JP2011087064A - 検知装置及びそれを内蔵した電子機器 - Google Patents

Abstract

【課題】低コストで提供でき、かつ、消費電力削減効果の高い検知装置を実現する。
【解決手段】制御回路１２は、センサ部１１の動作モードおよび停止モードの切替を制御するものであり、発振回路１３から出力されるクロック信号ＣＬＫによって動作する。発振回路１３は、制御回路１２からの制御に基づき、発振周波数の異なる少なくとも２種類のクロック信号を選択的に切り替えて出力可能である。センサ部１１の停止モード時においては、発振回路１３から出力されるクロック信号ＣＬＫの発振周波数は、動作モード時におけるクロック信号ＣＬＫの発振周波数よりも小さい発振周波数となるように制御される。
【選択図】図１

Description

本発明は、照度センサーや近接センサーなどのセンサー回路を有する検知装置、およびその検知装置を備えた電子機器（携帯電話、携帯音楽プレーヤーなど）に関する。

現在では、地球温暖化などの環境破壊が社会的問題となっている。このため、低炭素社会の実現にむけて、様々な電子機器や家電などにおいて低消費電力で動作することが求められている。

携帯電話などのモバイル端末では、内蔵した照度センサーにて周囲の明るさを測定し、液晶バックライトを調整することにより消費電力を削減して電池を長持ちさせることが行われている。また、液晶ＴＶでも、照度センサーを内蔵することにより、周囲の明るさに応じて、液晶バックライトを調整して消費電力の削減を行っている。

また、携帯電話やデジタルカメラなどのモバイル機器では、近接センサーを利用して低消費電力化を実現したものもある。すなわち、電話がかかってきたときに、顔が液晶パネルに近づいたことを近接センサーにて感知し、液晶パネル表示をＯＦＦさせるようにして、低消費電力化を実現している。

上記のようなセンサー機器、回路以外のセンサー機器についても、低消費電力で動作することが求められている。そこで、特に電池駆動の場合には、検知動作を間欠的に行って、消費電力を削減する方法が一般的に行われている。つまり、多くの消費電力が必要な動作時（センサー部が対象物を検知するとき）と、検知をやめてスタンバイ状態（検知を行わない）にする期間とを繰り返して使用する。スタンバイ状態は極力消費電力を小さくするようにセンサー機器を構成することにより、トータルでの消費電力を削減することが可能となる。

図７に、従来例としての特許文献１記載の構成を示す。特許文献１は、検知時間性能を満足し、かつ非検知動作時の消費電流を抑えた警報器を提案している。特許文献１の警報器は、高速の第１のＭＰＵ（マイクロプロセッサ）１０１と低速の第２のＭＰＵ１０２とを備えたことを特徴とするものである。

第１のＭＰＵ１０１は、高速で動作可能であると共に、アクティブモードとストップモードとを有している。第１のＭＰＵ１０１をアクティブモードとすることで、検知動作を高速に行うことができる。第２のＭＰＵ１０２は、第１のＭＰＵ１０１のモード設定を行うものであり、第１のＭＰＵ１０１に比べ低速で動作する。第２のＭＰＵ１０２は、非検知動作時には、消費電流を削減するために第１のＭＰＵ１０１を停止させ、第１のＭＰＵ１０１が動作する必要がある場合にはアクティブモードに設定する。すなわち、非検知動作時には、高速の第１のＭＰＵ１０１を停止させることで消費電力を抑制すると共に、検知時間性能を満足させるために低速の第２のＭＰＵ１０２によって必要最小限の処理を行うことができる。

さらに、図８に従来例としての特許文献２記載の構成を示す。特許文献２のセンサー回路では、制御回路１１１が内蔵されており、制御回路１１１は外部からのスタート入力信号を受け、そのスタート入力信号に基づいて一定期間のみセンサー部１１２を動作させる構成になっている。すなわち、制御回路１１１は、スタート入力信号からスタートパルス信号を生成し、そのパルス周期ごとに所定の期間だけセンサー部１１２を間欠動作させて、消費電力を削減することを可能としていた。

特開平７−１７５９８２号公報（１９９５年７月１４日公開） 特開２００８−３２４２４公報（２００８年２月１４日公開）

しかしながら、上述のような従来技術には、以下の問題がある。

まず、特許文献１では、高速で操作するＭＰＵを低速で動作するＭＰＵが制御して間欠動作させており、二つのＭＰＵを備えるためＭＰＵが余分に必要であり高コストとなる。また、低速のＭＰＵを動作させるための発振器も必要となることから、高コストであり、構成も複雑になってしまう。

特許文献２では、外部からのスタート入力信号を受けて、一定時間の間センサー回路を動作させて消費電流を低減していた。この場合は、外部からの信号（マイコンからの信号）が必要となる。すなわち、外部からの信号を生成する手間が必要になり、センサー回路のみで消費電流の低減を行えなかった。また、センサ部を停止させるスタンバイ中も外部からの信号を生成するマイコンなどは動作させておかねばならず、トータルの消費電力を考えると、さらなる電力削減余地があると考えられる。

本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、低コストで提供でき、かつ、消費電力削減効果の高い検知装置を実現することにある。

上記の課題を解決するために、本発明の検知装置は、動作モードと停止モードとを有しているセンサ部と、発振周波数の異なる少なくとも２種類のクロック信号を選択的に切り替えて出力可能な発振回路と、上記発振回路から出力されるクロック信号によって動作すると共に、上記センサ部の動作モードおよび停止モードの切替を制御する機能と上記発振回路から出力されるクロック信号の発振周波数の切替を制御する機能とを有する制御回路と、を備えており、上記センサ部の停止モード時において上記発振回路から出力されるクロック信号の発振周波数は、上記センサ部の動作モード時において上記発振回路から出力されるクロック信号の発振周波数よりも小さい発振周波数となることを特徴としている。

上記の構成によれば、スタンバイ中（センサ部の停止モード中）に制御回路から発振器の周波数を下げる信号を生成し、内部発振器の周波数を通常動作時より下げることにより、消費電力が低減される。そのことは、電池駆動される電子機器の駆動時間を長くする効果がある。

また、上記検知装置では、上記発振回路は、上記発振回路からの制御に応じて出力電流量を変更可能な定電流回路と、上記定電流回路から出力される定電流からクロック信号を生成するものであり、上記定電流の電流量に応じて、上記クロック信号の発振周波数を調整可能なクロック生成回路とを有している構成とすることができる。

また、上記クロック生成回路は、２つのコンデンサを備えていると共に、上記定電流回路からの定電流を一方のコンデンサに充電させ、他方のコンデンサは放電させ、充電を受けているコンデンサの電位が所定電位に達したことを検出して、その検出に応じて出力信号のＨｉｇｈ／Ｌｏｗと、上記２つのコンデンサにおける充／放電とを切り替えることによってクロック信号を生成する構成とすることができる。

上記の構成によれば、簡素な構成で周波数を変更可能な発振回路が構成でき、周波数も容易に切り替え可能となる。

また、上記検知装置では、上記定電流回路は、定電圧回路から出力される定電流を参照電圧として定電流を生成するものであり、上記定電圧回路はバンドギャップ電圧源である構成とすることができる。

上記の構成によれば、電源電圧や、周囲温度による発振周波数の変化を最小限に抑えることが可能であり、発振周波数の誤差の少ない発振回路が構成できる。

また、上記検知装置では、上記制御回路は、上記センサ部の停止モード時において、スタンバイ時間を計るタイマー回路と間欠動作を制御する間欠動作制御回路以外の回路については動作を停止する構成とすることができる。

上記の構成によれば、スタンバイ時、スタンバイ時間を計るタイマー回路とスタンバイを制御する回路以外の制御回路はクロックを停止することにより、さらなる消費電力の削減効果がある。

また、上記検知装置では、上記制御回路の設定条件を格納する共に、その設定条件を外部から設定可能なレジスタを備えており、上記設定条件の一つとして、上記センサ部における動作モードと停止モードとの時間間隔を変更可能である構成とすることができる。

上記の構成によれば、制御回路が生成する間欠動作信号の間隔を、外部から設定可能とすることにより、消費電力の削減幅を調整できるようになる。

また、上記検知装置では、上記制御回路の設定条件を格納する共に、その設定条件を外部から設定可能なレジスタを備えており、上記設定条件の一つとして、上記センサ部の停止モード時における、上記発振回路から出力されるクロック信号の発振周波数を変更可能である構成とすることができる。

上記の構成によれば、スタンバイ時の発振回路の発振周波数を、外部から設定可能とすることにより、消費電力の削減幅を調整できるようになる。

また、上記検知装置では、書き込み可能な不揮発性のトリミングフューズを用いて、上記制御回路の設定条件を変更できる構成とすることができる。

上記の構成によれば、検知装置にトリミングフューズを内蔵し、それを用いて制御回路への設定信号を生成し、制御回路に設定信号を常時与えることにより、通常動作時に外部から設定信号を与える必要が無くなる。また、搭載される製品ごとに、カスタマイズした検知装置を提供することが可能となる。

また、上記検知装置では、全ての回路がモノリシックに集積化されている構成とすることができる。

上記の構成によれば、回路を同一基板上に形成することにより、占有面積削減によるコストダウン効果がある。

本発明の検知装置は、動作モードと停止モードとを有しているセンサ部と、発振周波数の異なる少なくとも２種類のクロック信号を選択的に切り替えて出力可能な発振回路と、上記発振回路から出力されるクロック信号によって動作すると共に、上記センサ部の動作モードおよび停止モードの切替を制御する機能と上記発振回路から出力されるクロック信号の発振周波数の切替を制御する機能とを有する制御回路と、を備えており、上記センサ部の停止モード時において上記発振回路から出力されるクロック信号の発振周波数は、上記センサ部の動作モード時において上記発振回路から出力されるクロック信号の発振周波数よりも小さい発振周波数となる構成である。

それゆえ、スタンバイ中（センサ部の停止モード中）に制御回路から発振器の周波数を下げる信号を生成し、内部発振器の周波数を通常動作時より下げることにより、消費電力が低減されるといった効果を奏する。

さらに、スタンバイ時では制御回路の動作周波数が動作時よりも下げられることによって低消費電力が実現されるが、これを実現するための制御回路は一つでよく、構成的にも簡素であり、コスト面でも有利となる。

また、センサー動作時における外部からの信号（マイコンからの信号）が不要であり、センサー回路のみで消費電流の低減が可能である。

本発明の一実施形態を示すものであり、検知装置の要部構成を示すブロック図である。 上記検知装置の発振回路の構成例を示す回路図である。 上記発振回路の出力波形を示す波形図である。 上記発振回路で使用可能なバンドギャップ電圧源の構成例を示す回路図である。 上記検知装置の制御回路の構成例を示すブロック図である。 上記検知装置で使用可能なトリミングフューズの構成例を示す回路図である。 従来の検知装置の構成例を示すブロック図である。 従来の検知装置の構成例を示すブロック図である。

以下、本発明の実施の形態について、詳細に説明する。先ず、本実施の形態に係る検査装置の概略構成を図１に示す。

図１に示す検知装置１０は、センサー部１１、制御回路１２、発振回路１３、およびレジスタ１４を備えて構成されている。センサー部１１として使用されるセンサーの種類は特に限定されるものではない。すなわち、センサーとしては照度センサーや近接センサー等、様々な種類のセンサーが公知であるが、センサー部１１としては、そのような公知のいかなるセンサーをも用いることができる。但し、センサー部１１は、動作モードと停止モードとを有しており、制御回路１２からの制御によって、これらのモードを切り替え可能である。

制御回路１２は、センサー部１１を間欠動作するように制御するものであり、動作時はセンサー部１１を動かし、スタンバイ時にはセンサー部１１を停止させる信号ｂを生成する。また、制御回路１２は、発振回路１３から供給されるクロック（ＣＬＫ）信号によって動作すると共に、レジスタ１４に格納された設定条件に応じて動作する。レジスタ１４に格納される設定条件は、外部からのアクセスにて変更可能である。

さらに、制御回路１２は発振回路１３に信号ａを出力し、この信号ａによって発信回路１３の発振周波数を切り替えることができる。これにより、センサー部１１を停止させるスタンバイ時には、発振回路１３の発振周波数をセンサー部１１の動作時の発振周波数より低い周波数とすることができる。一般的に、制御回路はデジタル回路で構成されており、クロックで動作するデジタル回路の消費電力Ｐは、次式で表せる。

Ｐ＝ＮａＣＶ＾２ｆ＋ＮｔＩｌＶ
但し、
Ｐ：消費電力
Ｎａ：動作ノード数
Ｎｔ：全ノード数
Ｃ：ノード容量
Ｖ：電源電圧
ｆ：周波数
Ｉｌ：ノード当たりのリーク電流
よって、図１の検知装置１０では、スタンバイ時に制御回路１２の動作周波数ｆが下がることで、その消費電力が削減される。

次に、発振回路１３の一構成例を図２（ａ），（ｂ）に示す。図２（ａ）は発振回路１３の全体を示すものであり、発振回路１３は、大略的に、定電圧回路２０、アンプＡＭＰ１、定電流回路２１、ＣＭＯＳインバータ２２、容量Ｃ１およびＣ２、比較器２３および２４、ＳＲラッチ２５、イネーブルスイッチ２６および２７を備えて構成されている。定電圧回路２０は、参照電圧Ｖｒｅｆを与える電流源であり、この参照電圧ＶｒｅｆはアンプＡＭＰ１によってバッファされる。発振回路１３では、定電流回路２１の電流量を変化させることにより、発振周波数を変更することができる。

定電流回路２１は、能力の等しいＰＭＯＳトランジスタＰ１〜Ｐ５を備えて構成されている。図２（ａ）においては、図を簡略化するために、ＰＭＯＳトランジスタＰ１〜Ｐ５が一つずつ記載されているが、ＰＭＯＳトランジスタＰ２およびＰＭＯＳトランジスタＰ３は、複数のトランジスタを並列に配置する構成とすることができる（図２（ｂ）参照）。以下の説明では、並列に配置されるＰＭＯＳトランジスタＰ２の数をｍ、直列に配置されるＰＭＯＳトランジスタＰ３の数をｎとする。

定電流回路２１の後段の構成は、定電流回路２１から出力される定電流Ｉからクロック信号を生成するクロック生成回路となっている。クロック信号の生成手順について説明すると以下の通りである。

まず、ＳＲラッチ２５の真理値表は下記の表１に示す通りである。また、図３に、図２の発振回路の波形を示す。

クロック信号の生成は、イネーブル信号ＥＮが立ち上がることによって開始される。最初、ＳＲラッチ２５は保持状態（すなわち、ｓ＝１，ｒ＝１）にある。

イネーブル信号ＥＮが立ち上がると、イネーブルスイッチ２６および２７からの出力によってＣＭＯＳインバータ２２が制御され、容量Ｃ１が定電流Ｉによって充電される。容量Ｃ１が充電されると、ｓｉｇ＿ｃｈａｒｇｅ１の電位が持ち上がる。ｓｉｇ＿ｃｈａｒｇｅ１の電位がＶｒｅｆ電位に到達すると、比較器２３によってｓｅｔ信号が生成される（ｓｅｔ信号において“０”のパルスが形成される）。そして、ＳＲラッチ２５へのｓｅｔ入力により、信号ＱおよびＱＢが反転する。これにより、発振回路１３の出力ＯＳＣはＨｉｇｈとなる。

また、信号ＱおよびＱＢが反転することにより、イネーブルスイッチ２６および２７からの出力は、容量Ｃ１を放電させ容量Ｃ２を充電させる状態となるように、ＣＭＯＳインバータ２２を制御する。すなわち、容量Ｃ１が放電されてｓｉｇ＿ｃｈａｒｇｅ１の電位がＧＮＤになると共に、容量Ｃ２が定電流Ｉにより充電されて、ｓｉｇ＿ｃｈａｒｇｅ２の電位が持ち上がり、Ｖｒｅｆ電位となる。ｓｉｇ＿ｃｈａｒｇｅ２の電位がＶｒｅｆ電位に到達すると、比較器２４によってｒｅｓｅｔ信号が生成される（ｒｅｓｅｔ信号において“０”のパルスが形成される）。そして、ＳＲラッチ２５へのｒｅｓｅｔ入力により、信号ＱおよびＱＢが再び反転する。これにより、発振回路１３の出力ＯＳＣはＬｏｗとなる。

イネーブル信号ＥＮがＨｉｇｈの期間は、上記動作による容量Ｃ１，Ｃ２の充放電が交互に切り替わり、これに伴ってＳＲラッチ２５の出力Ｑが反転するため、発振回路１３の出力ＯＳＣにおいてクロックが生成される。

上記の動作説明から明らかなように、出力ＯＳＣのクロックにおける半周期は、容量Ｃ１またはＣ２の充電に要する時間と等しい。すなわち、容量Ｃ１およびＣ２の容量値をＣ、容量Ｃ１またはＣ２の充電に要する時間をｔとすれば、
Ｉ×ｔ＝Ｃ×Ｖｒｅｆ
であり、これより、
ｔ＝Ｃ×Ｖｒｅｆ／Ｉ
となる。すなわち、定電流回路２１から出力される定電流Ｉが大きくなれば、容量Ｃ１およびＣ２の充電期間が短くなることで周期が短くなり、発振周波数は大きくなる。逆に、定電流Ｉが小さくなれば、充電期間が長くなることで周期が長くなり、発振周波数は小さくなる。

図２に示す定電流回路２１では、センサー部１１の動作モード時に制御回路１２から与えられる信号ａをＬｏｗとする。この時、定電流回路２１から出力される定電流Ｉは、
Ｉ＝Ｋ×Ｉｒｅｆ（但し、Ｋ＝ｍ＋ｎ）
となる。よって、この時、発振回路１３の発振クロックＯＳＣの周期ｔ＿ｃｌｋと、周波数ｆ＿ｃｌｋは、
ｔ＿ｃｌｋ＝２×Ｃ×Ｖｒｅｆ／Ｉ
＝２×（Ｃ×Ｖｒｅｆ）／（Ｋ×（Ｖｒｅｆ／Ｒ））
＝２ＣＲ／Ｋ
ｆ＿ｃｌｋ＝Ｋ／（２ＣＲ）
となる。

一方、スタンバイ時には、制御回路１２からの信号ａがＨｉｇｈになり、この時、定電流回路２１から出力される定電流Ｉは、
Ｉ＝ｍ×Ｉｒｅｆ
となる。よって、この時の発振周波数は、
ｆ＿ｃｌｋ＝ｍ／（２ＣＲ）
となり、通常動作時より低い周波数になる。整数ｍ，ｎを自由に調整することにより、低周波数時と高周波数時との発振周波数の比率を変更できる。また、信号ａを複数配線容易し、制御回路２１から選択できるようにして、定電流回路２１のＰＭＯＳの個数を変更することにより、周波数の選択の自由度が向上する。

図２のＶｒｅｆ電圧は、バンドギャップ電圧源を用いることにより、電源電圧や、温度に依存しない、高精度なものとすることができる。バンドギャップ電圧源の回路図の一例を図４に示す。

一般的に、モノシリックＩＣでＰＴＡＴ（proportional to absolute temperature）電流を発生することは容易である。

先ず、図４の構成における電流Ｉｒｅｆは、
Ｉｒｅｆ＝Ｖｔ×（ｌｎＮ）／Ｒ１０
の式で与えられる。

但し、
Ｖｔ＝ｋ×Ｔ／ｑ
ｋ：ボルツマン定数，Ｔ：絶対温度，ｑ：電子の素電荷
Ｎ：トランジスタＱ１，Ｑ２のサイズ比
である。

ＶｒｅｆをＲ１１×Ｉｒｅｆ＋Ｖｂｅで構成することで、
Ｖｒｅｆ＝Ｒ１１×Ｖｔ×（ｌｎＮ）／Ｒ１０＋Ｖｂｅ
の式が導かれる。ここで、ＶｂｅはトランジスタＱＮ３のエミッタ−ベース間電圧である。また、上記式の温度係数は、
（∂Ｖｒｅｆ／∂Ｔ）
＝｛Ｒ１１×Ｖｔ×（ｌｎＮ）／Ｒ１０｝／Ｔ＋（∂Ｖｂｅ／∂Ｔ）
となり、これより、
（∂Ｖｒｅｆ／∂Ｔ）／Ｖｒｅｆ
＝Ａ×（１／Ｔ）＋Ｂ×（∂Ｖｂｅ／∂Ｔ）／Ｖｂｅ
となる。但し、
Ａ＝｛Ｒ１１×Ｖｔ×（ｌｎＮ）／Ｒ１０｝／Ｖｒｅｆ
Ｂ＝Ｖｂｅ／Ｖｒｅｆ
である。

上記式において、１／Ｔは正であり、（∂Ｖｂｅ／∂Ｔ）／Ｖｂｅは通常負である。このため、図４における抵抗値Ｒ１０，Ｒ１１によってＡ，Ｂの値を調整することで温度係数を０に近づけることが可能である。このとき、一般的にＶｒｅｆ＝１．２５Ｖ付近となる。

図１に示す検知装置１０では、入力される参照電圧Ｖｒｅｆを作成するために上記バンドギャップ電圧源を用いることによって、高精度な発振器を構成することができる。

また、検知装置１０では、スタンバイ時に、制御回路１２内の間欠動作のタイミングを生成するタイマー回路と間欠動作を制御する間欠動作制御回路とを除き、それ以外の回路のクロックを停止することによって、より消費電力の削減効果が見込まれる。これを図５を参照して説明する。

図５において、ＦＦはフリップフロップを意味している。制御回路１２に入力されるクロック信号ＣＬＫは、タイマー回路および間欠動作制御回路には直接入力される。その他の制御回路には、クロック信号ＣＬＫはＡＮＤ回路５１を介して入力される。

検知装置１０のスタンバイ時には、間欠制御回路からはＡＮＤ回路５１に対して、クロック信号ＣＬＫがその他の制御回路に伝達しないようなＥＮ信号が出力される。このため、タイマー回路と間欠動作制御回路以外の回路はクロックが伝達しないので、その動作が停止され、消費電力を低減できる。

また、図１の検知装置１０は、外部からアクセス可能なレジスタ１４を備えており、レジスタ１４に格納された設定条件を書き換えることで制御回路１２の設定を変更することが可能である。レジスタ１４に格納される設定条件としては、例えば、間欠動作のタイミングや、スタンバイ時の発振器の周波数が挙げられる。これらの設定条件を変更することにより、消費電力の削減具合を調整可能としている。

このように、検知装置１０では、外部からアクセス可能なレジスタ１４により、制御回路１２の設定値を変更できるが、外部からのアクセスを行わずに、製造時に設定値を決める必要がある場合がある。

そのような場合には、製造時に書き込み可能なトリミングフューズを備えることで、製品ごとに設定値を調整可能になる。図６にトリミングフューズの一構成例を示す。この例は、定電流源とトリミングフューズとバッファとから構成される。トリミングフューズを溶断しない場合は、バッファの出力はＬｏｗレベルを出力する。トリミングフューズを溶断した場合は、バッファの出力はＨｉｇｈレベルを出力する。その出力を制御回路に入力することにより、制御回路の設定が可能となる。また、トリミングフューズを複数個用意することにより、設定幅が広がる。

本発明の検知装置では、上記の構成をモノリシックに集積化することが好ましい。この構成にすることにより、検知装置を構成する回路の専有面積を削減し、低コストで製造ができる。さらに集積化されることにより、各配線が短くなるなど、外部からの電磁ノイズ等の外乱ノイズを拾いにくくする効果もある。

さらに、本発明の検知装置を内蔵する電子機器では、間欠動作間隔を設定でき、スタンバイ時の消費電力も発振器の周波数を下げることにより消費電力を削減でき、さらには、スタンバイ時の発振周波数の設定ができるので、消費電力の削減幅を自由に調整できる。電池駆動の機器を長期間動作させたいときは、スタンバイ時の発振器の周波数を下げることにより、長時間の駆動が可能となる。

さらに、スタンバイ時では制御回路の動作周波数が動作時よりも下げられることによって低消費電力が実現されるが、制御回路自体は高速で操作するＭＰＵと低速で動作するＭＰＵとの２つを用いる必要がなく、コスト高を回避でき、構成も簡素になる。

また、センサー動作時における外部からの信号（マイコンからの信号）が不要であり、センサー回路のみで消費電流の低減が可能である。

本発明は、照度センサーや近接センサーなどのセンサー回路の省電力化に効果があるものであり、このようなセンサーを備えた携帯電話や携帯音楽プレーヤーなどの電子機器において利用可能である。

１０ 検知装置
１１ センサー部
１２ 制御回路
１３ 発振回路
１４ レジスタ
２０ 定電圧回路
２１ 定電流回路
２２ ＣＭＯＳインバータ
２３・２４ 比較器
２５ ＳＲラッチ
２６・２７ イネーブルスイッチ
Ｃ１・Ｃ２ コンデンサ

Claims (10)

1. 動作モードと停止モードとを有しているセンサ部と、
   発振周波数の異なる少なくとも２種類のクロック信号を選択的に切り替えて出力可能な発振回路と、
   上記発振回路から出力されるクロック信号によって動作すると共に、上記センサ部の動作モードおよび停止モードの切替を制御する機能と上記発振回路から出力されるクロック信号の発振周波数の切替を制御する機能とを有する制御回路と、を備えており、
   上記センサ部の停止モード時において上記発振回路から出力されるクロック信号の発振周波数は、上記センサ部の動作モード時において上記発振回路から出力されるクロック信号の発振周波数よりも小さい発振周波数となることを特徴とする検知装置。
2. 上記発振回路は、上記発振回路からの制御に応じて出力電流量を変更可能な定電流回路と、
   上記定電流回路から出力される定電流からクロック信号を生成するものであり、上記定電流の電流量に応じて、上記クロック信号の発振周波数を調整可能なクロック生成回路とを有していることを特徴とする請求項１に記載の検知装置。
3. 上記クロック生成回路は、２つのコンデンサを備えていると共に、
   上記定電流回路からの定電流を一方のコンデンサに充電させ、他方のコンデンサは放電させ、
   充電を受けているコンデンサの電位が所定電位に達したことを検出して、その検出に応じて出力信号のＨｉｇｈ／Ｌｏｗと、上記２つのコンデンサにおける充／放電とを切り替えることによってクロック信号を生成することを特徴とする請求項２に記載の検知装置。
4. 上記定電流回路は、定電圧回路から出力される定電流を参照電圧として定電流を生成するものであり、
   上記定電圧回路はバンドギャップ電圧源であることを特徴とする請求項２または３に記載の検知装置。
5. 上記制御回路は、上記センサ部の停止モード時において、スタンバイ時間を計るタイマー回路と間欠動作を制御する間欠動作制御回路以外の回路については動作を停止することを特徴とする請求項１から４の何れかに記載の検知装置。
6. 上記制御回路の設定条件を格納する共に、その設定条件を外部から設定可能なレジスタを備えており、
   上記設定条件の一つとして、上記センサ部における動作モードと停止モードとの時間間隔を変更可能であることを特徴とする請求項１から５の何れかに記載の検知装置。
7. 上記制御回路の設定条件を格納する共に、その設定条件を外部から設定可能なレジスタを備えており、
   上記設定条件の一つとして、上記センサ部の停止モード時における、上記発振回路から出力されるクロック信号の発振周波数を変更可能であることを特徴とする請求項１から６の何れかに記載の検知装置。
8. 書き込み可能な不揮発性のトリミングフューズを用いて、上記制御回路の設定条件を変更できることを特徴とする請求項１から５の何れかに記載の検知装置。
9. 全ての回路がモノリシックに集積化されていることを特徴とする請求項１から８の何れかに記載の検知装置。
10. 上記請求項１から９の何れかに記載の検知装置を内蔵した電子機器。

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