JP2001078439A - スイッチング電源装置 - Google Patents
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
- H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
Abstract
(57)【要約】
【課題】 電流検出抵抗による電力損失、電源回路の電
力変換効率の低下、および大型の電流検出抵抗を用いる
ことによる電源装置全体の大型化・高コスト化の問題を
解消した、過電流保護機能を有するスイッチング電源装
置を得る。 【解決手段】 入力電源の電流をスイッチングして出力
電圧または出力電流を制御する主スイッチング素子Ｑ１
を設け、Ｑ１の両端に現れる電位差Ｖｄｓを、抵抗Ｒ
１，Ｒ２，Ｒ３，定電流回路５による分圧回路により取
り出し、その分圧出力を差動増幅回路６により増幅する
ことによって、Ｑ１のオン期間の電流検出を行い、これ
が所定値を超える時、スイッチング制御により過電流保
護を行う。
力変換効率の低下、および大型の電流検出抵抗を用いる
ことによる電源装置全体の大型化・高コスト化の問題を
解消した、過電流保護機能を有するスイッチング電源装
置を得る。 【解決手段】 入力電源の電流をスイッチングして出力
電圧または出力電流を制御する主スイッチング素子Ｑ１
を設け、Ｑ１の両端に現れる電位差Ｖｄｓを、抵抗Ｒ
１，Ｒ２，Ｒ３，定電流回路５による分圧回路により取
り出し、その分圧出力を差動増幅回路６により増幅する
ことによって、Ｑ１のオン期間の電流検出を行い、これ
が所定値を超える時、スイッチング制御により過電流保
護を行う。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、スイッチング電
源装置に関し、特に過電流保護機能を有するスイッチン
グ電源装置に関するものである。
源装置に関し、特に過電流保護機能を有するスイッチン
グ電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、スイッチング電源装置において
は、何らかの原因で電源の出力側が短絡されるなどして
過負荷状態となって、過大な出力電流が流れた場合に、
スイッチング電源装置自体を保護するため、または負荷
を保護するために過電流保護機能を設けている。
は、何らかの原因で電源の出力側が短絡されるなどして
過負荷状態となって、過大な出力電流が流れた場合に、
スイッチング電源装置自体を保護するため、または負荷
を保護するために過電流保護機能を設けている。
【０００３】このような過電流保護機能を有する従来の
スイッチング電源装置の例を図４に示す。図４において
Ｑ１は主スイッチング素子であり、ＭＯＳ−ＦＥＴから
なる。スイッチング制御回路１０は主スイッチング素子
Ｑ１のゲートに制御電圧を与えてオン／オフ制御を行
う。主スイッチング素子Ｑ１のドレインには入力電源Ｅ
を接続している。入力電源Ｅには並列に平滑コンデンサ
Ｃ１を接続している。主スイッチング素子Ｑ１のソース
側には整流回路２、インダクタ３、コンデンサＣ２から
なる整流平滑回路を接続している。また、その出力部と
負荷４との間に電流検出抵抗１１を挿入している。電流
検出回路１２は電流検出抵抗１１の両端の電位差を入力
して、それに応じた電圧信号をスイッチング制御回路１
０へ与える。
スイッチング電源装置の例を図４に示す。図４において
Ｑ１は主スイッチング素子であり、ＭＯＳ−ＦＥＴから
なる。スイッチング制御回路１０は主スイッチング素子
Ｑ１のゲートに制御電圧を与えてオン／オフ制御を行
う。主スイッチング素子Ｑ１のドレインには入力電源Ｅ
を接続している。入力電源Ｅには並列に平滑コンデンサ
Ｃ１を接続している。主スイッチング素子Ｑ１のソース
側には整流回路２、インダクタ３、コンデンサＣ２から
なる整流平滑回路を接続している。また、その出力部と
負荷４との間に電流検出抵抗１１を挿入している。電流
検出回路１２は電流検出抵抗１１の両端の電位差を入力
して、それに応じた電圧信号をスイッチング制御回路１
０へ与える。
【０００４】もし、電流検出回路１２から出力される電
圧が、負荷４への出力電流が予め定めた上限値を超える
状態に相当する値となった時、スイッチング制御回路１
０は主スイッチング素子Ｑ１のオン時間を短くするか、
オン時間がそれ以上長くならないように制限する。この
ことにより過電流保護を行う。
圧が、負荷４への出力電流が予め定めた上限値を超える
状態に相当する値となった時、スイッチング制御回路１
０は主スイッチング素子Ｑ１のオン時間を短くするか、
オン時間がそれ以上長くならないように制限する。この
ことにより過電流保護を行う。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところが、このような
従来の電流検出回路を備えたスイッチング電源装置にお
いては、負荷に対する出力電流を検出するために主電流
経路に電流検出抵抗（１１）を設けているため、この電
流検出抵抗での電力損失が生じ、電源回路の電力変換効
率が低下してしまう。また、電流検出抵抗による電力損
失により発熱が生じるため、大型の抵抗器を用いなけれ
ばならず、電源装置全体の大型化および低コスト化が図
れないという問題があった。
従来の電流検出回路を備えたスイッチング電源装置にお
いては、負荷に対する出力電流を検出するために主電流
経路に電流検出抵抗（１１）を設けているため、この電
流検出抵抗での電力損失が生じ、電源回路の電力変換効
率が低下してしまう。また、電流検出抵抗による電力損
失により発熱が生じるため、大型の抵抗器を用いなけれ
ばならず、電源装置全体の大型化および低コスト化が図
れないという問題があった。
【０００６】この発明の目的は、前記電流検出抵抗を用
いることなく過電流保護の機能を持たせることにより、
上述した各種問題を解消したスイッチング電源装置を提
供することにある。
いることなく過電流保護の機能を持たせることにより、
上述した各種問題を解消したスイッチング電源装置を提
供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】この発明は、主スイッチ
ング素子に流れる電流に応じて、その主スイッチング素
子による電圧降下が変化することに着目したものであ
る。すなわちこの発明のスイッチング電源装置は、入力
電源の電流をスイッチングして、出力電圧または出力電
流を制御する主スイッチング素子を備え、主スイッチン
グ素子の両端に現れる電位差に基づいて当該主スイッチ
ング素子に流れる電流の大きさを検出する電流検出回路
と当該電流が所定値を超えないように主スイッチング素
子を制御するスイッチング制御回路を設ける。
ング素子に流れる電流に応じて、その主スイッチング素
子による電圧降下が変化することに着目したものであ
る。すなわちこの発明のスイッチング電源装置は、入力
電源の電流をスイッチングして、出力電圧または出力電
流を制御する主スイッチング素子を備え、主スイッチン
グ素子の両端に現れる電位差に基づいて当該主スイッチ
ング素子に流れる電流の大きさを検出する電流検出回路
と当該電流が所定値を超えないように主スイッチング素
子を制御するスイッチング制御回路を設ける。
【０００８】上記主スイッチング素子のオン時に流れる
電流は、負荷に対する出力電流の大きさに略比例する
等、相関関係があるため、主スイッチング素子の両端に
現れる電位差に基づいてその主スイッチング素子に流れ
る電流の大きさを検出することによって、負荷に対する
出力電流の大きさを間接的に検出できる。そのため従来
の電流検出抵抗が不要となり、電流検出抵抗による電力
損失が生じることもなく、その発熱による問題も生じな
い。
電流は、負荷に対する出力電流の大きさに略比例する
等、相関関係があるため、主スイッチング素子の両端に
現れる電位差に基づいてその主スイッチング素子に流れ
る電流の大きさを検出することによって、負荷に対する
出力電流の大きさを間接的に検出できる。そのため従来
の電流検出抵抗が不要となり、電流検出抵抗による電力
損失が生じることもなく、その発熱による問題も生じな
い。
【０００９】また、この発明は前記主スイッチング素子
のオン期間中に、上記スイッチング制御回路へ、主スイ
ッチング素子両端に現れる電位差に基づく電流検出信号
を与えるタイミング制御回路を設ける。主スイッチング
素子のオフ期間に、その両端に生じる電位差は、回路構
成によって異なるが、主スイッチング素子のオン期間で
は、そのオン抵抗（内部抵抗）は略一定であるか、主ス
イッチング素子の非線形性によってオン抵抗（内部抵
抗）は通電電流に応じて変化する。この関係は通電電流
が増大するほど主スイッチング素子両端の電位差が増大
する関係にある。そのため、回路構成に係わらず、スイ
ッチング制御回路は主スイッチング素子のオン期間中の
上記電位差に基づいて、スイッチング制御による過電流
保護を高精度に行えるようになる。
のオン期間中に、上記スイッチング制御回路へ、主スイ
ッチング素子両端に現れる電位差に基づく電流検出信号
を与えるタイミング制御回路を設ける。主スイッチング
素子のオフ期間に、その両端に生じる電位差は、回路構
成によって異なるが、主スイッチング素子のオン期間で
は、そのオン抵抗（内部抵抗）は略一定であるか、主ス
イッチング素子の非線形性によってオン抵抗（内部抵
抗）は通電電流に応じて変化する。この関係は通電電流
が増大するほど主スイッチング素子両端の電位差が増大
する関係にある。そのため、回路構成に係わらず、スイ
ッチング制御回路は主スイッチング素子のオン期間中の
上記電位差に基づいて、スイッチング制御による過電流
保護を高精度に行えるようになる。
【００１０】また、この発明は前記電流検出回路を、前
記主スイッチング素子の両端と接地電位との間にそれぞ
れ設けた分圧回路と、それぞれの分圧回路の出力電圧を
差動増幅する増幅回路とから構成するとともに、前記分
圧回路に温度補償回路を設ける。これにより、主スイッ
チング素子の通電電流対オン抵抗の温度特性による誤差
を抑制することができる。例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴの場
合、温度上昇に伴い、同一電流の下でのオン抵抗が低下
する特性を示すため、温度補償を行わない場合、オン期
間の電流値が一定であっても温度上昇に伴って電流検出
値が低くなるが、上述のように主スイッチング素子両端
の電位差に基づく電流検出に温度補償を行うことによっ
て、広範囲の温度環境下において一定の過電流保護を行
えるようになる。
記主スイッチング素子の両端と接地電位との間にそれぞ
れ設けた分圧回路と、それぞれの分圧回路の出力電圧を
差動増幅する増幅回路とから構成するとともに、前記分
圧回路に温度補償回路を設ける。これにより、主スイッ
チング素子の通電電流対オン抵抗の温度特性による誤差
を抑制することができる。例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴの場
合、温度上昇に伴い、同一電流の下でのオン抵抗が低下
する特性を示すため、温度補償を行わない場合、オン期
間の電流値が一定であっても温度上昇に伴って電流検出
値が低くなるが、上述のように主スイッチング素子両端
の電位差に基づく電流検出に温度補償を行うことによっ
て、広範囲の温度環境下において一定の過電流保護を行
えるようになる。
【００１１】
【発明の実施の形態】この発明の実施形態に係るスイッ
チング電源装置の構成を図１に示す。図１において、Ｑ
１はＮｃｈ型ＭＯＳ−ＦＥＴからなる主スイッチング素
子である。スイッチング制御回路１０は主スイッチング
素子Ｑ１のゲートに制御電圧を与えてオン／オフ制御を
行う。主スイッチング素子Ｑ１のドレインには入力電源
Ｅを接続している。入力電源Ｅには並列にコンデンサＣ
１を接続している。主スイッチング素子Ｑ１のソース側
には整流回路２、インダクタ３、コンデンサＣ２からな
る整流平滑回路を接続している。また、主スイッチング
素子Ｑ１のドレインと接地との間に、可変抵抗Ｒ１と抵
抗Ｒ２とによる抵抗分圧回路を設けている。また、主ス
イッチング素子Ｑ１のソースと接地との間に、定電流回
路５と抵抗Ｒ３とによる分圧回路を設けている。６は差
動増幅回路であり、２つの分圧回路の分圧出力を差動増
幅する。スイッチング制御回路１は主スイッチング素子
Ｑ１のオンタイミング（Ｑ１のオン期間）を示す信号を
タイミング制御回路７へ与える。タイミング制御回路７
はそのオンタイミングに差動増幅回路６の出力電圧をス
イッチング制御回路１へ与える。
チング電源装置の構成を図１に示す。図１において、Ｑ
１はＮｃｈ型ＭＯＳ−ＦＥＴからなる主スイッチング素
子である。スイッチング制御回路１０は主スイッチング
素子Ｑ１のゲートに制御電圧を与えてオン／オフ制御を
行う。主スイッチング素子Ｑ１のドレインには入力電源
Ｅを接続している。入力電源Ｅには並列にコンデンサＣ
１を接続している。主スイッチング素子Ｑ１のソース側
には整流回路２、インダクタ３、コンデンサＣ２からな
る整流平滑回路を接続している。また、主スイッチング
素子Ｑ１のドレインと接地との間に、可変抵抗Ｒ１と抵
抗Ｒ２とによる抵抗分圧回路を設けている。また、主ス
イッチング素子Ｑ１のソースと接地との間に、定電流回
路５と抵抗Ｒ３とによる分圧回路を設けている。６は差
動増幅回路であり、２つの分圧回路の分圧出力を差動増
幅する。スイッチング制御回路１は主スイッチング素子
Ｑ１のオンタイミング（Ｑ１のオン期間）を示す信号を
タイミング制御回路７へ与える。タイミング制御回路７
はそのオンタイミングに差動増幅回路６の出力電圧をス
イッチング制御回路１へ与える。
【００１２】なお、図１に示した例では、出力電圧を安
定化するための帰還回路部分の構成については示してい
ないが、このスイッチング電源装置を定電圧スイッチン
グレギュレータとして用いる場合には、出力電圧をスイ
ッチング制御回路１へ帰還させて、スイッチング制御回
路１が、出力電圧が一定となる方向にスイッチング制御
を行うように構成すればよい。例えば、周期一定のＰＷ
Ｍ制御の場合、出力電圧の上昇・下降に合わせてＱ１の
オン期間を短縮・伸張して、オンデューティ比を制御す
ればよい。
定化するための帰還回路部分の構成については示してい
ないが、このスイッチング電源装置を定電圧スイッチン
グレギュレータとして用いる場合には、出力電圧をスイ
ッチング制御回路１へ帰還させて、スイッチング制御回
路１が、出力電圧が一定となる方向にスイッチング制御
を行うように構成すればよい。例えば、周期一定のＰＷ
Ｍ制御の場合、出力電圧の上昇・下降に合わせてＱ１の
オン期間を短縮・伸張して、オンデューティ比を制御す
ればよい。
【００１３】図１における定電流回路５は、例えば図２
に示すように接合型ＦＥＴのゲート−ソース間を一定電
圧（０Ｖ）として、その定電流特性を利用した回路であ
る。
に示すように接合型ＦＥＴのゲート−ソース間を一定電
圧（０Ｖ）として、その定電流特性を利用した回路であ
る。
【００１４】図３は図１に示した各部の波形図である。
主スイッチング素子Ｑ１のゲート電圧が０Ｖの時、Ｑ１
はオフ状態となり、所定のゲート電圧の時、オン状態と
なる。Ｑ１のドレイン電圧ＶＢは入力電源電圧ＶＥであ
り一定である。Ｑ１のソース電位ＶＡはＱ１がオフ状態
の時、略０Ｖであり、Ｑ１がオン状態の時、ＶＢ（Ｖ
Ｅ）より降下電圧Ｖｄｓだけ低い値を示す。ここで主ス
イッチング素子Ｑ１のオン抵抗をＲｏｎ、オン電流をＩ
ｓｗとすれば、これらの関係は次式で表される。 ＶＢ−ＶＡ＝Ｖｄｓ＝Ｒｏｎ×Ｉｓｗ 図１に示したＲ１，Ｒ２による分圧出力電圧Ｖｂは、そ
の分圧比とＶＢにより定まる一定値を示す。定電流回路
５と抵抗Ｒ３による分圧出力電圧ＶａはＶＡの変化に伴
って、Ｑ１のオン期間に或る電圧が現れる。したがっ
て、差動増幅回路６の出力もＱ１のオン期間に所定電圧
値として出力される。Ｑ１のオン期間でのＱ１のドレイ
ン−ソース間電圧（降下電圧）Ｖｄｓは、電流Ｉｓｗが
増大するほど増大し、これに伴い差動増幅回路６の出力
電圧が上昇する。したがって、この差動増幅回路出力電
圧が或るしきい値を超える時、スイッチング制御回路１
は電流Ｉｓｗがそれ以上増大しないように主スイッチン
グ素子Ｑ１のスイッチング制御を行う。例えば、周期一
定のＰＷＭ制御によりスイッチング制御を行う場合に
は、Ｑ１のオン期間の時間の上限を定める。すなわち差
動増幅回路６の出力電圧が上記しきい値となる条件での
Ｑ１のオン期間を上限とする。
主スイッチング素子Ｑ１のゲート電圧が０Ｖの時、Ｑ１
はオフ状態となり、所定のゲート電圧の時、オン状態と
なる。Ｑ１のドレイン電圧ＶＢは入力電源電圧ＶＥであ
り一定である。Ｑ１のソース電位ＶＡはＱ１がオフ状態
の時、略０Ｖであり、Ｑ１がオン状態の時、ＶＢ（Ｖ
Ｅ）より降下電圧Ｖｄｓだけ低い値を示す。ここで主ス
イッチング素子Ｑ１のオン抵抗をＲｏｎ、オン電流をＩ
ｓｗとすれば、これらの関係は次式で表される。 ＶＢ−ＶＡ＝Ｖｄｓ＝Ｒｏｎ×Ｉｓｗ 図１に示したＲ１，Ｒ２による分圧出力電圧Ｖｂは、そ
の分圧比とＶＢにより定まる一定値を示す。定電流回路
５と抵抗Ｒ３による分圧出力電圧ＶａはＶＡの変化に伴
って、Ｑ１のオン期間に或る電圧が現れる。したがっ
て、差動増幅回路６の出力もＱ１のオン期間に所定電圧
値として出力される。Ｑ１のオン期間でのＱ１のドレイ
ン−ソース間電圧（降下電圧）Ｖｄｓは、電流Ｉｓｗが
増大するほど増大し、これに伴い差動増幅回路６の出力
電圧が上昇する。したがって、この差動増幅回路出力電
圧が或るしきい値を超える時、スイッチング制御回路１
は電流Ｉｓｗがそれ以上増大しないように主スイッチン
グ素子Ｑ１のスイッチング制御を行う。例えば、周期一
定のＰＷＭ制御によりスイッチング制御を行う場合に
は、Ｑ１のオン期間の時間の上限を定める。すなわち差
動増幅回路６の出力電圧が上記しきい値となる条件での
Ｑ１のオン期間を上限とする。
【００１５】図１において、主スイッチングＱ１のオン
抵抗Ｒｏｎは一般に個体差があるため、用いる主スイッ
チング素子Ｑ１のオン抵抗Ｒｏｎに応じて可変抵抗Ｒ１
の値を調整することによって、基準となる電圧Ｖｂを調
整し、所定の電流値で過電流保護が作動するように定め
ればよい。
抵抗Ｒｏｎは一般に個体差があるため、用いる主スイッ
チング素子Ｑ１のオン抵抗Ｒｏｎに応じて可変抵抗Ｒ１
の値を調整することによって、基準となる電圧Ｖｂを調
整し、所定の電流値で過電流保護が作動するように定め
ればよい。
【００１６】ところで、定電流回路５を図２に示したよ
うに構成すれば、温度上昇に伴って、その定電流値が大
きくなるため、環境温度が高くなる程、定電流回路５と
抵抗Ｒ３による分圧比は大きくなる傾向を示す。一方、
主スイッチング素子Ｑ１のオン期間の降下電圧Ｖｄｓは
温度上昇に伴い減少する傾向があるので、定電流回路５
と抵抗Ｒ３による分圧回路の分圧出力電圧温度係数を、
主スイッチング素子Ｑ１のオン抵抗温度係数に合わせ
て、その影響を打ち消すように定める。このようにし
て、広範囲の環境温度で、一定の過電流保護を可能とす
る。なお、定電流回路が主スイッチング素子Ｑ１の温度
をより高精度に検出するために、定電流回路を主スイッ
チング素子Ｑ１に近接配置するなどして熱的に結合させ
てもよい。また、定電流回路５を、単に所定の温度係数
を有する抵抗素子で構成してもよい。
うに構成すれば、温度上昇に伴って、その定電流値が大
きくなるため、環境温度が高くなる程、定電流回路５と
抵抗Ｒ３による分圧比は大きくなる傾向を示す。一方、
主スイッチング素子Ｑ１のオン期間の降下電圧Ｖｄｓは
温度上昇に伴い減少する傾向があるので、定電流回路５
と抵抗Ｒ３による分圧回路の分圧出力電圧温度係数を、
主スイッチング素子Ｑ１のオン抵抗温度係数に合わせ
て、その影響を打ち消すように定める。このようにし
て、広範囲の環境温度で、一定の過電流保護を可能とす
る。なお、定電流回路が主スイッチング素子Ｑ１の温度
をより高精度に検出するために、定電流回路を主スイッ
チング素子Ｑ１に近接配置するなどして熱的に結合させ
てもよい。また、定電流回路５を、単に所定の温度係数
を有する抵抗素子で構成してもよい。
【００１７】なお、この例では、タイミング制御回路７
を設けることによって、Ｑ１のオン期間における差動増
幅回路の出力電圧をスイッチング制御回路へ与えるよう
にしたが、Ｑ１のオフ期間における差動増幅回路６の出
力電圧が略０Ｖなるように回路を構成すれば、差動増幅
回路６の出力電圧を単に平滑してスイッチング制御回路
１へ与えるようにしてもよい。
を設けることによって、Ｑ１のオン期間における差動増
幅回路の出力電圧をスイッチング制御回路へ与えるよう
にしたが、Ｑ１のオフ期間における差動増幅回路６の出
力電圧が略０Ｖなるように回路を構成すれば、差動増幅
回路６の出力電圧を単に平滑してスイッチング制御回路
１へ与えるようにしてもよい。
【００１８】また、図１に示した例では、降圧型スイッ
チング電源装置を示したが、昇圧型スイッチング電源装
置や極性逆転型スイッチング電源装置、さらには変圧器
を用いたフォワード方式やフライバック方式のスイッチ
ング電源装置であっても、主スイッチング素子のオン時
に流れる電流の大きさと、負荷に対する出力電流の大き
さとに相関関係があるので、本願発明を同様に適用でき
る。
チング電源装置を示したが、昇圧型スイッチング電源装
置や極性逆転型スイッチング電源装置、さらには変圧器
を用いたフォワード方式やフライバック方式のスイッチ
ング電源装置であっても、主スイッチング素子のオン時
に流れる電流の大きさと、負荷に対する出力電流の大き
さとに相関関係があるので、本願発明を同様に適用でき
る。
【００１９】また、主スイッチング素子Ｑ１としてはＮ
ｃｈ型ＦＥＴ以外にＰｃｈ型ＦＥＴを用いてもよい。さ
らに、ＮＰＮ型やＰＮＰ型バイポーラトランジスタを用
いてもよい。
ｃｈ型ＦＥＴ以外にＰｃｈ型ＦＥＴを用いてもよい。さ
らに、ＮＰＮ型やＰＮＰ型バイポーラトランジスタを用
いてもよい。
【００２０】
【発明の効果】請求項１に係る発明によれば、従来の電
流検出抵抗が不要となり、電流検出抵抗による電力損失
が生じることもなく、その発熱による問題も生じない。
流検出抵抗が不要となり、電流検出抵抗による電力損失
が生じることもなく、その発熱による問題も生じない。
【００２１】請求項２に係る発明によれば、スイッチン
グ電源装置の回路構成に係わらず、スイッチング制御回
路は主スイッチング素子のオン期間中の上記電位差に基
づいて、スイッチング制御による過電流保護を高精度に
行えるようになる。
グ電源装置の回路構成に係わらず、スイッチング制御回
路は主スイッチング素子のオン期間中の上記電位差に基
づいて、スイッチング制御による過電流保護を高精度に
行えるようになる。
【００２２】また、請求項３に係る発明によれば、広範
囲の温度環境下において一定の過電流保護を行えるよう
になる。
囲の温度環境下において一定の過電流保護を行えるよう
になる。
【図１】実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を
示す図
示す図
【図２】図１における定電流回路の構成例を示す図
【図３】図１各部の波形図
【図４】従来のスイッチング電源装置の構成を示す図
Ｑ１−主スイッチング素子 ６−差動増幅回路 （Ｒ１，Ｒ２）−分圧回路 （５，Ｒ３）−分圧回路
Claims (3)
- 【請求項１】 入力電源の電流をスイッチングして、出
力電圧または出力電流を制御する主スイッチング素子を
備えたスイッチング電源装置において、 前記主スイッチング素子の両端に現れる電位差に基づい
て当該主スイッチング素子に流れる電流の大きさを検出
する電流検出回路と当該電流が所定値を超えないように
前記主スイッチング素子を制御するスイッチング制御回
路を設けたことを特徴とするスイッチング電源装置。 - 【請求項２】 前記主スイッチング素子のオン期間中
に、前記スイッチング制御回路へ前記電位差に基づく前
記電流検出信号を与えるタイミング制御回路を設けた請
求項１に記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項３】 前記電流検出回路は、前記主スイッチン
グ素子の両端と接地電位との間にそれぞれ設けた分圧回
路と、それぞれの分圧回路の出力電圧を差動増幅する増
幅回路とから構成するとともに、前記分圧回路に温度補
償回路を設けたことを特徴とする請求項１または２に記
載のスイッチング電源装置。
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