KR102294095B1 - 멀티플렉서, 고주파 프론트 엔드 회로 및 통신 장치 - Google Patents

멀티플렉서, 고주파 프론트 엔드 회로 및 통신 장치 Download PDF

Info

Publication number
KR102294095B1
KR102294095B1 KR1020197025833A KR20197025833A KR102294095B1 KR 102294095 B1 KR102294095 B1 KR 102294095B1 KR 1020197025833 A KR1020197025833 A KR 1020197025833A KR 20197025833 A KR20197025833 A KR 20197025833A KR 102294095 B1 KR102294095 B1 KR 102294095B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
frequency
filter
frequency band
circuit
resonator
Prior art date
Application number
KR1020197025833A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20190112114A (ko
Inventor
히로시 마츠바라
마사노리 카토
슌스케 키도
šœ스케 키도
Original Assignee
가부시키가이샤 무라타 세이사쿠쇼
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 가부시키가이샤 무라타 세이사쿠쇼 filed Critical 가부시키가이샤 무라타 세이사쿠쇼
Publication of KR20190112114A publication Critical patent/KR20190112114A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR102294095B1 publication Critical patent/KR102294095B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/70—Multiple-port networks for connecting several sources or loads, working on different frequencies or frequency bands, to a common load or source
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/70—Multiple-port networks for connecting several sources or loads, working on different frequencies or frequency bands, to a common load or source
    • H03H9/72—Networks using surface acoustic waves
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/195—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only in integrated circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/01—Frequency selective two-port networks
    • H03H7/075—Ladder networks, e.g. electric wave filters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/38—Impedance-matching networks
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/46—Networks for connecting several sources or loads, working on different frequencies or frequency bands, to a common load or source
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/46—Filters
    • H03H9/54—Filters comprising resonators of piezoelectric or electrostrictive material
    • H03H9/542—Filters comprising resonators of piezoelectric or electrostrictive material including passive elements
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/46—Filters
    • H03H9/54—Filters comprising resonators of piezoelectric or electrostrictive material
    • H03H9/56—Monolithic crystal filters
    • H03H9/566—Electric coupling means therefor
    • H03H9/568—Electric coupling means therefor consisting of a ladder configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/46—Filters
    • H03H9/54—Filters comprising resonators of piezoelectric or electrostrictive material
    • H03H9/58—Multiple crystal filters
    • H03H9/60—Electric coupling means therefor
    • H03H9/605—Electric coupling means therefor consisting of a ladder configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/46—Filters
    • H03H9/64—Filters using surface acoustic waves
    • H03H9/6423—Means for obtaining a particular transfer characteristic
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/46—Filters
    • H03H9/64—Filters using surface acoustic waves
    • H03H9/6423—Means for obtaining a particular transfer characteristic
    • H03H9/6433—Coupled resonator filters
    • H03H9/6483—Ladder SAW filters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/70—Multiple-port networks for connecting several sources or loads, working on different frequencies or frequency bands, to a common load or source
    • H03H9/703—Networks using bulk acoustic wave devices
    • H03H9/706—Duplexers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/70—Multiple-port networks for connecting several sources or loads, working on different frequencies or frequency bands, to a common load or source
    • H03H9/72—Networks using surface acoustic waves
    • H03H9/725—Duplexers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B1/0458—Arrangements for matching and coupling between power amplifier and antenna or between amplifying stages
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H04B1/18—Input circuits, e.g. for coupling to an antenna or a transmission line
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H04B1/40—Circuits
    • H04B1/50—Circuits using different frequencies for the two directions of communication
    • H04B1/52—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/294—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a low noise amplifier [LNA]
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/451—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a radio frequency amplifier

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Acoustics & Sound (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Chemical & Material Sciences (AREA)
  • Crystallography & Structural Chemistry (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Surface Acoustic Wave Elements And Circuit Networks Thereof (AREA)
  • Filters And Equalizers (AREA)

Abstract

하이브리드 멀티플렉서(1)는 HB의 고주파 신호를 통과시키는 필터(10)와, MB의 고주파 신호를 통과시키는 필터(20)를 포함하고, 필터(20)는 정합 회로(21)와, LPF(22) 및 HPF(23) 중 하나로 구성되는 제1 공진회로와, LPF(22) 및 HPF(23) 중 다른 하나로 구성되는 제2 공진회로를 가지며, LPF(22)는 인덕터(Ls)와 병렬암 공진자를 가지며, HPF(23)는 직렬암 공진자와 인덕터(Lp)를 가지며, 상기 병렬암 공진자의 공진 주파수 및 상기 직렬암 공진자의 반공진 주파수는 모두 HB 저역단의 주파수와 HB 고역단의 주파수 사이에 위치한다.

Description

멀티플렉서, 고주파 프론트 엔드 회로 및 통신 장치
본 발명은 멀티플렉서 그리고 이것을 포함하는 고주파 프론트 엔드 회로 및 통신 장치에 관한 것이다.
종래, 복수개의 필터의 한쪽의 단자가 공통 접속된 멀티플렉서로서, LC 병렬 공진회로를 포함하는 LC 필터인 하이패스 필터와, LC 병렬 공진회로를 포함하는 LC 필터인 로우패스 필터로 구성된 다이플렉서가 제안되고 있다(예를 들면, 특허문헌 1 참조).
일본 공개특허공보 특개2006-128881호
여기서, 멀티밴드에 대응한 통신 장치에서는 주파수 대역이 서로 다른 복수개의 고주파 신호를 선택적 혹은 동시에 사용하여 통신이 이루어진다. 이에 관해, 최근에는 한층 더한 멀티밴드화의 요구에 따라, 복수개의 고주파 신호 각각에 할당되는 주파수 대역이 서로 근접하는 경향이 있다. 이 때문에, 멀티플렉서에는 주파수 대역이 근접한 고주파 신호들을 분파 혹은 합파하는 것이 요구되고 있다. 즉, 멀티플렉서를 구성하는 복수개의 필터 각각에는 넓은 통과대역 내에서 삽입 손실을 억제하면서, 근접한 주파수 대역에서의 높은 감쇠량의 확보가 요구된다.
그러나 LC 필터에서는 급준(急峻; steep)한 감쇠 특성이 얻어지지 않기 때문에, 이것을 사용한 종래의 멀티플렉서에서는 다른 고주파 신호와 주파수 대역이 근접한 고주파 신호의 분파 혹은 합파가 어렵다는 문제가 있다.
또한, 다른 고주파 신호와 주파수 대역이 근접한 고주파 신호의 분파 혹은 합파에 대응하기 위해, 급준한 감쇠 특성이 얻어지는 탄성파 필터를 사용한 멀티플렉서를 생각할 수 있다. 그러나 탄성파 필터에서는 광대역에 걸쳐 삽입 손실이 억제된 평탄한 통과 특성을 얻는 것이 어렵다. 이 때문에, 탄성파 필터를 사용한 멀티플렉서에서는 주파수 대역이 넓은 고주파 신호의 분파 혹은 합파가 어렵다는 별도의 문제가 있다.
따라서, 본 발명은 상기 과제를 해결하기 위해 이루어진 것으로서, 주파수 대역이 넓으면서 다른 고주파 신호와 근접한 고주파 신호를 분파 혹은 합파할 수 있는 멀티플렉서, 고주파 프론트 엔드 회로 및 통신 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위해, 본 발명의 한 양태에 따른 멀티플렉서는 공통 단자와, 상기 공통 단자에 접속되고, 제1 주파수 대역을 통과시키는 제1 필터와, 상기 공통 단자에 접속되고, 상기 제1 주파수 대역에 중복되지 않는 제2 주파수 대역을 통과시키는 제2 필터를 포함하며, 상기 제2 필터는 상기 공통 단자에 접속된 정합 회로와, 상기 정합 회로에 종속 접속되고, 로우패스 필터 및 하이패스 필터 중 하나로 구성되는 제1 공진회로와, 상기 제1 공진회로에 종속 접속되고, 상기 로우패스 필터 및 상기 하이패스 필터 중 다른 하나로 구성되는 제2 공진회로를 가지며, 상기 로우패스 필터는 상기 제2 필터의 제1 단자와 제2 단자를 잇는 신호 경로 상에 마련된 제1 인덕터와, 상기 신호 경로 상의 노드와 그라운드 사이에 접속된 탄성파 공진자인 제1 병렬암 공진자를 가지며, 상기 하이패스 필터는 상기 신호 경로 상에 마련된 탄성파 공진자인 제1 직렬암 공진자와, 상기 신호 경로 상의 노드와 그라운드 사이에 접속된 제2 인덕터를 가지며, 상기 제1 병렬암 공진자의 공진 주파수 및 상기 제1 직렬암 공진자의 반공진 주파수는 모두 상기 제1 주파수 대역 저역단(低域端)의 주파수와 상기 제1 주파수 대역 고역단(高域端)의 주파수 사이에 위치한다.
이와 같이, 제1 병렬암 공진자 및 제1 직렬암 공진자 각각은 탄성파 공진자이고, 제1 병렬암 공진자의 공진 주파수 및 제1 직렬암 공진자의 반공진 주파수는 제1 주파수 대역 저역단의 주파수와 상기 제1 주파수 대역 고역단의 주파수 사이에 위치한다. 여기서, 탄성파 공진자는 공진 주파수와 반공진 주파수 사이 및 그 근방에서는 Q값이 높은 공진자로서 기능하고, 공진 주파수보다도 충분히 저역 측 및 반공진 주파수보다도 충분히 고역 측에서는 커패시터로서 기능한다.
따라서, 제2 필터는 제1 주파수 대역 저역단의 주파수와 제1 주파수 대역 고역단의 주파수 사이의 주파수 대역에서, 제1 병렬암 공진자의 공진 주파수 및 제1 직렬암 공진자의 반공진 주파수에 의해 형성되는 감쇠극군(attenuation pole group)을 가진다. 이 감쇠극군에 의해 구성되는 감쇠 특성은 탄성파 공진자에 의해 급준성 및 감쇠량이 규정되기 때문에, 높은 급준성 및 충분한 감쇠량을 가진다. 또한, 제2 필터는 상기 주파수 대역 밖에서, 제1 병렬암 공진자 및 제1 직렬암 공진자 각각이 커패시터로서 기능함으로써 구성되는 LC 공진회로의 특성을 가지며, 구체적으로는 광대역에 걸쳐 손실이 억제된 밴드패스형 통과 특성을 가진다.
즉, 제2 필터는 제1 필터의 통과대역 밖의 광대역에 걸쳐 손실이 억제되면서, 제1 필터의 통과대역에서 급준하게 감쇠하는 통과 특성을 가진다. 이 때문에, 본 양태에 따른 멀티플렉서에 의하면, 주파수 대역이 넓으면서 다른 고주파 신호와 근접한 고주파 신호를 분파 혹은 합파할 수 있다.
또한, 본 양태에 의하면, 제2 필터에서는 정합 회로와 로우패스 필터와 하이패스 필터가 종속 접속되어 있다. 이로써, 정합 회로의 구성, 및 로우패스 필터와 하이패스 필터의 접속 순서를 제1 주파수 대역과 제2 주파수 대역의 주파수 대역의 상대관계에 따라 적절히 조정함으로써 공통 단자 측에서 제2 필터를 본 제1 주파수 대역에서의 임피던스를 고임피던스로 하는 것이 가능해진다.
따라서, 제1 필터를 통과하는 고주파 신호의 제2 필터 측으로의 누설을 억제할 수 있으므로, 분파특성 혹은 합파특성의 향상이 도모된다.
또한, 상기 제1 주파수 대역 저역단의 주파수는 상기 제2 주파수 대역 고역단의 주파수보다도 고역 측에 위치하고, 상기 정합 회로는 상기 신호 경로 상에 직렬로 마련된 정합 인덕터로 이루어지며, 상기 제1 공진회로는 상기 로우패스 필터이고, 상기 제2 공진회로는 상기 하이패스 필터인 것으로 해도 된다.
이로써, 제1 필터에 가장 가까운 제2 필터의 회로 구성은 정합 회로와 제1 공진회로로 구성되는 로우패스 특성을 나타내는 회로가 된다. 따라서, 공통 단자 측에서 제2 필터를 본 제1 주파수 대역에서의 반사 계수를 광대역에 걸쳐 1에 가깝게 할 수 있으므로, 분파특성 혹은 합파특성을 향상시킬 수 있다.
더욱이, 정합 인덕터의 인덕턴스값을 적절히 조정함으로써, 제1 필터와 제2 필터의 공통 접속점에서 제2 필터를 본 제1 주파수 대역에서의 임피던스를 광대역에 걸쳐 개방으로 하는 것이 가능해지므로, 제1 필터의 통과대역 내의 로스를 억제하는 것이 가능해진다.
또한, 상기 정합 인덕터와 병렬 접속된 커패시터를 추가로 가지며, 상기 정합 인덕터와 상기 커패시터의 병렬회로의 공진 주파수는 상기 제2 주파수 대역의 2 이상의 정수배의 주파수 대역 내에 위치하는 것으로 해도 된다.
이로써, 제2 필터를 통과하는 고주파 신호의 고조파의 주파수 대역 내에 정합 인덕터와 커패시터의 병렬회로에 의해 형성되는 감쇠극이 위치한다. 이 때문에, 제2 필터의 고조파 일그러짐의 발생을 억제할 수 있다.
또한, 상기 제1 주파수 대역 고역단의 주파수는 상기 제2 주파수 대역 저역단의 주파수보다도 저역 측에 위치하고, 상기 정합 회로는 상기 신호 경로 상의 노드와 그라운드 사이에 접속된 정합 인덕터로 이루어지며, 상기 제1 공진회로는 상기 하이패스 필터이고, 상기 제2 공진회로는 상기 로우패스 필터인 것으로 해도 된다.
이와 같이 정합 회로가 신호 경로 상의 노드와 그라운드 사이에 접속된 정합 인덕터로 이루어짐으로써, 제1 필터에 가장 가까운 제2 필터의 회로 구성은 정합 회로와 제1 공진회로로 구성되는 하이패스 특성을 나타내는 회로가 된다. 여기서, 제1 주파수 대역 고역단의 주파수는 상기 제2 주파수 대역 저역단의 주파수보다도 저역 측에 위치한다. 따라서, 공통 단자 측에서 제2 필터를 본 제1 주파수 대역에서의 반사 계수를 광대역에 걸쳐 1에 가깝게 할 수 있으므로, 분파특성 혹은 합파특성을 향상시킬 수 있다.
더욱이, 정합 인덕터의 인덕턴스값을 적절히 조정함으로써, 제1 필터와 제2 필터의 공통 접속점에서 제2 필터를 본 제1 주파수 대역에서의 임피던스를 광대역에 걸쳐 개방으로 하는 것이 가능해지므로, 제1 필터의 통과대역 내의 손실을 억제하는 것이 가능해진다.
또한, 상기 정합 회로와 상기 제1 공진회로가 종속 접속된 회로는 상기 제1 주파수 대역 저역단의 주파수가 상기 제2 주파수 대역 고역단의 주파수보다도 고역 측에 위치하는 경우에 로우패스 특성을 나타내고, 상기 제1 주파수 대역 고역단의 주파수가 상기 제2 주파수 대역 저역단의 주파수보다도 저역 측에 위치하는 경우에 하이패스 특성을 나타내는 것으로 해도 된다.
이로써, 제1 필터에서 제2 필터를 본 제1 주파수 대역에서의 반사 계수를 광대역에 걸쳐 1에 가깝게 할 수 있으므로, 분파특성 혹은 합파특성의 향상이 도모된다.
또한, 상기 제1 병렬암 공진자의 공진 주파수는 상기 제1 직렬암 공진자의 반공진 주파수보다도 고역 측에 위치하는 것으로 해도 된다.
이로써, 제1 필터와 제2 필터의 공통 접속점에서 제2 필터를 본 제1 주파수 대역에서의 임피던스를 광대역에 걸쳐 개방으로 하는 것이 가능해진다. 따라서, 제1 필터의 통과대역 내의 손실을 억제하는 것이 가능해진다.
또한, 상기 로우패스 필터는 상기 제1 인덕터에 교락 접속(橋絡接續)된 탄성파 공진자인 교락 공진자를 추가로 가지며, 상기 제1 인덕터와 상기 교락 공진자가 교락 접속된 회로의 상기 교락 공진자의 반공진 주파수와 다른 부반공진 주파수는 상기 제1 주파수 대역 저역단의 주파수와 상기 제1 주파수 대역 고역단의 주파수 사이에 위치하는 것으로 해도 된다.
이로써, 제2 필터에서, 형성되는 감쇠극의 개수가 증가하기 때문에 충분한 감쇠량을 확보할 수 있는 주파수 대역을 넓히는 것이 가능해진다. 따라서, 주파수 대역이 근접한 광대역의 고주파 신호들을 분파 혹은 합파할 수 있다.
또한, 상기 부반공진 주파수는 상기 하이패스 필터를 구성하는 하나 이상의 직렬암 공진자의 반공진 주파수군과 상기 로우패스 필터를 구성하는 하나 이상의 병렬암 공진자의 공진 주파수군 사이에 위치하는 것으로 해도 된다.
이로써, 제1 직렬암 공진자의 반공진 주파수와 상기 제1 병렬암 공진자의 공진 주파수의 주파수 차를 넓히는 것이 가능해지므로, 제2 필터에서, 감쇠극군에 의해 감쇠량이 확보되는 주파수 대역을 광대역화하는 것이 가능해진다. 즉, 보다 광대역인 감쇠 특성이 얻어지는 제2 필터를 구성하는 것이 가능해지기 때문에, 광대역의 고주파 신호들을 분파 혹은 합파할 수 있다.
또한, 상기 로우패스 필터는 상기 신호 경로 상의 노드와 그라운드 사이에 접속된 탄성파 공진자인 제2 병렬암 공진자를 추가로 가지며, 상기 하이패스 필터는 상기 신호 경로 상에 마련된 탄성파 공진자인 제2 직렬암 공진자를 추가로 가지며, 상기 제1 병렬암 공진자 및 상기 제2 병렬암 공진자는 하나가 상기 제1 인덕터의 한쪽 단자 측의 노드에 접속되고, 다른 하나가 상기 제1 인덕터의 다른 쪽 단자 측의 노드에 접속되며, 상기 제2 병렬암 공진자의 공진 주파수는 상기 제1 직렬암 공진자의 반공진 주파수 및 상기 제2 직렬암 공진자의 반공진 주파수 중 어느 것보다도 고역 측이면서 상기 제1 주파수 대역 고역단의 주파수보다도 저역 측에 위치하고, 상기 제1 직렬암 공진자 및 상기 제2 직렬암 공진자는 상기 신호 경로 상의 상기 제2 인덕터가 접속된 노드를 통해 접속되고, 상기 제2 직렬암 공진자의 반공진 주파수는 상기 제1 주파수 대역 저역단의 주파수보다도 고역 측이면서 상기 제1 병렬암 공진자의 공진 주파수 및 상기 제2 병렬암 공진자의 공진 주파수 중 어느 것보다도 저역 측에 위치하는 것으로 해도 된다.
이로써, 제2 필터에서, 형성되는 감쇠극의 개수가 증가하기 때문에 충분한 감쇠량을 확보할 수 있는 주파수 대역을 넓힐 수 있다. 또한, 제1 필터와 제2 필터의 공통 접속점에서 제2 필터를 본 제1 주파수 대역에서의 임피던스를 광대역에 걸쳐 개방으로 하는 것이 가능해진다. 따라서, 제1 필터의 통과대역 내의 손실을 억제하면서, 주파수 대역이 근접한 광대역의 고주파 신호들을 분파 혹은 합파할 수 있다.
또한, 상기 로우패스 필터를 구성하는 공진자와 상기 하이패스 필터를 구성하는 공진자는 별도의 칩으로 구성되어 있는 것으로 해도 된다.
이로써, 로우패스 필터를 구성하는 공진자에 의해 형성되는 감쇠극과 하이패스 필터를 구성하는 공진자에 의해 형성되는 감쇠극의 주파수 차를 넓힐 수 있다. 이 때문에, 주파수 대역의 요구 사양에 따른 멀티플렉서를 제작할 수 있다.
또한, 상기 제1 주파수 대역 및 상기 제2 주파수 대역에 중복되지 않는 제3 주파수 대역의 고주파 신호를 통과시키는 제3 필터를 추가로 포함하는 것으로 해도 된다.
이로써, 제3 필터를 통과하는 고주파 신호를 추가로 분파 혹은 합파할 수 있기 때문에, 주파수 대역이 다른 3개 이상의 고주파 신호를 분파 혹은 합파할 수 있다.
또한, 상기 제1 필터 및 상기 제2 필터보다도 상기 공통 단자에 가깝게 접속되고, 상기 제1 주파수 대역 및 상기 제2 주파수 대역을 포함하는 제4 주파수 대역의 고주파 신호를 통과시키는 제4 필터를 추가로 포함하는 것으로 해도 된다.
이와 같은 제4 필터를 마련함으로써, 제1 필터를 통과하는 경로 및 제2 필터를 통과하는 경로 각각에서, 제1 주파수 대역 및 제2 주파수 대역과 다른 주파수 대역에서의 감쇠량의 향상이 도모된다.
또한, 상기 제1 주파수 대역에 포함되는 하나의 주파수 대역의 고주파 신호, 및 상기 제2 주파수 대역에 포함되는 다른 주파수 대역의 고주파 신호를 동시에 통과시키는 것으로 해도 된다.
이로써, 예를 들면, LTE(Long Term Evolution)로 규정된 복수개의 Band를 동시에 사용하여 통신하는 CA(캐리어 어그리게이션)에 대응할 수 있다.
또한, 본 발명의 한 양태에 따른 고주파 프론트 엔드 회로는 상기 어느 하나의 멀티플렉서와, 상기 멀티플렉서에 접속된 증폭 회로를 포함한다.
이로써, 복수개의 주파수 대역에 대응하는 저손실의 고주파 프론트 엔드 회로를 실현할 수 있다.
또한, 상기 멀티플렉서는 상기 공통 단자에 입력된 고주파 신호를 분파하고, 상기 증폭 회로는 상기 멀티플렉서에 의해 분파된 고주파 신호를 증폭시키는 로우 노이즈 앰프인 것으로 해도 된다.
또한, 상기 증폭 회로는 로우 노이즈 앰프이며, 상기 멀티플렉서는 상기 증폭 회로로 증폭된 고주파 신호를 합파하여 상기 공통 단자로부터 출력하는 콤바이너인 것으로 해도 된다.
또한, 상기 어느 하나의 멀티플렉서와, 상기 제1 필터 또는 상기 제2 필터의 상기 공통 단자와 반대 측의 단자에 접속되는 스위치와, 상기 스위치를 통해 상기 제1 필터 또는 상기 제2 필터와 접속되는 듀플렉서를 포함하는 것으로 해도 된다.
또한, 본 발명의 한 양태에 따른 통신 장치는 고주파 신호를 처리하는 RF 신호 처리 회로와, 안테나 소자와 상기 RF 신호 처리 회로 사이에서, 상기 RF 신호 처리 회로로 처리되는 고주파 신호를 전달하는 상기 어느 하나의 고주파 프론트 엔드 회로를 포함한다.
이로써, 복수개의 주파수 대역에 대응하는 저손실의 통신 장치를 실현할 수 있다.
본 발명에 따른 멀티플렉서, 고주파 프론트 엔드 회로, 및 통신 장치에 의하면, 주파수 대역이 넓으면서 다른 고주파 신호와 근접하는 고주파 신호를 분파 혹은 합파할 수 있다.
도 1은 실시형태 1에 따른 하이브리드 멀티플렉서의 회로 블록도이다.
도 2는 실시형태 1에 따른 하이브리드 멀티플렉서가 대응하는 주파수 대역을 나타내는 도면이다.
도 3은 일반적인 탄성파 공진자의 임피던스 특성을 나타내는 그래프이다.
도 4는 실시형태 1에서, 각 탄성파 공진자가 커패시터로서 기능하는 경우의 하이브리드 멀티플렉서의 등가 회로를 나타내는 도면이다.
도 5는 실시형태 1에 따른 하이브리드 멀티플렉서의 통과 특성의 개념을 설명하는 모식도이다.
도 6은 실시형태 1에 따른 필터를 구성하는 각 탄성파 공진자의 임피던스 특성을 설명하는 도면이다.
도 7은 실시형태 1에 따른 필터의 통과 특성을 나타내는 그래프이다.
도 8은 실시형태 1에 따른 필터의 반사 특성을 설명하는 도면이다.
도 9는 실시형태 1에 따른 하이브리드 멀티플렉서의 통과 특성을 나타내는 그래프이다.
도 10은 실시형태 1의 변형예 1에 따른 하이브리드 멀티플렉서의 회로 블록도이다.
도 11은 실시형태 1의 변형예 1에 따른 필터의 통과 특성을 나타내는 그래프이다.
도 12는 실시형태 1의 변형예 2에 따른 하이브리드 멀티플렉서의 회로 블록도이다.
도 13은 실시형태 1의 변형예 2에 따른 하이브리드 멀티플렉서가 대응하는 주파수 대역을 나타내는 도면이다.
도 14는 실시형태 1의 변형예 3에 따른 하이브리드 멀티플렉서의 회로 블록도이다.
도 15는 실시형태 1의 변형예 3에 따른 다른 하이브리드 멀티플렉서의 회로 블록도이다.
도 16은 실시형태 2에 따른 고주파 모듈의 구성을 나타내는 회로 블록도이다.
최근, 광대역이면서 다른 주파수 대역에 근접한 주파수 대역을 가지는 고주파 신호를 분파하는 멀티플렉서가 요구되고 있다. 이에 관해, 본원 발명자들은 예의 검토한 결과, 기존의 멀티플렉서를 구성하는 LC 필터에 포함되는 하나 이상의 커패시터를 탄성파 공진자로 치환한 하이브리드 멀티플렉서(Hybrid multiplexer)를 생각해내기에 이르렀다. 이와 같은 하이브리드 멀티플렉서는 광대역의 주파수 대역을 가지는 고주파 신호를 분파한다고 하는 LC 필터로 구성되는 멀티플렉서의 성질과, 다른 주파수 대역에 근접한 주파수 대역을 가지는 고주파 신호를 분파한다고 하는 탄성파 필터로 구성되는 멀티플렉서의 성질을 겸비한 멀티플렉서이다.
이하, 본 발명의 실시형태에 따른 멀티플렉서 등에 대해, 도면을 이용하여 상세하게 설명한다. 한편, 이하에서 설명하는 실시형태는 모두 포괄적 또는 구체적인 예를 나타내는 것이다. 이하의 실시형태에서 나타내지는 수치, 형상, 재료, 구성 요소, 구성 요소의 배치 및 접속 형태 등은 일례이며, 본 발명을 한정하는 주지가 아니다. 이하의 실시형태에서의 구성 요소 중 독립 청구항에 기재되어 있지 않은 구성 요소에 대해서는 임의의 구성 요소로서 설명된다. 또한, 도면에 나타내지는 구성 요소의 크기, 또는 크기의 비는 반드시 엄밀하지는 않다. 또한, 각 도면에서, 실질적으로 동일한 구성에 대해서는 동일한 부호를 붙였고, 중복되는 설명은 생략 또는 간략화하는 경우가 있다. 또한, 공진자 등의 회로 소자에 대해서는 요구 사양 등에 따라 정수가 적절히 조정될 수 있다. 이 때문에, 회로 소자에 대해서는 동일한 부호이어도 정수가 다른 경우도 있다. 또한, 이하에서, "통과대역 저역단" 및 "통과대역 고역단"이란, 각각 "통과대역 내의 저역단(저주파수 측 단부)" 및 "통과대역 내의 고역단(고주파수 측 단부)"을 의미한다.
(실시형태 1)
[1. 구성]
도 1은 실시형태 1에 따른 하이브리드 멀티플렉서(1)의 회로 블록도이다. 도 2는 실시형태 1에 따른 하이브리드 멀티플렉서(1)가 대응하는 주파수 대역을 나타내는 도면이다. 한편, 도 1에서 필터(20)에 대해서는 회로 구성도 나타나있다.
하이브리드 멀티플렉서(1)는 공통 단자(110)(도 1의 COM 단자)와 제1 주파수 대역의 고주파 신호를 통과시키는 필터(10)와 제2 주파수 대역의 고주파 신호를 통과시키는 필터(20)를 포함한다. 본 실시형태에서는 제1 주파수 대역 저역단의 주파수는 제2 주파수 대역 고역단의 주파수보다도 고역 측에 위치한다. 구체적으로는 도 2에 나타내는 바와 같이, 제1 주파수 대역은 하이 밴드(2300-2690㎒: 이하, HB)이고, 제2 주파수 대역은 미들 밴드(1427-2200㎒: 이하, MB)이다.
이와 같은 하이브리드 멀티플렉서(1)는 LTE 대응의 HB와 MB를 분파하는 수신용 다이플렉서로 이용할 수 있다. 따라서, 이하에서는 하이브리드 멀티플렉서(1)를 수신용 다이플렉서로서 설명한다.
한편, 하이브리드 멀티플렉서(1)가 포함하는 필터의 개수, 및 대응하는 주파수 대역은 상기에 한정되지 않는다.
필터(10)는 하이브리드 멀티플렉서(1)의 공통 단자(110)에 접속되고, 제1 주파수 대역(본 실시형태에서는 HB)의 고주파 신호를 통과시키는 제1 필터이다. 본 실시형태에서는 필터(10)는 제1 단자(예를 들면 입력 단자)가 상기 공통 단자(110)에 접속되고, 제2 단자(예를 들면 출력 단자)가 하이브리드 멀티플렉서(1)의 개별 단자(120)에 접속된, HB를 통과대역으로 하면서 MB를 감쇠대역(차단대역이라고도 함)으로 하는 밴드패스 필터(이하, BPF)이다.
한편, 필터(10)는 밴드패스 필터에 한정되지 않고, 하이패스 필터(이하, HPF), 밴드 엘리미네이션(band elimination) 필터(이하, BEF), 또는 노치(notch) 필터이어도 상관없다. 또한, 필터(10)의 구성은 특별히 한정되지 않고, 사이즈 및 전기적 특성의 요구 사양 등에 따라, 탄성파 필터, LC 필터 또는 유전체 필터 등이 적절히 사용된다. 또한, 필터(10)는 하나의 필터에 한정되지 않고, 한쪽의 단자가 공통 단자(110)에 접속된 복수개의 필터이어도 상관없다. 즉, 제1 주파수 대역이란, 하나의 필터가 통과시키는 주파수 대역에 한정되지 않고, 복수개의 필터가 통과시키는 복수개의 주파수 대역을 포함하는 주파수 대역이어도 상관없다.
필터(20)는 하이브리드 멀티플렉서(1)의 공통 단자(110)에 접속되고, 상기 제1 주파수 대역(본 실시형태에서는 HB)에 중복되지 않는 제2 주파수 대역(본 실시형태에서는 MB)의 고주파 신호를 통과시키는 제2 필터이다. 본 실시형태에서는 필터(20)는 제1 단자(201)가 상기 공통 단자(110)에 접속되고, 제2 단자(202)가 하이브리드 멀티플렉서(1)의 개별 단자(130)에 접속된, MB를 통과대역으로 하면서 HB를 감쇠대역으로 하는 필터이다.
구체적으로는, 필터(20)는 공통 단자(110)에 접속된 정합 회로(21)와 LPF(22)와 HPF(23)를 가진다.
정합 회로(21)는 공통 단자(110)에 접속되고, 정합 인덕터인 인덕터(Lm)로 구성되어 있으며, 본 실시형태에서는 필터(20)의 제1 단자(201)와 제2 단자(202)를 잇는 신호 경로 상에 직렬로 마련된 인덕터(Lm)로 이루어진다. 이 정합 회로(21)와 후술할 제1 공진회로(본 실시형태에서는 LPF(22))가 접속된 회로는 본 실시형태에서는 로우패스 특성을 나타낸다.
LPF(22)는 정합 회로(21)에 종속 접속된 본 실시형태에서의 제1 공진회로이고, 상기 신호 경로 상에 마련된 제1 인덕터인 인덕터(Ls)와, 상기 신호 경로 상의 노드와 그라운드 사이에 접속된 제1 병렬암 공진자인 병렬암 공진자(p1)를 가진다. 본 실시형태에서는 LPF(22)는 인덕터(Ls)에 교락 접속된 교락 공진자인 직렬암 공진자(s3)와, 신호 경로 상의 노드와 그라운드 사이에 접속된 제2 병렬암 공진자인 병렬암 공진자(p2)를 추가로 가진다.
여기서, 병렬암 공진자(p1, p2) 및 직렬암 공진자(s3) 각각은 탄성파 공진자이다. 또한, 본 실시형태에서는 병렬암 공진자(p1) 및 병렬암 공진자(p2)는 하나가 인덕터(Ls)의 한쪽 단자 측의 노드에 접속되고, 다른 하나가 인덕터(Ls)의 다른 쪽 단자 측의 노드에 접속되어 있다. 즉, 본 실시형태에서의 LPF(22)는 π형에 접속된 3개의 탄성파 공진자를 가지며, 직렬암 상의 탄성파 공진자에 대하여 인덕터(Ls)가 교락 접속되어 있다.
탄성파 공진자로는 탄성표면파(SAW: Surface Acoustic Wave)를 이용한 SAW 공진자, 벌크파(BAW: Bulk Acoustic Wave)를 이용한 압전 박막 공진자(FBAR: Film Bulk Acoustic Resonator, SMR: Solidly Mounted Resonator), 경계 탄성파(Boundary Elastic Wave)를 이용한 공진자 등을 이용할 수 있다. 또한, 각 탄성파 공진자는 하나의 탄성파 공진자에 한정되지 않고, 하나의 탄성파 공진자가 분할된 복수개의 분할 공진자에 의해 구성되어도 상관없다.
SAW 공진자의 경우, 기판과 IDT(Interdigital transducer) 전극을 포함하고 있다. 기판은 적어도 표면에 압전성을 가지는 기판이다. 예를 들면, 표면에 압전 박막을 포함하고, 상기 압전 박막과 음속이 다른 막, 및 지지 기판 등의 적층체로 구성되어 있어도 된다. 상기 기판은 예를 들면, 고음속 지지 기판과, 고음속 지지 기판 상에 형성된 압전 박막을 포함하는 적층체, 고음속 지지 기판과, 고음속 지지 기판 상에 형성된 저음속막과, 저음속막 상에 형성된 압전 박막을 포함하는 적층체, 또는 지지 기판과, 지지 기판 상에 형성된 고음속막과, 고음속막 상에 형성된 저음속막과, 저음속막 상에 형성된 압전 박막을 포함하는 적층체이어도 된다. 또한, 기판은 기판 전체에 압전성을 가지고 있어도 된다. 이 경우, 기판은 압전체층 한 층으로 이루어지는 압전 기판이다.
한편, 본 실시형태에서는 병렬암 공진자(p1)를 제1 병렬암 공진자로 하여 설명하고, 병렬암 공진자(p2)를 제2 병렬암 공진자로 하여 설명했다. 그러나 이들의 대응은 반대이어도 되고, 병렬암 공진자(p2)가 제1 병렬암 공진자이고, 병렬암 공진자(p1)가 제2 병렬암 공진자이어도 상관없다.
또한, LPF(22)는 제1 인덕터(본 실시형태에서는 인덕터(Ls)) 및 제1 병렬암 공진자를 가지고 있으면 되고, 상기의 구성에 한정되지 않는다. 예를 들면, LPF(22)는 직렬암 공진자(s3) 및 제2 병렬암 공진자 중 적어도 하나가 마련되어 있지 않아도 상관없고, 상기의 구성에 대하여 추가로 직렬암 공진자 및 병렬암 공진자가 접속된 구성이어도 상관없다.
HPF(23)는 제1 공진회로에 종속 접속된 본 실시형태에서의 제2 공진회로이고, 상기 신호 경로 상에 마련된 제1 직렬암 공진자인 직렬암 공진자(s1)와, 상기 신호 경로 상의 노드와 그라운드 사이에 접속된 제2 인덕터인 인덕터(Lp)를 가진다. 본 실시형태에서는 HPF(23)는 상기 신호 경로 상에 마련된 제2 직렬암 공진자인 직렬암 공진자(s2)를 추가로 가진다.
여기서, 직렬암 공진자(s1, s2) 각각은 탄성파 공진자이다. 또한, 본 실시형태에서는 직렬암 공진자(s1) 및 직렬암 공진자(s2)는 상기 신호 경로 상의 인덕터(Lp)가 접속된 노드를 통해 접속되어 있다.
한편, 본 실시형태에서는 직렬암 공진자(s1)를 제1 직렬암 공진자로 하여 설명하고, 직렬암 공진자(s2)를 제2 직렬암 공진자로 하여 설명했다. 그러나 이들의 대응은 반대이어도 되고, 직렬암 공진자(s2)가 제1 직렬암 공진자이고, 직렬암 공진자(s1)가 제2 직렬암 공진자이어도 상관없다.
또한, HPF(23)는 제1 직렬암 공진자 및 제2 인덕터인 인덕터(Lp)를 가지고 있으면 되고, 상기의 구성에 한정되지 않는다. 예를 들면, HPF(23)는 제2 직렬암 공진자가 마련되어 있지 않아도 상관없고, 상기의 구성에 대하여 추가로 직렬암 공진자 및 병렬암 공진자가 접속된 구성이어도 상관없다.
[2. 특성]
이상과 같이 구성된 하이브리드 멀티플렉서(1)는 광대역의 주파수 대역을 가지는 고주파 신호를 분파한다고 하는 LC 필터로 구성되는 멀티플렉서의 성질과, 다른 주파수 대역에 근접한 주파수 대역을 가지는 고주파 신호를 분파한다고 하는 탄성파 필터로 구성되는 멀티플렉서의 성질을 겸비한다. 이로써, 하이브리드 멀티플렉서(1)는 적어도 하나의 주파수 대역이 광대역이면서 다른 주파수 대역과의 간격(즉, 밴드간 갭)이 좁은 고주파 신호(본 실시형태에서는 MB의 고주파 신호)를 분파할 수 있다. 여기서, "광대역"이란, 예를 들면 비대역이 30% 이상인 것을 가리키고, "밴드간 갭이 좁다"란, 예를 들면 밴드간 갭이 5% 미만인 것을 가리킨다.
이에 대해, 이하에 상세하게 설명한다.
[2.1. 탄성파 공진자의 단체(單體) 특성]
도 3은 일반적인 탄성파 공진자의 임피던스 특성을 나타내는 그래프이다.
동(同) 도면에 나타내는 바와 같이, 탄성파 공진자는 임피던스가 최소(이상적으로는 0)가 되는 공진 주파수(fr)와, 임피던스가 최대(이상적으로는 무한대)가 되는 반공진 주파수(fa)를 가진다. 이 탄성파 공진자의 임피던스는 공진 주파수(fr)보다 저역 측의 주파수 대역 및 반공진 주파수(fa)보다 고역 측의 주파수 대역에서는 용량성을 나타내고, 공진 주파수(fr)와 반공진 주파수(fa) 사이의 주파수 대역에서는 유도성을 나타낸다.
따라서, 탄성파 공진자는 공진 주파수(fr)와 반공진 주파수(fa) 사이의 주파수 대역 및 그 근방의 주파수 대역인 영역i에서는 Q값이 높은 공진자로서 기능하고, 한편, 공진 주파수보다도 충분히 저역 측의 주파수 대역 및 반공진 주파수보다도 충분히 고역 측의 주파수 대역인 영역ii에서는 커패시터로서 기능한다.
[2.2. 하이브리드 멀티플렉서의 특성]
[2.2.1. 개요]
상기 탄성파 공진자의 특성으로부터, 하이브리드 멀티플렉서(1)는 각 탄성파 공진자(본 실시형태에서는 직렬암 공진자(s1~s3) 및 병렬암 공진자(p1, p2)) 모두가 커패시터로서 기능하는 주파수 대역에서는 도 4에 나타내는 바와 같이, 각 탄성파 공진자가 커패시터로 치환된 LC 필터로 구성된 멀티플렉서로서 기능한다.
도 4는 실시형태 1에서, 각 탄성파 공진자가 커패시터로서 기능하는 경우의 하이브리드 멀티플렉서(1)의 등가 회로를 나타내는 도면이다. 도 5는 실시형태 1에 따른 하이브리드 멀티플렉서(1)의 통과 특성의 개념을 설명하는 모식도이다. 구체적으로는, 동 도면의 (a)에는 HPF(23)의 통과 특성이 모식적으로 나타내지고, 동 도면의 (b)에는 LPF(22)의 통과 특성이 모식적으로 나타내지며, 동 도면의 (c)에는 동 도면의 (a)와 동 도면의 (b)를 합친 필터(20) 전체의 통과 특성이 모식적으로 나타나있다.
도 4에 나타내는 바와 같이, 각 탄성파 공진자가 커패시터로서 기능하는 경우, 직렬암 공진자(s1~s3) 및 병렬암 공진자(p1, p2)는 커패시터(Cs1~Cs3) 및 커패시터(Cp1, Cp2)로 간주할 수 있다. 따라서, 이 경우, MB에 대응하는 필터(20)는 각각이 LC 공진회로로 구성된 LPF(22) 및 HPF(23)를 가지게 된다. 구체적으로는, 이 경우, LPF(22)는 커패시터(Cp1, Cp2) 및 인덕터(Ls)로 구성되는 π형 LC 공진회로와, 인덕터(Ls)에 교락 접속된 커패시터(Cs3)로 구성되는 LC 공진회로의 특성을 나타낸다. 또한, HPF(23)는 커패시터(Cs1, Cs2) 및 인덕터(Lp)로 구성되는 T형 LC 공진회로의 특성을 나타낸다.
이에 관해, 도 5의 (b)에 나타내는 바와 같이, LPF(22)는 병렬암 공진자(p1, p2) 및 직렬암 공진자(s3)가 커패시터(Cp1, Cp2, Cs3)로 간주되는 주파수 대역(도면 중의 "영역IIb")에서, MB 고역단의 주파수(2200㎒)보다도 고역 측에 컷오프(cutoff) 주파수를 가지며, 본 실시형태에서는 HB 고역단의 주파수(2690㎒)보다도 고역 측에 컷오프 주파수를 가진다. 또한, 도 5의 (a)에 나타내는 바와 같이, HPF(23)는 직렬암 공진자(s1, s2)가 커패시터(Cs1, Cs2)로 간주되는 주파수 대역(도면 중의 "영역IIa")에서, MB 저역단의 주파수(1427㎒)보다도 저역 측에 컷오프 주파수를 가진다.
한편, 여기서의 LPF(22)의 컷오프 주파수는 MB 고역단의 주파수보다도 고역 측이면 되고, HB 고역단의 주파수보다도 저역 측이어도 상관없다.
한편, 각 탄성파 공진자가 공진자로서 기능하는 경우, 직렬암 공진자(s1~s3) 및 병렬암 공진자(p1, p2)는 감쇠극을 형성하는 트랩(trap)으로 간주할 수 있다. 구체적으로는, 직렬암 공진자(s1~s3) 각각은 반공진 주파수에 의해 감쇠극을 형성하는 직렬 트랩이며, 급준한 감쇠 슬로프를 가지는 감쇠극을 형성한다. 병렬암 공진자(p1, p2) 각각은 공진 주파수에 의해 감쇠극을 형성하는 병렬 트랩이며, 급준한 감쇠 슬로프를 가지는 감쇠극을 형성한다. 따라서, 이 경우, LPF(22) 및 HPF(23) 각각은 직렬 트랩 및 병렬 트랩에 의해 형성된 급준한 감쇠 슬로프를 가지는 하나 이상의 감쇠극을 가지는 특성을 나타낸다.
이에 관해, 도 5의 (b)에 나타내는 바와 같이, LPF(22)는 병렬암 공진자(p1, p2) 및 직렬암 공진자(s3)가 공진자로서 기능하는 주파수 대역(도면 중의 "영역Ib")에서, 이들 공진자에 의해 형성되는 3개의 감쇠극을 가진다. 또한, 도 5의 (a)에 나타내는 바와 같이, HPF(23)는 직렬암 공진자(s1, s2)가 공진자로서 기능하는 주파수 대역(도면 중의 "영역Ia")에서, 이들 공진자에 의해 형성되는 2개의 감쇠극을 가진다.
이들 LPF(22)와 HPF(23)가 종속 접속됨으로써, 도 5의 (c)에 나타내는 바와 같이, 필터(20)는 각 탄성파 공진자가 커패시터로서 기능하는 주파수 대역(도면 중의 "영역II")에서 광대역의 밴드패스 필터를 구성하고, 각 탄성파 공진자가 공진자로서 기능하는 주파수 대역(도면 중의 "영역I")에서 5개가 급준한 감쇠극으로 이루어지는 감쇠극군을 구성한다.
따라서, 하이브리드 멀티플렉서(1)는 이들 감쇠극군이 필터(10)의 통과대역인 HB 내에 위치하도록 설계됨으로써, HB의 고주파 신호와 MB의 고주파 신호를 분파할 수 있다. 이에 대해, 이하에서 상세하게 설명한다.
[2.2.2. 상세]
도 6은 실시형태 1에 따른 필터(20)를 구성하는 각 탄성파 공진자의 임피던스 특성을 설명하는 도면이다. 구체적으로는 동 도면의 (a)에는 필터(20)의 회로 구성이 나타나있고, 동 도면의 (b)에는 직렬암 공진자(s1~s3) 및 병렬암 공진자(p1, p2)의 임피던스 특성을 나타내는 그래프가 나타나있다.
한편, 인덕터(Ls)와 교락 접속된 직렬암 공진자(s3)에 대해서는 직렬암 공진자(s3)의 임피던스 특성이 아닌, 인덕터(Ls)와의 합성 임피던스 특성이 나타나있다. 또한, 탄성파 공진자의 임피던스는 탄성파 공진자 단체의 임피던스뿐만 아니라, 상기 탄성파 공진자에 접속되는 소자 또는 배선의 커패시턴스 성분 및 인덕턴스 성분도 포함하는 경우가 있다. 이 때문에, 탄성파 공진자의 공진 주파수 및 반공진 주파수는 상기 탄성파 공진자의 설계 파라미터에 의해 규정되는 소정의 주파수에 한정되지 않고, 상기 탄성파 공진자에 접속되는 소자 또는 배선의 영향을 받음으로써, 상기 소정의 주파수와 다른 주파수가 될 수 있다. 또한, 탄성파 공진자는 상기 영향을 받음으로써, 추가로 공진 주파수와 다른 부공진 주파수, 및 반공진 주파수와 다른 부반공진 주파수를 가지는 경우가 있다.
동 도면에 나타내는 바와 같이, 본 실시형태에서 병렬암 공진자(p1)의 공진 주파수(fr_p1), 병렬암 공진자(p2)의 공진 주파수(fr_p2), 직렬암 공진자(s1)의 반공진 주파수(fa_s1), 직렬암 공진자(s2)의 반공진 주파수(fa_s2), 및 직렬암 공진자(s3)의 부반공진 주파수(fa_s3+Ls)는 모두 HB 저역단의 주파수(2300㎒)와 HB 고역단의 주파수(2690㎒) 사이에 위치한다. 즉, 이들 주파수는 모두 HB 내에 위치한다.
여기서, 직렬암 공진자(s3)의 부반공진 주파수(fa_s3+Ls)란, 인덕터(Ls)와 직렬암 공진자(s3)가 교락 접속된 회로가 가지는 복수개의 반공진 주파수 중 직렬암 공진자(s3)의 반공진 주파수와 다른 주파수이다. 바꿔 말하면, 이 부반공진 주파수란, 직렬암 공진자(s3)가 인덕터(Ls)와 교락 접속됨으로써, 직렬암 공진자(s3)와 인덕터(Ls)의 합성 임피던스가 국소적으로 높아지는 주파수이다.
또한, 동 도면에 나타내는 바와 같이, 본 실시형태에서, 병렬암 공진자(p1)의 공진 주파수(fr_p1) 및 병렬암 공진자(p2)의 공진 주파수(fr_p2) 각각은 직렬암 공진자(s1)의 반공진 주파수(fa_s1) 및 직렬암 공진자(s2)의 반공진 주파수(fa_s2) 중 어느 것보다도 고역 측에 위치한다. 즉, LPF(22)를 구성하는 병렬암 공진자(p1, p2)의 공진 주파수(fr_p1, fr_p2)로 이루어지는 공진 주파수군은 HPF(23)를 구성하는 직렬암 공진자(s1, s2)의 반공진 주파수(fa_s1, fa_s2)로 이루어지는 반공진 주파수군보다도 고역 측에 위치한다.
또한, 동 도면에 나타내는 바와 같이, 본 실시형태에서, 직렬암 공진자(s3)의 부반공진 주파수(fa_s3+Ls)는 상기 반공진 주파수군과 상기 공진 주파수군 사이에 위치한다.
이상을 정리하면, 본 실시형태에서는 이하의 주파수 관계를 충족한다.
HB 저역단의 주파수(2300㎒)＜fa_s2＜fa_s1＜fa_s3+Ls＜fr_p1＜fr_p2＜HB 고역단의 주파수(2690㎒)
도 7은 본 실시형태에 따른 필터(20)의 통과 특성을 나타내는 그래프이다.
동 도면으로부터 분명한 바와 같이, 필터(20)는 영역II에서 직렬암 공진자(s1~s3) 및 병렬암 공진자(p1, p2)가 커패시터로서 기능함으로써, 통과대역인 MB 전체에 걸쳐 광대역으로 평탄한 통과 특성을 실현한다. 또한, 필터(20)는 영역I에서 직렬암 공진자(s1~s3) 및 병렬암 공진자(p1, p2)가 Q값이 높은 공진자로서 기능함으로써, 5개의 감쇠극(Pole1~Pole5)을 HB 내에 형성한다. 이로써, MB 고역단으로부터 HB 저역단의 주파수 대역에서 급준한 감쇠 슬로프를 가지면서, HB 전체에 걸쳐 충분한 감쇠량을 확보하는 감쇠 특성을 실현한다.
여기서, 상술한 주파수 관계로부터, 감쇠극(Pole1)은 직렬암 공진자(s1)의 반공진 주파수(fa_s1)에 의해 형성되고, 감쇠극(Pole2)은 직렬암 공진자(s2)의 반공진 주파수(fa_s2)에 의해 형성되어 있다. 또한, 감쇠극(Pole3)은 직렬암 공진자(s3)의 부반공진 주파수(fa_s3+Ls)에 의해 형성되고, 감쇠극(Pole4)은 병렬암 공진자(p1)의 공진 주파수(fr_p1)에 의해 형성되며, 감쇠극(Pole5)은 병렬암 공진자(p2)의 공진 주파수(fr_p2)에 의해 형성되어 있다.
즉, 필터(20)는 HPF(23)를 구성하는 직렬암 공진자(s1) 및 직렬암 공진자(s2)에 의한 노치에 의해 저역 측의 감쇠 특성을 형성하고, LPF(22)를 구성하는 직렬암 공진자(s3), 병렬암 공진자(p1) 및 병렬암 공진자(p2)에 의한 노치에 의해 고역 측의 감쇠 특성을 형성한다.
여기까지, MB에 대응하는 필터(20)의 통과 특성에 착안하여 하이브리드 멀티플렉서(1)의 특성을 설명했다. 이어서, HB에 대응하는 필터(10)의 삽입 손실을 억제하는 관점에서 MB에 대응하는 필터(20)에 요구되는 반사 특성에 착안하여 하이브리드 멀티플렉서(1)의 특성에 대해 계속해서 설명한다.
도 8은 본 실시형태에 따른 필터(20)의 반사 특성을 설명하는 도면이다. 구체적으로는 동 도면의 (a)에는 하이브리드 멀티플렉서(1)의 구성이 나타나있고, 동 도면의 (b)~(d)는 동 도면의 (a)에 나타내는 각 위치에서의 임피던스(Za~Zc)를 나타내는 스미스 차트이다. 보다 구체적으로는 동 도면의 (b)에는 LPF(22)의 출력단에서 HPF(23) 측을 본 HB에서의 임피던스(Zc＠HB)가 나타나있고, 동 도면의 (c)에는 정합 회로(21)의 출력단에서 LPF(22) 측을 본 HB에서의 임피던스(Zb＠HB)가 나타나있으며, 동 도면의 (d)에는 필터(10)와 필터(20)의 공통 접속점에서 필터(20)를 본 HB에서의 임피던스(Za＠HB)가 나타나있다.
우선, HPF(23)를 구성하는 직렬암 공진자(s1, s2)는 반공진 주파수(fa_s1, fa_s2)에서 임피던스가 최대(이상적으로는 무한대)가 되고, 이들 반공진 주파수(fa_s1, fa_s2)가 HB 내에 위치한다. 이 때문에, 동 도면의 (b)에 나타내는 바와 같이, LPF(22)의 출력단에서 본 임피던스(Zc＠HB)는 스미스 차트 상에서 개방(오픈) 근처에 위치한다.
다음으로, HPF(23)에 접속된 LPF(22)에 의해, 스미스 차트상에서 위상이 임피던스(Zc＠HB)로부터 시계방향으로 시프트한다. 이 때문에, 동 도면의 (c)에 나타내는 바와 같이, 정합 회로(21)의 출력단에서 LPF(22) 측을 본 임피던스(Zb＠HB)는 스미스 차트 상에서 단락(쇼트) 근처로 모아진다. 또한, 동 도면의 (b)에서 스미스 차트 상의 중앙 근처에 있던 HB의 고역 측의 임피던스가, LPF(22)를 구성하는 병렬암 공진자(p1, p2) 각각의 공진과 직렬암 공진자(s3)의 반공진에 의해, 동 도면의 (c)에 나타내는 바와 같이 단락 근처로 시프트된다. 이 때문에, 정합 회로(21)의 출력단에서 LPF(22) 측을 본 임피던스가 HB의 전체 대역에 걸쳐 스미스 차트 상에서 단락에 더 가까워진다.
이어서, LPF(22)에 접속된 정합 회로(21)를 이루는 인덕터(Lm)에 의해, 스미스 차트 상에서 위상이 임피던스(Zb＠HB)로부터 시계방향으로 시프트한다. 이 때문에, 동 도면의 (d)에 나타내는 바와 같이, 인덕터(Lm)의 인덕턴스값을 적절히 조정함으로써 필터(10)와 필터(20)의 공통 접속점에서 본 임피던스(Za＠HB)를 스미스 차트 상에서 개방 근처로 모을 수 있다.
즉, 공통 단자(110) 측에서 보아, MB에 대응하는 필터(20)를 HB 전체에 걸쳐 고임피던스의 의사(疑似) 개방 상태로 할 수 있다. 이로써, 필터(10)를 통과하는 고주파 신호가 HB 전체에 걸쳐 필터(20)에 누설되기 어려워진다. 따라서, HB에 대응하는 필터(10)에 대해서도 HB 전체에 걸쳐 삽입 손실이 억제된 광대역으로 평탄한 통과 특성을 실현할 수 있으므로, 분파특성의 향상이 도모된다.
도 9는 본 실시형태에 따른 하이브리드 멀티플렉서(1)의 통과 특성을 나타내는 그래프이다. 구체적으로는, 동 도면에는 HB 대응의 필터(10)가 마련된 경로의 통과 특성(이하, HB 특성), 및 MB 대응의 필터(20)가 마련된 경로의 통과 특성(이하, MB 특성)이 나타나있다.
동 도면에 나타내는 바와 같이, HB 특성에 대해, HB 전체에 걸쳐 삽입 손실이 억제된 광대역으로 평탄한 통과 특성이 실현되어 있다. 즉, 하이브리드 멀티플렉서(1)는 주파수 대역이 근접한 광대역의 고주파 신호들인 MB의 고주파 신호와 HB의 고주파 신호를 분파할 수 있다.
[3. 정리]
이하, 본 실시형태에 따른 하이브리드 멀티플렉서(1)에 의해 발휘되는 효과에 대해 설명한다. 한편, 본 실시형태에서는 하이브리드 멀티플렉서(1)가 고주파 신호를 분파하는 경우를 예로 설명했는데, 하이브리드 멀티플렉서(1)는 고주파 신호를 합파해도 상관없다. 이에 관해, 분파특성과 합파특성에서는 설명이 같을 수 있기 때문에, 이하에서는 주로 분파특성에 대해 설명하고, 합파특성에 대해서는 설명을 간략화 또는 생략한다.
이상 설명한 바와 같이, 본 실시형태에 의하면, 제1 병렬암 공진자(본 실시형태에서는 병렬암 공진자(p1, p2) 중 하나) 및 제1 직렬암 공진자(본 실시형태에서는 직렬암 공진자(s1, s2) 중 하나) 각각은 탄성파 공진자이고, 제1 병렬암 공진자의 공진 주파수 및 제1 직렬암 공진자의 반공진 주파수는 HB 저역단의 주파수와 HB 고역단의 주파수 사이에 위치한다. 여기서, 탄성파 공진자는 공진 주파수와 반공진 주파수 사이 및 그 근방에서는 Q값이 높은 공진자로서 기능하고, 공진 주파수보다도 충분히 저역 측 및 반공진 주파수보다도 충분히 고역 측에서는 커패시터로서 기능한다.
따라서, 필터(20)는 HB 저역단의 주파수와 HB 고역단의 주파수 사이의 주파수 대역에서, 제1 병렬암 공진자의 공진 주파수 및 제1 직렬암 공진자의 반공진 주파수에 의해 형성되는 감쇠극군을 가진다. 이 감쇠극군에 의해 구성되는 감쇠 특성은 탄성파 공진자에 의해 급준성 및 감쇠량이 규정되기 때문에 높은 급준성 및 충분한 감쇠량을 가진다. 또한, 필터(20)는 상기 주파수 대역 밖에서, 제1 병렬암 공진자 및 제1 직렬암 공진자 각각이 커패시터로서 기능함으로써 구성되는 LC 공진회로의 특성을 가지며, 구체적으로는 광대역에 걸쳐 손실이 억제된 밴드패스형 통과 특성을 가진다.
즉, 필터(20)는 필터(10)의 통과대역 밖의 광대역에 걸쳐 손실이 억제되면서 필터(10)의 통과대역에서 급준하게 감쇠하는 통과 특성을 가진다. 이 때문에, 본 실시형태에 의하면, 주파수 대역이 넓으면서 다른 고주파 신호와 근접한 고주파 신호를 분파할 수 있다.
또한, 본 실시형태에 의하면, 필터(20)에서는 정합 회로(21)와 LPF(22)와 HPF(23)가 종속 접속되어 있다. 이로써, 정합 회로(21)의 구성, 및 LPF(22)와 HPF(23)의 접속 순서를 적절히 조정함으로써, 공통 단자(110) 측에서 필터(20)를 본 HB에서의 임피던스를 고임피던스로 하는 것이 가능해진다.
따라서, 필터(10)를 통과하는 고주파 신호의 필터(20) 측으로의 누설을 억제할 수 있으므로, 분파특성의 향상이 도모된다.
또한, 본 실시형태에 의하면, 필터(10)가 통과시키는 제1 주파수 대역 저역단(즉, HB 저역단)의 주파수는 필터(20)가 통과시키는 제2 주파수 대역 고역단(즉, MB 고역단)의 주파수보다도 고역 측에 위치한다. 또한, 정합 회로(21)는 신호 경로 상에 직렬로 마련된 인덕터(Lm)로 이루어지고, 정합 회로(21)에 종속 접속된 제1 공진회로는 LPF(22)이며, 상기 제1 공진회로에 종속된 제2 공진회로는 HPF(23)이다.
이로써, 필터(10)에 가장 가까운 필터(20)의 회로 구성은 정합 회로(21)와 LPF(22)로 구성되는 로우패스 특성을 나타내는 회로가 된다. 따라서, 공통 단자(110) 측에서 필터(20)를 본 HB에서의 반사 계수를 광대역에 걸쳐 1에 가깝게 할 수 있으므로, 분파특성 혹은 합파특성을 향상시킬 수 있다.
더욱이, 인덕터(Lm)의 인덕턴스값을 적절히 조정함으로써, 필터(10)와 필터(20)의 공통 접속점에서 필터(20)를 본 HB에서의 임피던스를 광대역에 걸쳐 개방으로 하는 것이 가능해진다. 따라서, 필터(10)의 통과대역 내의 손실을 억제하는 것이 가능해진다.
즉, 본 실시형태에 의하면, 정합 회로(21)와 제1 공진회로(LPF(22))가 종속 접속된 회로가 로우패스 특성을 나타냄으로써, 필터(10)에서 필터(20)를 본 HB에서의 반사 계수를 광대역에 걸쳐 1에 가깝게 할 수 있으므로, 분파특성의 향상이 도모된다.
또한, 본 실시형태에 의하면, 제1 병렬암 공진자의 공진 주파수가 제1 직렬암 공진자의 반공진 주파수보다도 고역 측에 위치함으로써, 필터(10)와 필터(20)의 공통 접속점에서 필터(20)를 본 HB에서의 임피던스를 광대역에 걸쳐 개방으로 하는 것이 가능해진다. 따라서, 필터(10)의 통과대역 내의 손실을 억제하는 것이 가능해진다.
또한, 본 실시형태에 의하면, 직렬암 공진자(s3)에 의한 부반공진 주파수는 HB 저역단의 주파수와 HB 고역단의 주파수 사이에 위치함으로써, 필터(20)에서, 형성되는 감쇠극의 개수가 증가하기 때문에 충분한 감쇠량을 확보할 수 있는 주파수 대역을 넓히는 것이 가능해진다. 따라서, 주파수 대역이 근접한 광대역의 고주파 신호들을 분파할 수 있다.
또한, 본 실시형태에 의하면, 상기 부반공진 주파수는 HPF(23)를 구성하는 직렬암 공진자(s1, s2)의 반공진 주파수군과 LPF(22)를 구성하는 병렬암 공진자(p1, p2)의 공진 주파수군 사이에 위치한다. 이로써, 제1 직렬암 공진자의 반공진 주파수와 제1 병렬암 공진자의 공진 주파수의 주파수 차를 넓히는 것이 가능해지므로, 제2 필터에서, 감쇠극군에 의해 감쇠량이 확보되는 주파수 대역을 광대역화하는 것이 가능해진다. 즉, 보다 광대역인 감쇠 특성이 얻어지는 제2 필터를 구성하는 것이 가능해지기 때문에 광대역의 고주파 신호들을 분파할 수 있다.
또한, 본 실시형태에 의하면, LPF(22)가 추가로 제2 병렬암 공진자(본 실시형태에서는 병렬암 공진자(p1, p2) 중 다른 하나)를 가지며, HPF(23)가 추가로 제2 직렬암 공진자(본 실시형태에서는 직렬암 공진자(s1, s2) 중 다른 하나)를 가진다. 또한, 병렬암 공진자(p1, p2) 각각의 공진 주파수 및 직렬암 공진자(s1, s2) 각각의 반공진 주파수가 상술한 주파수 관계를 가진다.
이로써, 필터(20)에서, 형성되는 감쇠극의 개수가 증가하기 때문에 충분한 감쇠량을 확보할 수 있는 주파수 대역을 넓힐 수 있다. 또한, 필터(10)와 필터(20)의 공통 접속점에서 필터(20)를 본 HB에서의 임피던스를 광대역에 걸쳐 개방으로 하는 것이 가능해진다. 따라서, 필터(10)의 통과대역 내의 손실을 억제하면서, 주파수 대역이 근접한 광대역의 고주파 신호들을 분파 혹은 합파할 수 있다.
또한, 이와 같은 하이브리드 멀티플렉서(1)에서, LPF(22)를 구성하는 공진자와 HPF(23)를 구성하는 공진자는 별도의 칩으로 구성되어 있어도 상관없다.
이로써, LPF(22)를 구성하는 공진자에 의해 형성되는 감쇠극과 HPF(23)를 구성하는 공진자에 의해 형성되는 감쇠극의 주파수 차를 넓힐 수 있다. 이 때문에, 주파수 대역의 요구 사양에 따른 멀티플렉서를 제작할 수 있다.
단, 소형화의 관점에서는 LPF(22)를 구성하는 공진자와 HPF(23)를 구성하는 공진자가 한 칩으로 구성되어 있는 것이 바람직하다. 이 때문에, 이들을 별도의 칩으로 구성할지 한 칩으로 구성할지는 사이즈 및 주파수 대역 등을 감안하여 적절히 결정되면 된다.
(실시형태 1의 변형예 1)
한편, MB에 대응하는 필터의 구성은 상기 실시형태 1의 구성에 한정되지 않는다. 따라서, 본 변형예에서는 상기 실시형태 1과 구성이 다른 MB 대응의 필터를 포함하는 하이브리드 멀티플렉서에 대해 설명한다.
도 10은 실시형태 1의 변형예 1에 따른 하이브리드 멀티플렉서(1A)의 회로 블록도이다. 한편, 도 10에서, 필터(20A)에 대해서는 회로 구성도 나타나있다.
동 도면에 나타내는 필터(20A)는 상기 실시형태 1에서의 필터(20)에 비해, 추가로 정합 인덕터인 인덕터(Lm)와 병렬 접속된 커패시터(Cm)를 가진다.
이 인덕터(Lm)와 커패시터(Cm)의 병렬회로의 공진 주파수는 제2 주파수 대역인 MB(1427-2200㎒)의 2 이상의 정수배의 주파수 대역 내에 위치하고, 본 변형예에서는 2배의 주파수 대역 내에 위치한다. 상기 공진 주파수는 커패시터(Cm)의 커패시턴스값에 의해 적절히 조정된다. 이 때문에, 상기 공진 주파수는 상기에 한정되지 않고, MB의 3배의 주파수 대역 내이어도 되고, 하이브리드 멀티플렉서(1A)가 이용되는 환경 등에 따라 적절히 조정될 수 있다.
도 11은 본 변형예에 따른 필터(20A)의 통과 특성을 나타내는 그래프이다. 한편, 동 도면에는 비교를 위해 실시형태 1에 따른 필터(20)의 통과 특성도 나타나있다.
동 도면에 나타내는 바와 같이, 본 변형예에서는 실시형태 1의 구성을 포함하기 때문에, HB 및 MB에서 실시형태 1과 동일한 특성을 실현할 수 있다.
더욱이, 동 도면에 나타내는 바와 같이, 본 변형예에서는 실시형태 1에 비해, 추가로 커패시터(Cm)를 가짐으로써, MB의 2배의 주파수 대역 내를 감쇠시킬 수 있다(도면 중의 A 부분).
즉, 본 변형예에 의하면, 필터(20A)를 통과하는 고주파 신호의 고조파(여기서는 2차 고조파)의 주파수 대역 내에 인덕터(Lm)와 커패시터(Cm)의 병렬회로에 의해 형성되는 감쇠극이 위치한다. 이 때문에, 필터(20A)의 고조파 일그러짐(여기서는 2차 고조파 일그러짐)의 발생을 억제할 수 있다.
본 변형예에서는 필터(20A)의 통과대역(즉, MB)의 2배의 주파수 대역은 3.5㎓ 대역이 되기 때문에, UHB(Ultra High Band: 3400㎒-3800㎒)와 중복된다. 이 때문에, 필터(20A)에서의 2차 고조파 일그러짐의 발생을 억제할 수 있는 하이브리드 멀티플렉서(1A)는 UHB가 사용되는 환경하에서 사용되는 멀티플렉서로서 알맞다.
(실시형태 1의 변형예 2)
상기 실시형태 1 및 그 변형예 1에서는 제1 필터를 HB에 대응하는 필터로 하고, 제2 필터를 MB에 대응하는 필터로 하여 설명했다. 즉, 제1 필터의 통과대역인 제1 주파수 대역의 저역단의 주파수는 제2 필터의 통과대역인 제2 주파수 대역의 고역단의 주파수보다도 고역 측에 위치하는 것으로 했다. 그러나 제1 필터 및 제2 필터가 대응하는 밴드는 이에 한정되지 않는다. 이 때문에, 제1 주파수 대역의 고역단의 주파수는 제2 주파수 대역의 저역단의 주파수보다도 저역 측에 위치해도 상관없다. 따라서, 본 변형예에서는 이와 같은 하이브리드 멀티플렉서에 대해 설명한다.
도 12는 실시형태 1의 변형예 2에 따른 하이브리드 멀티플렉서(1B)의 회로 블록도이다. 도 13은 실시형태 1의 변형예 2에 따른 하이브리드 멀티플렉서(1B)가 대응하는 주파수 대역을 나타내는 도면이다. 한편, 도 12에서, 필터(20B)에 대해서는 회로 구성도 나타나있다.
본 변형예에 따른 하이브리드 멀티플렉서(1B)는 실시형태 1에 따른 하이브리드 멀티플렉서(1)와 비교하여, 제1 주파수 대역을 통과시키는 제1 필터로서 BandA에 대응하는 필터(10B)를 포함하고, 제2 주파수 대역을 통과시키는 제2 필터로서 BandB에 대응하는 필터(20B)를 포함하는 점이 다르다. 즉, 본 변형예에서는 제1 주파수 대역이 BandA이고, 제2 주파수 대역이 BandB이다. 여기서, 도 13에 나타내는 바와 같이, BandA 고역단의 주파수는 BandB 저역단의 주파수보다도 저역 측에 위치한다.
필터(10B)는 통과대역이 필터(10)와 다른 점에 관한 사항을 제외하고 필터(10)와 동일하기 때문에 상세한 설명을 생략한다.
필터(20B)는 실시형태 1에서의 필터(20)와 비교하여, 정합 회로(21) 대신에 정합 회로(21B)를 포함하고, HPF(23)와 LPF(22)의 접속 순서가 바뀌어 있는 점이 다르다.
즉, 실시형태 1에서는 정합 회로(21)에 종속 접속된 제1 공진회로를 LPF(22)로 하고, 제1 공진회로에 종속 접속된 제2 공진회로를 HPF(23)로 하여 설명했다. 이에 반하여, 본 변형예에서는 정합 회로(21B)에 종속 접속된 제1 공진회로가 HPF(23)이고, 제1 공진회로에 종속 접속된 제2 공진회로가 LPF(22)인 점이 다르다.
정합 회로(21B)는 실시형태 1에서의 정합 회로(21)와 비교하여, 정합 인덕터인 인덕터(Lm)가 필터(20)의 제1 단자(201)와 제2 단자(202)를 잇는 신호 경로와 그라운드 사이에 접속되어 있는 점이 다르다.
이와 같이 구성된 하이브리드 멀티플렉서(1B)이어도 상기 실시형태 1과 동일한 효과가 발휘된다.
즉, BandB 대응의 필터(20B)는 BandA 저역단의 주파수와 BandA 고역단의 주파수 사이의 주파수 대역에서, 병렬암 공진자(p1, p2)의 공진 주파수 및 직렬암 공진자(s1~s3)의 반공진 주파수에 의해 형성되는 감쇠극군을 가진다. 이 감쇠극군에 의해 구성되는 감쇠 특성은 탄성파 공진자에 의해 급준성 및 감쇠량이 규정되기 때문에 높은 급준성 및 충분한 감쇠량을 가진다. 또한, 필터(20B)는 상기 주파수 대역 밖에서, 병렬암 공진자(p1, p2) 및 직렬암 공진자(s1~s3) 각각이 커패시터로서 기능함으로써 구성되는 LC 공진회로의 특성을 가지며, 구체적으로는 광대역에 걸쳐 손실이 억제된 밴드패스형 통과 특성을 가진다.
즉, 필터(20B)는 BandA 대응의 필터(10B)의 통과대역 밖의 광대역에 걸쳐 손실이 억제되면서 필터(10B)의 통과대역에서 급준하게 감쇠하는 통과 특성을 가진다. 이 때문에, 본 변형예에 따른 하이브리드 멀티플렉서(1B)이어도 주파수 대역이 넓으면서 다른 고주파 신호(여기서는 BandA의 고주파 신호)와 근접한 고주파 신호(여기서는 BandB의 고주파 신호)를 분파할 수 있다.
또한, 본 변형예이어도 필터(20B)에서는 인덕터로 구성되는 정합 회로(21B)와 LPF(22)와 HPF(23)가 종속 접속되어 있다. 이로써, 정합 회로(21B)의 구성, 및 LPF(22)와 HPF(23)의 접속 순서를 BandA와 BandB의 주파수 대역의 상대관계에 따라 적절히 조정함으로써, 공통 단자(110) 측에서 필터(20B)를 본 BandA에서의 임피던스를 고임피던스로 하는 것이 가능해진다.
따라서, 필터(10B)를 통과하는 고주파 신호의 필터(20B) 측으로의 누설을 억제할 수 있으므로, 분파특성의 향상이 도모된다.
구체적으로는 본 변형예에 의하면, 정합 회로(21B)가 신호 경로 상의 노드와 그라운드 사이에 접속된 인덕터(Lm)로 이루어짐으로써, 필터(10B)에 가장 가까운 필터(20B)의 회로 구성은 정합 회로(21B)와 제1 공진회로(여기서는 HPF(23))로 구성되는 하이패스 특성을 나타내는 회로가 된다. 여기서, BandA 고역단의 주파수는 BandB 저역단의 주파수보다도 저역 측에 위치한다. 따라서, 공통 단자(110) 측에서 필터(20B)를 본 BandA에서의 반사 계수를 광대역에 걸쳐 1에 가깝게 할 수 있으므로, 분파특성을 향상시킬 수 있다.
더욱이, 인덕터(Lm)의 인덕턴스값을 적절히 조정함으로써, 필터(10B)와 필터(20B)의 공통 접속점에서 필터(20B)를 본 BandA에서의 임피던스를 광대역에 걸쳐 개방으로 하는 것이 가능해지므로, 필터(10B)의 통과대역 내의 손실을 억제하는 것이 가능해진다.
(실시형태 1의 변형예 3)
이상 설명한 하이브리드 멀티플렉서의 구성은 서로 주파수 대역이 다른 3개 이상의 고주파 신호를 분파하는 구성에 적용되어도 상관없다. 따라서, 본 변형예에서는 이와 같은 하이브리드 멀티플렉서에 대해, 서로 주파수 대역이 다른 3개의 고주파 신호를 분파하는 트리플렉서를 예로 설명한다.
도 14는 실시형태 1의 변형예 3에 따른 하이브리드 멀티플렉서(1T)의 회로 블록도이다. 도 14에서, 필터(20A)에 대해서는 회로 구성도 나타나있다.
동 도면에 나타내는 바와 같이, 하이브리드 멀티플렉서(1T)는 필터(10) 및 필터(20A)를 포함하는 실시형태 1의 변형예 1에 따른 하이브리드 멀티플렉서(1A)의 구성을 포함하고, 추가로 필터(30)와 필터(40)를 포함한다.
필터(30)는 공통 단자(110)에 접속되고, 제1 주파수 대역(본 변형예에서는 HB) 및 제2 주파수 대역(본 변형예에서는 MB)에 중복되지 않는 제3 주파수 대역의 고주파 신호를 통과시키는 제3 필터이다. 본 변형예에서는 제3 주파수 대역은 로우 밴드(698-960㎒: 이하, LB)이고, 필터(30)는 공통 단자(110)와 개별 단자(140) 사이에 접속된 LB 대응의 필터이다.
필터(40)는 필터(10) 및 필터(20A)보다도 공통 단자(110)에 가깝게 접속되고, 필터(10)의 통과대역인 HB, 및 필터(20A)의 통과대역인 MB를 포함하는 제4 주파수 대역의 고주파 신호를 통과시키는 제4 필터이다. 예를 들면, 필터(40)는 필터(30)의 통과대역 고역단의 주파수와 MB 저역단의 주파수 사이에 컷오프 주파수를 가지는 하이패스 필터이다.
이와 같이 구성된 하이브리드 멀티플렉서(1T)에 의하면, 실시형태 1의 변형예 1에 따른 하이브리드 멀티플렉서(1A)의 구성을 포함하기 때문에, 실시형태 1의 변형예 1과 동일한 효과가 발휘된다.
또한, 제3 필터인 필터(30)를 통과하는 고주파 신호를 추가로 분파할 수 있기 때문에, 주파수 대역이 다른 3개 이상의 고주파 신호를 분파할 수 있다.
또한, 제4 필터인 필터(40)를 마련함으로써, 필터(10)를 통과하는 경로 및 필터(20A)를 통과하는 경로 각각에서, HB 및 MB와 다른 주파수 대역에서의 감쇠량의 향상이 도모된다.
한편, 3개 이상의 고주파 신호를 분파하는 하이브리드 멀티플렉서는 실시형태 1의 변형예 1의 구성 대신에, 실시형태 1 또는 실시형태 1의 변형예 2의 구성을 포함해도 상관없다. 또한, 상기 하이브리드 멀티플렉서는 추가로 다른 필터를 포함함으로써, 서로 주파수 대역이 다른 4개 이상의 고주파 신호를 분파해도 상관없다.
또한, 상기 설명에서는 트리플렉서로서, 필터(10) 및 필터(20A)보다도 공통 단자(110)에 가깝게 접속된 필터(40)가 마련된 구성을 예로 설명했는데, 도 15에 나타내는 하이브리드 멀티플렉서(1TA)와 같이, 필터(40)는 마련되어 있지 않아도 상관없다.
도 15는 실시형태 1의 변형예 3에 따른 다른 하이브리드 멀티플렉서(1TA)의 회로 블록도이다. 도 15에서, 필터(20A)에 대해서는 회로 구성도 나타나있다.
동 도면에 나타내는 바와 같이 구성된 하이브리드 멀티플렉서(1TA)이어도 상기 변형예에 따른 하이브리드 멀티플렉서(1T)와 마찬가지로 필터(30)가 마련되어 있음으로써, 주파수 대역이 다른 3개 이상의 고주파 신호를 분파할 수 있다.
(실시형태 2)
이상 설명한 하이브리드 멀티플렉서는 예를 들면 LTE 대응의 고주파 프론트 엔드 회로를 구성하는 고주파 모듈에 이용할 수 있다. 따라서, 본 실시형태에서는 이와 같은 고주파 모듈에 대해 설명한다.
도 16은 실시형태 2에 따른 고주파 모듈(2)의 구성을 나타내는 회로 블록도이다. 한편, 동 도면에는 고주파 모듈(2)과 접속되는 주변 구성도 함께 나타나있다. 주변 구성에는 안테나 소자(ANT), 고주파 신호를 처리하는 RF 신호 처리 회로를 구성하는 RFIC(Radio Frequency Integrated Circuit)(3), 및 베이스밴드 신호 처리 회로를 구성하는 BBIC(Baseband Integrated Circuit)(4)가 포함된다. 이들 고주파 모듈(2), RFIC(3) 및 BBIC(4)는 통신 장치(5)를 구성한다.
고주파 모듈(2)은 예를 들면, LTE에 대응하고, 3GPP(Third Generation Partnership Project)로 규정된 Band(주파수 대역)의 고주파 신호를 전달한다. 구체적으로는 고주파 모듈(2)은 RFIC(3)의 프론트 엔드에 배치되고, 안테나 소자(ANT)와 RFIC(3) 사이에서 RFIC(3)로 처리되는 고주파 신호를 전달한다.
동 도면에 나타내는 고주파 모듈(2)은 안테나 소자(ANT) 측으로부터 순서대로, 트리플렉서(210)와 초단 스위치(220)와 쿼드플렉서(230)와 복수개의 후단 스위치(240)와 복수개의 듀플렉서(250)와 복수개의 로우 노이즈 앰프(260)와 콤바이너(270)를 포함한다. 한편, 간단 명료함을 위해, 동 도면에서는 트리플렉서(210)에 접속되는 복수개의 경로 중 하나의 경로만을 나타내고, 다른 경로에 대해서는 도시를 생략했다. 또한, 동일한 관점에서, 복수개의 듀플렉서(250) 각각에 접속되는 송신계의 경로에 대해서도 도시를 생략했다. 또한, 동일한 관점에서 다른 경로에 대해서도 도시를 적절히 생략했다.
트리플렉서(210)는 한쪽의 단자가 공통 단자로 공통 접속된 3개의 필터를 포함하는 멀티플렉서이다. 이 트리플렉서(210)는 안테나 소자(ANT)로부터 공통 단자에 입력된 고주파 신호를 분파하여 초단 스위치(220)에 출력하고, 초단 스위치(220)로부터 입력된 고주파 신호를 합파하여 공통 단자로부터 안테나 소자(ANT)에 출력한다.
초단 스위치(220) 및 복수개의 후단 스위치(240)는 RFIC(3) 등의 제어부로부터의 제어 신호(도시하지 않음)에 따라 접속 상태가 전환됨으로써, 고주파 모듈(2)이 전달하는 고주파 신호의 Band를 전환하는 밴드 선택용 스위치이다.
쿼드플렉서(230)는 한쪽의 단자가 공통 단자로 공통 접속된 4개의 필터를 포함하는 멀티플렉서이다. 이 쿼드플렉서(230)는 트리플렉서(210)를 구성하는 3개의 필터 중 하나의 필터로부터 초단 스위치(220)를 통해 공통 단자에 입력된 고주파 신호를 분파하여 복수개의 후단 스위치(240)를 통해 복수개의 듀플렉서(250)에 출력하고, 복수개의 듀플렉서(250)로부터 복수개의 후단 스위치(240)를 통해 입력된 고주파 신호를 합파하여 공통 단자로부터 초단 스위치(220)를 통해 트리플렉서(210)를 구성하는 상기 하나의 필터에 출력한다.
복수개의 듀플렉서(250) 각각은 한쪽의 단자가 공통 단자로 공통 접속된 송신 필터 및 수신 필터를 포함하는 멀티플렉서이다. 각 듀플렉서는 송신계의 경로(도시하지 않음)로부터 입력된 고주파 송신 신호를 공통 단자로부터 출력하고, 공통 단자에 입력된 고주파 수신 신호를 수신계의 경로에 출력한다.
복수개의 로우 노이즈 앰프(260) 각각은 멀티플렉서(여기서는, 트리플렉서(210), 쿼드플렉서(230), 혹은 콤바이너(270))에 접속된 증폭 회로이다. 각 로우 노이즈 앰프는 멀티플렉서(여기서는, 트리플렉서(210) 혹은 쿼드플렉서(230))에 의해 분파된 고주파 신호를 증폭시킨다.
콤바이너(270)는 한쪽의 단자가 공통 단자로 공통 접속된 복수개의 필터를 포함하는 멀티플렉서이며, 여기서는 3개의 필터를 포함한다. 이 콤바이너(270)는 복수개의 로우 노이즈 앰프(260)로부터 입력된 고주파 신호를 합파하여 공통 단자로부터 예를 들면 RFIC(3)에 출력한다.
이와 같은 고주파 모듈(2)에서, 트리플렉서(210), 쿼드플렉서(230) 및 콤바이너(270) 중 적어도 하나로서, 실시형태 1 및 그 변형예에서 설명한 하이브리드 멀티플렉서를 이용할 수 있다.
이로써, 복수개의 주파수 대역에 대응하는 저손실의 고주파 모듈(2)을 실현할 수 있다.
한편, 이와 같은 하이브리드 멀티플렉서는 고주파 모듈(2)의 수신계에 한정되지 않고, 송신계에서 이용되어도 상관없다. 따라서, 하이브리드 멀티플렉서에 접속되는 증폭 회로는 로우 노이즈 앰프에 한정되지 않고, 파워 앰프이어도 상관없다.
또한, 이와 같은 고주파 모듈(2)은 복수개의 주파수 대역의 신호를 동시에 송수신하는 방식으로 대응해도 된다. 이 때문에, 고주파 모듈(2)에 이용되는 하이브리드 멀티플렉서는 제1 주파수 대역(예를 들면 HB)에 포함되는 하나의 주파수 대역(예를 들면 Band40(2300-2400㎒))의 고주파 신호, 및 제2 주파수 대역(예를 들면 MB)에 포함되는 다른 주파수 대역(예를 들면 Band66(2110-2200㎒))의 고주파 신호를 동시에 통과시켜도 상관없다. 이로써, 예를 들면, LTE로 규정된 복수개의 Band를 동시에 사용하여 통신하는 CA(캐리어 어그리게이션)에 대응할 수 있다.
(그 밖의 실시형태)
이상, 본 발명의 실시형태에 따른 멀티플렉서 및 고주파 프론트 엔드 회로에 대해, 실시형태 및 변형예를 들어 설명했는데, 본 발명은 상기 실시형태 및 변형예에 대하여 본 발명의 주지를 일탈하지 않는 범위에서 당업자가 생각해내는 각종 변형을 실시하여 얻어지는 변형예나, 본 발명에 따른 고주파 프론트 엔드 회로를 내장한 통신 장치 등의 각종 기기도 본 발명에 포함된다. 이와 같은 통신 장치에 의하면, 복수개의 주파수 대역에 대응하는 저손실의 통신 장치를 실현할 수 있다.
또한, 예를 들면, 하이브리드 멀티플렉서를 구성하는 제2 필터에서, 추가로 인덕터나 커패시터가 접속되어 있어도 되고, 저항 소자 등의 인덕터 및 커패시터 이외의 회로 소자가 접속되어 있어도 상관없다.
또한, 상기 설명에서는 MB의 주파수 대역을 1427-2200㎒로 했는데, MB의 주파수 대역은 1710-2200㎒인 경우도 있다.
또한, 정합 회로는 인덕터에 한정되지 않고, 커패시터로 구성되어도 상관없다. 즉, 정합 회로는 상기 설명한 정합 회로를 구성하는 인덕터 대신에 마련된 커패시터에 의해 구성되어 있어도 상관없다. 또한, 정합 회로는 하나의 소자에 한정되지 않고, 복수개의 소자로 구성되어 있어도 되고, 인덕터와 커패시터의 조합에 의해 구성되어 있어도 상관없다.
본 발명은 복수개의 주파수 대역에 대응하는 저손실의 고주파 프론트 엔드 회로 및 통신 장치에 이용되는 멀티플렉서로서, 휴대전화 등의 통신기기에 널리 이용할 수 있다.
1, 1A, 1B, 1T, 1TA: 하이브리드 멀티플렉서
2: 고주파 모듈
3: RFIC
4: BBIC
5: 통신 장치
10, 10B, 20, 20A, 20B, 30, 40: 필터
21, 21B: 정합 회로
22: LPF
23: HPF
110: 공통 단자
120, 130, 140: 개별단자
201: 제1 단자
202: 제2 단자
210: 트리플렉서
220: 초단 스위치
230: 쿼드플렉서
240: 복수개의 후단 스위치
250: 복수개의 듀플렉서
260: 복수개의 로우 노이즈 앰프
270: 컴바이너
ANT: 안테나 소자
Cm, Cp1, Cp2, Cs1~Cs3: 커패시터
Lm, Lp, Ls: 인덕터
p1, p2: 병렬암 공진자
s1~s3: 직렬암 공진자

Claims (18)

  1. 공통 단자와,
    상기 공통 단자에 접속되고, 제1 주파수 대역을 통과시키는 제1 필터와,
    상기 공통 단자에 접속되고, 상기 제1 주파수 대역에 중복되지 않는 제2 주파수 대역을 통과시키는 제2 필터를 포함하며,
    상기 제2 필터는,
    상기 공통 단자에 접속된 정합 회로와,
    상기 정합 회로에 종속 접속되고, 로우패스 필터 및 하이패스 필터 중 하나로 구성되는 제1 공진회로와,
    상기 제1 공진회로에 종속 접속되고, 상기 로우패스 필터 및 상기 하이패스 필터 중 다른 하나로 구성되는 제2 공진회로를 가지며,
    상기 로우패스 필터는,
    상기 제2 필터의 제1 단자와 제2 단자를 잇는 신호 경로 상에 마련된 제1 인덕터와,
    상기 신호 경로 상의 노드와 그라운드 사이에 접속된 탄성파 공진자인 제1 병렬암(parallel arm) 공진자를 가지며,
    상기 하이패스 필터는,
    상기 신호 경로 상에 마련된 탄성파 공진자인 제1 직렬암(serial arm) 공진자와,
    상기 신호 경로 상의 노드와 그라운드 사이에 접속된 제2 인덕터를 가지며,
    상기 제1 병렬암 공진자의 공진 주파수 및 상기 제1 직렬암 공진자의 반공진 주파수는 모두 상기 제1 주파수 대역 저역단(低域端)의 주파수와 상기 제1 주파수 대역 고역단(高域端)의 주파수 사이에 위치하는, 멀티플렉서.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제1 주파수 대역 저역단의 주파수는 상기 제2 주파수 대역 고역단의 주파수보다도 고역 측에 위치하고,
    상기 정합 회로는 상기 신호 경로 상에 직렬로 마련된 정합 인덕터로 이루어지며,
    상기 제1 공진회로는 상기 로우패스 필터이고,
    상기 제2 공진회로는 상기 하이패스 필터인, 멀티플렉서.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 정합 인덕터와 병렬 접속된 커패시터를 가지며,
    상기 정합 인덕터와 상기 커패시터의 병렬회로의 공진 주파수는 상기 제2 주파수 대역의 2 이상의 정수배의 주파수 대역 내에 위치하는, 멀티플렉서.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 제1 주파수 대역 고역단의 주파수는 상기 제2 주파수 대역 저역단의 주파수보다도 저역 측에 위치하고,
    상기 정합 회로는 상기 신호 경로 상의 노드와 그라운드 사이에 접속된 정합 인덕터로 이루어지며,
    상기 제1 공진회로는 상기 하이패스 필터이고,
    상기 제2 공진회로는 상기 로우패스 필터인, 멀티플렉서.
  5. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 정합 회로와 상기 제1 공진회로가 종속 접속된 회로는,
    상기 제1 주파수 대역 저역단의 주파수가 상기 제2 주파수 대역 고역단의 주파수보다도 고역 측에 위치하는 경우에 로우패스 특성을 나타내고,
    상기 제1 주파수 대역 고역단의 주파수가 상기 제2 주파수 대역 저역단의 주파수보다도 저역 측에 위치하는 경우에 하이패스 특성을 나타내는, 멀티플렉서.
  6. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제1 병렬암 공진자의 공진 주파수는 상기 제1 직렬암 공진자의 반공진 주파수보다도 고역 측에 위치하는, 멀티플렉서.
  7. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 로우패스 필터는 상기 제1 인덕터에 교락 접속(橋絡接續)된 탄성파 공진자인 교락 공진자를 추가로 가지며,
    상기 제1 인덕터와 상기 교락 공진자가 교락 접속된 회로의 상기 교락 공진자의 반공진 주파수와 다른 부반공진 주파수는 상기 제1 주파수 대역 저역단의 주파수와 상기 제1 주파수 대역 고역단의 주파수 사이에 위치하는, 멀티플렉서.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 부반공진 주파수는 상기 하이패스 필터를 구성하는 하나 이상의 직렬암 공진자의 반공진 주파수군과 상기 로우패스 필터를 구성하는 하나 이상의 병렬암 공진자의 공진 주파수군 사이에 위치하는, 멀티플렉서.
  9. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 로우패스 필터는 상기 신호 경로 상의 노드와 그라운드 사이에 접속된 탄성파 공진자인 제2 병렬암 공진자를 추가로 가지며,
    상기 하이패스 필터는 상기 신호 경로 상에 마련된 탄성파 공진자인 제2 직렬암 공진자를 추가로 가지며,
    상기 제1 병렬암 공진자 및 상기 제2 병렬암 공진자는 하나가 상기 제1 인덕터의 한쪽 단자 측의 노드에 접속되고, 다른 하나가 상기 제1 인덕터의 다른 쪽 단자 측의 노드에 접속되며,
    상기 제2 병렬암 공진자의 공진 주파수는 상기 제1 직렬암 공진자의 반공진 주파수 및 상기 제2 직렬암 공진자의 반공진 주파수 중 어느 것보다도 고역 측이면서 상기 제1 주파수 대역 고역단의 주파수보다도 저역 측에 위치하고,
    상기 제1 직렬암 공진자 및 상기 제2 직렬암 공진자는 상기 신호 경로 상의 상기 제2 인덕터가 접속된 노드를 통해 접속되며,
    상기 제2 직렬암 공진자의 반공진 주파수는 상기 제1 주파수 대역 저역단의 주파수보다도 고역 측이면서 상기 제1 병렬암 공진자의 공진 주파수 및 상기 제2 병렬암 공진자의 공진 주파수 중 어느 것보다도 저역 측에 위치하는, 멀티플렉서.
  10. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 로우패스 필터를 구성하는 공진자와 상기 하이패스 필터를 구성하는 공진자는 별도의 칩으로 구성되어 있는, 멀티플렉서.
  11. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제1 주파수 대역 및 상기 제2 주파수 대역에 중복되지 않는 제3 주파수 대역의 고주파 신호를 통과시키는 제3 필터를 추가로 포함하는, 멀티플렉서.
  12. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제1 필터 및 상기 제2 필터보다도 상기 공통 단자에 가깝게 접속되고, 상기 제1 주파수 대역 및 상기 제2 주파수 대역을 포함하는 제4 주파수 대역의 고주파 신호를 통과시키는 제4 필터를 추가로 포함하는, 멀티플렉서.
  13. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제1 주파수 대역에 포함되는 하나의 주파수 대역의 고주파 신호, 및 상기 제2 주파수 대역에 포함되는 다른 주파수 대역의 고주파 신호를 동시에 통과시키는, 멀티플렉서.
  14. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 기재된 멀티플렉서와,
    상기 멀티플렉서에 접속된 증폭 회로를 포함하는, 고주파 프론트 엔드 회로.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 멀티플렉서는 상기 공통 단자에 입력된 고주파 신호를 분파하고,
    상기 증폭 회로는 상기 멀티플렉서에 의해 분파된 고주파 신호를 증폭시키는 로우 노이즈 앰프인, 고주파 프론트 엔드 회로.
  16. 제14항에 있어서,
    상기 증폭 회로는 로우 노이즈 앰프이며,
    상기 멀티플렉서는 상기 증폭 회로로 증폭된 고주파 신호를 합파하여 상기 공통 단자로부터 출력하는 컴바이너인, 고주파 프론트 엔드 회로.
  17. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 기재된 멀티플렉서와,
    상기 제1 필터 또는 상기 제2 필터의 상기 공통 단자와 반대 측의 단자에 접속되는 스위치와,
    상기 스위치를 통해 상기 제1 필터 또는 상기 제2 필터와 접속되는 듀플렉서를 포함하는, 고주파 프론트 엔드 회로.
  18. 고주파 신호를 처리하는 RF 신호 처리 회로와,
    안테나 소자와 상기 RF 신호 처리 회로 사이에서, 상기 RF 신호 처리 회로로 처리되는 고주파 신호를 전달하는 제14항에 기재된 고주파 프론트 엔드 회로를 포함하는, 통신 장치.
KR1020197025833A 2017-03-31 2018-03-16 멀티플렉서, 고주파 프론트 엔드 회로 및 통신 장치 KR102294095B1 (ko)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JPJP-P-2017-072760 2017-03-31
JP2017072760 2017-03-31
PCT/JP2018/010643 WO2018180648A1 (ja) 2017-03-31 2018-03-16 マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20190112114A KR20190112114A (ko) 2019-10-02
KR102294095B1 true KR102294095B1 (ko) 2021-08-26

Family

ID=63675888

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020197025833A KR102294095B1 (ko) 2017-03-31 2018-03-16 멀티플렉서, 고주파 프론트 엔드 회로 및 통신 장치

Country Status (4)

Country Link
US (1) US10804882B2 (ko)
KR (1) KR102294095B1 (ko)
CN (1) CN110476354B (ko)
WO (1) WO2018180648A1 (ko)

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102019210493A1 (de) 2018-07-18 2020-01-23 Skyworks Solutions, Inc. Hybrides akustisches lc-filter kaskadiert mit lc-filter
JP2020195115A (ja) * 2019-05-30 2020-12-03 株式会社村田製作所 高周波回路および通信装置
US11742829B2 (en) * 2019-08-28 2023-08-29 Skyworks Solutions, Inc. Multiplexer with filter having increased reflection characteristic
US11588506B2 (en) * 2020-04-05 2023-02-21 Skyworks Solutions, Inc. Architectures having bridge combiners and multiplexers
US11824522B2 (en) * 2020-11-11 2023-11-21 Rf360 Singapore Pte. Ltd. Electroacoustic filter with modified phase characteristics
US20220200645A1 (en) * 2020-12-18 2022-06-23 Skyworks Solutions, Inc. Stacked resonator based antennaplexer
WO2022193380A1 (zh) * 2021-03-17 2022-09-22 安徽安努奇科技有限公司 陷波滤波器与多频陷波滤波器
TWI810037B (zh) * 2022-08-24 2023-07-21 三友電子股份有限公司 表面聲波多工器

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003332885A (ja) * 2002-05-16 2003-11-21 Murata Mfg Co Ltd 弾性表面波分波器およびそれを有する通信装置
WO2007023643A1 (ja) * 2005-08-23 2007-03-01 Murata Manufacturing Co., Ltd. 弾性波フィルタ
JP2014033377A (ja) * 2012-08-06 2014-02-20 Panasonic Corp アンテナ共用器
JP2017063315A (ja) * 2015-09-24 2017-03-30 太陽誘電株式会社 モジュール

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0555863A (ja) * 1991-08-22 1993-03-05 Hitachi Ltd 縦続型弾性表面波装置
JPH1065489A (ja) * 1996-08-13 1998-03-06 Hitachi Ltd 弾性表面波素子を用いたフィルタおよび該フィルタを用いたアンテナ分波器
EP1565984B1 (en) * 2002-11-19 2011-07-27 Nxp B.V. Duplexer and method of isolating an rx-band and a tx-band
US7023297B2 (en) * 2003-05-14 2006-04-04 Murata Manufacturing Co., Ltd. Surface acoustic wave branching filter
JP2005184143A (ja) * 2003-12-16 2005-07-07 Murata Mfg Co Ltd 弾性表面波分波器、通信機
JP2006128881A (ja) 2004-10-27 2006-05-18 Kyocera Corp ダイプレクサ
JP2007074698A (ja) * 2005-08-08 2007-03-22 Fujitsu Media Device Kk 分波器及びラダー型フィルタ
KR101663010B1 (ko) * 2010-11-09 2016-10-06 삼성전자주식회사 Ｒｆ용 매칭 세그먼트 회로 및 이를 이용한 ｒｆ통합 소자
CN104145429A (zh) * 2012-04-04 2014-11-12 株式会社村田制作所 通信装置
WO2015041125A1 (ja) * 2013-09-17 2015-03-26 株式会社村田製作所 高周波モジュールおよび通信装置
JP6029728B2 (ja) * 2014-10-31 2016-11-24 スカイワークス ソリューションズ，インコーポレイテッドＳｋｙｗｏｒｋｓ Ｓｏｌｕｔｉｏｎｓ，Ｉｎｃ． 位相シフト部品を備えたダイバーシティ受信器フロントエンドシステム
US9893752B2 (en) * 2014-10-31 2018-02-13 Skyworks Solutions, Inc. Diversity receiver front end system with variable-gain amplifiers

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003332885A (ja) * 2002-05-16 2003-11-21 Murata Mfg Co Ltd 弾性表面波分波器およびそれを有する通信装置
WO2007023643A1 (ja) * 2005-08-23 2007-03-01 Murata Manufacturing Co., Ltd. 弾性波フィルタ
JP2014033377A (ja) * 2012-08-06 2014-02-20 Panasonic Corp アンテナ共用器
JP2017063315A (ja) * 2015-09-24 2017-03-30 太陽誘電株式会社 モジュール

Also Published As

Publication number Publication date
KR20190112114A (ko) 2019-10-02
CN110476354B (zh) 2023-01-13
US10804882B2 (en) 2020-10-13
US20200014370A1 (en) 2020-01-09
WO2018180648A1 (ja) 2018-10-04
CN110476354A (zh) 2019-11-19

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR102294095B1 (ko) 멀티플렉서, 고주파 프론트 엔드 회로 및 통신 장치
US10727805B2 (en) Multiplexer including filters with resonators and parallel inductor
US10243538B2 (en) High-frequency filter, multiplexer, high-frequency front-end circuit, and communication device
CN109643987B (zh) 弹性波滤波器装置、多工器、高频前端电路以及通信装置
US10148249B2 (en) High frequency circuit and communication apparatus
US8384496B2 (en) Multiband filter
KR102134087B1 (ko) 멀티플렉서, 고주파 프론트 엔드 회로 및 통신 장치
JP6965581B2 (ja) 高周波モジュール及び通信装置
CN107689778B (zh) 高频模块以及通信装置
US11101839B2 (en) High frequency filter, multiplexer, high frequency front-end circuit, and communication device
KR102312057B1 (ko) 멀티플렉서
JP6798456B2 (ja) 高周波フロントエンド回路及び通信装置
JP2018078542A (ja) フィルタ装置、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置
US10819310B2 (en) Radio-frequency filter circuit, multiplexer, radio-frequency front-end circuit, and communication apparatus
WO2020008759A1 (ja) 高周波フィルタ、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置
KR102496953B1 (ko) 멀티플렉서
KR20190040991A (ko) 탄성파 필터 장치, 고주파 프론트엔드 회로 및 통신 장치
JP2017112525A (ja) 分波器
JP2020014104A (ja) フィルタおよびマルチプレクサ
KR102309055B1 (ko) 필터 및 멀티플렉서
KR20210023725A (ko) 분파기
WO2018159205A1 (ja) フィルタ装置、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置
WO2020003956A1 (ja) マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right