JP2012064431A - 半導体発光素子の点灯装置およびそれを用いた照明器具 - Google Patents

Abstract

【課題】臨界モードで動作する電力変換回路により半導体発光素子に流れる電流を制御する点灯装置において、簡単な構成で出力調整を実現する。
【解決手段】スイッチング素子Ｑ１に流れる電流が所定値に達するとスイッチング素子Ｑ１をオフ制御すると共に、スイッチング素子Ｑ１がオフされた後、インダクタＬ１に蓄積されたエネルギーの放出が完了した時点でスイッチング素子Ｑ１をオン制御する制御手段を備える半導体発光素子の点灯装置において、電流検出値に対して出力調整のための補正値を加算または減算する可変抵抗素子ＶＲ１，ＶＲ２を設けた。可変抵抗素子ＶＲ１，ＶＲ２は、温度変化により抵抗値が変化する感温抵抗素子、もしくは、経年変化により抵抗値が変化する回路素子でも良い。
【選択図】図１

Description

本発明は、発光ダイオード（ＬＥＤ）のような半導体発光素子を点灯させる半導体発光素子の点灯装置及びそれを用いた照明器具に関するものである。

特許文献１によれば、いわゆる臨界モードで動作する降圧チョッパ回路により発光ダイオード（ＬＥＤ）に流れる電流を制御するＬＥＤ点灯装置が開示されている。ここで、臨界モードとは、図７に示されるように、スイッチング素子のオン期間Ｔ_ONにインダクタンス要素に蓄積されたエネルギーがスイッチング素子のオフ期間Ｔ_OFF に放出され、そのエネルギー放出が完了したタイミングでスイッチング素子を再度オンさせる制御モードのことであり、他の制御モードに比べて電力変換効率が高くなる。また、スイッチング電流のピーク値の半分が負荷電流の実効値となるので、定電流制御が容易に実現できる。

例えば、図５（ａ）に示す降圧チョッパ回路３ａのスイッチング素子Ｑ１を臨界モードで動作させる場合について説明する。入力端子Ａ−Ｂ間には、例えば、商用交流電源を昇圧チョッパ回路により昇圧した直流電圧が供給され、出力端子Ｃ−Ｄ間には、ＬＥＤ直列回路またはこれを複数並列接続した負荷回路が接続される。スイッチング素子Ｑ１のオン時には、スイッチング素子Ｑ１→インダクタＬ１→コンデンサＣ２を介して図７に示す電流Ｉ_Q1が流れて、インダクタＬ１にエネルギーが蓄積される。スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタＬ１に蓄積されたエネルギーにより逆起電力が発生し、インダクタＬ１→コンデンサＣ２→ダイオードＤ１の経路で回生電流Ｉ_D1が流れる。この回生電流Ｉ_D1がゼロに戻ったタイミングでスイッチング素子Ｑ１を再度オンさせると、スイッチング損失が少なく、電流の休止期間も生じないので、他の制御モードに比べて電力変換効率が高くなる。

特開２０１０−４０８７８号公報（図１、図２、段落３５、４０）

特許文献１の段落３５、４０では、外部からの調光信号に応じて、スイッチング素子Ｑ１のオン期間Ｔ_ONをＰＷＭ制御することが提案されているが、具体的な回路構成は開示されていない。また、ＬＥＤの特性のばらつきやインダクタンス等の回路定数のばらつきに対する工場出荷時の出力調整や、温度変化、経年変化等に対して簡単かつ安価に出力調整するための構成についても示唆されていない。

本発明は、臨界モードで動作する電力変換回路により半導体発光素子に流れる電流を制御する点灯装置において、簡単な構成で出力調整を実現することを課題とする。

請求項１の発明は、上記の課題を解決するために、図１に示すように、直流電源に直列接続されて高周波でオンオフ制御されるスイッチング素子Ｑ１と；前記スイッチング素子Ｑ１と直列に接続されて前記スイッチング素子Ｑ１のオン時に前記直流電源から電流が流れるインダクタンス要素Ｌ１と；前記スイッチング素子Ｑ１のオン時に前記インダクタンス要素Ｌ１に蓄積されたエネルギーを前記スイッチング素子Ｑ１のオフ時に半導体発光素子４に放出する回生ダイオードＤ１と；前記スイッチング素子Ｑ１に流れる電流を検出する電流検出手段（抵抗Ｒ１）と；前記電流検出手段により検出された電流値が所定値に達すると、前記スイッチング素子Ｑ１をオフさせると共に前記インダクタンス要素Ｌ１のエネルギー放出が完了したときに前記スイッチング素子Ｑ１をオンさせる制御手段（制御回路５）とを備える半導体発光素子の点灯装置において、前記電流検出手段により検出される検出値に出力調整のための補正値を重畳させる可変抵抗素子ＶＲ２を有することを特徴とするものである。

請求項２の発明は、請求項１記載の半導体発光素子の点灯装置において、図１に示すように、前記補正値を前記スイッチング素子Ｑ１のオン制御信号（７番ピンの信号）に同期して重畳させることを特徴とする。

請求項３の発明は、図１に示すように、直流電源に直列接続されて高周波でオンオフ制御されるスイッチング素子Ｑ１と；前記スイッチング素子Ｑ１と直列に接続されて前記スイッチング素子Ｑ１のオン時に前記直流電源から電流が流れるインダクタンス要素Ｌ１と；前記スイッチング素子Ｑ１のオン時に前記インダクタンス要素Ｌ１に蓄積されたエネルギーを前記スイッチング素子Ｑ１のオフ時に半導体発光素子４に放出する回生ダイオードＤ１と；前記スイッチング素子Ｑ１に流れる電流を検出する電流検出手段（抵抗Ｒ１）と；前記電流検出手段により検出された電流値が所定値に達すると、前記スイッチング素子Ｑ１をオフさせると共に前記インダクタンス要素Ｌ１のエネルギー放出が完了したときに前記スイッチング素子Ｑ１をオンさせる制御手段（制御回路５）とを備える半導体発光素子の点灯装置において、前記電流検出手段により検出される検出値から出力調整のための補正値を差し引く可変抵抗素子ＶＲ１を有することを特徴とするものである。

請求項４の発明は、請求項１〜３のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置において、可変抵抗素子は温度変化により抵抗値が変化する感温抵抗素子であることを特徴とする。

請求項５の発明は、請求項１〜３のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置において、図４に示すように、可変抵抗素子は経年変化により抵抗値が変化する回路素子であることを特徴とする。

請求項６の発明は、請求項１〜５のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置と、この点灯装置から電流を供給される半導体発光素子を具備する照明器具である（図６）。

請求項１または３の発明によれば、スイッチング素子に流れる電流の検出値が所定値に達するとスイッチング素子をオフ制御すると共に、スイッチング素子がオフされた後、インダクタンス要素に蓄積されたエネルギーの放出が完了した時点でスイッチング素子をオン制御する制御手段を備える半導体発光素子の点灯装置において、スイッチング素子に流れる電流の検出値に対して出力調整のための補正値を重畳する可変抵抗素子、または、スイッチング素子に流れる電流の検出値から出力調整のための補正値を差し引く可変抵抗素子を有することにより、簡単な構成で精度良く出力調整することができる。

請求項２の発明によれば、スイッチング素子のオン制御信号に同期して補正値を重畳させるので、電流検出抵抗における無駄な電力消費を抑制できる。

請求項４，５の発明によれば、温度変化や経年変化に対して簡単な構成で自動的に出力調整することができる。

本発明の実施形態１の点灯装置の回路図である。 本発明の実施形態１の点灯装置に用いる制御用集積回路の内部構成を簡略化して示した回路図である。 本発明の実施形態１の点灯装置を用いたＬＥＤ調光点灯装置の全体構成を示すブロック回路図である。 本発明の実施形態４の点灯装置の要部構成例を示す回路図である。 本発明を適用できる各種のスイッチング電源回路の回路図である。 本発明の実施形態６の照明器具の概略構成を示す断面図である。 従来のＬＥＤ点灯装置の動作波形図である。

（実施形態１）
図１は本発明の実施形態１の点灯装置の回路図である。この点灯装置は、電源コネクタＣＯＮ１と出力コネクタＣＯＮ２を備えている。電源コネクタＣＯＮ１には商用交流電源（１００Ｖ、５０／６０Ｈｚ）が接続される。出力コネクタＣＯＮ２には、発光ダイオード（ＬＥＤ）のような半導体発光素子４が接続される。半導体発光素子４は複数個のＬＥＤを直列または並列または直並列接続したＬＥＤモジュールであっても良い。

電源コネクタＣＯＮ１には、電流フューズＦＵＳＥとフィルタ回路２ａを介して整流平滑回路２ｂが接続されている。フィルタ回路２ａは、サージ電圧吸収素子ＺＮＲ、フィルタコンデンサＣａ，Ｃｂ及びコモンモードチョークコイルＬＦで構成されている。整流平滑回路２ｂは、ここでは全波整流器ＤＢと平滑コンデンサＣ０よりなる回路を図示しているが、昇圧チョッパ回路を用いた力率改善回路であっても良い。

整流平滑回路２ｂの出力端には、降圧チョッパ回路３が接続されている。降圧チョッパ回路３は、直流電流により点灯する半導体発光素子４に対して直列に接続されるインダクタＬ１と、前記インダクタＬ１と半導体発光素子４の直列回路と整流平滑回路２ｂの出力との間に直列に接続されるスイッチング素子Ｑ１と、前記インダクタＬ１と半導体発光素子４の直列回路と並列に接続されて、前記スイッチング素子Ｑ１のオフ時に前記インダクタＬ１の蓄積エネルギーを前記半導体発光素子４に放出する方向に接続された回生ダイオードＤ１とを備えている。また、前記半導体発光素子４と並列に出力コンデンサＣ２が接続されている。この出力コンデンサＣ２は、前記スイッチング素子Ｑ１のオンオフによる脈動成分を平滑化して前記半導体発光素子４に平滑化された直流電流が流れるように容量を設定されている。

スイッチング素子Ｑ１は制御回路５により高周波でオンオフ駆動される。制御回路５は制御用集積回路５０とその周辺回路よりなる。制御用集積回路５０として、ここではＳＴマイクロエレクトロニクス社製のＬ６５６２を用いている。このチップ（Ｌ６５６２）は、本来は、ＰＦＣ回路（力率改善制御用の昇圧チョッパ回路）の制御用ＩＣであり、内部に乗算回路など、降圧チョッパ回路の制御には余分な構成要素を含んでいる。その反面、入力電流の平均値を入力電圧の包絡線と相似形とする制御のために、入力電流のピーク値を制御する機能と、ゼロクロス制御機能を１チップ内に具備しており、これらの機能を降圧チョッパ回路の制御に転用している。

図２は本実施形態に用いる制御用集積回路５０の内部構成を簡略化して示している。１番ピン（ＩＮＶ）は内蔵の誤差増幅器（エラーアンプ）ＥＡの反転入力端子、２番ピン（ＣＯＭＰ）は誤差増幅器ＥＡの出力端子、３番ピン（ＭＵＬＴ）は乗算回路５２の入力端子、４番ピン（ＣＳ）はチョッパ電流検出端子、５番ピン（ＺＣＤ）はゼロクロス検出端子、６番ピン（ＧＮＤ）はグランド端子、７番ピン（ＧＤ）はゲートドライブ端子、８番ピン（Ｖｃｃ）は電源端子である。

電源端子Ｖｃｃとグランド端子ＧＮＤの間に所定電圧以上の制御電源電圧が供給されると、制御電源５１により基準電圧Ｖｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ２が生成されると共に、集積回路内部の各回路が動作可能となる。スタータ５３により電源投入時にはフリップフロップＦＦ１のセット入力端子Ｓにスタートパルスが供給されて、フリップフロップＦＦ１のＱ出力はＨｉｇｈレベルとなる。これにより駆動回路５４を介して７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）がＨｉｇｈレベルとなる。

７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）がＨｉｇｈレベルとなると、図１の抵抗Ｒ２１、Ｒ２０で分圧されたゲート駆動電圧がＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間に印加される。抵抗Ｒ１は電流検出用の小抵抗であるので、ゲート・ソース間の駆動電圧には殆ど影響しない。

スイッチング素子Ｑ１がオンになると、コンデンサＣ０の正極から出力コンデンサＣ２、インダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ１、抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ０の負極へ電流が流れる。このとき、インダクタＬ１に流れるチョッパ電流ｉは、インダクタＬ１が磁気飽和しない限り略直線的に上昇する電流となる。この電流は抵抗Ｒ１により検出されて、制御用集積回路５０の４番ピン（ＣＳ）に入力される。

制御用集積回路５０の４番ピン（ＣＳ）はチョッパ電流検出端子であり、その電圧は、ＩＣ内部の４０ＫΩと５ｐＦのノイズフィルタを介してコンパレータＣＰ１の＋入力端子に印加される。コンパレータＣＰ１の−入力端子には基準電圧が印加されている。この基準電圧は１番ピン（ＩＮＶ）の印加電圧Ｖ１と３番ピン（ＭＵＬＴ）の印加電圧Ｖ３により決定される。

チョッパ電流検出端子ＣＳの電圧が基準電圧を超えると、コンパレータＣＰ１の出力がＨｉｇｈレベルとなり、フリップフロップＦＦ１のリセット入力端子Ｒにリセット信号が入力される。これによりフリップフロップＦＦ１のＱ出力はＬｏｗレベルとなる。このとき、駆動回路５４は７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）から電流を引き込むように動作するので、図１のダイオードＤ２２がオンとなり、抵抗Ｒ２２を介してスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間電荷が引き抜かれて、ＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１は速やかにオフとなる。

スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタＬ１に蓄積されていた電磁エネルギーが回生ダイオードＤ１を介して出力コンデンサＣ２に放出される。このとき、インダクタＬ１の両端電圧は出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２にクランプされるので、インダクタＬ１の電流ｉは略一定の傾き（ｄｉ／ｄｔ≒−Ｖｃ２／Ｌ１）で減少して行く。

コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が高いときには、インダクタＬ１の電流ｉは急速に減衰し、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が低いときには、インダクタＬ１の電流ｉは緩慢に減衰する。したがって、インダクタＬ１に流れる電流のピーク値が一定であっても、インダクタＬ１の電流ｉが消失するまでの時間は負荷電圧に応じて変化する。その所要時間はコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が高いほど短く、低いほど長い。

インダクタＬ１に電流ｉが流れている期間中は、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２にはインダクタＬ１の電流ｉの傾きに応じた電圧が発生している。この電圧は、インダクタＬ１の電流ｉが流れ終わると、消失する。そのタイミングを５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）で検出する。

制御用集積回路５０の５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）には、ゼロクロス検出用のコンパレータＣＰ２の−入力端子が接続されている。コンパレータＣＰ２の＋入力端子にはゼロクロス検出用の基準電圧Ｖｒｅｆ２が印加されている。５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）に印加されていた２次巻線ｎ２の電圧が消失すると、コンパレータＣＰ２の出力がＨｉｇｈレベルとなり、ＯＲゲートを介してフリップフロップＦＦ１のセット入力端子Ｓにセットパルスが供給され、フリップフロップＦＦ１のＱ出力はＨｉｇｈレベルとなる。これにより駆動回路５４を介して７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）がＨｉｇｈレベルとなる。以下、同じ動作を繰り返す。

制御用集積回路５０の４番ピン（ＣＳ）には、電流検出抵抗Ｒ１の検出電圧を抵抗Ｒ４１，Ｒ４２の直列回路を介して入力している。抵抗Ｒ４１，Ｒ４２の接続点とグランド間には、電流検出感度を調整するための可変抵抗ＶＲ１を接続してある。可変抵抗ＶＲ１の抵抗値を下げると、電流検出抵抗Ｒ１の検出電圧は、抵抗Ｒ４１と可変抵抗ＶＲ１とで分圧されて４番ピン（ＣＳ）に入力されるので、電流検出感度を下げることができ、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を上げることができる。

また、スイッチング素子Ｑ１のゲートドライブ電圧を供給する７番ピン（ＧＤ）からダイオードＤ７、抵抗Ｒ４３、可変抵抗ＶＲ２を介して、可変抵抗ＶＲ１に直流電流を重畳させている。可変抵抗ＶＲ２を介する重畳電流は７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）がＨｉｇｈレベルとなったタイミング、つまり、スイッチング素子Ｑ１がオンしている期間にのみ流れるから、常に重畳電流を流す場合に比べると、電力消費を低減できる。可変抵抗ＶＲ２の抵抗値を下げると、重畳される直流電流が増加するので、４番ピン（ＣＳ）の電圧が増加し、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を下げることができる。

これら２つの可変抵抗ＶＲ１、ＶＲ２を調整することで、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を適切に設定できる。ここで、適切に設定するとは、上限値に関して言えば、インダクタＬ１を磁気飽和させない範囲で、なおかつ、スイッチング素子Ｑ１の最大ピーク電流を越えない範囲とすることが適切であり、下限値に関して言えば、スイッチング素子Ｑ１の動作周波数が高くなり過ぎない範囲とすることが適切である。

《出力特性（定電流制御の仕組み）について》
出力コンデンサＣ２にはコンデンサＣ０の出力電圧を降圧した直流電圧が得られる。この直流電圧は出力コネクタＣＯＮ２を介して半導体発光素子４に供給される。半導体発光素子４として発光ダイオード（ＬＥＤ）を用いた場合、ＬＥＤの順電圧をＶｆ、直列個数をｎ個とすると、出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２は略ｎ×Ｖｆにクランプされる。

ＬＥＤの直列個数ｎが多いとき、出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２は高いから、コンデンサＣ０の電圧Ｖｄｃとの電圧差（Ｖｄｃ−Ｖｃ２）は小さくなる。このため、スイッチング素子Ｑ１のオン時にインダクタＬ１に分担される電圧は小さく、インダクタＬ１に流れる電流ｉの上昇速度ｄｉ／ｄｔ＝（Ｖｄｃ−Ｖｃ２）／Ｌ１は遅くなる。結果的に、インダクタＬ１に流れる電流ｉが所定のピーク値に到達するまでの時間は長くなり、スイッチング素子Ｑ１のオン時間は長くなる。

スイッチング素子Ｑ１のオフ時には、インダクタＬ１の両端に発生する逆起電力は、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２（＝ｎ×Ｖｆ）にクランプされる。このため、ＬＥＤの直列個数ｎが多いとき、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にインダクタＬ１に印加される電圧は大きく、インダクタＬ１に流れる電流ｉの減衰速度ｄｉ／ｄｔ＝−Ｖｃ２／Ｌ１は速くなる。結果的に、インダクタＬ１に流れる電流ｉがゼロになるまでの時間は短くなり、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間は短くなる。

ＬＥＤの直列個数ｎが少ないときは、上述の説明とは逆に、スイッチング素子Ｑ１のオン時間は短くなり、オフ時間は長くなる。つまり、ＬＥＤの直列個数ｎが少ないときは、出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２は低いから、コンデンサＣ０の電圧Ｖｄｃとの電圧差（Ｖｄｃ−Ｖｃ２）は大きくなる。このため、スイッチング素子Ｑ１のオン時にインダクタＬ１に分担される電圧は大きく、インダクタＬ１に流れる電流ｉの上昇速度ｄｉ／ｄｔ＝（Ｖｄｃ−Ｖｃ２）／Ｌ１は速くなる。結果的に、インダクタＬ１に流れる電流ｉが所定のピーク値に到達するまでの時間は短くなり、スイッチング素子Ｑ１のオン時間は短くなる。

スイッチング素子Ｑ１のオフ時には、インダクタＬ１の両端に発生する逆起電力は、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２（＝ｎ×Ｖｆ）にクランプされる。このため、ＬＥＤの直列個数ｎが少ないとき、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にインダクタＬ１に印加される電圧は小さく、インダクタＬ１に流れる電流ｉの減衰速度ｄｉ／ｄｔ＝−Ｖｃ２／Ｌ１は遅くなる。結果的に、インダクタＬ１に流れる電流ｉがゼロになるまでの時間は長くなり、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間は長くなる。

このように、本実施形態の点灯装置によれば、ＬＥＤの直列個数ｎが多くなると、自動的にスイッチング素子Ｑ１のオン時間が長く、オフ時間が短くなり、ＬＥＤの直列個数ｎが少なくなると、自動的にスイッチング素子Ｑ１のオン時間が短く、オフ時間が長くなる。したがって、ＬＥＤの直列個数ｎに関わらず、定電流特性を維持できる仕組みとなっている。

なお、制御電源回路１０の詳しい構成については限定しないが、ここでは平滑コンデンサＣ３とその電圧を規制するツェナーダイオードＺＤ１を備えている。最も簡単な例では、コンデンサＣ０の正極から高抵抗を介してコンデンサＣ３の正極に充電電流を供給する構成でも構わない。より効率の良い電源供給手段としては、定常時にインダクタＬ１の２次巻線ｎ２からコンデンサＣ３を充電するような構成を採用しても良い。

また、本実施形態では、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２の電圧消失のタイミングを検出することで、インダクタＬ１に流れる電流が略ゼロになるタイミングを検出しているが、他の手段として、回生ダイオードＤ１の逆方向電圧の上昇を検出したり、スイッチング素子Ｑ１の両端電圧の降下を検出する等、回生電流が消失するタイミングを検出できる手段であれば、具体的な手段は変更しても構わない。

《調光動作について》
本実施形態の構成によれば、負荷が異なる場合であってもチョッパ電流の平均値は殆ど変化しない。したがって、チョッパ電流の脈動成分を出力コンデンサＣ２により平滑化して負荷に供給される出力電流の実効値は、負荷に関わらず略一定となる。

そこで、高周波のチョッパ動作を低周波のＰＷＭ信号に応じて間欠的に停止させることにより、ＰＷＭ信号のデューティに応じた出力電流を半導体発光素子４に供給することができ、精度の高い調光が可能となる。そのために、図１の実施形態では、スイッチング素子Ｑ１の制御電極とグランドの間にスイッチング素子Ｑ２を接続し、このスイッチング素子Ｑ２のゲート電圧Ｖ２を低周波のＰＷＭ信号に応じて制御している。

低周波のＰＷＭ信号は、例えば、１ｋＨｚの矩形波電圧信号であり、１周期中のＬｏｗレベルの期間が長いほど調光出力が大きくなるような調光信号である。この種のＰＷＭ信号は、蛍光灯の調光点灯装置の分野において広く用いられており、図３に示すように、点灯装置１のコネクタＣＯＮ３を介して調光信号線から供給され、整流回路５ａ、絶縁回路５ｂ、波形整形回路５ｃを介して、制御回路５に入力される。

図１の回路では、図３の波形整形回路５ｃから出力された低周波のＰＷＭ信号をスイッチング素子Ｑ２のゲート電圧Ｖ２としており、ゲート電圧Ｖ２がＨｉｇｈレベルのとき、スイッチング素子Ｑ２はオンとなり、スイッチング素子Ｑ１の制御電極とグランドの間を短絡させる。また、ゲート電圧Ｖ２がＬｏｗレベルのとき、スイッチング素子Ｑ２はオフ（高インピーダンス状態）となり、接続されていないのと同じ状態となる。

スイッチング素子Ｑ２がオンされている間は、抵抗Ｒ２１とスイッチング素子Ｑ２の接続点が常にＬｏｗレベルとなる。したがって、制御用集積回路５０の７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）が高周波でＨｉｇｈ／Ｌｏｗに切り替わっても、そのゲートドライブ出力は抵抗Ｒ２１で消費されることになり、スイッチング素子Ｑ１はオフ状態に維持される。

また、スイッチング素子Ｑ２がオフされている場合、制御用集積回路５０の７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）が高周波でＨｉｇｈ／Ｌｏｗに切り替わるのに応じて、スイッチング素子Ｑ１がオン／オフに切り替わるので、通常のチョッパ動作となる。

したがって、チョッパ動作期間とチョッパ動作停止期間の比率は、ＰＷＭ信号のＬｏｗレベル期間とＨｉｇｈレベル期間の比率と一致することになる。チョッパ動作期間では定電流が供給され、チョッパ動作停止期間では電流供給が停止されるので、結局、ＰＷＭ信号の１周期に対するＬｏｗレベル期間の割合に応じた電流が半導体発光素子４に供給されることになる。これにより精度の高い調光が可能となる。

また、上述のスイッチング素子Ｑ２のオンオフ制御に代えて、もしくは、これと共に、制御用集積回路５０の５番ピン（ＺＣＤ）を低周波のＰＷＭ信号に同期してグランドに短絡させることにより、制御用集積回路５０の発振動作を間欠的に停止させるように制御しても良い。上述のように、制御用集積回路５０として、ＳＴマイクロエレクトロニクス社製のＬ６５６２を用いた場合、ゼロクロス検出端子としての５番ピン（ＺＣＤ）には図２に示すようにディセーブル回路５５が接続されており、５番ピンをグランドに短絡させると、ＩＣの動作を停止させることができる。そこで、低周波のＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベルのときは、５番ピン（ＺＣＤ）をグランドに短絡してＩＣの動作を停止させ、低周波のＰＷＭ信号がＬｏｗレベルのときは、５番ピン（ＺＣＤ）を開放して通常の動作に戻す。これにより、低周波のＰＷＭ信号がＬｏｗレベルの期間と、Ｈｉｇｈレベルの期間の比率に応じて、調光が可能となる。

図１の点灯装置を組み込んだＬＥＤ調光点灯装置１の全体構成を図３に示した。電源回路２は上述のフィルタ回路２ａと整流平滑回路２ｂを含んで構成されている。コンデンサＣｃ、Ｃｄは回路グランド（コンデンサＣ０の負極）を高周波的に器具シャーシに接続するためのコンデンサである。ＣＯＮ１は商用交流電源Ｖｓに接続される電源コネクタ、ＣＯＮ２はリード線４４を介して半導体発光素子４に接続される出力コネクタ、ＣＯＮ３は調光信号線を接続するためのコネクタである。調光信号線には、例えば、周波数が１ｋＨｚ、振幅が１０Ｖのデューティ可変の矩形波電圧信号よりなる調光信号が供給されている。

コネクタＣＯＮ３に接続された整流回路５ａは、調光信号線の配線を無極性化するための回路であり、調光信号線を逆接続しても正常に動作するようになっている。つまり、入力された調光信号を全波整流器ＤＢ１で全波整流し、抵抗等のインピーダンス要素Ｚ１を介してツェナーダイオードＺＤの両端に矩形波電圧信号を得ている。絶縁回路５ｂはフォトカプラＰＣ１を備え、調光信号線と点灯装置を絶縁しながら、矩形波電圧信号を伝達している。波形整形回路５ｃは絶縁回路５ｂのフォトカプラＰＣ１から出力された信号を波形整形して、ＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルの明確なＰＷＭ信号として出力する回路である。調光信号線を介して長い距離を伝送されて来た矩形波電圧信号は、波形が歪んでいるので、波形整形回路５ｃを設けている。

（実施形態２）
上述の実施形態１では、可変抵抗素子ＶＲ１，ＶＲ２として、摺動子付きの可変抵抗（いわゆるボリューム抵抗）を用いているが、いずれか一方または両方を、サーミスタ等の温度変化により抵抗値が変化する感温抵抗素子に置き換えても良い。また、摺動子付きの可変抵抗と感温抵抗素子を併用しても良い。

感温抵抗素子は、半導体発光素子４の温度を検出しても良いし、環境温度（点灯装置の周囲温度）を検出しても良いし、インダクタＬ１やスイッチング素子Ｑ１等の回路素子の温度を検出しても良い。

半導体発光素子４として、発光ダイオード（ＬＥＤ）を用いた場合、素子の温度が上昇すると、発光効率が低下することが知られている。そこで、温度上昇による出力低下分を相殺するように、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を増大させる方向に制御すれば、出力を一定化できる。

また、半導体発光素子４として、白色系の発光ダイオードを用いた場合、素子に流れる電流の大きさを変えると、色温度が変化することが知られている。そこで、環境温度（点灯装置の周囲温度）を検出し、環境温度が高いときには、色温度の高い寒色系の発光色となるように、また、環境温度が低いときには、色温度の低い暖色系の発光色となるように、素子に流れる電流の大きさを変えるように制御しても良い。この場合、素子に流れる電流の大きさを変えることで明るさが変化してしまう。そこで、出力コンデンサＣ２を省略し、スイッチング素子Ｑ２によりチョッパ動作を間欠的に休止させることにより、半導体発光素子４に流れる電流の実効値は一定としながら、色温度のみを環境温度に応じて調整するように制御しても良い。

さらに、インダクタＬ１やスイッチング素子Ｑ１等の回路素子の温度を検出し、検出温度が異常に上昇した場合、これらの回路素子を保護するように、出力を抑制方向に調整するように制御しても良い。

感温抵抗素子としては、正特性または負特性のサーミスタを用いても良いし、その他の半導体感温素子を用いても良い。温度特性を正特性とするか負特性とするかは、上述の各用途に応じて使い分ければ良い。例えば、半導体発光素子４の素子温度を検出して、温度上昇による出力低下を相殺するように制御する場合には、図１の可変抵抗ＶＲ１の箇所に負特性のサーミスタを接続するか、可変抵抗ＶＲ２の箇所に正特性のサーミスタを接続すれば良い。

（実施形態３）
また、図１の可変抵抗素子ＶＲ１及び／又はＶＲ２に代えて、周囲照度または半導体発光素子４の出力光に応じて抵抗値が変化する半導体素子を用いても良い。

例えば、屋外の標識灯の用途に本発明の点灯装置を用いる場合、夜間は周囲照度が低下するから光出力を低下させて節電したい。このような場合、図１の可変抵抗素子ＶＲ１をＣｄＳ等の光導電素子に置き換えて、周囲照度を検出するように構成すれば、夜間は電流検出抵抗Ｒ１の電流検出感度が高くなるから、光出力が抑制される。また、昼間は電流検出抵抗Ｒ１の電流検出感度が低くなるから、光出力が上昇する。

また、半導体発光素子４として、発光ダイオード（ＬＥＤ）を用いた場合、素子の温度が上昇すると、発光効率が低下することで光出力が低下するが、図１の可変抵抗素子ＶＲ２をＣｄＳ等の光導電素子に置き換えて、半導体発光素子４の出力光を検出するように構成すれば、光出力の変動を抑制するように出力調整できる。つまり、光出力の検出値が低下すると、光導電素子の抵抗値が上昇することで、スイッチング素子Ｑ１のオン時に電流検出値に重畳される補正値が減少するから、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値が増大する方向に制御される。経年変化により発光ダイオード（ＬＥＤ）が劣化したり、照明器具の汚れにより光出力が低下した場合にも、同様の構成により光出力の低下を相殺するように出力調整できる。

（実施形態４）
図４は本発明の実施形態４の要部回路図である。本実施形態では、経年変化による発光ダイオード（ＬＥＤ）の劣化を評価するためにフォトカプラＰＣ２を用いている。フォトカプラＰＣ２の発光素子はＬＥＤよりなり、これも経年変化により劣化する。主光源としての半導体発光素子４の点灯時間中はフォトカプラＰＣ２の発光素子にも通電することにより、その光出力は経年変化により減少するから、フォトカプラＰＣ２の受光素子の抵抗値は経年変化により上昇する。

図示された例では、抵抗Ｒ４４とフォトカプラＰＣ２の発光素子の直列回路に７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）の制御信号を供給している。スイッチング素子Ｑ１のオン時には、７番ピンのＨｉｇｈレベルの出力電圧により抵抗Ｒ４４を介してフォトカプラＰＣ２の発光素子に駆動電流が流れるから、フォトカプラＰＣ２の受光素子の導電率が下がる。すると、７番ピンのＨｉｇｈレベルの出力電圧により、フォトカプラＰＣ２の受光素子、抵抗Ｒ４５、ダイオードＤ５を介して電流検出抵抗Ｒ１に直流電流が重畳される。

フォトカプラＰＣ２の発光素子が寿命初期である場合、フォトカプラＰＣ２の受光素子の導電率は十分に下がるので、重畳される直流電流も大きくなり、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を小さくすることができる。一方、フォトカプラＰＣ２の発光素子が経年劣化すると、その光出力が減少することにより、フォトカプラＰＣ２の受光素子の導電率は下がりにくくなるので、重畳される直流電流が小さくなり、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を大きくすることができる。これにより、半導体発光素子４の経年変化により発光効率が低下しても、光出力が不足しないように、出力電流を増大させることができる。

また、本実施形態では、図３に示す波形整形回路５ｃから出力されたＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベルの期間では、制御用集積回路５０の発振動作を停止させるべく、制御用集積回路５０の５番ピンをグランドに短絡させている。他の構成は実施形態１と同じで良い。

上述のように、制御用集積回路５０として、ＳＴマイクロエレクトロニクス社製のＬ６５６２を用いた場合、ゼロクロス検出端子としての５番ピン（ＺＣＤ）には図２に示すようにディセーブル回路５５が接続されており、５番ピンをグランドに短絡させると、ＩＣの動作を停止させることができる。そこで、低周波のＰＷＭ信号（図１のスイッチング素子Ｑ２のゲート電圧Ｖ２）がＨｉｇｈレベルのときは、図４のスイッチング素子Ｑ３をオンさせて、５番ピン（ＺＣＤ）をグランドに短絡させてＩＣの動作を停止させ、ゲートドライブ端子ＧＤ（７番ピン）からゲートドライブ信号が出力されないようにしている。

このため、調光点灯時においては、調光レベルが低くなるにつれてフォトカプラＰＣ２の発光素子に高周波のパルス電流が流れる期間が短くなり、フォトカプラＰＣ２の発光素子の劣化は進みにくい。したがって、半導体発光素子４の累積点灯時間が長くても、調光点灯されていた期間が長い場合には、照度補正は緩やかに進行する。

（実施形態５）
上述の実施形態１〜４では、降圧チョッパ回路３のスイッチング素子Ｑ１が低電位側に配置されている回路例について説明したが、図５（ａ）に示すように、降圧チョッパ回路３ａのスイッチング素子Ｑ１が高電位側に配置されている場合であっても本発明を適用できることは言うまでもない。

また、図５（ｂ）〜（ｄ）に示すような各種のスイッチング電源回路に本発明を適用することもできる。図５（ｂ）は昇圧チョッパ回路３ｂ、図５（ｃ）はフライバックコンバータ回路３ｃ、図５（ｄ）は昇降圧チョッパ回路３ｄの例である。これらは例示であり、スイッチング素子Ｑ１のオン時にインダクタンス要素（インダクタＬ１またはトランスＴ１）に流れる電流が所定値に達するとスイッチング素子Ｑ１をオフ制御するピーク電流検出動作と、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にインダクタンス要素から回生ダイオードＤ１を介して放出される電流が略ゼロになるとスイッチング素子Ｑ１をオン制御するゼロクロス検出動作を併用しているスイッチング電源回路であれば、本発明を適用することができる。

（実施形態６）
図６は本発明のＬＥＤ点灯装置を用いた電源別置型ＬＥＤ照明器具の概略構成を示している。この電源別置型ＬＥＤ照明器具では、ＬＥＤモジュール４０の筐体４２とは別のケースに電源ユニットとしての調光点灯装置１を内蔵している。こうすることによってＬＥＤモジュール４０は薄型化することが可能となり、別置型の電源ユニットとしての調光点灯装置１は場所によらず設置可能となる。

器具筐体４２は、下端開放された金属製の円筒体よりなり、下端開放部は光拡散板４３で覆われている。この光拡散板４３に対向するように、ＬＥＤモジュール４０が配置されている。４１はＬＥＤ実装基板であり、ＬＥＤモジュール４０のＬＥＤ４ａ〜４ｄを実装している。器具筐体４２は天井１００に埋め込まれており、天井裏に配置された電源ユニットとしての調光点灯装置１からリード線４４とコネクタ４５を介して配線されている。

電源ユニットとしての調光点灯装置１の内部には、図３に示すような回路が収納されている。ＬＥＤ４ａ〜４ｄの直列回路（ＬＥＤモジュール４０）が上述の半導体発光素子４に対応している。

本実施形態では、電源ユニットとしての調光点灯装置１がＬＥＤモジュール４０とは別の筐体に収納される電源別置型ＬＥＤ照明器具を例示したが、ＬＥＤモジュール４０と同じ筐体に電源ユニットを収納した電源一体型ＬＥＤ照明器具に本発明の点灯装置を用いても構わない。

また、本発明の点灯装置は、照明器具に限らず、各種の光源、例えば、液晶ディスプレイのバックライトや、複写機、スキャナ、プロジェクタなどの光源として利用しても構わない。

上述の各実施形態の説明では、半導体発光素子４として発光ダイオードを例示したが、これに限定されるものではなく、例えば、有機ＥＬ素子や半導体レーザー素子などであっても良い。

Ｑ１ スイッチング素子
Ｌ１ インダクタ
Ｄ１ ダイオード
Ｒ１ 電流検出抵抗
４ 半導体発光素子
５ 制御回路
ＶＲ１ 可変抵抗
ＶＲ２ 可変抵抗

Claims (6)

1. 直流電源に直列接続されて高周波でオンオフ制御されるスイッチング素子と；前記スイッチング素子と直列に接続されて前記スイッチング素子のオン時に前記直流電源から電流が流れるインダクタンス要素と；前記スイッチング素子のオン時に前記インダクタンス要素に蓄積されたエネルギーを前記スイッチング素子のオフ時に半導体発光素子に放出する回生ダイオードと；前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出手段と；前記電流検出手段により検出された電流値が所定値に達すると、前記スイッチング素子をオフさせると共に前記インダクタンス要素のエネルギー放出が完了したときに前記スイッチング素子をオンさせる制御手段とを備える半導体発光素子の点灯装置において、
   前記電流検出手段により検出される検出値に出力調整のための補正値を重畳させる可変抵抗素子を有することを特徴とする半導体発光素子の点灯装置。
2. 前記補正値を前記スイッチング素子のオン制御信号に同期して重畳させることを特徴とする請求項１記載の半導体発光素子の点灯装置。
3. 直流電源に直列接続されて高周波でオンオフ制御されるスイッチング素子と；前記スイッチング素子と直列に接続されて前記スイッチング素子のオン時に前記直流電源から電流が流れるインダクタンス要素と；前記スイッチング素子のオン時に前記インダクタンス要素に蓄積されたエネルギーを前記スイッチング素子のオフ時に半導体発光素子に放出する回生ダイオードと；前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出手段と；前記電流検出手段により検出された電流値が所定値に達すると、前記スイッチング素子をオフさせると共に前記インダクタンス要素のエネルギー放出が完了したときに前記スイッチング素子をオンさせる制御手段とを備える半導体発光素子の点灯装置において、
   前記電流検出手段により検出される検出値から出力調整のための補正値を差し引く可変抵抗素子を有することを特徴とする半導体発光素子の点灯装置。
4. 可変抵抗素子は温度変化により抵抗値が変化する感温抵抗素子であることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置。
5. 可変抵抗素子は経年変化により抵抗値が変化する回路素子であることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置。
6. 請求項１〜５のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置と、この点灯装置から電流を供給される半導体発光素子を具備する照明器具。

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