JP2012231562A - Ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】電源の電圧が変動したとしても、ターンオン損失の増大が抑制されたＤＣ／ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】電源に一端が接続されたインダクタンス性負荷と、インダクタンス性負荷の他端とグランドとの間に設けられたスイッチング素子と、インダクタンス性負荷とスイッチング素子との間の第１中点とグランドとの間に設けられた第１コンデンサと、第１中点と第１コンデンサの一端との間に設けられた逆流防止素子と、スイッチング素子と並列接続されたバイパス用ダイオードと、スイッチング素子及びバイパス用ダイオードそれぞれと並列接続された第２コンデンサと、スイッチング素子を開閉制御する制御部と、を有するＤＣ／ＤＣコンバータであって、制御部は、第１中点の電圧と電源の電圧との差分に基づいて、スイッチング素子にＯＮ信号を出力する。
【選択図】図２

Description

本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータに関するものである。

従来、例えば特許文献１に示されるように、直流電源から供給された直流電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣ変換回路を備え、このＤＣ／ＤＣ変換回路によって昇圧された電圧に基づいて放電灯を点灯する放電灯装置が提案されている。上記したＤＣ／ＤＣ変換回路は、直流電源側に設けられた一次巻線及び放電灯側に設けられた二次巻線を有するフライバックトランスと、一次巻線に接続された半導体スイッチング素子と、半導体スイッチング素子に並列接続されたコンデンサと、を有する。そして、スイッチング素子がＯＦＦの状態で、フライバックトランスの漏れリアクトルとコンデンサとにより共振を発生させるように構成されている。

スイッチング素子はＭＯＳトランジスタであり、このＭＯＳトランジスタをＯＮ状態にした後にＯＦＦ状態にすると、一次巻線側の電圧Ｖ１は共振のために振動する。電圧Ｖ１が低下して、ゼロ電圧（グランド電位）になると、ＭＯＳトランジスタの寄生ダイオードに電流が流れ、所定期間、電圧Ｖ１がゼロ電圧となる（以下、この期間をゼロ期間と示す）。したがって、このゼロ期間にＭＯＳトランジスタをターンオンすることで、ゼロ電圧スイッチングが実現され、ターンオン損失の低減が実現される。

特開２００２−１１７９９５号公報

ところで、特許文献１に示されるＤＣ／ＤＣコンバータでは、電圧Ｖ１が共振するようになっているが、ＭＯＳトランジスタをＯＮからＯＦＦに切り換えた一周期目の共振振幅は、電源電圧と電圧Ｖ１との差によって決定され、その振動中心電圧は、電源電圧と等しい。そのため、共振振幅が小さくなると、電圧Ｖ１がグランド電位以下になる期間が短くなり、ゼロ期間が短くなってしまう。特許文献１に示されるように、上記した直流電源は車載のバッテリであり、バッテリは後段に位置する誘導性負荷によって、電圧値が変動する性質を有する。したがって、例えば、電圧Ｖ１がゼロ電圧になったことを測定した後に、ＭＯＳトランジスタにＯＮ信号を出力する構成とした場合、応答遅れのために、ＭＯＳトランジスタへのＯＮ信号の入力タイミングが、ゼロ期間からずれる虞がある。ずれた場合、ゼロ電圧スイッチングが実現されず、ターンオン損失の低減が実現されなくなる、という不具合が生じる。

そこで、本発明は上記問題点に鑑み、電源の電圧が変動したとしても、ターンオン損失の増大が抑制されたＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的とする。

上記した目的を達成するために、請求項１に記載の発明は、電源に一端が接続されたインダクタンス性負荷と、インダクタンス性負荷の他端とグランドとの間に設けられたスイッチング素子と、インダクタンス性負荷とスイッチング素子との間の第１中点とグランドとの間に設けられた第１コンデンサと、第１中点と第１コンデンサの一端との間に設けられ、第１コンデンサから第１中点へ電流が流れることを防止する逆流防止素子と、スイッチング素子におけるインダクタンス性負荷側の端子とカソード電極が接続され、スイッチング素子におけるグランド側の端子とアノード電極が接続されて、スイッチング素子と並列接続されたバイパス用ダイオードと、スイッチング素子及びバイパス用ダイオードそれぞれと並列接続された第２コンデンサと、スイッチング素子を開閉制御する制御部と、を有するＤＣ／ＤＣコンバータであって、制御部は、第１中点の電圧と電源の電圧との差分に基づいて、スイッチング素子にＯＮ信号を出力することを特徴とする。

本発明の場合、スイッチング素子がＯＮ状態では、インダクタンス性負荷とスイッチング素子とを介して、電源からグランドに電流が流れ、インダクタンス性負荷にエネルギーＥｌが蓄積される。したがって、スイッチング素子がＯＮ状態からＯＦＦ状態に切り換わると、インダクタンス性負荷に蓄積されたエネルギーＥｌのために、インダクタンス性負荷からグランドに、第１コンデンサ及び第２コンデンサそれぞれを介して電流が流れる。この結果、第１コンデンサ及び第２コンデンサそれぞれに電荷が蓄積され、第２コンデンサにエネルギーＥｃが蓄積される。そして、第２コンデンサの両端電圧（第１中点の電圧であり、以下、第１中点電圧と示す）が電源の電圧（以下、電源電圧と示す）よりも大きくなる。エネルギーＥｌが低減すると、第２コンデンサに蓄積されたエネルギーＥｃによって、第２コンデンサからインダクタンス性負荷に向って電流が流れる。そして、エネルギーＥｃの低減（電荷の放出）とともに、第１中点電圧は電源電圧よりも低くなり、遂にはゼロ電圧となる。

このように、スイッチング素子がＯＦＦ状態では、インダクタンス性負荷と第２コンデンサとによってＬＣ共振する。スイッチング素子をＯＮ状態からＯＦＦ状態に切り換えた一周期目の共振振幅は、電源電圧と第１中点電圧との差によって決定され、その振動中心電圧は、電源電圧と等しい。

したがって、本発明とは異なり、スイッチング素子（第２コンデンサ）にバイパス用ダイオードが並列接続されていない場合、第１中点電圧はＬＣ共振のためにゼロ電圧よりも低くなり、第２コンデンサを介して、グランドからインダクタンス性負荷に向って電流が流れる。しかしながら、本発明に記載のように、第２コンデンサにバイパス用ダイオードが並列接続された構成では、第１中点電圧がゼロ電圧になると、グランドからインダクタンス性負荷に向う電流は、第２コンデンサではなく、バイパス用ダイオードを優先的に流れる。そのため、バイパス用ダイオードに電流が優先的に流れている期間では、第２コンデンサに電荷が蓄積されず、インダクタンス性負荷にエネルギーＥｌが所定量蓄積されるまで、第１中点電圧はゼロ電圧に維持される。このように、本発明の構成の場合、第１中点電圧が所定期間ゼロ電圧となる期間（以下、ゼロ期間と示す）が存在する。したがって、このゼロ期間にスイッチング素子をＯＦＦ状態からＯＮ状態に切り換えることで、ターンオン時のスイッチング損失の増大を抑制することができる。

ところで、電源がバッテリの場合、電源電圧は後段に位置する誘導性負荷によってその値が変動する。そして、上記したように、共振振幅と振動中心電圧は電源電圧に依存するので、電源電圧が当初の設定値から変動すると、それに伴ってゼロ期間も変動する。

電源電圧が設定値よりも高い場合、共振振幅は小さくなり、振動中心電圧は大きくなる（ゼロ電圧から遠ざかる）ので、ゼロ期間は短くなる。しかしながら、電源電圧が当初の設定値よりも高いので、第１中点電圧が電源電圧よりも低くなるタイミングは、比較的早くなる。この結果、第１中点電圧が電源電圧よりも低く且つ第１中点電圧がゼロ電圧になるまでの期間（以下、前期間と示す）は比較的長くなる。このように、電源電圧が当初の設定値よりも高い場合、ゼロ期間は短くなるが、前期間は長くなる。

また、電源電圧が当初の設定値よりも低い場合、共振振幅は大きくなり、振動中心電圧は小さくなる（ゼロ電圧に近づく）ので、ゼロ期間は長くなる。しかしながら、電源電圧が当初の設定値よりも低いので、第１中点電圧が電源電圧よりも低くなるタイミングは、比較的遅くなる。この結果、前期間は比較的短くなる。このように、電源電圧が当初の設定値よりも低い場合、ゼロ期間は長くなるが、前期間は短くなる。

以上、示したように、電源電圧が変動したとしても、ゼロ期間と前期間の和は変動し難くなっている。そのため、前期間の始まりである、第１中点電圧と電源電圧の大小関係（第１中点電圧と電源電圧との差分の正負）が反転するタイミングに基づいて、スイッチング素子にＯＮ信号を出力することで、電源電圧が変動したとしても、ゼロ期間以外の期間にＯＮ信号がスイッチング素子に入力されることが抑制される。この結果、ターンオン時のスイッチング損失の増大が抑制される。なお、ゼロ期間以外の期間とは、前期間、若しくは、ゼロ期間よりも後の後期間である。

請求項２に記載のように、制御部は、電源から出力された電圧を変動する第１変動部、該第１変動部によって変動された電源の電圧と第１中点の電圧とを比較する第１比較部、及び、該第１比較部の出力信号に基づいて、スイッチング素子にＯＮ信号を出力する演算部を有する構成が好適である。

これによれば、第１比較部に入力される電源電圧は第１変動部によって変動されるので、変動された電源電圧と第１中点電圧との差分の正負が反転するタイミングを調整することができる。これにより、ＯＮ信号の出力タイミングが調整され、ゼロ期間以外の期間にＯＮ信号がスイッチング素子に入力されることが抑制される。この結果、ターンオン時のスイッチング損失の増大が抑制される。

請求項３に記載のように、第１変動部は、電源の電圧が設定値の場合において、第１中点の電圧がゼロ電圧となる期間の中心で、スイッチング素子にＯＮ信号が入力されるように、電源から出力された電圧を変動する構成が好ましい。

ゼロ期間は、ゼロ期間の始まり（前期間の終わり）からゼロ期間の中心までの前半期と、ゼロ期間の中心からゼロ期間の終わり（後期間の始まり）までの後半期とに等分される。請求項３に記載の構成の場合、電源電圧が設定値よりも高くなった場合、第１中点電圧が電源電圧よりも低くなるタイミングは比較的早くなるので、前半期間にＯＮ信号がスイッチング素子に入力されることとなる。反対に、電源電圧が設定値よりも低くなった場合、第１中点電圧が電源電圧よりも低くなるタイミングは比較的遅くなるので、後半期間にＯＮ信号がスイッチング素子に入力されることとなる。このため、例えば、電源電圧が設定値の場合において、前半期の中心でスイッチング素子にＯＮ信号が入力される構成と比べて、電源電圧が設定値よりも高くなった場合に、ゼロ期間よりも前の前期間にＯＮ信号がスイッチング素子に入力されることが抑制される。また、電源電圧が設定値の場合において、後半期の中心でスイッチング素子にＯＮ信号が入力される構成と比べて、電源電圧が設定値よりも低くなった場合に、ゼロ期間よりも後の後期間にＯＮ信号がスイッチング素子に入力されることが抑制される。以上により、ゼロ期間以外の期間にＯＮ信号がスイッチング素子に入力されることが抑制され、ターンオン時のスイッチング損失の増大が抑制される。

請求項４に記載のように、制御部は、第１中点の電圧を分圧する第１分圧回路を有し、第１比較部には、第１分圧回路によって分圧された第１中点の電圧と、変動部によって変動された電源の電圧と、が入力される構成が好ましい。

第１中点電圧は、電源電圧よりも高くなるので、第１中点電圧がそのまま第１比較部に入力されると、高電圧が第１比較部に入力されることとなり、第１比較部の寿命が縮まる虞がある。そこで、請求項４に記載のように、第１分圧回路によって分圧された第１中点電圧が第１比較部に入力される構成が好ましい。

また、第１比較部に入力される第１中点電圧は第１分圧回路によって変動されるので、変動された第１中点電圧と電源電圧との差分の正負が反転するタイミングを調整することができる。これにより、ＯＮ信号の出力タイミングが調整され、ゼロ期間以外の期間にＯＮ信号がスイッチング素子に入力されることが抑制される。この結果、ターンオン時のスイッチング損失の増大が抑制される。

請求項５に記載のように、制御部は、第１閾値電圧、及び、逆流防止素子と第１コンデンサとの間の第２中点の電圧を比較する第２比較部を有する構成が良い。これによれば、第２中点の電圧（出力電圧）の変動を観測することができる。

請求項６に記載のように、制御部は、第２中点の電圧を分圧する第２分圧回路を有し、第２比較部には、第２分圧回路によって分圧された第２中点の電圧と、第１閾値電圧と、が入力される構成が良い。

第２中点の電圧（出力電圧）は電源電圧よりも高くなるので、出力電圧がそのまま第２比較部に入力されると、高電圧が第２比較部に入力されることとなり、第２比較部の寿命が縮まる虞がある。そこで、請求項６に記載のように、第２分圧回路によって分圧された出力電圧が第２比較部に入力される構成が好ましい。

請求項７に記載のように、スイッチング素子とグランドとの間にはシャント抵抗が設けられており、制御部は、第２閾値電圧、及び、スイッチング素子とシャント抵抗との間の電圧を比較する第３比較部を有し、演算部は、第３比較部の出力信号に基づいて、スイッチング素子にＯＦＦ信号を出力する構成が良い。これによれば、出力電圧が、当初予定していた値と比べて、余分に高くなることが抑制される。

請求項８〜１２に記載の発明の作用効果は、請求項１〜７いずれかに記載の発明の作用効果と同様なので、その記載を省略する。

請求項１３に記載のように、スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴであり、バイパス用ダイオードは、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードである構成が良い。これによれば、スイッチング素子とバイパス用ダイオードそれぞれを独立して形成する構成と比べて、ＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成が簡素化される。

内燃機関用インジェクタの概略構成を示す回路図である。 第１実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの概略構成を示す回路図である。 内燃機関用インジェクタの動作を説明するためのタイミングチャートである。 第１実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの信号を説明するための波形図である。 ＤＣ／ＤＣコンバータを流れる電流を説明するための図であって、（ａ）は第１期間、（ｂ）は第２期間、（ｃ）は第３期間、（ｄ）は第４期間を示す。 第１中点電圧Ｖ１とゼロ期間との関係を説明するためのグラフである。 第２実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの概略構成を示す回路図である。

以下、本発明を、内燃機関用インジェクタに適用した場合の実施形態を図に基づいて説明する。
（第１実施形態）
図１は、内燃機関用インジェクタの概略構成を示す回路図である。図２は、ＤＣ／ＤＣコンバータの概略構成を示す回路図である。図３は、内燃機関用インジェクタの動作を説明するためのタイミングチャートである。図４は、第１実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの信号を説明するための波形図である。図５は、第１実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータを流れる電流を説明するための図であって、（ａ）は第１期間、（ｂ）は第２期間、（ｃ）は第３期間、（ｄ）は第４期間を示す。図６は、第１中点電圧Ｖ１とゼロ期間との関係を説明するためのグラフである。

図１に示すように、内燃機関用インジェクタ２００は、要部として、コントロールユニット１００と、インジェクタ１５０と、を有する。複数のインジェクタ１５０の内の１つが、コントロールユニット１００によって順次選択され、選択されたインジェクタ１５０は、コントロールユニット１００のＤＣ／ＤＣコンバータ１０とグランドとの間に直列接続された後、直流電源とグランドとの間に間断的に直列接続される。この接続によって、インジェクタ１５０のソレノイド（図示略）に電流が流れ、ソレノイドで発生した電磁力によって電磁弁（図示略）が開弁される。

コントロールユニット１００は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０と、スイッチ部５０と、逆流防止部７０と、を有する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は昇圧式であり、昇圧部２０と、制御部３０と、を有する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、本発明の特徴点なので、後で詳説する。

スイッチ部５０は、昇圧部２０の出力端子に一端が接続され、インジェクタ１５０の上流側端子１５０ａに他端が接続された第１スイッチング素子５１と、直流電源に一端が接続され、第１スイッチング素子５１とインジェクタ１５０との間と他端が接続された第２スイッチング素子５２と、インジェクタ１５０の下流側端子１５０ｂに一端が接続され、グランドに他端が接続された第３スイッチング素子５３と、を有する。スイッチ部５０は、スイッチング素子５１，５２それぞれを２つ有し、第３スイッチング素子５３を４つ有する。スイッチング素子５１，５２それぞれの１つの他端が、２つのインジェクタ１５０の上流側端子１５０ａに接続され、１つの第３スイッチング素子５３の一端が、１つのインジェクタ１５０の下流側端子１５０ｂに接続されている。したがって、インジェクタ１５０を選択するとは、ＯＮ状態とする第３スイッチング素子５３を選択することと等しくなる。詳しい動作については後で説明するが、先ず、選択されたインジェクタ１５０に対応するスイッチング素子５１，５３をＯＮ状態として、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の出力電圧をインジェクタ１５０に印加する。その後、第３スイッチング素子５３のＯＮ状態を保った状態で、第２スイッチング素子５２を間断的にＯＮ状態とすることで、電源電圧を間断的にインジェクタ１５０に印加する。なお、スイッチング素子５１〜５３それぞれは、制御部３０によって開閉制御される。

逆流防止部７０は、２つのダイオード７１を有する。ダイオード７１は、対応する第２スイッチング素子５２とアノード電極が接続され、第１スイッチング素子５１とインジェクタ１５０との間とカソード電極が接続されている。この接続構成により、第２スイッチング素子５２を介して、インジェクタ１５０から直流電源へ電流が逆流することが防止される。

次に、本実施形態に係る内燃機関用インジェクタ２００の特徴点であるＤＣ／ＤＣコンバータ１０について説明する。上記したように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、昇圧部２０と、制御部３０と、を有する。昇圧部２０は、直流電源に一端が接続されたインダクタンス性負荷２１と、インダクタンス性負荷２１の他端とグランドとの間に設けられたスイッチング素子２２と、インダクタンス性負荷２１とスイッチング素子２２との間の第１中点Ｍ１とグランドとの間に設けられた第１コンデンサ２３と、第１中点Ｍ１と第１コンデンサ２３の一端との間に設けられ、第１コンデンサ２３から第１中点Ｍ１へ電流が流れることを防止する逆流防止素子２４と、を有する。また、昇圧部２０は、スイッチング素子２２におけるインダクタンス性負荷２１側の端子とカソード電極が接続され、スイッチング素子２２におけるグランド側の端子とアノード電極が接続されて、スイッチング素子２２と並列接続されたバイパス用ダイオード２５と、スイッチング素子２２及びバイパス用ダイオード２５それぞれと並列接続された第２コンデンサ２６と、を有する。第２コンデンサ２６は、第１コンデンサ２３よりも静電容量が低くなっており、第１コンデンサ２３の電圧（逆流防止素子２４と第１コンデンサ２３との間の第２中点Ｍ２の電圧）が、出力電圧として後段に位置するインジェクタ１５０に出力される。

本実施形態に係る昇圧部２０は、スイッチング素子２２とグランドとの間に設けられたシャント抵抗２７を有する。インダクタンス性負荷２１は、コイルであり、スイッチング素子２２は、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴである。そして、逆流防止素子２４は、ダイオードであり、バイパス用ダイオード２５は、ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子２２の寄生ダイオードである。逆流防止素子２４のアノード電極が第１中点Ｍ１に接続され、カソード電極が第２中点Ｍ２に接続されている。この接続構成により、第２中点Ｍ２から第１中点Ｍ１への電流の逆流が防止される。

制御部３０は、スイッチング素子２２とスイッチ部５０を開閉制御するものであり、各スイッチング素子２２，５１〜５３にＯＮ／ＯＦＦ信号を出力する演算部３１を有する。演算部３１は、第１中点Ｍ１の電圧（以下、第１中点電圧Ｖ１と示す）と電源の電圧（以下、電源電圧Ｖ０と示す）との差分に基づいて、スイッチング素子２２にＯＮ信号を出力する。また、演算部３１は、第１閾値電圧Ｖｒ１に基づいて第２中点Ｍ２の電圧（以下、第２中点電圧Ｖ２と示す）の変動を観測し、スイッチング素子２２とシャント抵抗２７との間の第３中点Ｍ３の電圧（以下、第３中点電圧Ｖ３と示す）との差分に基づいて、スイッチング素子２２にＯＦＦ信号を出力する。

図２に示すように、制御部３０は、演算部３１の他に、直流電源から出力された電源電圧Ｖ０を変動する第１変動部３２と、第１中点電圧Ｖ１を分圧する第１分圧回路３３と、第１変動部３２によって変動された電源電圧Ｖ０と第１分圧回路３３によって分圧された第１中点電圧Ｖ１とを比較する第１比較部３４と、を有する。第１変動部３２は、直流電源とグランドとの間に直列接続された２つの抵抗３２ａ，３２ｂを有し、これら２つの抵抗３２ａ，３２ｂの中点電圧が、第１比較部３４の反転入力端子に入力される。また、第１分圧回路３３は、第１中点Ｍ１とグランドとの間に直列接続された２つの抵抗３３ａ，３３ｂを有し、これら２つの抵抗３３ａ，３３ｂの中点電圧が、第１比較部３４の非反転入力端子に入力される。これら抵抗３２ａ，３２ｂ，３３ａ，３３ｂの抵抗値は、電源電圧Ｖ０が設定値の場合において、後述する、第１中点電圧Ｖ１がゼロ電圧となる期間（ゼロ期間）の中心で、スイッチング素子２２にＯＮ信号が入力されるように設定されている。演算部３１は、第１変動部３２の中点電圧よりも、第１分圧回路３３の中点電圧が低くなり、第１比較部３４の出力信号が、ＨｉレベルからＬｏレベルに反転すると、スイッチング素子２２にＯＮ信号（Ｈｉ信号）を出力する。ＯＮ信号は、抵抗２８を介して、スイッチング素子２２のゲート電極に入力される。

制御部３０は、第２中点電圧Ｖ２を分圧する第２分圧回路３５と、第１閾値電圧Ｖｒ１を生成する第１電圧生成部３６と、第１閾値電圧Ｖｒ１及び第２分圧回路３５によって分圧された第２中点電圧Ｖ２を比較する第２比較部３７と、を有する。第２分圧回路３５は、第２中点Ｍ２とグランドとの間に直列接続された２つの抵抗３５ａ，３５ｂを有し、これら２つの抵抗３５ａ，３５ｂの中点電圧が、第２比較部３７の非反転入力端子に入力される。また、第１閾値電圧Ｖｒ１が第２比較部３７の反転入力端子に入力される。演算部３１は、第１閾値電圧Ｖｒ１よりも、第２中点電圧Ｖ２（出力電圧Ｖ２）が低くなったか否か、すなわち、第２比較部３７の出力信号が、ＨｉレベルからＬｏレベルに反転したか否かを観測することで、出力電圧Ｖ２の安定状態を観測する。

制御部３０は、第２閾値電圧Ｖｒ２を生成する第２電圧生成部３８と、第２閾値電圧Ｖｒ２及びスイッチング素子２２とシャント抵抗２７との間の第３中点Ｍ３の電圧（以下、第３中点電圧Ｖ３と示す）を比較する第３比較部３９と、を有する。第２閾値電圧Ｖｒ２が第３比較部３９の反転入力端子に入力され、第３中点電圧Ｖ３が非反転入力端子に入力される。演算部３１は、第２閾値電圧Ｖｒ２よりも、第３中点電圧Ｖ３が高くなり、第３比較部３９の出力信号が、ＬｏレベルからＨｉレベルに反転すると、スイッチング素子２２にＯＦＦ信号（Ｌｏ信号）を出力する。ＯＦＦ信号は、抵抗２８を介して、スイッチング素子２２のゲート電極に入力される。なお、第２閾値電圧Ｖｒ２は、第１閾値電圧Ｖｒ１よりも低い電圧である。

次に、本実施形態に係る内燃機関用インジェクタ２００の動作を図３に基づいて説明する。図３の縦軸は任意単位であり、横軸は時間である。時間ｔ１において、制御部３０からスイッチング素子５１，５３にＨｉ信号が入力されると、Ｈｉ信号が入力された第３スイッチング素子５３に対応するインジェクタ１５０に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の出力電圧Ｖ２が印加される。すると、インジェクタ１５０に急激に電流が流れ始め、インジェクタ１５０の電磁弁が、急激に開き始める。この時点で、第１コンデンサ２３に蓄積された電荷が放電され、出力電圧Ｖ２は緩やかに下がり始める。時間ｔ２において、第１スイッチング素子５１へのＨｉ信号の入力が終了すると、第１コンデンサ２３では再び充電が開始され、出力電圧Ｖ２は穏やかに上がり始める。この時点で、インジェクタ１５０に流れる電流は減少するが、電磁弁は開き続け、時間ｔ３に至ると、完全に開かれた状態となる。以下、この開弁状態を維持するために、制御部３０は、時間ｔ４になるまで、第２スイッチング素子５２にパルス信号を出力することで、インジェクタ１５０と直流電源とを間断的に接続する。これによって、電磁弁の開弁状態が維持される。

次に、本実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１０の動作を図４〜図６に基づいて説明する。なお、図４の縦軸は任意単位であり、横軸は時間である。一点鎖線はゼロ、二点鎖線は、電源電圧Ｖ０を示している。また、直流電源からグランドに向う電流を正の値、逆の方向に向う電流を負の値で示している。更に、図５では、シャント抵抗２７を省略し、電流を破線矢印で示す。以下、図４に示す時間ｔ１〜ｔ２の間を第１期間、時間ｔ２〜ｔ３の間を第２期間、時間ｔ３〜ｔ４の間を第３期間、時間ｔ４〜ｔ５の間を第４期間、時間ｔ５〜ｔ６の間を第５期間と示す。

図４に示すように、第１期間では、スイッチング素子２２のゲート電極にＨｉ信号（ＯＮ信号）が入力され、スイッチング素子２２はＯＮ状態となっている。この状態では、図５の（ａ）に示すように、インダクタンス性負荷２１とスイッチング素子２２とを介して、直流電源からグランドに向って電流が流れる。これによって、インダクタンス性負荷２１にエネルギーＥｌが蓄積され、第１中点Ｍ１（インダクタンス性負荷２１）に流れる電流（以下、第１中点電流と示す）と、第３中点Ｍ３（スイッチング素子２２）に流れる電流（以下、第３中点電流と示す）とが、増大し続ける。

第２期間に至ると、スイッチング素子２２にＯＦＦ信号（Ｌｏ信号）が入力され、スイッチング素子２２がＯＦＦ状態となる。すると、第１中点電流と第３中点電流は共に下り始め、第３中点電流はゼロとなる。しかしながら、図５の（ｂ）に示すように、インダクタンス性負荷２１に蓄積されたエネルギーＥｌのために、インダクタンス性負荷２１からグランドへ向って、第１コンデンサ２３及び第２コンデンサ２６それぞれを介して電流が流れる。この結果、第１コンデンサ２３及び第２コンデンサ２６それぞれに電荷が蓄積され、第２コンデンサ２６にエネルギーＥｃが蓄積される。そして、第２コンデンサ２６の両端電圧（第１中点電圧Ｖ１）が電源電圧Ｖ０よりも高くなる。

第３期間に至ると、静電容量は第１コンデンサ２３よりも第２コンデンサ２６のほうが低いために、第１コンデンサ２３よりも先に第２コンデンサ２６の充電が完了し、第１中点電圧Ｖ１の増大が停止する。そのため、図５の（ｃ）に示すように、インダクタンス性負荷２１からグランドに、第１コンデンサ２３を介して電流が流れる。この期間においても、第１中点電流は下がり続け、エネルギーＥｌは減少し続ける。そして、第３期間の終了時（時間ｔ４）にて、第１中点電流はゼロと成る。

第４期間に至ると、第２コンデンサ２６に蓄積されたエネルギーＥｃのため、図５の（ｄ）に示すように、第２コンデンサ２６からインダクタンス性負荷２１に向って電流が流れる。そして、エネルギーＥｃの低減（電荷の放出）とともに、第１中点電圧Ｖ１は下がり始める。第１中点電圧Ｖ１は、電源電圧Ｖ０よりも低くなり、第４期間の終了時（時間ｔ５）にて、ゼロ電圧となる。

以上、第２〜第４期間で示したように、スイッチング素子２２がＯＦＦ状態では、インダクタンス性負荷２１と第２コンデンサ２６とによってＬＣ共振する。したがって、本発明とは異なり、スイッチング素子２２（第２コンデンサ２６）にバイパス用ダイオード２５が並列接続されていない場合、第５期間では、ＬＣ共振のために第１中点電圧Ｖ１はゼロ電圧よりも低くなり、第２コンデンサ２６を介して、グランドからインダクタンス性負荷２１に向って電流が流れる。しかしながら、本実施形態で示すように、第２コンデンサ２６にバイパス用ダイオード２５が並列接続された構成では、第５期間に至り、第１中点電圧Ｖ１がゼロ電圧になると、グランドからインダクタンス性負荷２１に向う電流は、第２コンデンサ２６ではなく、バイパス用ダイオード２５を優先的に流れる。そのため、バイパス用ダイオード２５に電流が優先的に流れている期間（第５期間）では、第２コンデンサ２６に電荷が蓄積されず、インダクタンス性負荷２１にエネルギーＥｌが所定量蓄積されるまで、第１中点電圧Ｖ１はゼロ電圧に維持される。このように、本実施形態で示す構成では、第１中点電圧Ｖ１が所定期間ゼロ電圧となる期間（以下、ゼロ期間と示す）が存在する。したがって、図４に示すように、このゼロ期間に、スイッチング素子２２のゲート電極にＯＮ信号（Ｈｉ信号）を入力して、スイッチング素子２２をＯＦＦ状態からＯＮ状態に切り換えることで、ターンオン時のスイッチング損失の増大を抑制することができる。

ちなみに、ゼロ期間は、図４に示す時間ｔ５〜ｔ６の間の第５期間に相当する。そして、第５期間でスイッチング素子２２のゲート電極にＯＮ信号が入力されず、インダクタンス性負荷２１にエネルギーＥｌが所定量蓄積されると、図４に二点鎖線で示すように、第１中点電圧Ｖ１は、エネルギーＥｌのために再びゼロ電圧から上昇し始める。このように、ゲート電極にＯＮ信号が入力されない場合、第１中点電圧Ｖ１は、ゼロ期間よりも後の期間（時間ｔ６以降の期間）で、正の値に変動する。

ところで、直流電源がバッテリの場合、電源電圧は後段に位置する誘導性負荷によってその値が変動する。そして、スイッチング素子２２をＯＮ状態からＯＦＦ状態に切り換えた一周期目の共振振幅は、電源電圧Ｖ０と第１中点電圧Ｖ１との差によって決定され、その振動中心電圧は、電源電圧Ｖ０と等しい。したがって、図６に示すように、電源電圧Ｖ０が当初の設定値Ｖ０１から変動すると、それに伴ってゼロ期間も、当初の設定値Ｖ０１でのゼロ期間Ｔ０１から変動する。

以下においては、説明を簡便とするために、当初の設定値での電源電圧を第１電源電圧Ｖ０１、第１電源電圧Ｖ０１よりも高い電源電圧を第２電源電圧Ｖ０２、第１電源電圧Ｖ０１よりも低い電源電圧を第３電源電圧Ｖ０３と示す。また、第１電源電圧Ｖ０１でのゼロ期間を第１ゼロ期間Ｔ０１、第２電源電圧Ｖ０２でのゼロ期間を第２ゼロ期間Ｔ０２、第３電源電圧Ｖ０３でのゼロ期間を第３ゼロ期間Ｔ０３と示す。なお、図６の実線で示す曲線が、第１電源電圧Ｖ０１での第１中点電圧であり、破線で示す曲線が、第２電源電圧Ｖ０２での第１中点電圧であり、一点鎖線で示す曲線が、第３電源電圧Ｖ０３での第１中点電圧である。

電源電圧が、第１電源電圧Ｖ０１よりも高い第２電源電圧Ｖ０２に変動した場合、共振振幅は小さくなり、振動中心電圧は大きくなる（ゼロ電圧から遠ざかる）。そのため、第２ゼロ期間Ｔ０２は、第１ゼロ期間Ｔ０１よりも短くなる。しかしながら、第２電源電圧Ｖ０２は第１電源電圧Ｖ０１よりも高いので、第１中点電圧Ｖ１が第２電源電圧Ｖ０２よりも低くなるタイミングは、電源電圧が設定値（第１電源電圧Ｖ０１）である場合と比べて早くなる。この結果、第１中点電圧Ｖ１が電源電圧Ｖ０よりも低く且つ第１中点電圧Ｖ１がゼロ電圧になるまでの期間（以下、前期間と示す）は、電源電圧が第１電源電圧Ｖ０１（設定値）である場合と比べて長くなる。このように、電源電圧が当初の設定値よりも高い場合、ゼロ期間は短くなるが、前期間は長くなる。

また、電源電圧が、第１電源電圧Ｖ０１よりも低い第３電源電圧Ｖ０３に変動した場合、共振振幅は大きくなり、振動中心電圧は小さくなる（ゼロ電圧に近づく）。そのため、第３ゼロ期間Ｔ０３は、第１ゼロ期間Ｔ０１よりも長くなる。しかしながら、第３電源電圧Ｖ０３は第１電源電圧Ｖ０１よりも低いので、第１中点電圧Ｖ１が第３電源電圧Ｖ０３よりも低くなるタイミングは、電源電圧が設定値（第１電源電圧Ｖ０１）である場合と比べて遅くなる。この結果、前期間は、電源電圧が第１電源電圧Ｖ０１（設定値）である場合と比べて短くなる。このように、電源電圧が当初の設定値よりも低い場合、ゼロ期間は長くなるが、前期間は短くなる。

以上、示したように、電源電圧Ｖ０が変動したとしても、ゼロ期間と前期間の和は変動し難くなっている。そのため、前期間の始まりである、第１中点電圧Ｖ１と電源電圧Ｖ０の大小関係（第１中点電圧Ｖ１と電源電圧Ｖ０との差分の正負）が反転するタイミングに基づいて、スイッチング素子２２のゲート電極にＯＮ信号を出力することで、電源電圧Ｖ０が変動したとしても、ゼロ期間Ｔ０以外の期間にＯＮ信号がスイッチング素子２２に入力されることが抑制される。なお、ゼロ期間以外の期間とは、前期間、若しくは、ゼロ期間よりも後の後期間（時間ｔ６以降の期間）である。

次に、内燃機関用インジェクタ２００（ＤＣ／ＤＣコンバータ１０）の作用効果を説明する。上記したように、演算部３１は、第１中点電圧Ｖ１と電源電圧Ｖ０との差分に基づいて、スイッチング素子２２にＯＮ信号を出力する。したがって、電源電圧Ｖ０が変動したとしても、ゼロ期間Ｔ０以外の期間にＯＮ信号がスイッチング素子２２に入力されることが抑制される。この結果、ターンオン時のスイッチング損失の増大が抑制される。

制御部３０は、演算部３１の他に、電源電圧Ｖ０を変動する第１変動部３２と、第１中点電圧Ｖ１を分圧する第１分圧回路３３と、第１変動部３２によって変動された電源電圧Ｖ０と第１分圧回路３３によって分圧された第１中点電圧Ｖ１とを比較する第１比較部３４と、を有する。演算部３１は、第１比較部３４の出力信号が、ＨｉレベルからＬｏレベルに反転すると、スイッチング素子２２にＯＮ信号（Ｈｉ信号）を出力する。

これによれば、第１比較部３４に入力される電源電圧Ｖ０は第１変動部３２によって変動され、第１比較部３４に入力される第１中点電圧Ｖ１は第１分圧回路３３によって変動されるので、変動された電源電圧Ｖ０と第１中点電圧Ｖ１との差分の正負が反転するタイミングを調整することができる。これにより、ＯＮ信号の出力タイミングが調整され、ゼロ期間以外の期間にＯＮ信号がスイッチング素子に入力されることが抑制される。この結果、ターンオン時のスイッチング損失の増大が抑制される。

第１変動部３２は、直流電源とグランドとの間に直列接続された２つの抵抗３２ａ，３２ｂを有し、これら２つの抵抗３２ａ，３２ｂの中点電圧が、第１比較部３４の反転入力端子に入力される。また、第１分圧回路３３は、第１中点Ｍ１とグランドとの間に直列接続された２つの抵抗３３ａ，３３ｂを有し、これら２つの抵抗３３ａ，３３ｂの中点電圧が、第１比較部３４の非反転入力端子に入力される。そして、抵抗３２ａ，３２ｂ，３３ａ，３３ｂの抵抗値は、電源電圧Ｖ０が設定値の場合において、ゼロ期間の中心で、スイッチング素子２２にＯＮ信号が入力されるように決定されている。

ゼロ期間Ｔ０は、ゼロ期間Ｔ０の始まり（前期間の終わり）からゼロ期間Ｔ０の中心までの前半期と、ゼロ期間Ｔ０の中心からゼロ期間の終わり（後期間の始まり）までの後半期とに等分される。上記設定の場合、ゼロ期間Ｔ０の始まりからＯＮ信号がスイッチング素子２２に入力されるまでの時間は、第１ゼロ期間Ｔ０１の半分となる。この時間は、電源電圧Ｖ０、及び、ゼロ期間Ｔ０の変動に依らずに一定である。この時間の長さを、図６に実線矢印で示し、ＯＮ信号の入力タイミングを、縦の破線で示す。

図６に示すように、電源電圧が、第１電源電圧Ｖ０１よりも高い第２電源電圧Ｖ０２に変動した場合、第１中点電圧Ｖ１が第２電源電圧Ｖ０２よりも低くなるタイミングは、電源電圧が第１電源電圧Ｖ０１である場合よりも早くなる。したがって、前半期間にＯＮ信号がスイッチング素子２２に入力されることとなる。反対に、電源電圧が、第１電源電圧Ｖ０１よりも低い第３電源電圧Ｖ０３に変動した場合、第１中点電圧Ｖ１が第３電源電圧Ｖ０３よりも低くなるタイミングは、電源電圧が第１電源電圧Ｖ０１である場合よりも遅くなるので、後半期間（場合によっては前半期）にＯＮ信号がスイッチング素子２２に入力されることとなる。このため、例えば、電源電圧が第１電源電圧Ｖ０１（設定値）の場合において、前半期の中心でスイッチング素子２２にＯＮ信号が入力される構成と比べて、電源電圧が第２電源電圧Ｖ０２に変動した場合に、ゼロ期間よりも前の前期間にＯＮ信号がスイッチング素子２２に入力されることが抑制される。また、電源電圧が第１電源電圧Ｖ０１（設定値）の場合において、後半期の中心でスイッチング素子２２にＯＮ信号が入力される構成と比べて、電源電圧が第３電源電圧Ｖ０３に変動した場合に、ゼロ期間よりも後の後期間にＯＮ信号がスイッチング素子２２に入力されることが抑制される。以上により、ゼロ期間以外の期間にＯＮ信号がスイッチング素子２２に入力されることが抑制され、ターンオン時のスイッチング損失の増大が抑制される。

第１中点電圧Ｖ１は、電源電圧Ｖ０よりも高くなるので、第１中点電圧Ｖ１がそのまま第１比較部３４に入力されると、高電圧が第１比較部３４に入力されることとなり、第１比較部３４の寿命が縮まる虞がある。そこで、上記したように、第１分圧回路３３によって分圧された第１中点電圧Ｖ１が第１比較部３４に入力される構成が好ましい。

制御部３０は、第２中点電圧Ｖ２を分圧する第２分圧回路３５と、第１閾値電圧Ｖｒ１を生成する第１電圧生成部３６と、第１閾値電圧Ｖｒ１及び第２分圧回路３５によって分圧された第２中点電圧Ｖ２を比較する第２比較部３７と、を有する。

第２中点電圧Ｖ２（出力電圧）は電源電圧Ｖ０よりも高くなるので、出力電圧がそのまま第２比較部３７に入力されると、高電圧が第２比較部３７に入力されることとなり、第２比較部３７の寿命が縮まる虞がある。そこで、上記したように、第２分圧回路３５によって分圧された出力電圧が第２比較部３７に入力される構成が好ましい。また、上記構成によれば、第２中点電圧Ｖ２（出力電圧）の変動を観測することができる。

制御部３０は、第２閾値電圧Ｖｒ２を生成する第２電圧生成部３８と、第２閾値電圧Ｖｒ２及び第３中点電圧Ｖ３を比較する第３比較部３９と、を有する。演算部３１は、第２閾値電圧Ｖｒ２よりも、第３中点電圧Ｖ３が高くなり、第３比較部３９の出力信号が、ＬｏレベルからＨｉレベルに反転すると、スイッチング素子２２にＯＦＦ信号を出力する。これによれば、第２中点電圧Ｖ２（出力電圧）が、当初予定していた値と比べて、余分に高くなることが抑制される。

スイッチング素子２２は、ＭＯＳＦＥＴであり、バイパス用ダイオード２５は、ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子２２の寄生ダイオードである。これによれば、スイッチング素子２２とバイパス用ダイオード２５それぞれを独立して形成する構成と比べて、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の回路構成が簡素化される。

第１実施形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０が、内燃機関用インジェクタ２００に適用された例を示した。しかしながら、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の適用としては、上記例に限定されない。例えば、放電灯点灯装置、電動パワーステアリング駆動装置、ＬＥＤバックライト駆動装置、エアバック駆動装置などに適用することができる。

第１実施形態では、逆流防止素子２４がダイオードである例を示した。しかしながら、逆流防止素子２４としては、上記例に限定されず、例えば、ＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子を採用することができる。逆流防止素子２４がＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴである場合、逆流防止素子２４のゲート電極に入力される信号の極性は、スイッチング素子２２のゲート電極に入力される信号の極性とは反対になる。

（第２実施形態）
次に、本発明の第２実施形態を、図７に基づいて説明する。図７は、第２実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの概略構成を示す断面図であり、第１実施形態に示した図２に対応している。

第２実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、第１実施形態によるものと共通するところが多いので、以下、共通部分については詳しい説明は省略し、異なる部分を重点的に説明する。なお、第１実施形態に示した要素と同一の要素には、同一の符号を付与するものとする。

第１実施形態では、内燃機関用インジェクタ２００に適用される昇圧式のＤＣ／ＤＣコンバータ１０を示した。これに対し、本実施形態では、降圧式のＤＣ／ＤＣコンバータ１１０である点を特徴とする。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０は、降圧部１２０と、制御部１３０と、を有する。降圧部１２０は、直流電源に一端が接続されたシャント抵抗１２７と、シャント抵抗１２７の他端とグランドとの間に設けられたスイッチング素子１２２と、スイッチング素子１２２とグランドとの間の第１中点Ｍ１に一端が接続されたインダクタンス性負荷１２１と、インダクタンス性負荷１２１の他端とグランドとの間に設けられた第１コンデンサ１２３と、を有する。また、降圧部１２０は、第１中点Ｍ１とグランドとの間に設けられ、インダクタンス性負荷１２１から第１コンデンサ１２３を介してグランドへ電流を流す還流素子１２４と、スイッチング素子１２２におけるシャント抵抗１２７側の端子とカソード電極が接続され、スイッチング素子１２２におけるグランド側の端子とアノード電極が接続されて、スイッチング素子１２２と並列接続されたバイパス用ダイオード１２５と、スイッチング素子１２２及びバイパス用ダイオード１２５それぞれと並列接続された第２コンデンサ１２６と、を有する。第２コンデンサ１２６は、第１コンデンサ１２３よりも静電容量が低くなっており、第１コンデンサ１２３の電圧（インダクタンス性負荷１２１と第１コンデンサ１２３との間の第２中点Ｍ２の電圧）が、出力電圧として後段に出力される。

本実施形態に係るインダクタンス性負荷１２１は、コイルであり、スイッチング素子１２２は、Ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴである。そして、還流素子１２４は、ダイオードであり、バイパス用ダイオード１２５は、ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子１２２の寄生ダイオードである。還流素子１２４のアノード電極がグランドに接続され、カソード電極が第１中点Ｍ１に接続されている。この接続構成により、第１中点Ｍ１からグランドへ電流が流れることが防止され、インダクタンス性負荷１２１から第１コンデンサ１２３を介して電流が還流される。

制御部１３０は、スイッチング素子１２２を開閉制御するものであり、スイッチング素子１２２にＯＮ／ＯＦＦ信号を出力する演算部１３１を有する。演算部１３１は、第１中点Ｍ１の電圧（以下、第１中点電圧Ｖ１と示す）と電源の電圧（以下、電源電圧Ｖ０と示す）との差分に基づいて、スイッチング素子１２２にＯＮ信号を出力する。また、演算部１３１は、第３閾値電圧Ｖｒ３に基づいて第２中点Ｍ２の電圧（以下、第２中点電圧Ｖ２と示す）の変動を観測し、スイッチング素子１２２とシャント抵抗１２７との間の第３中点Ｍ３の電圧（以下、第３中点電圧Ｖ３と示す）と第４閾値電圧Ｖｒ４との差分に基づいて、スイッチング素子１２２にＯＦＦ信号を出力する。

図７に示すように、制御部１３０は、演算部１３１の他に、直流電源から出力された電源電圧Ｖ０を変動する第１変動部１３２と、第１変動部１３２によって変動された電源電圧Ｖ０及び第１中点電圧Ｖ１を比較する第１比較部１３４と、を有する。第１変動部１３２は、直流電源とグランドとの間に直列接続された２つの抵抗１３２ａ，１３２ｂを有し、これら２つの抵抗１３２ａ，１３２ｂの中点電圧が、第１比較部１３４の反転入力端子に入力される。したがって、第１比較部１３４には、抵抗１３２ａ，１３２ｂによって電圧降下された電源電圧Ｖ０が入力される。なお、抵抗１３２ａ，１３２ｂの抵抗値は、電源電圧Ｖ０が設定値の場合において、第１実施形態で説明した、第１中点電圧Ｖ１がゼロ電圧となる期間（ゼロ期間）の中心で、スイッチング素子１２２にＯＮ信号が入力されるように決定されている。演算部１３１は、第１変動部１３２の中点電圧よりも、第１中点電圧Ｖ１が低くなり、第１比較部１３４の出力信号が、ＬｏレベルからＨｉレベルに反転すると、スイッチング素子１２２にＯＮ信号（Ｌｏ信号）を出力する。ＯＮ信号は、抵抗１２８を介して、スイッチング素子１２２のゲート電極に入力される。

制御部１３０は、第３閾値電圧Ｖｒ３を生成する第１電圧生成部１３６と、第３閾値電圧Ｖｒ３及び第２中点電圧Ｖ２を比較する第２比較部１３７と、を有する。第２中点電圧Ｖ２が第２比較部１３７の非反転入力端子に入力され、第３閾値電圧Ｖｒ３が第２比較部１３７の反転入力端子に入力される。演算部１３１は、第３閾値電圧Ｖｒ３よりも、第２中点電圧Ｖ２（出力電圧Ｖ２）が低くなったか否か、すなわち、第２比較部１３７の出力信号が、ＨｉレベルからＬｏレベルに反転したか否かを観測することで、出力電圧Ｖ２の安定状態を観測する。

制御部１３０は、第４閾値電圧Ｖｒ４を生成する第２電圧生成部１３８と、第４閾値電圧Ｖｒ４及び第３中点電圧Ｖ３を比較する第３比較部１３９と、電源電圧Ｖ０及び第３中点電圧Ｖ３を比較する第４比較部１４０と、を有する。第４閾値電圧Ｖｒ４が第３比較部１３９の反転入力端子に入力され、第４比較部１４０によって増幅された第３中点電圧Ｖ３が第３比較部１３９の非反転入力端子に入力される。演算部１３１は、第４閾値電圧Ｖｒ４よりも、第３中点電圧Ｖ３が高くなり、第３比較部１３９の出力信号が、ＬｏレベルからＨｉレベルに反転すると、スイッチング素子１２２にＯＦＦ信号（Ｈｉ信号）を出力する。ＯＦＦ信号は、抵抗１２８を介して、スイッチング素子１２２のゲート電極に入力される。

次に、本実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１１０の動作を説明する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０の動作は、第１実施形態で示したＤＣ／ＤＣコンバータ１０と基本的には同一なので、以下、図面を示さずに、第２実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１１０の動作を説明する。

スイッチング素子１２２のゲート電極にＬｏ信号（ＯＮ信号）が入力され、スイッチング素子１２２がＯＮ状態になると、シャント抵抗１２７、スイッチング素子１２２、インダクタンス性負荷１２１、及び、第１コンデンサ１２３を介して、直流電源からグランドに向って電流が流れる。これによって、インダクタンス性負荷１２１にエネルギーＥｌが蓄積され、第１中点Ｍ１（インダクタンス性負荷１２１）に流れる電流（以下、第１中点電流と示す）と、第３中点Ｍ３（スイッチング素子１２２）に流れる電流（以下、第３中点電流と示す）とが、増大する。

スイッチング素子１２２にＯＦＦ信号（Ｈｉ信号）が入力され、スイッチング素子１２２がＯＦＦ状態になると、第１中点電流と第３中点電流は共に下り始め、第３中点電流はゼロとなる。しかしながら、インダクタンス性負荷１２１に蓄積されたエネルギーＥｌのために、直流電源側からグランドへ向って、第１コンデンサ１２３及び第２コンデンサ２６それぞれを介して電流が流れる。この結果、第１コンデンサ１２３及び第２コンデンサ２６それぞれに電荷が蓄積され、第２コンデンサ１２６にエネルギーＥｃが蓄積される。そして、第２コンデンサ１２６の両端電圧（第１中点電圧Ｖ１）が、第１変動部１３２の中点電圧（抵抗１３２ａ，１３２ｂによって電圧降下された電源電圧Ｖ０）よりも高くなる。

静電容量は第１コンデンサ１２３よりも第２コンデンサ１２６のほうが低いために、第１コンデンサ１２３よりも先に第２コンデンサ１２６の充電が完了し、第１中点電圧Ｖ１の増大が停止する。そのため、インダクタンス性負荷１２１からグランドに、第１コンデンサ１２３を介して電流が流れる。この期間においても、第１中点電流は下がり続け、エネルギーＥｌは減少し続ける。

第１中点電流がゼロになると、第２コンデンサ１２６に蓄積されたエネルギーＥｃのため、グランドから直流電源に向って電流が流れ始める。そして、エネルギーＥｃの低減（電荷の放出）とともに、第１中点電圧Ｖ１は下がり始める。第１中点電圧Ｖ１は、第１変動部１３２の中点電圧よりも低くなり、遂にはゼロ電圧となる。

以上、示したように、スイッチング素子１２２がＯＦＦ状態では、インダクタンス性負荷１２１と第２コンデンサ１２６とによってＬＣ共振する。したがって、本発明とは異なり、スイッチング素子１２２（第２コンデンサ１２６）にバイパス用ダイオード１２５が並列接続されていない場合、ＬＣ共振のために第１中点電圧Ｖ１はゼロ電圧よりも低くなり、第２コンデンサ１２６を介して、グランドから直流電源に向って電流が流れる。しかしながら、本実施形態で示すように、第２コンデンサ１２６にバイパス用ダイオード１２５が並列接続された構成では、第１中点電圧Ｖ１がゼロ電圧になると、グランドから直流電源に向う電流は、第２コンデンサ１２６ではなく、バイパス用ダイオード１２５を優先的に流れる。そのため、バイパス用ダイオード１２５に電流が優先的に流れている期間では、第２コンデンサ１２６に電荷が蓄積されず、インダクタンス性負荷１２１にエネルギーＥｌが所定量蓄積されるまで、第１中点電圧Ｖ１はゼロ電圧に維持される。このように、本実施形態で示す構成では、第１中点電圧Ｖ１が所定期間ゼロ電圧となる期間（以下、ゼロ期間と示す）が存在する。したがって、このゼロ期間に、スイッチング素子１２２のゲート電極にＯＮ信号（Ｌｏ信号）を入力して、スイッチング素子１２２をＯＦＦ状態からＯＮ状態に切り換えることで、ターンオン時のスイッチング損失の増大を抑制することができる。

ちなみに、ゼロ期間でスイッチング素子１２２のゲート電極にＯＮ信号が入力されず、インダクタンス性負荷１２１にエネルギーＥｌが所定量蓄積されると、第１中点電圧Ｖ１は、エネルギーＥｌのために再びゼロ電圧から上昇し始める。このように、ゲート電極にＯＮ信号が入力されない場合、第１中点電圧Ｖ１は、ゼロ期間よりも後の期間で、正の値に変動する。

第１実施形態で説明したように、直流電源がバッテリの場合、電源電圧は後段に位置する誘導性負荷によってその値が変動する。そして、スイッチング素子１２２をＯＮ状態からＯＦＦ状態に切り換えた一周期目の共振振幅は、電源電圧Ｖ０と第１中点電圧Ｖ１との差によって決定され、その振動中心電圧は、電源電圧Ｖ０と等しい。したがって、電源電圧Ｖ０が当初の設定値Ｖ０１から変動すると、それに伴ってゼロ期間も、当初の設定値Ｖ０１でのゼロ期間Ｔ０１から変動する。

以下においては、説明を簡便とするために、当初の設定値での電源電圧を第１電源電圧Ｖ０１、第１電源電圧Ｖ０１よりも高い電源電圧を第２電源電圧Ｖ０２、第１電源電圧Ｖ０１よりも低い電源電圧を第３電源電圧Ｖ０３と示す。また、第１電源電圧Ｖ０１でのゼロ期間を第１ゼロ期間Ｔ０１、第２電源電圧Ｖ０２でのゼロ期間を第２ゼロ期間Ｔ０２、第３電源電圧Ｖ０３でのゼロ期間を第３ゼロ期間Ｔ０３と示す。

電源電圧が、第１電源電圧Ｖ０１よりも高い第２電源電圧Ｖ０２に変動した場合、共振振幅は大きくなるが、振動中心電圧は大きくなる（ゼロ電圧から遠ざかる）。そのため、第２ゼロ期間は、第１ゼロ期間Ｔ０１よりも短くなる。しかしながら、第２電源電圧Ｖ０２は第１電源電圧Ｖ０１よりも高いので、第１中点電圧Ｖ１が、第１変動部１３２の中点電圧（抵抗１３２ａ，１３２ｂによって電圧降下された第２電源電圧Ｖ０２）よりも低くなるタイミングは、電源電圧が設定値（第１電源電圧Ｖ０１）である場合と比べて早くなる。この結果、第１中点電圧Ｖ１が電源電圧Ｖ０よりも低く且つ第１中点電圧Ｖ１がゼロ電圧になるまでの期間（以下、前期間と示す）は、電源電圧が第１電源電圧Ｖ０１（設定値）である場合と比べて長くなる。このように、電源電圧が当初の設定値よりも高い場合、ゼロ期間は短くなるが、前期間は長くなる。

また、電源電圧が、第１電源電圧Ｖ０１よりも低い第３電源電圧Ｖ０３に変動した場合、共振振幅は小さくなるが、振動中心電圧は小さくなる（ゼロ電圧に近づく）。そのため、第３ゼロ期間は、第１ゼロ期間Ｔ０１よりも長くなる。しかしながら、第３電源電圧Ｖ０３は第１電源電圧Ｖ０１よりも低いので、第１中点電圧Ｖ１が第１変動部１３２の中点電圧（抵抗１３２ａ，１３２ｂによって電圧降下された第３電源電圧Ｖ０３）よりも低くなるタイミングは、電源電圧が設定値（第１電源電圧Ｖ０１）である場合と比べて遅くなる。この結果、前期間は、電源電圧が第１電源電圧Ｖ０１（設定値）である場合と比べて短くなる。このように、電源電圧が当初の設定値よりも低い場合、ゼロ期間は長くなるが、前期間は短くなる。

以上、示したように、電源電圧Ｖ０が変動したとしても、ゼロ期間と前期間の和は変動し難くなっている。そのため、前期間の始まりである、第１中点電圧Ｖ１と第１変動部１３２の中点電圧（抵抗１３２ａ，１３２ｂによって電圧降下された電源電圧Ｖ０）の大小関係（第１中点電圧Ｖ１と第１変動部１３２の中点電圧との差分の正負）が反転するタイミングに基づいて、スイッチング素子１２２のゲート電極にＯＮ信号を出力することで、電源電圧Ｖ０が変動したとしても、ゼロ期間Ｔ０以外の期間にＯＮ信号がスイッチング素子１２２に入力されることが抑制される。なお、ゼロ期間以外の期間とは、前期間、若しくは、ゼロ期間よりも後の後期間である。

次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０の作用効果を説明する。上記したように、演算部１３１は、第１中点電圧Ｖ１と電源電圧Ｖ０（第１変動部１３２の中点電圧）との差分に基づいて、スイッチング素子１２２にＯＮ信号を出力する。したがって、電源電圧Ｖ０が変動したとしても、ゼロ期間Ｔ０以外の期間にＯＮ信号がスイッチング素子１２２に入力されることが抑制される。この結果、ターンオン時のスイッチング損失の増大が抑制される。

このように、第２実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１１０においても、第１実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１０と同等の作用効果を示す。なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０は、上記した主要な作用効果の他、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０と同様の作用効果を幾つか奏する。しかしながら、説明が重複するので、その記載を省略する。

第２実施形態では、還流素子１２４がダイオードである例を示した。しかしながら、還流素子１２４としては、上記例に限定されず、例えば、ＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子を採用することができる。還流素子１２４がＰチャネル型ＭＯＳＦＥＴである場合、還流素子１２４のゲート電極に入力される信号の極性は、スイッチング素子１２２のゲート電極に入力される信号の極性とは反対になる。

以上、本発明の好ましい実施形態について説明したが、本発明は上記した実施形態になんら制限されることなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲において、種々変形して実施することが可能である。

１０，１１０・・・ＤＣ／ＤＣコンバータ
２０・・・昇圧部
３０，１３０・・・制御部
５０・・・スイッチ部
７０・・・逆流防止部
１００・・・コントロールユニット
１２０・・・降圧部
１５０・・・インジェクタ
２００・・・内燃機関用インジェクタ

Claims (13)

1. 電源に一端が接続されたインダクタンス性負荷と、
   前記インダクタンス性負荷の他端とグランドとの間に設けられたスイッチング素子と、
   前記インダクタンス性負荷と前記スイッチング素子との間の第１中点とグランドとの間に設けられた第１コンデンサと、
   前記第１中点と前記第１コンデンサの一端との間に設けられ、前記第１コンデンサから前記第１中点へ電流が流れることを防止する逆流防止素子と、
   前記スイッチング素子における前記インダクタンス性負荷側の端子とカソード電極が接続され、前記スイッチング素子におけるグランド側の端子とアノード電極が接続されて、前記スイッチング素子と並列接続されたバイパス用ダイオードと、
   前記スイッチング素子及び前記バイパス用ダイオードそれぞれと並列接続された第２コンデンサと、
   前記スイッチング素子を開閉制御する制御部と、を有するＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   前記制御部は、前記第１中点の電圧と前記電源の電圧との差分に基づいて、前記スイッチング素子にＯＮ信号を出力することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
2. 前記制御部は、前記電源から出力された電圧を変動する第１変動部、該第１変動部によって変動された電源の電圧と前記第１中点の電圧とを比較する第１比較部、及び、該第１比較部の出力信号に基づいて、前記スイッチング素子にＯＮ信号を出力する演算部を有することを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
3. 前記第１変動部は、前記電源の電圧が設定値の場合において、前記第１中点の電圧がゼロ電圧となる期間の中心で、前記スイッチング素子にＯＮ信号が入力されるように、前記電源から出力された電圧を変動することを特徴とする請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
4. 前記制御部は、前記第１中点の電圧を分圧する第１分圧回路を有し、
   前記第１比較部には、前記第１分圧回路によって分圧された第１中点の電圧と、前記変動部によって変動された電源の電圧と、が入力されることを特徴とする請求項２又は請求項３に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
5. 前記制御部は、第１閾値電圧、及び、前記逆流防止素子と前記第１コンデンサとの間の第２中点の電圧を比較する第２比較部を有することを特徴とする請求項２〜４いずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
6. 前記制御部は、前記第２中点の電圧を分圧する第２分圧回路を有し、
   前記第２比較部には、前記第２分圧回路によって分圧された第２中点の電圧と、前記第１閾値電圧と、が入力されることを特徴とする請求項５に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
7. 前記スイッチング素子とグランドとの間にはシャント抵抗が設けられており、
   前記制御部は、第２閾値電圧、及び、前記スイッチング素子と前記シャント抵抗との間の電圧を比較する第３比較部を有し、
   前記演算部は、前記第３比較部の出力信号に基づいて、前記スイッチング素子にＯＦＦ信号を出力することを特徴とする請求項２〜６に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
8. 電源とグランドとの間に設けられたスイッチング素子と、
   前記スイッチング素子と前記グランドとの間の第１中点に一端が接続されたインダクタンス性負荷と、
   前記インダクタンス性負荷の他端と前記グランドとの間に設けられた第１コンデンサと、
   前記第１中点と前記グランドとの間に設けられ、前記インダクタンス性負荷から前記第１コンデンサを介して前記グランドへ電流を流す還流素子と、
   前記スイッチング素子における前記抵抗側の端子とカソード電極が接続され、前記スイッチング素子におけるグランド側の端子とアノード電極が接続されて、前記スイッチング素子と並列接続されたバイパス用ダイオードと、
   前記スイッチング素子及び前記バイパス用ダイオードそれぞれと並列接続された第２コンデンサと、
   前記スイッチング素子を開閉制御する制御部と、を有するＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   前記制御部は、前記電源から出力された電圧を変動する第１変動部を有し、
   前記制御部は、前記第１中点の電圧と前記第１変動部によって変動された電源の電圧との差分に基づいて、前記スイッチング素子にＯＮ信号を出力することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
9. 前記制御部は、前記第１変動部によって変動された電源の電圧と前記第１中点の電圧とを比較する第１比較部、及び、該第１比較部の出力信号に基づいて、前記スイッチング素子にＯＮ信号を出力する演算部を有することを特徴とする請求項８に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
10. 前記第１変動部は、前記電源の電圧が設定値の場合において、前記第１中点の電圧と前記電源の電圧との電位差がゼロ電圧となる期間の中心で、前記スイッチング素子にＯＮ信号が入力されるように、前記電源から出力された電圧を変動することを特徴とする請求項９に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
11. 前記制御部は、第１閾値電圧、及び、前記インダクタンス性負荷と前記第１コンデンサとの間の第２中点の電圧を比較する第２比較部を有することを特徴とする請求項９又は請求項１０に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
12. 前記制御部は、第２閾値電圧、及び、前記抵抗と前記スイッチング素子との間の電圧を比較する第３比較部を有し、
    前記演算部は、前記第３比較部の出力信号に基づいて、前記スイッチング素子にＯＦＦ信号を出力することを特徴とする請求項９〜１１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
13. 前記スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴであり、
    前記バイパス用ダイオードは、前記ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードであることを特徴とする請求項１〜１２いずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。

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