DE102015013684B4 - Verfahren zur dynamischen Begrenzung der Junction-Temperatur innerhalb eines mikroelektronischen integrierten Schaltkreises - Google Patents

Abstract

Verfahren zur dynamischen Begrenzung der Junction-Temperatur innerhalb eines mikroelektronischen integrierten Schaltkreises mit den Schritten- Erzeugen einer ersten Referenzspannung (REF_P) mit einem positiven Temperaturkoeffizienten- Erzeugen einer zweiten Referenzspannung in Form eines Temperatursignals (REF_N) mit einem negativen Temperaturkoeffizienten,- wobei der positive und der negative Temperaturkoeffizient sich betragsmäßig in ihrem Wert weniger als 10% unterscheiden;- Erzeugen einer temperaturunabhängigen Band-Gap-Spannung NxVBG,i. wobei temperaturunabhängig bedeutet, dass ihr Temperaturkoeffizient mindestens um einen Faktor 5 kleiner ist als der Temperaturkoeffizient der ersten Referenzspannung (REF_P) und als der Temperaturkoeffizient der zweiten Referenzspannung (REF_N) undii. wobei die Änderung einer ersten der beiden Referenzspannungen (REF_P, REF_N) bei einer Änderung der Junction-Temperatur (TJ) und/oder bei einer Änderung der Betriebstemperatur (TB) in Folge der Verzögerung durch ein Verzögerungsglied (RTP, CTP) mit einer zeitlichen Verzögerung gegenüber der Änderung der zweiten der beiden Referenzspannungen (REF_P, REF_N) bei dieser Änderung der Junction-Temperatur (TJ) bzw. bei dieser Änderung der Betriebstemperatur (TB) erfolgt;- Umwandlung der ersten Referenzspannung (REF_P) in einen ersten Strom (Ip);- Umwandlung der zweiten Referenzspannung (REF_N) in einen zweiten Strom (IN);- Summierung des ersten Stroms (IP) und des zweiten Stroms (IN) zu einem Summenstrom (IPN);- Wandlung des Summenstroms (IPN) in eine Messspannung (VSENSE);- Erzeugen einer dynamischen Übertemperaturschwelle (REF_DYN_OVT) in Form einer temperaturunabhängigen dritten Referenzspannung,i. wobei temperaturunabhängig bedeutet, dass deren Temperaturkoeffizient mindestens um einen Faktor 5 kleiner ist als der Temperaturkoeffizient der ersten Referenzspannung (REF_P) und/oder der zweiten Referenzspannung (REF_N) und- Vergleich der dritten Referenzspannung (REF_DYN_OVT) mit der Messspannung (VSENSE) durch einen ersten Komparator (COMP1) zur Erzeugung eines gepulsten Übertemperatursignals (DYN_OVT_PULSE) zur Detektion des Vorliegens einer dynamischen Übertemperaturbedingung;- Speichern des Vorliegens einer dynamischen Übertemperaturbedingung in einem Speicher eines Puls-Detektors (PD1), wenn diese in Form des besagten gepulsten Übertemperatursignals (DYN_OVT_PULSE) vorliegt,- Erzeugen eines Abschaltsignals (OVT_SWITCH_OFF) zur Signalisierung des Vorliegens einer Übertemperaturbedingung,i. wenn der Speicher (PD1) einen Wert enthält, der das aktuelle oder vergangene Vorliegen einer dynamischen Übertemperaturbedingung kodiert.

Description

• Einleitung
• Die stetig wachsenden Betriebs- und Signalspannungsbereiche integrierter Schaltungen (ICs) und die Forderung, immer größere Ströme treiben zu können, die zunehmend an integrierte Schaltungen gestellt wird, macht es erforderlich, diese integrierten Schaltungen gegenüber Kurzschlüssen vor allem an den niederohmigen Ausgängen zuverlässig zu schützen. Ein bekannter Mechanismus hierfür ist neben der Überstrom- und Überspannungserkennung die Übertemperaturabschaltung.
• Auf der anderen Seite, wird unter anderem in der Automobilindustrie ein fehlerfreier Betrieb der elektronischen Schaltungen und der ICs unter immer höheren Umgebungstemperaturen - im Folgenden Betriebstemperatur (T_B) genannt - und aufgrund der zusätzlichen Verlustleistung unter noch höheren inneren IC-Temperaturen - im Folgenden Junction-Temperatur (T_J) genannt - erforderlich. Aus diesem Grund wird die Übertemperaturerkennungsschwelle (REF_OVT) der Übertemperaturabschaltung in der Regel wesentlich höher als die maximal spezifizierte Betriebstemperatur (T_B) bzw. als die maximal erlaubte resultierende Junction-Temperatur (T_Jmax) gewählt. Damit wird der Abstand zwischen der Übertemperaturerkennungsschwelle (REF_OVT) und der kritischen Junction-Temperatur (T_k), die in kürzester Zeit zur Zerstörung der integrierten mikroelektronischen Schaltung (IC) führt, immer geringer. 1 zeigt eine übliche Übertemperaturabschaltung-Sequenz nach dem nicht beanspruchten Stand der Technik anhand eines Zeit-Temperaturdiagramms:
• Die integrierte mikroelektronische Schaltung (IC) hat in der 1 bis zu einem Startzeitpunkt (t₀) die Betriebstemperatur (T_B). Zum Startzeitpunkt (t₀) tritt hier beispielhaft ein Fehlerfall (z.B. ein Kurzschluss) auf. Dieser führt mit fortschreitender Zeit zu einem kontinuierlich steigenden Temperaturanstieg der Betriebstemperatur (T_B) und damit der Junction-Temperatur (T_J). Ein zweiter Übertemperaturerkennungssensor (OVTS₂) erfasst diese Betriebstemperatur (T_B) und/oder die Junction-Temperatur (T_J) oder eine mit diesen Temperaturen thermisch gekoppelte Temperatur. 2 zeigt eine Schaltung aus dem Stand der Technik zur Auswertung dieses Temperaturanstiegs der 1. Ein zweiter Übertemperaturerkennungssensor (OVTS₂) liefert ein Temperatursignal (REF_N). In dem Beispiel der 2 liefert eine zweite Stromquelle (I₂) einen Messstrom (IBN), der vorzugsweise temperaturunabhängig ist und den beispielhaften temperaturabhängigen Widerstand, der hier beispielhaft als zweiter Übertemperaturerkennungssensor (OVTS₂) dient, durchströmt. Dabei fällt über den zweiten Übertemperaturerkennungssensor (OVTS₂) eine Spannung ab, die als Temperatursignal (REF_N) weiterverarbeitet wird. Ein dritter Komparator (COMP3) vergleicht das Temperatursignal (REF_N) mit der besagten Übertemperaturschwelle (REF_OVT). Die Übertemperaturschwelle (REF_OVT) wird dabei ausreichend höher als der Wert des Temperatursignals (REF_N) bei maximal vorkommender Junction-Temperatur im Betriebsfall (T_Jmax) gewählt. Sie wird gleichzeitig kleiner als der Wert des Temperatursignals (REF_N) bei kritischer Temperatur (T_K) gewählt. In 1 ist die der Übertemperaturschwelle (REF_OVT) entsprechende Temperatur (T_{REF_OVT}) eingezeichnet. Bei Erreichen und/oder Überschreiten der Übertemperaturschwelle (REF_OVT) durch den Wert des Temperatursignals (REF_N) zu einem ersten Zeitpunkt (t₁) signalisiert der dritte Komparator (COMP₃) nach einer zusätzlich verstrichenen Reaktionszeit (Δt₁) des dritten Komparators (COMP₃) eine Übertemperatur mittels eines Übertemperatursignals (OVT) zu einem zweiten Zeitpunkt, dem Signalisierungszeitpunkt (t₂). Das Signal betätigt dann beispielsweise einen Schalter, der die Energieversorgung des integrierten mikroelektronischen Schaltkreises unterbricht und/oder zumindest reduziert. Diese Weiterleitung des Übertemperatursignals (OVT) wird daher im Folgenden auch als Abschaltsignal (OVT_SWITCH_OFF) bezeichnet. Im Stand der Technik sind das Abschaltsignal (OVT_SWITCH_OFF) und das Übertemperatursignal (OVT) daher typischerweise gleich. Nach einer weiteren zusätzlichen Entprellzeit (Δt₂), auch Debouncing-Zeit genannt, die für Vermeidung einer ungewollten Temperaturabschaltung beispielsweise aufgrund einer Störung an der Versorgungsleitung dient, wird die integrierte mikroelektronische Schaltung (IC) zu einem dritten Zeitpunkt, dem Ausschaltzeitpunkt (t₃) mittels dieses das Abschaltsignals (OVT_SWITCH_OFF) abgeschaltet. Sinnvoller Weise sollte aber dieser Abschaltzeitpunkt (t₃) am Ende der Entprellzeit (Δt₂) vor dem Zeitpunkt (t_k) des Erreichens der kritischen Junction-Temperatur (T_Jk) liegen.
• 3 zeigt eine beispielhafte Realisierung eines solchen Systems entsprechend dem Stand der Technik als vereinfachtes Schaltbild. Eine Serienschaltung von N als Dioden verschalteten ersten bipolaren NPN-Transistoren (Q1₁ bis Q1_N), die den ersten bipolaren Transistor (Q₁) bilden, und eine Parallelschaltung von M zweiten bipolaren Transistoren (Q2₁ bis Q2_M), die den zweiten bipolaren Transistor Q₂ bilden) bilden zusammen mit dem nullten Widerstand R0 und dem ersten Widerstand R1, der eine Serienschaltung aus N Teilwiderständen R1₁ bis R1_N ist, und dem Stromspiegel bestehend aus dem dritten MOS-Transistor MP₃ und dem vierten MOS-Transistor MP₄ eine Grundschaltung einer vielfachen Band-Gap-Schaltung mit einer sogenannten PTAT-Stromquelle. Wir nehmen wie gesagt an, dass der zweite bipolare Transistor (Q₂) aus M parallelgeschalteten Teiltransistoren Q2₁ bis Q2_M besteht. Vorzugsweise matchen die N bipolaren Teiltransistoren (Q1₁ bis Q1_N) des ersten Transistors (Q1) und M bipolaren Teiltransistoren (Q2₁ bis Q2_M) des zweiten Transistors (Q2) miteinander.
• Durch den zweiten Transistor (Q2) und den dritten MOS-Transistor (MP₃) fließt der dritte Strom (IBP₃). Über den vierten MOS-Transistor (MP₄) wird dieser dritte Strom (IBP₃) in den anderen Zweig der Band-Gap als vierter Strom (IBP₄) gespiegelt. Der vierte Strom (IBP₄) durchfließt die bipolare Diodenkette bestehend aus den N bipolaren Teiltransistoren (Q1₁ bis Q1_N) des ersten Bipolaren Transistors (Q1). Der unterste bipolare Teiltransistor (Q1₁) des ersten bipolaren Transistors (Q1) und der zweite bipolare Transistor (Q2) bilden zusammen einen Stromspiegel, bei dem der vierte Strom (IBP₄) zurück in den ersten Zweig der Band-Gap-Referenz als dritter Strom (IBP₃) zurückgespiegelt wird. Der nullte Widerstand (R0) fungiert dabei als Rückkopplungswiderstand. Über den nullten Widerstand (R0) fällt dann die Spannung ΔV_BE ab.
• Für die N-fache Band-Gap-Spannung N_XV_BG gilt dann: $${\text{NxV}}_{\text{BG}}=\left(\text{R1}/\text{R0}\right)\ast \Delta {\text{ V}}_{\text{BE}}+{\text{N*V}}_{\text{BE}}\left(\text{Q1}\right)=\left(\text{R1}/\text{R0}\right)*{\text{V}}_{\text{T}}*\text{In}\left(\text{M}\right)+{\text{N*V}}_{\text{BE}}\left(\text{Q1}\right)$$

  
• Bekanntlich hat die Basis-Emitter-Spannung (V_BE) eines bipolaren Transistors einen negativen Temperaturkoeffizienten. Dies ist die Ausgangsspannung der Band-Gap-Referenz.
• Die Band-Gap-Spannung (N_XV_BG) wird zwischen dem vierten MOS-Transistor (MP₄) und dem ersten bipolaren Transistor (Q1) abgenommen. Ein dritter Operationsverstärker (OP₃) fungiert zusammen mit dem dritten N-Kanal-MOS-Transistor (MN₃) und dem neunten Widerstand (R9) als Impedanzwandler. Der Spannungsteiler aus dem fünften Widerstand (R5) und dem achten Widerstand (R8) erzeugt dann die besagte Übertemperaturschwelle (REF_OVT), die weitestgehend temperaturunabhängig ist.
• Der dritte Strom (IBP₃) wird durch den Stromspiegel bestehend aus dem dritten P-Kanal-MOS-Transistor (MP₃) und dem siebten P-Kanal-MOS-Transistor (MP₇) zu einem siebten Strom (IBP₇) gespiegelt, der den eigentlichen zweite Übertemperaturerkennungssensor (OVTS₂) in Form einer Kette von N bipolaren Teiltransistoren (Q3₁ bis Q3_N) eines dritten bipolaren Transistors (Q3), die jeweils zu einer jeweiligen bipolaren Diode verschaltet sind, durchströmt. Über diese Kette aus bipolaren Teiltransistoren (Q3₁ bis Q3_N) eines dritten bipolaren Transistors (Q3) fällt eine zweite Referenzspannung (REF_N) als Temperatursignal ab.
• Diese Kette aus bipolaren Teiltransistoren (Q3₁ bis Q3_N) eines dritten bipolaren Transistors (Q3) bildet den zweiten Übertemperaturerkennungssensor (OVTS₂) in diesem Beispiel.
• Ein dritter Komparator (COMP₃) vergleicht dieses Temperatursignal (REF_N) mit der Übertemperaturschwelle (REF_OVT). Sein Ausgang stellt das Übertemperatursignal (OVT) dar, das hier unmittelbar zur Abschaltung als Abschaltsignal (OVT_SWITCH_OFF) verwendet wird.
• Ein wesentliches Problem der Übertemperaturabschaltung aus dem Stand der Technik, sind nun aber Fehlerfälle mit sehr rapidem Anstieg der Temperatur z.B. durch einen niederohmigen Kurzschluss und höher Versorgungsspannung. Damit kann die integrierte mikroelektronische Schaltung (IC) die kritische Junction-Temperatur (T_k) erreichen, bevor der zweite Übertemperaturerkennungssensor (OVTS₂) und der Komparator (COMP₃) zum Signalisierungszeitpunkt (t₂) darauf reagieren und nach fest eingestellter Reaktionszeit (Δt₂) eine Ausschaltung der integrierten mikroelektronischen Schaltung (IC) einleitet.
• 4 veranschaulicht in gleichem Maßstab wie die 1 dieses Problem.
• Die folgenden Schriften sind für das Verständnis des Umfelds der technischen Lehre der hier vorgestellten Schrift von Interesse:
• Aus dem Stand der Technik ist der Elmos Schaltkreis E910.72 bekannt, der der Ansteuerung von Schrittmotoren für die Verstellung von Lüfterklappen im Kfz dient. Das hier gelöste Problem kann bei solchen Anwendungen auftreten und erfordert daher bisher zusätzliche Vorhalte. Die relevante Schrift der Elmos Semiconductor SE ist: ELMOS Semiconductor AG: DC Motor 6 x Half bridge with sensorless positioning E910.72 - Product preview - Mar 02, 2011. Dortmund, DE, 02.03.2011 (QM-No.: 25IS0057E.00). - Firmenschrift n.
• Aus der Schrift LEE, D.H. et al.: Design of HBLED Driver IC with a Built-In Bandgap Reference Voltage Generator of Stable Output Current. IEEE 14th International Conference on Computational Science and Engineering (CSE), 2011, Dalian, Liaoning, 24-26 Aug. 2011, S. 229-232. In: IEEE Xplore. doi: 10.1109/CSE.2011.49 ist ein LED-Treiber zur Ansteuerung von Leuchtdioden bekannt.
• Aus der Schrift LEI, Z. et al.: A process-insensitive thermal protection circuit. In: Journal of Semiconductors, Bd. 32, Juli 2011, Nr. 7, S. 075013-1 - 075013-3. DOI: 10.1088/1674-4926/32/7/075013 [abgerufen am 25.04.2016] ist ein Schaltkreis zum thermischen Schutz bekannt.
• Aus der Schrift LIU, Z. et al: Design of wide power supply, high performance voltage regulator with BCD process. 2010 Asia Pacific Conference on Postgraduate Research in Microelectronics and Electronics (PrimeAsia), Shanghai, 22-24 Sept. 2010. S. 170-173. In: IEEE Xplore doi: 10.1109/PRIMEASIA.2010.5604935 p ist ein Spannungsregler als ein anderes Beispiel einer Klasse von Schaltungen eines relevanten Anwendungsgebiets bekannt.
• Auch weisen wir hier auf die Schrift WANG, G.: CMOS Bandgap References and Temperature Sensors and Their Applications. Delft: TU Delft, 11.01.2005. - ISBN 90-9018727-8 hin.
• Aus der US 2010 / 0 321 845 A1 ist ein Überhitzungsschaltkreis eines integrierten Energieversorgungsschaltkreises bekannt.
• Aus der US 2016 / 0 216 719 A1 ist ein System und ein Verfahren zum Erkennen einer thermischen Überhitzung (Englisch: Runaway) bekannt.
• Aufgabe der Erfindung
• Die Aufgabe der Erfindung ist die Erweiterung einer bestehenden Fehlererkennungsvorrichtung entsprechend dem Stand der Technik um eine Voraus-Erkennungsvorrichtung. Der Zweck dieser Vorauserkennungsvorrichtung ist die geeignete Prognose einer bevorstehenden Übertemperaturüberlastung bevor diese eintritt. Hierdurch kann dann eine rechtzeitige Übertemperaturabschaltung im Fehlerfall schon vor dem Erreichen der kritischen Temperatur (t_k), eingeleitet werden kann.
• Diese Aufgabe wird durch ein Verfahren nach Anspruch 1 gelöst.
• Beschreibung der Erfindung
• Die Kernidee zur Lösung der erfindungsgemäßen Aufgabe der vorzeitigen Erkennung des drohenden Übertemperaturfalls und damit zur rechtzeitigen Einleitung einer Übertemperaturabschaltung ist eine Ergänzung eines in der integrierten mikroelektronischen Schaltung integrierten Temperatursensors entsprechend dem Stand der Technik um einen integrierten dynamischen Temperatursensor. Der dynamische Temperatursensor reagiert dabei nicht auf den aktuellen Pegel der Temperatur selbst sondern auf einen solchen schnelleren Anstieg der Temperatur, wie er nur in einem leistungskritischen Fehlerfall, wie oben beschrieben, vorkommen kann. Dieser dynamische Temperatursensor ermöglicht dann vorzugsweise zusammen mit einem weiteren statischen Temperatursensor, dessen Schwelle nahe der maximal vorkommende Junction-Temperatur (T_Jmax) liegt, die rechtzeitige Detektion eines Fehlerfalls wie z.B. eines möglichen Kurzschlusses. Damit bleibt für die Reaktion und Gefahrenabwehr noch ausreichende Zeit, um die mikroelektronische Schaltung (IC) vor dem Erreichen der kritischen Junction-Temperatur (T_k) rechtzeitig abzuschalten.
• 5 entspricht der 2, die um eine erfindungsgemäße Teilschaltung erweitert ist. Zusätzlich zur zweiten Stromquelle (I₂) erzeugt eine erste Stromquelle (I₁) einen ersten Messstrom (IBP), einen Bias-Strom, und den ersten Übertemperaturerkennungssensor (OVTS₁) durchströmt. Der erste Widerstand (R1), typischerweise als Wannenwiderstand ausgeführt. Dabei fällt über dem Übertemperaturerkennungssensor (OVTS₁) eine Spannung, die erste Referenzspannung (REF_P), ab. Sowohl die erste Stromquelle (I₁), als auch die zweite Stromquelle (I₂), als auch der erste Übertemperaturerkennungssensor (OVTS₁) als auch der zweite Übertemperaturerkennungssensor (OVTS₂) weisen dabei Temperaturkoeffizienten auf. Wichtig im Sinne dieser Offenbarung ist jedoch nur das Verhältnis des ersten Temperaturkoeffizienten $\frac{\delta }{\delta T}REF\_P$

  

  der ersten Referenzspannung (REF_P), die am ersten Übertemperaturerkennungssensor (OVTS₁) abfällt, zum zweiten Temperaturkoeffizienten $\frac{\delta }{\delta T}REF\_N$

  

  des Temperatursignals (REF_N), die am zweiten Übertemperaturerkennungssensor (OVTS₂) abfällt. Die erste Referenzspannung(REF_P), wird nun in einem ersten Tiefpass (Tp₁), der eine erste Grenzfrequenz (ω₁) aufweist, gefiltert und in einem ersten Spannungs-zu-Strom-Wandler (V/I₁) zu einem ersten Strom (I_P) gewandelt. Zusätzlich wird auch das Temperatursignal (REF_N) in einem zweiten Tiefpass (Tp₂), der eine zweite Grenzfrequenz (ω₂) aufweist, gefiltert und in einem zweiten Spannungs-zu-Strom-Wandler (V/I₂) zu einem zweiten Strom (I_N) gewandelt. Dabei weist das Temperatursignal (REF_N) einen zum ersten Temperaturkoeffizienten der ersten Referenzspannung (REF_P) vorzeichenmäßig entgegengesetzten zweiten Temperaturkoeffizienten mit gleichem Betrag auf. Somit gilt $$\frac{\delta }{\delta T}REF\_P+\frac{\delta }{\delta T}REF\_N=0$$

  
• Die erste Grenzfrequenz (ω₁) und die zweite Grenzfrequenz (ω₂) sind dabei vorzugsweise verschieden. Auch kann einer der beiden Tiefpassfilter (Tp₁, Tp₂) gang überbrückt werden und damit entfallen.
• Der erste Strom (I_P) und der zweite Strom (I_N) werden zu einem Summenstrom (I_PN) kombiniert. Ein vierter Widerstand (R₄) wandelt diesen Summenstrom (I_PN) in die Messspannung (V_SENSE). Ein erster Komparator (COMP₁) vergleicht diese Messspannung (V_SENSE) mit einer dynamischen Übertemperaturschwelle (REF_DYN_OVT) und erzeugt so ein gepulstes Übertemperatursignal (DYN_OVT_PULSE) zur Detektion einer dynamischen Übertemperaturbedingung. Dieses ist typischerweise gepulst. Der so erzeugte Puls wird in einer Pulsdetektion (PD₁) gespeichert. Der Ausgang (DYN_OVT) der Pulsdetektion (PD₁) signalisiert als Übertemperatursignal für eine dynamische Übertemperatur (DYN_OVT) dann, dass zu irgendeinem Zeitpunkt eine dynamische Übertemperaturbedingung vorlag. Durch das Abschalten der Vorrichtung mittels des Abschaltsignals (OVT_SWITCH_OFF) wird der Speicher der Pulsdetektion (PD₁) zurückgesetzt.
• Damit sowohl eine reguläre Übertemperaturabschaltung mittels des Übertemperatursignals (OVT) als auch mittels des zusätzlichen Signals für eine dynamische Übertemperatur (DYN_OVT) das Vorliegen einer Übertemperaturbedingung signalisieren kann, werden diese durch eine Oder-Verknüpfung (OR) zum modifizierten Abschaltsignal (OVT_SWITCH_OFF).
• In 6 wird eine beispielhafte erfindungsgemäße Schaltung erläutert, die eine Erweiterung der Schaltung der 3 darstellt.
• Die Serienschaltung der N als Dioden verschalteten ersten bipolaren NPN-Teiltransistoren Q1₁ bis Q1_N, die den ersten bipolaren Transistor (Q1) bilden, und die Parallelschaltung der M zweiten bipolaren Transistoren Q2₁ bis Q2_M, die den zweiten bipolaren Transistor (Q2) bilden, bilden zusammen mit dem nullten Widerstand (R0) und dem ersten Widerstand (R1), der eine Serienschaltung aus N Teilwiderständen (R1₁ bis R1_N) ist, und dem Stromspiegel bestehend aus dem dritten P-Kanal-MOS-Transistor MP₃ und dem vierten P-Kanal-MOS-Transistor MP₄ eine Grundschaltung einer vielfachen Band-Gap-Schaltung mit einer sogenannten PTAT-Stromquelle. Wir nehmen wieder an, dass der zweite bipolare Transistor (Q2) aus M parallelgeschalteten Teiltransistoren (Q2₁ bis Q2_M) besteht. Vorzugsweise matchen die Teiltransistoren (Q1₁ bis Q1_N) des ersten Transistors (Q1) und die Teiltransistoren (Q2₁ bis Q2_M) des zweiten Transistors (Q2).
• Durch den zweiten Transistor (Q2) fließt der dritte Strom (IBP₃). Dadurch fällt über den nullten Widerstand (R0) die Spannung ΔV_BE ab. Dadurch bilden der erste bipolare Transistor (Q1) und der zweite bipolare Transistor (Q2) den ersten Übertemperaturerkennungssensor (OVTS₁) in diesem Beispiel. Dessen Ausgangssignal, ein Strom, durch den ersten Widerstand (R1) in die N-fache V_P-Spannung gewandelt wird.
• Für die Band-Gap-Spannung VBG gilt dann: $${\text{NxV}}_{\text{BG}}=\left(\text{R1}/\text{R0}\right)\ast \Delta {\text{ V}}_{\text{BE}}+{\text{N*V}}_{\text{BE}}\left({\text{Q1}}_i\right)=\left(\text{R1}/\text{R0}\right)*{\text{V}}_{\text{T}}*\text{In}\left(\text{M}\right)+{\text{N*V}}_{\text{BE}}\left({\text{Q1}}_i\right)$$

  
• Bekanntlich hat die Basis-Emitter-Spannung (V_BE) eines bipolaren Transistors einen negativen Temperaturkoeffizienten und die Temperaturspannung (V_T) einen positiven Temperaturkoeffizient. Ziel ist nun die gegenseitige Kompensation dieser Temperaturkoeffizienten. Erfindungsgemäß wurde dabei auch erkannt, dass das Verhältnis der beiden Widerstände, des nullten Widerstands (R0) und des ersten Widerstands (R1) dafür genutzt werden kann, die Temperaturkoeffizienten des ersten Temperatursensors (OVTS₁) und des zweiten Temperatursensors (OVTS₂) wertemäßig aufeinander einzustellen.
• Damit die beiden Temperaturkoeffizienten sich gegenseitig kompensieren können, muss für (R1/R0) * In(M) folgendes gelten: $$\left(\text{R1}/\text{R0}\right)\ast \text{In}\left(\text{M}\right)*\left(\mathrm{\delta }{\text{V}}_{\text{T}}/\mathrm{\delta }\text{T}\right)=-\left(\mathrm{\delta }{\text{V}}_{\text{BE}}\left({\text{Q1}}_{\text{i}}\right)/\mathrm{\delta }\text{T}\right)*\text{N}$$

  
• Für N-fache VBG und wenn gilt $${\text{V}}_{\text{P}}=\left(\text{R1/}\left(\text{N*R0}\right)\right)*\Delta {\text{V}}_{\text{BE}}$$

  

  dann gilt: $${\text{NxV}}_{\text{BG}}=\text{N*}\left[\left(\text{R1}/\left(\text{N*R0}\right)\right)\ast \Delta {\text{ V}}_{\text{BE}}+{\text{V}}_{\text{BE}}\left(\text{Q1}\right)\right]={\text{N*V}}_{\text{P}}+{\text{N*V}}_{\text{BE}}\left({\text{Q1}}_{\text{i}}\right)$$

  
• Wobei der Index i einen durchschnittlichen der N bipolaren Teiltransistoren (Q1₁ bis Q1_N) des ersten Bipolartransistors (Q1) bezeichnet.
• Dafür muss sowohl der erste Widerstand (R1) als auch der erste Transistor (Q1), wie in der Abbildung dargestellt, N-fach seriell geschaltet werden.
• Die obige Gleichung zeigt, dass wir durch die N-fache Überlagerung von V_P und der Basis-Emitter Spannung V_BE mit festen gegenpoligen Temperaturkoeffizienten eine N-fache Bandgap-Spannung VBG erhalten. Bei einer Temperaturänderung ΔT in der Zeit Δt ändern sich die Spannung V_P und die Basis-Emitter-Spannung V_BE um gleichen Betrag, jedoch mit entgegengesetzten Vorzeichen.
• Die Grundidee dieser Erfindung ist es, bei einer Änderung der Temperatur um ΔT die V_P-Spannung durch ein Verzögerungsglied, hier beispielhaft ein RC-Glied bestehend aus einem trimmbaren Tiefpasswiderstand (R_TP) und einem ersten Kondensator (C_TP), zu einer verzögerten ersten Referenzspannung (REF_P) auf einer verzögerten ersten Referenzspannungsleitung (REF_P) zu verzögern und anschließend diese verzögerte erste Referenzspannung (REF_P) auf der besagten verzögerten Referenzspannungsleitung (REF_P) mit einer N-fachen Basis-Emitter-Spannung (V_BE) mit dem umgekehrten Temperaturkoeffizienten zu überlagern. Die resultierende Spannung hat dann den statischen Wert von N_XV_BG und reagiert auf rapidem Temperaturanstieg dynamisch mit einem Spannungs-Einbruch dessen Pegel bzw. Wert von der Geschwindigkeit der Temperaturerhöhung abhängt. Es ist zu bemerken, dass die andere Richtung (also die NxV_BE-Spannung zu verzögern und die anschließend mit einer NxV_P-Spannung zu überlagern) genauso gut möglich ist. Im Weiteren wird aber nur die Funktionsweise des ersten Prinzips beschrieben.
• Hierfür wird gemäß der erfindungsgemäßen Vorrichtung entsprechend 6, die NxV_P-Spannung direkt an dem ersten Widerstand (R1) abgegriffen; mit einem vorzugsweise konfigurierbaren RC-Tiefpass (R_TP, C_TP) als erstem Tiefpassfilter (Tp₁) verzögert und anschließend über einen Spannungs-zu-Strom-Wandler bestehend aus dem ersten Operationsverstärker (OP₁), dem ersten N-Kanal-MOS-Transistor MN₁ und dem zweiten Widerstand R2 in einem ersten Strom I_P = REF_P/R2 umgewandelt. Dabei steht in der Formel REF_P für die erste Referenzspannung (REF_P) auf der verzögerten ersten Referenzspannungsleitung (REF_P).
• Parallel wird der dritte Strom (IBP₃) über den Stromspiegel bestehend aus dem dritten P-Kanal-MOS-Transistor (MP₃) und dem siebten P-Kanal-MOS-Transistor (MP₇) an den N-fach seriell als Diode geschalteten bipolaren Teiltransistoren (Q3₁ bis Q3_N) des dritten bipolaren Transistors (Q3) gespiegelt. Dabei werden der dritte P-Kanal-MOS-Transistor (MP₃), der vierte P-Kanal-MOS-Transistor MP₄ und der siebte Transistor P-Kanal-MOS-Transistor (MP₇) typischerweise gleich, also matchend, ausgeführt. Ebenso werden die Transistorketten der Teiltransistoren des ersten bipolaren Transistors (Q1) und des dritten bipolaren Transistors (Q3) vorzugsweise gleich, also matchend, ausgeführt.
• Daraus resultiert, dass der dritte Strom (IBP₃) vorzugsweise gleich dem vierten Strom (IBP₄) und vorzugsweise gleich dem siebten Strom (IBP₇) ist. Gleichzeitig stimmen die Basis-Emitter-Spannungen V_BE(Q1) des ersten bipolaren Transistors (Q1) und die Basis-Emitter-Spannungen V_BE(Q3) des dritten bipolaren Transistors (Q3) überein: $${\text{V}}_{\text{BE}}\left(\text{Q1}\right)={\text{V}}_{\text{BE}}\left(\text{Q3}\right)$$

  
• Damit ergibt sich eine N-fache V_BE-Spannung gegenüber dem Massenpotential als Temperatursignal (REF_N) auf einer entsprechenden zweiten Referenzspannungsleitung (REF_N) mit negativem Temperaturkoeffizienten.
• Dabei gilt: $$\text{REF\_N}=\text{N}\times {\text{V}}_{\text{BE}}\left(\text{Q1}\right).$$

  
• In gleicher Weise wird auch dieses Temperatursignal (REF_N) über einen ersten Spannungs-zu-Strom-Umwandler (V/I₁) bestehend aus dem zweiten Operationsverstärker (OP₂), dem zweiten N-Kanal-MOS-Transistor (MN₂) und dem dritten Widerstand (R3) in einen zweiten Strom IN = REF_N/R3 umgewandelt.
• Nun werden der erste Strom I_P und der zweite Strom IN als Summenstrom I_PN summierend überlagert und über dem Stromspiegel bestehend aus dem ersten P-Kanal-MOS-Transistor (MP₁) und dem zweiten P-Kanal-MOS-Transistor (MP₂) an dem vierten Widerstand (R₄) gespiegelt, der diesen Summenstrom (I_PN) zu einer Messspannung (V_SENSE) umwandelt. Hierbei werden der zweite Widerstand (R4) und der dritte Widerstand (R₃) und der vierte Widerstand (R₄) vorzugsweise gleich ausgeführt. Der erste P-Kanal-MOS-Transistor (MP₁) und der zweite P-Kanal-MOS-Transistor (MP₂) werden vorzugsweise gleich, d.h. matchend, ausgeführt. Dann gilt: $$\text{IR4}={\text{I}}_{\text{PN}}={\text{I}}_{\text{P}}+{\text{I}}_{\text{N}}={\text{REF\_P/R}}_2+\text{REF\_N}/{\text{R}}_3=\left(\text{REF\_P}+\text{REF\_N}\right)/{\text{R}}_4$$

  
• Daraus ergibt sich für die Messspannung (V_SENSE): $${\text{V}}_{\text{SENSE}}=\text{REF\_P}+\text{REF\_N}$$

  
• Diese Messspannung (V_SENSE) definiert die Schaltschwelle und hat dann nach dem erfindungsgemäßen Idee den statischen Wert von N_XV_BG und reagiert dynamisch mit einem Spannungs-Einbruch dessen Pegel neben einer Abhängigkeit von den Werten des Tiefpass-Filters, also dem Wert des Tiefpasswiderstand R_TP und von dem Wert des ersten Kondensators C_TP, von der Geschwindigkeit des Temperaturanstiegs abhängt.
• Die N-fache Band-Gap-Spannung N_XV_BG wird in dem Schaltungsbeispiel wieder über den dritten Operationsverstärker (OP₃) und den dritten N-Kanal-Transistor (MN₃) gepuffert. Aus dieser gepufferten Spannung NxV_BG_BUF werden über die Widerstandsteiler aus dem fünften Widerstand (R₅), dem sechsten Widerstand (R₆) und dem achten Widerstand (R₈) konstante, temperaturunabhängige Schaltschwellen REF_DYN_OVT (dynamische Übertemperaturschwelle) und REF_OVT (Übertemperaturschwelle) jeweils für den ersten Komparator (COMP₁) und für den dritten Komparator (COMP₃) in dieser Spannungsbetragsreihenfolge von größeren hin zu kleineren Spannungsbeträgen abgeleitet.
• Die Messspannung (V_SENSE) wird mittels des ersten Komparators (COMP₁) mit der dynamischen Übertemperaturschwelle (REF_DYN_OVT) verglichen. Einer Einbruch dieser Messspannung (V_SENSE) infolge des Temperaturanstiegs bzw. eine Unterschreitung der dynamischen Übertemperaturschwelle (REF_DYN_OVT) wird über den ersten Komparator (COMP₁) mit einem gepulsten Übertemperatursignal (DYN_OVT_PULSE) signalisiert. Dieses gepulste Übertemperatursignal (DYN_OVT_PULSE) wird mit einem Puls-Detektor (PD1) zu einen Übertemperatursignal für eine dynamische Übertemperatur (DYN_OVT) umgewandelt, das einen dynamischen Temperaturanstieg signalisiert.
• Der schaltungstechnische Vorteil dieses Konzepts liegt auch darin, dass der erste Komparator (COMP₁) mit der statisch konstanten dynamische Übertemperaturschwelle (REF_DYN_OVT) und der Messspannung (V_SENSE) an seinen Eingängen unabhängig von der statischen Temperatur stets den gleichen statischen Arbeitspunkt hinsichtlich der Spannungen hat. Das minimiert aufgrund der Notwendigkeit eines geringeren Gleichtakteingangsspannungsbereichs den technischen Aufwand für den ersten Komparator (COMP₁) und anderseits bleiben seine gleichtaktspannungsabhängigen Parameter vor allem die Reaktionszeit über allen Temperaturen konstant.
• Für Vermeidung einer ungewollten Signalisierung der Übertemperatur wird das erfinderische Konzept um den Bedingungen des ISO-Standards 26262 gerecht werden zu können, nun durch einen zusätzlichen zweiten Komparator (COMP₂) ergänzt. 7 zeigt das entsprechende, vereinfachte Konzept.
• Aus dieser gepufferten Spannung NxV_BG_BUF werden über die Widerstandsteiler aus dem fünften Widerstand (R₅), dem sechsten Widerstand (R₆), dem siebten Widerstand (R₇) und dem achten Widerstand (R₈) konstante, temperaturunabhängige Schaltschwellen REF_DYN_OVT (dynamische Übertemperaturschwelle) und REF_OVT_LO (weitere Übertemperaturschwelle) und REF_OVT (Übertemperaturschwelle) jeweils für den ersten Komparator (COMP₁) und für einen zweiten Komparator (COMP₂) und für den dritten Komparator (COMP₃) in dieser Spannungsbetragsreihenfolge von größeren hin zu kleineren Spannungsbeträgen abgeleitet.
• Das Übertemperatursignal (REF_N) wird mit einer weiteren Übertemperaturschwelle (REF_OVT_LO) durch den zweiten Komparator (COMP₂) verglichen. Dieser zweite Komparator (COMP2) erzeugt ein niedriges Übertemperatursignal (OVT_LO). Die weiteren Übertemperaturschwelle (REF_OVT_LO) dieses zweiten Komparators (COMP₂) wird wertmäßig so gewählt, dass der zweite Komparator (COMP₂) nach Überschreiten eines bestimmten Temperaturwertes eine Übertemperatur mittels des niedrigen Übertemperatursignals (OVT_LO) signalisiert. Diese weiteren Übertemperaturschwelle (REF_OVT_LO) sollte zwar so hoch wie möglich, aber maximal so gewählt werden, dass eine Übertemperatursignalisierung in allen Fällen unterhalb der kritischen Temperatur (T_k) stattfindet. In der Regel kann diese weitere Übertemperaturschwelle (REF_OVT_LO) nahe zur Schwelle der maximal erlaubten Junction-Temperatur (T_Jmax) ohne zusätzlichen Sicherheitsabstand liegen. Damit kann die erfindungsgemäße Schaltung auch in sicherheitsrelevanten Systemen entsprechend ISO 26262 zum Einsatz kommen. Dort gilt die strengere Forderung, dass Einfachfehler nicht zum Ausfall des Gesamtsystems, in diesem Fall zur ungewollten Übertemperaturabschaltung, führen dürfen.
• Des Weiteren wird das Übertemperatursignal (OVT) mit dem Übertemperatursignal für eine dynamische Übertemperatur durch ein ODER-Gatter (OR) zu einem vorläufigen Abschaltsignal verknüpft. Das niedrige Übertemperatursignal (OVT_LO) mit diesem vorläufigen Abschaltsignal über ein logisches UND-Gatter (AND) oder eine andere geeignete Logikschaltung zum Abschaltsignal (OVT_SWITCH_OFF) verknüpft, um eine Fehlabschaltung im Sinne einer ISO 26262 Kompatibilität zu verhindern. Wie zuvor wird das Abschaltsignal (OVT_SWITCH_OFF) zu Abschaltzwecken der Treibertransistoren, von Teilschaltungen und/oder der gesamten Schaltung verwendet, um die in der integrierten mikroelektronischen Schaltung erzeugte thermische Leistung zu minimieren und damit die Zerstörung des ICs, des Moduls oder im Extremfall einen sicherheitsrelevanten Folgefehler, wie beispielsweise ein ungewolltes Zünden eines Airbags, zu vermeiden.
• 8 zeigt 6 ergänzt um die Änderungen zwischen 5 und 7.
• Die erfindungsgemäße Schaltung sollte so dimensioniert werden, dass über alle mögliche Parameter- und Prozessschwankungen der dynamische TemperaturSensor mit Sicherheit nicht auf im Betriebsfall vorkommende Temperaturanstiegsgeschwindigkeiten reagiert.
• Im Rahmen der Erfindung gibt es dafür auch die Möglichkeit beispielhaft den Tiefpasswiderstand des Tiefpass-Filters R_TP verstellbar zu entwerfen um erstens die Prozessschwankungen mittels Kalibration am Produktionsende zu kompensieren und zweitens seinen Wert so voreinstellen zu können, dass das Temperatur-Signal (DYN_OVT) für eine dynamische Übertemperatur nur auf Temperaturanstiegsgeschwindigkeiten oberhalb der im Betriebsfall maximal vorkommenden Temperaturanstiegsgeschwindigkeiten reagiert.
• Vorteile der Erfindung
• Die erfindungsgemäße Vorrichtung weist viele Vorteile gegenüber dem Stand der Technik auf:
1. 1. Einen erweiterten Schutzmechanismus mit einer sogen. Vorauserkennung einer Übertemperatur;
2. 2. Die Erfüllung vieler stetig wachsender sicherheitskritischer Anforderungen an leistungsstarke integrierte Schaltungen auch in Rahmen der funktionalen Sicherheit;
3. 3. Die Vermeidung einer Zerstörung der integrierten mikroelektronischen Schaltung (IC) bei einem schnellen IC-internen Temperaturanstieg;
4. 4. Die schnellere Erkennung und damit rechtzeitige Reaktion auf kritische Fehlerfälle - insbesondere auch auf sicherheitsrelevante Fehlerfälle - mit größerer Leistungserzeugung wie beispielsweise niederohmige Kurzschlüsse;
5. 5. Ein adaptives System durch Einstellmöglichkeiten auf unterschiedliche Betriebsanforderungen;
6. 6. Ein erweiterbares System zum bestehenden Übertemperatur- und/oder Überstrommechanismus zur Steigerung der Performance;
7. 7. Ein relativ flächen- und damit kostengünstiges Konzept.
• Bezugszeichenliste

AND

UND-Gatter

CMP1

erster Komparator

CTP

erster Kondensator als Teil eines Verzögerungsgliedes für die Spannung V_P.

Δt

Zeitintervall in dem sich eine Temperatur ändert,

Δt1

Reaktionszeit des ersten Komparators (CMP1) zwischen dem Erreichen und/oder Überschreiten des Wertes des Übertemperaturschwellensignals (OVS, REF_OVT) durch den Wert des Temperatursignals (Ts) bis der dritte Komparator (COMP3) das Vorliegen einer Übertemperaturbedingung mittels des Übertemperatursignals (OT, OVT_SWITCH_OFF) signalisiert.

Δt2

Entprellzeit. Nach der Entprellzeit, auch Debouncing-Zeit genannt, die für Vermeidung einer ungewollten Temperaturabschaltung beispielsweise aufgrund einer Störung an der Versorgungsleitung dient, wird die integrierte mikroelektronische Schaltung (IC) nach Signalisierung des Vorliegens einer Übertemperaturbedingung durch den dritten Komparator (COMP3) mittels des Übertemperatursignals (OT, OVT_SWITCH_OFF) abgeschaltet.

ΔT

Temperaturänderung

ΔVBG

Spannungsabfall über den nullten Widerstand (R0) in der Band-Gap Referenz

DYN_OVT_PULSE

gepulstes Übertemperatursignal zur Detektion einer dynamischen Übertemperaturbedingung

DYN_OVT

Übertemperatursignal für eine dynamische Übertemperatur und Ausgang der Pulsdetektion (PD1). Er signalisiert, dass zu irgendeinem Zeitpunkt eine dynamische Übertemperaturbedingung vorlag.

tk

Zeitpunkt zu dem die kritische Junction-Temperatur (T_J) erreicht wird.

I1

erste Stromquelle. Die erste Stromquelle liefert einen ersten Messstrom (IBP) für den ersten Übertemperaturerkennungssensor (OVTS₁.

I2

zweite Stromquelle. Die zweite Stromquelle liefert einen zweiten Messstrom IBN für den zweiten Übertemperaturerkennungssensor (OVTS₂).

IBP3

dritter Strom

IBP4

vierter Strom

IBP7

siebter Strom

IP

erster Strom

IN

zweiter Strom

IPN

Summenstrom aus erstem Strom I_P und zweitem Strom IN

IR4

Strom durch den vierten Widerstand R4

IC

integrierte mikroelektronische Schaltung

MN1

erster N-Kanal-MOS-Transistor

MN2

zweiter N-Kanal-MOS-Transistor

MN3

dritter N-Kanal-MOS-Transistor

MP1

erster P-Kanal-MOS-Transistor

MP2

zweiter P-Kanal-MOS-Transistor

MP3

dritter P-Kanal-MOS-Transistor. Es handelt sich um die MOS-Diode eines Stromspiegels.

MP4

vierter P-Kanal-MOS-Transistor. Es handelt sich um den Spiegeltransistor eines Stromspiegels.

MP7

siebter P-Kanal-MOS-Transistor

N

Anzahl der in Serie geschalteten ersten Transistoren (Q1)

NxVBG_BUF

gepufferte Spannung

NxVBE

N-fache Basis-Emitter-Spannung

NXVBG

N-fache Band-Gap-Spannung

NxVP

N-Fache V_p-Spannung

NxVT

N-fache Temperaturspannung

ω1

erste Grenzfrequenz des ersten Tiefpasses (Tp₁)

ω2

zweite Grenzfrequenz des zweiten Tiefpasses (Tp₂)

OP1

erster Operationsverstärker

OP2

zweiter Operationsverstärker

OP3

dritter Operationsverstärker

OVT

Übertemperatursignal des dritten Komparators (COMP3). In dieser Offenbarung wird hierfür auch das Bezugszeichen OVT_SWITCH_OFF verwendet.

OVT_LO

niedriges Übertemperatursignal

OVT_SWITCH_OFF

Abschaltsignal.

OVTS

Übertemperaturerkennungssensor

OVTS1

erster Übertemperaturerkennungssensor

OVTS2

zweiter Übertemperaturerkennungssensor

PD1

Puls-Detektor

Q1

erster bipolarer Transistor aus N in Serie geschalteten bipolaren Teiltransistoren (T1₁ bis T1_N). Die bipolaren Teiltransistoren sind als Dioden geschaltet.

Q11

erster bipolarer Teiltransistor des ersten bipolaren Transistors (Q1)

Q1N

N-ter bipolarer Teiltransistor des ersten bipolaren Transistors (Q1)

Q2

zweiter Transistor aus M parallel geschalteten Teiltransistoren (T2₁ bis T2_M).

Q21

erster bipolarer Teiltransistor des zweiten bipolaren Transistors (Q2)

Q2M

M-ter bipolarer Teiltransistor des zweiten bipolaren Transistors (Q2)

Q3

dritter bipolarer Transistor aus N in Serie geschalteten bipolaren Teiltransistoren (T3₁ bis T3_N).

Q31

erster bipolarer Teiltransistor des dritten bipolaren Transistors (Q3)

Q3N

N-ter bipolarer Teiltransistor des dritten bipolaren Transistors (Q3)

REF_DYN_OVT

dynamische Übertemperaturschwelle

REF_OVT

Übertemperaturschwelle oder fünfte Referenzspannung. In dieser Offenbarung hierfür wird auch das Bezugszeichen OVS verwendet.

REF_OVT_LO

weitere Übertemperaturschwelle

REF_P

verzögerte erste Referenzspannungsleitung mit positivem Temperaturkoeffizienten mit einer ersten Referenzspannung

REF_N

Temperatursignal oder zweite Referenzspannungsleitung mit negativem Temperaturkoeffizienten mit einer zweiten Referenzspannung. Diese wird auch als Temperatursignal bezeichnet.

R0

nullter Widerstand

R1

erster Widerstand aus N Teilwiderständen (R1₁ bis R1_N), wobei die hierverwendete Zahl N von der beim ersten Transistor (Q1) verwendeten Zahl N zwar verschieden sein kann, aber nicht verschieden sein sollte.

R2

zweiter Widerstand

R3

dritter Widerstand

R4

vierter Widerstand

R5

fünfter Widerstand

R6

sechster Widerstand

R7

siebter Widerstand

R8

achter Widerstand

R9

neunter Widerstand

RTP

Tiefpasswiderstand als Teil eines Verzögerungsgliedes für die Spannung V_P.

t

Zeit

t1

Zeitpunkt des Erreichens und/oder des Überschreitens des Wertes des Übertemperaturschwellensignals (OVS, REF_OVT) durch den Wert des Temperatursignals (T_S). Dies ist die Übertemperaturbedingung.

t2

Signalisierungszeitpunkt = Zeitpunkt der Signalisierung des Vorliegens einer Übertemperaturbedingung durch den dritten Komparator (COMP3) mittels des Übertemperatursignals (OT) am Ende der Reaktionszeit des dritten Komparators (COMP3) nach dem Zeitpunkt (t1) des Erreichens und/oder des Überschreitens des Wertes des Übertemperaturschwellensignals (OVS, REF_OVT) durch den Wert des Temperatursignals (T_s) und nach dem zusätzlichen Verstreichen der Reaktionszeit (Δt1) des dritten Komparators (COMP3).

t3

Abschaltzeitpunkt nach dem Verstreichen der Entprellzeit (Δt2) nach dem Erreichen des Abschaltzeitpunktes (t2),

t0

Startzeitpunkt der Übertemperaturabschaltung-Sequenz bis zu der die integrierte mikroelektronische Schaltung (IC) eine Junction-Temperatur (T_J) kleiner oder gleich der maximalen Betriebstemperatur (T_Bmax) aufweist. Zum Zeitpunkt t0 tritt in der Übertemperaturabschaltung-Sequenz entsprechend dem Stand der Technik ein Fehler, z.B. ein Kurzschluss, auf.

TB

Betriebstemperatur. Unter der Betriebstemperatur wird hier die Umgebungstemperatur der elektronischen integrierten Schaltung (IC) verstanden.

TBmax

maximal erlaubte Betriebstemperatur

TJ

Junction-Temperatur

Tk

kritische Junction-Temperatur, die zur Zerstörung der mikroelektronischen integrierten Schaltung (IC) führt

Tp1

erster Tiefpass

Tp2

zweiter Tiefpass

TREF_OVT

Temperatur, die der Übertemperaturschweller REF_OVT entspricht,

TS

Temperatursignal des Übertemperaturerkennungssensors (OVTS)

TJmax

maximal erlaubte Junction-Temperatur im spezifizierten Betriebsfall

VBE

Basis-Emitter-Spannung

VBE(Q1)

Basis-Emitter-Spannung des ersten Transistors (Q1)

VBG

Band-Gap-Spannung

V/I1

erster Spannungs-zu-Strom-Wandler

V/I2

zweiter Spannungs-zu-Strom-Wandler

VSENSE

Messspannung, die die Schaltschwelle definiert

VT

Temperaturspannung (V_T=K_B*T/q) mit K_B= Bolzmannkonstante, T= Temperatur, q= Elementarladung

Claims (8)

1. Verfahren zur dynamischen Begrenzung der Junction-Temperatur innerhalb eines mikroelektronischen integrierten Schaltkreises mit den Schritten - Erzeugen einer ersten Referenzspannung (REF_P) mit einem positiven Temperaturkoeffizienten - Erzeugen einer zweiten Referenzspannung in Form eines Temperatursignals (REF_N) mit einem negativen Temperaturkoeffizienten, - wobei der positive und der negative Temperaturkoeffizient sich betragsmäßig in ihrem Wert weniger als 10% unterscheiden; - Erzeugen einer temperaturunabhängigen Band-Gap-Spannung NxV_BG, i. wobei temperaturunabhängig bedeutet, dass ihr Temperaturkoeffizient mindestens um einen Faktor 5 kleiner ist als der Temperaturkoeffizient der ersten Referenzspannung (REF_P) und als der Temperaturkoeffizient der zweiten Referenzspannung (REF_N) und ii. wobei die Änderung einer ersten der beiden Referenzspannungen (REF_P, REF_N) bei einer Änderung der Junction-Temperatur (T_J) und/oder bei einer Änderung der Betriebstemperatur (T_B) in Folge der Verzögerung durch ein Verzögerungsglied (R_TP, C_TP) mit einer zeitlichen Verzögerung gegenüber der Änderung der zweiten der beiden Referenzspannungen (REF_P, REF_N) bei dieser Änderung der Junction-Temperatur (T_J) bzw. bei dieser Änderung der Betriebstemperatur (T_B) erfolgt; - Umwandlung der ersten Referenzspannung (REF_P) in einen ersten Strom (I_p); - Umwandlung der zweiten Referenzspannung (REF_N) in einen zweiten Strom (I_N); - Summierung des ersten Stroms (I_P) und des zweiten Stroms (I_N) zu einem Summenstrom (I_PN); - Wandlung des Summenstroms (I_PN) in eine Messspannung (V_SENSE); - Erzeugen einer dynamischen Übertemperaturschwelle (REF_DYN_OVT) in Form einer temperaturunabhängigen dritten Referenzspannung, i. wobei temperaturunabhängig bedeutet, dass deren Temperaturkoeffizient mindestens um einen Faktor 5 kleiner ist als der Temperaturkoeffizient der ersten Referenzspannung (REF_P) und/oder der zweiten Referenzspannung (REF_N) und - Vergleich der dritten Referenzspannung (REF_DYN_OVT) mit der Messspannung (V_SENSE) durch einen ersten Komparator (COMP₁) zur Erzeugung eines gepulsten Übertemperatursignals (DYN_OVT_PULSE) zur Detektion des Vorliegens einer dynamischen Übertemperaturbedingung; - Speichern des Vorliegens einer dynamischen Übertemperaturbedingung in einem Speicher eines Puls-Detektors (PD1), wenn diese in Form des besagten gepulsten Übertemperatursignals (DYN_OVT_PULSE) vorliegt, - Erzeugen eines Abschaltsignals (OVT_SWITCH_OFF) zur Signalisierung des Vorliegens einer Übertemperaturbedingung, i. wenn der Speicher (PD1) einen Wert enthält, der das aktuelle oder vergangene Vorliegen einer dynamischen Übertemperaturbedingung kodiert.
2. Verfahren nach Anspruch 1 umfassend die zusätzlichen Schritte - Erzeugen einer temperaturunabhängigen vierten Referenzspannung als weitere Übertemperaturschwelle (REF_OVT_LO), i. wobei temperaturunabhängig bedeutet, dass ihr Temperaturkoeffizient mindestens um einen Faktor 5 kleiner ist als der Temperaturkoeffizient der ersten Referenzspannung (REF_P) oder der Temperaturkoeffizient der zweiten Referenzspannung (REF_N) und - Vergleich der vierten Referenzspannung (REF_OVT_LO) mit der zweiten Referenzspannung (REF_N) durch einen zweiten Komparator (COMP₂) zur Erzeugung eines niedrigen Übertemperatursignals (OVT_LO) zur Detektion einer Übertemperaturbedingung; - Erzeugen des Abschaltsignals (OVT_SWITCH_OFF) für das Vorliegen einer Übertemperaturbedingung, für den Fall, dass auch das niedrige Übertemperatursignal (OVT_LO) das aktuelle Vorliegen einer Übertemperaturbedingung signalisiert.
3. Verfahren nach Anspruch 2 gekennzeichnet dadurch, - dass die weitere Übertemperaturschwelle (REF_OVT_LO) so gewählt ist, dass eine Übertemperaturabschaltung in einem Bereich um die maximal erlaubte Junction-Temperatur (T_Jmax) in °K von +/-7% erfolgt.
4. Verfahren nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 3 umfassend die zusätzlichen Schritte - Erzeugen einer temperaturunabhängigen fünften Referenzspannung als Übertemperaturschwelle (REF_OVT), wobei temperaturunabhängig bedeutet, dass ihr Temperaturkoeffizient mindestens um einen Faktor 10 kleiner ist als der Temperaturkoeffizient der ersten Referenzspannung (REF_P) und der zweiten Referenzspannung (REF_N); - Vergleich der fünften Referenzspannung (REF_OVT) mit der zweiten Referenzspannung (REF_N) zur Erzeugung eines stationären Übertemperatursignals (OVT) zur Detektion des Vorliegens einer Übertemperaturbedingung - Erzeugen eines Abschaltsignals (OVT_SWITCH_OFF) für das Vorliegen einer Übertemperaturbedingung, auch zusätzlich für den Fall dass das Übertemperatursignal (OVT) das aktuelle Vorliegen einer Übertemperaturbedingung signalisiert.
5. Mikroelektronischer integrierter Schaltkreis dadurch gekennzeichnet, - dass er eine Teilvorrichtung zur Durchführung eines Verfahrens zur dynamischen Begrenzung der Junction-Temperatur nach den Ansprüchen 1 bis 4 aufweist.
6. Mikroelektronischer Schaltkreis dadurch gekennzeichnet, - dass er einen ersten Übertemperaturerkennungssensor (OVTS₁) aufweist, dessen Ausgang, die erste Referenzspannung (REF_P), einen positiven Temperaturkoeffizienten aufweist, und - dass er einen zweiten Übertemperaturerkennungssensor (OVTS₂) aufweist, dessen Ausgang, die zweite Referenzspannung (REF_N) einen negativen Temperaturkoeffizienten aufweist, und - dass er mindestens einen ersten Filter (Tp₁) oder mindestens einen zweiten Filter (Tp₂) aufweist i. wobei der erste Filter (Tp₁) zur Filterung der ersten Referenzspannung (REF_P) dient und wobei der zweite Filter (Tp₂) zur Filterung der zweiten Referenzspannung (REF_N) dient, und - dass er einen ersten Spannungs-zu-Strom-Wandler (I/V₁) zur Spannungs-Strom-Wandlung des Ausgangssignals des ersten Filters (Tp₁) aufweist, um einen ersten Strom (I_P) zu erzeugen und - dass er einen zweiten Spannungs-zu-Strom-Wandler (I/V₂) zur Spannungs-Strom-Wandlung des Ausgangssignals des zweiten Filters (Tp₂) aufweist, um einen zweiten Strom (I_N) zu erzeugen und - dass er einen Strom-Spannungs-Wandler (R₄) zur Strom-Spannungs-Wandlung des Summenstroms (I_PN) aus der Summe des ersten Stroms (I_P) und des zweiten Stroms (I_N) in ein Messsignal (V_SENSE) aufweist und - dass er einen ersten Komparator (COMP₁) aufweist, der das Messsignal (V_SENSE) mit einer dynamischen Übertemperaturschwelle (REF_DYN_OVT) vergleicht und ein gepulstes Übertemperatursignal (DYN_OVT_PULSE) in Abhängigkeit vom Vergleichsergebnis bildet und - dass er einen Pulsdetektor (PD₁) aufweist, der in Abhängigkeit von dem gepulsten Übertemperatursignal (DYN_OVT_PULSE) einen Speicher setzt und in Abhängigkeit von diesem Speicherwert ein Übertemperatursignal (DYN_OVT ) für eine dynamische Übertemperatur bildet, und - dass er einen dritten Komparator (COMP3), zur Unterscheidbarkeit dritter Komparator genannt, aufweist, der die zweite Referenzspannung (REF_N) mit einer Übertemperaturschwelle (REF_OVT) vergleicht und in Abhängigkeit vom Vergleichsergebnis ein stationäres Übertemperatursignal (OVT) bildet und - dass er eine Logik (OR) aufweist, die das stationäre Übertemperatursignal (OVT) und das Übertemperatursignal (DYN_OVT) für eine dynamische Übertemperatur verknüpft und ein Abschaltsignal (OVT SWITCH OFF) bildet.
7. Mikroelektronischer Schaltkreis nach Anspruch 6 dadurch gekennzeichnet, - dass er einen zweiten Komparator (COMP₂) aufweist, der die zweite Referenzspannung (REF_N) mit einer weiteren Übertemperaturschwelle (REF_OVT_LO) vergleicht und in Abhängigkeit vom Vergleichsergebnis ein niedriges Übertemperatursignal (OVT_LO) bildet und - dass er eine Logik (OR, AND) aufweist, die das stationäre Übertemperatursignal (OVT) und das Übertemperatursignal (DYN_OVT) für eine dynamische Übertemperatur verknüpft und das niedrige Übertemperatursignal (OVT_LO) und ein Abschaltsignal (OVT_SWITCH_OFF) bildet.
8. Mikroelektronischer Schaltkreis nach Anspruch 7 dadurch gekennzeichnet, - dass die Logik (OR, AND) das Übertemperatursignal (OVT) und das Übertemperatursignal (DYN_OVT) durch eine ODER- oder negierte ODER-Verknüpfung (OR) miteinander für eine dynamische Übertemperatur verknüpft und - dass das Abschaltsignal (OVT_SWITCH_OFF) nur dann aktiv wird, also eine Übertemperaturbedingung signalisiert, wenn auch das niedrige Übertemperatursignal (OVT_LO) aktiv ist, also eine Übertemperaturbedingung signalisiert.

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