特徴とする可変利得トランスインピーダンスアンプ。
3. 請求項１または２に記載の可変利得トランスインピーダンスアンプにおいて、
   さらに、前記信号出力端子の平均電圧を検出する平均電圧検出回路と、
   前記定電流源の代わりに、または前記定電流源と並列に設けられる第２の可変電流源と、
   前記信号出力端子の平均電圧と基準電圧とを比較して、この比較結果に応じて前記第２の可変電流源の電流量を制御する比較回路とを備えることを特徴とする可変利得トランスインピーダンスアンプ。
4. 請求項１または２に記載の可変利得トランスインピーダンスアンプにおいて、
   さらに、前記信号出力端子の信号振幅を検出する振幅検出回路と、
   前記定電流源の代わりに、または前記定電流源と並列に設けられる第２の可変電流源と、
   前記信号出力端子の信号振幅と基準振幅とを比較して、この比較結果に応じて前記第２の可変電流源の電流量を制御する比較回路とを備えることを特徴とする可変利得トランスインピーダンスアンプ。
5. エミッタが正相信号入力端子に接続され、コレクタが逆相信号出力端子に接続され、ベース接地された第１のトランジスタと、
   エミッタが逆相信号入力端子に接続され、コレクタが正相信号出力端子に接続され、ベース接地された第２のトランジスタと、
   一端が前記第１のトランジスタのエミッタに接続され、他端が負側電源電圧に接続された第１の定電流源と、
   一端が前記第２のトランジスタのエミッタに接続され、他端が負側電源電圧に接続された第２の定電流源と、
   正側電源電圧と前記第１のトランジスタのコレクタとの間に直列に接続された第１、第２の負荷抵抗と、
   正側電源電圧と前記第２のトランジスタのコレクタとの間に直列に接続された第３、第４の負荷抵抗と、
   一端が前記第１、第２の負荷抵抗の接続点に接続され、他端が前記第１のトランジスタのエミッタに接続され、利得可変制御電圧に応じて電流量を制御することが可能な第１の可変電流源と、
   一端が前記第３、第４の負荷抵抗の接続点に接続され、他端が前記第２のトランジスタのエミッタに接続され、前記利得可変制御電圧に応じて電流量を制御することが可能な第２の可変電流源とを備えることを特徴とする可変利得トランスインピーダンスアンプ。
6. 請求項５に記載の可変利得トランスインピーダンスアンプにおいて、
   前記第１の可変電流源は、ベースに前記利得可変制御電圧が入力され、コレクタが前記第１、第２の負荷抵抗の接続点に接続され、エミッタが前記第１のトランジスタのエミッタに接続された第３のトランジスタから構成され、
   前記第２の可変電流源は、ベースに前記利得可変制御電圧が入力され、コレクタが前記第３、第４の負荷抵抗の接続点に接続され、エミッタが前記第２のトランジスタのエミッタに接続された第４のトランジスタから構成されることを特徴とする可変利得トランスインピーダンスアンプ。
7. 請求項５または６に記載の可変利得トランスインピーダンスアンプにおいて、
   さらに、前記正相信号出力端子と前記逆相信号出力端子のそれぞれの平均電圧を検出する平均電圧検出回路と、
   前記第１の定電流源の代わりに、または前記第１の定電流源と並列に設けられる第３の可変電流源と、
   前記第２の定電流源の代わりに、または前記第２の定電流源と並列に設けられる第４の可変電流源と、
   前記正相信号出力端子の平均電圧と前記逆相信号出力端子の平均電圧とを比較して、この比較結果に応じて前記第３、第４の可変電流源の電流量を制御する比較回路とを備えることを特徴とする可変利得トランスインピーダンスアンプ。

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