JP2010528578A

JP2010528578A - 常時オン状態のスイッチを採用するハーフブリッジ回路及びこの回路内における意図しない電流を防止する方法

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Publication number: JP2010528578A
Application number: JP2010509517A
Authority: JP
Inventors: マイケル，エス．マッゾラ，; ロビン，エル．ケリー，
Original assignee: セミサウスラボラトリーズ，インコーポレーテッド
Priority date: 2007-05-22
Filing date: 2008-05-21
Publication date: 2010-08-19
Anticipated expiration: 2028-05-21
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Abstract

上記の非制御の電流から本質的に安全である、接合型電界効果トランジスタ（ＪＦＥＴ）等の常時オン状態のスイッチを含むハーフブリッジ回路を提供する方法が説明される。スイッチは、炭化ケイ素又はケイ素から作られる。本明細書に記載の方法により、統合電力モジュール内で常時オフ状態のスイッチに代わってより優れた機能を発揮する常時オン状態のスイッチの使用が可能になる。これにより、このような統合電力モジュールの効率性、サイズ、重量、及び費用が改善される。本明細書に記載される通り、電源はゲートドライバ回路に追加されることができる。電源は自動開始及び自励振動が可能であり、一方で電位を常時オン状態のスイッチに供給する端子から全てのソースエネルギーを導くことが可能である。常時オン状態のスイッチの端子特性は、電源の入力−出力特性と調和可能である。

Description

本出願は一般に、常時オン状態のスイッチを通常採用するハーフブリッジ回路及び１又はそれ以上のこのような回路を有する電気装置に関する。

炭化ケイ素（ＳｉＣ）は、ワイドバンドギャップ半導体材料であって、耐高出力、耐高温、及び／又は耐放射線の電子機器における使用に非常に魅力的なものである。ＳｉＣ電源スイッチはこれらの利用にふさわしく、その理由は、従来のケイ素の同等物と比較して、例えばワイドエネルギーバンドギャップ、高破壊電界強度、高飽和電子ドリフト速度、及び高熱伝導性等の優れた物理的材料特性を有するためである。上記の利点に加え、ＳｉＣ電力デバイスは従来のケイ素電力デバイスの同等物よりも非常に低い固有オン抵抗で操作可能である（非特許文献１）。これらの特性のため、ＳｉＣユニポーラデバイスは、ケイ素バイポーラスイッチ（例：絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Insulated Gate Bipolar Transistor）又はＩＧＢＴ）及び６００から３０００Ｖの範囲の整流器に取って代わることが求められる。

新規のＳｉＣスイッチ技術を取り入れるために市場が要求する価値ある提案に必要な要素は、ＳｉＣスイッチのより低い固有オン抵抗において見られる。１０又はそれ以上の減少の要因はＳｉＣデバイスに固有のものであるが、これらの固有オン抵抗の減少は、形状においてのみもたらされる可能性が最も高い。ＳｉＣ接合型電界効果トランジスタ（ＪＦＥＴ）は、任意のＳｉＣスイッチの最も低い固有オン抵抗を明示した。特に、このデバイスの常時オンの型は、任意の定格電圧における固有オン抵抗を最小化する。しかしながら、市場では常時オフ状態のデバイスが好まれる傾向にある。これは利用に組み込む場合、常時オフ状態のデバイスが本質的に安全であると理解されるためである。

市場における独自の傾向は、強力なスイッチをモジュール内にまとめることである。このスイッチは典型的に、並列のハーフブリッジ構造内に配される２、４、又は６のスイッチから構成される。これらのモジュールは、モータ駆動として知られるデバイス内の回転機構の制御に特に有用である。この回転機構の動作原理は非特許文献２及び３で周知のものである。図１は単一のハーフブリッジモジュールを示し、２つのケイ素ＩＧＢＴスイッチを有している。モジュール内のスイッチの典型的な定格は、６００Ｖ又は１２００Ｖの遮断電位及び伝導力の何百ものアンペア（例：３００Ａ、４００Ａ、又は６００Ａ）である。しかし、より高い或いはより低い電圧及び電流も可能である。ハーフブリッジの相互接続及び構成ＩＧＢＴの両方は欠点を有する。前者はハイサイドスイッチのためにより複雑な絶縁ゲートドライバを必要とする。後者は不適当な又は過度に圧力がかかった制御電位によって損傷を受け易いゲート端子を有する。市場はスイッチモジュール内に組み込まれるゲートドライバ回路を有することにより対応し、これにより、モジュール外部での利用により、電位はＩＧＢＴのゲート端子へ実際には付加されない。この安全性の付加的レベルは、当該技術分野において用いられるＩＧＢＴの信頼性を劇的に増加させた。
Issa Batarseh, Power Electronic Circuits. Wiley, ISBN 0-471-12662-4, 2004, pp. 224-225 Issa Batarseh, Power Electronic Circuits. Wiley, ISBN 0-471-12662-4, 2004, pp. 426-427 N. Mohan, T. M. Undeland, and W. P. Robbins, Power Electronics . Wiley, ISBN 0-471-58408-8, 1995, p. 225 S. Abedinpour and K. Shenai, "Insulated Gate Bipolar Transistor," Power Electronics Handbook, ed. M. Rashid. Academic Press, ISBN 0-12-581650-2, 2001, pp. 109-110 M. S. Mazzola, L. Cheng, J. Casady, D. Seale, V. Bondarenko, R. Kelley, and J. Casady, "Scalable SiC Power Switches for Applications in More Electric Vehicles," Proc. of 6th Int. All Electric Combat Vehicle Conf., AECV 2005, Bath, England 13-16 June, 2005 H. Akagi, T. Sawae, and A. Nabae, "130 kHz 7.5 kW current source inverters using static induction transistors for induction heating applications," IEEE Trans. Power Electronics, vol. 3, no. 3, pp. 303-309, 1988

しかし、１又はそれ以上の電気的ソースから１又はそれ以上の電気的付加への電気の流れを調節する回路及びデバイスは、まだ改良が求められている。

第１の実施形態によると、ドレイン及びゲートを有する第１の常時オン状態のスイッチと、電源、ドレイン及びゲートを有する第２の常時オン状態のスイッチと、前記第１の常時オン状態のスイッチの前記ゲート及び前記ソースの間で電気的に接続された第１のゲートドライバと、前記第２の常時オン状態のスイッチの前記ゲート及び前記ソースの間で電気的に接続された第２のゲートドライバと、前記第１のスイッチの前記ドレイン及び前記ソースと交差するように電気的に並列接続される第１の振動電源と、前記第２のスイッチの前記ドレイン及び前記ソースと交差するように電気的に並列接続される第２の振動電源を備える回路がもたらされ、前記第１の常時オン状態のスイッチの前記ソースは負荷に電気的に接続され、前記第１の常時オン状態のスイッチの前記ドレインは供給電圧に電気的に接続され、前記第２の常時オン状態のスイッチの前記ソースは共通電圧に電気的に接続され、前記第２の常時オン状態のスイッチの前記ドレインは前記負荷に電気的に接続され、前記第１の電源は、前記第１のゲートドライバに電力を供給するよう構成されることにより、前記第１の電源への供給電力に付加された一定の電圧で、前記第１のゲートドライバによって前記第１のスイッチの前記ゲートへ供給されることが可能な出力電圧を生成し、前記第２の電源は、前記第２のゲートドライバに電力を供給するよう構成されることにより、前記第２の電源への供給電力に付加された一定の電圧で、前記第２のゲートドライバによって前記第２のスイッチの前記ゲートへ供給されることが可能な出力電圧を生成する。

第２の実施形態によると、ソース、ドレイン及びゲートを有する第１の常時オン状態のスイッチと、ソース、ドレイン及びゲートを有する第２の常時オン状態のスイッチと、前記第１の常時オン状態のスイッチの前記ゲート及び前記ソースの間で電気的に接続された第１のゲートドライバと、前記第２の常時オン状態のスイッチの前記ゲート及び前記ソースの間で電気的に接続された第２のゲートドライバと、電圧ソース及び共通電圧をはさんで電気的に接続された振動電源を備える回路がもたらされ、前記第１の常時オン状態のスイッチの前記ソースは負荷に電気的に接続され、前記第１の常時オン状態のスイッチの前記ドレインは供給電圧に電気的に接続され、前記第２の常時オン状態のスイッチの前記ソースは共通電圧に電気的に接続され、前記第２の常時オン状態のスイッチの前記ドレインは前記負荷に電気的に接続され、前記電源は前記第１及び前記第２のゲートドライバに電力を供給するよう構成されることにより、前記電源への供給電力に付加した一定の電圧で、前記第１のゲートドライバによって前記第１のスイッチの前記ゲートへ供給されることが可能な第１の出力電圧、及び前記第２のゲートドライバによって前記第２のスイッチの前記ゲートへ供給されることが可能な第２の出力電圧を生成する。

第３の実施形態によると、上に記載の少なくとも一つの回路を備える電気装置ももたらされる。

第４の実施形態によると、記載される並列に配された３つの回路を備える電気装置がもたらされる。前記装置は三相モータ駆動である。

ケイ素ＩＧＢＴ（常時オフ状態ハイサイドスイッチ）から構成されるハーフブリッジスイッチモジュールの例であって、第２のＩＧＢＴ（常時オフローサイドスイッチ）と直列である。図１に示されるモジュールはまた、逆平行ダイオード整流器（図示せず）を有する。絶縁電源は正の電位及び負の電位を決定するために利用可能で、スイッチの絶縁ゲートを駆動する。接合型電界効果トランジスタ（ＪＦＥＴ）等の常時オン状態スイッチを備えるハーフブリッジスイッチモジュールの例であって、接合型電界効果トランジスタは第２の常時オン状態スイッチと直列である。ハイサイド及びローサイドスイッチ位置において常時オン状態の接合型電界効果トランジスタ（ＪＦＥＴ）を備えるパワーハーフブリッジ回路の概略図である。接合型電界効果トランジスタ（ＪＦＥＴ）は炭化ケイ素でできている。図３に示される通り、電源は、入力装置を挟んで各ＪＦＥＴのドレイン端子及びソース端子に接続されている。電源の入力−出力特性はＪＦＥＴの遮断特性と調和可能である。パワーハーフブリッジ回路の概略図であって、単一の電源への入力装置は、ハーフブリッジモジュールの上部バスから下部バスへと接続されている。この電源は２つの絶縁出力を派生し、一方はハイサイドＪＦＥＴの絶縁出力、もう一方はローサイドＪＦＥＴの絶縁出力である。電源の入力−出力特性は、ＪＦＥＴの遮断特性と調和可能である。電源の入力−出力特性及び電源に保護される対応する常時オンスイッチ状態（例：ＪＦＥＴ）の遮断特性間の調和を示すグラフである。電源の入力−出力特性及び常時オン状態ＪＦＥＴの曲線族の間の調和をさらに示す図である。一方ＪＦＥＴは受動電流制限モードにある。非絶縁Ｃｕｋコンバータに基づく電源の物理的実現の概略図であって、非絶縁Ｃｕｋコンバータは保護されたＪＦＥＴのドレイン−ソース端子をはさんで接続されている。図７に示される物理的実現を用いて測定された実験データのプロットである。図において、「必要」と印をつけられたデータは、ゲートドライブに制御されているＳｉＣＪＦＥＴの実験的遮断特性を指す。「実験的に派生」と印をつけられたデータは、図７に示される電源の入力−出力特性である。

本明細書において、本質的に安全な常時オン状態のスイッチの使用を提供する方法が説明される。この時常時オン状態のスイッチは１又はそれ以上のスイッチで構成されるモジュール内に詰めこまれている。１又はそれ以上のスイッチは順に配されると共に制御され、これにより、１又はそれ以上の電気的ソースから１又はそれ以上の電気的負荷への電気の流れを調節する。スイッチはケイ素又は炭化ケイ素等の半導体材料から作ることができる。常時オン状態のスイッチは、接合型電界効果トランジスタ（ＪＦＥＴ）であることができるが、本方法はこのようなスイッチに限定されない。任意の常時オン状態のスイッチは、デバイスの制御端子の全域にわたって付加した電位及び過剰なリーク電流なしでデバイスがデバイスの制御端子の全域にわたって遮断可能な電位間の比例関係を示す。この常時オン状態のスイッチは、本明細書に記載の方法によって安全に提供される。

本明細書に記載される回路は、モジュール内の各スイッチのゲートドライブ回路に追加可能であり、これにより常時オン状態のスイッチは、同一の本質的な安全性を有することができる。この本質的な安全性は、モジュールの外部端子の観点から、常時オフ状態のスイッチからのみ通常は入手可能である。このようにして、より優れた機能を発揮する常時オン状態のスイッチは、設計者の目に映る安全性又は安全性の認識を低下させることなく、モジュール内で利用可能である。さらに、回路はスイッチの物理的特性と調和可能であって、スイッチに付加された任意の電位への安全な（例えば、損傷を与えない）応答を確実なものにする。常時オン状態のスイッチの例示的且つ非制限的な例は、炭化ケイ素パワーＪＦＥＴである。

上記の非制御の電流フロー（すなわち「シュートスルー」）に対し本質的に安全である常時オン状態のスイッチを含むハーフブリッジ回路を提供する方法がもたらされる。この常時オン状態のスイッチは、例えば炭化ケイ素又はケイ素から作られる接合型電界効果トランジスタ（ＪＦＥＴ）等である。本明細書に記載の方法により、統合電力モジュール内で常時オフ状態のスイッチに取って代わるより優れた機能を発揮する常時オン状態のスイッチの使用が可能になる。これにより、このような統合電力モジュールの効率性、サイズ、重量、及び費用が改善される。

本明細書に記載される電源はゲートドライバ回路に追加可能である。電源は自動開始及び自励振動が可能であると同時に、電位を常時オン状態のスイッチに供給する端子から全てのソースエネルギーを導くことが可能である。このような構成は、統合電力モジュールとして周知のデバイスの幅広い種類に共通している。しかし、本明細書に記載される方法は統合電力モジュールに限定されない。むしろ、これらの方法は１又はそれ以上のハーフブリッジ回路からなる任意のシステムに利用可能である。一般的な例は三相電子モータ駆動であって、これは３つのハーフブリッジ回路を並列接続で用いる。

また本明細書に記載の通り、常時オン状態のスイッチの端子特性は、電源の入力−出力特性と調和可能である。調和の詳細及びワーキングモデルの結果は以下に記載する。

本発明のある目的は、同一の本質的な安全性を有する常時オン状態の電力半導体スイッチを提供する手段を説明することである。この安全性は、常時オフ状態のスイッチによってもたらされる電位に損傷を与える意図しない電流に対するものである。

本発明のさらなる目的は、典型的な電力スイッチモジュールのゲートドライバ部分内の追加的な回路の相互接続を説明することである。この相互接続は、本質的に安全な常時オン状態を提供する方法の一つの態様をもたらす。

本発明のさらなる目的は、追加的な回路の特性及び結果として本質的に安全な設計をもたらす常時オン状態の電力スイッチの特性間の調和を説明することである。

本発明のさらなる目的は「クロスオーバー」を定義する制約を説明することである。この「クロスオーバー」は、上述の追加的な回路によってもたらされる能動電流制限、及び常時オン状態の電力スイッチ自身によってもたらされる受動電流制限の間にある。

本明細書に記載の通り、これらの様々な目的の結果は、頑丈で、技術的に適切で、電力モジュールにおける現在及び将来的な設計実践と調和する本質的に安全な常時オン状態の電力スイッチを提供する手段である。

本発明の利点は相当なものである。例えば、より優れた特性を発揮する常時オン状態の電力スイッチは、特にスイッチが炭化ケイ素で作られる場合、電力モジュール内で利用可能である。炭化ケイ素はこれらのモジュールのサイズ及び重量を縮小すると共により効果的なものにする。さらに、電力モジュールのより多くの利用が可能になる。これは、バイポーラデバイスに比べてユニポーラデバイスに特有な、より高速のスイッチング性能のためである。

本発明は、付随する図面を参照することによりさらに詳細が説明される。図面において、本発明の好適な実施形態は、炭化ケイ素（ＳｉＣ）常時オン接合型電界効果トランジスタ（ＪＦＥＴ）と共に説明される。

「常時オン」という用語は、電圧バイアス及び電流バイアスがトランジスタのゲート端子に付加されない場合、有意の電流を伝導するトランジスタスイッチを意味する。

炭化ケイ素は２００以上の異なるポリタイプで結晶化する。最も重要なのは、３Ｃ−ＳｉＣ（立体の単位格子、閃亜鉛鉱）、２Ｈ−ＳｉＣ、４Ｈ−ＳｉＣ、６Ｈ−ＳｉＣ（六方晶系単位格子、ウルツ鉱）、及び１５Ｒ−ＳｉＣ（菱面体晶系単位格子）である。しかし、４Ｈ−ポリタイプは、より大きなバンドギャップ及びより高い電子移動度のおかげで、電力装置にとってより魅力的なものである。４Ｈ−ＳｉＣは好まれるが、本発明は例として、炭化ケイ素の他のポリタイプで作られたデバイス又は元素状シリコンで作られたデバイスに利用可能である。

図１を参照する。２つのスイッチを有するハーフブリッジの例示的な概略図である。このハーフブリッジ自身は、多数のパワーエレクトロニクス応用における電力プロセッサとして、（ＤＣ−ＤＣコンバータ（非特許文献１）及びＤＣ−ＡＣインバータ（非特許文献２））、或いは、並列接続された３つのハーフブリッジ回路を典型的に必要とする三相インバータのビルディングブロックとして通常利用される（非特許文献３）。図１で説明されるスイッチは、常時オフ状態の絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）である。６００Ｖから数千ボルトまでの定格電圧の範囲に及び、且つ５０Ａから数千アンペアまでの定格電流の範囲に及ぶモジュールにおいては、ケイ素ＩＧＢＴが最も一般的である。負のゲート電位は、ＩＧＢＴスイッチを非伝導状態にさせるために通常は必要とされないものの、図１では負の電位（図１の−Ｖ_ｓｓ）を含める。これは、このことが利用におけるＩＧＢＴの一定のタイプを切り替えることの効率性を向上させることが周知であるためである（非特許文献４）。

常時オン状態のＳｉＣＪＦＥＴの形状をした新規のスイッチ技術は、略３００Ｖ以上の定格電圧を有するパワー半導体デバイス間の最も低い固有オン抵抗及び最も低いゲート電荷の性能指数を示し、したがって現在及び将来的な利用の多くにおいてケイ素ＩＧＢＴに取って代わる電位を有する（非特許文献５）。ＳｉＩＧＢＴのようなバイポーラデバイスと比較して、ＳｉＣＪＦＥＴのようなユニポーラデバイスを利用する利点により、より優れたスイッチング応答、より低いフォワード導通損失、及び緩やかな温度管理等の利点を獲得することができる。対照的にＭＯＳＦＥＴ等の従来型のケイ素ユニポーラデバイスは単純に、特に６００Ｖ以上の電圧において、ケイ素ＩＧＢＴに匹敵する十分に低いフォワード導通損失を伝達することができない。非従来型の常時オン状態のケイ素及び炭化ケイ素ユニポーラデバイスは競合するものであって、後者は特にそうである。

図２に示される通り、常時オン状態のケイ素ＪＦＥＴ（静電誘導型トランジスタ又はＳＩＴとしても周知である）は、電力インバータを作るのに利用されてきた（非特許文献６）。しかし、これらのデバイスに関し、常時オン状態のスイッチをピンチオフし、そして非伝導状態にもたらすのに必要な負の電位は、ゲートドライバに電力を供給する電源から得られる。これは、常時オフ状態のスイッチに通常もたらされる方法と同じ方法で行われる。この方法の不利点は、絶縁された電源のソースが取り去られた場合（例えば事故又は故障によって）、必要な負の電位を供給する手段もまた取り去られる。これにより、常時オン状態のスイッチで作られるハーフブリッジは無制御導電状態になる。このことにより、無制御及び過剰な電流フロー（時に「シュートスルー」と呼ばれる）によって、半導体スイッチ及び／又は外部負荷又はソースに非常に大きな損傷を与えることとなる。中でもこの懸念は、事実上全ての実用的利用において、ケイ素ＪＦＥＴと比べてケイ素ＩＧＢＴを選ぶ。

図３を参照する。パワーブリッジ回路の概略的なブロック図である。このパワーブリッジ回路は、炭化ケイ素から作られた常時オン状態の接合型電界効果トランジスタ（ＪＦＥＴ）を備える。パワーブリッジ回路はハイサイド及びローサイドスイッチ位置にある。負のゲート電位の供給はもはや絶縁電源に依存しないが、代理機能性手段としてもたらされることもできる。代わりに或いはさらに、電源は常時オン状態のスイッチ（例：図３においてＪＦＥＴと表現される）のドレイン端子及びソース端子をはさんで接続されている。電源の入力−出力特性はＪＦＥＴの遮断特性に調和可能である。この電源は、下記の方法でＪＦＥＴの電気的特性と調和する入力−出力特性を有することができる。この調和を用い、ＪＦＥＴのドレイン端子及びソース端子の全域にわたって付加された電位の任意のいかなる組み合わせにおいても、非制御の電流はＪＦＥＴに流入することができない。図３において２つの電源が示されており、各ハーフブリッジのスイッチに対し１つである。この配置は各ＪＦＥＴに最大の保護をもたらす。

図４は他の実施形態を示し、この実施形態において、適切に調和された入力−出力特性を有する単一の電源を用いて、ハーフブリッジ内の両方のＪＦＥＴのための負の電位が得られる。図４に示されるデバイス内の電源は絶縁されている。図４で表現されるデバイスは、ハーフブリッジ内のＪＦＥＴに付加可能な電位のソースが、ハーフブリッジによって架橋されている上部及び下部バス接続に制限される利用において用いられる。図３に示される構造は全ての電力モジュール利用において用いられることができる。図４に示されるデバイスは、多数の一般的な利用に好適であると共に必要な電源は１つだけであるという利点を有する。これにより、費用及び部品点数を削減することができる。

図３及び図４に説明される電源は、ドレインソース端子（図３）又は上部及び下部バス（図４）のいずれかに付加される電位のソースから、操作のための電力を得る。さらに、図３及び４で表現される電源は、その入力装置に電圧を適用すると自動的に振動を開始する。

さらに、電源の入力−出力特性は半導体デバイス又は保護されているデバイスと調和している。例えば、ＪＦＥＴが遮断する縦方向の力は、図５に説明されるグラフに示されることができる。水平軸又は横軸上に、ゲートを越えてＪＦＥＴのソースに付加される電位が描かれる。特定のリーク電流フローがドレイン内に流入した場合、垂直軸又は縦軸上に、ドレインを超えてＪＦＥＴのソースに付加される電位が描かれる。グラフ上の実線の曲線は、ＪＦＥＴの遮断特性を辿るものである。ゲート−ソース電圧は正又は負であることができるが、Ｖ_ＤＳ＠Ｉ_Ｄ＝Ｉ_{ｌｅａｋａｇｅ}は、ゲート−ソース電圧が減少すると単調に増加する。Ｖ_ＧＳ＞Ｖ_{ｔｈｒｅａｓｈｈｏｌｄ}及びＩ_Ｄが≦Ｉ_{ｌｅａｋａｇｅ}に制限されている場合、相当量のＶ_ＤＳは遮断されることができない。ＪＦＥＴが遮断可能な最大電圧は、Ｖ_ＧＳ＝Ｖ_{ＧＳ（ｏｆｆ）}の時に生じるＢＶ_ＤＳＳによって与えられる。常時オン状態のデバイスは一般に、Ｖ_{ｔｈｒｅａｓｈｈｏｌｄ}＜０の場合１つである。常時オン状態のデバイスではあるが、Ｖ_ＧＳ＞０となるまで、伝導するための完全な能力に到達することができない（すなわち、電流への最小抵抗を示す）。

図５のグラフ上のさらに追加された点線は、自励振動電源の入力−出力特性を示す。一定のＶ_ＤＳが電源の入力装置に付加されると、ゲートドライバ回路によってＶ_ＧＳに付加される出力が生成される。順序対のＶ_ＧＳ及びＶ_ＤＳの軌跡は点線で表される。いくつかの実施形態によると、調和を利用することにより、大多数の付加されたＶ_ＤＳの点線を実線より下方へ確実に下降させることができる。このことが当てはまる領域（グラフ上では「能動電流制限」とラベルが付けられている）に関し、付加されたＶ_ＤＳはＪＦＥＴを経由して、Ｉ_{ｌｅａｋａｇｅ}より少ないリーク電流を生成する。言い換えると、能動電流制限に対応するＶ_ＧＳの範囲を超えて、ＪＦＥＴが安全に非伝導状態にある。これはＪＦＥＴに流入する電流が非常に小さく重要ではないことを意味する。クロスオーバー電圧は、能動電流制限モードを受動電流制限モードから分離するＶ_ＧＳの境界値として決定される。

Ｖ_ＧＳがクロスオーバー電圧よりも大きい場合、ＪＦＥＴは少なくとも部分的に電流を受動的に制限する。ゲートドライバがＪＦＥＴを偏向してオン抵抗を最小化するよう外部コントローラによって能動的に命令されないと、ゲートドライバの設計は本質的にＶ_ＧＳ＝−Ｖ_ＳＳ≦０となる原因になる。この要求を満たすゲートドライブ回路の設計は簡単且つ信頼性を有すると共に、当業者にとって周知のものである。ＪＦＥＴが受動的に電流を制限する場合、能動的に電流を制限する場合よりもより多くのエネルギーが消散する。電源により生成されたＶ_ＧＳ対Ｖ_ＤＳの軌跡は、Ｖ_ＧＳがクロスオーバー電圧よりも大きい場合、ＪＦＥＴはオーバーヒートしないことが可能となる。当業者にとって、このことはＪＦＥＴが常に安全な操作領域内にあるということを意味する。

図６は安全な受動電流制限が達成される一般的な状態を図示する。グラフにおいて、ＪＦＥＴのドレイン電流（Ｉ_Ｄ）は縦座標上に、ドレイン−ソース電圧（Ｖ_ＤＳ）は横座標上に示される。曲線族は、定数Ｖ_ＧＳのためにＩ_Ｄ対Ｖ_ＤＳの順序対をグラフにし、Ｖ_ＧＳの値を増加させてＩ_Ｄ対Ｖ_ＤＳの曲線を再び描くことによって描かれる。図６において、Ｖ_ＧＳは正の値から負の値に及ぶ。描かれた最後の曲線は、Ｖ_ＧＳ＝Ｖ_{ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ}を表す。Ｖ_ＧＳ＝０Ｖはグラフ上に示される別の曲線である。ＳｉＣＪＦＥＴの曲線族の例は、−４Ｖ≦Ｖ_ＧＳ≦＋３Ｖの範囲に及ぶ。より負のＶ_ＧＳになると、ＪＦＥＴはより抵抗性を持つようになり、これによりいかなるＶ_ＤＳにおいてもＩ_Ｄを減少させる。ゲートドライバが、非制御電流のＪＦＥＴへの流入を妨げる限り、Ｖ_ＧＳは−Ｖ_ＳＳにクランプされる（すなわちＶ_ＧＳ＝−Ｖ_ＳＳ）。−Ｖ_ＳＳの最大値が＝０であるので、Ｉ_ＤがＶ_ＧＳ＝０Ｖ曲線の上方の線上に位置することは可能ではない。実際には、僅かなＶ_ＤＳは−Ｖ_ＳＳ＜０となる原因となり、したがってＩ_Ｄは常に、Ｖ_ＧＳ＝０Ｖの曲線に固定される下方の線上に位置する必要がある。この制限負荷線は、図６のグラフに点線で描かれる。定義によると、ＪＦＥＴの安全な操作領域（ＳＯＡ）は、ＪＦＥＴの定格最大許容電流によって低いＶ_ＤＳにおいて固定される。同じく、最大許容電流は最小抵抗曲線上に位置する。典型的なＳｉＣＪＦＥＴの場合、最小抵抗曲線はＶ_ＧＳ＝０Ｖ曲線の上方で十分に生じる。例えば図６に示す通り、０Ｖ＜Ｖ_ＧＳ≦＋３Ｖの範囲内で生じる。結果として、ゲートドライバはＪＦＥＴを通過するドレイン電流のためにＶ_ＧＳ＝−Ｖ_ＳＳを固定し、ＳＯＡによって許可されたものを超過する。言い換えると、受動電流制限モードにある一方、ＪＦＥＴに流入する電流は非常に小さくはないが、ＪＦＥＴに損傷を与えるという観点からすれば、そのことは重要でない。

図７を参照する。自励振動電源の例示的及び非制限的な実施形態の概略図が図示される。この回路はＣｕｋコンバータであって、入力電圧を出力電圧に変換するのに便利なものである。この出力電圧は規模においてより小さく、極性が反対である。図７に示す電源は非絶縁である。したがって、図３に示される回路における使用に好適である。

図８に示される通り、図７に示す電源は、０から６００Ｖの範囲の正の入力電圧に対応すると共に、０から−５０Ｖの範囲の負の出力電圧に変換する。この電源用のクロスオーバー電圧はおよそＶ_ＧＳ＝−５Ｖで生じる。この値は電源と対になるＳｉＣ電力ＪＦＥＴの安全操作領域基準を容易に満たすものである。

前述の詳説は例示目的でもたらされた例と共に本発明の原理を示すものである一方、当業者がこの開示を読むことにより、形状及び詳細における様々な変更は、本発明の正確な範囲から逸脱することなくなされるということが理解される。

Claims

電源、ドレイン及びゲートを有する第１の常時オン状態のスイッチと、
電源、ドレイン及びゲートを有する第２の常時オン状態のスイッチと、
前記第１の常時オン状態のスイッチの前記ゲート及び前記ソースの間で電気的に接続された第１のゲートドライバと、
前記第２の常時オン状態のスイッチの前記ゲート及び前記ソースの間で電気的に接続された第２のゲートドライバと、
前記第１のスイッチの前記ドレイン及び前記ソースをはさんで電気的に並列接続される第１の振動電源と、
前記第２のスイッチの前記ドレイン及び前記ソースをはさんで電気的に並列接続される第２の振動電源を備える回路であって、
前記第１の常時オン状態のスイッチの前記ソースは負荷に電気的に接続され、前記第１の常時オン状態のスイッチの前記ドレインは供給電圧に電気的に接続され、
前記第２の常時オン状態のスイッチの前記ソースは共通電圧に電気的に接続され、前記第２の常時オン状態のスイッチの前記ドレインは前記負荷に電気的に接続され、
前記第１の電源は、前記第１のゲートドライバに電力を供給するよう構成されることにより、前記第１の電源への供給電力に付加された一定の電圧で、前記第１のゲートドライバによって前記第１のスイッチの前記ゲートへ供給されることが可能な出力電圧を生成し、
前記第２の電源は、前記第２のゲートドライバに電力を供給するよう構成されることにより、前記第２の電源への供給電力に付加された一定の電圧で、前記第２のゲートドライバによって前記第２のスイッチの前記ゲートへ供給されることが可能な出力電圧を生成することを特徴とする回路。
前記第１の電源の前記入力−出力特性が前記第１のスイッチの特性と調和することにより、前記第１のスイッチは、前記電源に付加された０から６００Ｖの電圧範囲の少なくとも５０％を上回る能動電流制限モードにあり、
また前記第２の電源の前記入力−出力特性が前記第２のスイッチの特性と調和することにより、前記第２のスイッチは、前記電源に付加された０から６００Ｖの電圧範囲の少なくとも５０％を上回る能動電流制限モードにあることを特徴とする請求項１記載の回路。
前記第１の電源の前記入力−出力特性が前記第１のスイッチの特性と調和することにより、前記第１のスイッチは、前記電源に付加された０から６００Ｖの電圧範囲の少なくとも７５％を上回る能動電流制限モードにあり、
また前記第２の電源の前記入力−出力特性が前記第２のスイッチの特性と調和することにより、前記第２のスイッチは、前記電源に付加された０から６００Ｖの電圧範囲の少なくとも７５％を上回る能動電流制限モードにあることを特徴とする請求項１記載の回路。
前記第１の振動電源の前記入力−出力特性が前記第１のスイッチの特性と調和することにより、前記第１のスイッチは受動電流制限モードにある場合オーバーヒートせず、
また前記第２の振動電源の前記入力−出力特性が前記第２のスイッチの特性と調和することにより、前記第２のスイッチは受動電流制限モードにある場合オーバーヒートしないことを特徴とする請求項１記載の回路。
前記第１のゲートドライバ及び前記第２のゲートドライバの夫々がトーテムポールドライバを備えることを特徴とする請求項１記載の回路。
前記第１の常時オン状態のスイッチ及び前記第２の常時オン状態のスイッチがＪＦＥＴ（junction field effect transistor：接合型電界効果トランジスタ）であることを特徴とする請求項１記載の回路。
前記第１の振動電源及び前記第２の振動電源の夫々が自励振動電源であることを特徴とする請求項１記載の回路。
前記第１の振動電源及び前記第２の振動電源の夫々が非絶縁であることを特徴とする請求項１記載の回路。
前記第１の常時オン状態のスイッチ及び前記第２の常時オン状態のスイッチの夫々がＳｉＣＪＦＥＴであることを特徴とする請求項６記載の回路。
前記第１の振動電源及び前記第２の振動電源が夫々Ｃｕｋコンバータであることを特徴とする請求項８記載の回路。
請求項１に記載される少なくとも一つの回路を備えることを特徴とする電気装置。
請求項１に記載される並列に配された３つの回路を備える電気装置であって、前記装置は三相モータ駆動であることを特徴とする電気装置。
ソース、ドレイン及びゲートを有する第１の常時オン状態のスイッチと、
ソース、ドレイン及びゲートを有する第２の常時オン状態のスイッチと、
前記第１の常時オン状態のスイッチの前記ゲート及び前記ソースの間で電気的に接続された第１のゲートドライバと、
前記第２の常時オン状態のスイッチの前記ゲート及び前記ソースの間で電気的に接続された第２のゲートドライバと、
電圧ソース及び共通電圧をはさんで電気的に接続された振動電源を備える回路であって、
前記第１の常時オン状態のスイッチの前記ソースは負荷に電気的に接続され、前記第１の常時オン状態のスイッチの前記ドレインは供給電圧に電気的に接続され、
前記第２の常時オン状態のスイッチの前記ソースは前記共通電圧に電気的に接続され、前記第２の常時オン状態のスイッチの前記ドレインは前記負荷に電気的に接続され、
前記電源は、前記第１及び前記第２のゲートドライバに電力を供給するよう構成されることにより、前記電源への供給電力に付加した一定の電圧で、前記第１のゲートドライバによって前記第１のスイッチの前記ゲートへ供給されることが可能な第１の出力電圧、及び前記第２のゲートドライバによって前記第２のスイッチの前記ゲートへ供給されることが可能な第２の出力電圧を生成することを特徴とする回路。
前記電源の前記入力−出力特性が前記第１及び第２のスイッチの特性と調和することにより、前記第１及び第２のスイッチは、前記電源に付加した０から６００Ｖの電圧範囲の少なくとも５０％を上回る能動電流制限モードにあることを特徴とする請求項１３記載の回路。
前記電源の前記入力−出力特性が前記第１及び第２のスイッチの特性と調和することにより、前記第１及び第２のスイッチは、前記電源に付加した０から６００Ｖの電圧範囲の少なくとも７５％を上回る能動電流制限モードにあることを特徴とする請求項１３記載の回路。
前記電源の前記入力−出力特性が前記第１及び第２のスイッチの特性と調和することにより、前記第１及び第２のスイッチは受動電流制限モードにある場合オーバーヒートしないことを特徴とする請求項１３記載の回路。
前記第１のゲートドライバ及び前記第２のゲートドライバの夫々がトーテムポールドライバを備えることを特徴とする請求項１３記載の回路。
前記第１の常時オン状態のスイッチがＪＦＥＴであることを特徴とする請求項１３記載の回路。
前記振動電源が自励振動電源であることを特徴とする請求項１３記載の回路。
前記振動電源が非絶縁であることを特徴とする請求項１９記載の回路。
前記第１の常時オン状態のスイッチ及び前記第２の常時オン状態のスイッチの夫々がＳｉＣＪＦＥＴであることを特徴とする請求項１８記載の回路。
請求項１３に記載される少なくとも一つの回路を備えることを特徴とする電気装置。
請求項１３に記載される並列に配された３つの回路を備える電気装置であって、前記装置は三相モータ駆動であることを特徴とする電気装置。
前記外部制御装置が第１のゲートドライバを介して前記第１のスイッチを偏向し、オン抵抗を最小化するよう構成される外部制御装置をさらに備えることを特徴とする請求項１記載の回路。
前記第１のゲートドライバが前記第１のスイッチ（Ｖ_ＧＳ）の前記ゲートにバイアス電圧を付加するよう構成され、前記バイアス電圧は、前記外部制御装置がオン抵抗を最小化するよう前記第１のスイッチを偏向させない場合、前記第１の電源（−Ｖ_ｓｓ）の出力に等しいことを特徴とする請求項２４記載の回路。