JP2010530153A - マルチバンドフィルタ - Google Patents

Abstract

多層基板上に構成され、バンドパスフィルタ（ＢＰ）及びハイパスフィルタ（ＨＰ）を含む並列回路からなるバンドストップフィルタが提案される。両方のフィルタは、前記基板へ集積化されたＬＣ要素のかたちで、少なくとも部分的に実現される。さらに、回路部品は、前記基板上にディスクリート部品として配置され得る。前記バンドパスフィルタを有するフィルタ分岐内には、電気音響共振器（Ｒ）が、グランドへの横断分岐内に配置される。前記フィルタにより、広い阻止帯域が得られる一方、１つの通過帯域又は複数の通過帯域は、複数の無線帯域を含み得る。
【選択図】図１

Description

本発明は、少なくとも２つの移動体無線帯域のための、送信及び受信が可能な通過帯域を有するマルチバンドフィルタに関する。さらに、上記フィルタは、第３無線送信システムのための阻止帯域を有する。

複数の移動体無線帯域のためのマルチバンドフィルタは、異なる周波数範囲を有する。これらの異なる周波数範囲が通過可能となるためには、これらの周波数範囲に割り当てられる帯域が、１つの広い通過帯域であるか、又は複数の狭い通過帯域である必要がある。

特許文献１〜３には、２つのバンドパスフィルタを含む並列回路からなるマルチバンドフィルタが開示されている。特許文献４には、３つのバンドパスフィルタによって形成される並列回路を含む広帯域パスバンドフィルタが開示されている。さらに、マルチバンドフィルタは、通信フィルタ回路の特殊な設計によって得られる。

特許文献５には、高域バンドパスフィルタ及び低域バンドパスフィルタを含み、分離した４つの出力に応じて、４つの異なる周波数範囲に入力信号を分配するマルチプレクサが開示されている。

米国特許第５，８１５，０５２号明細書 米国特許第６，０４３，７２５号明細書 米国特許第６，１１５，５９２号明細書 米国特許第５，１８４，０９６号明細書 欧州特許出願公開第１，３４７，５７３号明細書

既知のマルチバンドフィルタの問題の１つは、広い通過帯域が、阻止帯域から十分離れたところにのみ得られることである。あるいは、既知のマルチバンドフィルタは、阻止帯域に向かって平らになる側面（フランク）を有する送信範囲のみを有する。その結果、これらのフィルタは、阻止帯域と第１の通過帯域との間に、過度に大きな送信幅を含む。

よって、異なる移動体無線帯域のために、阻止帯域上に位置する少なくとも２つの通過帯域を有するマルチバンドフィルタ、特に、阻止帯域と通過帯域との間に小さく改良された送信幅を備えるマルチバンドフィルタを明示することが、本発明の課題である。

本発明によれば、この課題は、請求項１の特徴を含むバンドストップフィルタによって解決される。本発明の有利な形態は、その他の請求項から得られる。

互いに並列に接続される第１及び第２フィルタ分岐を有するバンドストップフィルタが提案される。第１部分フィルタは、第１フィルタ分岐内に配置される。第１部分フィルタは、バンドパスフィルタを含む。バンドパスフィルタは、第１通過帯域を有する。第２部分フィルタは、第２フィルタ分岐内に配置される。第２部分フィルタは、ハイパスフィルタを含む。ハイパスフィルタは、第２通過帯域を有する。第２通過帯域は、周波数に関して、第１通過帯域の上に配置される。第１及び第２フィルタ分岐は、入力ポートと出力ポートとの間で電気的に並列に接続されることによって、各々の場合において、共通の信号入力及び共通の信号出力と電気的に接続される。両方のポートの各々は、２つの電気的端子を含み得る。それらの１つは、接地することができる。さらに、横断分岐は、第１フィルタ分岐から横断して、グランド、インピーダンス要素、そして特に横断分岐内に配置される共振器と接続することができる。このような構造から、第１通過帯域の下に形成された阻止帯域を有するバンドストップフィルタが生成される。このバンドストップフィルタは、急勾配の側面を有する第１通過帯域への送信を受ける。第２通過帯域は、第１通過帯域の上に形成される。

バンドストップフィルタは、少なくとも２つの構造化金属平面を有する多層基板上に構成される。この場合、バンドパスフィルタ及びハイパスフィルタは、多層基板中に少なくとも部分的に集積化されたＬＣ要素から構成される。ＬＣ要素の適切な設計、且つ、共振器の共振周波数の対応する位置が得られれば、低い挿入損失や高い抑制が生じる近傍の阻止帯域、及び、第１通過帯域に関する小さな送信幅に関連して、各々の場合において５％以上という極めて高い比帯域幅を有する複数の通過帯域を含むことができる。さらに、少なくとも部分的に基板へ集積化されたバンドストップフィルタは、コンパクトで、製造コストが低い。

少なくとも５００のＱ（quality factor）を有する電気音響共振器がインピーダンス要素として使用される場合には、阻止帯域と第１通過帯域との間の急勾配の側面にとって有利である。共振器は、その共振周波数が第１通過帯域の上端と略一致するようなものが好ましい。

共振器が高い極零分離を有すれば、特に広い第１通過帯域が得られる。電気音響共振器の場合、分離の全ては、共振器のピエゾ電気材料の、より大きくより高い連結部である。リチウムナイオベート及びポタシウムナイオベートは、例えば電気音響共振器のための高度な連結材料として使用することができる。

しかしながら、電気音響共振器と直列に接続されるインダクタンスにより、電気音響共振器の極零分離を増加することも可能である。したがって、一形態では、グランドに関する横断分岐内において、共振器は、インダクタンスと直列に接続される。この場合、リチウムタンタレートも、ピエゾ電気材料と同様、適切である。

電気音響共振器は、ＳＡＷ（surface acoustic wave）共振器、ＢＡＷ（bulk acoustic wave）共振器、又はセラミックマイクロ波共振器であってもよい。これらの各々は、高いＱを実現し得る。

バンドパスフィルタ及びハイパスフィルタを構成するＬＣ要素に関しては、少なくとも１つの部分が、基板内の集積化された要素として、低コストで実現される。それらのＱは、例えば５０以下である。したがって、ＬＣ要素の各部は、キャパシタ及び／又はコイルのかたちで、特に集積化されたＬＣ要素を有する基板表面に実装され、ディスクリート要素として実現される。例えば、基板内へ集積化された要素のかたちで、比較的小さな製造許容誤差で生産され得るキャパシタを実現しながら、インダクタンスの少なくとも一部をディスクリートコイルとして実現することが有利である。

提案されるマルチバンドフィルタの１つの可能な適用例では、阻止帯域が、４７０ＭＨｚ〜７５０ＭＨｚの帯域と一致し、ＤＶＢ−Ｈ（digital video broadcast-handheld）システムのために用意される。一方、送信帯域及び受信帯域のための第１及び第２通過帯域は、１ＧＨｚ〜２ＧＨｚの範囲で働く従来の移動体無線システムに割り当てられる。したがって、このように設計されたバンドストップフィルタは、少なくとも８２４ＭＨｚ〜９６０ＭＨｚの範囲の第１通過帯域、及び１７１０ＭＨｚ〜２１７０ＭＨｚの範囲の第２通過帯域を有する。ハイパスフィルタを有する第２フィルタ分岐の入力側及び出力側に配置された直列キャパシタンスによって、及び第１フィルタ分岐の入力及び出力における直列インダクタンスによって、２つのフィルタ分岐のうち１つのみが送信可能となる。一方、他の各分岐は、開回路を構成することができる。

しかしながら、ハイパスフィルタ（第２部分フィルタ）のカットオフ周波数を第１通過帯域の範囲内へシフトすることも可能である。このことの効果は、１ＧＨｚの範囲内の周波数がバンドストップフィルタに適用されるとき、第１及び第２フィルタ分岐の両方が、電力（power）を送ることができることである。しかしながら、２ＧＨｚの範囲内の信号は、もっぱら、第２フィルタ分岐内で送信される。一方、第１部分フィルタは、開回路を構成する。ハイパスフィルタのカットオフ周波数の適切な選択を通じて、僅かに上昇した抑制と共にほんの僅かな落ち込みを第１通過帯域の上に有する非常に広い送信帯域を実現し、いわゆる低挿入損失で、再び最適な約１３００ＭＨｚで送信することが可能になる。

通過帯域は、実際には、もっぱら類似の寸法のバンドパスフィルタ及びハイパスフィルタのＬＣ要素により創造される。第１フィルタ分岐に関する横断分岐内へ配置されたインピーダンス要素によって、第１通過帯域から阻止帯域へ急勾配となる送信が実現される。一実施形態では、およそ７５０ＭＨｚに至るまでは少なくとも−１３ｄＢの抑制で、７００ＭＨｚ以下では少なくとも−２５ｄＢ以上の抑制で、妨害する。

第１フィルタ分岐内の適切なバンドパスフィルタの１つは、少なくとも第１及び第２直列インダクタンスと、第１及び第２直列キャパシタンスと、そこを横断して接地される第１並列インダクタンスと、を含む。バンドパスフィルタは、さらに、第３直列インダクタンスと、第２並列インダクタンスと、を任意に含んでもよい。第１及び第２並列インダクタンスは、それぞれ第２フィルタ分岐を横断する専用の分岐内に配置され、キャパシタンスと直列に接続し、各横断分岐内に同様に配置することができる。

第２フィルタ分岐内の適切なハイパスフィルタの１つは、第１及び第２直列キャパシタンスと、接地される横断分岐内の２つの直列キャパシタンスの間に配置されるインダクタンスと、を含んでもよい。ハイパスフィルタの横断分岐内のインダクタンスは、さらに、横断分岐内に同様に配置されるキャパシタンスと直列に接続されてもよい。

例えば移動体無線システムの送信分岐内にある場合に、高電力がバンドストップフィルタに適用されれば、共振器は、特に電力耐久性（power strength）を有し、１ワット以上の電力供給に相当する損害を受けることなく、３０ｄＢｍ以上の信号に耐えることができる。

共振器の電力耐久性は、例えばシングルポートとして形成される。ＳＡＷ共振器の数は、縦列（直列）接続（cascading）によって増加してもよい。例えば直列接続された２つの共振器を２重に縦列接続することによって、電力耐久性を４倍にすることができる。この場合、そのように縦列接続された共振器のインピーダンスは、４倍相当の共振器領域によって、縦列接続しない共振器と比較して、不変のままでもよい。

共振器が信号出力付近の第１フィルタ分岐内に配置されるとき、又は共振器を有する横断分岐が第１フィルタ分岐内に一定間隔になるように配置され、バンドストップフィルタが対応する極性と接続されるとき、共振器も、より低電力の適用を受ける。

ＳＡＷ共振器が第１フィルタ分岐に関する横断分岐内で用いられる場合、リフレクタを省略して、１ポート共振器として形成することができる。この場合、追加のチップ領域が節約され、バンドストップフィルタ全体のための基板領域も同様に低減される。

提案されるバンドストップフィルタは、特に第１及び第２通過帯域内に送信路及び受信路を有する携帯電話（mobile telephones）で使用することができる。また、フィルタがアンテナと送信増幅器との間の送信路内で用いられる場合、送信増幅器内においてノイズに起因して生じ得る阻止帯域内にある干渉信号は、バンドストップフィルタによって取り除くことができる。阻止帯域内の信号の高い抑制は、第１又は第２通過帯域内での同時的な電話動作の結果として、同様に移動体無線装置内に実現されるＤＶＢ−Ｈ（= digital video broadcast-handheld）の受信分岐が干渉なく動作することを可能にする。

このようなバンドストップフィルタがない場合、ＤＶＢ−Ｈ周波数範囲内にある送信増幅器内のノイズが、ＤＶＢ−Ｈシステムのために必要とされる第２アンテナへ送信されたり、受信の質を減少させる原因となったり、又はＤＶＢ−Ｈ受信との干渉の原因となったりすることがあり得るだろう。したがって、バンドストップフィルタは、電力増幅器とアンテナとの間の１つ又は複数の送信分岐内に配置されることが好ましい。バンドストップフィルタとアンテナとの間で、アンテナスイッチ、デュプレクサ、もしくはダイプレクサの少なくとも１つによって、又はこれらの組み合わせによって、さらに送信分岐及び受信分岐に分岐してもよい。

有利な発展形の１つでは、ブリッジ回路がバンドストップフィルタのために用意される。そのブリッジ回路によって、バンドストップフィルタが移動体無線路（ここでは送信路）から取り除かれ、そしてＤＶＢ−Ｈが作動しなれば、ブリッジ接続される。バンドストップフィルタの追加のフィルタ要素の結果として生じる可能性がある電気的な損失は、それによって、ＤＶＢ−Ｈが作動する期間に制限され得る。ブリッジ回路は、ブリッジ路を開閉する追加のスイッチを有してもよい。

以下、提案されるバンドストップフィルタは、代表的な実施形態及びその関連図面に基づき、より詳細に説明される。これらの図は、純粋に図式的に実際の寸法ではなく示され、単に発明の説明のために提供されるものである。

バンドストップフィルタの第１実施形態を示す図である。 第２実施形態を示す図である。 第３実施形態を示す図である。 第４実施形態を示す図である。 図１〜図４に示したバンドストップフィルタの送信動作を示す図である。 分離して考えられる第１及び第２のフィルタ分岐の送信動作を示す図である。 多層基板上に実現したバンドストップフィルタを示す概略断面図である。

図１は、提案されたバンドストップフィルタの第１実施形態を示している。第１フィルタ分岐ＦＺ１及び第２フィルタ分岐ＦＺ２は、第１端子Ｔ１と第２端子Ｔ２との間において並列に接続されている。バンドパスフィルタＢＰは、第１フィルタ分岐ＦＺ１内に配置されている。上記バンドパスフィルタは、直列に接続される第１インダクタンスＬ１、第１キャパシタンスＣ１、第３キャパシタンスＣ３、及び第５インダクタンスＬ５を含む。第１キャパシタンスＣ１と第３キャパシタンスＣ３との間には、第２インダクタンスＬ２が、グランドに関する横断分岐内に配置されている。第３キャパシタンスＣ３と第５インダクタンスＬ５との間には、共振器Ｒと、これと直列に接続される第４インダクタンスＬ４とが、グランドへの横断分岐内に配置されている。ここでの番号付けは、各回路素子タイプの対応する番号の存在を意味しない。さらに、この番号付けは、異なる素子又は回路点を含め、全体にわたってカウントアップする。

２つのフィルタ分岐ＦＺ１及びＦＺ２は、多層基板上に実現される。この場合、全てのキャパシタンスは、互いに隣り合う基板の金属平面から構成される金属領域のかたちで多層基板内に集積化されたキャパシタンスとして存在し得る。同様に、インダクタンスＬの部分は、多層基板内に集積化された部分として実現され得る。しかしながら、少なくともインダクタンスの部分は、それぞれのケースにおいてディスクリートデバイスとして実現され、好ましくは多層基板の表面に実装される。

共振器Ｒは、好ましくは電気音響共振器、例えばＳＡＷ共振器である。ＳＡＷ共振器は、例えばフリップチップ技術により、ベアダイとして同様に多層基板の表面上に配置され、基板内に集積化された相互接続部と電気的に接続される。

第２フィルタ分岐内に実現されたハイパスフィルタＨＰは、第６キャパシタンスＣ６と第８キャパシタンスＣ８とを有する。これら第６キャパシタンスＣ６と第８キャパシタンスＣ８との間には、グランドへの横断分岐内に第７インダクタンスＬ７が配置される。

図２は、提案されたバンドストップフィルタの別の実施形態を示している。本実施形態では、第１実施形態とは異なり、横断分岐のハイパスフィルタ内において、直列に接続される第７インダクタンスＬ７、第７キャパシタンスＣ７が、接地される。追加の回路素子（第７キャパシタンス）に基づいて、残りの回路素子のディスクリート値は、新たに最適化される。これは、ハイパスフィルタＨＰの回路素子だけではなく、バンドパスフィルタＢＰ内の回路素子も、さらなるディスクリート値をとり得ることを意味する。このようにして、両方のフィルタの各々は、対応して設計された第２フィルタの回路素子によって適合され得る。逆も、また同様である。この１つの事実によれば、回路素子のディスクリート値の場合、等価回路ダイアグラムの見地から同一であるバンドパスフィルタについて第１実施形態で選ばれ得る値に関して、相対的に大きな違いも生じ得る。

図３は、提案されたバンドストップフィルタの別の実施形態（第３実施形態）を示している。本実施形態は、第２実施形態から生じ、さらなるキャパシタンスを有する。このキャパシタンスは、第２キャパシタンスＣ２として、グランドへの通信横断分岐内で、第２インダクタンスＬ２と直列に接続される。ハイパスフィルタＨＰは、回路配置に関して第２実施形態から変化はなく、また、バンドパスフィルタＢＰの回路素子の配置も同様に第２実施形態から変化はないが、それらのディスクリート値は変化する。

図４は、バンドストップフィルタの第４実施形態を示している。本実施形態では、回路素子の配置は、第３実施形態に係るハイパスフィルタＨＰのそれと変わらない。対比してみると、バンドパスフィルタＢＰは、第１フィルタ分岐ＦＺ１内に、直列に接続される第１インダクタンスＬ１、第１キャパシタンスＣ１、第４インダクタンスＬ４、第７キャパシタンスＣ７、及び第７インダクタンスＬ７を有する。グランドへの横断分岐内では、第１キャパシタンスＣ１と第４インダクタンスＬ４との間において第２キャパシタンスＣ２と第２インダクタンスＬ２とが直列に接続される。第４インダクタンスＬ４と第７キャパシタンスＣ７との間のグランドへの第１横断分岐は、そこに配置される第５インダクタンスＬ５を含む。第２横断分岐と直接的に近接する、グランドへの第３横断分岐内には、共振器Ｒ及び第６インダクタンスＬ６が直列に接続して配置される。この場合も、バンドストップフィルタを最適化するときは、横断回路素子のディスクリート値が、他の実施形態の場合とは異なるように変更されるだけでなく、フィルタの全ての構成要素が、第２フィルタの回路素子と全く同様に適合され、又は、新たに最適化されることが有利である。

図５は、ＳパラメータＳ２１のかたちで、第４実施形態のシミュレーションされた送信機能を示している。ダイアグラムは、阻止帯域ＳＰ、第１通過帯域Ｄ１、及び第２通過帯域Ｄ２を描いている。ここで、これらの帯域は、阻止帯域ＳＰがＤＶＢ−Ｈシステムの周波数範囲と一致するように選ばれる。Ｄ１は、１ＧＨｚの移動体無線帯域の全周波数を含み、Ｄ２は、２ＧＨｚの移動体無線帯域の全周波数を含む。

第１〜第４実施形態の送信カーブ１〜４のいずれもが、この意図したアプリケーションの仕様を満たすことは明らかである。第１通過帯域Ｄ１と第２通過帯域Ｄ２との間の送信機能におけるわずかな落ち込みは、そこには移動体無線帯域が存在しないため、所望のアプリケーションにとって無害である。

バンドストップフィルタ、特に阻止帯域ＳＰ、さらには第１及び第２通過帯域Ｄ１及びＤ２の仕様に関しては、回路素子Ｌ及びＣの適切な設計により、また、共振器Ｒの適切な周波数により、異なる問題に対して個別に最適化することが可能になる。

図６は、再度、第１実施形態に係るバンドストップフィルタの送信機能ＢＳを示している。この送信機能ＢＳは、シミュレーションにおいて、分離して考えられるハイパスフィルタＨＰ及びバンドパスフィルタＢＰの部分的な送信機能と比較される。その部分的な送信機能から、ハイパスフィルタＨＰが、第２通過帯域Ｄ２における最小の挿入損失を伴って、送信することは明らかである。しかしながら、第１通過帯域Ｄ１内においてもなお、さらに大きなエネルギーを送信し得る。なぜなら、第１通過帯域Ｄ１の上端に、ハイパスフィルタＨＰのカットオフ周波数があるからである。カットオフ周波数は、第２通過帯域Ｄ２における最も低い挿入損失であるポイントに関して、対応したハイパスフィルタＨＰが３ｄＢの抑制を有する周波数である。孤立したバンドパスフィルタＢＰは、大きなミスマッチを示す。部分的な送信機能は、本質的に、送信機能全体のうち、阻止帯域に向かって左側側面を生成する。

それにもかかわらず、並列に接続される、これら２つのフィルタ（バンドパスフィルタ、ハイパスフィルタ）の結果として、バンドストップフィルタについて図６に示される送信カーブＢＳが得られる。これは、両方のフィルタ分岐が、互いにマッチしていることを示している。したがって、外的なマッチング要素は、もはや必要ではない。

図７は、提案されたバンドストップフィルタについて、回路部品の一実施例を示す部分概略断面図である。ここで、このフィルタは、多層基板ＳＵ上に構成される。多層基板ＳＵは、先に示した実施形態における２つの内部金属平面Ｍ１及びＭ２を有する。この基板は、好ましくはセラミック、特にＬＴＣＣセラミック（低温同時焼成セラミック）からなる。しかしながら、多層基板が、他のセラミック、又は充填された絶縁性プラスチックプリント回路基板材料からなることも、適宜可能である。

導体トラック及び金属領域は、金属平面Ｍ１、Ｍ２内に配置され、めっきされたスルーホールを介して相互に接続され得る。基板ＳＵの表面には、ディスクリート部品としての共振器Ｒなどが、いずれも、フリップチップデザインのように、基板表面に配置された接着性コンタクトにより接続されている。この共振器は、ＳＡＷ共振器として、ここに示される。しかしながら、この共振器は、ＢＡＷ又はマイクロ波セラミック共振器としても形成され得る。

ここで、インダクタンスＬは、別のディスクリート回路部品として、同様に基板ＳＵの表面に配置され、ＳＭＤデバイス（= surface mounted device）として、基板内の回路と電気的に接続される。キャパシタンスＣは、図７に示されるように、例えば互いに隣り合う金属平面Ｍ１、Ｍ２に配置された２つの金属領域により実現される。さらに、インダクタンスは、金属性を示すインダクタンス、及びめっきされたスルーホールのかたちで実現され得る。特に、高いインダクタンス値は、相対的に長い導体トラックにより、特に電気的に適した長さ、すなわちインダクタンスと比例する長さを有する曲がりくねった導体トラック、又は複数の金属平面上に実現されるスパイラル又はコイル等により、満足され得る。

好ましくは、その内側及びその上に実現される基板ＳＵ及びバンドストップフィルタ回路は、基板裏面に配置される外部コンタクトＡＫ、ＡＫ’により、接触して接続されている。

以下、バンドストップフィルタの所望の送信動作を得るための最適化により第１実施形態の回路素子がどのように設計されるかについて、具体的な値を示す。ここで、インダクタンス値はｎＨで示され、キャパシタンス値はｐＦで示される。
L1=28.62
C1= 1.65
L2= 0.80
C3=12.42
L4= 6.21
L5= 7.34
C6= 3.05
L7= 4.12
C8= 3.12

第１実施形態に関し、共振器Ｒの共振周波数は、例えばそれが阻止帯域ＳＰの上部側面の領域内に位置するように、選ばれる。これは、共振器Ｒと直列に接続される第４インダクタンスＬ４が共振周波数の低い方へシフトされるという事実に基づくものである。このインダクタンスがなければ、共振器について相応の低い共振周波数を選ぶことが必要になると考えられる。

この例では、７７３ＭＨｚの共振周波数、８０１ＭＨｚの反共振周波数、４．４４ｐＦの静電容量のリチウムタンタレートＳＡＷ共振器が用いられる。

適合する方法により、図２〜図４に示される代表的な実施形態の回路素子のディスクリート値を、適切な最適化の手法により決定することができる。しかしながら、先に示したシミュレーションの結果、提供されるバンドストップフィルタが所望の特性を有することが証明される。特に、通過帯域全体の幅がそこでは大きく、バンドストップフィルタが低い抑制を有する。

上記通過帯域全体は、複数の異なる移動体無線帯域又は他の無線アプリケーションを収容するのに適している。さらに、提供されるバンドストップフィルタは、阻止帯域に向かって急勾配の側面を示す。阻止帯域内に、約１０％の比帯域幅の遷移帯域幅が達成され得る。同様に、各阻止帯域は、大きな幅により区別される。阻止帯域の比帯域幅は、ＤＶＢ−Ｈシステムの仕様に従って、例えば５１０ＭＨｚの中心周波数について約５５％の比帯域幅である。その結果、従来得られなかった特性を得ることのできるバンドストップフィルタが示される。これらの特性は、集積化されたＬＣ素子のかたちで少なくとも部分的に実現されるバンドパスフィルタ及びハイパスフィルタの新しい組み合わせによって獲得できる。

本発明は、上記実施形態において説明された各回路に限定されない。各回路部品の追加や省略によって、上記各フィルタを変更することができることは明らかである。さらに、原則として、ＬＣ回路は、バンドパスフィルタやハイパスフィルタとして知られており、提案されるバンドストップフィルタに使用することができる。この場合、公知の又は新たに設計されたバンドパスフィルタやハイパスフィルタの異なる組み合わせも可能である。

ＢＰ バンドパスフィルタ
ＢＳ バンドストップフィルタ
Ｃ１、Ｃ２ キャパシタンス
ＦＺ１、ＦＺ２ 第１及び第２フィルタ分岐
ＨＰ ハイパスフィルタ
Ｌ１、Ｌ２ インダクタンス
Ｒ 共振器
１〜４ 例１〜例４の送信カーブ
Ｔ１、Ｔ２ 端子
Ｄ１、Ｄ２ 第１及び第２通過帯域
ＳＰ 阻止帯域
ＡＫ 外部コンタクト
Ｍ 金属平面
ＳＵ 基板

Claims (19)

1. 集積化された構造化金属平面（Ｍ）を有する多層基板（ＳＵ）上に構成され、
   入力ポート及び出力ポートを有し、
   入力ポートと出力ポートとの間で並列に接続された２つのフィルタ分岐（ＦＺ）を有し、
   第１フィルタ分岐（ＦＺ１）内に配置され、第１通過帯域（Ｄ１）のためのバンドパスフィルタ（ＢＰ）を含む第１部分フィルタを有し、
   第２フィルタ分岐（ＦＺ２）内に配置され、前記第１通過帯域の上に設けられた第２通過帯域（Ｄ２）を有するハイパスフィルタ（ＨＰ）を含む第２部分フィルタを有し、
   接地される横断分岐が、前記第１フィルタ分岐内に設けられ、共振器（Ｒ）が前記横断分岐内に配置され、
   阻止帯域（ＳＰ）が前記第１通過帯域の下に形成され、
   バンドパスフィルタ及びハイパスフィルタは、前記多層基板内で少なくとも部分的に集積化されたＬＣ要素（Ｌ、Ｃ）から構成される、
   バンドストップフィルタ。
2. 前記共振器（Ｒ）は、電気音響共振器であり、少なくとも５００のＱ（quality factor）を有する、
   請求項１に記載のバンドストップフィルタ。
3. 前記横断分岐内の前記共振器（Ｒ）は、インダクタンス（Ｌ）と直列に接続される、
   請求項１又は２に記載のバンドストップフィルタ。
4. 前記バンドパスフィルタ（ＢＰ）及び前記ハイパスフィルタ（ＨＰ）の全ての前記Ｃ要素は、前記基板（ＳＵ）内に集積化され、
   前記Ｌ要素は、少なくとも部分的には、前記基板（ＳＵ）上に配置された、ディスクリートインダクタンス又はディスクリートコイルから実現される、
   請求項１乃至３のいずれか一項に記載のバンドストップフィルタ。
5. 前記共振器（Ｒ）の共振周波数は、前記阻止帯域（ＳＰ）の上部側面（フランク）の領域内にある、
   請求項１乃至４のいずれか一項に記載のバンドストップフィルタ。
6. 前記第２フィルタ分岐（ＦＺ２）内の、各直列キャパシタンス（Ｃ）は、前記フィルタ分岐の入力側及び出力側に配置される、
   請求項１乃至５のいずれか一項に記載のバンドストップフィルタ。
7. 前記第１フィルタ分岐（ＦＺ１）内の前記バンドパスフィルタ（ＢＰ）は、少なくとも、
   第１及び第２直列インダクタンス（Ｌ）と、
   第１及び第２直列キャパシタンス（Ｃ）と、
   そこを横断して接地される第１並列インダクタンスと、
   を含む、
   請求項１乃至６のいずれか一項に記載のバンドストップフィルタ。
8. 前記バンドパスフィルタ（ＢＰ）は、
   第３直列インダクタンスと、
   第２並列インダクタンスと、
   をさらに含む、
   請求項７に記載のバンドストップフィルタ。
9. 前記第１又は第２並列インダクタンスは、前記第１フィルタ分岐（ＦＺ１）に関する横断分岐内に配置され、そこでキャパシタンスと直列に接続される、
   請求項７又は８に記載のバンドストップフィルタ。
10. 前記ハイパスフィルタ（ＨＰ）のカットオフ周波数は、前記第１通過帯域（Ｄ１）付近にあるように選択され、前記第１通過帯域からの±２０％の相対的な間隔を有する、
    請求項１乃至９のいずれか一項に記載のバンドストップフィルタ。
11. 前記ハイパスフィルタ（ＨＰ）の前記カットオフ周波数は、前記第１通過帯域（Ｄ１）の範囲内にあるように選択される、
    請求項１乃至１０のいずれか一項に記載のバンドストップフィルタ。
12. 前記第２フィルタ分岐内の前記ハイパスフィルタは、
    少なくとも１つの前記第１及び第２直列キャパシタンスと、
    それらの間で前記接地される前記横断分岐内に配置された前記インダクタンスと、
    を含む、
    請求項１乃至１１のいずれか一項に記載のバンドストップフィルタ。
13. 前記ハイパスフィルタの前記横断分岐内の前記インダクタンスは、前記キャパシタンスと直列に接続される、
    請求項１２に記載のバンドストップフィルタ。
14. 少なくとも４７０ＭＨｚ〜７５０ＭＨｚの間に阻止帯域を有し、
    少なくとも８２４ＭＨｚ〜９６０ＭＨｚの間の範囲を含む第１通過帯域を有し、
    少なくとも１７１０ＭＨｚ〜２１７０ＭＨｚの間の範囲を含む第２通過帯域を有する、
    請求項１乃至１３のいずれか一項に記載のバンドストップフィルタ。
15. 前記共振器は、少なくとも２重に縦列（直列）接続されたＳＡＷ共振器として形成され、前記基板上に配置される、
    請求項１乃至１４のいずれか一項に記載のバンドストップフィルタ。
16. 前記共振器は、リチウムタンタレートよりも高い連結性を有する基板材料からなるチップ内のＳＡＷ共振器として形成される、
    請求項１乃至１５のいずれか一項に記載のバンドストップフィルタ。
17. 第１及び第２通過帯域内で働く少なくとも１つの移動体無線システムごとに送信路及び受信路を有し、前記送信路内で発せられ送信路とアンテナとの間の前記阻止帯域にある干渉ノイズを取り除くために、前記阻止帯域内の別の信号を受信するように設計されている、携帯電話のフィルタ回路内での請求項１乃至１６のいずれか一項に記載のバンドストップフィルタの使用。
18. １ＧＨｚ〜２ＧＨｚの範囲で働き、対応して設計された送信路及び受信路を有し、それら送信路及び受信路がアンテナに接続され、さらに、前記送信路の１つのＤＶＢ−Ｈ周波数範囲内にある干渉信号を取り除くために、ＤＶＢ−Ｈ信号を受信するように設計されている、携帯電話内での請求項１乃至１６のいずれか一項に記載のバンドストップフィルタの使用。
19. １ＧＨｚ〜２ＧＨｚの範囲で働き、対応して設計された送信路及び受信路を有し、それら送信路及び受信路がアンテナに接続され、さらに、ＤＶＢ−Ｈが携帯電話内で作動しなれば、前記バンドストップフィルタがブリッジ接続されたブリッジ回路と接続される前記送信路の１つのＤＶＢ−Ｈ周波数範囲内にある干渉信号を取り除くために、ＤＶＢ−Ｈ信号を受信するように設計されている、携帯電話内での請求項１乃至１６のいずれか一項に記載のバンドストップフィルタの使用。

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