WO2020003956A1 - マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置 - Google Patents

マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置 Download PDF

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WO2020003956A1
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弘嗣 森
将和 谷
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株式会社村田製作所
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Definitions

  • the present invention relates to a multiplexer including an elastic wave filter, a high-frequency front-end circuit, and a communication device.
  • Recent mobile phones are required to support a plurality of frequency bands and a plurality of wireless systems, so-called multi-band and multi-mode, with one terminal.
  • a multiplexer that separates high-frequency signals of a plurality of communication bands is disposed immediately below one antenna.
  • an elastic wave filter characterized by low loss in a pass band corresponding to each communication band and steepness of pass characteristics around the pass band is used.
  • Patent Document 1 discloses a duplexer having a configuration in which a first filter (low-frequency side) and a second filter (high-frequency side) each including a surface acoustic wave resonator are connected to a resonance terminal (common terminal). Is disclosed.
  • the duplexer further includes a capacitor connected between the resonance terminal and at least one of the first filter and the second filter. With this capacitor, the first filter and the second filter are commonly connected to the resonance terminal, and the pass band of the first filter and the pass band of the second filter when the two filters are viewed from the resonance terminal. Can be independently matched.
  • the present invention has been made to solve the above-described problem, and has as its object to provide a multiplexer in which insertion loss in a pass band of each acoustic wave filter connected to a common terminal is reduced. .
  • a multiplexer has a common terminal, a first input / output terminal, and a second input / output terminal, and includes a plurality of filters connected to the common terminal.
  • a first filter having a first pass band, disposed between the common terminal and the first input / output terminal; and a first filter disposed between the common terminal and the second input / output terminal,
  • a second filter having the above-described elastic wave resonator and having a second pass band having a higher frequency than the first pass band, and a second filter arranged in series in a connection path between the common terminal and the second filter.
  • a second capacitor wherein a Q value of the second capacitor in the first pass band is higher than a Q value of the capacitor in the first pass band when the second filter is viewed as a capacitance.
  • the multiplexer, the high-frequency front-end circuit or the communication device of the present invention it is possible to reduce the insertion loss in the pass band of each acoustic wave filter connected to the common terminal.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of the multiplexer according to the first embodiment.
  • FIG. 2A is a diagram illustrating a first example of a circuit configuration of the elastic wave filter included in the multiplexer according to the first embodiment.
  • FIG. 2B is a diagram illustrating a second example of the circuit configuration of the acoustic wave filter included in the multiplexer according to Embodiment 1.
  • FIG. 3 is a graph showing a change in the pass characteristic when the Q value of the second capacitor in the multiplexer is changed.
  • FIG. 4 is a graph showing the pass characteristics and the reflection characteristics of the second filter when the Q value of the second capacitor in the multiplexer is changed, and a Smith chart showing the impedance of the second filter.
  • FIG. 3 is a graph showing a change in the pass characteristic when the Q value of the second capacitor in the multiplexer is changed.
  • FIG. 4 is a graph showing the pass characteristics and the reflection characteristics of the second filter when the Q value of the second capacitor in the multiplexer is changed
  • FIG. 5 is a graph showing the relationship between the Q value of the second capacitor and the reflection coefficient of the second filter in the multiplexer, and the relationship between the Q value of the second capacitor and the insertion loss of the first filter.
  • FIG. 6 is a graph showing the pass characteristics and the reflection characteristics of the second filter when the capacitance value of the second capacitor in the multiplexer is changed, and a Smith chart showing the impedance of the second filter.
  • FIG. 7A is a schematic perspective view showing a first example of the structure of the second filter and the second capacitor according to Embodiment 1.
  • FIG. 7B is a schematic perspective view showing a second example of the structure of the second filter and the second capacitor according to Embodiment 1.
  • FIG. 7C is a plan view showing a third example of the structure of the second filter and the second capacitor according to Embodiment 1.
  • FIG. 7D is a schematic perspective view showing the structure of the multiplexer according to Embodiment 1.
  • FIG. 8 is a circuit configuration diagram of the multiplexer according to the first embodiment.
  • FIG. 9 is a graph comparing the pass characteristics when the capacitance values of the first capacitor and the second capacitor in the multiplexers according to Example A and Example 1 are changed.
  • FIG. 10A is a circuit configuration diagram of the multiplexer according to the embodiment 2-1.
  • FIG. 10B is a circuit configuration diagram of the multiplexer according to the embodiment 2-2.
  • FIG. 11 is a circuit configuration diagram of the communication device according to the third embodiment.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of the multiplexer 1 according to the first embodiment.
  • the multiplexer 1 includes filters 13L and 12H, capacitors C1 and C2, an inductor LP1 , common terminals 100 and 110, and input / output terminals 120 and 130.
  • the multiplexer 1 is a composite acoustic wave filter device including filters 13L and 12H connected to a common terminal 100.
  • the common terminal 110 can be connected to, for example, an antenna element, and the input / output terminals 120 and 130 can be connected to a high-frequency signal processing circuit via an amplifier circuit.
  • the filter 13L is a first filter that is arranged between the common terminal 100 and the input / output terminal 130 (first input / output terminal) and has a first pass band (center frequency f0 13L ).
  • the filter 13L includes, for example, one or more elastic wave resonators, and the elastic wave resonator is, for example, a surface acoustic wave (SAW) resonator.
  • SAW surface acoustic wave
  • the filter 12H is disposed between the common terminal 100 and the input / output terminal 120 (second input / output terminal), and has a second pass band (center frequency f0 12H (> f0 13L )) having a frequency higher than the first pass band.
  • a second filter having:
  • the filter 12H includes one or more elastic wave resonators, and the elastic wave resonator is, for example, a SAW resonator.
  • Each SAW resonator of the filter 12H uses a leaky wave using a LiTaO 3 substrate or a Love wave using a LiNbO 3 substrate.
  • each of the SAW resonators of the filter 12H includes a structure in which a high sound speed support substrate, a low sound speed film, and a piezoelectric layer are stacked (sonic film stacked structure), and an IDT (Inter Digital Transducer) formed on the sound speed film stacked structure. ) Having electrodes.
  • the elastic wave resonators constituting the filters 13L and 12H are all SAW resonators. However, these resonators are elastic wave resonators using boundary acoustic waves or BAW (Bulk Acoustic Wave). It may be. Also, the filters 13L and 12H need not have a ladder type structure. Further, the filter 13L may be configured to have no elastic wave resonator such as an LC resonance circuit.
  • the capacitor C1 is a first capacitor arranged in series in a connection path between the common terminal 100 and the filter 13L.
  • the capacitor C2 is a second capacitor arranged in series in a connection path between the common terminal 100 and the filter 12H.
  • the inductor LP1 is connected between a path connecting the common terminals 110 and 100 and the ground. Thereby, impedance matching between the antenna element and each filter can be ensured.
  • the Q value of the capacitor C2 in the first pass band is higher than the Q value of the capacitor in the first pass band when the filter 12H is viewed as a capacitance.
  • an elastic wave resonator using a leaky wave or the like using a LiTaO 3 substrate or an elastic wave resonator having a structure in which a high sonic support substrate, a low sonic film, and a piezoelectric layer are laminated (a sonic film laminated structure)
  • a Rayleigh wave spurious is generated around 0.76 times the resonance frequency. That is, in the high-frequency filter constituted by the elastic wave resonator, the loss due to the spurious noise occurs in the attenuation band on the low frequency side of the center frequency. The loss due to the spurious hardly affects the attenuation of the high frequency filter, but reduces the reflection coefficient (
  • the high-frequency filter constituted by the elastic wave resonator has a capacitive characteristic in an attenuation band and functions as a capacitor, and thus functions as a capacitor having a low Q value in a frequency band in which the spurious noise occurs. .
  • the frequency at which the spur occurs is reduced by the spurious of the high-frequency filter having a higher passband (second passband). )
  • the insertion loss in the pass band of the low-frequency filter increases.
  • a capacitor having a Q value higher than the capacitance Q value in the first pass band of the filter 12H between the filter 12H and the common terminal 100. C2 is inserted. Therefore, on the common terminal 100 side of the filter 12H, the capacitance Q value in the first pass band can be increased. As a result, the reflection coefficient (
  • the capacitor C1 and the inductor LP1 are not essential components and may not be provided.
  • FIG. 2A is a diagram illustrating a first example of a circuit configuration of an acoustic wave filter included in the multiplexer 1 according to the first embodiment.
  • FIG. 2B is a diagram illustrating a second example of the circuit configuration of the acoustic wave filter included in the multiplexer 1 according to Embodiment 1.
  • Each of the filters 13L and 12H constituting the multiplexer 1 according to the present embodiment has, for example, the circuit configuration of the elastic wave filter 10A shown in FIG. 2A or the elastic wave filter 10B shown in FIG. 2B.
  • the elastic wave filter 10A shown in FIG. 2A includes series arm resonators 101 to 105 and parallel arm resonators 151 to 154.
  • the series arm resonators 101 to 105 are arranged in series in a path connecting the input / output terminal 51 and the input / output terminal 52.
  • Each of the parallel arm resonators 151 to 154 is connected between a connection point of the series arm resonators 101 to 105 and the input / output terminals 51 and 52 and the ground.
  • the elastic wave filter 10A forms a ladder-type bandpass filter.
  • the input / output terminal 51 is connected to one of the capacitors C1 and C2
  • the input / output terminal 52 is connected to one of the input / output terminals 120 and 130.
  • the number of series arm resonators and parallel arm resonators is arbitrary, and an inductor may be arranged between each parallel arm resonator and the ground.
  • the elastic wave filter 10B shown in FIG. 2B includes a longitudinally coupled filter unit 220, series arm resonators 201, 202, and 203, and a parallel arm resonator 251.
  • the vertical coupling type filter unit 220 has, for example, nine IDTs, and each of the nine IDTs is composed of a pair of IDT electrodes facing each other.
  • the series arm resonators 201, 202, and 203 and the parallel arm resonator 251 constitute a ladder filter unit.
  • the elastic wave filter 10B forms a bandpass filter.
  • the input / output terminal 51 is connected to one of the capacitors C1 and C2
  • the input / output terminal 52 is connected to one of the input / output terminals 120 and 130.
  • the number of series arm resonators and parallel arm resonators, and the number of IDTs forming the vertically coupled filter unit 220 are arbitrary.
  • FIG. 3 is a graph showing a change in the pass characteristic when the Q value of the capacitor C2 in the multiplexer is changed.
  • FIG. 3A shows the pass characteristic of the filter 13L (between the common terminal 110 and the input / output terminal 130) and the filter 12H when the capacitance Q value (Q C2 ) in the first pass band of the capacitor C2 is 10. The pass characteristic (between the common terminal 110 and the input / output terminal 120) is shown.
  • FIG. 3B shows the pass characteristics of the filter 13L and the filter 12H when the capacitance Q value (Q C2 ) of the capacitor C2 in the first pass band is 50.
  • FIG. 3A shows the pass characteristic of the filter 13L (between the common terminal 110 and the input / output terminal 130) and the filter 12H when the capacitance Q value (Q C2 ) in the first pass band of the capacitor C2 is 10. The pass characteristic (between the common terminal 110 and the input / output terminal 120) is shown.
  • FIG. 3B shows the pass characteristics of the filter 13
  • 3C shows the pass characteristics of the filter 13L and the filter 12H when the capacitance Q value (Q C2 ) in the first pass band of the capacitor C2 is 100.
  • the Q value (Q 12H ) of the capacitor in the first pass band when the filter 12H is viewed as a capacitor is 10.
  • a band 3 receiving band (1805-1880 MHz) of LTE (Long Term Evolution) is applied, and as the second band of the filter 12H, a transmitting and receiving band (2300 of LTE Band 40) is used. -2400 MHz).
  • the capacitance Q value (Q C2 ) of the capacitor C2 increases to 10, 50, and 100, the insertion loss in the pass band of the filter 13L is reduced.
  • the capacitance Q value (Q C2 ) of the capacitor C2 is larger than the Q value (Q 12H ) of the filter 12H ((b) and (c) in FIG. 3)
  • the insertion loss in the pass band of the filter 13L. Is smaller than 2.5 dB, and a low-loss multiplexer 1 is realized.
  • FIG. 4 is a graph showing the pass characteristics and the reflection characteristics of the filter 12H when the Q value of the capacitor C2 in the multiplexer is changed, and a Smith chart showing the impedance of the filter 12H.
  • FIG. 4A shows the pass characteristic and the reflection characteristic of the filter 12H alone (the upper part of FIG. 4A) and the common terminal 100 when the capacitance Q value (Q C2 ) of the capacitor C2 is 10.
  • 4 shows the impedance of the filter 12H alone (lower part of FIG. 4A).
  • FIG. 4B shows the pass characteristics and the reflection characteristics of the filter 12H alone when the capacitance Q value (Q C2 ) of the capacitor C2 is 50 (the upper part of FIG. 4B) and the common characteristics.
  • FIG. 4C shows the pass characteristics and the reflection characteristics of the filter 12H alone (the upper part of FIG. 4C) when the capacitance Q value (Q C2 ) of the capacitor C2 is 100, and the common characteristics.
  • the impedance when the filter 12H alone is viewed from the terminal 100 (the lower part of FIG. 4C) is shown.
  • 4A to 4C similarly to FIGS. 3A to 3C, when the filter 12H is viewed as a capacitor, the Q value of the capacitor in the first pass band (Q 12H ) Is 10.
  • the LTE Band 3 reception band is applied as the first pass band of the filter 13L
  • the LTE Band 40 transmission / reception band is applied as the second pass band of the filter 12H.
  • the inflection point (the broken line in the figure) of the attenuation due to spurious is located on the lower frequency side (within the first pass band) than the pass band. Area surrounded by a circle) appears.
  • the filter 12H is an elastic wave filter using a leaky wave or the like using a LiTaO 3 substrate, or a structure (sonic film) in which a high sound speed support substrate, a low sound speed film, and a piezoelectric layer are laminated.
  • the elastic wave resonator having a multilayer structure
  • this corresponds to a Rayleigh wave spurious appearing around 0.76 times the resonance frequency of the elastic wave resonator.
  • FIG. 5 is a graph showing the relationship between the Q value of the capacitor C2 and the reflection coefficient of the filter 12H in the multiplexer, and the relationship between the Q value of the capacitor C2 and the insertion loss of the filter 13L.
  • FIG. 5 summarizes the results of FIGS. 3 and 4.
  • FIG. 5A shows the relationship between the capacitance Q value (Q C2 ) of the capacitor C2 and the reflection coefficient
  • FIG. 5B shows the relationship between the capacitance Q value (Q C2 ) of the capacitor C2 and the insertion loss in the first pass band (1880 GHz) of the filter 13L.
  • the capacitance Q value (Q C2 ) of the capacitor C2 is larger than the capacitance Q value (Q 12H ) of the filter 12H.
  • the capacity Q value (Q C2 ) of the capacitor C2 needs to be equal to or larger than the capacity Q value (Q 12H ) of the filter 12H.
  • the capacity Q value (Q 12H ) of the filter 12H was explained.
  • FIG. 6 is a graph showing the pass characteristics and the reflection characteristics of the filter 12H when the capacitance value of the capacitor C2 in the multiplexer is changed, and a Smith chart showing the impedance of the filter 12H.
  • FIG. 6A shows the transmission characteristic and reflection characteristic of the filter 12H alone (the upper part of FIG. 6A) and the common terminal 100 when the capacitance value (C C2 ) of the capacitor C2 is 4 pF.
  • the impedance when viewing the filter 12H alone (lower part of FIG. 6A) is shown.
  • FIG. 6B shows the pass characteristics and the reflection characteristics of the filter 12H alone (the upper part of FIG. 6B) and the common terminal when the capacitance value (C C2 ) of the capacitor C2 is 3 pF.
  • FIG. 6C shows the pass characteristics and the reflection characteristics of the filter 12H alone (the upper part of FIG. 6C) and the common terminal when the capacitance value (C C2 ) of the capacitor C2 is 1 pF.
  • the impedance (the lower part of FIG. 6 (c)) when the filter 12H alone is viewed from 100 is shown.
  • the capacitance Q value (Q C2 ) of the capacitor C2 is 100
  • the Q value (Q C ) of the capacitance in the first pass band when the filter 12H is regarded as a capacitance. 12H ) is 10. That is, it is assumed that the capacitance Q value (Q C2 ) of the capacitor C2 is larger than the capacitance Q value (Q 12H ) of the filter 12H.
  • the LTE Band 3 reception band is applied as the first pass band of the filter 13L
  • the LTE Band 40 transmission / reception band is applied as the second pass band of the filter 12H.
  • the filter 12H is an elastic wave filter using a leaky wave or the like using a LiTaO 3 substrate, or a structure (sonic film) in which a high sound speed support substrate, a low sound speed film, and a piezoelectric layer are laminated.
  • the filter 12H is an elastic wave filter using a leaky wave or the like using a LiTaO 3 substrate, or a structure (sonic film) in which a high sound speed support substrate, a low sound speed film, and a piezoelectric layer are laminated.
  • an elastic wave resonator having a (laminated structure) it corresponds to a Rayleigh wave spurious appearing around 0.76 times the resonance frequency of the elastic wave resonator.
  • FIG. 7A is a schematic perspective view showing a first example of the structure of the filter 12H and the capacitor C2 according to the first embodiment.
  • the filter 12H is made of, for example, an elastic wave resonator using BAW, and includes a Si substrate 60, a lower electrode 61, an upper electrode 62, and a piezoelectric thin film 63.
  • the elastic wave resonator constituting the filter 12H is a bulk acoustic wave resonator (FBAR: Film ⁇ Bulk ⁇ Acoustic ⁇ Resonator) using a piezoelectric thin film.
  • FBAR Film ⁇ Bulk ⁇ Acoustic ⁇ Resonator
  • the filter 12H has a structure in which a lower electrode 61, a piezoelectric thin film 63, and an upper electrode 62 are stacked on a Si substrate 60 having a cavity structure with cavities. With this structure, a bulk acoustic wave in the laminating direction excited between the lower electrode 61 and the upper electrode 62 is generated.
  • the capacitor electrode 64a is disposed so as to face the upper electrode 62, and thus the upper electrode 62, the capacitor electrode 64a, and the dielectric formed therebetween (shown in FIG. 7A). Z).
  • the capacitor C2 includes the lower electrode 61, the capacitor electrode 64b or 64c, and the dielectric formed therebetween (see FIG. 7A) by disposing the capacitor electrode 64b or 64c so as to face the lower electrode 61. Are not shown).
  • FIG. 7B is a schematic perspective view showing a second example of the structure of filter 12H and capacitor C2 according to the first embodiment.
  • the filter 12H is made of, for example, an elastic wave resonator using BAW, and includes a Si substrate 70, a lower electrode 71, an upper electrode 72, a piezoelectric thin film 73, and a high acoustic impedance film 74. , A low acoustic impedance film 75.
  • the elastic wave resonator constituting the filter 12H is an FBAR.
  • the bulk acoustic wave is acoustically reflected by utilizing the Bragg reflection by the acoustic multilayer film of the high acoustic impedance film 74 and the low acoustic impedance film 75 disposed between the Si substrate 70 and the BAW resonator. It is confined above the multilayer film.
  • the capacitor C2 in this example is formed by the lower electrode 71 and the electrode layer of the acoustic multilayer film.
  • the capacitor C2 is formed by the upper electrode 72 and the electrode layer of the acoustic multilayer film.
  • FIG. 7C is a plan view showing a third example of the structure of the filter 12H and the capacitor C2 according to the first embodiment.
  • the filter 12H is made of, for example, an elastic wave resonator using SAW, and the filter 12H and the capacitor C2 are formed on a substrate 80.
  • the IDT electrodes that form the series arm resonators 101 to 105 and the parallel arm resonators 151 to 154 of the filter 12H are formed on the substrate 80 so that the propagation directions of the elastic waves to be used match.
  • the capacitor C2 is formed on the substrate 80 by comb electrodes facing each other.
  • the substrate 80 is a substrate having at least a portion having piezoelectricity, for example, a piezoelectric substrate, or may be composed of a piezoelectric thin film and a support substrate.
  • the direction of the plurality of electrode fingers constituting the comb-shaped electrode of the capacitor C2 formed on the substrate 80 intersects the direction of the plurality of electrode fingers constituting each resonator of the filter 12H. More preferably, the direction of the plurality of electrode fingers constituting the comb-shaped electrode of the capacitor C2 formed on the substrate 80 is orthogonal to the direction of the plurality of electrode fingers constituting each resonator of the filter 12H. Thereby, the capacitor C2 is suppressed from interfering with the elastic wave of the filter 12H, and can function only as a capacitive element.
  • the capacitor C2 may be formed not on the board 80 but on the mounting board 90 on which the filters 12H and 13L are mounted.
  • FIG. 7D is a schematic perspective view and a sectional view showing the structure of the multiplexer 1 according to the first embodiment.
  • FIG. 7D is a cross-sectional view taken along line VII-VII of FIG. 7D.
  • the filters 12H and 13L and the capacitor C2 are mounted on the mounting board 90.
  • the mounting substrate 90 is, for example, an LTCC (Low Temperature Co-fired Ceramics) substrate that incorporates wiring for connecting the capacitor C2 and the filters 12H and 13L.
  • the mounting substrate 80 may be a multi-layer substrate made of an HTCC (High Temperature Co-fired Ceramics) substrate or a PCB.
  • the capacitor C2 may be a chip-shaped capacitive element mounted on the main surface of the mounting board 90, and may be, for example, an MLCC (Multi Layer Ceramic Ceramic).
  • MLCC Multi Layer Ceramic Ceramic
  • the inductor LP1 and the capacitor C1 may be a chip-shaped inductor and a chip-shaped capacitance element, respectively. It may be formed in a pattern.
  • the capacitor C2 is a chip-shaped capacitive element mounted on the mounting substrate 90, the Q value of the capacitor C2 in the first pass band is viewed using the filter 12H as the capacitance. It can be set higher than the Q value of the capacity in the first pass band in that case. Therefore, the insertion loss of the filters 13L and 12H in the pass band can be reduced, and the low-loss multiplexer 1 can be realized.
  • the capacitor C2 is formed by an electrode pattern in the mounting board 80 if the Q value of the capacitor C2 can be set higher than the Q value of the capacitance in the first pass band when the filter 12H is viewed as a capacitance. May be.
  • FIG. 8 is a circuit configuration diagram of the multiplexer 1A according to the first embodiment.
  • the multiplexer 1A includes filters 13L and 12H, capacitors C1 and C2, an inductor LP1 , common terminals 100 and 110, and input / output terminals 120 and 130.
  • the multiplexer 1A according to the first embodiment is different from the multiplexer 1 according to the first embodiment in that specific values of the capacitance Q value ( QC2 ) and the capacitance value ( CC2 ) of the capacitor C2 are defined. different.
  • the multiplexer 1A according to the first embodiment will be described focusing on differences from the multiplexer 1 according to the first embodiment.
  • the filter 13L is a first filter that is arranged between the common terminal 100 and the input / output terminal 130 (first input / output terminal) and has a first pass band (center frequency f0 13L ).
  • the first pass band is, for example, the LTE Band 3 reception band (1805-1880 MHz).
  • the filter 12H is disposed between the common terminal 100 and the input / output terminal 120 (second input / output terminal), and has a second pass band (center frequency f0 12H (> f0 13L )) having a frequency higher than the first pass band.
  • a second filter having:
  • the second pass band is, for example, a transmission / reception band (2300-2400 MHz) of Band 40 of LTE.
  • the capacitor C1 is a first capacitor arranged in series in a connection path between the common terminal 100 and the filter 13L.
  • the capacitor C2 is a second capacitor arranged in series in a connection path between the common terminal 100 and the filter 12H.
  • the capacitance Q value (Q C2 ) of the capacitor C2 in the first pass band is 100.
  • the capacitance value (C C2 ) of the capacitor C2 in the first pass band is 3 pF or less.
  • the Q value (Q 12H ) of the capacitor in the first pass band is 10.
  • the capacitance Q value (Q C2 ) of the capacitor C2 is larger than the capacitance Q value (Q 12H ) of the filter 12H, and the capacitance value (C C2 ) of the capacitor C2 is 3 pF. It is as follows.
  • the multiplexer 1A according to the first embodiment includes the multiplexer according to the first embodiment and the multiplexer according to the first embodiment.
  • the capacitance Q value (Q C2 ) of the capacitor C2 is 100
  • the capacitance value (C C2 ) is 3.0 pF
  • the capacitance Q value (Q 12H ) of the filter 12H is 10
  • the capacitance value of the capacitor C1 is 2.2 pF.
  • the capacitance Q value (Q C2 ) of the capacitor C2 is 100
  • the capacitance value (C C2 ) is 1.0 pF
  • the capacitance Q value (Q 12H ) of the filter 12H is 10
  • the capacitance value of the capacitor C1 is 1.1 pF.
  • the multiplexer according to the embodiment A has the same circuit configuration as the circuit configuration shown in FIG. 1, but the capacitance Q value (Q C2 ) of the capacitor C2 is 100 and the capacitance value (C C2 ) Is 4.0 pF, the capacitance Q value (Q 12H ) of the filter 12H is 10, and the capacitance value of the capacitor C1 is 2.4 pF. That is, in the multiplexer according to the embodiment A, the capacitance Q value (Q C2 ) of the capacitor C2 is larger than the capacitance Q value (Q 12H ) of the filter 12H, but the capacitance value (C C2 ) of the capacitor C2 is larger than 3 pF. large.
  • FIG. 9 is a graph comparing the pass characteristics when the capacitance values of the capacitors C1 and C2 in the multiplexers according to Example A and Example 1 are changed.
  • FIG. 9A shows the pass characteristics of the filter 13L (between the common terminal 110 and the input / output terminal 130) and the pass characteristics of the filter 12H (between the common terminal 110 and the input / output terminal 120) of the multiplexer according to the embodiment A. It is shown.
  • FIG. 9B shows the pass characteristic of the filter 13L and the pass characteristic of the filter 12H of the multiplexer according to the example 1-1.
  • FIG. 9C shows the pass characteristic of the filter 13L and the pass characteristic of the filter 12H of the multiplexer according to the embodiment 1-2.
  • the insertion loss in the pass band of the filter 13L is reduced.
  • the capacitance value (C C2 ) of the capacitor C2 is 3 pF or less (Examples 1-1 and 1-2)
  • the insertion loss in the pass band of the filter 13L is smaller than 2.5 dB.
  • a low-loss multiplexer 1 is realized.
  • the insertion loss required for the filters 13L and 12H (for example, the insertion loss in the pass band is not more than 2.5 dB) varies depending on the required specifications of the communication device in which the multiplexer 1 is mounted. Is also good.
  • Embodiment 2 In Embodiment 1, a multiplexer having a configuration in which two filters are connected to a common terminal is shown. In this embodiment, a multiplexer having a configuration in which three filters are connected to a common terminal is shown.
  • FIG. 10A is a circuit configuration diagram of the multiplexer 1B according to Example 2-1.
  • the multiplexer 1B includes filters 13L, 12H and 14M, capacitors C1, C2 and C3, an inductor LP1 , common terminals 100 and 110, and input / output terminals 120, 130 and 140.
  • the multiplexer 1B according to the present embodiment is different from the multiplexer 1A according to the first embodiment in that a filter 14M and a capacitor C3 are further added.
  • the multiplexer 1B according to the embodiment 2-1 will be described focusing on the differences from the multiplexer 1A according to the embodiment 1.
  • the filter 14M is a third filter that is disposed between the common terminal 100 and the input / output terminal 140 (third input / output terminal) and has a third pass band (center frequency f0 14M ).
  • the third pass band is, for example, a band 1 reception band (2110-2170 MHz) of LTE.
  • the capacitor C3 is a third capacitor arranged in series in a connection path between the common terminal 100 and the filter 14M.
  • the capacitance Q value (Q C2 ) of the capacitor C2 in the first pass band is 100.
  • the capacitance value (C C2 ) of the capacitor C2 is 3 pF.
  • the capacitance value (C C1 ) of the capacitor C1 is 1.7 pF.
  • the capacitance value (C C3 ) of the capacitor C3 is 3.9 pF.
  • the Q value (Q 12H ) of the capacitor in the first pass band is 10.
  • the capacitor C2 having a higher Q value than the capacitance Q value in the first pass band of the filter 12H is inserted between the filter 12H and the common terminal 100. . Therefore, on the common terminal 100 side of the filter 12H, the capacitance Q value in the first pass band can be increased. As a result, the reflection coefficient (
  • the capacitance Q value of the capacitor C2 in the third pass band is set higher than the capacitance Q value of the filter 12H in the third pass band. By doing so, it is possible to improve the insertion loss in the third pass band of the filter 14M.
  • FIG. 10B is a circuit configuration diagram of the multiplexer 1C according to Example 2-2.
  • a multiplexer 1C includes filters 13L, 12H and 14V, capacitors C1, C2 and C3, an inductor LP1 , common terminals 100 and 110, and input / output terminals 120, 130 and 140.
  • the multiplexer 1C according to the present embodiment is different from the multiplexer 1B according to the embodiment 2-1 in that the pass band of the filter 14V is on the higher frequency side than the pass band of the filter 12H, and the capacitance value of each capacitor is smaller. different.
  • the multiplexer 1C according to the embodiment 2-2 will be described focusing on the differences from the multiplexer 1B according to the embodiment 2-1.
  • the filter 14V is a third filter that is arranged between the common terminal 100 and the input / output terminal 140 (third input / output terminal) and has a third pass band (center frequency f0 14V ).
  • the third pass band is, for example, a transmission / reception band (3400-3600 MHz) of Band 42 of LTE. That is, the third pass band is on the higher frequency side than the first pass band and the second pass band.
  • the filter 14V may be a high-pass (high-pass) filter, and in this case, the capacitor C3 may be a capacitor constituting the high-pass filter.
  • the capacitor C3 is a third capacitor arranged in series in a connection path between the common terminal 100 and the filter 14V.
  • the capacitance Q value (Q C2 ) of the capacitor C2 in the first pass band is 100.
  • the capacitance value (C C2 ) of the capacitor C2 is 1.9 pF.
  • the capacitance value (C C1 ) of the capacitor C1 is 1.6 pF.
  • the capacitance value (C C3 ) of the capacitor C3 is 1.0 pF.
  • the Q value (Q 12H ) of the capacitor in the first pass band is 10.
  • the capacitor C2 having a higher Q value than the capacitance Q value in the first pass band of the filter 12H is inserted between the filter 12H and the common terminal 100. . Therefore, on the common terminal 100 side of the filter 12H, the capacitance Q value in the first pass band can be increased. As a result, the reflection coefficient (
  • the capacitance Q value of the capacitor C3 in the first pass band is set higher than the capacitance Q value of the filter 14V in the first pass band. By doing so, it is possible to improve the insertion loss in the first pass band of the filter 13L.
  • the capacitance Q value of the capacitor C3 in the second pass band is set higher than the capacitance Q value of the filter 14V in the second pass band. By doing so, it is possible to improve the insertion loss in the second pass band of the filter 12H.
  • the capacitance Q value of the capacitor C1 in the second pass band is changed.
  • the insertion loss of the filter 12H in the second pass band can be improved.
  • the capacitance Q value of the capacitor C1 in the third pass band is changed.
  • the multiplexers according to the first and second embodiments can be applied to a high-frequency front-end circuit, and further to a communication device including the high-frequency front-end circuit. Therefore, in the present embodiment, such a high-frequency front-end circuit and communication device will be described.
  • FIG. 11 is a circuit configuration diagram of the high-frequency front-end circuit 3 and the communication device 6 according to the third embodiment.
  • the antenna device 2, the high-frequency front-end circuit 3, the RF signal processing circuit (RFIC) 4, and the baseband signal processing circuit (BBIC) 5 constitute a communication device 6. Note that the antenna element 2 may not be included in the communication device 6.
  • the high-frequency front-end circuit 3 includes the multiplexer 1D and the reception amplifier circuits 42, 43, and 44.
  • the multiplexer 1D is obtained, for example, by adding the switch circuits 20 and 30 to the multiplexer 1B according to the embodiment 2-1. More specifically, the switch circuit 20 includes switches 22, 23, and 24, and the switch circuit 30 includes switches 32, 33, and 34. Note that multiplexer 1D, instead of the inductor L P1 disposed multiplexer 1B according to Embodiment 2-1 has an impedance matching circuit 50 disposed between the common terminal 100 and 110.
  • the switch 22 is an SPST (Single Pole Single Throw) type switch that is connected between the common terminal 100 and the capacitor C2 and switches connection and disconnection between the common terminal 100 and the capacitor C2 and the filter 12H.
  • the switch 24 is an SPST-type switch that is connected between the common terminal 100 and the capacitor C3 and switches connection and disconnection between the common terminal 100 and the capacitor C3 and the filter 14M.
  • the switch 23 is an SPST-type switch that is connected between the common terminal 100 and the capacitor C1 and switches connection and disconnection between the common terminal 100, the capacitor C1, and the filter 13L.
  • the switch 32 is an SPST-type switch that is connected between the input / output terminal 120 and the filter 12H, and switches connection and disconnection between the input / output terminal 120, the capacitor C2, and the filter 12H.
  • the switch 34 is an SPST-type switch that is connected between the input / output terminal 140 and the filter 14M and switches connection and disconnection between the input / output terminal 140 and the capacitor C3 and the filter 14M.
  • the switch 33 is an SPST-type switch that is connected between the input / output terminal 130 and the filter 13L and switches connection and disconnection between the input / output terminal 130 and the capacitor C1 and the filter 13L.
  • the switch circuits 20 and 30 connect the common terminal 100 and a signal path corresponding to a predetermined band according to a control signal from a control unit (not shown). Note that the number of signal paths connected to the common terminal 100 is not limited to one, and a plurality of signal paths may be used. That is, the high-frequency front-end circuit 3 may support carrier aggregation. Further, the switch circuits 20 and 30 need not be provided.
  • the reception amplification circuit amplifies the high-frequency signal that has passed through the antenna element 2, the capacitor C2, and the filter 12H, and outputs the signal to the RF signal processing circuit 4.
  • the reception amplification circuit 44 amplifies the high-frequency signal that has passed through the antenna element 2, the capacitor C3, and the filter 14M, and outputs the signal to the RF signal processing circuit 4.
  • the reception amplification circuit 43 amplifies the high-frequency signal that has passed through the antenna element 2, the capacitor C1, and the filter 13L, and outputs the signal to the RF signal processing circuit 4.
  • the RF signal processing circuit 4 processes a high-frequency signal input from the antenna element 2 via each signal path by down-conversion or the like, and transmits a received signal generated by the signal processing to the baseband signal processing circuit 5. Output.
  • the RF signal processing circuit 4 is, for example, an RFIC.
  • the signal processed by the baseband signal processing circuit 5 is used, for example, as an image signal for displaying an image or as an audio signal for a call.
  • the high-frequency front-end circuit 3 may include another circuit element between the components described above.
  • ) in the first pass band of the filter 12H can be reduced. Since the return loss can be increased (return loss can be reduced), the insertion loss in the first pass band of the filter 13L connected to the common terminal 100 together with the filter 12H can be improved. Further, the transmission loss of the high-frequency signal can be reduced without disposing a demultiplexer / combiner, a phase adjustment circuit, and the like at the preceding stage of each filter, and the size and cost can be reduced.
  • the high-frequency front-end circuit 3 may include a triplexer or a quadplexer capable of both transmission and reception instead of the multiplexer according to the first or second embodiment.
  • the communication device 6 may not include the baseband signal processing circuit (BBIC) 5 according to the processing method of the high-frequency signal.
  • BBIC baseband signal processing circuit
  • the multiplexer, the high-frequency front-end circuit, and the communication device according to the embodiment of the present invention have been described with reference to the first to third embodiments.
  • the present invention combines any components in the above-described embodiment.
  • each of the filters 12H, 13L, 14M, and 14V is applied to any of the following communication bands (1) to (7).
  • MB middle band: 1710-2200 MHz
  • HB high band: 2300-2690 MHz
  • UHB ultra high band: 3400-3800 MHz
  • Communication band belonging to LB low band: 699-960 MHz
  • L5 1.2 GHz band
  • GPS band 5G-NR (3.3-5.0 GHz): any communication band of n77, n78, n79 (7) WiFi (5.0 GHz band) band
  • the above (4) is applied as the filter 13L
  • the above (5) is applied as the filter 14M
  • any of the above (1) to (3) is applied as the filter 12H. May be applied.
  • any one of the above (1), (2) and (4) is applied as the filter 13L
  • the above (7) is applied as the filter 14V
  • the filter 12H The above (6) may be applied.
  • a multiplexer a two-segment / multiplexing circuit in which two reception signal paths are connected to a common terminal, and a three-in-one circuit in which three reception signal paths or transmission signal paths are connected to a common terminal.
  • the present invention has been described with reference to a demultiplexing / multiplexing circuit as an example, the present invention relates to a demultiplexing / multiplexing circuit in which four or more signal paths are connected to a common terminal, for example, a circuit including both a transmission path and a reception path. Can also be applied.
  • a multiplexer in which (n) filters whose center frequencies are f1, f2,..., Fn (n is a natural number of 2 or more) is connected to the common terminal, and f1 having the lowest center frequency is configured.
  • a capacitor is arranged in series in a connection path (series arm) connecting the common terminal and the second filter.
  • the Q value of the capacitor in the pass band (first pass band) of the first filter is higher than the capacitance Q value in the first pass band when the second filter is viewed as a capacitance.
  • ) in the first pass band of the second filter can be increased (return loss can be reduced), so that the first pass of the first filter connected to the common terminal together with the second filter can be achieved. It is possible to improve the insertion loss in the band. Therefore, the propagation loss of the high-frequency signal can be reduced without disposing a demultiplexer / combiner, a phase adjustment circuit, and the like in the preceding stage of each filter, and the size and cost can be reduced.
  • the expression that two or more filters are connected to the common terminal does not mean only the configuration in which the two or more filters are directly connected to the common terminal. It is assumed that the filter includes a configuration in which the filter is indirectly connected to the common terminal by the following configuration. For example, there is a configuration in which a branch circuit such as a switch, a phase circuit, or a divider (divider) that provides one or more continuities is disposed between a common terminal and two or more filters.
  • a branch circuit such as a switch, a phase circuit, or a divider (divider) that provides one or more continuities
  • an inductor or a capacitor may be connected between each terminal such as an input / output terminal and a ground terminal, or a circuit element other than the inductor and the capacitor such as a resistance element may be added. It may be.
  • the present invention can be widely used in communication devices such as mobile phones as low-loss, small-size and low-cost multiplexers, high-frequency front-end circuits and communication devices applicable to multi-band and multi-mode frequency standards.

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Abstract

マルチプレクサ（１）は、共通端子（１００）と入出力端子（１３０）との間に配置された、第１通過帯域を有するフィルタ（１３Ｌ）と、共通端子（１００）と入出力端子（１２０）との間に配置され、１以上の弾性波共振子で構成され、第１通過帯域よりも周波数が高い第２通過帯域を有するフィルタ（１２Ｈ）と、共通端子（１００）とフィルタ（１２Ｈ）との接続経路に直列に配置されたコンデンサ（Ｃ２）とを備え、コンデンサ（Ｃ２）の第１通過帯域におけるＱ値は、フィルタ（１２Ｈ）を容量として見た場合の第１通過帯域における当該容量のＱ値よりも高い。

Description

マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置
　本発明は、弾性波フィルタを備えるマルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置に関する。
　近年の携帯電話には、一端末で複数の周波数帯域および複数の無線方式、いわゆるマルチバンド化およびマルチモード化に対応することが要求されている。これに対応すべく、１つのアンテナの直下には、複数の通信バンドの高周波信号を分波するマルチプレクサが配置される。マルチプレクサを構成する複数のフィルタとしては、各通信バンドに対応した通過帯域内における低損失性および通過帯域周辺における通過特性の急峻性を特徴とする弾性波フィルタが用いられる。
　特許文献１には、弾性表面波共振子で構成された第１のフィルタ（低周波側）および第２のフィルタ（高周波側）が共振端子（共通端子）に接続された構成を有する分波器が開示されている。上記分波器は、さらに、共振端子と第１のフィルタおよび第２のフィルタの少なくとも一方との間に接続されたキャパシタを有している。このキャパシタにより、第１のフィルタおよび第２のフィルタが共振端子に共通接続された状態において、共振端子から２つのフィルタを見た場合における第１のフィルタの通過帯域および第２のフィルタの通過帯域のインピーダンスを独立に整合させることが可能となる。
特開２００７－６０４１１号公報
　しかしながら、特許文献１に開示された分波器では、第２のフィルタ（高周波側）において、通過帯域よりも低周波側に、例えば圧電性基板を伝搬する弾性波のモードに起因したスプリアスが発生する。このスプリアスの発生周波数が第１のフィルタ（低周波側）の通過帯域と重複する場合、第１のフィルタ（低周波側）の挿入損失が悪化する。
　そこで、本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、共通端子に接続された各弾性波フィルタの通過帯域内の挿入損失が低減されたマルチプレクサを提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本発明の一態様に係るマルチプレクサは、共通端子、第１入出力端子および第２入出力端子を有し、前記共通端子に接続された複数のフィルタを備えるマルチプレクサであって、前記共通端子と前記第１入出力端子との間に配置された、第１通過帯域を有する第１フィルタと、前記共通端子と前記第２入出力端子との間に配置され、１以上の弾性波共振子で構成され、前記第１通過帯域よりも周波数が高い第２通過帯域を有する第２フィルタと、前記共通端子と前記第２フィルタとの接続経路に直列に配置された第２コンデンサと、を備え、前記第２コンデンサの前記第１通過帯域におけるＱ値は、前記第２フィルタを容量として見た場合の前記第１通過帯域における当該容量のＱ値よりも高い。
　本発明に係るマルチプレクサ、高周波フロントエンド回路または通信装置によれば、共通端子に接続された各弾性波フィルタの通過帯域内の挿入損失を低減することが可能となる。
図１は、実施の形態１に係るマルチプレクサの回路構成図である。 図２Ａは、実施の形態１に係るマルチプレクサを構成する弾性波フィルタの回路構成の第１例を示す図である。 図２Ｂは、実施の形態１に係るマルチプレクサを構成する弾性波フィルタの回路構成の第２例を示す図である。 図３は、マルチプレクサにおける第２コンデンサのＱ値を変化させた場合の通過特性の変化を示すグラフである。 図４は、マルチプレクサにおける第２コンデンサのＱ値を変化させた場合の第２フィルタの通過特性および反射特性を示すグラフ、ならびに、第２フィルタのインピーダンスを示すスミスチャートである。 図５は、マルチプレクサにおける第２コンデンサのＱ値と第２フィルタの反射係数との関係、および、第２コンデンサのＱ値と第１フィルタの挿入損失との関係を示すグラフである。 図６は、マルチプレクサにおける第２コンデンサの容量値を変化させた場合の第２フィルタの通過特性および反射特性を示すグラフ、ならびに、第２フィルタのインピーダンスを示すスミスチャートである。 図７Ａは、実施の形態１に係る第２フィルタおよび第２コンデンサの構造の第１例を示す概略斜視図である。 図７Ｂは、実施の形態１に係る第２フィルタおよび第２コンデンサの構造の第２例を示す概略斜視図である。 図７Ｃは、実施の形態１に係る第２フィルタおよび第２コンデンサの構造の第３例を示す平面図である。 図７Ｄは、実施の形態１に係るマルチプレクサの構造を示す概略斜視図である。 図８は、実施例１に係るマルチプレクサの回路構成図である。 図９は、実施例Ａおよび実施例１に係るマルチプレクサにおける第１コンデンサおよび第２コンデンサの容量値を変化させた場合の通過特性を比較したグラフである。 図１０Ａは、実施例２－１に係るマルチプレクサの回路構成図である。 図１０Ｂは、実施例２－２に係るマルチプレクサの回路構成図である。 図１１は、実施の形態３に係る通信装置の回路構成図である。
　以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置および接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさまたは大きさの比は、必ずしも厳密ではない。
　（実施の形態１）
　［１．１　マルチプレクサの回路構成］
　図１は、実施の形態１に係るマルチプレクサ１の回路構成図である。同図に示すように、マルチプレクサ１は、フィルタ１３Ｌおよび１２Ｈと、コンデンサＣ１およびＣ２と、インダクタＬＰ１と、共通端子１００および１１０と、入出力端子１２０および１３０とを備える。マルチプレクサ１は、共通端子１００に接続されたフィルタ１３Ｌおよび１２Ｈを備える複合弾性波フィルタ装置である。
　共通端子１１０は、例えば、アンテナ素子に接続可能であり、入出力端子１２０および１３０は、増幅回路を介して高周波信号処理回路に接続可能である。
　フィルタ１３Ｌは、共通端子１００と入出力端子１３０（第１入出力端子）との間に配置され、第１通過帯域（中心周波数ｆ０１３Ｌ）を有する第１フィルタである。フィルタ１３Ｌは、例えば、１以上の弾性波共振子で構成され、当該弾性波共振子は、例えば、弾性表面波（ＳＡＷ：Ｓｕｒｆａｃｅ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）共振子である。
　フィルタ１２Ｈは、共通端子１００と入出力端子１２０（第２入出力端子）との間に配置され、第１通過帯域よりも周波数が高い第２通過帯域（中心周波数ｆ０１２Ｈ（＞ｆ０１３Ｌ））を有する第２フィルタである。フィルタ１２Ｈは、１以上の弾性波共振子で構成され、当該弾性波共振子は、例えば、ＳＡＷ共振子である。フィルタ１２Ｈの各ＳＡＷ共振子は、ＬｉＴａＯ３基板を用いたリーキー波、または、ＬｉＮｂＯ３基板を用いたラブ波を利用している。あるいは、フィルタ１２Ｈの各ＳＡＷ共振子は、高音速支持基板、低音速膜および圧電体層が積層された構造（音速膜積層構造）、ならびに当該音速膜積層構造上に形成されたＩＤＴ（ＩｎｔｅｒＤｉｇｉｔａｌ　Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）電極を有する。
　本実施の形態では、フィルタ１３Ｌおよび１２Ｈを構成する弾性波共振子は、全てＳＡＷ共振子としているが、これらの共振子は、弾性境界波やＢＡＷ（Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）を用いた弾性波共振子であってもよい。また、フィルタ１３Ｌおよび１２Ｈは、ラダー型構造でなくてもよい。さらには、フィルタ１３Ｌは、ＬＣ共振回路のような弾性波共振子を有さない構成であってもよい。
　コンデンサＣ１は、共通端子１００とフィルタ１３Ｌとの接続経路に直列に配置された第１コンデンサである。コンデンサＣ２は、共通端子１００とフィルタ１２Ｈとの接続経路に直列に配置された第２コンデンサである。インダクタＬＰ１は、共通端子１１０および１００を結ぶ経路とグランドとの間に接続されている。これにより、アンテナ素子と各フィルタとのインピーダンス整合を確保できる。
　ここで、コンデンサＣ２の第１通過帯域におけるＱ値は、フィルタ１２Ｈを容量として見た場合の第１通過帯域における当該容量のＱ値よりも高い。
　例えば、ＬｉＴａＯ３基板を用いたリーキー波などを利用する弾性波共振子、または、高音速支持基板、低音速膜および圧電体層が積層された構造（音速膜積層構造）を有する弾性波共振子では、共振周波数の０．７６倍付近にレイリー波のスプリアスが発生することが知られている。つまり、上記弾性波共振子で構成された高周波フィルタでは、中心周波数の低周波側の減衰帯域において上記スプリアスによる損失が発生する。このスプリアスによる損失は、当該高周波フィルタの減衰量には殆ど影響しないが、当該減衰帯域における反射係数（|Γ|）を低下させる。一方、弾性波共振子で構成された上記高周波フィルタは、減衰帯域では容量性の特性を有しコンデンサとして機能するため、上記スプリアスが発生している周波数帯では、Ｑ値の低いコンデンサとして機能する。このため、共通端子に接続された複数のフィルタを有するマルチプレクサの場合、通過帯域（第２通過帯域）の高い高周波側フィルタの上記スプリアスにより、当該スプリアスが発生する周波数を通過帯域（第１通過帯域）とする低周波側フィルタの通過帯域内の挿入損失が大きくなる。
　これに対して、実施の形態１に係るマルチプレクサ１の上記構成によれば、フィルタ１２Ｈと共通端子１００との間に、フィルタ１２Ｈの第１通過帯域における容量Ｑ値よりも高いＱ値を有するコンデンサＣ２が挿入されている。このため、フィルタ１２Ｈの共通端子１００側において、第１通過帯域における容量Ｑ値を上げることができる。これにより、フィルタ１２Ｈの第１通過帯域における反射係数（|Γ|）を上げる（リターンロスを低減する）ことができるので、フィルタ１２Ｈとともに共通端子１００に接続されたフィルタ１３Ｌの第１通過帯域における挿入損失を改善することが可能となる。また、各々のフィルタの前段に分波／合波器や位相調整回路などを配置せずとも高周波信号の伝搬損失を低減でき、小型化および低コスト化が可能となる。
　なお、本実施の形態に係るマルチプレクサ１において、コンデンサＣ１およびインダクタＬＰ１は、必須の構成要素ではなく、なくてもよい。
　［１．２　弾性波フィルタの構成］
　ここで、マルチプレクサ１を構成するフィルタ１３Ｌおよび１２Ｈの回路構成について例示する。
　図２Ａは、実施の形態１に係るマルチプレクサ１を構成する弾性波フィルタの回路構成の第１例を示す図である。また、図２Ｂは、実施の形態１に係るマルチプレクサ１を構成する弾性波フィルタの回路構成の第２例を示す図である。
　本実施の形態に係るマルチプレクサ１を構成するフィルタ１３Ｌおよび１２Ｈのそれぞれは、例えば、図２Ａに示された弾性波フィルタ１０Ａ、または、図２Ｂに示された弾性波フィルタ１０Ｂの回路構成を有する。
　図２Ａに示された弾性波フィルタ１０Ａは、直列腕共振子１０１～１０５と、並列腕共振子１５１～１５４と、を備える。
　直列腕共振子１０１～１０５は、入出力端子５１と入出力端子５２とを結ぶ経路に直列配置されている。また、並列腕共振子１５１～１５４のそれぞれは、直列腕共振子１０１～１０５、入出力端子５１および５２の各接続点とグランドとの間に接続されている。上記接続構成により、弾性波フィルタ１０Ａは、ラダー型のバンドパスフィルタを構成している。弾性波フィルタ１０Ａが、フィルタ１３Ｌおよび１２Ｈのいずれかに適用される場合、入出力端子５１がコンデンサＣ１およびＣ２のいずれかに接続され、入出力端子５２が入出力端子１２０および１３０のいずれかに接続される。なお、弾性波フィルタ１０Ａにおいて、直列腕共振子および並列腕共振子の数は任意であり、また、各並列腕共振子とグランドとの間にインダクタが配置されていてもよい。
　図２Ｂに示された弾性波フィルタ１０Ｂは、縦結合型フィルタ部２２０と、直列腕共振子２０１、２０２および２０３と、並列腕共振子２５１と、を備える。
　縦結合型フィルタ部２２０は、例えば、９個のＩＤＴを有し、当該９個のＩＤＴのそれぞれは、互いに対向する一対のＩＤＴ電極で構成されている。直列腕共振子２０１、２０２、２０３、および並列腕共振子２５１は、ラダー型フィルタ部を構成している。上記接続構成により、弾性波フィルタ１０Ｂは、バンドパスフィルタを構成する。弾性波フィルタ１０Ｂが、フィルタ１３Ｌおよび１２Ｈのいずれかに適用される場合、入出力端子５１がコンデンサＣ１およびＣ２のいずれかに接続され、入出力端子５２が入出力端子１２０および１３０のいずれかに接続される。なお、弾性波フィルタ１０Ｂにおいて、直列腕共振子および並列腕共振子の数、および、縦結合型フィルタ部２２０を構成するＩＤＴの数は任意である。
　［１．３　実施の形態１に係るマルチプレクサの容量Ｑ値に対する作用効果］
　図３は、マルチプレクサにおけるコンデンサＣ２のＱ値を変化させた場合の通過特性の変化を示すグラフである。図３の（ａ）には、コンデンサＣ２の第１通過帯域における容量Ｑ値（ＱＣ２）が１０である場合の、フィルタ１３Ｌ（共通端子１１０－入出力端子１３０間）の通過特性およびフィルタ１２Ｈ（共通端子１１０－入出力端子１２０間）の通過特性が示されている。また、図３の（ｂ）には、コンデンサＣ２の第１通過帯域における容量Ｑ値（ＱＣ２）が５０である場合の、フィルタ１３Ｌの通過特性およびフィルタ１２Ｈの通過特性が示されている。また、図３の（ｃ）には、コンデンサＣ２の第１通過帯域における容量Ｑ値（ＱＣ２）が１００である場合の、フィルタ１３Ｌの通過特性およびフィルタ１２Ｈの通過特性が示されている。なお、図３の（ａ）～（ｃ）において、フィルタ１２Ｈを容量として見た場合の第１通過帯域における当該容量のＱ値（Ｑ１２Ｈ）は、１０である。
　また、フィルタ１３Ｌの第１通過帯域としては、ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ　Ｔｅｒｍ　Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）のＢａｎｄ３の受信帯域（１８０５－１８８０ＭＨｚ）を適用し、フィルタ１２Ｈの第２通過帯域としては、ＬＴＥのＢａｎｄ４０の送受信帯域（２３００－２４００ＭＨｚ）を適用している。
　図３に示すように、コンデンサＣ２の容量Ｑ値（ＱＣ２）が、１０、５０、１００へと大きくなるにつれ、フィルタ１３Ｌの通過帯域内の挿入損失が低減されている。特に、コンデンサＣ２の容量Ｑ値（ＱＣ２）が、フィルタ１２ＨのＱ値（Ｑ１２Ｈ）よりも大きい（図３の（ｂ）および（ｃ））場合に、フィルタ１３Ｌの通過帯域内の挿入損失が２．５ｄＢよりも小さくなっており、低損失のマルチプレクサ１を実現している。
　図４は、マルチプレクサにおけるコンデンサＣ２のＱ値を変化させた場合のフィルタ１２Ｈの通過特性および反射特性を示すグラフ、ならびに、フィルタ１２Ｈのインピーダンスを示すスミスチャートである。図４の（ａ）には、コンデンサＣ２の容量Ｑ値（ＱＣ２）が１０である場合の、フィルタ１２Ｈ単体の通過特性および反射特性（図４の（ａ）上段）、ならびに、共通端子１００からフィルタ１２Ｈ単体を見たインピーダンス（図４の（ａ）下段）が示されている。また、図４の（ｂ）には、コンデンサＣ２の容量Ｑ値（ＱＣ２）が５０である場合の、フィルタ１２Ｈ単体の通過特性および反射特性（図４の（ｂ）上段）、ならびに、共通端子１００からフィルタ１２Ｈ単体を見たインピーダンス（図４の（ｂ）下段）が示されている。また、図４の（ｃ）には、コンデンサＣ２の容量Ｑ値（ＱＣ２）が１００である場合の、フィルタ１２Ｈ単体の通過特性および反射特性（図４の（ｃ）上段）、ならびに、共通端子１００からフィルタ１２Ｈ単体を見たインピーダンス（図４の（ｃ）下段）が示されている。なお、図４の（ａ）～（ｃ）においても、図３の（ａ）～（ｃ）と同様、フィルタ１２Ｈを容量として見た場合の第１通過帯域における当該容量のＱ値（Ｑ１２Ｈ）は、１０である。
　また、フィルタ１３Ｌの第１通過帯域としては、ＬＴＥのＢａｎｄ３の受信帯域を適用し、フィルタ１２Ｈの第２通過帯域としては、ＬＴＥのＢａｎｄ４０の送受信帯域を適用している。
　図４の上段に示すように、フィルタ１２Ｈの通過特性（および反射特性）において、通過帯域よりも低周波側（第１通過帯域内）に、スプリアスによる減衰量の変曲点（図中の破線で囲まれた領域）が現れている。これは、例えば、フィルタ１２Ｈが、ＬｉＴａＯ３基板を用いたリーキー波などを利用する弾性波フィルタである場合、または、高音速支持基板、低音速膜および圧電体層が積層された構造（音速膜積層構造）を有する弾性波共振子からなる場合に、弾性波共振子の共振周波数の０．７６倍付近に現れるレイリー波のスプリアスに相当する。
　一方、図４の下段に示すように、フィルタ１２Ｈのインピーダンス特性においても、第１通過帯域内に発生する上記スプリアスに対応したインピーダンスの変曲点（図中の破線で囲まれた領域）が現れている。しかしながら、第１通過帯域におけるコンデンサＣ２の容量Ｑ値（ＱＣ２）が、１０、５０、１００へと大きくなるにつれ、第１通過帯域内（１８８０ＧＨｚ）における反射係数｜Γ｜は、大きくなっている。これは、コンデンサＣ２の容量Ｑ値（ＱＣ２）が大きいほど、フィルタ１２Ｈの共通端子１００側における第１通過帯域の容量Ｑ値が大きくなることに起因する。
　図５は、マルチプレクサにおけるコンデンサＣ２のＱ値とフィルタ１２Ｈの反射係数との関係、および、コンデンサＣ２のＱ値とフィルタ１３Ｌの挿入損失との関係を示すグラフである。なお、図５は、図３および図４の結果をまとめたものである。図５の（ａ）にはコンデンサＣ２の容量Ｑ値（ＱＣ２）と、共通端子１００からフィルタ１２Ｈ単体を見た場合の第１通過帯域内（１８８０ＧＨｚ）における反射係数｜Γ｜との関係が示されている。図５の（ｂ）にはコンデンサＣ２の容量Ｑ値（ＱＣ２）と、フィルタ１３Ｌの第１通過帯域（１８８０ＧＨｚ）における挿入損失との関係が示されている。
　図５より、コンデンサＣ２の容量Ｑ値（ＱＣ２）が大きくなるほど、共通端子１００からフィルタ１２Ｈ単体を見た場合の第１通過帯域内（１８８０ＧＨｚ）における反射係数｜Γ｜が大きくなり、フィルタ１３Ｌの第１通過帯域における挿入損失が低減される。
　上記のように、コンデンサＣ２の容量Ｑ値（ＱＣ２）、フィルタ１２Ｈの反射係数｜Γ｜、およびフィルタ１３Ｌの挿入損失の関係において、図３の（ｂ）および（ｃ）ならびに図４の（ｂ）および（ｃ）に示すように、本実施の形態に係るマルチプレクサ１は、コンデンサＣ２の容量Ｑ値（ＱＣ２）が、フィルタ１２Ｈの容量Ｑ値（Ｑ１２Ｈ）よりも大きい。これにより、フィルタ１３Ｌおよび１２Ｈの通過帯域内の挿入損失を低減でき、低損失のマルチプレクサ１を実現できる。
　［１．４　実施の形態１に係るマルチプレクサの容量値に対する作用効果］
　本実施の形態に係るマルチプレクサ１において、低損失性を確保するためには、コンデンサＣ２の容量Ｑ値（ＱＣ２）がフィルタ１２Ｈの容量Ｑ値（Ｑ１２Ｈ）以上であることが必要であることを説明した。これに加えて、本実施の形態に係るマルチプレクサ１において、より低損失性を実現するために、コンデンサＣ２の容量値（ＣＣ２）を３ｐＦ以下とすることが望ましいことを説明する。
　図６は、マルチプレクサにおけるコンデンサＣ２の容量値を変化させた場合のフィルタ１２Ｈの通過特性および反射特性を示すグラフ、ならびに、フィルタ１２Ｈのインピーダンスを示すスミスチャートである。図６の（ａ）には、コンデンサＣ２の容量値（ＣＣ２）が４ｐＦである場合の、フィルタ１２Ｈ単体の通過特性および反射特性（図６の（ａ）上段）、ならびに、共通端子１００からフィルタ１２Ｈ単体を見たインピーダンス（図６の（ａ）下段）が示されている。また、図６の（ｂ）には、コンデンサＣ２の容量値（ＣＣ２）が３ｐＦである場合の、フィルタ１２Ｈ単体の通過特性および反射特性（図６の（ｂ）上段）、ならびに、共通端子１００からフィルタ１２Ｈ単体を見たインピーダンス（図６の（ｂ）下段）が示されている。また、図６の（ｃ）には、コンデンサＣ２の容量値（ＣＣ２）が１ｐＦである場合の、フィルタ１２Ｈ単体の通過特性および反射特性（図６の（ｃ）上段）、ならびに、共通端子１００からフィルタ１２Ｈ単体を見たインピーダンス（図６の（ｃ）下段）が示されている。なお、図６の（ａ）～（ｃ）では、コンデンサＣ２の容量Ｑ値（ＱＣ２）は１００であり、フィルタ１２Ｈを容量として見た場合の第１通過帯域における当該容量のＱ値（Ｑ１２Ｈ）は、１０である。つまり、コンデンサＣ２の容量Ｑ値（ＱＣ２）が、フィルタ１２Ｈの容量Ｑ値（Ｑ１２Ｈ）よりも大きいことを前提としている。
　また、フィルタ１３Ｌの第１通過帯域としては、ＬＴＥのＢａｎｄ３の受信帯域を適用し、フィルタ１２Ｈの第２通過帯域としては、ＬＴＥのＢａｎｄ４０の送受信帯域を適用している。
　図６の上段に示すように、フィルタ１２Ｈの通過特性（および反射特性）において、通過帯域よりも低周波側（第１通過帯域内）にスプリアスによる減衰量の変曲点（図中の破線で囲まれた領域）が現れている。これは、例えば、フィルタ１２Ｈが、ＬｉＴａＯ３基板を用いたリーキー波などを利用する弾性波フィルタである場合、または、高音速支持基板、低音速膜および圧電体層が積層された構造（音速膜積層構造）を有する弾性波共振子からなる場合、弾性波共振子の共振周波数の０．７６倍付近に現れるレイリー波のスプリアスに相当する。
　一方、図６の下段に示すように、フィルタ１２Ｈのインピーダンス特性においても、第１通過帯域内に発生する上記スプリアスに対応したインピーダンスの変曲点（図中の破線で囲まれた領域）が現れている。しかしながら、第１通過帯域におけるコンデンサＣ２の容量値（ＣＣ２）が、４ｐＦ、３ｐＦ、１ｐＦへと小さくなるにつれ、第１通過帯域内（１８８０ＧＨｚ）における反射係数｜Γ｜は、大きくなっている。
　図６より、コンデンサＣ２の容量値（ＣＣ２）が小さくなるほど、共通端子１００からフィルタ１２Ｈ側を見た場合の第１通過帯域内（１８８０ＧＨｚ）における反射係数｜Γ｜が大きくなり、フィルタ１３Ｌの第１通過帯域における挿入損失が低減される。
　［１．５　第２フィルタおよび第２コンデンサの構成］
　次に、実施の形態１に係るフィルタ１２ＨおよびコンデンサＣ２の構造について説明する。
　図７Ａは、実施の形態１に係るフィルタ１２ＨおよびコンデンサＣ２の構造の第１例を示す概略斜視図である。同図に示すように、フィルタ１２Ｈは、例えば、ＢＡＷを用いた弾性波共振子からなり、Ｓｉ基板６０と、下部電極６１と、上部電極６２と、圧電薄膜６３と、を備える。本例では、フィルタ１２Ｈを構成する弾性波共振子は、圧電薄膜を用いたバルク弾性波共振子（ＦＢＡＲ：Ｆｉｌｍ　Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｒｅｓｏｎａｔｏｒ）である。フィルタ１２Ｈは、空洞によるキャビティ構造を有するＳｉ基板６０の上に、下部電極６１、圧電薄膜６３、および上部電極６２が積層された構造を有している。この構造により、下部電極６１と上部電極６２との間で励振される積層方向のバルク弾性波が発生する。
　本例におけるコンデンサＣ２は、上部電極６２と対向するように容量電極６４ａが配置されることで、上部電極６２、容量電極６４ａ、およびそれらの間に形成された誘電体（図７Ａには図示せず）により形成される。または、コンデンサＣ２は、下部電極６１と対向するように容量電極６４ｂまたは６４ｃが配置されることで、下部電極６１、容量電極６４ｂまたは６４ｃ、およびそれらの間に形成された誘電体（図７Ａには図示せず）により形成される。
　図７Ｂは、実施の形態１に係るフィルタ１２ＨおよびコンデンサＣ２の構造の第２例を示す概略斜視図である。同図に示すように、フィルタ１２Ｈは、例えば、ＢＡＷを用いた弾性波共振子からなり、Ｓｉ基板７０と、下部電極７１と、上部電極７２と、圧電薄膜７３と、高音響インピーダンス膜７４と、低音響インピーダンス膜７５と、を備える。本例では、フィルタ１２Ｈを構成する弾性波共振子は、ＦＢＡＲである。本例のフィルタ１２Ｈでは、Ｓｉ基板７０とＢＡＷ共振子との間に配置された、高音響インピーダンス膜７４と低音響インピーダンス膜７５との音響多層膜によるブラッグ反射を利用してバルク弾性波を音響多層膜の上方に閉じ込める。 
　本例におけるコンデンサＣ２は、下部電極７１と音響多層膜の電極層とで形成される。または、コンデンサＣ２は、上部電極７２と音響多層膜の電極層とで形成される。
　図７Ｃは、実施の形態１に係るフィルタ１２ＨおよびコンデンサＣ２の構造の第３例を示す平面図である。同図に示すように、フィルタ１２Ｈは、例えば、ＳＡＷを用いた弾性波共振子からなり、フィルタ１２ＨおよびコンデンサＣ２は、基板８０上に形成されている。フィルタ１２Ｈの直列腕共振子１０１～１０５および並列腕共振子１５１～１５４を構成するＩＤＴ電極は、利用する弾性波の伝搬方向が一致するように基板８０上に形成されている。
　また、コンデンサＣ２は、互いに対向する櫛形電極により基板８０上に形成されている。
　なお、基板８０は、少なくとも一部に圧電性を有する基板であり、例えば、圧電基板であり、また、圧電薄膜と支持基板とで構成されていてもよい。
　なお、基板８０上に形成されるコンデンサＣ２の櫛形電極を構成する複数の電極指の向きは、フィルタ１２Ｈの各共振子を構成する複数の電極指の向きと交差していることが好ましい。より好ましくは、基板８０上に形成されるコンデンサＣ２の櫛形電極を構成する複数の電極指の向きは、フィルタ１２Ｈの各共振子を構成する複数の電極指の向きと直交する。これにより、コンデンサＣ２は、フィルタ１２Ｈの弾性波と干渉することが抑制され、容量素子としてのみ機能することが可能となる。
　また、コンデンサＣ２は、上記基板８０上でなく、フィルタ１２Ｈおよび１３Ｌを実装する実装基板９０に形成されていてもよい。
　図７Ｄは、実施の形態１に係るマルチプレクサ１の構造を示す概略斜視図および断面図である。図７Ｄの（ｂ）は、図７Ｄの（ａ）のＶＩＩ－ＶＩＩ線における断面図である。
　同図に示すように、実施の形態１に係るマルチプレクサ１では、例えば、実装基板９０上に、フィルタ１２Ｈおよび１３Ｌ、ならびに、コンデンサＣ２が実装されている。
　実装基板９０は、コンデンサＣ２とフィルタ１２Ｈおよび１３Ｌとを接続する配線を内蔵する、例えばＬＴＣＣ（Ｌｏｗ　Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ　Ｃｏ－ｆｉｒｅｄ　Ｃｅｒａｍｉｃｓ）基板である。なお、実装基板８０は、ＨＴＣＣ（Ｈｉｇｈ　Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ　Ｃｏ－ｆｉｒｅｄ　Ｃｅｒａｍｉｃｓ）基板やＰＣＢからなる多層基板であってもよい。
　図７Ｄに示すように、コンデンサＣ２は、実装基板９０の主面に実装されたチップ状の容量素子であってもよく、例えば、ＭＬＣＣ（Ｍｕｌｔｉ　Ｌａｙｅｒ　Ｃｅｒａｍｉｃ　Ｃａｐａｃｉｔｏｒ）であってもよい。
　なお、インダクタＬＰ１およびコンデンサＣ１は、図７Ｄの（ａ）には図示されていないが、それぞれ、チップ状のインダクタおよびチップ状の容量素子であってもよく、また、実装基板８０内の電極パターンで形成されていてもよい。
　図７Ｄに示された構成によれば、コンデンサＣ２は、実装基板９０に実装されたチップ状の容量素子であるので、第１通過帯域におけるコンデンサＣ２のＱ値を、フィルタ１２Ｈを容量として見た場合の第１通過帯域における当該容量のＱ値よりも高く設定できる。よって、フィルタ１３Ｌおよび１２Ｈの通過帯域内の挿入損失を低減でき、低損失のマルチプレクサ１を実現できる。なお、コンデンサＣ２は、コンデンサＣ２のＱ値がフィルタ１２Ｈを容量として見た場合の第１通過帯域における当該容量のＱ値よりも高く設定できるのであれば、実装基板８０内の電極パターンで形成されていてもよい。
　［１．６　実施例に係るマルチプレクサ］
　以下では、コンデンサＣ２の容量値を変化させた実施例に係るマルチプレクサを比較する。
　図８は、実施例１に係るマルチプレクサ１Ａの回路構成図である。同図に示すように、マルチプレクサ１Ａは、フィルタ１３Ｌおよび１２Ｈと、コンデンサＣ１およびＣ２と、インダクタＬＰ１と、共通端子１００および１１０と、入出力端子１２０および１３０と、を備える。実施例１に係るマルチプレクサ１Ａは、実施の形態１に係るマルチプレクサ１と比較して、コンデンサＣ２の容量Ｑ値（ＱＣ２）および容量値（ＣＣ２）の具体的数値が規定されている点が異なる。以下、実施例１に係るマルチプレクサ１Ａについて、実施の形態１に係るマルチプレクサ１と異なる点を中心に説明する。
　フィルタ１３Ｌは、共通端子１００と入出力端子１３０（第１入出力端子）との間に配置され、第１通過帯域（中心周波数ｆ０１３Ｌ）を有する第１フィルタである。第１通過帯域は、例えば、ＬＴＥのＢａｎｄ３の受信帯域（１８０５－１８８０ＭＨｚ）である。
　フィルタ１２Ｈは、共通端子１００と入出力端子１２０（第２入出力端子）との間に配置され、第１通過帯域よりも周波数が高い第２通過帯域（中心周波数ｆ０１２Ｈ（＞ｆ０１３Ｌ））を有する第２フィルタである。第２通過帯域は、例えば、ＬＴＥのＢａｎｄ４０の送受信帯域（２３００－２４００ＭＨｚ）である。
　コンデンサＣ１は、共通端子１００とフィルタ１３Ｌとの接続経路に直列に配置された第１コンデンサである。コンデンサＣ２は、共通端子１００とフィルタ１２Ｈとの接続経路に直列に配置された第２コンデンサである。コンデンサＣ２の第１通過帯域における容量Ｑ値（ＱＣ２）は１００である。また、コンデンサＣ２の第１通過帯域における容量値（ＣＣ２）は、３ｐＦ以下である。また、フィルタ１２Ｈを容量として見た場合の第１通過帯域における当該容量のＱ値（Ｑ１２Ｈ）は、１０である。
　つまり、実施例１に係るマルチプレクサ１Ａにおいて、コンデンサＣ２の容量Ｑ値（ＱＣ２）はフィルタ１２Ｈの容量Ｑ値（Ｑ１２Ｈ）よりも大きく、かつ、コンデンサＣ２の容量値（ＣＣ２）は、３ｐＦ以下である。
　上述した実施例１に係るマルチプレクサ１Ａは、実施例１－１に係るマルチプレクサと、実施例１－２に係るマルチプレクサとを含む。
　実施例１－１に係るマルチプレクサでは、コンデンサＣ２の容量Ｑ値（ＱＣ２）は１００であり、容量値（ＣＣ２）は３．０ｐＦであり、フィルタ１２Ｈの容量Ｑ値（Ｑ１２Ｈ）は１０であり、さらに、コンデンサＣ１の容量値は２．２ｐＦである。
　実施例１－２に係るマルチプレクサでは、コンデンサＣ２の容量Ｑ値（ＱＣ２）は１００であり、容量値（ＣＣ２）は１．０ｐＦであり、フィルタ１２Ｈの容量Ｑ値（Ｑ１２Ｈ）は１０であり、さらに、コンデンサＣ１の容量値は１．１ｐＦである。
　また、実施例Ａに係るマルチプレクサは、図１に示された回路構成と同様の回路構成を有しているが、コンデンサＣ２の容量Ｑ値（ＱＣ２）は１００であり、容量値（ＣＣ２）は４．０ｐＦであり、フィルタ１２Ｈの容量Ｑ値（Ｑ１２Ｈ）は１０であり、さらに、コンデンサＣ１の容量値は２．４ｐＦである。つまり、実施例Ａに係るマルチプレクサにおいて、コンデンサＣ２の容量Ｑ値（ＱＣ２）はフィルタ１２Ｈの容量Ｑ値（Ｑ１２Ｈ）よりも大きいが、コンデンサＣ２の容量値（ＣＣ２）は、３ｐＦよりも大きい。
　図９は、実施例Ａおよび実施例１に係るマルチプレクサにおけるコンデンサＣ１およびＣ２の容量値を変化させた場合の通過特性を比較したグラフである。図９の（ａ）には、実施例Ａに係るマルチプレクサのフィルタ１３Ｌ（共通端子１１０－入出力端子１３０間）の通過特性およびフィルタ１２Ｈ（共通端子１１０－入出力端子１２０間）の通過特性が示されている。また、図９の（ｂ）には、実施例１－１に係るマルチプレクサのフィルタ１３Ｌの通過特性およびフィルタ１２Ｈの通過特性が示されている。また、図９の（ｃ）には、実施例１－２に係るマルチプレクサのフィルタ１３Ｌの通過特性およびフィルタ１２Ｈの通過特性が示されている。
　図９に示すように、コンデンサＣ２の容量値（ＣＣ２）が、４．０ｐＦ、３．０ｐＦ、１．０ｐＦへと小さくなるにつれ、フィルタ１３Ｌの通過帯域内の挿入損失が低減されている。特に、コンデンサＣ２の容量値（ＣＣ２）が、３ｐＦ以下の場合（実施例１－１および１－２）に、フィルタ１３Ｌの通過帯域内の挿入損失が２．５ｄＢよりも小さくなっており、低損失のマルチプレクサ１を実現している。なお、フィルタ１３Ｌおよび１２Ｈに要求される挿入損失（例えば、通過帯域内の挿入損失が２．５ｄＢ以下であること）については、マルチプレクサ１が搭載される通信機器の要求仕様に応じて変化してもよい。
　（実施の形態２）
　実施の形態１では、２つのフィルタが共通端子に接続された構成を有するマルチプレクサを示したが、本実施の形態では、３つのフィルタが共通端子に接続された構成を有するマルチプレクサを示す。
　図１０Ａは、実施例２－１に係るマルチプレクサ１Ｂの回路構成図である。同図に示すように、マルチプレクサ１Ｂは、フィルタ１３Ｌ、１２Ｈおよび１４Ｍと、コンデンサＣ１、Ｃ２およびＣ３と、インダクタＬＰ１と、共通端子１００および１１０と、入出力端子１２０、１３０および１４０と、を備える。本実施例に係るマルチプレクサ１Ｂは、実施例１に係るマルチプレクサ１Ａと比較して、さらにフィルタ１４ＭおよびコンデンサＣ３が付加されている点が異なる。以下、実施例２－１に係るマルチプレクサ１Ｂについて、実施例１に係るマルチプレクサ１Ａと異なる点を中心に説明する。
　フィルタ１４Ｍは、共通端子１００と入出力端子１４０（第３入出力端子）との間に配置され、第３通過帯域（中心周波数ｆ０１４Ｍ）を有する第３フィルタである。第３通過帯域は、例えば、ＬＴＥのＢａｎｄ１の受信帯域（２１１０－２１７０ＭＨｚ）である。
　コンデンサＣ３は、共通端子１００とフィルタ１４Ｍとの接続経路に直列に配置された第３コンデンサである。
　コンデンサＣ２の第１通過帯域における容量Ｑ値（ＱＣ２）は１００である。また、コンデンサＣ２の容量値（ＣＣ２）は、３ｐＦである。コンデンサＣ１の容量値（ＣＣ１）は、１．７ｐＦである。コンデンサＣ３の容量値（ＣＣ３）は、３．９ｐＦである。
　また、フィルタ１２Ｈを容量として見た場合の第１通過帯域における当該容量のＱ値（Ｑ１２Ｈ）は、１０である。
　本変形例に係るマルチプレクサ１Ｂの上記構成によれば、フィルタ１２Ｈと共通端子１００との間に、フィルタ１２Ｈの第１通過帯域における容量Ｑ値よりも高いＱ値を有するコンデンサＣ２が挿入されている。このため、フィルタ１２Ｈの共通端子１００側において、第１通過帯域における容量Ｑ値を上げることができる。これにより、フィルタ１２Ｈの第１通過帯域における反射係数（|Γ|）を上げる（リターンロスを低減する）ことができるので、フィルタ１２Ｈとともに共通端子１００に接続されたフィルタ１３Ｌの第１通過帯域における挿入損失を改善することが可能となる。また、各々のフィルタの前段に分波／合波器や位相調整回路などを配置せずとも高周波信号の伝搬損失を低減でき、小型化および低コスト化が可能となる。
　なお、フィルタ１２Ｈが発生するスプリアスの周波数が第３通過帯域と重複する場合には、コンデンサＣ２の第３通過帯域における容量Ｑ値を、フィルタ１２Ｈの第３通過帯域における容量Ｑ値よりも高く設定することにより、フィルタ１４Ｍの第３通過帯域における挿入損失を改善することが可能となる。
　図１０Ｂは、実施例２－２に係るマルチプレクサ１Ｃの回路構成図である。同図に示すように、マルチプレクサ１Ｃは、フィルタ１３Ｌ、１２Ｈおよび１４Ｖと、コンデンサＣ１、Ｃ２およびＣ３と、インダクタＬＰ１と、共通端子１００および１１０と、入出力端子１２０、１３０および１４０と、を備える。本実施例に係るマルチプレクサ１Ｃは、実施例２－１に係るマルチプレクサ１Ｂと比較して、フィルタ１４Ｖの通過帯域がフィルタ１２Ｈの通過帯域よりも高周波側にあること、および、各コンデンサの容量値が異なる。以下、実施例２－２に係るマルチプレクサ１Ｃについて、実施例２－１に係るマルチプレクサ１Ｂと異なる点を中心に説明する。
　フィルタ１４Ｖは、共通端子１００と入出力端子１４０（第３入出力端子）との間に配置され、第３通過帯域（中心周波数ｆ０１４Ｖ）を有する第３フィルタである。第３通過帯域は、例えば、ＬＴＥのＢａｎｄ４２の送受信帯域（３４００－３６００ＭＨｚ）である。つまり、第３通過帯域は、第１通過帯域および第２通過帯域よりも高周波側にある。これより、フィルタ１４Ｖは、高域通過型（ハイパス）フィルタであってもよく、この場合には、コンデンサＣ３は、上記高域通過型フィルタを構成するコンデンサであってもよい。
　コンデンサＣ３は、共通端子１００とフィルタ１４Ｖとの接続経路に直列に配置された第３コンデンサである。
　コンデンサＣ２の第１通過帯域における容量Ｑ値（ＱＣ２）は１００である。また、コンデンサＣ２の容量値（ＣＣ２）は、１．９ｐＦである。コンデンサＣ１の容量値（ＣＣ１）は、１．６ｐＦである。コンデンサＣ３の容量値（ＣＣ３）は、１．０ｐＦである。
　また、フィルタ１２Ｈを容量として見た場合の第１通過帯域における当該容量のＱ値（Ｑ１２Ｈ）は、１０である。
　本変形例に係るマルチプレクサ１Ｃの上記構成によれば、フィルタ１２Ｈと共通端子１００との間に、フィルタ１２Ｈの第１通過帯域における容量Ｑ値よりも高いＱ値を有するコンデンサＣ２が挿入されている。このため、フィルタ１２Ｈの共通端子１００側において、第１通過帯域における容量Ｑ値を上げることができる。これにより、フィルタ１２Ｈの第１通過帯域における反射係数（|Γ|）を上げる（リターンロスを低減する）ことができるので、フィルタ１２Ｈとともに共通端子１００に接続されたフィルタ１３Ｌの第１通過帯域における挿入損失を改善することが可能となる。また、各々のフィルタの前段に分波／合波器や位相調整回路などを配置せずとも高周波信号の伝搬損失を低減でき、小型化および低コスト化が可能となる。
　なお、本変形例に係るマルチプレクサ１Ｃでは、全てのフィルタ１３Ｌ、１２Ｈおよび１４ＶにコンデンサＣ１、Ｃ２およびＣ３がそれぞれ配置されているので、以下のような効果が奏される。
　すなわち、フィルタ１４Ｖが発生するスプリアスの周波数が第１通過帯域と重複する場合には、コンデンサＣ３の第１通過帯域における容量Ｑ値を、フィルタ１４Ｖの第１通過帯域における容量Ｑ値よりも高く設定することにより、フィルタ１３Ｌの第１通過帯域における挿入損失を改善することが可能となる。また、フィルタ１４Ｖが発生するスプリアスの周波数が第２通過帯域と重複する場合には、コンデンサＣ３の第２通過帯域における容量Ｑ値を、フィルタ１４Ｖの第２通過帯域における容量Ｑ値よりも高く設定することにより、フィルタ１２Ｈの第２通過帯域における挿入損失を改善することが可能となる。
　また、フィルタ１３Ｌが発生するスプリアスが、第１通過帯域よりも高周波側に発生し、当該スプリアスの周波数が第２通過帯域と重複する場合には、コンデンサＣ１の第２通過帯域における容量Ｑ値を、フィルタ１３Ｌの第２通過帯域における容量Ｑ値よりも高く設定することにより、フィルタ１２Ｈの第２通過帯域における挿入損失を改善することが可能となる。また、フィルタ１３Ｌが発生するスプリアスが、第１通過帯域よりも高周波側に発生し、当該スプリアスの周波数が第３通過帯域と重複する場合には、コンデンサＣ１の第３通過帯域における容量Ｑ値を、フィルタ１３Ｌの第３通過帯域における容量Ｑ値よりも高く設定することにより、フィルタ１４Ｖの第３通過帯域における挿入損失を改善することが可能となる。
　また、コンデンサＣ１～Ｃ３の容量値が３ｐＦ以下であるので、フィルタ１３Ｌ、１２Ｈおよび１４Ｖの通過帯域における挿入損失を、さらに低減させることが可能となる。
　（実施の形態３）
　上記実施の形態１および２に係るマルチプレクサは、高周波フロントエンド回路、さらには当該高周波フロントエンド回路を備える通信装置に適用することもできる。そこで、本実施の形態では、このような高周波フロントエンド回路及び通信装置について説明する。
　図１１は、実施の形態３に係る高周波フロントエンド回路３および通信装置６の回路構成図である。アンテナ素子２と、高周波フロントエンド回路３と、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）４と、ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）５とは、通信装置６を構成している。なお、アンテナ素子２は、通信装置６に含まれていなくてもよい。
　高周波フロントエンド回路３は、マルチプレクサ１Ｄと、受信増幅回路４２、４３および４４と、を備える。
　マルチプレクサ１Ｄは、例えば、実施例２－１に係るマルチプレクサ１Ｂにスイッチ回路２０および３０が付加されたものである。より具体的には、スイッチ回路２０は、スイッチ２２、２３および２４で構成され、スイッチ回路３０は、スイッチ３２、３３および３４で構成されている。なお、マルチプレクサ１Ｄは、実施例２－１に係るマルチプレクサ１Ｂに配置されたインダクタＬＰ１に代えて、共通端子１００および１１０の間に配置されたインピーダンス整合回路５０を有する。
　スイッチ２２は、共通端子１００とコンデンサＣ２との間に接続され、共通端子１００とコンデンサＣ２およびフィルタ１２Ｈとの接続および非接続を切り替えるＳＰＳＴ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｐｏｌｅ　Ｓｉｎｇｌｅ　Ｔｈｒｏｗ）型のスイッチである。スイッチ２４は、共通端子１００とコンデンサＣ３との間に接続され、共通端子１００とコンデンサＣ３およびフィルタ１４Ｍとの接続および非接続を切り替えるＳＰＳＴ型のスイッチである。スイッチ２３は、共通端子１００とコンデンサＣ１との間に接続され、共通端子１００とコンデンサＣ１およびフィルタ１３Ｌとの接続および非接続を切り替えるＳＰＳＴ型のスイッチである。
　スイッチ３２は、入出力端子１２０とフィルタ１２Ｈとの間に接続され、入出力端子１２０とコンデンサＣ２およびフィルタ１２Ｈとの接続および非接続を切り替えるＳＰＳＴ型のスイッチである。スイッチ３４は、入出力端子１４０とフィルタ１４Ｍとの間に接続され、入出力端子１４０とコンデンサＣ３およびフィルタ１４Ｍとの接続および非接続を切り替えるＳＰＳＴ型のスイッチである。スイッチ３３は、入出力端子１３０とフィルタ１３Ｌとの間に接続され、入出力端子１３０とコンデンサＣ１およびフィルタ１３Ｌとの接続および非接続を切り替えるＳＰＳＴ型のスイッチである。
　スイッチ回路２０および３０は、制御部（図示せず）からの制御信号にしたがって、共通端子１００と所定のバンドに対応する信号経路とを接続する。なお、共通端子１００と接続される信号経路は１つに限らず、複数であってもかまわない。つまり、高周波フロントエンド回路３は、キャリアアグリゲーションに対応してもかまわない。また、スイッチ回路２０および３０は、なくてもよい。
　受信増幅回路４２は、アンテナ素子２、コンデンサＣ２、およびフィルタ１２Ｈを経由した高周波信号を増幅し、ＲＦ信号処理回路４へ出力する。受信増幅回路４４は、アンテナ素子２、コンデンサＣ３、およびフィルタ１４Ｍを経由した高周波信号を増幅し、ＲＦ信号処理回路４へ出力する。受信増幅回路４３は、アンテナ素子２、コンデンサＣ１、およびフィルタ１３Ｌを経由した高周波信号を増幅し、ＲＦ信号処理回路４へ出力する。
　ＲＦ信号処理回路４は、アンテナ素子２から各信号経路を介して入力された高周波信号を、ダウンコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された受信信号をベースバンド信号処理回路５へ出力する。ＲＦ信号処理回路４は、例えば、ＲＦＩＣである。
　ベースバンド信号処理回路５で処理された信号は、例えば、画像信号として画像表示のために、または、音声信号として通話のために使用される。
　なお、高周波フロントエンド回路３は、上述した各構成要素の間に、他の回路素子を備えていてもよい。
　以上のように構成された高周波フロントエンド回路３および通信装置６によれば、実施の形態１または２に係るマルチプレクサを備えることにより、フィルタ１２Ｈの第１通過帯域における反射係数（|Γ|）を上げる（リターンロスを低減する）ことができるので、フィルタ１２Ｈとともに共通端子１００に接続されたフィルタ１３Ｌの第１通過帯域における挿入損失を改善することが可能となる。また、各々のフィルタの前段に分波／合波器や位相調整回路などを配置せずとも高周波信号の伝搬損失を低減でき、小型化および低コスト化が可能となる。
　なお、高周波フロントエンド回路３は、実施の形態１または２に係るマルチプレクサに代わり、送信および受信の双方が可能なトリプレクサまたはクワッドプレクサを備えてもよい。
　また、通信装置６は、高周波信号の処理方式に応じて、ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）５を備えていなくてもよい。
　（その他の変形例など）
　以上、本発明の実施の形態に係るマルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置について、実施の形態１～３を挙げて説明したが、本発明は、上記実施の形態における任意の構成要素を組み合わせて実現される別の実施の形態や、上記実施の形態に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、本発明に係る高周波フロントエンド回路および通信装置を内蔵した各種機器も本発明に含まれる。
　例えば、実施の形態１および２に係るマルチプレクサにおいて、フィルタ１２Ｈ、１３Ｌ、１４Ｍおよび１４Ｖのそれぞれは、以下の（１）～（７）のいずれかの通信バンドに適用される。
　（１）ＭＢ（ミドルバンド：１７１０－２２００ＭＨｚ）：Ｂａｎｄ１、Ｂａｎｄ２、Ｂａｎｄ３、Ｂａｎｄ４、Ｂａｎｄ６６、Ｂａｎｄ２５のいずれかの通信バンド
　（２）ＨＢ（ハイバンド：２３００－２６９０ＭＨｚ）：Ｂａｎｄ７、Ｂａｎｄ３０、Ｂａｎｄ３８、Ｂａｎｄ４０、Ｂａｎｄ４１のいずれかの通信バンド
　（３）ＵＨＢ（ウルトラハイバンド：３４００－３８００ＭＨｚ）：Ｂａｎｄ４２、Ｂａｎｄ４３のいずれかの通信バンド
　（４）ＬＢ（ローバンド：６９９－９６０ＭＨｚ）に属する通信バンド
　（５）Ｌ５（１．２ＧＨｚ帯）ＧＰＳバンド
　（６）５Ｇ－ＮＲ（３．３－５．０ＧＨｚ）：ｎ７７、ｎ７８、ｎ７９のいずれかの通信バンド
　（７）ＷｉＦｉ（５．０ＧＨｚ帯）バンド
　例えば、実施例２－１に係るマルチプレクサ１Ｂでは、フィルタ１３Ｌとして上記（４）が適用され、フィルタ１４Ｍとして上記（５）が適用され、フィルタ１２Ｈとして上記（１）－（３）のいずれかが適用されてもよい。また、例えば、実施例２－２に係るマルチプレクサ１Ｃでは、フィルタ１３Ｌとして上記（１）、（２）および（４）のいずれかが適用され、フィルタ１４Ｖとして上記（７）が適用され、フィルタ１２Ｈとして上記（６）が適用されてもよい。
　また、例えば、上記説明では、マルチプレクサとして、２つの受信信号経路が共通端子に接続された２分波／合波回路、および、３つの受信信号経路または送信信号経路が共通端子に接続された３分波／合波回路を例に説明したが、本発明は、例えば、送信経路および受信経路の双方を含む回路や４つ以上の信号経路が共通端子に接続された分波／合波回路についても適用することができる。
　つまり、中心周波数がｆ１、ｆ２、・・・、ｆｎ（ｎは２以上の自然数）である（ｎ個の）フィルタが共通端子に接続されたマルチプレクサであって、中心周波数が最も低いｆ１を構成するフィルタ以外のフィルタの少なくとも１つである第２フィルタにおいて、共通端子と第２フィルタとを結ぶ接続経路（直列腕）にコンデンサが直列配置されている。ここで、上記コンデンサの第１フィルタの通過帯域（第１通過帯域）におけるＱ値は、第２フィルタを容量として見た場合の第１通過帯域における容量Ｑ値よりも高い。
　これにより、第２フィルタの第１通過帯域における反射係数（|Γ|）を上げる（リターンロスを低減する）ことができるので、第２フィルタとともに共通端子に接続された第１フィルタの第１通過帯域における挿入損失を改善することが可能となる。よって、各々のフィルタの前段に分波／合波器や位相調整回路などを配置せずとも高周波信号の伝搬損失を低減でき、小型化および低コスト化が可能となる。
　また、上記実施の形態において、２以上のフィルタが共通端子に接続されている、とは、当該２以上のフィルタが共通端子に直接接続されている構成のみを表すのではなく、当該２以上のフィルタが、以下のような構成により、共通端子に間接的に接続されている構成を含むものとする。例えば、共通端子と２以上のフィルタとの間に、１以上の導通が得られるスイッチ、位相回路または分配器（デバイダ）のような分岐回路が配置されているような構成が挙げられる。
　また、マルチプレクサが有する各フィルタにおいて、さらに、入出力端子および接地端子などの各端子の間に、インダクタやキャパシタが接続されていてもよいし、抵抗素子などのインダクタおよびキャパシタ以外の回路素子が付加されていてもよい。
　本発明は、マルチバンド化およびマルチモード化された周波数規格に適用できる低損失、小型および低コストのマルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置として、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。
　１、１Ａ、１Ｂ、１Ｃ、１Ｄ　　マルチプレクサ
　２　　アンテナ素子
　３　　高周波フロントエンド回路
　４　　ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）
　５　　ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）
　６　　通信装置
　１０Ａ、１０Ｂ　　弾性波フィルタ
　１２Ｈ、１３Ｌ、１４Ｍ、１４Ｖ　　フィルタ
　２０、３０　　スイッチ回路
　２２、２３、２４、３２、３３、３４　　スイッチ
　４２、４３、４４　　受信増幅回路
　５０　　インピーダンス整合回路
　５１、５２、１２０、１３０、１４０　　入出力端子
　６０、７０　　Ｓｉ基板
　６１、７１　　下部電極
　６２、７２　　上部電極
　６３、７３　　圧電薄膜
　６４ａ、６４ｂ、６４ｃ　　容量電極
　７４　　高音響インピーダンス膜
　７５　　低音響インピーダンス膜
　８０　　基板
　９０　　実装基板
　１００、１１０　　共通端子
　１０１、１０２、１０３、１０４、１０５、２０１、２０２、２０３　　直列腕共振子
　１２５、２１５、２２５　　縦結合型ＳＡＷ共振部
　１５１、１５２、１５３、１５４、２５１　　並列腕共振子
　２２０　　縦結合型フィルタ部
　Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３　　コンデンサ
　ＬＰ１　　インダクタ

Claims (9)

  1. 　共通端子、第１入出力端子および第２入出力端子を有し、前記共通端子に接続された複数のフィルタを備えるマルチプレクサであって、
    　前記共通端子と前記第１入出力端子との間に配置された、第１通過帯域を有する第１フィルタと、
    　前記共通端子と前記第２入出力端子との間に配置され、１以上の弾性波共振子で構成され、前記第１通過帯域よりも周波数が高い第２通過帯域を有する第２フィルタと、
    　前記共通端子と前記第２フィルタとの接続経路に直列に配置された第２コンデンサと、を備え、
    　前記第２コンデンサの前記第１通過帯域におけるＱ値は、前記第２フィルタを容量として見た場合の前記第１通過帯域における当該容量のＱ値よりも高い、
    　マルチプレクサ。
  2. 　さらに、
    　前記共通端子と前記第１フィルタとの接続経路に直列に配置された第１コンデンサを備え、
    　前記第２コンデンサの容量値は、３ｐＦ以下である、
    　請求項１に記載のマルチプレクサ。
  3. 　さらに、
    　第３入出力端子と、
    　前記共通端子と前記第３入出力端子との間に配置された、第３通過帯域を有する第３フィルタと、
    　前記共通端子と前記第３フィルタとの接続経路に直列に配置された第３コンデンサと、を備える、
    　請求項２に記載のマルチプレクサ。
  4. 　前記第１コンデンサの容量値および前記第３コンデンサの容量値は、それぞれ、３ｐＦ以下である、
    　請求項３に記載のマルチプレクサ。
  5. 　前記第３通過帯域は、前記第１通過帯域および前記第２通過帯域よりも周波数が高く、
    　前記第３フィルタは、高域通過型フィルタである、
    　請求項３または４に記載のマルチプレクサ。
  6. 　前記第２フィルタの前記１以上の弾性波共振子では、ＬｉＴａＯ３からなる圧電性の基板を伝搬するリーキー波が弾性表面波として利用される、
    　請求項１～５のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。
  7. 　さらに、
    　前記共通端子と接地端子との間に接続されたインダクタを備える、
    　請求項１～６のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。
  8. 　請求項１～６のいずれか１項に記載のマルチプレクサと、
    　前記マルチプレクサに接続された増幅回路と、を備える、
    　高周波フロントエンド回路。
  9. 　アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、
    　前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する請求項８に記載の高周波フロントエンド回路と、を備える、
    　通信装置。
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