CN110095647B - 半导体器件、负载驱动系统和电感器电流的电流感测的方法 - Google Patents

半导体器件、负载驱动系统和电感器电流的电流感测的方法 Download PDF

Info

Publication number
CN110095647B
CN110095647B CN201910067684.XA CN201910067684A CN110095647B CN 110095647 B CN110095647 B CN 110095647B CN 201910067684 A CN201910067684 A CN 201910067684A CN 110095647 B CN110095647 B CN 110095647B
Authority
CN
China
Prior art keywords
temperature
current
sensing
circuit
region
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201910067684.XA
Other languages
English (en)
Other versions
CN110095647A (zh
Inventor
田岛英幸
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Renesas Electronics Corp
Original Assignee
Renesas Electronics Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Renesas Electronics Corp filed Critical Renesas Electronics Corp
Publication of CN110095647A publication Critical patent/CN110095647A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN110095647B publication Critical patent/CN110095647B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01K—MEASURING TEMPERATURE; MEASURING QUANTITY OF HEAT; THERMALLY-SENSITIVE ELEMENTS NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • G01K7/00—Measuring temperature based on the use of electric or magnetic elements directly sensitive to heat ; Power supply therefor, e.g. using thermoelectric elements
    • G01K7/01—Measuring temperature based on the use of electric or magnetic elements directly sensitive to heat ; Power supply therefor, e.g. using thermoelectric elements using semiconducting elements having PN junctions
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/082—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit
    • H03K17/0822—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit in field-effect transistor switches
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01K—MEASURING TEMPERATURE; MEASURING QUANTITY OF HEAT; THERMALLY-SENSITIVE ELEMENTS NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • G01K3/00—Thermometers giving results other than momentary value of temperature
    • G01K3/08—Thermometers giving results other than momentary value of temperature giving differences of values; giving differentiated values
    • G01K3/14—Thermometers giving results other than momentary value of temperature giving differences of values; giving differentiated values in respect of space
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
    • G01R19/25—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof using digital measurement techniques
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
    • G01R19/32—Compensating for temperature change
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60R—VEHICLES, VEHICLE FITTINGS, OR VEHICLE PARTS, NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • B60R16/00—Electric or fluid circuits specially adapted for vehicles and not otherwise provided for; Arrangement of elements of electric or fluid circuits specially adapted for vehicles and not otherwise provided for
    • B60R16/02—Electric or fluid circuits specially adapted for vehicles and not otherwise provided for; Arrangement of elements of electric or fluid circuits specially adapted for vehicles and not otherwise provided for electric constitutive elements
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F16—ENGINEERING ELEMENTS AND UNITS; GENERAL MEASURES FOR PRODUCING AND MAINTAINING EFFECTIVE FUNCTIONING OF MACHINES OR INSTALLATIONS; THERMAL INSULATION IN GENERAL
    • F16D—COUPLINGS FOR TRANSMITTING ROTATION; CLUTCHES; BRAKES
    • F16D48/00—External control of clutches
    • F16D48/06—Control by electric or electronic means, e.g. of fluid pressure
    • F16D48/066—Control of fluid pressure, e.g. using an accumulator
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R1/00—Details of instruments or arrangements of the types included in groups G01R5/00 - G01R13/00 and G01R31/00
    • G01R1/20—Modifications of basic electric elements for use in electric measuring instruments; Structural combinations of such elements with such instruments
    • G01R1/203—Resistors used for electric measuring, e.g. decade resistors standards, resistors for comparators, series resistors, shunts
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
    • G01R19/0092—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof measuring current only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H02M1/327—Means for protecting converters other than automatic disconnection against abnormal temperatures
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K2017/0806—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage against excessive temperature
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0063—High side switches, i.e. the higher potential [DC] or life wire [AC] being directly connected to the switch and not via the load
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0072—Low side switches, i.e. the lower potential [DC] or neutral wire [AC] being directly connected to the switch and not via the load

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Control Of Electrical Variables (AREA)
  • Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
  • Electronic Switches (AREA)

Abstract

本公开涉及半导体器件、负载驱动系统和电感器电流的电流感测的方法。在一个半导体芯片中，驱动晶体管、电流传感器和用于感测驱动区域的温度的温度传感器被布置在驱动区域中，并且电流感测电路、模数转换器和用于感测外围电路区域的温度传感器被布置在外围电路区域中。校正电路单元基于驱动区域的温度传感器的感测结果和外围电路区域的温度传感器的感测结果来校正来自模数转换器的数字感测电压。

Description

半导体器件、负载驱动系统和电感器电流的电流感测的方法
相关申请的交叉参考
本申请要求2018年1月29日提交的日本专利申请第2018-012966号的优先权，其内容通过引证引入本文。
技术领域
本发明涉及半导体器件、负载驱动系统以及电感器电流的电流感测的方法。本发明涉及例如通过PWM(脉宽调制)控制流过将作为负载的电感器的电感器电流的技术。
背景技术
日本专利申请特开平第2017-129528号(专利文献1)公开了电流感测电路，其包括用于感测电磁阀的电流的感测电阻器、用于放大感测电阻器的感测电压的放大器单元、用于输出感测电流值的AD转换器(其数字地转换放大器单元的输出)以及校正单元。校正单元包括用于存储由于AD转换器和温度传感器的参考电流(参考电压)的温度特性而发生的感测电流值的温度特性的信息的存储器，校正单元基于温度传感器的感测结果和存储单元的信息校正来自AD转换器的感测电流值。
日本专利公开第5590240号(专利文献2)公开了一种配置，其包括：功率半导体器件，具有感测功能并包括主晶体管、感测晶体管和温度感测二极管；电流-电压转换电路，用于将感测晶体管的电流转换为电压；可变电压源，用于调整来自电流-电压转换电路的感测电压；以及校正操作单元。校正操作单元通过预先保存在存储器中的设置值的操作而得到的计算结果控制可变电压源来校正电流感测比率根据温度的变化。
日本专利申请特开平第2011-97434号(专利文献3)公开了一种电流控制半导体元件，其包括耦合至螺线管的高侧MOSFET、用于经由感测MOSFET和感测电阻器来感测高侧MOSFET的电流的电流-电压转换电路、用于数字地转换通过电流-电压转换电路所转换的电压的AD转换器、参考电流生成电路、校正值计算电路和温度传感器。当由温度传感器感测的温度改变大于预定温度时，校正值计算电路激活用于校正感测电阻器等的温度变化的影响的校正值计算操作。在校正值计算操作中，通过经由电流-电压转换电路使用AD转换器测量来自参考电流生成电路的恒定电流来计算用于校正来自AD转换器的数字值的校正值。
发明内容
一般地，在功率电子领域，广泛使用通过切换元件的PWM控制进行流过电感器的电感器电流的反馈控制的系统。在这种系统中，需要使用电流传感器感测电感器电流，诸如由专利文献1的分流电阻以及专利文献2和3的感测晶体管所表示的那些。在这种情况下，为了通过该系统执行高度精确的控制，期望高度精确地感测电感器电流。
另一方面，在驱动单元包括用于负载驱动的晶体管的这种情况下，当电流传感器、用于处理电流传感器的感测值的处理单元(AD转换器等)被安装在一个半导体芯片中时，在电流传感器的外围和处理单元的外围之间发生温度差。因此，恐怕系统的校正精度以及进一步的电感器电流的感测精度在如专利文件1的使用温度传感器的AD转换器的校正特性的方法以及如专利文献2的使用温度传感器二极管校正电流感测比率的变化的方法中是不足的。
根据这些考虑做出了下文描述的实施例，并且其他问题和新颖特性将根据本说明书和附图的描述而变得明显。
根据一个实施例，一种半导体器件形成在一个半导体芯片中，并且包括第一区域、第二区域和校正电路部。驱动晶体管形成电感器电流的电流路径以流过电感器，电流传感器用于感测电感器电流，并且第一温度传感器用于感测第一区域的温度并输出第一温度信号以示出布置在第一区域中的温度。电流感测电路、模数转换器和第二温度传感器被布置在第二区域中。向电流感测电路输入电流传感器的感测值，并且从电流感测电路输出对应于感测值的感测电压。向模数转换器输入感测电压，并且在根据施加为标度标记的参考值数字地转换感测电压之后输出数字感测电压。第二温度传感器感测第二区域的温度，并且输出表示温度的第二温度信号。校正电路部基于第一和第二温度信号校正数字感测电压。
根据该实施例，可以高度精确地感测电感器电流。
附图说明
图1是示出根据本发明第一实施例的负载驱动系统的主要部分的配置示例的电路框图；
图2是示出图1的负载驱动系统的示意性PWM操作的示例的定时图；
图3是示出根据本发明实施例的负载驱动系统中的电流感测路径的配置示例的电路图；
图4是示出根据本发明第一实施例的负载驱动系统中的电流感测路径的配置示例的电路图；
图5是示出包括图4中的电流感测路径的半导体器件中的相应电路的布置配置示例的示意图；
图6是示出图4中的电流传感器的配置示例的电路图；
图7是示出图4中的高侧驱动器的配置示例的示意图；
图8是示出图4中的电流感测电路的配置示例的电路图；
图9A是示出图4中的校正电路的操作原理的示例的示图；
图9B是示出图4中的校正电路的操作原理的示例的示图；
图9C是示出图4中的校正电路的操作原理的示例的示图；
图10是示出确定图4中的校正电路单元中保持的相应校正因子的方法的示例的流程图；
图11是示出根据本发明第二实施例的负载驱动系统中的电流感测路径的配置示例的电路图；
图12是示出包括图11中的电流感测路径的半导体器件中的相应电路的布置配置示例的示意图；
图13是示出根据本发明第三实施例的负载驱动系统中的电流感测路径的配置示例的电路图；
图14是包括图13中的电流感测路径的半导体器件中的相应电路的布置配置示例的示意图；
图15是示出根据本发明第三实施例的负载驱动系统的车辆的示图；
图16是示出图15中的电子控制设备的配置示例的示图；
图17是示出图16中的DC/DC转换器的配置示例的示图；
图18是示出作为本发明的比较示例研究的负载驱动系统中的电流感测路径的配置示例的框图；以及
图19是示出与作为本发明的研究示例研究的负载驱动系统中的图18的电流感测路径不同的电流感测路径的配置示例的电路图。
具体实施方式
出于方便的需要，以下实施例将通过划分为多个实施例或多个部分进行描述。然而，除非另有指定，否则它们不是相互不相关，并且具有一个是另一个的部分或所有的变型、细节或补充解释的关系。此外，在以下实施例中，当提到多个元件的数量等时(包括片数、数值、量、范围等)，除非另有指定或者原理上明确限于特定数字，否则它们不限于特定数字并且可以大于或小于特定数字。
此外，在以下实施例中，不需要说，除非另有指定或者原理上明显认为是必要的，否则其部件(包括部件步骤等)不是必须是必要的。类似地，在以下实施例中，当提到部件的形状、位置关系等时，除非另有指定或者原理上明显认为是不同的情况，否则包括形状等基本类似或近似于实施例的部件。这同样适用于上述数值和范围。
此外，在用于描述实施例的附图中由相同的参考符号表示相同的部件，并且省略其重复描述。
(第一实施例)
《负载驱动系统的概要(第一实施例)》
图1是示出根据本发明第一实施例的负载驱动系统的主要单元的配置示例的电路图。例如，图1所示的负载驱动系统包括由一个半导体芯片形成的半导体器件DEV、作为负载并被半导体器件DEV驱动的电感器L、用于生成电池功率电位VBAT的电池功率以及用于生成芯片的功率电位VCC的芯片功率。例如，电池功率电位VBAT为5V至45V，并且通常为13V等，例如，用于芯片的功率电位VCC为几伏特，并且通常为3.3V等。
半导体器件DEV包括作为外部端子的功率端子PNVb、PNvc和PNg、输出端子PNo、驱动单元DVU、预驱动单元PDVU、电流感测电路CS、温度传感器TSEN、模数转换器ADCc和控制电路单元CTLU。控制电路单元包括模数转换器ADCt、校正电路单元CALU、PWM信号生成电路PWMG、补偿器PIC和误差传感器SUB。电池功率电位VBAT被施加给功率端子PNvb。用于芯片的功率电位VCC被施加给功率端子PNvc。地功率电位GND被施加给功率端子PNg。作为负载的电感器L耦合至输出端子PNo。
驱动单元DVU包括：高侧驱动器HSD，包括高侧晶体管QH和续流二极管DH；低侧驱动器LSD，包括低侧晶体管QL和续流二极管DL；以及电流传感器ISEN。在该示例中，高侧晶体管QH和低侧晶体管QL是n沟道型MOSFET。
高侧晶体管QH和续流二极管DH并联地耦合在高侧功率电位VIN和输出端子PNo之间。例如，高侧功率电位VIN是作为通过功率调节器稳定电池功率电位VBAT而得到的电位并且近似与电池功率电位VBAT的电位相同的电位。低侧晶体管QL和续流(freewheel)二极管DL并联地耦合在输出端子PNo和地功率电位GND之间。例如，电流传感器ISEN是感测晶体管或感测电阻器元件等，并且其感测电感器电流IL。
高侧晶体管QH和低侧晶体管QL用作驱动晶体管，当它们被控制导通时，形成流过电感器L的电感器电流IL的电流路径。高侧晶体管QH通过PWM信号控制，并且当其被控制为导通时，经由电流路径SPH在电感器L中累积功率。另一方面，低侧驱动器LSD被控制为与高侧晶体管QH互补地导通和截止，并且当其被控制为导通时经由电流路径RPH续流电感器电流IL。在本说明书中，流过电流路径SPH的电感器电流IL将被称为“驱动电流”，并且流过电流路径RPH的电感器电流IL将被称为“续流电流”。低侧晶体管QL在被控制为导通时执行同步整流并且使续流电流流过，来替代续流二极管DL。
电流传感器ISEN的感测值被输入至电流感测电路CS，并且与感测值对应的感测电压VIS从电流感测电路CS输出。感测电压VIS输入至模数转换器ADCc，并且模数转换器ADCc根据施加为标度标记的参考值(例如，参考电压Vref)数字地转换感测电压VIS并且输出数字感测电压DVIS。虽然将更详细地描述，但温度传感器TSEN感测预定范围中的温度，并且输出表示温度的温度信号TM。模数转换器ADCt数字地转换温度信号TM，并且输出数字温度信号TMD。虽然将更加详细地进行描述，但校正电路单元CALU基于数字温度信号TMS校正数字感测电压DVIS，以输出校正后的数字感测电压DVISC。
误差传感器SUB感测校正后的数字感测电压DVISC与对应于初步确定的目标电流的目标电压TGT之间的误差。补偿器PIC使用P(比例)、I(积分)控制等确定PWM占空比，以使校正后的数字感测电压DVISC的平均值(即，电感器电流IL)与目标电压TGT(即，目标电流)之间的误差接近零。PWM生成电路PWMG通过反映PWM占空比生成作为用于控制高侧晶体管QH的导通和截止的PWM信号的高侧切换信号HS以及作为高侧切换信号HS的补充信号的低侧切换信号LS(详细地，其包括死区时间周期)。
预驱动单元PDUV包括预驱动器PDVh和PDV1。通过将输出端子PNo处生成的输出电位VO用作参考的功率电位(即，高侧驱动电位“VO+VCC”)来操作预驱动器PDVh。由于接收高侧切换信号HS，预驱动器PDVh向高侧晶体管QH的栅极(控制输入栅极)施加作为控制输入电位的栅极电位VGH。换句话说，预驱动器PDVh横跨高侧晶体管QH的栅极和源极施加作为导通-截止控制信号的栅极-源极电压VGSH(＝VGH-VO)。
在将地功率电位GND作为参考的功率电位VCC下操作预驱动器PDV1。由于其接收低侧切换信号LS，预驱动器PDV1向低侧晶体管QL的栅极施加栅极电位VGL。换句话说，预驱动器PDV1横跨低侧晶体管QL的栅极和源极施加栅极-源极电压(导通-截止控制电压)VGSL(＝VGL)。
图2是示出图1的负载驱动系统的示意性PWM操作的示例的定时图。在时间t10处，当高侧切换信号HA从“L”电平(截止电平)转换为“H”电平(导通电平)时，高侧晶体管QH的栅极-源极电压VGSH从零电平提升到功率电位VCC电平。响应于此，驱动电流流入图1的电流路径SPH，并且输出电位VO从近似地功率电位GND电平提升到高侧功率电位VIN电平。
接下来，在时间t11处，当高侧切换信号HS从导通电平切换到截止电平时，栅极-源极电压VGSH从功率电位VCC电平下降到零电平。响应于此，输出电位VO下降到低于地功率电位GND电平的电平。当输出电位VO达到通过将地功率电位GND电位作为参考的正向电压VF降低的值时，低侧处的续流二极管DL导通，并且续流电流流入代替电流路径SPH的电流路径RPH。
从而，在时间t12处，当低侧切换信号LS从截止电平转换为导通电平时，低侧晶体管QL的栅极-源极电压VGSL从零电平提升到功率电位VCC电平。响应于此，代替续流二极管DL，低侧晶体管QL使得续流电流流动。此外，据此，输出电位变为地功率电位GND。
接下来，在时间t13处，当低侧切换信号LS从导通电平转换为截止电平时，低侧晶体管QL的栅极-源极电压VGSL从功率电位VCC电平降至零电平。响应于此，当通过正向电压VF下降输出电位VO时，代替低侧晶体管QL，低侧处的续流二极管使得续流电流流动。此后，在时间t14处，执行与时间t10处的操作相同的操作。
在从时间t10到时间t14的周期中，PWM循环是Tpwm。电流感测电路CS的感测电压VIS(即，电感器电流IL)在输出电位VO处于高侧功率电位VIN电平的周期中(时间t10到时间t11)以预定梯度增加，并且感测电压VIS在输出电位VO处于地功率电位GND电平的周期中(时间t12到时间t13)以预定梯度下降。模数转换器ADCc在充分短于PWM循环Tpwm的采样循环中数字地转换感测电压VIS，以输出数字感测电压DVIS。
《电流感测方法的概述(比较示例)和问题》
图18是示出作为本发明的比较示例研究的负载驱动系统中的电流感测路径的配置示例的框图。在图18中，在一个半导体芯片中设置一个温度传感器TSENc。例如，温度传感器TSENc被设置用于感测用于生成参考电压Vref的参考值生成电路VRG的温度。模数转换器ADCc数字地转换来自电流感测电路CS’(其将参考电压Vref用作标度标记)的感测电压VIS以输出数字感测电压DVIS。参考值生成电路VRG包括恒定电流源IS和参考电阻Rref，用于将来自恒定电流源IS的恒定电流转换为参考电压Vref。例如，恒定电流源IS由一个晶体管形成，用于来自图中未示出的参考电流生成电路的参考电流的电流镜像。
这里，恒定电流源IS和参考电阻Rref的电特性可以具有温度依赖性。在这种情况下，由于在参考电压Vref中发生温度依赖性，所以温度依赖性还可以发生在来自模数转换器ADCc的数字感测电压DVIS。因此，校正电路单元CALUa’基于来自模数转换器ADCt的数字温度信号TMDc(来自温度传感器TSENc的温度信号TMc)校正数字感测电压DVIS，以输出校正后的数字感测电压DVISCa’。
图19是示出与作为本发明的比较示例研究的负载驱动系统中的图18不同的电流感测路径的配置示例的电路框图。在图19的示例中，与图18不同的是，在半导体芯片中的驱动单元DVU中设置一个温度传感器TSENd。例如，当电流传感器ISEN被用作感测晶体管时，在驱动晶体管(QH、QL)和感测晶体管的电流感测比率中发生温度依赖性。因此，校正电路单元CALUb’基于来自模数转换器ADCt的数字温度信号TMDd(来自温度传感器TSENd的温度信号TMd)校正数字感测电压DVIS，以输出校正后的数字感测电压DVISCb’。
这里，当使用图18的感测电流的方法时，根据图19所示的电流感测比率的误差保留，并且当使用图19的感测电流的方法时，根据图18所示的模数转换器ADCc的误差保留。因此，例如，基于来自一个半导体芯片中安装的一个温度传感器的温度信号执行图18所示的校正和图19所示的校正是可以想到的。然而，如图1所示，当驱动单元DVU和电流感测路径(CS’、ADCc等)安装在一个半导体芯片中时，会在驱动单元DVU的外围和电流感测路径的外围之间发生温度差。更具体地，可能存在以下情况：驱动单元DVU的外围变为热量生成源，因为大电感器电流IL流动，并且相反地，根据与芯片上的驱动单元DVU等的距离等(热导电率)，电流感测路径的外围不处于高温状态。因此，在这种方法中，由于温度差而使得校正精度变得不足，由此恐怕电感器电流不能进行高精度地感测。
此外，代替以这种方式使用一个半导体芯片，可以想到在不同的半导体芯片上安装驱动单元DVU、电流感测电路CS’、模数转换器ADCc等，并且在相应的半导体芯片中安装温度传感器。然而，在这种方法中，恐怕难以实现高速的PWM控制。即，由于需要在半导体芯片外输出模拟的感测电压VIS，所以由于输出的输出路径的寄生电容等会劣化设置特性，并且会降低响应速度。
此外，例如，图1所示的补偿器PIC确定PWM占空比，使得校正后的数字感测电压DVISC的平均值与目标电压TGT之间的误差变得接近零。因此，当校正精度如上所述不足时，包括在校正后的数字感测电压DVISC中的误差变得较大，并且电感器电流IL可以被控制为从目标电压TGT(即，电感器电流IL的目标电流)偏移的值。因此，恐怕难以将电感器电流IL高度精确地控制为目标电流。因此，使用下文描述的实施例的方法是有利的。
《电流感测方法的概述(实施例)》
图3是示出根据本发明实施例的负载驱动系统中的电流感测路径的配置示例的电路框图。在图3中，提取并示出图1所示半导体器件(半导体芯片)DEV的一部分的配置。如图3所示，图1所示的半导体器件DEV包括驱动区域AR1和外围电路区域AR2(其是排除驱动区域AR1之外的区域)。
在驱动区域AR1中，布置驱动单元DVU，其包括驱动晶体管(高侧晶体管QH和低侧晶体管QL)、电流传感器ISENh和ISEN1、以及温度传感器TSENdh和TSENd1。电流传感器ISENh感测流过高侧晶体管QH的驱动电流(电感器电流IL)，并且电流传感器ISEN1感测流过低侧晶体管QL的续流电流(电感器电流IL)。温度传感器TSENdh和TSENd1感测驱动区域AR1的温度。更具体地，温度传感器TSENdh感测电流传感器ISENh的温度，并输出表示温度的温度信号TMdh。温度传感器TSENd1感测电流传感器ISEN1的温度，并输出表示温度的温度信号TMd1。
在外围电路区域AR2中，布置电流感测电路CS、参考值生成电路VRG、模数转换器ADCc和ADCt、选择电路MUXa、温度传感器TSENc和校正电路单元CALU。电流感测电路CS包括高侧电流感测电路CSH和低侧电流感测电路CSL。电流传感器ISENh的感测值被输入至高侧电流感测电路CSH，并且从高侧电流感测电路CSH输出对应于感测值的感测电压。电流传感器ISEN1的感测值被输入至低侧电流感测电路CSL，并且从低侧电流感测电路CSL输出对应于感测值的感测电压。电流感测电路CS将来自高侧电流感测电路CSH和低侧电流感测电路CSL的相应感测电压的相加值输出作为感测值VIS。
模数转换器ADCc根据来自图18所述的参考值生成电路VRG的参考作为标度标记的参考值(例如，参考电压Vref)数字地转换感测电压VIS，以输出数字感测电压DVIS。温度传感器TSENc感测外围电路区域AR2的温度，并输出表示温度的温度信号TMc。更具体地，温度传感器TSENc主要感测电流感测电路CS、参考值生成电路VRG和模数转换器ADCc的温度。因此，在将作为温度传感器TSENc的感测目标的外围电路区域AR2中，当至少包括电流感测电路CS、参考值生成电路VRG和模数转换器ADCc时是足够的。
选择电路MUXa选择来自温度传感器TSENdh和TSENd1的温度信号TMdh和TMd1或者来自温度传感器TSENc的温度信号TMc。模数转换器ADCt数字地转换来自选择电路MUXa的温度信号，以输出对应于的温度信号TMdh和TMd1的数字温度信号TMDdh和TMDd1以及对应于温度信号TMc的数字温度信号TMDc。通过提供这种选择电路MUXa，可以通过一个模数转换器ADCt执行多个温度信号的数字转换，由此可以实现电路面积等的降低。
校正电路单元CALU基于来自模数转换器ADCt的多个数字温度信号TMDdh、TMDd1和TMDc校正数字感测电压DVIS，以输出校正后的数字感测电压DVISC。更具体地，校正电路单元CALU包括偏移校正电路OFCAL、增益校正电路[1]GACAL、增益校正电路[2]GSCAL和存储电路MEM。存储电路MEM是非易失性存储器等。
尽管稍后将描述细节，但存储电路MEM初步保持偏移校正信息、ADC增益校正信息和感测增益校正信息。偏移校正信息主要表示通过电流感测电路CS和/或模数转换器ADCc生成的偏移电压的温度依赖性。ADC增益校正信息主要表示模数转换器ADCc的输入-输出增益的温度依赖性。感测增益校正信息主要表示电流传感器ISENh和ISEN1的感测值的温度依赖性。
偏移校正电路OFCAL基于表示电流感测电路CS的温度的数字温度信号TMDc和存储电路MEM中的偏移校正信息来校正数字感测电压DVIS。增益校正电路[1]GACAL基于表示模数转换器ADCc(和参考值生成电路VRG)的温度的数字温度信号TMDc和存储电路MEM中的ADC增益信息来校正数字感测电压DVIS。相反地，增益校正电路[2]GSCAL基于表示电流传感器ISENh和ISEN1的温度的数字温度信号TMDdh和TMDd1以及存储电路MEM中的感测增益校正信息来校正数字感测电压DVIS。
这里，例如，选择电路MUXa执行选择操作，使得数字温度信号TMDdh、TMDd1和TMDc分别以规则的间隔被更新。例如，选择电路MUXa分别在三个控制循环中选择三个温度信号TMdh、TMd1和TMc，并且相应地，偏移校正电路OFCAL、增益校正电路[1]GACAL、增益校正电路[2]GSCAL根据自己的需要锁存数字温度信号。通过重复这种处理，将被校正电路单元CALU锁存的每个数字温度信号在控制循环的每个循环被更新。在这种情况下，例如，可以通过适当地调整控制循环或更新间隔的长度以及通过提供伪控制循环等来适当地设置更新循环。
如上所述，分别在驱动区域AR1和外围电路区域AR2中设置温度传感器TSENdh、TSENd1和TSENc，并且通过基于温度传感器的温度感测结果校正数字感测电压DVIS，可以高精度地感测电感器电流IL。换句话说，由于可以如图18和图19所述通过反映驱动区域AR1和外围电路区域AR2之间的温度差来执行校正，所以可以提高校正精度。因此，变得可以与目标电流相比高精度地控制电感器电流IL。应注意，尽管这里提供了两个温度传感器TSENdh和TSENd1，但是可以根据驱动区域AR1内的温度分布提供一个公共温度传感器。
《电流感测方法的配置(实施例1)》
图4是示出根据本发明第一实施例的负载驱动系统的电流感测路径的配置示例的电路框图。在图4中，与图3相比，详细示出了电流传感器ISENh和ISEN1以及校正电路单元CALU的配置示例。电流传感器ISENh具有预定大小的比率(例如，几百至几千等)，并且由被控制与低侧晶体管QL一起导通和截止的低侧感测晶体管QSL形成。
校正电路单元内的存储电路MEM保持包括校正因子ΔOFk1和ΔOFk2的偏移校正信息、包括校正因子ΔGAk1和ΔGAk2的ADC增益校正信息以及包括ΔGSk1和ΔGSk2的感测增益校正信息。偏移校正电路OFCAL使用偏移校正信息中的校正因子计算“ΔOFk1×TMDc+ΔOFk2”，并且使用加法器ADD从数字感测电压DVIS中减去其计算结果。
增益校正电路[1]GACAL使用ADC增益校正信息中的校正因子计算“ΔGAk1×TMDc+ΔGAk2”，并且使用除法器DIV1从数字感测电压DVIS中减去其计算结果。增益校正电路[2]GSCAL使用感测增益校正信息中的校正因子计算“ΔGSk1×TMDd+ΔGSk2”，并且使用除法器DIV2从数字感测电压DVIS中减去其计算结果。
应注意，更详细地，感测增益校正信息(ΔGSk1和ΔGSk2)包括对应于高侧感测晶体管QSH的校正因子和对应于低侧感测晶体管QSL的校正因子。在通过高侧晶体管QH流动驱动电流的周期中(图2中的时间t10到t11)，增益校正电路[2]GSCAL使用对应于高侧感测晶体管QSH的校正因子和数字温度信号TMDdh执行校正。另一方面，在通过低侧晶体管QL流动续流电流的周期中(图2中的时间t12到t13)，增益校正电路[2]GSCAL使用对应于低侧感测晶体管QSL的校正因子和数字温度信号TMDd1执行校正。
图5是示出包括图4中的电流感测路径的半导体器件中的相应电路的布置配置示例的示意图。在图5所示的半导体器件(半导体芯片)DEVa，沿着X方向，驱动单元DVD、预驱动单元PDVU、电流感测电路CS、模数转换器ADCc(和参考值生成电路VRG)和控制电路单元CTLU以这种顺序进行布置。输出端子PNo被布置为接近驱动单元DVU。通过驱动单元DVU、预驱动单元PDVU、电流感测电路CS、参考值生成电路VRG和模数转换器ADCc来配置用于向一个输出端子PNo提供并感测电流(功率)的通道单元CHU。
这里，在驱动单元DVU(驱动区域AR1)中，温度传感器TSENdh被布置为接近高侧驱动器HSD，并且温度传感器TSENd1被布置为接近低侧驱动器LSD。高侧驱动器HSD包括高侧晶体管QH和高侧感测晶体管QSH。低侧驱动器LSD包括低侧晶体管QL和低侧感测晶体管QSL。此外，在外围电路区域AR2中，温度传感器TSENc被布置为接近温度感测电路CS、参考值生成电路VRG和模数转换器ADCc。
《相应部分的详细配置》
图6是示出图4中的电流传感器的配置示例的电路图。例如，图6所示的温度传感器TSEN包括用于感测温度的二极管Ds、用于向二极管Ds提供恒定电流的恒定电流源IS2以及感测并放大二极管Ds的正向电压并且输出温度信号TM的放大器电路AMPt。由于二极管Ds的正向电压具有负温度特性，所以可以利用该特性感测温度。
图7是示出图4中的高侧驱动器的配置示例的示意图。图7所示的高侧驱动器包括相邻布置的多个(例如，几百至几千)单位晶体管UT，它们具有相同的结构。高侧感测晶体管QSH通过上文提到的单位晶体管UT中的一些(例如，一个)单位晶体管UT来配置。其他单位晶体管配置高侧晶体管QH，因为它们的相应节点(栅极、源极和漏极)并联耦合。
高侧感测晶体管QSH的栅极和源极耦合至高侧晶体管QH的栅极和源极。在该示例中，为了反映高侧晶体管QH的平均特性，布置在中心部分附近的单位晶体管UT被确定为高侧感测晶体管QSH。应注意，以与高侧驱动器HSD相同的方式配置低侧驱动器LSD。
图8是示出图4中的电流感测电路的配置示例的电路图。在图8中，高侧电流感测电路CSH包括功率调节器VREG、放大器电路AMPh、高压晶体管MNH1、MPH1和MPH2、以及低压晶体管MN1、MP1和MP2。晶体管MNH1和MN1是n沟道型MOSFET，而晶体管MPH1、MPH2和MP2是p沟道型MOSFET。
功率调节器VREG接收电池功率电位VBAT，并且通过向其增加功率电位来生成高侧功率电位VIN和电位“VIN+VCC”。晶体管MN1串联耦合至高侧感测晶体管QSH。放大器电路AMPh控制晶体管MN1的栅极电位的反馈，使得高侧晶体管QH的漏极电位和高侧感测晶体管QSH的漏极电位处于相同电位。以这种方式，当电感器电流(驱动电流)流过高侧晶体管QH时，高侧感测电流ILSh流过高侧感测晶体管QSH，高侧感测电流ILSh与基于大小比率的驱动电流成比例。
晶体管MP1和MP2配置电流镜电路(例如，电流比率为1比1)，并且经由晶体管MP1将高侧感测电流转至晶体管MP2。晶体管MNH1和晶体管MPH1串联耦合在晶体管MN1和晶体管MP1之间，并且起到保护源极-漏极电压击穿的作用。向晶体管MNH1的栅极施加来自功率调节器VREG的电位“VIN+VCC”。晶体管MPH2串联耦合至晶体管MP2，并且起到保护源极-漏极电压击穿的作用。根据如上这种配置，高侧电流感测电路CSH经由晶体管MP2和MPH2输出高侧感测电流ILSh。
低侧电流感测电路CSL包括放大器电路AMP1以及低压晶体管MN2和MP3-MP6。晶体管MN2是n沟道型MOSFET，并且晶体管MP3-MP6是p沟道型MOSFET。晶体管MN2串联耦合至低侧感测晶体管QSL。放大器电路AMP1控制晶体管MN2的栅极电位的反馈，使得低侧晶体管QL的源极电位和低侧感测晶体管QSL的源极电位处于相同电位。因此，当电感器电流(返回电流)IL1流过低侧晶体管QL时，低侧感测电流ILS1流过低侧感测晶体管QSL，低侧感测电流ISL1与基于大小比率的返回电流成比例。
晶体管MP3和MP5利用晶体管MP4和MP6配置两级电流镜电路(例如，电流比率为1比1)。预定偏置电压VBS被施加给晶体管MP5和MP6的栅极，晶体管MP5的漏极电位被施加给晶体管MP3和MP4的栅极。晶体管MP3和MP5将低侧感测电流ILS1转至晶体管MP4-MP6。根据这种配置，低侧电流感测电路CSL经由晶体管MP4和MP6输出低侧感测电流ILS1。来自高侧电流感测电路CSH的高侧感测电流ILSh和来自低侧电流感测电路CSL的低侧感测电流ILS1在它们不与切换操作重叠的周期中生成，并且经由用于电压转换的电阻元件R转换为感测电压VIS。
《校正电路单元的操作原理》
图9A、图9B和图9C是示出图4中的校正电路单元的操作原理的示例的示图。如图9A所示，使用系数k1作为线性系数以及系数k2作为偏移系数，可以通过线性函数“k1×T+k2”近似取决于温度T的误差分量ΔER。这里，关于偏移校正电路OFCAL，在电流感测电路CS和模数转换器ADC中，具有图9A所示特性的偏移电压ΔOF可以根据电流感测电路CS和模数转换器ADC的周围温度(Tc)而发生。偏移电压ΔOF主要由图8的电流感测电路CS中的放大器电路AMPh和AMP1以及模数转换器ADCc中的放大器电路(未示出)等发生。
当存在这种偏移电压ΔOF时，数字感测电压DVIS变成通过向真实(true)感测电压增加偏移电压ΔOF而得到的值。因此，通过从数字感测电压DVIS中减去偏移电压ΔOF(＝ΔOFk1×Tc+ΔOFk2)，偏移校正电路OFCAL校正为真实感测电压。
接下来，关于增益校正电路[2]GSCAL，驱动晶体管(QH、QL)和感测晶体管(QSH、QHL)的电流感测比率可以根据它们的周围温度(Td)具有温度依赖性。在这种情况下，如图9B所示，由于感测电压VIS相对电感器电流IL的增益根据温度(Td)而改变，所以通过将增益误差分量ΔGS乘以真实增益GS来得到实际测量增益GS’。相对于温度(Td)，增益误差分量ΔGS具有图9A所示的特性。因此，增益校正电路[2]GSCAL通过将数字感测电压DVIS除以增益误差分量ΔGS(＝ΔGSk1×Td+ΔGSk2)来校正为真实增益GS。
接下来，关于增益校正电路[1]GACAL，模数转换器ADCc的参考电压Vref可以具有根据其周围温度(Tc)的温度依赖性。在这种情况下，如图9C所示，由于数字输出Dout(即，数字感测电压)相对于模拟输入Ain(即，感测电压VIS)的增益根据温度(Tc)而改变，所以通过将真实增益GA乘以增益误差分量ΔGA来得到实际测量增益GA’。相对于温度(Tc)，增益误差分量ΔGA具有图9A所示的特性。因此，增益校正电路[1]GACAL通过将数字感测电压DVIS除以增益误差分量ΔGA(＝ΔGAk1×Tc+ΔGAk2)而校正为真实增益GA。
应注意，在图9C所示的示图中，符号Dref表示将参考电压Vref输入至模数转换器ADCc时的理想数字输出值。符号Vref’表示用于实际半导体器件的模数转换器ADCc的参考电压的实际测量值，以输出理想数字输出值(Dref)。图9C示出了参考电压的实际测量值(Vref’)相对于参考电压具有误差。
《驱动校正因子的方法》
图10是示出确定图4的校正电路单元中保持的相应校正因子的方法的示例的流程图。在图10中，预定的测试设备通过利用变化温度观察将施加给模数转换器ADCc的参考值(来自参考值生成电路VRG的参考电压Vref)来观察模数转换器ADCc的输入-输出增益(图9C中的增益GA’)的温度依赖性(步骤S101)。在这种情况下，预先地，外部地输出参考电压Vref的测试电路被设置在半导体器件DEV中。接下来，测试设备基于步骤S101的观察结果来确定增益校正电路[1]的ADC增益校正信息(即，校正因子(ΔGAk1、ΔGAk2))(步骤S102)，并且将ADC增益校正信息存储在存储电路MEM中(步骤S103)。
接下来，测试设备利用变化温度观察数字感测电压VDISC，并且测试负载电流在启动增益校正电路[1]GACAL时分别施加给输出端子PNo(步骤S104)。然后，测试设备基于步骤S104的观察结果确定偏移校正信息(即，偏移校正电路OFCAL的校正因子(ΔOFk1、ΔOFk2))和感测增益校正信息(即，增益校正电路[2]的校正因子(ΔGSk1、ΔGSk2))(步骤S105)。测试设备分别在存储电路中存储这些确定的校正因子(ΔOFk1、ΔOFk2、ΔGSk1、ΔGSk2)(步骤S106)。
在步骤S104和S105中，更具体地，在测试负载电流被设置为零的同时，测试设备利用变化温度观察数字感测电压DVIS。因此，主要地，观察电流感测电路CS和模数转换器ADCc中发生的偏移电压的温度依赖性。测试设备基于观察的结果确定偏移校正信息。
此外，测试设备测量数字感测电压DVIS相对于测试负载电流随变化温度的变化的梯度。因此，主要地，观察驱动晶体管(QH、QL)和感测晶体管(QSH、QSL)的电流感测比率的温度依赖性(然后，图9B中的增益GS’)。即，由于已经根据步骤S103等校正了随同模数转换器ADCc的增益误差分量(ΔGA)，这里，观察到随同感测晶体管(QSH、QSL)的增益校正分量(ΔGS)。测试设备基于观察的结果确定感测增益校正信息。
《第一实施例的主要效果》
如上所述，通过使用根据第一实施例的方法，具体地，可以高精度地感测电感器电流。因此，可以高精度地控制电感器电流。
(第二实施例)
《电流感测方法的配置(第二实施例)》
图11是示出根据本发明第二实施例的负载驱动系统中的电流感测路径的配置示例的电路框图。图11与图4的不同之处在于与图4相比的以下点。作为第一差别，驱动单元DUV中的电流传感器ISEN通过串联耦合至电感器L的感测电阻元件Rs来配置。因此，在驱动单元DVU中，设置用于对感测电阻元件RS的温度进行感测并且输出表示温度的温度信号TMd的一个温度传感器TSENd。
作为第二差别，电流感测电路CS包括放大器电路AMPcs，用于放大感测电阻元件Rs两端的端子电压。作为第三差别，选择电路MUXb选择来自温度传感器TSENd的温度信号TMd或来自温度传感器TSENc的温度信号TMc，并且相应地，增益校正电路[2]GSCAL锁存对应于温度信息TMd的数字温度信号TMDd。
感测电阻元件Rs的电阻值可以具有温度依赖性。在这种情况下，以与第一实施例相同的方式，发生图9B所示的增益误差分量(ΔGS)。因此，增益校正电路[2]GSCAL基于温度信号TMd和先前在存储电路MEM中保持的感测增益校正信息来去除增益误差分量(ΔGS)。
图12示出包括图11的电流感测路径的半导体器件中的相应电路的布置配置示例的示意图。在图12所示的半导体器件(半导体芯片)DEVb中，与图5的配置示例相比，存在没有设置感测晶体管(QSH、QSL)的驱动区域AR1以及没有在输出端子PNo附近设置感测电阻元件Rs和温度传感器TSENd的差别。
《第二实施例的主要效果》
如上所述，通过使用第二实施例的方法，可以实现与第一实施例所述各种结果相同的效果。
(第三实施例)
《电流感测方法的配置(第三实施例)》
图13是示出根据本发明第三实施例的负载驱动系统中的电流感测路径的配置示例的电路框图。图14是包括图13的电流感测路径的半导体器件中的相应电路的布置配置示例的示意图。图14所示的半导体器件(半导体芯片)DEVc具有沿着Y方向布置图5所示多个通道单元CHU(CHU[1]-CHU[n])的配置。对应于此，设置分别耦合至多个电感器L[1]-L[n]的多个输出端子PNo[1]-PNo[n]。
此外，多个通道单元CHU[1]-CHU[n]中的驱动单元DVU[1]-DVU[n](驱动区域AR1[1]-AR1[n])分别包括温度传感器TSENd[1]-TSENd[n]。即，这里，与图5的差别在于，驱动区域AR1[1]-AR1[n]中的每一个都包括公共的一个温度传感器。
在控制电路单元CTLU(外围电路区域AR2)中，根据多个通道单元CHU[1]-CHU[n]布置多个校正电路单元CALU[1]-CALU[n]。此外，在控制电路单元CTLU(外围电路区域AR2)中，布置多个通道单元CHU[1]-CHU[n]和模数转换器ADCt共有的一个温度传感器TSENc。如图13所示，向多个通道单元CHU[1]-CHU[n]中包括的选择电路MUXb[1]-MUXb[n]共同输入来自一个温度传感器TSENc的温度信号TMc。应注意，尽管这里设置了一个温度传感器TSENc，但在一些情况下，根据外围电路区域AR2中的温度分布，可以设置多个温度传感器TSENc。
以这种方式，当在半导体器件(半导体芯片)DEVc中安装多个通道单元CHU[1]-CHU[n]时，驱动区域AR1[1]-AR1[n]中的每一个的温度可以根据电感器L[1]-L[n]中的对应一个的驱动状态而一个接一个地改变。因此，为每个驱动区域AR1[1]-AR1[n]设置温度传感器TSENd[1]-TSENd[n]。另一方面，在除了驱动区域AR1[1]-AR1[n]之外的区域(外围电路区域AR2)中，温度可以近似相同。因此，设置至少一个温度传感器TSENc。以这种方式，通过设置最小数量的温度传感器，可以抑制面积开销的增加。
此外，如图13所示，对应于除了通道单元CHU[1]之外的通道单元(CHU[2](未示出)至CHU[n])的校正电路单元(例如，CALU[n])包括加法器ADD2。例如，校正电路单元CALU[n]中的存储电路MEM[n]保持将校正电路单元CALU[1]的存储电路MEM[1]中保持的相应校正信息项(偏移校正信息、ADC增益校正信息和感测增益校正信息)作为参考的差分校正信息。使用加法器ADD2，校正电路单元CALU[n]通过将存储电路MEM[n]的相应校正信息项增加至来自存储电路MEM[1]的相应校正信息项来恢复正确的校正信息。
为了保持相应的校正信息项，在一定程度上需要存储容量。通常，当通道单元的数量(n)增加时，存储电路MEM的电路面积也增加n倍，由此面积开销的增加会成为问题。另一方面，多个通道单元CHU[1]-CHU[n]中的相应校正信息项的差异通常减小。这里，如图13所示，可以通过除了一个存储电路MEM[1]之外的相应存储电路(MEM[2]-MEM[n])保持差分信息来抑制面积开销的增加。例如，当存储电路MEM[1]的校正因子为“99”且存储电路MEM[n]的正确校正因子为“100”时，存储电路MEM[n]仅需要保持差分值“1”，并且关于差分值的存储容量是足够的。
《负载驱动系统的应用示例》
图15是使用根据本发明第三实施例的负载驱动系统的车辆的示图。图15所示的车辆包括轮胎TR、差速齿轮DG、传动装置TMS、离合器CL、引擎EG、电磁阀SB、电子控制设备ECU等。电磁阀SB包括电感器L，并且根据流过电感器L的电感器电流来控制离合器CL的油压。
图16是示出图15的电子控制设备的配置示例的示图。图16所示的电子控制设备ECU通过布线板来配置，例如在布线板上安装DC/DC转换器DCC、半导体器件DEVc等。DC/DC转换器DCC接收来自外部连接器的电池功率电位VBAT(例如，13V等)并且生成功率电位VCC(例如，3.3V等)。
半导体器件DEVc具有图13和图14所示的配置，并且在其接收到电池功率电位VBAT和功率电位VCC时进行操作。半导体器件DEVc经由外部连接器CNo[1]控制电磁阀SB[1]的电流，使得来自校正电路单元CALU[1]的校正数字感测电压(即，电磁阀SB[1]的电流)与目标电压(目标电流)匹配。以相同方式，半导体器件DEVc经由外部连接器CNo控制电磁阀SB[n]的电流，使得来自校正电路单元CALU[n]的校正数字感测电压(即，电磁阀SB[n]的电流)与目标电压(目标电流)匹配。
图17是示出图16中的DC/DC转换器的配置示例的示图。该DC/DC转换器DCC包括半导体器件DEVa和LC电路单元LCU。LC控制单元LCU包括电感器和平滑电容器C，并且输出功率电位VCC。半导体器件DEVa示意性地包括图1、图4和图5所示的配置，并且在其接收到电池功率电位VBAT时进行操作。然而，与图1的情况不同的是，半导体器件DEVa不仅控制电感器电流IL，而且最终还控制功率电位VCC。
在该示例中，半导体器件DEVa包括内部功率调节器(串行调节器)，用于生成与图1所示的功率电位VCC相对应的内部功率电位VCC2。此外，在半导体器件DEVa的控制电路单元CTLU中，除了来自模数转换器ADCc的数字感测电压DVIS，反馈功率电位VCC。控制单元CTLU包括电压控制环路和设置在电压控制环路中的电流控制环路，通过电压控制环路感测功率电位VCC与预定目标电压之间的误差，并且通过将感测结果和来自校正电路单元CALU的校正数字感测电压输入至电流环路来生成PWM信号。
这里，在图15中，例如关于自动(AT)车辆，期望高度精确地控制离合器CL的油压来用于平滑的变速传动。为了实现该目的，在图16中，要求高度精确地控制电磁阀SB[1]-SB[n]的电流，然后期望电流感测精度的较高精度。当使用根据第三实施例的负载驱动系统时，满足这种要求，由此可以实现车辆的技术进步。
此外，如图17所示，通过使用根据第一实施例的负载驱动系统作为DC/DC转换器，可以使用高度精确的反馈电流来执行反馈控制。因此，例如，可以实现控制带宽的增强。此外，通过使用过电流感测中的反馈电流等，可以提供小心的保护等。应注意，尽管本文描述了针对电磁阀和DC/DC转换器的应用示例，但当然不限于此，而是可以广泛地应用于由电机系统等代表的具有电感器作为负载的各种系统。
《第三实施例的主要效果》
如上所述，通过使用第三实施例的方法，可以实现与第一实施例所述各种效果相同的效果。此外，当增加将被控制的目标时，通过抑制面积开销的增加，可以实现期望的效果。此外，通过使用第三实施例的方法，尤其在电磁阀的电流控制中，可以增强车辆的性能。
前面已经基于实施例具体描述了由本发明的发明人做出的本发明。然而，不需要说，本发明不限于前述实施例，而是可以在本发明的范围内做出各种修改和改变。应注意，本发明不限于实施例，而是可以包括各种修改示例。例如，为了利于本发明的解释详细描述了实施例，由此实施例不总是限于包括所述每个部件的实施例。此外，实施例的部件的一部分可以被另一实施例的其他部件替代。此外，另一实施例的其他部件可以添加至该实施例。此外，实施例的部件的一部分可以增加、省略和/或被其他部件替代。

Claims (13)

1.一种半导体器件，形成在一个半导体芯片中并且包括第一区域、第二区域和校正电路部，
其中驱动晶体管、电流传感器和第一温度传感器被布置在所述第一区域中，
所述驱动晶体管被耦合在功率电位和耦合至电感器的输出端子之间，以形成电感器电流的电流路径，从而在所述晶体管被控制为导通时流过所述电感器，
所述电流传感器感测所述电感器电流，并且
所述第一温度传感器感测所述第一区域的温度并且输出表示所述温度的第一温度信号，
其中电流感测电路、第一模数转换器和第二温度传感器被布置在所述第二区域中，
向所述电流感测电路输入所述电流传感器的感测值，并且从所述电流感测电路输出对应于所述感测值的感测电压，
向所述第一模数转换器输入所述感测电压，并且在根据施加为标度标记的参考值数字地转换所述感测电压之后从所述第一模数转换器输出数字感测电压，并且
所述第二温度传感器感测所述第二区域的温度，并且输出表示所述温度的第二温度信号，以及
其中所述校正电路部基于所述第一温度信号和所述第二温度信号校正所述数字感测电压，
其中所述半导体器件还包括：
选择电路，选择所述第一温度信号或所述第二温度信号；以及
第二模数转换器，将来自所述选择电路的温度信号转换为数字信号。
2.根据权利要求1所述的半导体器件，
其中所述校正电路部包括：
存储电路，初步地保持第一信息和第二信息，所述第一信息表示所述电流传感器的所述感测值的温度依赖性，所述第二信息表示所述第一模数转换器的输入-输出增益的温度依赖性；
第一校正电路，基于所述第一温度信号和所述第一信息校正所述数字感测电压；以及
第二校正电路，基于所述第二温度信号和所述第二信息校正所述数字感测电压。
3.根据权利要求2所述的半导体器件，
其中所述电流传感器由串联耦合至所述电感器的感测电阻元件形成。
4.根据权利要求2所述的半导体器件，
其中所述电流传感器在与所述驱动晶体管相比并且由与所述驱动晶体管共同地被控制为导通和截止的感测晶体管形成时具有预定的大小比率。
5.根据权利要求4所述的半导体器件，
其中在所述第一区域中布置有：
高侧晶体管，是所述驱动晶体管中的一个驱动晶体管，并且耦合在所述输出端子与高电位功率电位之间；
低侧晶体管，是所述驱动晶体管中的另一驱动晶体管，并且耦合在所述输出端子与低电位功率电位之间；
高侧感测晶体管，是所述感测晶体管中的一个感测晶体管，并且设置为对应于所述高侧晶体管；
低侧感测晶体管，是所述感测晶体管中的另一感测晶体管，并且设置为对应于所述低侧晶体管；以及
两个第一温度传感器，并且
其中所述两个第一温度传感器中的一个传感器感测所述高侧感测晶体管的温度，并且所述两个第一温度传感器中的另一传感器感测所述低侧感测晶体管的温度。
6.根据权利要求2所述的半导体器件，
其中所述存储电路还保持第三信息，所述第三信息表示所述电流感测电路的温度依赖性或者所述第一模数转换器的偏移电压，并且
所述校正电路部还包括第三校正电路，所述第三校正电路基于所述第二温度信号和所述第三信息校正所述数字感测电压。
7.根据权利要求2所述的半导体器件，
其中布置所述电流传感器和所述第一温度传感器的所述第一区域的数量为n，n是大于或等于2的整数，
布置在所述第二区域中的所述电流感测电路和所述第一模数转换器的数量为n，并且布置在所述第二区域中的所述第二温度传感器的数量至少为一，并且
所设置的所述校正电路部的数量为n。
8.根据权利要求7所述的半导体器件，
其中所述校正电路部中的第n校正电路部的所述存储电路保持基于所述第一信息和所述第二信息的差值的信息，所述第一信息和所述第二信息被保持在所述校正电路部中的第一校正电路部的所述存储电路中。
9.一种负载驱动系统，包括：
电感器，是耦合至输出端子的负载；以及
半导体器件，由一个半导体芯片形成，并且包括第一区域、第二区域和校正电路部，
其中驱动晶体管、电流传感器和第一温度传感器被布置在所述第一区域中，
所述驱动晶体管被耦合在所述输出端子和功率电位之间，并且形成电感器电流的电流路径，从而在所述驱动晶体管被控制为导通时流入所述电感器，
所述电流传感器感测所述电感器电流，并且
所述第一温度传感器感测所述第一区域的温度并且输出表示所述温度的第一温度信号，
其中电流感测电路、第一模数转换器和第二温度传感器被布置在所述第二区域中，
向所述电流感测电路输入所述电流传感器的感测值，并且从所述电流感测电路输出对应于所述感测值的感测电压，
向所述第一模数转换器输入所述感测值，并且通过根据施加为标度标记的参考值数字地转换所述感测电压从所述第一模数转换器输出数字感测电压，并且
所述第二温度传感器感测所述第二区域的温度，并且输出表示所述温度的第二温度信号，以及
其中所述校正电路部基于所述第一温度信号和所述第二温度信号校正所述数字感测电压，
其中所述校正电路单元包括：
存储电路，初步地保持第一信息和第二信息，所述第一信息表示所述电流传感器的所述感测值的温度依赖性，所述第二信息表示所述第一模数转换器的输入-输出增益的温度依赖性；
第一校正电路，基于所述第一温度信号和所述第一信息校正所述数字感测电压；以及
第二校正电路，基于所述第二温度信号和所述第二信息校正所述数字感测电压，
其中布置所述电流传感器和所述第一温度传感器的所述第一区域的数量为n，n是大于或等于2的整数，
布置在所述第二区域中的所述电流感测电路和所述第一模数转换器的数量为n，并且布置在所述第二区域中的所述第二温度传感器的数量至少为一，并且
所设置的所述校正电路部的数量为n，
其中所述校正电路部中的第n校正电路部的所述存储电路保持基于所述第一信息和所述第二信息的差值的信息，所述第一信息和所述第二信息被保持在所述校正电路部中的第一校正电路部的所述存储电路中。
10.根据权利要求9所述的负载驱动系统，
其中所述电流传感器由串联耦合至所述电感器的传感器电阻元件或者感测晶体管形成，所述感测晶体管在与所述驱动晶体管相比并且与所述驱动晶体管共同地被控制为导通和截止时具有预定的大小比率。
11.根据权利要求9所述的负载驱动系统，
其中所述存储电路还保持第三信息，所述第三信息表示所述电流感测电路的温度依赖性或者所述第一模数转换器的偏移电压，并且
所述校正电路部还包括第三校正电路，所述第三校正电路基于所述第二温度信号和所述第三信息校正所述数字感测电压。
12.根据权利要求9所述的负载驱动系统，
其中所述电感器被包括在电磁阀中。
13.一种使用负载驱动系统的电感器电流的感测电流的方法，所述负载驱动系统包括电感器和半导体器件，所述电感器中的所述电感器电流流动至耦合至输出端子的负载，并且所述半导体器件由一个半导体芯片形成且包括第一区域和第二区域，
其中驱动晶体管、电流传感器和第一温度传感器被布置在所述第一区域中，
所述驱动晶体管被耦合在功率电位和耦合至电感器的输出端子之间，以形成电感器电流的电流路径，从而在所述晶体管被控制为导通时流过所述电感器，
所述电流传感器感测所述电感器电流，并且
所述第一温度传感器感测所述第一区域的温度并且输出表示所述温度的第一温度信号，
其中电流感测电路、第一模数转换器和第二温度传感器被布置在所述第二区域中，
向所述电流感测电路输入所述电流传感器的感测值，并且从所述电流感测电路输出对应于所述感测值的感测电压，
向所述第一模数转换器输入所述感测电压，并且通过根据施加为标度标记的参考值数字地转换所述感测电压从所述第一模数转换器输出数字感测电压，并且
其中所述半导体器件执行：
分别感测所述第一区域和所述第二区域的温度的第一步骤，以及
基于所述第一区域的温度和所述第二区域的温度校正所述数字感测电压的第二步骤，
其中所述半导体器件初步地保持：表示所述电流传感器的所述感测值的温度依赖性的第一信息；以及
表示所述第一模数转换器的输入-输出增益的温度依赖性的第二信息，并且
其中在所述第二步骤中，所述方法执行：
基于所述第一区域的温度和所述第一信息校正所述数字感测值的第三步骤；以及
基于所述第二区域的温度和所述第二信息校正所述数字感测电压的第四步骤，
其中所述半导体器件保持第三信息，所述第三信息表示所述电流感测电路或所述第一模数转换器的偏移电压的温度依赖性，并且
其中所述半导体器件执行基于所述第二步骤中的所述第二区域的温度和所述第三信息校正所述数字感测电压的第五步骤，
其中通过执行利用改变温度观察施加给所述第一模数转换器的所述参考值的第一测试来限定所述第二信息，并且
其中在使能所述第四步骤的同时，通过执行分别利用改变温度和施加给所述输出端子的测试负载电流观察在所述第四步骤中校正的所述数字感测电压的第二测试来限定所述第一信息和所述第三信息。
CN201910067684.XA 2018-01-29 2019-01-24 半导体器件、负载驱动系统和电感器电流的电流感测的方法 Active CN110095647B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2018012966A JP7004585B2 (ja) 2018-01-29 2018-01-29 半導体装置、負荷駆動システムおよびインダクタ電流の電流検出方法
JP2018-012966 2018-01-29

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN110095647A CN110095647A (zh) 2019-08-06
CN110095647B true CN110095647B (zh) 2024-05-24

Family

ID=67392478

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201910067684.XA Active CN110095647B (zh) 2018-01-29 2019-01-24 半导体器件、负载驱动系统和电感器电流的电流感测的方法

Country Status (3)

Country Link
US (1) US10454465B2 (zh)
JP (1) JP7004585B2 (zh)
CN (1) CN110095647B (zh)

Families Citing this family (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10794982B2 (en) * 2018-11-21 2020-10-06 Nxp Usa, Inc. Dynamic calibration of current sense for switching converters
JP6664017B1 (ja) * 2019-02-01 2020-03-13 株式会社ケーヒン 温度検出装置、異常検出装置及び電力変換装置
WO2020186474A1 (en) * 2019-03-20 2020-09-24 Texas Instruments Incorporated Dc-dc converter with improved regulation accuracy
US11469026B1 (en) * 2019-03-28 2022-10-11 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army Fast regenerative current control of inductive loads
US11264954B2 (en) 2019-11-14 2022-03-01 Analog Devices, Inc. Thermal temperature sensors for power amplifiers
KR102324312B1 (ko) * 2019-12-09 2021-11-11 주식회사 현대케피코 인버터 게이트 드라이버의 전압 및 온도 센싱 장치 및 방법
FR3109638B1 (fr) * 2020-04-23 2022-04-01 Nexter Systems Procede de compensation de temperature dans un dispositif de mesure de courant et dispositif de mesure de courant associe
CN115053443A (zh) * 2020-05-29 2022-09-13 华为数字能源技术有限公司 一种无桥功率因数校正pfc电路
TWI746373B (zh) * 2021-02-09 2021-11-11 柳振堯 雙極性高精度電流感測器
JP2022126452A (ja) * 2021-02-18 2022-08-30 マツダ株式会社 電流検出回路及びそれを備えた負荷駆動制御装置
JP7283494B2 (ja) * 2021-03-15 2023-05-30 横河電機株式会社 電流出力モジュール
CN113791660B (zh) * 2021-08-31 2022-08-16 江苏慧易芯科技有限公司 芯片的温度梯度补偿电路及补偿方法
US12040692B2 (en) 2022-06-02 2024-07-16 Murata Manufacturing Co., Ltd. Circuits and methods for generating a continuous current sense signal
EP4297256A1 (en) * 2022-06-20 2023-12-27 Nexperia B.V. Current sensing system and dc-dc converter comprising the same
DE102022210524A1 (de) * 2022-10-05 2024-04-11 Vitesco Technologies Germany Gmbh Messaufbau und Verfahren zum Messen eines Stroms
US20240241189A1 (en) * 2023-01-17 2024-07-18 Quanta Computer Inc. Test load circuit

Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001268978A (ja) * 2000-03-17 2001-09-28 Mitsubishi Electric Corp 電動機制御装置
JP2003009509A (ja) * 2001-06-25 2003-01-10 Mitsubishi Electric Corp インテリジェントパワーモジュール
CN101056089A (zh) * 2006-03-08 2007-10-17 恩益禧电子股份有限公司 能够最佳地校正负载电流的pwm电流控制装置
JP2011097434A (ja) * 2009-10-30 2011-05-12 Hitachi Automotive Systems Ltd 電流制御用半導体素子およびそれを用いた制御装置
CN103155386A (zh) * 2011-07-06 2013-06-12 富士电机株式会社 功率半导体器件的电流校正电路和电流校正方法
CN103580478A (zh) * 2012-07-30 2014-02-12 瑞萨电子株式会社 电压调节器、半导体器件和数据处理系统
CN103688464A (zh) * 2011-07-14 2014-03-26 日立汽车系统株式会社 电流控制用半导体元件和使用它的控制装置
CN106053929A (zh) * 2015-04-14 2016-10-26 瑞萨电子株式会社 半导体器件的电流检测方法和半导体器件
JP2017118807A (ja) * 2015-12-22 2017-06-29 ルネサスエレクトロニクス株式会社 電力変換システム、パワーモジュールおよび半導体装置
JP2017129528A (ja) * 2016-01-22 2017-07-27 ルネサスエレクトロニクス株式会社 電流検出回路及びそれを備えた半導体装置

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH04359399A (ja) * 1991-06-05 1992-12-11 Niigata Eng Co Ltd ３線信号処理装置
JP4359399B2 (ja) 2000-02-08 2009-11-04 株式会社ワイビーエム 養殖水浄化装置
US7262628B2 (en) 2004-07-02 2007-08-28 Primarion, Inc. Digital calibration with lossless current sensing in a multiphase switched power converter
JP2005151631A (ja) * 2003-11-12 2005-06-09 Mitsubishi Electric Corp 半導体装置および過電流の基準レベルのデータ設定方法
US7202711B2 (en) * 2005-09-07 2007-04-10 Delphi Technologies, Inc. Technique for determining a load current
DE102011079552B4 (de) * 2011-07-21 2014-05-08 Siemens Aktiengesellschaft Schaltungsanordnung zum Schalten eines Stromes und Verfahren zum Betreiben eines Halbleiter-Leistungsschalters

Patent Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001268978A (ja) * 2000-03-17 2001-09-28 Mitsubishi Electric Corp 電動機制御装置
JP2003009509A (ja) * 2001-06-25 2003-01-10 Mitsubishi Electric Corp インテリジェントパワーモジュール
CN101056089A (zh) * 2006-03-08 2007-10-17 恩益禧电子股份有限公司 能够最佳地校正负载电流的pwm电流控制装置
JP2011097434A (ja) * 2009-10-30 2011-05-12 Hitachi Automotive Systems Ltd 電流制御用半導体素子およびそれを用いた制御装置
CN103155386A (zh) * 2011-07-06 2013-06-12 富士电机株式会社 功率半导体器件的电流校正电路和电流校正方法
CN103688464A (zh) * 2011-07-14 2014-03-26 日立汽车系统株式会社 电流控制用半导体元件和使用它的控制装置
CN103580478A (zh) * 2012-07-30 2014-02-12 瑞萨电子株式会社 电压调节器、半导体器件和数据处理系统
CN106053929A (zh) * 2015-04-14 2016-10-26 瑞萨电子株式会社 半导体器件的电流检测方法和半导体器件
JP2017118807A (ja) * 2015-12-22 2017-06-29 ルネサスエレクトロニクス株式会社 電力変換システム、パワーモジュールおよび半導体装置
JP2017129528A (ja) * 2016-01-22 2017-07-27 ルネサスエレクトロニクス株式会社 電流検出回路及びそれを備えた半導体装置

Also Published As

Publication number Publication date
US10454465B2 (en) 2019-10-22
JP7004585B2 (ja) 2022-01-21
CN110095647A (zh) 2019-08-06
JP2019132618A (ja) 2019-08-08
US20190238124A1 (en) 2019-08-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN110095647B (zh) 半导体器件、负载驱动系统和电感器电流的电流感测的方法
CN107750420B (zh) 电压生成电路及过电流检测电路
JP5814892B2 (ja) 電流検出回路及びそれを用いた電流制御装置
US11133753B2 (en) Power control circuit
JP5093037B2 (ja) 負荷駆動回路
US20130214804A1 (en) Current sensor
KR102229236B1 (ko) 전압 레귤레이터
WO2006016456A1 (ja) 回路の保護方法、保護回路およびそれを利用した電源装置
CN110082583B (zh) 半导体器件、负载驱动系统和检测电感器电流的方法
CN108696108B (zh) 监测电流的装置和方法及电力转换系统
US10491118B2 (en) High voltage comparator with low-sensitivity to variations of process/temperature and supply
US20060125467A1 (en) Current-measuring circuit arrangement
US20150370279A1 (en) Reference voltage circuit
CN115967383A (zh) 栅极驱动装置
JP5596200B2 (ja) 可変電源の温度補償電源電圧の出力回路及びその方法
WO2016009582A1 (ja) 電圧制御型デバイスの駆動回路
CN112313517B (zh) 电流检测装置
WO2015001737A1 (ja) 温度検出装置
JP5516350B2 (ja) 負荷駆動回路
Greenwell et al. High-temperature SOI-based gate driver IC for WBG power switches
US7679349B2 (en) Switching systems and methods with current sensing
JP5136144B2 (ja) 負荷電流供給回路
CN109586553B (zh) 用于驱动功率开关的电路
JP6137969B2 (ja) 電流検出回路、電流制御装置
US10103622B2 (en) Switching module

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant