JP2011090364A - 定電圧発生回路及びそれを内蔵した半導体集積回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】サンプリング信号に同期して間欠動作を行う定電圧発生回路において、バックアップ用の二次電池や大容量キャパシタ等から供給される電源電圧が低下して回路が不定状態に陥っても、電源電圧が回復すれば確実に動作を再開できるようにする。
【解決手段】この定電圧発生回路は、第1及び第2の電源電位からスイッチ回路を介して電源電圧が供給されて出力信号を出力する差動増幅回路と、差動増幅回路の出力端子と第1の電源電位との間に接続されたコンデンサと、差動増幅回路の出力端子の電位を反転増幅して第1のノードに供給する増幅回路と、差動増幅回路の出力端子と第2の電源電位との間に接続され、スイッチ回路が継続的にオフしているときに、差動増幅回路の出力端子の電位を第2の電源電位に近付けるインピーダンス素子とを具備する。
【選択図】図2
【解決手段】この定電圧発生回路は、第1及び第2の電源電位からスイッチ回路を介して電源電圧が供給されて出力信号を出力する差動増幅回路と、差動増幅回路の出力端子と第1の電源電位との間に接続されたコンデンサと、差動増幅回路の出力端子の電位を反転増幅して第1のノードに供給する増幅回路と、差動増幅回路の出力端子と第2の電源電位との間に接続され、スイッチ回路が継続的にオフしているときに、差動増幅回路の出力端子の電位を第2の電源電位に近付けるインピーダンス素子とを具備する。
【選択図】図2
Description
本発明は、ディジタルカメラや携帯電話等の携帯機器において、計時情報を管理するリアルタイムクロックの発振回路等に定電圧を供給する定電圧発生回路に関し、さらに、そのような定電圧発生回路を内蔵した半導体集積回路に関する。
ディジタルカメラや携帯電話等の携帯機器においては、メインスイッチを切ったときに、計時情報を管理するリアルタイムクロック用ICが、バックアップ用の充電池(二次電池)又は大容量キャパシタから供給される電力によって動作する。二次電池等からの電力供給時間を長く確保するために、近年において、リアルタイムクロック用ICは、200nA以下の低消費電流で動作している。
このような低消費電流動作を実現するために、リアルタイムクロック用IC内部の発振回路や分周回路等を、定電圧発生回路によって生成される定電圧で動作させることが行われている。例えば、二次電池等からICに供給される電源電圧が3V若しくは5Vであっても、IC内部の定電圧発生回路によって、0.9V、1.0V、又は、1.6V等の低い電源電圧を生成し、この電源電圧で発振回路等を動作させることにより、低消費電流動作が実現される。
さらに低消費電流化を図るために、定電圧発生回路をサンプリング駆動(間欠駆動)することも行われている。定電圧発生回路をサンプリング駆動するためには、定電圧発生回路の動作を制御するためのサンプリング信号を生成する間欠動作制御回路を設けることが必要となる。その場合に、第1の定電圧発生回路を用いて、比較的低い第1の電源電圧(例えば、0.9V)を生成して発振回路等に供給し、第2の定電圧発生回路を用いて、比較的高い第2の電源電圧(例えば、1.6V)を生成して間欠動作制御回路等に供給することが行われている。第1及び第2の定電圧発生回路は、間欠動作制御回路によって生成されるサンプリング信号が活性化されているときに動作し、サンプリング信号が非活性化されているときに動作を停止する。
ところで、バックアップ用の二次電池又は大容量キャパシタは、ICへの電力供給と充電とを繰り返している。従って、二次電池等に充電を十分に行うことができない場合には、二次電池等から供給される電源電圧が徐々に低下してしまう。二次電池等から供給される電源電圧が、例えば、0.8V程度以下に低下すると、ICの内部回路が不定状態となる。その後、再び充電が開始されて、二次電池等から供給される電源電圧が、ICが動作可能な電圧、例えば、1.6V程度以上に上昇したときに、サンプリング信号が非活性状態になっていると、第1及び第2の定電圧発生回路は動作を停止したままであり、第1の定電圧発生回路から第1の電源電圧が供給される発振回路等や、第2の定電圧発生回路から第2の電源電圧が供給される間欠動作制御回路等が動作を再開することはできない。
関連する技術として、特許文献1には、内部電源電圧回復時に内部電源電圧に関連する内部電圧を高速で安定化させることのできる内部電圧発生回路を備えた半導体装置が開示されている。この半導体装置は、第1の電源電圧を動作電源電圧として受け、動作モード指示に従って、第1の電源制御信号を生成する制御回路と、この第1の電源制御信号を第2の電源電圧レベルの振幅の第2の電源制御信号に変換して出力するためのレベル変換回路と、このレベル変換回路の出力信号を第2の電源電圧投入時に非活性状態に設定するための初期化回路と、第2の電源制御信号に従って選択的に活性化され、活性化時に第2の電源電圧から第1の電源電圧を生成する電源回路とを含む。
特許文献1の図1に示されているように、上記の初期化回路は、レベル変換回路の出力ノードに接続され、電源投入時にこの出力ノードの電圧をプルアップする容量素子と、この出力ノードの電圧レベルをラッチするラッチ回路とによって構成される。電源投入時に、この初期化回路が、強制的に第2の電源制御信号(パワーカットイネーブル信号)を非活性化して、周辺電源電圧を生成し、制御回路の出力信号に従ってレベル変換回路の内部ノードを初期設定する。このように、特許文献1の半導体装置においては、電源投入時に出力ノードの電圧をプルアップするために容量素子が用いられるが、このような構成によれば、電源電圧がゆっくり変動する場合に対応することはできない。
そこで、上記の点に鑑み、本発明は、サンプリング信号に同期して間欠動作を行う定電圧発生回路において、バックアップ用の二次電池や大容量キャパシタ等から供給される電源電圧が低下して回路が不定状態に陥っても、電源電圧が回復すれば確実に動作を再開できるようにすることを目的とする。さらに、本発明は、そのような定電圧発生回路を内蔵した半導体集積回路を提供することを目的とする。
以上の課題を解決するため、本発明の1つの観点に係る定電圧発生回路は、第1の電源電位及び第2の電源電位に基づいて定電圧を発生し、該定電圧を第1のノードから負荷に出力する定電圧発生回路であって、第1の電源電位及び第2のノードから電源電圧が供給され、第1の入力端子の電位と第2の入力端子の電位との差を増幅して出力端子から出力信号を出力する差動増幅回路と、第2のノードと第2の電源電位との間に接続され、間欠的に活性化されるサンプリング信号に同期してオン/オフするスイッチ回路と、差動増幅回路の第1の入力端子と第2のノードとの間に第1のバイアス電圧を発生する第1のバイアス電圧発生回路と、第1のノードと差動増幅回路の第2の入力端子との間に第2のバイアス電圧を発生する第2のバイアス電圧発生回路と、差動増幅回路の出力端子と第1の電源電位との間に接続されたコンデンサと、差動増幅回路の出力端子の電位を反転増幅して第1のノードに供給する増幅回路と、差動増幅回路の出力端子と第2の電源電位との間に接続され、スイッチ回路が継続的にオフしているときに、差動増幅回路の出力端子の電位を第2の電源電位に近付けるインピーダンス素子とを具備する。
ここで、インピーダンス素子は、差動増幅回路の出力端子に接続されたドレインと、第2の電源電位に接続されたソース及びゲートとを有するトランジスタを含むようにしても良いし、あるいは、差動増幅回路の出力端子と第2の電源電位との間に接続された抵抗を含むようにしても良い。
また、増幅回路が、差動増幅回路の出力端子に接続されたゲートと、第1の電源電位に接続されたソースと、第1のノードに接続されたドレインとを有するトランジスタを含み、スイッチ回路が、サンプリング信号が印加されるゲートと、第2のノードに接続されたドレインと、第2の電源電位に接続されたソースとを有するトランジスタを含むようにしても良い。
さらに、第1のバイアス電圧発生回路が、差動増幅回路の第1の入力端子と第2のノードとの間に接続され、ゲートとドレインとが接続された少なくとも1つのトランジスタを含み、第2のバイアス電圧発生回路が、第1のノードと差動増幅回路の第2の入力端子との間に接続され、ゲートとドレインとが接続された少なくとも1つのトランジスタを含むようにしても良い。
また、本発明の1つの観点に係る半導体集積回路は、上記いずれかの定電圧発生回路と、定電圧発生回路によって発生される定電圧が供給されて動作し、サンプリング信号を生成して定電圧発生回路の間欠動作を制御する間欠動作制御回路とを具備する。
本発明の1つの観点によれば、差動増幅回路の出力端子と第2の電源電位との間に接続され、スイッチ回路が継続的にオフしているときに差動増幅回路の出力端子の電位を第2の電源電位に近付けるインピーダンス素子を設けたことにより、バックアップ用の二次電池や大容量キャパシタ等から供給される電源電圧が低下して回路が不定状態に陥っても、電源電圧が回復すれば、増幅回路が差動増幅回路の出力端子の電位を反転増幅して第1のノードに供給するので、確実に動作を再開することができる。
以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら詳しく説明する。なお、同一の構成要素には同一の参照符号を付して、説明を省略する。
図1は、本発明の一実施形態に係る半導体集積回路の構成を示すブロック図である。本実施形態においては、計時情報を管理するリアルタイムクロック用ICに本発明を適用した場合について説明する。
図1は、本発明の一実施形態に係る半導体集積回路の構成を示すブロック図である。本実施形態においては、計時情報を管理するリアルタイムクロック用ICに本発明を適用した場合について説明する。
図1に示すように、この半導体集積回路は、電源電位VDD(本実施形態においては、3Vとする)及び電源電位VSS(本実施形態においては、接地電位とする)が供給され、サンプリング信号に従って間欠動作を行うことにより定電圧を発生する定電圧発生回路1及び2を含んでいる。例えば、定電圧発生回路1は、0.9Vの定電圧を発生し、定電圧発生回路2は、1.6Vの定電圧を発生する。
さらに、半導体集積回路は、定電圧発生回路1によって発生される0.9Vの定電圧が供給される発振回路3及び分周回路4と、定電圧発生回路2によって発生される1.6Vの定電圧が供給されるレベルシフタ(L/S)5、間欠動作制御回路6、及び、制御回路7とを含んでいる。
発振回路3は、発振動作を行うことにより、所定の周波数を有するマスタークロック信号を生成する。分周回路4は、発振回路3によって生成されるマスタークロック信号を分周することにより、分周クロック信号を生成する。
レベルシフタ(L/S)5は、0.9Vの定電圧が供給されて動作する分周回路4から出力される分周クロック信号のレベルを、1.6Vの定電圧が供給されて動作する回路に適合するようにシフトする。間欠動作制御回路6は、分周クロック信号に基づいてサンプリング信号SPを生成することにより、定電圧発生回路1の間欠動作を制御する。制御回路7は、分周クロック信号に基づいて計時情報を管理する。
図2は、図1に示す半導体集積回路において用いられる、本発明の第1の実施形態に係る定電圧発生回路の構成を示す回路図である。この定電圧発生回路は、電源電位VDD及び電源電位VSSに基づいて、定電圧である出力電圧VREGを発生し、出力電圧VREGを出力ノードN1から負荷に出力する。
この定電圧発生回路において、電源電位VDDとノードN2との間に、PチャネルMOSトランジスタQP1及びQP2と、NチャネルMOSトランジスタQN1及びQN2と、定電流源A1とによって、差動増幅回路が構成されている。定電流源A1の一端は、差動ペアを構成するトランジスタQN1及びQN2のソースに接続され、定電流源A1の他端は、ノードN2に接続されている。
トランジスタQN1のゲートは、差動増幅回路の第1の入力端子(ノードN3)に接続されており、トランジスタQN1のドレイン及びトランジスタQP1のドレインは、差動増幅回路の出力端子(ノードN5)に接続されている。また、トランジスタQN2のゲートは、差動増幅回路の第2の入力端子(ノードN4)に接続されており、トランジスタQN2のドレインは、トランジスタQP2のドレイン及びゲートと、トランジスタQP1のゲートとに接続されている。トランジスタQP1及びQP2のソースは、電源電位VDDに接続されている。
ノードN2と電源電位VSSとの間には、スイッチ回路としてNチャネルMOSトランジスタQN3が接続されている。トランジスタQN3のゲートには、サンプリング信号SPが印加される。トランジスタQN3は、印加されるサンプリング信号に同期してオン/オフする。サンプリング期間において、サンプリング信号SPがハイレベルに活性化されるので、トランジスタQN3がオン状態となる。一方、非サンプリング期間においては、サンプリング信号SPがローレベルに非活性化されるので、トランジスタQN3がオフ状態となる。
サンプリング期間において、トランジスタQN3がオン状態となったときに、差動増幅回路は、電源電圧(VDD−VSS)が供給され、第1の入力端子(ノードN3)の電位と第2の入力端子(ノードN4)の電位との差を増幅して、出力端子(ノードN5)から出力信号を出力する。
電源電位VDDと差動増幅回路の第1の入力端子(ノードN3)との間には、定電流源A2が接続されており、差動増幅回路の第1の入力端子(ノードN3)とノードN2との間には、ゲートとドレインとが接続された少なくとも1つのトランジスタ(図1においては、NチャネルMOSトランジスタQN4を示す)が接続されている。これらは、差動増幅回路の第1の入力端子(ノードN3)とノードN2との間に第1のバイアス電圧を発生する第1のバイアス電圧発生回路を構成する。
また、定電圧発生回路の出力ノードN1と差動増幅回路の第2の入力端子(ノードN4)との間には、ゲートとドレインとが接続された少なくとも1つのトランジスタ(図1においては、PチャネルMOSトランジスタQP3を示す)が接続されており、差動増幅回路の第2の入力端子(ノードN4)とノードN2との間には、定電流源A3が接続されている。これらは、定電圧発生回路の出力ノードN1と差動増幅回路の第2の入力端子(ノードN4)との間に第2のバイアス電圧を発生する第2のバイアス電圧発生回路を構成する。
さらに、電源電位VDDと定電圧発生回路の出力ノードN1との間には、出力段の増幅回路を構成するPチャネルMOSトランジスタQP4が接続されている。トランジスタQP4のゲートは、差動増幅回路の出力端子(ノードN5)に接続されており、トランジスタQP4のソースは、電源電位VDDに接続されており、トランジスタQP4のドレインは、定電圧発生回路の出力ノードN1に接続されている。
差動増幅回路の出力端子(ノードN5)と電源電位VDDとの間には、非サンプリング期間においてトランジスタQP4のゲートバイアス電位を保持するためのコンデンサC1が接続されている。また、定電圧発生回路の出力ノードN1と差動増幅回路の出力端子(ノードN5)との間には、トランジスタQP4の発振を防止するための位相補償用のコンデンサC2が接続されている。
トランジスタQP4は、差動増幅回路の出力端子(ノードN5)の電位を増幅して定電圧発生回路の出力ノードN1に供給する。ここで、トランジスタQN5の増幅動作は、ゲートに入力される信号とドレインから出力される信号とが逆相関係となる反転増幅動作であるので、位相補償用のコンデンサC2をゲート・ドレイン間に接続することにより、トランジスタQN5の高域発振を防止することができる。
図3は、図1に示す間欠動作制御回路によって生成されるサンプリング信号の波形を示す波形図である。サンプリング期間T1においては、サンプリング信号SPがハイレベルに活性化され、非サンプリング期間T2においては、サンプリング信号SPがローレベルに非活性化される。この例において、定電圧発生回路の間欠動作の周期は1ms程度であり、サンプリング信号SPがハイレベルである期間の割合(デューティ)T1/(T1+T2)は、1/8〜1/16程度が適当である。これにより、間欠動作における定電圧発生回路の動作電流は、連続動作における定電圧発生回路の動作電流の1/8〜1/16程度となり、さらなる低消費電流化を実現することができる。
再び図2を参照すると、サンプリング期間においては、差動増幅回路が動作して、出力段の増幅回路を構成するトランジスタQP4のゲートバイアス電位を制御する。トランジスタQN4のしきい値電圧をVTN4とし、トランジスタQP3のしきい値電圧をVTP3とすると、定電圧発生回路の出力ノードN1には、電圧(VTN4+VTP3)に依存した定電圧である出力電圧VREGが得られる。この出力電圧VREGは、電源電位VDD及びVSSには依存しない。第1及び第2のバイアス電圧発生回路に含まれているトランジスタの数又はしきい値電圧を変更することにより、図1に示す定電圧発生回路1が0.9Vの定電圧を発生し、図1に示す定電圧発生回路2が1.6Vの定電圧を発生するように設定することができる。
一方、非サンプリング期間においては、差動増幅回路は動作を停止するが、コンデンサC1がトランジスタQP4のゲートバイアス電位を保持するので、定電圧発生回路の出力ノードN1において出力電圧VREGが維持される。しかしながら、メインスイッチを切ったときに、バックアップ用の二次電池又は大容量キャパシタに充電を十分に行うことができない場合には、二次電池等から供給される電源電圧(VDD−VSS)が徐々に低下してしまう。
図4は、二次電池等から供給される電源電圧の変動を示す波形図である。図4に示すように、電源電位VDDが、例えば、0.8V程度以下に低下すると、ICの内部回路が不定状態となる。その後、再び充電が開始されて、二次電池等から供給される電源電圧が、ICが動作可能な電圧、例えば、1.6V程度以上に上昇したときに、サンプリング信号が非活性状態になっていると、図1に示す定電圧発生回路1及び2は動作を停止したままであり、定電圧発生回路1から0.9Vの電源電圧が供給される発振回路3等や、定電圧発生回路2から1.6Vの電源電圧が供給される間欠動作制御回路6等が動作を再開することはできない。
そこで、本実施形態においては、図2に示す差動増幅回路の出力端子(ノードN5)と電源電位VSSとの間に、NチャネルMOSトランジスタQN5が接続されている。トランジスタQN5のドレインは、差動増幅回路の出力端子(ノードN5)に接続されており、トランジスタQN5のソース及びゲートは、電源電位VSSに接続されている。従って、トランジスタQN5は常にオフ状態であるが、トランジスタQN5のドレイン・ソース間には、例えば、10−12Aオーダーの微小なチャネルリーク電流が流れる。従って、トランジスタQN5は、スイッチ回路を構成するトランジスタQN3が継続的にオフして差動増幅回路が継続的に停止しているときに、差動増幅回路の出力端子(ノードN5)の電位を電源電位VSSに近付ける。
これにより、二次電池等から供給される電源電圧が回復したときにサンプリング信号が非活性状態になっていたとしても、コンデンサC1に保持されているゲートバイアス電位を電源電位VSSに近付けることができるので、出力段の増幅回路を構成するトランジスタQP4が所定の時間後に動作を再開して、定電圧発生回路の出力ノードN1における出力電圧VREGをハイレベルに変化させる。その結果、図1に示す間欠動作制御回路6も動作を再開して、周期的に活性化されるサンプリング信号SPを再び出力するようになる。なお、トランジスタQN5のチャネルリーク電流は微小であるので、間欠動作制御回路6が動作している際には定電圧生成回路の動作にほとんど影響を与えず、消費電流もほとんど増加することがない。
ただし、トランジスタQN5のチャネルリーク電流は、トランジスタQP1のチャネルリーク電流よりも大きいことが必要である。そのために、トランジスタQN5のチャネル幅W1とチャネル長L1との比の値W1/L1を、トランジスタQP1のチャネル幅W2とチャネル長L2との比の値W2/L2よりも十分大きくすることが望ましい。例えば、比の値W1/L1を比の値W2/L2の10倍とすれば、差動増幅回路が継続的に停止しているときに、コンデンサC1に保持されているゲートバイアス電位を電源電位VSSに確実に近付けることができる。
あるいは、図2において、トランジスタQN5の替わりに、Pチャネルトランジスタを用いることも可能である。その場合には、Pチャネルトランジスタのソース及びゲートが、差動増幅回路の出力端子(ノードN5)に接続され、Pチャネルトランジスタのドレインが、電源電位VSSに接続される。
次に、本発明の第2の実施形態について説明する。
図5は、図1に示す半導体集積回路において用いられる、本発明の第2の実施形態に係る定電圧発生回路の構成を示す回路図である。第2の実施形態においては、図2に示す第1の実施形態におけるトランジスタQN5の替わりに、抵抗R1が用いられる。その他の点に関しては、第1の実施形態と同様である。
図5は、図1に示す半導体集積回路において用いられる、本発明の第2の実施形態に係る定電圧発生回路の構成を示す回路図である。第2の実施形態においては、図2に示す第1の実施形態におけるトランジスタQN5の替わりに、抵抗R1が用いられる。その他の点に関しては、第1の実施形態と同様である。
抵抗R1は、半導体基板上に絶縁膜を介して形成されたポリシリコンのパターンによって構成されるが、ポリシリコンに不純物をドープしないことにより、非常に高い抵抗値を有している。抵抗R1は、スイッチ回路を構成するトランジスタQN3が継続的にオフして差動増幅回路が継続的に停止しているときに、差動増幅回路の出力端子(ノードN5)の電位を電源電位VSSに近付ける。
これにより、二次電池等から供給される電源電圧が回復したときにサンプリング信号が非活性状態になっていたとしても、コンデンサC1に保持されているゲートバイアス電位を電源電位VSSに近付けることができるので、出力段の増幅回路を構成するトランジスタQP4が所定の時間後に動作を再開して、定電圧発生回路の出力ノードN1における出力電圧VREGをハイレベルに変化させる。その結果、図1に示す間欠動作制御回路6も動作を再開して、周期的に活性化されるサンプリング信号SPを再び出力するようになる。
ここで、定電圧発生回路の定常動作電流を50nA〜100nAとすると、定常動作電流にほとんど影響を与えないためには、抵抗R1の抵抗値を10GΩ以上として、抵抗R1に流れる電流を0.1nA程度以下にすることが望ましい。上記の製法によれば、30GΩ程度の高い抵抗値を有する抵抗を製造することが可能である。そのような高抵抗は、定電圧生成回路の動作にほとんど影響を与えず、消費電流もほとんど増加させることがない。
1、2 定電圧発生回路、 3 発振回路、 4 分周回路、 5 レベルシフタ、 6 間欠動作制御回路、 7 制御回路、 QP1〜QP4 PチャネルMOSトランジスタ、 QN1〜QN5 NチャネルMOSトランジスタ、 A1〜A3 定電流源、 R1 抵抗
Claims (7)
- 第1の電源電位及び第2の電源電位に基づいて定電圧を発生し、該定電圧を第1のノードから負荷に出力する定電圧発生回路であって、
前記第1の電源電位及び第2のノードから電源電圧が供給され、第1の入力端子の電位と第2の入力端子の電位との差を増幅して出力端子から出力信号を出力する差動増幅回路と、
前記第2のノードと前記第2の電源電位との間に接続され、間欠的に活性化されるサンプリング信号に同期してオン/オフするスイッチ回路と、
前記差動増幅回路の第1の入力端子と前記第2のノードとの間に第1のバイアス電圧を発生する第1のバイアス電圧発生回路と、
前記第1のノードと前記差動増幅回路の第2の入力端子との間に第2のバイアス電圧を発生する第2のバイアス電圧発生回路と、
前記差動増幅回路の出力端子と前記第1の電源電位との間に接続されたコンデンサと、
前記差動増幅回路の出力端子の電位を反転増幅して前記第1のノードに供給する増幅回路と、
前記差動増幅回路の出力端子と前記第2の電源電位との間に接続され、前記スイッチ回路が継続的にオフしているときに、前記差動増幅回路の出力端子の電位を前記第2の電源電位に近付けるインピーダンス素子と、
を具備する定電圧発生回路。 - 前記インピーダンス素子が、前記差動増幅回路の出力端子に接続されたドレインと、前記第2の電源電位に接続されたソース及びゲートとを有するトランジスタを含む、請求項1記載の定電圧発生回路。
- 前記インピーダンス素子が、前記差動増幅回路の出力端子と前記第2の電源電位との間に接続された抵抗を含む、請求項1記載の定電圧発生回路。
- 前記増幅回路が、前記差動増幅回路の出力端子に接続されたゲートと、前記第1の電源電位に接続されたソースと、前記第1のノードに接続されたドレインとを有するトランジスタを含む、請求項1〜3のいずれか1項記載の定電圧発生回路。
- 前記スイッチ回路が、前記サンプリング信号が印加されるゲートと、前記第2のノードに接続されたドレインと、前記第2の電源電位に接続されたソースとを有するトランジスタを含む、請求項1〜4のいずれか1項記載の定電圧発生回路。
- 前記第1のバイアス電圧発生回路が、前記差動増幅回路の第1の入力端子と前記第2のノードとの間に接続され、ゲートとドレインとが接続された少なくとも1つのトランジスタを含み、前記第2のバイアス電圧発生回路が、前記第1のノードと前記差動増幅回路の第2の入力端子との間に接続され、ゲートとドレインとが接続された少なくとも1つのトランジスタを含む、請求項1〜5のいずれか1項記載の定電圧発生回路。
- 請求項1〜6のいずれか1項記載の定電圧発生回路と、
前記定電圧発生回路によって発生される定電圧が供給されて動作し、前記サンプリング信号を生成して前記定電圧発生回路の間欠動作を制御する間欠動作制御回路と、
を具備する半導体集積回路。
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JP2014153772A (ja) * | 2013-02-05 | 2014-08-25 | Seiko Instruments Inc | 定電圧回路及びアナログ電子時計 |
JP2014225420A (ja) * | 2013-05-17 | 2014-12-04 | 音羽電機工業株式会社 | サージ記録計 |
JP2016023960A (ja) * | 2014-07-16 | 2016-02-08 | セイコーインスツル株式会社 | アナログ電子時計 |
CN110703841A (zh) * | 2019-10-29 | 2020-01-17 | 湖南国科微电子股份有限公司 | 带隙基准源的启动电路、带隙基准源以及启动方法 |
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2009
- 2009-10-20 JP JP2009241128A patent/JP2011090364A/ja not_active Withdrawn
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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