JP2005518174A - Ｄｃ‐ｄｃ変換器用連続温度補償を提供するプログラム可能電流センス回路 - Google Patents

Ｄｃ‐ｄｃ変換器用連続温度補償を提供するプログラム可能電流センス回路 Download PDF

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Abstract

バック（降圧）モードＤＣ‐ＤＣ変換器のパルス幅変調コントローラーに内蔵されるプログラム可能温度補償回路を有する電流センス補正回路。コントローラーの前端は、変換器の共通出力ノードに電流フィードバック抵抗器を介して結合された入力を有するセンス増幅器を含む。ＭＯＳＦＥＴを通る電流はサンプル＆ホールドの回路によってサンプリングされ、ＭＯＳＦＥＴのインピーダンスはセンス増幅器ユニットによって制御される。センス電流補正回路は、サンプル＆ホールド回路とコントローラーの間に結合され、コントローラーへセンス電流に対して決定論的温度補償関係がある補正電流を供給するように動作する。補正電流のセンス電流に対する比は所定温度で１の値に等しく、その温度以外の温度で他の値を有する。

Description

発明の詳細な説明
［関連出願の相互参照］
この出願は、２００１年１２月１４日にＲ．Ｉｓｈａｍによって申請された同時係属米国仮特許出願第６０／３４０，３２４号「Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｅｄ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｓｅｎｓｉｎｇ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｆｏｒ ＤＣ ｔｏ ＤＣ」の利益を主張するものである。
本発明は電子回路及びその電子部品に関し、特に、バック（降圧）モードＤＣ‐ＤＣ変換器の出力スイッチングＭＯＳＦＥＴの温度変動用プログラム可能連続補償を備えた新規な改善された電流センス補正回路に関するものである。
集積回路(IC)用電力は通常、図１に示すタイプのバック（降圧）モードパルス幅変調(ＰＷＭ)ＤＣ‐ＤＣ変換器のような１つ以上の直流(ＤＣ)電源によって供給される。図１に示すように、コントローラー１０は(ＭＯＳＦＥＴゲート)ドライバー２０にＰＷＭ信号を供給し、負荷が結合される一対の電子電力スイッチング素子のターンオンとターンオフを制御する。図示したＤＣ‐ＤＣ変換器では、これらの電力スイッチング素子を、一対の電源レール(例えばＶＩＮおよび接地(ＧＮＤ))間に直列接続されたドレイン‐ソース電流路を有する上側(あるいは高い側)電力ＮＭＯＳＦＥＴ(あるいはＮＦＥＴ)素子３０と下側(あるいは低い側)電力ＮＦＥＴ素子４０として示す。
上側ＮＦＥＴ素子３０は、ドライバー２０からそのゲートに印加される上側ゲートスイッチング信号ＵＧＡＴＥによってオン・オフされ、下側ＮＦＥＴ素子４０はドライバー２０からの下側ゲートスイッチング信号ＬＧＡＴＥによってオン・オフされる。上側と下側のＮＦＥＴ間の共通ノード３５は、基準電圧端子(ＧＮＤ)に結合された負荷リザーバキャパシタ６０にインダクタ５０(インダクタ５０は典型的には変圧器巻線からなってよい)を介して結合される。インダクタ５０とキャパシタ６０間の接続５５は、負荷６５(ＧＮＤに結合されるように示される)に所望の(制御された)ＤＣ出力電圧ＶＯＵＴが印加される出力ノードとして働く。
また、出力ノード接続５５は、コントローラー内の(図示しない)誤差増幅器回路(誤差増幅器は基準電圧供給に対する変換器の出力ＤＣ電圧を制御するために使用される)にフィードバックされる。加えてまた、共通ノード３５もコントローラー１０内の電流センス回路１５に結合され、電流センス回路１５に応答して、必要なときに、コントローラーは規定のパラメーター設定内に変換器のＤＣ出力を維持するようにＰＷＭ信号を調節する。
この目的のために、コントローラーは、２００１年６月１２日にＲ．Ｉｓｈａｍ等により刊行された米国特許第６，２４６，２２０号「Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ‐Ｒｅｃｔｉｆｉｅｄ ＤＣ ｔｏ ＤＣ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ Ｉｍｐｒｏｖｅｄ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｓｅｎｓｉｎｇ」に記載されたタイプの電流センス回路を内蔵してもよい。米国特許第６，２４６，２２０号に記載されたように、コントローラーは、ノード３５と電流センス回路１５の間に電気的に相互接続された電流センス或いはスケーリング抵抗器３７を経由して下側ＮＦＥＴ ４０を流れるソース‐ドレイン電流をモニターする。
電流センス回路はスケーリング抵抗器３７を流れる電流ＩＳＥＮＳＥをモニターするように動作する。この電流は共通ノード３５からインダクタ５０へ流れる出力電流ＩＯＵＴに、スケーリング抵抗器３７の抵抗ｒ３７に対する下側ＮＦＥＴ ４０のオン抵抗ｒＤＳ４０ＯＮの比を乗算した積であり、したがって出力電流ＩＯＵＴを比例的に表す。負荷電流ＩＬ、即ちインダクタ５０を流れる電流Ｉ５０は、スケーリング抵抗器３７を流れる電流ＩＳＥＮＳＥを引いた出力電流ＩＯＵＴにほぼ等しい。
ＲＤＳ４０ＯＮのＲ３７に対する比は通常、比較的小さいので、電流ＩＳＥＮＳＥが出力電流ＩＯＵＴより大幅に小さくなり、出力電流ＩＯＵＴおよび負荷電流ＩＬがほぼ同様の大きさを持ち、ＩＳＥＮＳＥが負荷電流を表す。スケーリング抵抗器３７の抵抗は、負荷電流ＩＬの値および／または下側ＮＦＥＴ ４０のオン状態抵抗ｒＤＳ４０ＯＮの値に電流の流れの規定値を提供するように選択される。よって、ＤＣ／ＤＣ変換器に組み入れられた、例えば電圧垂下、電流制限あるいは電流トリップ、および電流バランスの感度あるいは大きさが、下側ＮＦＥＴ ４０のオン状態抵抗ｒＤＳ４０ＯＮの値に対して抵抗器３７を選択することにより効果的に「スケーリング」される。さらに、下側ＮＦＥＴ ４０(通常、負)のオン状態抵抗ｒＤＳ４０ＯＮを横切る電圧降下は、負電圧供給なしに変換器に適合される。加えて、下側ＮＦＥＴ ４０のオン抵抗ｒＤＳ４０ＯＮが温度とともに変動するので、スケーリング抵抗器３７はＮＦＥＴ ４０の挙動を相殺する温度係数を持つように選択しなければならない。これは、スケーリング抵抗器３７を、抵抗器および正温度係数サーミスターのネットワークで置換することにより実現され得る。
図２により詳しく示すように、コントローラーの電流センス回路１５はコントローラーのＳＥＮＳＥ−ポート１１に結合された第１の非反転(＋)入力２０１と、コントローラーのＳＥＮＳＥ＋ポート１２に結合された第２の反転(−)入力２０２とを有するセンス増幅器２００を備える。ＳＥＮＳＥ−ポート１１はＮＦＥＴ ４０の接地終端に結合され、ＳＥＮＳＥ＋ポート１２はスケーリング抵抗器３７を介して共通ノード３５へ接続される。センス増幅器２００は、ＮＦＥＴ ２１０のゲート２１３に結合された出力２０３を有する。ＮＦＥＴ ２１０のドレイン‐ソース路はＳＥＮＳＥ＋ポート１２とサンプル＆ホールド回路２２０の入力端子２２１の間に接続される。サンプル＆ホールド回路２２０は、キャパシタ２６０および入力サンプリング・スイッチング回路と結合されたＰＦＥＴ ２４０および２５０を含む。
動作において、センス増幅器２００およびＮＦＥＴ ２１０(制御インピーダンスとして働く)が連続的に接地電位の方へコントローラーのＳＥＮＳＥ＋ポート１１を駆動するように動作する。これにより、強制的に、コントローラーＳＥＮＳＥ＋ポート１１に接続された電流フィードバック抵抗器３７の端が接地電位になり、共通ノード３５に接続された端が負の電圧を有するようになる。共通出力ノード３５の負の電圧は、出力電流ＩＯＵＴと、下側ＮＦＥＴ ４０のドレインとソースの間のオン状態抵抗ｒＤＳ４０ＯＮとの積に等しくなる。
サンプル＆ホールド回路２２０からの電流はＮＦＥＴ２１０のドレイン中へ流入してＮＦＥＴ２１０のソースから流出してＳＥＮＳＥ＋ポート１１中へ流入する。また、上述したように、負荷電流ＩＬを表す電流ＩＳＥＮＳＥが、反対の方向からのＳＥＮＳＥ＋ポート１１中へ流入する。ＳＥＮＳＥ＋ポート１１を接地電位に維持するために、センス増幅器２００はＮＦＥＴ ２１０を通ってＳＥＮＳＥ＋ポート１１中へ流入する電流をＩＳＥＮＳＥにほぼ等しくなるように調節する。ＩＳＥＮＳＥは負荷電流ＩＬを表すので、センス増幅器２００によって制御されるように、ＮＦＥＴ ２１０を通ってＳＥＮＳＥ＋ポート１１中へ流入する電流もまた、負荷電流ＩＬを表す。
コントローラー１０内では、ＮＦＥＴ ２１０がそのオン(導通)状態にあるとき、サンプリング制御回路が周期的にサンプル＆ホールド回路２２０にサンプリング制御信号を供給する。このサンプリング制御信号に応答して、サンプル＆ホールド回路２２０が、ＮＦＥＴ ２１０を流れる電流をサンプリングし、ノード２３６を介してキャパシタ２６０にサンプリング値を蓄積する。よって、サンプル＆ホールド回路２２０により得たサンプリング電流値もまた、負荷電流ＩＬを表す。センス電流のこのサンプリング値は、サンプル＆ホールド回路の出力ポート２２３から出力ノード５５をモニターするコントローラーの誤差増幅器回路へ結合される。
上で指摘したように、コントローラーのＳＥＮＳＥ＋ポート１１に共通ノード３５を結合するスケーリング抵抗器３７は、下側ＮＦＥＴ ４０のオン状態抵抗ｒＤＳ４０ＯＮ(それは温度とともに変動し、典型的動作範囲より約４０パーセント高くなり得る)の挙動を相殺する温度係数を有さねばならない。その結果、抵抗器３７の代わりに複雑で高価なフィードバックネットワーク形態を採用することが常套である。
発明の概要
本発明によれば、上述の温度変動問題を解消するために、プログラム可能温度補償回路を含み、上述した図１および図２に示すタイプのバック（降圧）モードアーキテクチャーのようなＤＣ‐ＤＣ変換器に内蔵されるように構成された新規の改良された電流センス補正回路を提供する。
発明の各実施例の前端部分は、図２で上述したセンス増幅器ＮＦＥＴおよびサンプル＆ホールド部品を含む。サンプル＆ホールド出力端子にサンプリングセンス電流を供給することに加えて、サンプル＆ホールド回路の補助出力は、プログラム可能抵抗を有するプログラミング抵抗器にサンプリングセンス電流のコピーを供給する。プログラミング抵抗器に生じた電圧は、それぞれの高温補償(ＨＩＧＨｔｃ)補助センス増幅器および低温補償(ＬＯＷｔｃ)補助センス増幅器に結合される。
高温補償補助センス増幅器の出力は高温補償ＮＦＥＴ(そのドレイン‐ソース路は高温補償スケーリング抵抗器に結合される)を制御する。高温補償スケーリング抵抗器の抵抗の温度係数は、低温補償補助センス増幅器の出力の低温補償ＮＦＥＴのソース‐ドレイン路の低温補償スケーリング抵抗器の抵抗の温度係数より高い。高温補償ＮＦＥＴのソース‐ドレイン路は電流ミラーに結合され、電流ミラーは電流センス補正回路の出力として働く総和ノードに高温補償ＮＦＥＴのソース‐ドレイン路の電流のコピーを供給する。総和ノードは高温補償電流と低温補償電流とセンス電流とを合成して、センス電流の代わりにコントローラーの誤差増幅器回路に結合される「温度補正」出力電流を発生する。
高温補償スケーリング抵抗器の温度係数が低温補償スケーリング抵抗器の温度係数より大きいので、プログラミング抵抗器の抵抗に対する高温補償抵抗器の抵抗の比は、プログラミング抵抗器の抵抗に対する低温補償抵抗器の抵抗の比より大きな温度勾配を有する。その結果、出力ノードへ流れる高温補償電流の寄与が、出力ノードから流れる低温補償電流の寄与より温度が増加するつれ速く減少するので、合成補正電流が温度の増加とともに減少する。
ＨＩＧＨｔｃ/ＬＯＷｔｃ電流等価温度（高温補償抵抗器と低温補償抵抗器が等しい温度）より大きな温度に対して、補正電流のセンス電流に対する比は１．０より小さい。この電流等価温度より下の温度に対して、補正電流のセンス電流に対する比は１．０より大きい。即ち、補正電流のセンス電流に対する温度補償関係は、補正電流のセンス電流に対する比が前記の所定温度以外の温度で決定論的曲線に従うような関係となる。温度補償の量はプログラミング抵抗器によって設定されることに注意されたい。
第２の実施例は、出力/総和ノードに複製高温補償電流を供給する電流ミラーの代わりに追加の利得段を使用するように第１の実施例を修正したものである。これは、抵抗の温度係数の与えられた値に対して、より温度依存性を提供する。
バック（降圧）モードＤＣ‐ＤＣ変換器の出力スイッチングＭＯＳＦＥＴの動作温度変動用プログラム可能連続補償を提供する発明の電流センス回路の多くの実施例を述べる前に、発明は第１に従来のＤＣ電源回路および制御部品の配置、およびそれらを上述したタイプの温度補償電源アーキテクチャーを実現するように集積する方法に存在することを注意しておきたい。
また、発明は他の様々な実施形態で実施されてもよいし、本明細書に示し述べたもののみに限定されるように解釈してはならない。例えば、図の非限定回路実施はＭＯＳＦＥＴ素子の使用を示すが、発明はそれに限定されないし、また、例えばバイポーラトランジスタのような代替の等価回路素子から構成され得る。以下の実施例は、本記述の利益を有する当業者に容易に明白な詳細開示を不明瞭にしないように本発明に関係のある詳細のみを提供する。明細書および図面の全体にわたり同一番号は同一部分を示す。
図３は、プログラム可能温度補償回路を含み、上述した図１および図２に示すタイプのバック（降圧）モードＤＣ‐ＤＣ変換器に内蔵されるように構成された本発明による電流センス補正回路の第１の実施例を示す。破線３００内に示す図３の温度補償電流センス補正回路の前端部分は、上述した図２に示すセンス増幅器、ＮＦＥＴおよびサンプル＆ホールド部品を含む。そのため、これらの部品は発明のアーキテクチャーおよび動作を説明するのに必要がある場合を除いて再度述べない。
温度補償センス増幅器の前端回路３００内で、サンプル＆ホールド回路２２０のサンプリング値蓄積ノード２２４はサンプリング値蓄積キャパシタ２６０に接続され、サンプリング値蓄積キャパシタ２６０は入力ノード２２１に(スイッチングユニット２３１を介して)スイッチ可能に結合され、センス電流のサンプリング値を受信し蓄積できる。ノード２２４はさらに、サンプル＆ホールド出力端子２２３にサンプリングセンス電流ＩＳＥＮＳＥを供給する出力ＰＭＯＳＦＥＴ ２５０のゲートと、さらに補助出力端子２２８にサンプリングセンス電流ＩＳＥＮＳＥのコピーを供給する補助出力ＰＭＯＳＦＥＴ ２２７のゲートとに結合される。
補助出力端子２２８によって提供される電流ＩＳＥＮＳＥのこのコピーは、接地されるプログラム可能抵抗ｒＰＲＯＧＲＡＭを有するプログラミング抵抗器３１０に結合される。(理想的には、プログラミング抵抗器３１０の温度係数は０である、あるいは０に非常に近い)。プログラミング抵抗器３１０は、図４に示すような(補正或いは温度補償電流のセンス電流ＩＳＥＮＳＥに対する比を表わす)決定論的曲線の勾配を変化させるために使用する。
ノード２２８でプログラミング抵抗器３１０に生じる電圧は、第１の補助センス増幅器３２０の第１の非反転(＋)入力３２１および第２の補助センス増幅器３３０の第１の非反転(＋)入力３３１の各々に結合される。第１の補助センス増幅器３２０は、第１の「ＨＩＧＨｔｃ（高温補償）」スケーリング抵抗器３２５とＮＦＥＴ ３４０のソース‐ドレイン電流路との間のノード３２４に結合された第２の反転(−)入力３２２を有する。
ＮＦＥＴ ３４０は、第１の補助センス増幅器３２０の出力３２３に結合されたゲートを有する。接地に結合されたスケーリング抵抗器３２５は、所定温度より上の温度で合成温度補償あるいは補正出力電流ＩＣＯＲＲＥＣＴＥＤのセンス電流ＩＳＥＮＳＥに対する比を減少するように働く第１の規定スケーリング抵抗値ｒＨＩＧＨｔｃを有する。本例では、スケーリング抵抗器３２５の抵抗の温度係数は、後述する第２のスケーリング抵抗器３３５の抵抗の温度係数より高い。
ＮＦＥＴ ３４０のソース‐ドレイン路は、ＶＣＣ電圧レールに接続される電流ミラーＰＦＥＴ ３５０のソース‐ドレイン路に結合される。ＮＦＥＴ ３４０は、
第１の温度補償電流ＩＨＩＧＨｔｃとしてセンス電流ＩＳＥＮＳＥの第１の部分バージョンあるいはスケールバージョンを発生するように第１の補助センス増幅器３２０によって制御される。第１の温度補償電流ＩＨＩＧＨｔｃは、後述するようにセンス電流ＩＳＥＮＳＥと第２の温度補償電流ＩＬＯＷｔｃと合成されて温度補正出力電流ＩＣＯＲＲＥＣＴＥＤを実現する。
ＰＦＥＴ ３５０は、ＶＣＣ電圧レールに接続されるとともにＮＦＥＴ ３７０のソース‐ドレイン路に出力ノード３６５を介して結合されたソース‐ドレイン路を有するＰＦＥＴ ３６０と電流ミラー構成で結合される。その結果、電流ミラーＰＦＥＴ ３６０のソース‐ドレイン路は、(スケーリング抵抗器３２５およびＰＦＥＴ ３５０のソース‐ドレイン路を流れる)「高」温度係数補償電流ＩＨＩＧＨｔｃを鏡映し、この電流を出力ノード３６５に結合する。
「補正」センス電流ＩＣＯＲＲＥＣＴＥＤが引き出される出力ノード３６５は、サンプル＆ホールド回路２２０の出力ポート２２３と共通に結合される。ＮＦＥＴ ３７０は、第２の「ＬＯＷｔｃ（低温補償）」スケーリング抵抗器３３５とＮＦＥＴ ３７０のソース‐ドレイン電流路との間のノード３３４に結合されたソース‐ドレイン路を有する。スケーリング抵抗器３３５は接地に結合される。ノード３３４は、第２の補助増幅器３３０の反転(−)入力３３２に結合される。上述したように、この例では、スケーリング抵抗器３３５の抵抗の温度係数はスケーリング抵抗器３２５の抵抗の温度係数より低い。
ＮＦＥＴ ３４０と同様に、ＮＦＥＴ ３７０は、第２の温度補償電流ＩＬＯＷｔｃとしてセンス電流ＩＳＥＮＳＥの第２のスケールバージョンを発生するように第２の補助センス増幅器３３０の出力によって制御される。この第２の温度補償電流は出力ポート３６５でセンス電流ＩＳＥＮＳＥと第１の温度補償電流ＩＨＩＧＨｔｃと合成され温度補正出力電流ＩＣＯＲＲＥＣＴＥＤを実現する。
動作において、補助出力２２８によって提供された電流ＩＳＥＮＳＥのコピーはプログラミング抵抗器３１０を流れプログラミング抵抗器３１０に電圧Ｖｒｐｒｏｇｒａｍを発生する。この電圧は、補助センス増幅器３２０および３３０の各々の非反転(＋)入力に印加される。この電圧に応答して、第１の補助増幅器３２０がＮＦＥＴ ３４０のゲートを駆動し、スケーリング抵抗器３２５を流れるソース‐ドレイン電流ＩＨＩＧＨｔｃを発生する。同様に、第２の補助増幅器３３０がＮＦＥＴ ３７０のゲートを駆動し、スケーリング抵抗器３３５を流れるソース‐ドレイン電流ＩＬＯＷｔｃを発生する。
ＮＦＥＴ ３４０を通るドレイン‐ソース電流ＩＨＩＧＨｔｃの値は、(電流ＩＳＥＮＳＥが流れる)プログラミング抵抗器３１０の抵抗(ｒＰＲＯＧＲＡＭ)と(電流ＩＨＩＧＨｔｃが流れる)スケーリング抵抗器３２５の抵抗(ｒＨＩＧＨｔｃ)との比に従って電流ＩＳＥＮＳＥに比例する。即ちＩＨＩＧＨｔｃ＝ＩＳＥＮＳＥ×(ｒＰＲＯＧＲＡＭ／ｒＨＩＧＨｔｃ)。同様に、ＮＦＥＴ ３７０を通るドレイン‐ソース電流ＩＬＯＷｔｃの値は、プログラミング抵抗器３１０の抵抗(ｒＰＲＯＧＲＡＭ)と(電流ＩＬＯＷｔｃが流れる)スケーリング抵抗器３３５の抵抗(ｒＬＯＷｔｃ)との比に従って電流ＩＳＥＮＳＥに比例する。即ちＩＬＯＷｔｃ＝ＩＳＥＮＳＥ×(ｒＰＲＯＧＲＡＭ／ｒＬＯＷｔｃ)。
２つの電流ＩＨＩＧＨｔｃおよびＩＬＯＷｔｃは、(２５℃のような)特定の動作温度に対して同じ値で設定される。電流ミラーＰＦＥＴ ３６０はＮＦＥＴ ３４０の動作に従ってＰＦＥＴ ３５０のソース‐ドレイン路の温度補償電流ＩＨＩＧＨｔｃを鏡映するように動作するので、出力ノード３６５に以下の３つの電流成分が供給される。（１）サンプル＆ホールド回路２２０のポート２２３からのセンス電流ＩＳＥＮＳＥ、（２）ＰＦＥＴ ３６０によって鏡映された電流ＩＨＩＧＨｔｃ、および（３）ＮＦＥＴ ３７０によって発生した電流ＩＬＯＷｔｃ。出力ノード３６５に対するこれらの３つの電流成分の電流の流れの方向により、合成温度補償出力電流ＩＣＯＲＲＥＣＴＥＤは次のように定義することができる。
ＩＣＯＲＲＥＣＴＥＤ＝ＩＳＥＮＳＥ−ＩＬＯＷｔｃ＋ＩＨＩＧＨｔｃ、或いは
ＩＣＯＲＲＥＣＴＥＤ＝ＩＳＥＮＳＥ×(１−(ｒＰＲＯＧＲＡＭ／ｒＬＯＷｔｃ)＋(ｒＰＲＯＧＲＡＭ／ｒＨＩＧＨｔｃ))
上述したように、この温度補償電流ＩＣＯＲＲＥＣＴＥＤは、センス電流ＩＳＥＮＳＥの代わりにコントローラーの誤差増幅器回路に結合される。
図４は、プログラミング抵抗器３１０の多くの異なる抵抗値ｒＰＲＯＧＲＡＭに対して、かつ、２つの電流ＩＨＩＧＨｔｃおよびＩＬＯＷｔｃが２５℃の上記基準値で同じ状態にある、典型的な動作温度範囲(−２０℃〜＋１２５℃)での温度補償あるいは補正電流ＩＣＯＲＲＥＣＴＥＤのセンス電流ＩＳＥＮＳＥに対する温度補償関係(即ち比)をグラフ的に示す決定論的曲線群を含む。図４に示すように、２つの電流ＩＨＩＧＨｔｃおよびＩＬＯＷｔｃが等しい温度(２５℃)に対して、上記のＩＣＯＲＲＥＣＴＥＤの方程式から、ＩＣＯＲＲＥＣＴＥＤのＩＳＥＮＳＥに対する比、即ち、ＩＣＯＲＲＥＣＴＥＤ／ＩＳＥＮＳＥ＝１．０。
抵抗器３２５の抵抗の温度係数は抵抗器３３５の抵抗の温度係数より大きいので、プログラミング抵抗器３１０の抵抗に対する抵抗器３２５の抵抗の比が、プログラミング抵抗器３１０の抵抗に対する抵抗器３３５の抵抗の比より速く温度とともに増加する。その結果、温度が増加するにつれ、ノード３６５へ流入する電流成分ＩＨＩＧＨｔｃの寄与がノード３６５から流出する電流ＩＬＯＷｔｃの寄与より速く減少するので、合成電流ＩＣＯＲＲＥＣＴＥＤが減少する。
よって、図示するように、電流等価(ＩＨＩＧＨｔｃ＝ＩＬＯＷｔｃ)温度より大きい温度に対して、ＩＣＯＲＲＥＣＴＥＤ／ＩＳＥＮＳＥは１．０より小さく、電流等価(ＩＨＩＧＨｔｃ＝ＩＬＯＷｔｃ)温度より下の温度に対して、ＩＣＯＲＲＥＣＴＥＤ／ＩＳＥＮＳＥは１．０より大きくなる。
図５は、出力ノードに複製電流成分ＩＨＩＧＨｔｃを供給するために使用される電流ミラー回路の代わりに追加の利得段を内蔵するように図３の第１の実施例を修正したものである。特に、第１の実施例のＰＦＥＴ ３５０および３６０が、ＰＦＥＴ ５２０を駆動する第３の補助増幅器５１０を有する利得段５００で置換される。増幅器５１０は、ＶＣＣに接続されたスケーリング抵抗器５３０とＮＦＥＴ ３４０に共通に接続されたノード５１４に結合された非反転(＋)入力５１２を有する。スケーリング抵抗器５３０は抵抗ｒＬＯＷｔｃ２を有する。増幅器５１０は、ＶＣＣに接続されたスケーリング抵抗器５４０とＰＦＥＴ ５２０に共通に接続されたノード５１５に結合された反転(−)入力５１１を有する。スケーリング抵抗器５４０は抵抗ｒＨＩＧＨｔｃ２を有する。
この修正アーキテクチャーは、電流ミラーＰＭＯＳＦＥＴ ３５０および３６０と同様に動作するが、温度に依存してＰＭＯＳＦＥＴ ５２０の電流出力を修正する。
抵抗ｒＨＩＧＨｔｃ２は、抵抗ｒＬＯＷｔｃ２より高い抵抗温度係数を有する。抵抗ｒＨＩＧＨｔｃと抵抗ｒＬＯＷｔｃが等しい温度のようなある基準温度で、上述したように、抵抗ｒＨＩＧＨｔｃ２と抵抗ｒＬＯＷｔｃ２は等しい。この温度で、抵抗ｒＨＩＧＨｔｃ３２５とＮＭＯＳＦＥＴ ３４０を通り抵抗ｒＬＯＷｔｃ２５３０へ流入した電流は、抵抗ｒＨＩＧＨｔｃ２
５４０を通ってＰＭＯＳＦＥＴ ５２０によって複製される。温度がこの点より上に増加すると、ｒＨＩＧＨｔｃ２／ｒＬＯＷｔｃ２の比は増加し、逆に、ＰＭＯＳＦＥＴ ５２０からの流出電流は減少する。ＰＭＯＳＦＥＴ ５２０からの流出電流、或いはＩＨＩＧＨｔｃは、ＩＳＥＮＳＥ×(ｒＰＲＯＧＲＡＭ／ｒＨＩＧＨｔｃ)×(ｒＬＯＷｔｃ２／ｒＨＩＧＨｔｃ２)に等しくなる。
上述したように、ＮＭＯＳＦＥＴ ３７０からの流出電流、或いはＩＬＯＷｔｃはＩＳＥＮＳＥ×(ｒＰＲＯＧＲＡＭ／ｒＬＯＷｔｃ)である。
補正電流はＩＳＥＮＳＥ＋ＩＨＩＧＨｔｃ−ＩＬＯＷｔｃ、或いはＩＳＥＮＳＥ(１＋ｒＰＲＯＧＲＡＭ(ｒＬＯＷｔｃ２／(ｒＨＩＧＨｔｃ×ｒＨＩＧＨｔｃ２)−(１／ｒＬＯＷｔｃ)))である。
これは、第１の実施例と比較して、より高い温度変化率を与える。ＩＳＥＮＳＥ(１＋ｒＰＲＯＧＲＡＭ((１／ｒＨＩＧＨｔｃ)−(１／ｒＬＯＷｔｃ)))
温度利得の付加的増加のために利得段５００のような追加の利得段を加えることができることに注意されたい。
上述したように、この温度補償電流ＩＣＯＲＲＥＣＴＥＤが、センス電流ＩＳＥＮＳＥの代わりにコントローラーの誤差増幅器回路に結合される。
前述から分かるように、ＤＣ‐ＤＣ変換器からコントローラーＳＥＮＳＥポートへの共通ノード間に設置された単純なスケーリング抵抗器はＤＣ‐ＤＣ変換器の下側ＮＦＥＴのオン状態抵抗の温度応答挙動(典型的動作範囲より約４０パーセント高くなり得る)用補償を提供できないが、本発明の電流センス回路はバック（降圧）モードＤＣ‐ＤＣ変換器の出力スイッチングＭＯＳＦＥＴの温度変動用プログラム可能連続補償を提供することができる。
ＤＣ‐ＤＣ変換器の共通ＭＯＳＦＥＴノードに結合されたセンス抵抗器を介して感知されたサンプリング電流のコピーを、「高」温度係数（「ＨＩＧＨｔｃ」）制御電流路と「低」温度係数（「ＬＯＷｔｃ」）制御電流路を駆動する高補助センス増幅器と低補助センス増幅器に結合された規定のプログラミング抵抗器とスケーリング抵抗器に結合することによって、補正電流をセンス電流と制御「ＨＩＧＨｔｃ」電流と制御「ＬＯＷｔｃ」電流との合成として引き出すことができる。出力ノード３６５に対するこれらの３つの電流成分の電流の流れの方向により、合成温度補償出力電流ＩＣＯＲＲＥＣＴＥＤは次のように定義することができる。
ＩＣＯＲＲＥＣＴＥＤ＝ＩＳＥＮＳＥ−ＩＬＯＷｔｃ＋ＩＨＩＧＨｔｃ、或いは、抵抗器の用語で、
ＩＣＯＲＲＥＣＴＥＤ＝ＩＳＥＮＳＥ×(１−(ｒＰＲＯＧＲＡＭ／ｒＬＯＷｔｃ)＋(ｒＰＲＯＧＲＡＭ／ｒＨＩＧＨｔｃ))
よって、ＩＣＯＲＲＥＣＴＥＤのＩＳＥＮＳＥに対する比は次のように書くことができる。
ＩＣＯＲＲＥＣＴＥＤ／ＩＳＥＮＳＥ＝１−(ｒＰＲＯＧＲＡＭ／ｒＬＯＷｔｃ)＋(ｒＰＲＯＧＲＡＭ／ｒＨＩＧＨｔｃ)
第２の実施例では、出力ノードに複製電流成分ＩＨＩＧＨｔｃを供給するために使用される電流ミラー回路の代わりに追加の利得段が挿入されるので、ＰＭＯＳＦＥＴの出力電流が温度に依存して修正される。補正電流はＩＳＥＮＳＥ＋ＩＨＩＧＨｔｃ−ＩＬＯＷｔｃあるいはＩＳＥＮＳＥ(１＋ｒＰＲＯＧＲＡＭ(ｒＬＯＷｔｃ２／(ｒＨＩＧＨｔｃ×ｒＨＩＧＨｔｃ２)−(１／ｒＬＯＷｔｃ))である。
上述したように、これは第１の実施例と比較してより高い温度変化率を与える。
ＩＳＥＮＳＥ(１＋ｒＰＲＯＧＲＡＭ((１／ｒＨＩＧＨｔｃ)−(１／ｒＬＯＷｔｃ)))
温度補償電流ＩＣＯＲＲＥＣＴＥＤは、変換器のより下側ＭＯＳＦＥＴのドレイン‐ソース抵抗の温度変動を追従するために、コントローラーの誤差増幅器回路に結合される。
本発明によるいくつかの実施例を示し述べたが、それらの実施例に限定することなく、当業者に知られた多数の変更および修正があり得る。したがって本明細書に示し述べた詳細に限定することなく、当業者に明白な全ての斯かる変更および修正を含む。
図１は、従来のバック（降圧）モードパルス幅変調(ＰＷＭ)に基づいたＤＣ‐ＤＣ変換器を示す。 図２は、図１のＤＣ‐ＤＣ変換器のコントローラー用の電流センス回路を示す。 図３は、本発明の第１の実施例による電流センスプログラム可能温度補償回路を示す。 図４は、図３の電流センスプログラム可能温度補償回路の実施例のプログラミング抵抗器の多くの異なる抵抗値ｒＰＲＯＧＲＡＭに対して、温度範囲(−２０℃〜＋１２５℃)での温度補償電流ＩＣＯＲＲＥＣＴＥＤのセンス電流ＩＳＥＮＳＥに対する比の関係をグラフ的に示す。 図５は、出力ノードに複製電流成分ＩＨＩＧＨｔｃを供給するために使用される電流ミラー回路の代わりに追加の利得段を内蔵するように図３の第１の実施例を修正した本発明の第２の実施例による電流センスプログラム可能温度補償回路を示す。

Claims (24)

  1. 供給電圧に結合され、前記供給電圧から引き出した制御出力電圧を発生するように動作するＤＣ‐ＤＣ変換器であって、それぞれの第１および第２の電源端子の間に結合された第１および第２の電子電力スイッチング素子を含むスイッチング回路の動作をスイッチ可能に制御するパルス幅変調（ＰＷＭ）スイッチング信号を発生するパルス幅変調（ＰＷＭ）発生器を有する前記ＤＣ‐ＤＣ変換器、前記ＤＣ‐ＤＣ変換器の共通出力ノードは出力電圧端子にインダクタ素子を介して結合されている、および
    前記ＰＷＭ発生器の動作を制御するコントローラーを含む制御直流(ＤＣ)出力電圧発生装置において、前記コントローラーが
    前記第１の電源端子に結合された入力、第２の入力および出力を有するセンス増幅器ユニット、
    前記共通出力ノードと前記センス増幅器ユニットの前記第２の入力との間に電気的に結合された電流フィードバック抵抗器、
    前記センス増幅器ユニットの前記出力と前記センス増幅器ユニットの前記第２の入力とに結合された可変インピーダンスであって、前記センス増幅器ユニットの前記出力に応答してインピーダンスが変動するように設定された前記可変インピーダンス、
    前記可変インピーダンスに結合され、センス電流として前記可変インピーダンスを流れる電流をサンプリングして保持するように動作するサンプル＆ホールド回路、および
    前記サンプル＆ホールド回路と前記コントローラーとの間に結合され、前記サンプル＆ホールド回路によりサンプリング・保持された前記センス電流に対して規定の温度補償関係がある補正電流を前記コントローラーへ供給するように動作するセンス電流補正回路を含むことを特徴とする制御直流(ＤＣ)出力電圧発生装置。
  2. 前記補正電流の前記センス電流に対する前記規定の温度補償関係は、前記補正電流の前記センス電流に対する比が所定温度で１に等しく、前記温度以外の温度で１以外の値を有するような関係であることを特徴とする請求項１に記載の制御直流(ＤＣ)出力電圧発生装置。
  3. 前記補正電流の前記センス電流に対する前記規定の温度補償関係は、前記補正電流の前記センス電流に対する比が所定温度以外の温度で決定論的曲線に従うような関係であることを特徴とする請求項１に記載の制御直流(ＤＣ)出力電圧発生装置。
  4. 前記第１の電子電力スイッチング装置はＭＯＳＦＥＴを含み、前記決定論的曲線は温度に依存する前記ＭＯＳＦＥＴのドレイン‐ソース抵抗の変動を近似することを特徴とする請求項３に記載の制御直流(ＤＣ)出力電圧発生装置。
  5. 前記センス電流補正回路は、前記決定論的曲線の勾配を変化させるように動作するプログラミング素子を含むことを特徴とする請求項３に記載の制御直流(ＤＣ)出力電圧発生装置。
  6. 前記補正電流の前記センス電流に対する前記規定の温度補償関係は、前記補正電流が所定温度で前記センス電流に等しく、前記所定温度より上の温度で前記補正電流の前記センス電流に対する比は１より小さく、前記所定温度より下の温度で前記補正電流の前記センス電流に対する比は１より大きくなることを特徴とする請求項１に記載の制御直流(ＤＣ)出力電圧発生装置。
  7. 前記センス電流補正回路は、前記サンプル＆ホールド回路によりサンプリング・保持された前記センス電流に対して前記規定の温度補償関係を設定するのに有効なプログラミング素子を含むことを特徴とする請求項１に記載の制御直流(ＤＣ)出力電圧発生装置。
  8. 前記サンプル＆ホールド回路は各々が前記サンプル＆ホールド回路によりサンプリング・保持された前記電流を表す第１および第２のセンス電流を発生するように動作し、
    前記センス電流補正回路は、
    前記第１のセンス電流を処理して前記センス電流の第１および第２のスケールバージョンを発生するように動作する第１のセンス電流路、および
    前記第１のセンス電流路に結合されて前記第２のセンス電流を前記センス電流の前記第１および第２のスケールバージョンと合成し制御電流を発生するように動作する第２のセンス電流路を含むことを特徴とする請求項１に記載の制御直流(ＤＣ)出力電圧発生装置。
  9. 前記第１のセンス電流路はプログラム可能回路素子に従って前記第１のセンス電流を処理して前記センス電流の第１および第２のスケールバージョンを発生するように動作することを特徴とする請求項８に記載の制御直流(ＤＣ)出力電圧発生装置。
  10. 前記第１の電流路は前記プログラム可能回路素子、および前記プログラム可能回路素子に結合された第１および第２の補助増幅器回路を含み、前記センス電流の前記第１および第２のスケールバージョンを発生することを特徴とする請求項９に記載の制御直流(ＤＣ)出力電圧発生装置。
  11. 前記第１の電流路は前記第１および第２の補助増幅器回路の１つと結合されて前記センス電流の前記第１および第２のスケールバージョンの１つに前記第２のセンス電流に対する規定の電流の流れ方向を与えるように動作する電流の流れ方向回路を含むことを特徴とする請求項１０に記載の制御直流(ＤＣ)出力電圧発生装置。
  12. 前記電流の流れ方向回路は前記第１の補助増幅器回路に結合されて前記センス電流の前記第１のスケールバージョンに前記第２のセンス電流に対する前記規定の電流の流れ方向を与えるように動作する電流ミラー回路を含むことを特徴とする請求項１１に記載の制御直流(ＤＣ)出力電圧発生装置。
  13. 前記電流の流れ方向回路は前記第１の補助増幅器回路に結合されて前記センス電流の前記第１のスケールバージョンに前記第２のセンス電流に対する前記規定の電流の流れ方向を与えるように動作する第３の補助増幅器回路を含むことを特徴とする請求項１１に記載の制御直流(ＤＣ)出力電圧発生装置。
  14. 入力、高側出力および低側出力を有するバック（降圧）モードパルス幅変調器(ＰＷＭ)ＤＣ‐ＤＣ変換器回路、
    第１の電圧供給端子と共通出力ノードの間に結合されて、前記高側出力に応答してそこを通る電流の流れを制御するように動作する高側スイッチ、
    前記共通出力ノードと第２の電圧供給端子との間に結合されて、前記低側出力に応答してそこを通る電流の流れを制御するように動作する低側スイッチ、
    第１の入力、第２の入力および出力を有するセンス増幅器ユニットであって、前記第２の入力が前記第２の電圧供給端子に結合された前記センス増幅器ユニット、
    前記共通出力ノードと前記センス増幅器の前記第１の入力との間に電気的に結合された電流フィードバック抵抗器、
    前記センス増幅器ユニットの前記出力と前記センス増幅器の前記第１の入力とに電気的に接続された可変インピーダンス部品であって、前記センス増幅器ユニットの前記出力に応答してインピーダンスが変動するように設定された前記可変インピーダンス部品、
    前記可変インピーダンス部品に結合され、センス電流として前記可変インピーダンス部品を流れる電流をサンプリングして保持するように動作するサンプル＆ホールド回路、および
    前記サンプル＆ホールド回路と前記バック（降圧）モードＰＷＭ ＤＣ‐ＤＣ変換器回路との間に結合され、前記サンプル＆ホールド回路によりサンプリング・保持された前記センス電流に対して規定の温度補償関係がある補正電流を前記バック（降圧）モードＰＷＭ ＤＣ‐ＤＣ変換器回路の前記入力へ供給するように動作するセンス電流補正回路を含むことを特徴とする電源。
  15. 前記補正電流の前記センス電流に対する前記規定の温度補償関係は、前記補正電流の前記センス電流に対する比が所定温度以外の温度で決定論的曲線に従うような関係であることを特徴とする請求項１４に記載の電源。
  16. 前記第１の電子電力スイッチング装置はＭＯＳＦＥＴを含み、前記決定論的曲線は温度に依存する前記ＭＯＳＦＥＴのドレイン‐ソース抵抗の変動を近似することを特徴とする請求項１５に記載の電源。
  17. 前記センス電流補正回路は、前記決定論的曲線の勾配を変化させるように動作するプログラミング素子を含むことを特徴とする請求項１６に記載の電源。
  18. 前記補正電流の前記センス電流に対する前記規定の温度補償関係は、前記補正電流が所定温度で前記センス電流に等しく、前記所定温度より上の温度で前記補正電流の前記センス電流に対する比は１より小さく、前記所定温度より下の温度で前記補正電流の前記センス電流に対する比は１より大きくなることを特徴とする請求項１４に記載の電源。
  19. 供給電圧に結合され、前記供給電圧から引き出した制御出力電圧を発生するように動作するＤＣ‐ＤＣ変換器が、
    それぞれの第１および第２の電源端子の間に結合された第１および第２の電子電力スイッチング素子を含むスイッチング回路の動作をスイッチ可能に制御するパルス幅変調（ＰＷＭ）スイッチング信号を発生するパルス幅変調（ＰＷＭ）発生器、前記ＤＣ‐ＤＣ変換器の共通出力ノードは出力電圧端子にインダクタ素子を介して結合されている、および
    前記ＰＷＭ発生器の動作を制御するコントローラーを含み、前記コントローラーが、前記第１の電源端子に結合された入力、第２の入力および出力を有するセンス増幅器ユニット、前記共通出力ノードと前記センス増幅器ユニットの前記第２の入力との間に電気的に結合された電流フィードバック抵抗器、前記センス増幅器ユニットの前記出力と前記センス増幅器ユニットの前記第２の入力とに結合された可変インピーダンスであって、前記センス増幅器ユニットの前記出力に応答してインピーダンスが変動するように設定された前記可変インピーダンス、および前記可変インピーダンスに結合され、センス電流として前記可変インピーダンスを流れる電流をサンプリングして保持するように動作するサンプル＆ホールド回路を含むＤＣ‐ＤＣ変換器の動作の制御方法において、
    （ａ）前記サンプル＆ホールド回路によりサンプリング・保持された前記センス電流に対して規定の温度補償関係がある補正電流を発生する工程、および
    （ｂ）前記コントローラーが前記補正電流に従って前記ＰＷＭ発生器の動作を制御するように前記補正電流を前記コントローラーに結合する工程を含むことを特徴とするＤＣ‐ＤＣ変換器の動作の制御方法。
  20. 前記補正電流の前記センス電流に対する前記規定の温度補償関係は、前記補正電流の前記センス電流に対する比が所定温度で１に等しく、前記温度以外の温度で１以外の値を有するような関係であることを特徴とする請求項１９に記載のＤＣ‐ＤＣ変換器の動作の制御方法。
  21. 前記補正電流の前記センス電流に対する前記規定の温度補償関係は、前記補正電流の前記センス電流に対する比が所定温度以外の温度で決定論的曲線に従うような関係であることを特徴とする請求項１９に記載のＤＣ‐ＤＣ変換器の動作の制御方法。
  22. 前記第１の電子電力スイッチング装置はＭＯＳＦＥＴを含み、前記決定論的曲線は温度に依存する前記ＭＯＳＦＥＴのドレイン‐ソース抵抗の変動を近似することを特徴とする請求項２１に記載のＤＣ‐ＤＣ変換器の動作の制御方法。
  23. 工程（ａ）はプログラミング素子を使用して、前記決定論的曲線の勾配を設定することを含むことを特徴とする請求項２１に記載のＤＣ‐ＤＣ変換器の動作の制御方法。
  24. 前記補正電流の前記センス電流に対する前記規定の温度補償関係は、前記補正電流が所定温度で前記センス電流に等しく、前記所定温度より上の温度で前記補正電流の前記センス電流に対する比は１より小さく、前記所定温度より下の温度で前記補正電流の前記センス電流に対する比は１より大きくなることを特徴とする請求項１９に記載のＤＣ‐ＤＣ変換器の動作の制御方法。
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