JP2011024405A - 過熱保護回路及び電源用集積回路 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】ゲート端子とドレイン端子を接続し、弱反転領域で動作する第一MOSトランジスタと、ゲート端子を第一MOSトランジスタのゲート端子に接続し、第一MOSトランジスタと同一導電型であり、弱反転領域で動作する第二MOSトランジスタと、第二MOSトランジスタのソース端子に接続された第一抵抗素子とを備えた電流発生回路の電流によって得られる、正の温度特性を有する基準電圧と、負の温度特性を有する温度電圧とをコンパレータで比較する構成とした。
【選択図】図1
Description
以下、本発明の実施形態を、ボルテージレギュレータを備えた電源用集積回路を例に説明する。
本実施形態の電源用集積回路は、ボルテージレギュレータ100と、過熱保護回路101を備える。
Id=Id0(W/L)exp{(Vgs−Vth)q/nkT}・・・(1)
nkT/qは熱電圧UTとすると、式2が成立する。
Id=Id0(W/L)exp{(Vgs−Vth)/UT}・・・(2)
よって、NMOSトランジスタ11およびNMOSトランジスタ12のゲート・ソース間電圧Vgsは、式3によって算出される。
Vgs=UTln[Id/{Id0(W/L)}]+Vth・・・(3)
PMOSトランジスタ13、14及び15は、カレントミラー接続しているので、各々のアスペクト比(W/L)が等しければPMOSトランジスタ13、14及び15のドレイン電流Id3、Id4及びId5は同一である。また、抵抗18に流れる電流Ir18およびダイオード20に流れる電流Ifもまた同一である。
Ir18=Id2=(Vgs11−Vgs12)/R19・・・(4)
よって、抵抗18の抵抗値をR18とすると、抵抗18に発生する出力電圧、すなわち基準電圧Vrefは、式5によって算出される。
Vref=R18Ir18
=(R18/R19)(Vgs11−Vgs12)・・・(5)
NMOSトランジスタ11のゲート幅をW11、NMOSトランジスタ11のゲート長をL11、NMOSトランジスタ11の閾値電圧をVth1、NMOSトランジスタ12のゲート幅をW12、NMOSトランジスタ12のゲート長をL12、NMOSトランジスタ12の閾値電圧をVth2とし、NMOSトランジスタ11とNMOSトランジスタ12の閾値電圧は等しい(Vth1=Vth2)とすると、式(3)より基準電圧Vrefは、式6によって算出される。
Vref=(R18/R19)UTln{(W12/L12)/(W11/L11)}・・・(6)
すなわち基準電圧Vrefは、抵抗18と抵抗19に同一の温度係数を有する抵抗を用いているため、プロセスで一意に決まる熱温度UT、抵抗比(R18/R19)、NMOSトランジスタ11とNMOSトランジスタ12のアスペクト比(W/L)で決定される。このため、基準電圧にE/D型基準電圧を用いた場合と比較し、常温での製造バラツキによる基準電圧Vrefのバラツキは小さくなる。また、基準電圧Vrefは、プロセスで一意にきまる正の温度係数を有する。
I=Is{exp(Vf/mVT)−1} ・・・(7)
ここで、Isはダイオードの飽和電流、mはダイオード固有の値、VTはダイオードの熱温度である。ダイオードの飽和電流Isと比較して、十分に大きい定電流Ifを加えた場合のダイオードの順方向電圧、すなわち温度電圧Vfは、式8によって算出される。
Vf=ln(If/Is)/(mVT) ・・・(8)
従って、ダイオードに流れる電流Ifは、式9によって算出される。
If=(1/R19)UTln{(W12/L12)/(W11/L11)}・・・(9)
電流Ifは、式9から抵抗値R19の絶対値バラツキの影響を受ける。しかし、順方向電圧Vfは、Ifの対数の関係となるので、抵抗値バラツキの影響は少ない。
図5の過熱保護回路は、電流発生部にNMOSトランジスタ11とNMOSトランジスタ12と抵抗28を備えている。抵抗28は、PMOSトランジスタ14のドレインとNMOSトランジスタ11のドレインとの間に接続されている。NMOSトランジスタ11は、ゲートをPMOSトランジスタ14のドレインと接続され、ソースを接地されている。NMOSトランジスタ12は、ゲートをNMOSトランジスタ11のドレインに接続され、ドレインをPMOSトランジスタ13のドレインと接続され、ソースを接地されている。
図6は、過熱保護回路101において、検出温度と解除温度にヒステリシスを持たせた回路の一例である。
図6の過熱保護回路101は、抵抗18の代わりに、抵抗25と26を直列に接続し、抵抗26と並列にNMOSトランジスタ27を設けられている。NMOSトランジスタ27は、ゲート端子にコンパレータ21の出力端子を接続されている。
Vref=(R25/R19)(Vgs11−Vgs12)・・・(9)
一方、コンパレータ21が過熱検出状態のローレベルを出力していると、NMOSトランジスタ27はOFFしている。このときの基準電圧Vrefは式10によって算出される。
Vref={(R25+R26)/R19}(Vgs11−Vgs12)・・・(10)
従って、図7に示すように、温度上昇時の検出温度と、温度下降時の解除温度にヒステリシスを設けることが可能となる。図6のように過熱保護回路101を構成した電源用集積回路であっても、図1の電源用集積回路と同様な効果がある。
図8の過熱保護回路101は、直列に接続した抵抗30と31と、各抵抗の電圧、すなわち基準電圧Vref1及び2を比較するコンパレータ32及び33と、各コンパレータの信号を入力するラッチ回路34とを備える。
Vref1={(R30+R31)/R19}(Vgs11−Vgs12)・・・(11)
Vref2=(R30/R19)(Vgs11−Vgs12)・・・(12)
図9は、図8の過熱保護回路101の温度特性とラッチ回路34が出力する検出信号の関係を示した図である。温度が上昇し、Vf<Vref2となる場合に、ラッチ回路34はセット状態となり、出力Qxはローレベルとなる。その状態で温度が低下し、Vf>Vref1となる場合にラッチ回路34はリセット状態となり、出力Qxはハイレベルとなる。従って、図9に示すように、温度上昇時の検出温度と、温度下降時の解除温度にヒステリシスを設けることが可能となる。図8のように過熱保護回路101を構成した電源用集積回路であっても、図1の電源用集積回路と同様な効果がある。
図10は、第三の過熱保護回路を備えた電源用集積回路の回路図である。
図1との違いはPMOSトランジスタ16を削除し、定電流源1001を追加した点である。接続としては、定電流源1001はコンパレータ21の非反転入力端子およびダイオード20に接続されている。
定電流源1001は温度によるバラツキの生じないバイアス電流を発生させている。ダイオードに流れる定電流に温度によるバラツキが生じないため、温度電圧Vfは温度によらず傾きが一定となる。このためコンパレータ21は、製造バラツキによる電圧の影響を受けない基準電圧Vrefと温度によらず傾きが一定な温度電圧Vfを比較し、これらの電圧の大小関係により二値電圧を出力することとなる。よって基準電圧Vref、温度電圧Vfとも温度の影響を受けないため、検出温度バラツキをさらに小さくすることが可能となる。
図11は、第四の過熱保護回路を備えた電源用集積回路の回路図である。
図1との違いは、PMOSトランジスタ15と抵抗18を削除し、コンパレータ21の反転入力端子をNMOSトランジスタ12のソースに接続した点である。
抵抗19にて発生するVref3は次式となる。
式(13)に示すようにVref3は、抵抗によらずプロセスで一意に決まる熱温度UT、NMOSトランジスタ11とNMOSトランジスタ12のアスペクト比(W/L)で決定される。このため、Vref3はNMOSトランジスタ11とNMOSトランジスタ12のアスペクト比(W/L)を調整することで、正の温度係数を持ち、バラツキの少ない電圧を出力することができる。正の温度係数を持つVref3と負の温度係数を持つ温度電圧Vfはコンパレータ21で比較される。このため検出温度バラツキを小さくすることが可能となる。
4 基準電圧回路
21、32、33 コンパレータ
34 ラッチ回路
100 ボルテージレギュレータ
101 過熱保護回路
102 E/D型基準電圧回路
103 基準電圧調整回路
Claims (11)
- 温度の上昇を検出して、回路を過熱から保護する過熱保護回路であって、
温度に比例した順方向電圧を出力するPN接合素子と、
弱反転領域で動作するトランジスタを有する基準電圧回路と、
前記PN接合素子の順方向電圧と前記基準電圧回路の出力電圧を比較する電圧比較回路と、
を備えたことを特徴とする過熱保護回路。 - 前記基準電圧回路は、
ゲート端子とドレイン端子を接続し、ソース端子を接地端子に接続した第一MOSトランジスタと、ゲート端子を前記第一MOSトランジスタのゲート端子に接続した、前記第一MOSトランジスタと同一導電型の第二MOSトランジスタと、前記第二MOSトランジスタのソース端子と前記接地端子の間に接続された第一抵抗素子と、を備えた電流発生回路と、
前記電流発生回路に接続されたカレントミラー回路と、
一方の端子を前記カレントミラー回路に接続し、他方の端子を前記接地端子に接続し、前記第一抵抗素子と同一の温度係数を有し、前記一方の端子を第一温度電圧出力端子とする第二抵抗素子と、を備え、
前記第一MOSトランジスタと前記第二MOSトランジスタは弱反転領域で動作することを特徴とする請求項1に記載の過熱保護回路。 - 前記PN接合素子は、アノード端子を前記カレントミラー回路に接続し、カソード端子を前記接地端子に接続し、前記アノード端子を第二温度電圧出力端子とするダイオードであることを特徴とする請求項2に記載の過熱保護回路。
- 前記基準電圧回路は、
ソース端子を接地端子に接続した第一MOSトランジスタと、ソース端子を前記接地端子に接続し、ゲート端子を前記第一MOSトランジスタのドレイン端子に接続した、前記第一MOSトランジスタと同一導電型の第二MOSトランジスタと、前記第一MOSトランジスタのゲート端子とドレイン端子の間に接続された第一抵抗素子と、を備えた電流発生回路と、
前記電流発生回路に接続されたカレントミラー回路と、
一方の端子を前記カレントミラー回路に接続し、他方の端子を前記接地端子に接続し、前記第一抵抗素子と同一の温度係数を有し、前記一方の端子を第一温度電圧出力端子とする第二抵抗素子と、を備え、
前記第一MOSトランジスタと前記第二MOSトランジスタは弱反転領域で動作することを特徴とする請求項1に記載の過熱保護回路。 - 前記PN接合素子は、アノード端子を前記カレントミラー回路に接続し、カソード端子を前記接地端子に接続し、前記アノード端子を第二温度電圧出力端子とするダイオードであることを特徴とする請求項4に記載の過熱保護回路。
- 前記基準電圧回路は、
ゲート端子とドレイン端子を接続し、ソース端子を接地端子に接続した第一MOSトランジスタと、ゲート端子を前記第一MOSトランジスタのゲート端子に接続した、前記第一MOSトランジスタと同一導電型の第二MOSトランジスタと、前記第二MOSトランジスタのソース端子と前記接地端子の間に接続された第一抵抗素子と、を備えた電流発生回路と、
前記電流発生回路に接続されたカレントミラー回路と、
一方の端子を前記カレントミラー回路に接続し、他方の端子を前記接地端子に接続し、前記第一抵抗素子と同一の温度係数を有し、前記一方の端子を第一温度電圧出力端子とする第二抵抗素子と、を備え、
前記第一MOSトランジスタと前記第二MOSトランジスタは弱反転領域で動作することを特徴とする請求項1に記載の過熱保護回路。 - 前記PN接合素子は、アノード端子を温度依存性のない定電流回路に接続し、カソード端子を前記接地端子に接続し、前記アノード端子を第二温度電圧出力端子とするダイオードであることを特徴とする請求項6に記載の過熱保護回路。
- 前記基準電圧回路は、
ゲート端子とドレイン端子を接続し、ソース端子を接地端子に接続した第一MOSトランジスタと、ゲート端子を前記第一MOSトランジスタのゲート端子に接続した、前記第一MOSトランジスタと同一導電型の第二MOSトランジスタと、前記第二MOSトランジスタのソース端子と前記接地端子の間に接続された第一抵抗素子と、を備えた電流発生回路と、
前記電流発生回路に接続されたカレントミラー回路と、を備え、
前記第一MOSトランジスタと前記第二MOSトランジスタは弱反転領域で動作することを特徴とする請求項1に記載の過熱保護回路。 - 前記PN接合素子は、アノード端子を前記カレントミラー回路に接続し、カソード端子を前記接地端子に接続し、前記アノード端子を第二温度電圧出力端子とするダイオードであることを特徴とする請求項8に記載の過熱保護回路。
- 前記電圧比較回路は、温度上昇時に出力電圧が反転する温度と、温度下降時に出力電圧が反転する温度に、ヒステリシス特性を有することを特徴とする請求項1から7のいずれかに記載の過熱保護回路。
- 請求項1から10のいずれかに記載の過熱保護回路を備えた電源用集積回路。
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