JP2011097434A

JP2011097434A - 電流制御用半導体素子およびそれを用いた制御装置

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Publication number: JP2011097434A
Application number: JP2009250701A
Authority: JP
Inventors: Teppei Hirotsu; 鉄平広津; Nobuyasu Kanekawa; 信康金川; Itaru Tanabe; 至田辺
Original assignee: Hitachi Automotive Systems Ltd
Current assignee: Hitachi Astemo Ltd
Priority date: 2009-10-30
Filing date: 2009-10-30
Publication date: 2011-05-12
Anticipated expiration: 2029-10-30
Also published as: JP5280332B2; US20110101959A1; US8421441B2; EP2320547A2; EP2320547A3; EP2320547B1

Abstract

【課題】電流検出回路におけるゲインａおよびオフセットｂの変動を補正して、１チップのＩＣ内で高精度な電流検出が可能な電流制御用半導体素子およびそれを用いた制御装置を提供することにある。
【解決手段】電流制御用半導体素子１００は、同一半導体チップ上に、ＭＯＳＦＥＴ１００Ｈと、２つの定電流源Ｉｃ１，Ｉｃ２と、ＭＯＳＦＥＴの電流および定電流源の電流を検出する電流検出回路１２０とを備える。さらに、定電流源は、その電流値を計測するための外部接続端子Ｔ５を備える。補正用測定値保持レジスタ１４５は、外部から測定した定電流源の電流値を保持する。
【選択図】図１

Description

本発明は、電流制御用半導体素子およびそれを用いた制御装置に係り、特に、電流検出回路をＩＣチップに内蔵するに好適な電流制御用半導体素子およびそれを用いた制御装置に関する。

各種制御対象が電子制御されるに従って、電気信号を機械的運動や油圧に変換するためにモータやソレノイドなどの電動アクチュエーターが広く用いられるようになっている。これらの電動アクチュエーターの高度化には、高精度な電流制御が必須である。近年では高精度な電流制御のために、デジタルフィードバック制御が用いられることが一般的である。

電流のデジタルフィードバック制御のためには、制御対象である電流値Ｉｏｕｔのデジタル値を取得する必要がある。このために、まず、電流−電圧変換回路の出力ＶｏｕｔをＡＤコンバータによりデジタル変換し、ＡＤコンバータの参照電圧Ｖｒｅｆとの相対値のデジタル値Ｖｏｕｔｄ（＝Ｖｏｕｔ／Ｖｒｅｆ）を得る。次に、ＡＤコンバータの出力Ｖｏｕｔｄに対し、電流−電圧変換回路とＡＤコンバータを含む電流検出回路の入出力特性に対応した補正を行い、電流値Ｉｏｕｔｄのデジタル値を得る。

電流検出回路は様々な構成が考えられるが、制御アルゴリズム簡素化の観点から、電流検出回路の入出力特性はリニアとすることが望ましく、この場合、デジタルの電流値Ｉｏｕｔｄは、ゲインａおよびオフセットｂを用い、以下の式（１）により求められる。

Ｉｏｕｔｄ＝ａ・Ｖｏｕｔｄ＋ｂ …（１）

式（１）に従い電流値を測定する場合、ゲインａおよびオフセットｂを、実際の電流検出回路の特性といかに精度良く一致させるかが、電流測定精度を向上させる上で重要となる。

また、高精度な電流制御に加えて、制御装置の小型化、低価格化のニーズも高く、電流検出回路をＩＣチップ内に内蔵することによって、これに対応している。ここで、電流検出回路をＩＣチップ内に内蔵するために、ＩＣチップ内に電流検出用抵抗を内蔵するものが知られている（例えば、特許文献１，２参照）。

特開２００３−２０３８０５号公報特開２００６−１６５１００号公報

特許文献１，２に記載のように、電流検出用抵抗をＩＣチップ内に内蔵することは、電流検出のための外付け部品を削減でき、装置の小型化、低価格化に関して優れた方法である。

しかしながら、ＩＣチップ内形成される抵抗の値は温度により数十％変動し、これがそのまま、式（１）のゲインａの変動となって現れる。また、検出した電流値のデジタル変換に用いられるＡＤコンバータの参照電圧Ｖｒｅｆの変動も、ゲインａを数％変動させる要因となる。さらに、電流検出回路で用いられるオペアンプの入力オフセットにより、式（１）のオフセットｂも数％変動する。

このように、電流検出回路をＩＣチップに内蔵する場合、式（１）におけるゲインａおよびオフセットｂが設計値と比較して大きく変動し、電流検出誤差が増大するという問題がある。

本発明の目的は、電流検出回路における式（１）のゲインａおよびオフセットｂの変動を補正して、１チップのＩＣ内で高精度な電流検出が可能な電流制御用半導体素子およびそれを用いた制御装置を提供することにある。

（１）上記目的を達成するために、本発明は、同一半導体チップ上に、ＭＯＳＦＥＴと、少なくとも２つの定電流源と、前記ＭＯＳＦＥＴの電流および前記定電流源の電流を検出する電流検出回路とを備え、さらに、前記定電流源は、その電流値を計測するための外部接続端子を備えるようにしたものである。
かかる構成により、電流検出回路におけるゲインａおよびオフセットｂの変動を補正して、１チップのＩＣ内で高精度な電流検出が可能となる。

（２）上記（１）において、好ましくは、前記外部接続端子を用いて、外部から測定した前記定電流源の電流値，若しくは前記電流検出回路が前記定電流源の電流を測定した時の検出値を保持する記憶素子を備えるようにしたものである。

（３）上記（２）において、好ましくは、前記記憶素子に保持された値を用いて、前記電流検出回路のゲイン及びオフセットの補正値を算出する補正値算出手段と、該補正値算出手段により算出された前記ゲイン及びオフセットの補正値を用いて、前記電流検出回路により検出された値を補正して、補正された電流値を算出する電流値算出手段を備えるようにしたものである。

（４）上記（３）において、好ましくは、前記補正値算出手段は、前記電流制御用半導体素子の温度測定値を用いて、前回補正を行ったときの温度との差が所定値以上のとき、前記補正値算出回路の開始判定を行うようにしたものである。

（５）上記（４）において、好ましくは、前記電流制御用半導体素子は、ＰＷＭにより、負荷に流れる電圧をオン・オフするものであり、前記補正値算出手段は、前記ＰＷＭのオフ期間が、前記２つの定電流源の電流測定に要する期間よりも長いときは、前記ＰＷＭのオフ期間に前記２つの定電流源の電流を測定し、前記ＰＷＭのオフ期間が、前記２つの定電流源の電流測定に要する期間よりも短いときは、前記ＰＷＭのオン期間の内ＰＷＭオン直後以外の期間において前記２つの定電流源の電流を測定するようにしたものである。

（６）また、上記目的を達成するために、本発明は、電流制御用半導体素子と、該電流制御用半導体素子を制御するマイクロコントローラとを有する制御装置であって、前記電流制御用半導体素子は、同一半導体チップ上に、ＭＯＳＦＥＴと、少なくとも２つの定電流源と、前記ＭＯＳＦＥＴの電流および前記定電流源の電流を検出する電流検出回路と、前記電流検出回路が前記定電流源の電流を測定した時の検出値を保持する記憶素子とを備え、前記マイクロコントローラは、前記記憶素子に保持された値を用いて、前記電流検出回路のゲイン及びオフセットの補正値を算出する補正値算出手段と、該補正値算出手段により算出された前記ゲイン及びオフセットの補正値を用いて、前記電流検出回路により検出された値を補正して、補正された電流値を算出する電流値算出手段を備えるようにしたものである。
かかる構成により、電流検出回路におけるゲインａおよびオフセットｂの変動を補正して、１チップのＩＣ内で高精度な電流検出が可能となる。

（７）上記（６）において、好ましくは、前記補正値算出手段は、前記電流制御用半導体素子の温度測定値を用いて、前回補正を行ったときの温度との差が所定値以上のとき、前記補正値算出回路の開始判定を行うようにしたものである。

（８）上記（７）において、好ましくは、前記電流制御用半導体素子は、ＰＷＭにより、負荷に流れる電圧をオン・オフするものであり、前記補正値算出手段は、前記ＰＷＭのオフ期間が、前記２つの定電流源の電流測定に要する期間よりも長いときは、前記ＰＷＭのオフ期間に前記２つの定電流源の電流を測定し、前記ＰＷＭのオフ期間が、前記２つの定電流源の電流測定に要する期間よりも短いときは、前記ＰＷＭのオン期間の内ＰＷＭオン直後以外の期間において前記２つの定電流源の電流を測定するようにしたものである。

本発明によれば、電流検出回路におけるゲインａおよびオフセットｂの変動を補正して、１チップのＩＣ内で高精度な電流検出が可能となる。

本発明の一実施形態による電流制御用半導体素子を用いた電動アクチュエータの全体構成を示すブロック図である。本発明の一実施形態による電流制御用半導体素子に用いる電流−電圧変換回路の構成を示す回路図である。本発明の一実施形態による電流制御用半導体素子に用いる参照電流生成回路の構成を示す回路図である。本発明の一実施形態による電流制御用半導体素子における補正値算出回路の補正開始判定及び測定処理の内容を示すフローチャートである。本発明の一実施形態による電流制御用半導体素子における補正値算出回路の補正開始判定及び測定処理の内容を示すタイミングチャートである。本発明の一実施形態による電流制御用半導体素子における補正値算出回路の補正開始判定及び測定処理の内容を示すタイミングチャートである。本発明の他の実施形態による電流制御用半導体素子を用いた電動アクチュエータの全体構成を示すブロック図である。本発明の各実施形態による電流制御用半導体素子を用いた自動変速機制御装置の構成を示すブロック図である。本発明の各実施形態による電流制御用半導体素子を用いたブレーキ制御装置の構成を示すブロック図である。本発明の各実施形態による電流制御用半導体素子を用いたブラシレスモータ制御装置の構成を示すブロック図である。

以下、図１〜図６を用いて、本発明の一実施形態による電流制御用半導体素子を用いた電動アクチュエータの構成及び動作について説明する。
最初に、図１を用いて、本実施形態による電流制御用半導体素子を用いた電動アクチュエータの全体構成について説明する。
図１は、本発明の一実施形態による電流制御用半導体素子を用いた電動アクチュエータの全体構成を示すブロック図である。

電流制御用半導体素子１００は、ワンチップのＩＣチップである。電流制御用半導体素子１００には、同一の半導体素子チップ上に、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１００Ｈと、ローサイドＭＯＳＦＥＴ１００Ｌと、電流検出回路１２０と、参照電流生成回路１３０と、マルチプレクサ１４０と、補正用測定値保持レジスタ１４５と、補正値算出回路１５０と、デジタル電流算出回路１５５と、ＩＦ回路１６０と、温度センサ１６５と、テストモード制御部１７０と、フィードバック制御部１８０とが内蔵されている。電流検出回路１２０は、電流−電圧変換回路１２２と、ＡＤコンバータ１２４とを備えている。

ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１００ＨとローサイドＭＯＳＦＥＴ１００Ｌとは直列接続されている。すなわち、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１００Ｈのソース端子が、ローサイドＭＯＳＦＥＴ１００Ｌのドレイン端子に接続されている。ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１００Ｈのドレイン端子は、電流制御用半導体素子１００の外部接続端子Ｔ１に接続される。外部接続端子Ｔ１には、外部のバッテリーＢから直流電圧Ｖｂが印加される。ローサイドＭＯＳＦＥＴ１００Ｌのソース端子は、外部接続端子Ｔ２に接続され、電流制御用半導体素子１００の外部で接地される。
ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１００Ｈのソース端子とローサイドＭＯＳＦＥＴ１００Ｌのドレイン端子の接続部は、外部接続端子Ｔ３に接続される。外部接続端子Ｔ３には、電流制御の対象であるソレノイドＳＯが接続され、電流Ｉｏｕｔが供給される。ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１００Ｈのゲート端子には、フィードバック制御部１８０からゲート信号Ｖｇ１が入力する。ローサイドＭＯＳＦＥＴ１００Ｌのゲート端子には、フィードバック制御部１８０からゲート信号Ｖｇ３が入力する。フィードバック制御部１８０は、ゲート信号Ｖｇ１，ゲート信号Ｖｇ２及び後述するゲート信号Ｖｇ２を、並列に出力する。

ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１００Ｈは、ソレノイドＳＯとバッテリーＢとの間のスイッチで、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１００Ｈのゲート信号Ｖｇ１がハイレベル時にオンで、ローレベル時にオフとなる。ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１００Ｈがオン時はソレノイドＳＯに流れる電流が上昇し、オフ時は減少する。

ローサイドＭＯＦＥＴ１００Ｌは、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１００Ｈがオフの時、ソレノイドＳＯに流れる電流を還流させる経路として使用し、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１００Ｈがオフの期間、ローサイドＭＯＦＥＴ１００Ｌはオンとなる。なお、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１００ＨとローサイドＭＯＳＦＥＴ１００Ｌとが共にオフとなるデッドタイムを設けてもよいものである。

電流制御用半導体素子１００は、ＰＷＭ（Ｐulse Width Modulation）により、ソレノイドＳＯに印加する電圧をオン・オフし、ソレノイドＳＯに流れる電流Ｉｏｕｔを制御することで、ソレノイドＳＯを駆動する。

電流−電圧変換回路１２２は、マルチプレクサ１４０により、電流−電圧変換回路１２２の端子Ｘ１がハイサイドＭＯＳＦＥＴ１００ＨとローサイドＭＯＳＦＥＴ１００Ｌとの接続点Ｙ１に接続されると、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１００Ｈに並列接続される。それにより、電流−電圧変換回路１２２は、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１００Ｈに流れる電流を検出し、電圧Ｖｏｕｔに変換して出力する。

ここで、図２を用いて、本実施形態による電流制御用半導体素子に用いる電流−電圧変換回路１２２の構成について説明する。
図２は、本発明の一実施形態による電流制御用半導体素子に用いる電流−電圧変換回路の構成を示す回路図である。

電流−電圧変換回路１２２は、センスＭＯＳＦＥＴ１２２Ａと、オペアンプ１２２Ｂと、センス抵抗（電流検出抵抗）１２２Ｃと、差動増幅器１２２Ｄと、オフセット電圧源１２２Ｅと、ＯＲ回路１２２Ｆとを備えている。

センスＭＯＳＦＥＴ１２２Ａは、ゲート信号Ｖｇ１がハイレベル時、すなわち、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１００Ｈが通電している間オンとなる。センスＭＯＳＦＥＴ１２２Ａがオンのとき、センスＭＯＳＦＥＴ１２２Ａに流れる電流は、センス抵抗１２２Ｃにも流れる。センス抵抗１２２Ｃの両端電圧は、差動増幅器１２２Ｄにより検出され、電流値を電圧に変換し、Ｖｏｕｔとして出力する。

ここで、図１と図２を対比すると理解されるように、電流−電圧変換回路１２２の端子Ｘ１がハイサイドＭＯＳＦＥＴ１００ＨとローサイドＭＯＳＦＥＴ１００Ｌとの接続点Ｙ１に接続された時、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１００ＨとセンスＭＯＳＦＥＴ１２２Ａとは、並列接続される。ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１００Ｈがオンの時、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１００Ｈに流れる電流は、例えば、１Ａである。それに対して、センスＭＯＳＦＥＴ１２２Ａには、その１／１０の０．１Ａの電流が流れる。そのため、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１００Ｈのゲート幅に対して、センスＭＯＳＦＥＴ１２２Ａのゲート幅を狭くしている。これにより、センス抵抗１２２Ｃに流れる電流を小さくできるため、センス抵抗１２２Ｃにおける電力消費を少なくできる。なお、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１００ＨとセンスＭＯＳＦＥＴ１２２Ａとの分流比は、１／１０に限らず、１／１０〜１／１００程度に設定することができる。

オペアンプ１２２Ｂの負端子は、センスＭＯＳＦＥＴ１２２Ａのソース端子に接続され、正端子は、端子Ｘ１，すなわち、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１００ＨとローサイドＭＯＳＦＥＴ１００Ｌの接続点に接続される。そして、オペアンプ１２２Ｂは、両者の電圧が一定となるように制御する。これは、センスＭＯＳＦＥＴ１２２Ａのゲート信号Ｖｇ１の電圧が変化した場合、センスＭＯＳＦＥＴ１２２Ａのオン抵抗が変化するので、この変化の影響を防止するためである。

オフセット電圧源１２２Ｅは、Ｉ−Ｖ変換回路１２２の内部寄生電圧であり、前述の式（１）におけるオフセット電圧ｂに相当するものである。このオフセット電圧ｂが変化すると、電流検出精度に影響するため、後述の方法によりこの影響を除去するようにしている。

また、オア回路１２２Ｆは、ゲート信号Ｖｇ１またはゲート信号Ｖｇ２の論理和をとるため、ゲート信号Ｖｇ２がハイレベル時、すなわち、参照電流生成回路１３０の内部のＭＯＳＦＥＴが通電している間オンとなる。センスＭＯＳＦＥＴ１２２Ａがオンのとき、センスＭＯＳＦＥＴ１２２Ａに流れる電流は、センス抵抗１２２Ｃにも流れる。センス抵抗１２２Ｃの両端電圧は、差動増幅器１２２Ｄにより検出され、参照電流値を電圧に変換し、Ｖｏｕｔとして出力する。参照電流生成回路１３０の内部構成については、図３を用いて後述する。

ここで、センス抵抗１２２Ｃとしては、ＩＣチップに内蔵可能なポリシリコン抵抗等を用いる。一方、センス抵抗がＩＣチップの外部に外付けされる場合には、プリント抵抗等が用いられる。プリント抵抗は、トリミング等の技術により、所定の抵抗値に調整可能であるとともに、温度変化の影響を受けにくいものである。一方、ポリシリコン抵抗等は、温度によって抵抗値が変化する。その結果、前述の式（１）におけるゲインａが変化するため、これを補正する必要がある。

再び、図１において、参照電流生成回路１３０は、電流−電圧変換回路１２２からＡＤコンバータ１２４に至る電流検出回路１２０のオフセットｂおよびゲインａを補正するための参照電流を発生するもので、ゲート信号Ｖｇ２がハイレベル時に動作する。

ここで、図３を用いて、本実施形態による電流制御用半導体素子に用いる参照電流生成回路１３０の構成について説明する。
図３は、本発明の一実施形態による電流制御用半導体素子に用いる参照電流生成回路の構成を示す回路図である。

参照電流生成回路１３０は、ＭＯＳＦＥＴ１３１と、２つの定電流源１３３，１３５と、２つのマルチプレクサ１３７，１３９とを備えている。定電流源１３３は、電流値Ｉｃ１の定電流源であり、定電流源１３５は、電流値Ｉｃ２の定電流源である。電流値Ｉｃ１，Ｉｃ２は、図１のハイサイドＭＯＳＦＥＴ１００Ｈを流れる電流の１/１０〜１/１００となる例えば、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１００Ｈを流れる電流の最大値を１Ａとすると、電流値Ｉｃ１は０．１であり，電流値Ｉｃ２は、０．０５のように設定されている。

ここで、ゲート信号Ｖｇ２がハイレベル時、ＭＯＳＦＥＴ１３１がオンとなり、定電流源１３３または定電流源１３５により発生する電流が流れる。定電流源１３３または定電流源１３５のどちらの電流を通電するかは、補正値算出回路１５０から供給される信号により動作するマルチプレクサ１３７，１３９により選択される。

ここで、図１において、電流−電圧変換回路１２２の端子Ｘ１が参照電流生成回路１３０の端子Ｙ２（図３における端子Ｙ２）に接続された時、ハＭＯＳＦＥＴ１３１とセンスＭＯＳＦＥＴ１２２Ａとは、並列接続される。ＭＯＳＦＥＴ１３１がオンの時、ＭＯＳＦＥＴ１３１に流れる電流は、Ｉｃ１若しくはＩｃ２である。それに対して、センスＭＯＳＦＥＴ１２２Ａには、その１／１０の電流が流れる。そのため、ＭＯＳＦＥＴ１３１のゲート幅に対して、センスＭＯＳＦＥＴ１２２Ａのゲート幅を狭くしている。これにより、センス抵抗１２２Ｃに流れる電流を小さくできるため、センス抵抗１２２Ｃにおける電力消費を少なくできる。

したがって、ゲート信号Ｖｇ２がハイレベル時、すなわち、参照電流生成回路１３０の内部のＭＯＳＦＥＴ１３１が通電している間、図２のセンスＭＯＳＦＥＴ１２２Ａがオンのとき、センスＭＯＳＦＥＴ１２２Ａに流れる電流は、センス抵抗１２２Ｃの両端電圧とし、差動増幅器１２２Ｄにより検出され、参照電流値を電圧に変換し、Ｖｏｕｔｃ１，Ｖｏｕｔｃ２として出力する。

再び、図１において、ＡＤコンバータ１２４は、電流−電圧変換回路１２２の出力Ｖｏｕｔをデジタル変換し、参照電圧Ｖｒｅｆとの相対値のデジタル値Ｖｏｕｔｄ（＝Ｖｏｕｔ／Ｖｒｅｆ）を出力する。また、参照電流Ｉｃ１，ＩＣ２を検出しているときは、参照電流の検出値に対するデジタル値Ｖｏｕｔｄｃ１，Ｖｏｕｔｄｃ２を出力する。

補正用測定値保持レジスタ１４５は、電流検出系のゲインａおよびオフセットｂの補正用に、参照電流生成回路１３０に含まれる定電流源の電流値Ｉｃ１，Ｉｃ２を保持する。

補正値算出回路１５０は、ＡＤコンバータ１２４の出力の内、参照電流の検出値に対するデジタル値Ｖｏｕｔｄｃ１，Ｖｏｕｔｄｃ２、および補正用測定値保持レジスタ１４５の保持する定電流源の電流値Ｉｃ１，Ｉｃ２から、電流検出系のオフセットｂおよびゲインａを算出する。

また、補正値算出回路１５０は、温度センサ１６５の出力Ｔ、およびフィードバック制御部１８０からのＰＷＭオフ期間値Ｔｐｗｍ＿ｏｆｆより、補正用の定電流源測定、および補正値算出回路１５０によるゲイン、オフセット補正の開始判定を行う。温度センサ１６５は、電力制御用半導体素子１００の温度のデジタル値Ｔを出力する。補正値算出回路１５０は、温度センサ１６５により検出された温度が、所定温度以上変化した場合に、補正値算出動作を起動する。

電流値算出回路１５５は、ＡＤコンバータ１２４の出力Ｖｏｕｔｄと、補正値算出回路１５０が算出した電流検出系のオフセットｂおよびゲインａから、デジタル電流値Ｉｏｕｔｄを、以下の式（１）により算出する。

Ｉｏｕｔｄ＝ａ・Ｖｏｕｔｄ＋ｂ …（１）

ＩＦ（インターフェース）回路１６０は、電力制御用半導体素子１００の外部から、補正用測定値保持レジスタ１４５が保持する値をリード／ライトするインターフェース機能を有している。

テストモード制御部１７０は、端子Ｔ４を介して外部から起動される。図１に示す例では、端子Ｔ５は接地されている。しかし、テストモード時には、一点鎖線で示すように、端子Ｔ５にはセンス抵抗Ｒｓｎｓ２が接続される。そして、テストモード制御部１７０の起動時は、参照電流生成回路１３０を制御して参照電流生成回路１３０に流れる電流を端子Ｔ５に出力し、外付けされたセンス抵Ｒｓｎｓ２により、参照電流生成回路１３０に流れる電流値Ｉｃ１，Ｉｃ２を、電圧値Ｖｃ１，Ｖｃ２として正確に計測する。このように、定電流源の電流値Ｉｃ１，Ｉｃ２を正確に計測可能な外部接続端子を備える点も、本実施形態の電流制御用半導体素子１００の特徴の一つである。

計測により求められた電流値Ｉｃ１，Ｉｃ２は、マイクロコントローラ２００の内部のＥＰ−ＲＯＭ等の不揮発性メモリに予め記憶されている。一方、電流制御用半導体素子１００の内部の補正用測定値保持レジスタ１４５は、電流制御用半導体素子１００への電力供給が停止されると、保持されていた値を失う。そこで、電流制御用半導体素子１００への通電再開時に、マイクロコントローラ２００に保持された電流値Ｉｃ１，Ｉｃ２を、インターフェース回路１６０を介して、補正用測定値保持レジスタ１４５に書き込むようにする。なお、電流制御用半導体素子１００の内部に、ＥＰ−ＲＯＭのような不揮発性メモリを内蔵可能な場合には、その不揮発メモリに計測により求められた電流値Ｉｃ１，Ｉｃ２を書き込むことができる。

フィードバック制御部１８０は、電流値算出回路１５５により算出されたデジタル電流値Ｉｏｕｔｄが、マイクロコントローラ２００から与えられた制御電流目標値Ｉ＊に等しくなるように、ゲート信号Ｖｇ１，Ｖｇ３の通電時間を制御し、ＰＷＭにより、ソレノイドＳＯに印加する電圧をオン・オフし、ソレノイドＳＯに流れる電流Ｉｏｕｔを制御する。また、フィードバック制御部１８０は、補正値算出回路１５０の指示に基づいて、参照電流を検出する場合には、ゲート信号Ｖｇ２を出力する。

次に、図１〜図３を用いて説明した、電流−電圧変換回路１２２からＡＤコンバータ１２４に至る電流検出回路１２０の特性を、数式を用いて説明する。

ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１００Ｈのオン抵抗値をＲ１、センスＭＯＳＦＥＴ２０のオン抵抗値をＲ２、電流−電圧変換回路１２２が備えるオペアンプ１２２Ａの入力オフセット電圧をＶｏｆｆ、センス抵抗１２２Ｃの抵抗値をＲｓｎｓとすると、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１００Ｈがオン時にソレノイドＳＯに流れる電流値Ｉｏｕｔと、ＡＤコンバータ１２４の出力Ｖｏｕｔｄとの関係は、式（２）の通りとなる。

Ｉｏｕｔｄ＝（（Ｒ２／Ｒ１）・（Ｖｒｅｆ／Ｒｓｎｓ））・Ｖｏｕｔｄ＋（Ｖｏｆｆ／Ｒ１） …（２）

ここで、ソレノイドＳＯの電流を測定する場合の電流検出系のゲインをａ、オフセットをｂとすると、それぞれ、式（３），式（４）のように、

ａ＝（Ｒ１／Ｒ１）・（Ｖｒｅｆ／Ｒｓｎｓ） …（３）

ｂ＝（Ｖｏｆｆ／Ｒ１） …（４）

となる。

一方、参照電流生成回路１３０の電流を測定する場合、参照電流生成回路１３０の電流値をＩｃ、参照電流生成回路１３０が備えるＭＯＳＦＥＴ１３１のオン抵抗値をＲ３とすると、電流値ＩｃとＡＤコンバータ１２４の出力Ｖｏｕｔｄとの関係は式（５）の通りとなる。

Ｉｃ＝（（Ｒ２／Ｒ３）・（Ｖｒｅｆ／Ｒｓｎｓ））・Ｖｏｕｔｄ＋（Ｖｏｆｆ／Ｒ３） …（５）

ここで、参照電流生成回路１３０の電流を測定する場合の電流検出系のゲインをａ１、オフセットをｂ１とすると、それぞれ、式（６），式（７）のように、

ａ１＝（Ｒ２／Ｒ３）・（Ｖｒｅｆ／Ｒｓｎｓ） …（６）

ｂ＝（Ｖｏｆｆ／Ｒ３） …（７）

となる。

式（３），式（４），式（６），式（７）より、ゲインａ，ａ１およびオフセットｂ，ｂ１の関係式を導くと、

ａ＝（Ｒ３／Ｒ１）・ａ１ …（８）

ｂ＝（Ｒ３／Ｒ１）・ｂ１ …（９）

となる。

ハイサイドＭＯＳＦＥＴ１００Ｈのオン抵抗値Ｒ１とＭＯＳＦＥＴ１３１のオン抵抗値Ｒ３の比は高い精度で設計値と一致させることができるため、ａ１、ｂ１が分かれば、間接的にａ、ｂを求めることができる。

以上説明した電流検出回路１２０の特性を用い、補正値算出回路１５０はソレノイドＳＯの電流を測定する場合の電流検出系のゲインａおよびオフセットｂを演算する。補正値算出回路１５０がゲインａおよびオフセットｂを求める手法を以下に説明する。

参照電流生成回路１３０が備える定電流源３１の電流値をＩｃ１、定電流源３２の電流値をＩｃ２、定電流源３１の電流値を測定した時のＡＤコンバータ１２４の出力値をＶｏｕｔｄｃ１、定電流源３２の電流値を測定した時のＡＤコンバータ１２４の出力値をＶｏｕｔｄｃ２とすると、式（５）より、ゲインａ１、およびオフセットｂ１は、

ａ１＝（Ｉｃ１−Ｉｃ２）／（Ｖｏｕｔｄｃ１−Ｖｏｕｔｄｃ２） …（１０）

ｂ１＝（（Ｉｃ２・Ｖｏｕｔｄｃ１）−（Ｉｃ１・Ｖｏｕｔｄｃ２）／（Ｖｏｕｔｄｄｃ１−Ｖｏｕｔｄｃ２） …（１１）

と解くことができる。

ここで、定電流源３１の電流値Ｉｃ１、定電流源３２の電流値Ｉｃ２は、テストモード制御部１７０を用いて外部から高精度に測定し、予めマイクロコントローラ２００の不揮発性メモリ等に値を保存する。電流制御用半導体素子１００の起動時には、ＩＦ回路１６０を介して電流測定補正用測定値保持レジスタ１４５にＩｃ１，Ｉｃ２の値を転送する。

これにより、補正値算出回路１５０は、補正が必要となる任意のタイミングで、補正用電流Ｉｃ１，Ｉｃ２に対するデジタル値Ｖｏｕｔｄｃ１およびＶｏｕｔｄｃ２を測定し、電流測定補正用測定値保持レジスタ１４５に格納された電流値Ｉｃ１，Ｉｃ２の値を用いて、式（１０），式（１１）によりゲインａ１、およびオフセットｂ１を、さらに式（８），式（９）によりゲインａおよびオフセットｂを求めることができる。

以上説明した、補正値算出回路１５０によるゲインａおよびオフセットｂの、補正誤差は、定電流源３１の電流値Ｉｃ１、定電流源３２の電流値Ｉｃ２の絶対誤差に依存するが、これらの定電流源の電流値は電源や温度に依存ぜず原理的に変動を０に近づけることができるため、高い精度でゲインａおよびオフセットｂを補正することができる。

その上で、電流値算出回路１５５は、ＡＤコンバータ１２４の出力Ｖｏｕｔｄと、補正値算出回路１５０が算出した電流検出系のオフセットｂおよびゲインａから、デジタル電流値Ｉｏｕｔｄを、以下の式（１）により算出する。

Ｉｏｕｔｄ＝ａ・Ｖｏｕｔｄ＋ｂ …（１）

以上のようにして、本実施形態により、高精度でゲインａおよびオフセットｂを補正し、高精度な電流測定が可能となる。

次に、図４〜図６を用いて、本実施形態による電流制御用半導体素子における補正値算出回路１５０の補正開始判定及び測定処理について説明する。
図４は、本発明の一実施形態による電流制御用半導体素子における補正値算出回路の補正開始判定及び測定処理の内容を示すフローチャートである。図５及び図６は、本発明の一実施形態による電流制御用半導体素子における補正値算出回路の補正開始判定及び測定処理の内容を示すタイミングチャートである。

図４は、補正値算出回路１５０における補正開始判定および補正用測定タイミングを制御するフラグをセットするアルゴリズムを示している。

最初に、ステップＳ１０において、補正値算出回路１５０は、温度センサ１６５の出力Ｔと、前回補正を行った時の温度センサ１６５の出力Ｔ＿ｐｒｅの差の絶対値が、閾値Ｔ＿ｔｈより大きいかを判定し、閾値Ｔ＿ｔｈより大きい場合、ステップＳ２０に進み、そうでない場合アルゴリズムを終了する。

ゲインａおよびオフセットｂは、温度に依存して変動するため、ステップＳ１０の判定により、ゲインａおよびオフセットｂに一定以上の変動がある場合に限り、Ｖｏｕｔｄｃ１およびＶｏｕｔｄｃ２の測定、および補正値算出回路１５０によるゲインａおフセットｂの補正を行い、補正に伴う電力を削減することができる。閾値Ｔ＿ｔｈは、例えば、１０℃としているが、これより小さくして精度を上げてもよいし、大きくして補正処理の頻度を小さくしてもよいものである。

次に、ステップＳ２０において、補正値算出回路１５０は、ＰＷＭのオフ期間Ｔｐｗｍ＿ｏｆｆがある閾値Ｔｐｗｍ＿ｏｆｆ＿ｔｈより大きいかを判定する。ここで、閾値Ｔｐｗｍ＿ｏｆｆ＿ｔｈは、２点のＶｏｕｔｄが測定できる期間に設定する。閾値Ｔｐｗｍ＿ｏｆｆ＿ｔｈは、例えば、１０μｓである。オフ期間Ｔｐｗｍ＿ｏｆｆが閾値Ｔｐｗｍ＿ｏｆｆ＿ｔｈより大きい場合、ステップＳ４０に進み、そうでない場合、ステップＳ３０にて強制補正フラグをセットし、ステップＳ４０に進む。

次に、ステップＳ４０において、補正値算出回路１５０は、参照電流のデジタル値Ｖｏｕｔｄｃ１およびＶｏｕｔｄｃ２の測定、および補正値算出回路１５０によるゲインａ及びオフセットｂの補正を開始し、最後にステップＳ５０にて補正値算出回路１５０Ｔ＿ｐｒｅの更新、および強制補正フラグのリセットを行い、アルゴリズムを終了する。

図５は、図４にて説明した強制補正フラグがセットされていない場合（図４のステップＳ２０でＹＥＳの場合）の、参照電流のデジタル値Ｖｏｕｔｄｃ１およびＶｏｕｔｄｃ２の測定タイミングチャートである。

参照電流のデジタル値Ｖｏｕｔｄｃ１およびＶｏｕｔｄｃ２の測定は、通常の電流測定Ｖｏｕｔｄ＿ｍ１〜Ｖｏｕｔｄ＿ｍｎ測定を干渉しないタイミングで実行することが、ＰＷＭオン区間に渡る電流測定精度を向上する上で好ましい。このため、ＰＷＭのオフ期間Ｔｐｗｍ＿ｏｆｆが閾値Ｔｐｗｍ＿ｏｆｆ＿ｔｈより大きい、すなわち、ＰＷＭオフ期間が参照電流のデジタル値Ｖｏｕｔｄ１およびＶｏｕｔｄ２の２点を測定するに十分な大きさである場合は、ＰＷＭがオフの期間に参照電流のデジタル値Ｖｏｕｔｄ１、およびＶｏｕｔｄ２を測定する。

図６は、図４にて説明した強制補正フラグがセットされている場合（図４のステップＳ２０でＮＯの場合）の、参照電流のデジタル値Ｖｏｕｔｄｃ１およびＶｏｕｔｄｃ２の測定タイミングチャートである。

強制補正フラグがセットされている、すなわち、ＰＷＭオフ期間が参照電流のデジタル値Ｖｏｕｔｄ１およびＶｏｕｔｄ２の２点を測定するに十分な大きさでない場合は、通常の電流測定（Ｖｏｕｔｄ＿ｍ１〜Ｖｏｕｔｄ＿ｍｎ測定）の間に参照電流のデジタル値Ｖｏｕｔｄ１およびＶｏｕｔｄ２の測定を挿入する。なお、ＰＷＭがオン直後は、電流変化が急峻なため、参照電流のデジタル値Ｖｏｕｔｄ１およびＶｏｕｔｄ２の測定箇所は、ＰＷＭオン直後を避ける方が、ＰＷＭオン区間に渡る電流測定精度を向上する上で好ましい
以上説明したように、ステップＳ２０による判定に従い、参照電流のデジタル値Ｖｏｕｔｄｃ１およびＶｏｕｔｄｃ２の測定タイミングを制御することにより、ＰＷＭ全区間に渡る電流測定精度の低下を最小限に抑えたまま、補正値算出回路１５０によるゲインａおよびオフセットｂの補正を行うことができる。

以上説明したように、本実施形態によれば、ＩＣチップに内蔵した定電流源の電流値を測定して電流検出回路の補正を行うことから、１チップのＩＣ内で高精度な電流検出手段を実現することができる。

また、定電流源の電流値は、予め外部から高精度に測定した値を利用して補正を行うことから、補正精度を向上させることができる。

次に、図７を用いて、本発明の他の実施形態による電流制御用半導体素子を用いた電動アクチュエータの構成及び動作について説明する。
図７は、本発明の他の実施形態による電流制御用半導体素子を用いた電動アクチュエータの全体構成を示すブロック図である。なお、図７において、図１と同一符号は同一部分を示している。

図１に示した例では、電流制御用半導体素子１００には、補正値算出回路１５０と、デジタル電流算出回路１５５と、フィードバック制御部１８０とが内蔵されていた。

それに対して、本実施形態では、これらは、補正値算出回路２５０と、デジタル電流算出回路２５５と、フィードバック制御部２８０として、マイクロコントローラ２００Ａに内蔵されている。

電流制御用半導体素子１００Ａにおいて、電流測定補正用測定値保持レジスタ１４５Ａは、参照電流ＩＣ１，Ｉｃ２のデジタル値Ｖｏｕｔｄｃ１およびＶｏｕｔｄｃ２の測定値、および温度センサ１６５の出力Ｔを保持する。

マイクロコントローラ２００Ａの補正値算出回路２５０やデジタル電流算出回路２５５は、ソフトウエアとして実装されている。補正値算出回路２５０は、電流測定補正用測定値保持レジスタ１４５に保持されたデジタル値Ｖｏｕｔｄｃ１Ｖｏｕｔｄｃ２及び温度の測定値Ｔを、ＩＦ回路１６０を介して読み出し、ゲインａおよびオフセットｂの補正、および補正開始判定等を行う。

そして、デジタル電流算出回路２５５により、補正されたデジタル電流値Ｉｏｕｔｄを算出する。

ゲインａおよびオフセットｂの補正は、時定数の大きな温度変化の周期で行えば良いため、補正値算出回路２５０をマイクロコントローラのソフトウエアで実現した場合も、マイクロコントローラに対する処理オーバーヘッドは少なく、容易に実装することができる。

さらに、補正値算出回路２５０を電流制御用半導体素子に内蔵するために必要な面積を削減し、電流制御用半導体素子のコストを下げることができる。

次に、図８を用いて、本発明の各実施形態による電流制御用半導体素子を用いた自動変速機制御装置の構成及び動作について説明する。
図８は、本発明の各実施形態による電流制御用半導体素子を用いた自動変速機制御装置の構成を示すブロック図である。なお、図８において、図１や図７と同一符号は同一部分を示している。

自動変速機制御装置ＡＴＣＵは、図１に示したマイクロコントローラ２００と、電流制御用半導体素子１００に相当する複数の電流制御用半導体素子１００ａ，…，１００ｅとから構成される。なお、自動変速機制御装置ＡＴＣＵは、図７に示したマイクロコントローラ２００Ａと、電流制御用半導体素子１００Ａに相当する複数の電流制御用半導体素子１００ａ，…，１００ｅとから構成することもできる。

マイクロコントローラ１００は、エンジン回転数センサ３０２、シフトレバー位置センサ３０４、アクセルペダル位置センサ３０６からセンサ値を入力し、入力されたセンサ値から、最適な変速比を演算し、その変速比を実現するための、変速機３００が備える複数のクラッチ（図示せず）の油圧指令値と、その油圧に対応したソレノイドＳＯａ，…，ＳＯｅの電流値指令値を演算し、その電流値指令値Ｉａ＊，…，Ｉｅ＊を電流制御用半導体素子１００ａ，…，１００ｅに出力する。

前述の各実施形態における説明の通り、電流制御用半導体素子１００ａ，…，１００ｅにより高精度な電流検出、および電流制御ができるため、滑らかな変速が可能となり、自動車の乗り心地が向上する。

なお、図８ではマイクロコントローラ２００がエンジン回転数センサ３０２、シフトレバー位置センサ３０４、アクセルペダル位置センサ３０６の３つのセンサからセンサ値を入力しているが、変速制御方式に対応して、入力するセンサの数や種類を変えても良い。また、図８ではマイクロコントローラ２００がセンサからセンサ値を直接入力しているが、他のマイクロコントローラやＩＣを経由して入力しても良い。また、図８では自動変速機３００が５つのクラッチを備える例を示しているが、変速機構に対応して、クラッチの数、およびそれに対応したソレノイド電流制御装置の数を変えても良い。

次に、図９を用いて、本発明の各実施形態による電流制御用半導体素子を用いたブレーキ制御装置の構成及び動作について説明する。
図９は、本発明の各実施形態による電流制御用半導体素子を用いたブレーキ制御装置の構成を示すブロック図である。なお、図９において、図１や図７と同一符号は同一部分を示している。

ブレーキ制御装置ＢＣＵは、図１に示したマイクロコントローラ２００と電流制御用半導体素子１００とから構成される。なお、ブレーキ制御装置ＢＣＵは、図７に示したマイクロコントローラ２００Ａと電流制御用半導体素子１００Ａとから構成することもできる。

マイクロコントローラ２００は、ブレーキペダル位置センサ４０２、車速センサ４０４からセンサ値を入力し、入力されたセンサ値から、最適なブレーキの制動力を演算し、その制動力を実現するための、油圧ブレーキ９１の油圧指令値と、その油圧に対応したソレノイドＳＯの電流値指令値を演算し、その電流値指令値Ｉ＊を電流制御用半導体素子１００に出力する。

前述の各実施形態における説明の通り、電流制御用半導体素子１００は高精度な電流検出、および電流制御ができるため、滑らかなブレーキが可能となり、自動車の乗り心地が向上する。

なお、図９ではマイクロコントローラ２００がブレーキペダル位置センサ４０２、車速センサ４０４の２つのセンサからセンサ値を入力しているが、制動方式に対応して、入力するセンサの数や種類を変えても良い。また、図９ではマイクロコントローラ２００がセンサからセンサ値を直接入力しているが、他のマイクロコントローラやＩＣを経由して入力しても良い。

次に、図１０を用いて、本発明の各実施形態による電流制御用半導体素子を用いたブラシレスモータ制御装置の構成及び動作について説明する。
図１０は、本発明の各実施形態による電流制御用半導体素子を用いたブラシレスモータ制御装置の構成を示すブロック図である。なお、図９において、図１や図７と同一符号は同一部分を示している。

ブラシレスモータ制御装置ＭＣＵは、図１に示したマイクロコントローラ２００と電流制御用半導体素子１００とから構成される。なお、ブラシレスモータ制御装置ＢＣＵは、図７に示したマイクロコントローラ２００Ａと電流制御用半導体素子１００Ａとから構成することもできる。

マイクロコントローラ２００は、モータの目標回転数、およびトルクを実現するためのモータ５００の３相コイルＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗに対する３相電流指令値を演算し、その電流値指令値Ｉｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ＊を電流制御用半導体素子１００ａ，…，１００ｃに出力する。

前述の各実施形態における説明の通り、電流制御用半導体素子１００ａ，…，１００ｃは高精度な電流検出、および電流制御ができるため、滑らかなモータ制御が可能となる。

１００…電流制御用半導体素子
１１０Ｈ…ハイサイドＭＯＳＦＥＴ
１１０Ｌ…ローサイドＭＯＳＦＥＴ
１２０…電流検出回路
１２２…電流−電圧変換回路
１２４…ＡＤコンバータ
１３０…参照電流生成回路
１４０…マルチプレクサ
１４５…補正用測定値保持レジスタ
１５０…補正値算出回路
１６０…ＩＦ回路
１６５…温度センサ
１７０…テストモード制御部
１８０…フィードバック制御部
２００…マイクロコントローラ
Ｂ…バッテリー
ＳＯ…ソレノイド

Claims

同一半導体チップ上に、ＭＯＳＦＥＴと、少なくとも２つの定電流源と、前記ＭＯＳＦＥＴの電流および前記定電流源の電流を検出する電流検出回路とを備え、さらに、前記定電流源は、その電流値を計測するための外部接続端子を備えることを特徴とする電流制御用半導体素子。
請求項１記載の電流制御用半導体素子において、
前記外部接続端子を用いて、外部から測定した前記定電流源の電流値，若しくは前記電流検出回路が前記定電流源の電流を測定した時の検出値を保持する記憶素子を備えることを特徴とする電流制御用半導体素子。
請求項２記載の電流制御用半導体素子において、
前記記憶素子に保持された値を用いて、前記電流検出回路のゲイン及びオフセットの補正値を算出する補正値算出手段と、
該補正値算出手段により算出された前記ゲイン及びオフセットの補正値を用いて、前記電流検出回路により検出された値を補正して、補正された電流値を算出する電流値算出手段を備えることを特徴とする電流制御用半導体素子。
請求項３記載の電流制御用半導体素子において、
前記補正値算出手段は、前記電流制御用半導体素子の温度測定値を用いて、前回補正を行ったときの温度との差が所定値以上のとき、前記補正値算出回路の開始判定を行うことを特徴とする電流制御用半導体素子。
請求項４記載の電流制御用半導体素子において、
前記電流制御用半導体素子は、ＰＷＭにより、負荷に流れる電圧をオン・オフするものであり、
前記補正値算出手段は、前記ＰＷＭのオフ期間が、前記２つの定電流源の電流測定に要する期間よりも長いときは、前記ＰＷＭのオフ期間に前記２つの定電流源の電流を測定し、前記ＰＷＭのオフ期間が、前記２つの定電流源の電流測定に要する期間よりも短いときは、前記ＰＷＭのオン期間の内ＰＷＭオン直後以外の期間において前記２つの定電流源の電流を測定することを特徴とする電流制御用半導体素子。
電流制御用半導体素子と、該電流制御用半導体素子を制御するマイクロコントローラとを有する制御装置であって、
前記電流制御用半導体素子は、同一半導体チップ上に、
ＭＯＳＦＥＴと、
少なくとも２つの定電流源と、
前記ＭＯＳＦＥＴの電流および前記定電流源の電流を検出する電流検出回路と、
前記電流検出回路が前記定電流源の電流を測定した時の検出値を保持する記憶素子とを備え、
前記マイクロコントローラは、
前記記憶素子に保持された値を用いて、前記電流検出回路のゲイン及びオフセットの補正値を算出する補正値算出手段と、
該補正値算出手段により算出された前記ゲイン及びオフセットの補正値を用いて、前記電流検出回路により検出された値を補正して、補正された電流値を算出する電流値算出手段を備えることを特徴とする制御装置。
請求項６記載の制御装置において、
前記補正値算出手段は、前記電流制御用半導体素子の温度測定値を用いて、前回補正を行ったときの温度との差が所定値以上のとき、前記補正値算出回路の開始判定を行うことを特徴とする制御装置。
請求項７記載の制御装置において、
前記電流制御用半導体素子は、ＰＷＭにより、負荷に流れる電圧をオン・オフするものであり、
前記補正値算出手段は、前記ＰＷＭのオフ期間が、前記２つの定電流源の電流測定に要する期間よりも長いときは、前記ＰＷＭのオフ期間に前記２つの定電流源の電流を測定し、前記ＰＷＭのオフ期間が、前記２つの定電流源の電流測定に要する期間よりも短いときは、前記ＰＷＭのオン期間の内ＰＷＭオン直後以外の期間において前記２つの定電流源の電流を測定することを特徴とする制御装置。