JP2012065443A

JP2012065443A - コンバータ回路

Info

Publication number: JP2012065443A
Application number: JP2010207257A
Authority: JP
Inventors: Kei Murayama; 圭村山; Satoru Inakagata; 悟田舎片
Original assignee: Panasonic Corp
Current assignee: Panasonic Corp
Priority date: 2010-09-15
Filing date: 2010-09-15
Publication date: 2012-03-29
Also published as: WO2012035396A1; EP2592744A4; CN103081323B; EP2592744A1; US20130135904A1; CN103081323A; US9112421B2

Abstract

【課題】トランス及び整流回路を共通化したハイブリッド電源用ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、一つの直流電源から負荷に電力を供給する際、他の直流電源に逆電流が流れないようにする。
【解決手段】複数の一次巻き線Ｎ１．Ｎ２と少なくとも１つの二次巻き線Ｎ３を有するトランス１３と、二次巻き線Ｎ３に接続された整流回路１６と、複数の一次巻き線Ｎ１，Ｎ２に接続された複数の発振回路１４，１５を備え、発振回路１４，１５は、それぞれボディダイオードを有しない双方向スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ８で構成されている。
【選択図】図１

Description

本発明は、例えば太陽電池とそのバックアップ用二次電池などで構成されたハイブリッド電源用コンバータ回路（ＤＣ／ＤＣコンバータ）に関する。

太陽光発電システムにおいては、太陽電池により発電される電力が気象条件などによって左右されると共に、太陽電池自体の温度変化などによって電圧が変動する。そのため、二次電池でバックアップを行い、太陽電池の発電量が少ない場合に二次電池から放電して、負荷に供給される電力を安定させるようにしている。二次電池の電圧は、太陽電池の発電が安定しているときの電圧よりも若干低くなるように設定されており、負荷による消費電力が少ないときに太陽電池から充電される。

このように太陽電池とそのバックアップ用二次電池などで構成されたハイブリッド電源においては、太陽電池の電圧及び二次電池と負荷の定格電圧が異なるため、ＤＣ／ＤＣコンバータを用いて電圧を昇降圧したうえで、負荷に電力が供給される。ところで、回路構成上、太陽電池と二次電池のそれぞれについてＤＣ／ＤＣコンバータを設けるのが一般的である。ＤＣ／ＤＣコンバータを設計するにあたり、ＤＣ／ＤＣコンバータの小型化と高効率化の両立が重要な課題であり、複数の直流電源に対してトランスと整流回路を共通化することが提案されている（例えば特許文献１参照）。

上記特許文献１はＤＣ／ＤＣコンバータの具体的な回路構成を示していないが、図１２は、一般的なＭＯＳＦＥＴをスイッチ素子として用いたＤＣ／ＤＣコンバータ５０の具体的な回路構成を示す。トランス５３の一次側には、第１直流電源５１及び第２直流電源５２に対応した第１一次巻き線Ｎ５１及び第２一次巻き線Ｎ５２が設けられ、二次側には負荷５７に対応した１つの二次巻き線Ｎ５３が設けられている。第１一次巻き線Ｎ５１には、４つのスイッチ素子Ｑ５１〜Ｑ５４で構成されたフルブリッジ構造の第１発振回路５４が接続されている。また、第２一次巻き線Ｎ５２には、４つのスイッチ素子Ｑ５５〜Ｑ５８で構成されたフルブリッジ構造の第２発振回路５５が接続されている。二次巻き線Ｎ５３には整流回路５６が接続されている。

第１直流電源５１を太陽電池とし、第２直流電源５２を二次電池とする。太陽電池の電圧をＶＤＣ１、太陽電池電圧の標準値をＶｒｅｆ１、二次電池の電圧をＶＤＣ２、二次電池電圧の標準値をＶｒｅｆ２とし、第１一次巻き線Ｎ５１及び第２一次巻き線Ｎ５２の巻き線数をそれぞれｎ１及びｎ２として、太陽電池発電、および二次電池からの放電による負荷の出力電圧を一定にすることを考慮すると、Ｖｒｅｆ１×ｎ２／ｎ１＝Ｖｒｅｆ２となるように、一次巻き線Ｎ５１とＮ５２の巻き線比ｎ２／ｎ１が設定されていることが好ましい。一方、太陽電池から二次電池への充電を考慮すると、Ｖｒｅｆ１×ｎ２／ｎ１＞Ｖｒｅｆ２となるように、一次巻き線Ｎ５１とＮ５２の巻き線比ｎ２／ｎ１が設定されていることが好ましい。実際には、負荷５７に印加される電圧は一定ではなく、若干の誤差が許容されるため、Ｖｒｅｆ１×ｎ２／ｎ１＞Ｖｒｅｆ２とする。しかしながら、本発明における課題の本質を説明しやすくするため、巻き線比Ｖｒｅｆ１×ｎ２／ｎ１＝Ｖｒｅｆ２を前提にして以下の通り課題点を説明する。

図１３は、ＶＤＣ１×ｎ２／ｎ１＞ＶＤＣ２の場合、例えば太陽電池の電圧が変動して標準値Ｖｒｅｆ１よりも大きく、二次電池電圧が標準値Ｖｒｅｆ２である条件（ＶＤＣ１＞Ｖｒｅｆ１，ＶＤＣ２＝Ｖｒｅｆ２）において、スイッチ素子Ｑ５５〜Ｑ５８をオフし、スイッチ素子Ｑ５１とＱ５４及びスイッチ素子Ｑ５２とＱ５３を交互にオンして、第１直流電源５１から負荷５７に電力を供給している状態を示す。図１３では、スイッチ素子Ｑ１とＱ４がオンしているものとする。第１直流電源５１と第２直流電源５２の両方から負荷５７に電力を供給する場合は、Ｑ５１とＱ５４、Ｑ５２とＱ５３、Ｑ５５とＱ５８、Ｑ５６とＱ５７の順に各スイッチ素子を時分割にオンさせればよい。

ＶＤＣ１＞Ｖｒｅｆ１，ＶＤＣ２＝Ｖｒｅｆ２の条件から、一次巻き線Ｎ５１からＮ５２へ発生する誘導起電力により、一次巻き線Ｎ５２の電圧ＶＮ２＝ＶＤＣ１×ｎ２／ｎ１＝ＶＤＣ１×Ｖｒｅｆ２／Ｖｒｅｆ１＞ＶＤＣ２となり、二次巻き線Ｎ５２の電圧がＶＤＣ２よりも大きくなる。ＭＯＳＦＥＴはボディダイオード（寄生ダイオード）を有しているので、スイッチ素子Ｑ５５とＱ５６のボディダイオードを介して、一次巻き線Ｎ５２に発生した起電力により、第２直流電源５２に逆電流が流れる。スイッチ素子Ｑ５２及びＱ５３がオンしているときも同様である。この逆電流は二次電池への充電電流となるので、実質的に、第１直流電源５１は、負荷５７に電力を供給しながら二次電池を充電することになり、第１直流電源５１側の第１発振回路５４に流れる電流が増加する。それに伴って、第１発振回路５４を構成するスイッチ素子Ｑ５１〜Ｑ５４による損失も増加し、第１直流電源５１の電力供給効率も低下する。さらに、スイッチ素子Ｑ５５〜Ｑ５８のボディダイオードを介して二次電池が充電されることになり、任意のタイミングで充電できない（充電したくないときにも、勝手に充電してしまう）という問題が発生する。同様に、ＶＤＣ１×ｎ２／ｎ１＜ＶＤＣ２の条件では、第２直流電源５２から電力が出力されているときに、第１直流電源５１に逆電流が流れる。すなわち、図１３の構成では、第１直流電源５１と第２直流電源５２の電圧が変動して、ＶＤＣ１×ｎ２／ｎ１≠ＶＤＣ２となった場合に効率が劣化する問題が発生する。

図１４に示す他の従来例は、第１直流電源５１又は第２直流電源５２に逆電流が流れないようにするため、各スイッチ素子Ｑ５１〜Ｑ５８に、それぞれ逆流防止ダイオードＤ５１〜Ｄ５８を、ボディダイオードとは逆向きに直列接続している（非特許文献１参照）。しかしながら、これら逆流防止ダイオードに電流が順方向に流れるとき、ダイオードによる損失が増加し、第１直流電源５１又は第２直流電源５２からの電力供給効率が低下する。また、発振回路５４及び５５にチョークコイルＣ５１，Ｃ５２や逆流防止ダイオードＤ５１〜Ｄ５８を追加する必要があり、トランス５３及び整流回路５６を共通化することによるＤＣ／ＤＣコンバータ５０の小型化のメリットが小さくなる。さらに、逆流防止ダイオードにより第２直流電源５２に逆電流が流れないので、このＤＣ／ＤＣコンバータを用いて二次電池を充電することはできない。

特開２００５−２２９７２９号公報（図１５）

Y.-M. Chen, Y.-C. Liu, F.-Y. Wu, and T.-F. Wu "Multi-Input DC/DC Converter Based on the Flux Additivity" IEEE IAS,Vol.3,Oct.2001,pp.1866-1873

本発明は、トランス及び整流回路を共通化したハイブリッド電源用コンバータ回路において、一つの直流電源から負荷に電力を供給する際、他の直流電源に逆電流が流れないようにして、電力供給効率を低下させず、損失を低減することを目的とする。また、必要に応じて、このＤＣ／ＤＣコンバータを介して、二次電池に充電可能とすることを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明の一態様に係るコンバータ回路は、複数の一次巻き線と少なくとも１つの二次巻き線を有するトランスと、前記二次巻き線に接続された整流回路と、前記複数の一次巻き線に接続された複数の発振回路を備え、前記複数の発振回路は、それぞれボディダイオードを有しないスイッチ素子で構成されていることを特徴とする。

本発明の他の一態様に係るコンバータ回路は、第１一次巻き線及び第２一次巻き線と二次巻き線を有するトランスと、前記二次巻き線と負荷の間に接続された整流回路と、第１直流電源と前記第１一次巻き線に接続された第１発振回路と、第２直流電源と前記第２一次巻き線に接続された第２発振回路と、前記第１発振回路及び前記第２発振回路を制御する制御回路を備え、前記第１発振回路及び前記第２発振回路は、それぞれボディダイオードを有しないスイッチ素子で構成されていることを特徴とする。

前記ボディダイオードを有しないスイッチ素子は、ＧａＮ／ＡｌＧａＮを用いた横型トランジスタ構造を有するスイッチ素子であることが好ましい。

また、前記ボディダイオードを有しないスイッチ素子は、双方向性を有するスイッチ素子であることが好ましい。

また、前記第１発振回路及び前記第２発振回路は、それぞれ２対の前記スイッチ素子によってフルブリッジ回路が構成されていることが好ましい。

または、前記第１発振回路及び前記第２発振回路は、それぞれ１対の前記スイッチ素子によってハーフブリッジ回路が構成されていることが好ましい。

または、前記第１発振回路及び前記第２発振回路は、それぞれ単一の前記スイッチ素子によって構成されていることが好ましい。

または、前記トランスはフライバックトランスであることが好ましい。

また、前記第１一次巻き線及び前記第２一次巻き線の少なくとも一方はその巻き線数が可変であることが好ましい。

本発明によれば、発振回路を構成するスイッチ素子としてボディダイオードを有しないスイッチ素子を用いているので、スイッチ素子がオンしていないときは、その発振回路には逆電流は流れない。従って、一つの直流電源から負荷に電力を供給する際、他の直流電源に接続された発振回路のスイッチ素子をオフしておけば、他の直流電源に逆電流が流れず、電力供給効率は低下せず、また、ボディダイオードによる損失も生じない。また、必要に応じて、１つの直流電源を二次電池とし、他の１つの直流電源の電圧を二次電池の電圧よりも高くしておけば、このコンバータ回路を介して、二次電池に充電することができる。

本発明の一実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成を示す図。上記一実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの変形例を示す図。上記ＤＣ／ＤＣコンバータを駆動するための、双方向スイッチのゲート信号の波形を示すタイムチャート。双方向スイッチ素子（シングルゲート）の構成を示す平面図。図４における範囲Ａの拡大図。図４におけるＢ−Ｂ断面図。双方向スイッチ素子（デュアルゲート）の構成を示す平面図。図７におけるＣ−Ｃ断面図。上記一実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの他の変形例を示す図。上記一実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータのさらに他の変形例を示す図。上記一実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータのさらに他の変形例を示す図。ＭＯＳＦＥＴをスイッチ素子として用いた従来のＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成を示す図。上記従来のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、第１直流電源から負荷に電力を供給している状態を示す図。ＭＯＳＦＥＴに逆流防止用ダイオードを接続した従来のＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成を示す図。

本発明の一実施形態に係るコンバータ回路（ＤＣ／ＤＣコンバータ）について説明する。図１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の回路構成を示す図である。なお、説明を簡単にするために、第１直流電源１１と第２直流電源１２の２つの電源を有する場合について説明するが、電源数は２つに限定されない。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、第１直流電源１１及び第２直流電源１２を含む複数の直流電源から供給される電力を負荷５７に供給するためのハイブリッド電源用ＤＣ／ＤＣコンバータである。ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、第１直流電源１１から負荷５７に電力を供給するＤＣ／ＤＣコンバータとして機能すると共に、第２直流電源１２から負荷５７に電力を供給するＤＣ／ＤＣコンバータとしても機能する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、トランス１３、整流回路１６及び制御回路１７を共有する２つのＤＣ／ＤＣコンバータと看なすことができる。

トランス１３の一次側には、第１一次巻き線Ｎ１及び第１一次巻き線Ｎ２が設けられており、二次側には、１つの二次巻き線Ｎ３が設けられている。第１一次巻き線Ｎ１には第１発振回路１４が接続され、さらに、第１発振回路１４には第１直流電源１１が接続されている。同様に、第２一次巻き線Ｎ２には第２発振回路１５が接続され、さらに、第２発振回路１５には第２直流電源１２が接続されている。二次巻き線Ｎ３には整流回路１６が接続されており、さらに、整流回路１６には負荷５７が接続される。第１発振回路１４と第２発振回路１５は、基本的に同一構成である。第１発振回路１４は、４つの双方向スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４によるフルブリッジ回路が構成されている。同様に、第２発振回路１５は、４つの双方向スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８によるフルブリッジ回路が構成されている。なお、図１では、双方向スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ８の各ゲートと制御回路１７を結ぶ結線を省略している。

例えば第１直流電源１１を太陽電池とし、第２直流電源１２を二次電池と仮定する。第１直流電源１１のみから負荷５７に電力を供給する場合は、図３（ａ）に示すように、制御回路１７は、第１発振回路１４の双方向スイッチ素子Ｑ１とＱ４の組とＱ２とＱ３の組を交互にオン及びオフさせる。その間、制御回路１７は、第２発振回路１５の双方向スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８を全てオフさせる。一方、第２直流電源１２のみから負荷５７に電力を供給する場合は、図３（ｂ）に示すように、制御回路１７は、第２発振回路１５の双方向スイッチ素子Ｑ５とＱ８の組とＱ６とＱ７の組を交互にオン及びオフさせる。その間、制御回路１７は、第１発振回路１４の双方向スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４を全てオフさせる。また、第１直流電源１１と第２直流電源１２から負荷５７に交互に電力を供給する場合は、図３（ｃ）に示すように、双方向スイッチ素子Ｑ１とＱ４の組、Ｑ２とＱ３の組、Ｑ５とＱ８の組及びＱ６とＱ７の組を順にオン及びオフさせる。

ここで、太陽電池の電圧をＶＤＣ１、二次電池の電圧をＶＤＣ２とし、第１一次巻き線Ｎ１及び第２一次巻き線Ｎ２の巻き線数をそれぞれｎ１及びｎ２として、ＶＤＣ１×ｎ２／ｎ１＞ＶＤＣ２の場合を仮定する。図１２及び１３に示す従来例では、第２発振回路５５のスイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８をオフしていても、第２一次巻き線Ｎ２に起電力が発生してスイッチ素子のボディダイオード（寄生ダイオード）に電通が流れる。それによって、スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８を介して第２直流電源５２に逆電流が流れる。それに対して、後述するように、この双方向スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ８はボディダイオードを有していないので、逆電流が流れない。すなわち、図１に示す本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１の構成によれば、ＶＤＣ１×ｎ２／ｎ１＞ＶＤＣ２の場合であっても、第２直流電源１２には逆電流は流れない。第１直流電源１１は、負荷５７に電力を供給しながら二次電池を充電することはなく、第１直流電源１１側の第１発振回路１４に流れる電流も増加しない。さらに、双方向スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ８は、ボディダイオードがない分、ＭＯＳＦＥＴに比べてはるかに低損失であるため、双方向スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４による損失も少なく、第１直流電源１１の電力供給効率は、上記従来例に比べて向上する。

二次電池を充電する場合、制御回路１７は、第１発振回路１４の双方向スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のオン／オフに同期させて、第２発振回路１５の双方向スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８をオン／オフさせる。双方向スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８による損失は小さいので、充電電流としてより大きな電流を流すことができ、充電効率は従来例よりも高くなる。なお、第２直流電源１２から電力が出力されているときに、上記と同じ原理により、第１直流電源１１には逆電流は流れない。そのため、第２直流電源１２から電力を供給する際の電力供給効率も、上記従来例に比べて向上する。

図２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の変形例を示す。この変形例では、トランス１３の第２一次巻き線Ｎ２の巻き線数を可変としている。図２では、巻き線数切換スイッチの詳細は描いていないが、上記と同様の双方向スイッチ素子を用いて、損失の少ない無接点スイッチを構成することができる。

図３（ｃ）に示すように、第１直流電源１１と第２直流電源１２から負荷５７に対して交互に電力を出力する場合、第２直流電源１２の電圧を第１直流電源１１と同じレベルに昇圧して出力することが好ましい。一方、二次電池である第２直流電源１２を充電する場合、第２一次巻き線Ｎ２に発生される起電力の電圧を第２直流電源１２の電圧よりも高くする必要がある。そのため、第２一次巻き線Ｎ２は、少なくともＶＤＣ１×ｎ２／ｎ１＝ＶＤＣ２となる巻き線比ｎ２／ｎ１と、ＶＤＣ１×ｎ２／ｎ１＞ＶＤＣ２となる巻き線比ｎ２／ｎ１の２種類の巻き線数を有している（ｎ１は一定）。さらに、第２一次巻き線Ｎ２は、第１直流電源１１の電圧変動に応じて、その他の巻き線数を有していてもよい。

次に、双方向スイッチＱ１〜Ｑ８の具体例として、ＧａＮ／ＡｌＧａＮを用いた横型トランジスタ構造を有する双方向スイッチ素子１００の詳細について説明する。図４は双方向スイッチ素子１００の構成を示す平面図であり、図５は範囲Ａの拡大図、図６はＢ−Ｂ断面図である。なお、この双方向スイッチ素子１００は、２つの電極Ｄ１及びＤ２間にゲートＧが１つだけ設けられており、シングルゲート型と呼ばれている。

図６に示すように、双方向スイッチ素子１００の基板１０１は、導体層１０１ａと、導体層１０１ａの上に積層されたＧａＮ層２ｂ及びＡｌＧａＮ層１０１ｃで構成されている。この実施形態では、チャネル層としてＡｌＧａＮ／ＧａＮヘテロ界面に生じる２次元電子ガス層を利用している。図４に示すように、基板１０１の表面１０１ｄには、直流電源１１，１２及び負荷５７に対してそれぞれ直列に接続された第１電極Ｄ１及び第２電極Ｄ２と、第１電極Ｄ１の電位及び第２電極Ｄ２の電位に対して中間電位となる中間電位部Ｓが形成されている。さらに、中間電位部Ｓの上には、制御電極（ゲート）Ｇが積層形成されている。制御電極Ｇとして、例えばショットキ電極を用いる。第１電極Ｄ１及び第２電極Ｄ２は、それぞれ互いに平行に配列された複数の電極部１１１，１１２，１１３・・・及び１２１，１２２，１２３・・・を有する櫛歯状であり、櫛歯状に配列された電極部同士が互いに対向するように配置されている。中間電位部Ｓ及び制御電極Ｇは、櫛歯状に配列された電極部１１１，１１２，１１３・・・及び１２１，１２２，１２３・・・の間にそれぞれ配置されており、電極部の間に形成される空間の平面形状に相似した形状（略魚背骨状）を有している。

次に、双方向スイッチ素子１００を構成する横型のトランジスタ構造について説明する。図５に示すように、第１電極Ｄ１の電極部１１１と第２電極Ｄ２の電極部１２１は、それらの幅方向における中心線が同一線上に位置するように配列されている。また、中間電位部Ｓ及び制御電極Ｇは、それぞれ第１電極Ｄ１の電極部１１１及び第２電極Ｄ２の電極部１２１の配列に対して平行に設けられている。上記幅方向における第１電極Ｄ１の電極部１１１と第２電極Ｄ２の電極部１２１と中間電位部Ｓ及び制御電極Ｇの距離は、所定の耐電圧を維持しうる距離に設定されている。上記幅方向に直交する方向、すなわち第１電極Ｄ１の電極部１１１と第２電極Ｄ２の電極部１２１の長手方向においても同様である。また、これらの関係は、その他の電極部１１２及び１２２，１１３及び１２３・・・についても同様である。すなわち、中間電位部Ｓ及び制御電極Ｇは、第１電極Ｄ１及び第２電極Ｄ２に対して所定の耐電圧を維持しうる位置に配置されている。

そのため、第１電極Ｄ１が高電位側、第２電極Ｄ２が低電位側である場合、双方向スイッチ素子１００がオフのとき、少なくとも第１電極Ｄ１と、制御電極Ｇ及び中間電位部Ｓの間で、電流は確実に遮断される（制御電極（ゲート）Ｇの直下で電流が阻止される）。一方、双方向スイッチ素子１００がオンのとき、すなわち制御電極Ｇに所定の閾値以上の電圧の信号が印加されたときは、図中矢印で示すように、第１電極Ｄ１（電極部１１１・・・）、中間電位部Ｓ、第２電極Ｄ２（電極部１２１・・・）の経路で電流が流れる。逆の場合も同様である。その結果、制御電極Ｇに印加する信号の閾値電圧を必要最低限のレベルまで低下させても、双方向スイッチ素子１００を確実にオン／オフさせることができ、低オン抵抗を実現することができる。また、第１電極Ｄ１の電極部１１１，１１２，１１３・・・及び第２電極Ｄ２の電極部１２１，１２２，１２３・・・を櫛歯状に配列することができ、双方向スイッチ素子１００のチップサイズを大きくすることなく、大電流を取り出すことができる。

図７及び８は、ＧａＮ／ＡｌＧａＮを用いた横型トランジスタ構造を有する他の双方向スイッチ素子３００の構成を示す。図７は双方向スイッチ素子３００の構成を示す平面図であり、図８はＣ−Ｃ断面図である。なお、この双方向スイッチ素子３００は、２つの電極Ｄ１及びＤ２間に２つのゲートＧ１及びＧ２が設けられているので、デュアルゲート型と呼ばれている。

図７及び８に示すように、横型のデュアルゲートトランジスタ構造の主スイッチ素子３００は、耐圧を維持する箇所を１箇所とした損失の少ない双方向素子を実現する構造である。すなわち、ドレイン電極Ｄ１及びＤ２はそれぞれＧａＮ層に達するように形成され、ゲート電極Ｇ１及びＧ２はそれぞれＡｌＧａＮ層の上に形成されている。ゲート電極Ｇ１，Ｇ２に電圧が印加されていない状態では、ゲート電極Ｇ１，Ｇ２の直下のＡｌＧａＮ／ＧａＮヘテロ界面に生じる２次元電子ガス層に電子の空白地帯が生じ、電流は流れない。一方、ゲート電極Ｇ１，Ｇ２に電圧が印加されると、ドレイン電極Ｄ１からＤ２に向かって（又はその逆に）ＡｌＧａＮ／ＧａＮヘテロ界面に電流が流れる。ゲート電極Ｇ１とＧ２の間は、耐電圧を必要とし、一定の距離を設ける必要があるが、ドレイン電極Ｄ１とゲート電極Ｇ１の間及びドレイン電極Ｄ２とゲート電極Ｇ２の間は耐電圧を必要としない。そのため、ドレイン電極Ｄ１とゲート電極Ｇ１及びドレイン電極Ｄ２とゲート電極Ｇ２とが、絶縁層Ｉｎを介して重複していてもよい。なお、この構成の素子はドレイン電極Ｄ１，Ｄ２の電圧を基準として制御する必要があり、２つのゲート電極Ｇ１，Ｇ２にそれぞれ駆動信号を入力する必要がある（そのため、デュアルゲートトランジスタ構造と呼ぶ）。

図９は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の他の変形例を示す。この変形例では、第１発振回路１４及び第２発振回路１５が、それぞれハーフブリッジ回路を有している。第１発振回路１４は、直列接続された一対の双方向スイッチ素子Ｑ１１及び１２と、この双方向スイッチ素子Ｑ１１及び１２の直列回路に並列接続されたコンデンサＣ１１及びＣ１２の直列回路で構成されている。第１一次巻き線Ｎ１は、双方向スイッチ素子Ｑ１１及び１２の直列回路の中間点とコンデンサＣ１１及びＣ１２の直列回路の中間点の間に接続されている。同様に、第２発振回路１５は、直列接続された一対の双方向スイッチ素子Ｑ１３及び１４と、この双方向スイッチ素子Ｑ１３及び１４の直列回路に並列接続されたコンデンサＣ１３及びＣ１４の直列回路で構成されている。第２一次巻き線Ｎ２は、双方向スイッチ素子Ｑ１３及び１４の直列回路の中間点とコンデンサＣ１３及びＣ１４の直列回路の中間点の間に接続されている。双方向スイッチ素子Ｑ１１がオンし、双方向スイッチ素子Ｑ１２がオフのとき、コンデンサＣ１１にチャージされた電荷により、双方向スイッチ素子Ｑ１１、トランス１３の第１一次巻き線Ｎ１に電流が流れる。また、双方向スイッチ素子Ｑ１２がオンし、双方向スイッチ素子Ｑ１１がオフのとき、コンデンサＣ１２にチャージされた電荷により、双方向スイッチ素子Ｑ１２、トランス１３の第１一次巻き線Ｎ１に逆向きに電流が流れる。これを繰り返して、トランス１３の第１一次巻き線Ｎ１に向きの異なる電流が交互に流れる。第２発振回路１５についても同様である。この変形例の場合、図１に示す第１発振回路１４及び第２発振回路１５がフルブリッジ回路である場合に比べると、トランス１３の第１一次巻き線Ｎ１及び第２一次巻き線Ｎ２に印加される電圧が第１直流電源１１及び第２直流電源１２の電圧の１／２となる。しかしながら、第１発振回路１４及び第２発振回路１５の構造及び制御が容易になるという利点を有する。

図１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１のさらに他の変形例を示す。この変形例では、第１発振回路１４及び第２発振回路１５として、それぞれ双方向スイッチ素子Ｑ２１及びＱ２２を１つだけ用いたフォワードコンバータを構成している。また、双方向スイッチ素子Ｑ２１及びＱ２２には、コアの磁化を防止するためのリセット回路Ｒ２１，Ｒ２２が設けられている。制御回路１７は、双方向スイッチ素子Ｑ２１又はＱ２２を所定の周波数でオン及びオフを繰り返させるように制御する。双方向スイッチ素子Ｑ２１又はＱ２２がオンしているとき、トランス１３の第１一次巻き線Ｎ１又は第２一次巻き線Ｎ２に電流が流れ、トランス１３の第２一次巻き線Ｎ３には起電力が発生し、電流が流れる。このように、フォワードコンバータを構成することにより、第１発振回路１４、第２発振回路１５及び整流回路１６の構成をシンプルにすることができる。

図１１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１のさらに他の変形例を示す。この変形例では、トランス１３としてフライバックトランスを用いたフライバックコンバータを構成している。第１発振回路１４及び第２発振回路１５は、それぞれ双方向スイッチ素子Ｑ３１及びＱ３２を１つだけ用いている。制御回路１７は、双方向スイッチ素子Ｑ３１又はＱ３２を所定の周波数でオン及びオフを繰り返させるように制御する。双方向スイッチ素子Ｑ３１又はＱ３２がオンしているとき、トランス１３の第１一次巻き線Ｎ１又は第２一次巻き線Ｎ２に電流が流れ、トランス１３のコアが磁化される。一方、双方向スイッチ素子Ｑ３１又はＱ３２がオンしているとき、トランス１３の第２一次巻き線Ｎ３には電流は流れない。双方向スイッチ素子Ｑ３１又はＱ３２がオフすると、コアから磁気エネルギーを解放するようにトランス１３の第２一次巻き線Ｎ３に電流が流れる。このように、フライバックトランスを用いてフライバックコンバータを構成することにより、第１発振回路１４、第２発振回路１５及び整流回路１６の構成をシンプルにすることができる。なお、フライバックコンバータの場合、上記フォワードコンバータと比較して、トランス１３の二次巻き線Ｎ３に流れる電流の向きが反転する。

以上説明したように、本発明によれば、太陽電池とそのバックアップ用二次電池など複数の直流電源で構成されたハイブリッド電源に対して、トランスと整流回路を共有し、かつ、複数の低損失の発振回路を備えたＤＣ／ＤＣコンバータを提供することができる。発振回路を構成するスイッチ素子としてボディダイオードを有しない双方向スイッチ素子を用いているので、一つの直流電源から負荷に電力を供給する際、他の直流電源に接続された発振回路の双方向スイッチをオフしておけば、他の直流電源に逆電流は流れない。そのため、電力を供給している直流電源の電力供給効率は低下せず、ボディダイオードによる損失も生じない。また、必要に応じて、１つの直流電源を二次電池とし、他の１つの直流電源の電圧を二次電池の電圧よりも高くしておけば、このＤＣ／ＤＣコンバータを介して、二次電池に充電することができる。さらに、直流電源としては、上記太陽電池及び二次電池の他、燃料電池などその他の直流電源であってもよい。さらに、上記実施形態の説明では、ＤＣ／ＤＣコンバータを構成するスイッチ素子として、ボディダイオードを有していない双方向スイッチを例示したが、ボディダイオードを有していない素子であればよく、例えば２つの一方向スイッチを組み合わせて使用してもよい。

１ＤＣ／ＤＣコンバータ（コンバータ回路）
１１第１直流電源
１２第２直流電源
１３トランス
１４第１発振回路
１５第２発振回路
１６整流回路
１７制御回路
１００．３００双方向スイッチ素子
Ｎ１第１一次巻き線
Ｎ２第２一次巻き線
Ｎ３二次巻き線
Ｑ１〜Ｑ８双方向スイッチ素子
Ｑ１１〜Ｑ１４双方向スイッチ素子
Ｑ２１，Ｑ２２双方向スイッチ素子
Ｑ３１，Ｑ３２双方向スイッチ素子

Claims

複数の一次巻き線と少なくとも１つの二次巻き線を有するトランスと、前記二次巻き線に接続された整流回路と、前記複数の一次巻き線に接続された複数の発振回路を備え、前記複数の発振回路は、それぞれボディダイオードを有しないスイッチ素子で構成されていることを特徴とするコンバータ回路。
第１一次巻き線及び第２一次巻き線と二次巻き線を有するトランスと、
前記二次巻き線と負荷の間に接続された整流回路と、
第１直流電源と前記第１一次巻き線に接続された第１発振回路と、
第２直流電源と前記第２一次巻き線に接続された第２発振回路と、
前記第１発振回路及び前記第２発振回路を制御する制御回路を備え、
前記第１発振回路及び前記第２発振回路は、それぞれボディダイオードを有しないスイッチ素子で構成されていることを特徴とするコンバータ回路。
前記ボディダイオードを有しないスイッチ素子は、ＧａＮ／ＡｌＧａＮを用いた横型トランジスタ構造を有するスイッチ素子であることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のコンバータ回路。
前記ボディダイオードを有しないスイッチ素子は、双方向性を有するスイッチ素子であることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか一項に記載のコンバータ回路。
前記第１発振回路及び前記第２発振回路は、それぞれ２対の前記スイッチ素子によってフルブリッジ回路が構成されていることを特徴とする請求項２乃至請求項５のいずれか一項に記載のコンバータ回路。
前記第１発振回路及び前記第２発振回路は、それぞれ１対の前記スイッチ素子によってハーフブリッジ回路が構成されていることを特徴とする請求項２乃至請求項５のいずれか一項に記載のコンバータ回路。
前記第１発振回路及び前記第２発振回路は、それぞれ単一の前記スイッチ素子によって構成されていることを特徴とする請求項２乃至請求項５のいずれか一項に記載のコンバータ回路。
前記トランスはフライバックトランスであることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか一項に記載のコンバータ回路。
前記第１一次巻き線及び前記第２一次巻き線の少なくとも一方はその巻き線数が可変であることを特徴とする請求項１乃至請求項８のいずれか一項に記載のコンバータ回路。