JPH0287965A

JPH0287965A - Ｃｕｋ型直流／直流電圧変換器およびこのような電圧変換器で直流変換された電源供給システム

Info

Publication number: JPH0287965A
Application number: JP1196487A
Authority: JP
Inventors: Roger Lannuzel; ロジェ　ランニュゼル
Original assignee: Thomson CSF SA
Current assignee: Thales SA
Priority date: 1988-07-29
Filing date: 1989-07-28
Publication date: 1990-03-28
Also published as: US4975819A; AU3907989A; FR2634957B1; FR2634957A1; AU614165B2; EP0353112A1

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は、ｒｃｕｋ」型と称される直流／直流（ｄ、ｃ
／ｄａ）電圧変換器に関する。

従来の技術この型の変換器の一般的な配線図を第１図に示ず。

１次側１０では、直列に接続された、インダクタコイル
１１、コンデンサ１２およびトランスの１次捲線１３を
具備する第１の回路の電圧間に電圧Ｖ８が印加される。

コンデンサ１２およびトランスの１次捲線１３は、トラ
ンジスタ（一般にパワーＭＯ３）ランジスタ）のような
能動的スイッチ要素１４を制御する制御回路３０の制御
のもとて周期的に短絡させられる。

２次側２０には、インダクタコイル２１、コンデンサ２
２およびトランスの２次捲線２３による第２の直列回路
を具備する同様な回路が設けられ、一般に回復ダイオー
ドとして配置されるダイオード２４のような受動的スイ
ッチデバイスでコンデンサ２２およびトランスの２次捲
線２３が短絡される。

トランスの捲線１３および２３は一１捲数比１：１が好
ましく、且つ電流絶縁を必要としない場合には仮想捲線
としてもよい。このとき、捲線は、出力として電圧−Ｖ
ｓを供給する１次および２次を接続する２本の交叉配線
または非交叉配線と置き換えて十分であり、これにより
コンデンサ１２および２２を同一の１個のコンデンサに
併合することができる。

以下、トランスおよびその捲線について考えるが、本発
明は、実際にトランスを含むＣｕｋ変換器に限定される
ものではなく、捲線が仮想捲線であり、全、ての他のも
のについては同様であるＣｕｋ変換器にも応用可能であ
る。

Ｃｕｋ変換器は、一般に以下のように動作する。

トランジスタ１４が導通しているとき、入力電圧Ｖ８が
インダクタコイル１１の両端間に印加される。これは、
インダクタコイルを充電する効果を有する。

同時に、この導通状態のトランジスタは、コンデンサ１
２を捲線１３の両端間に接続し、これは、トランスの両
端間に負の電圧を印加する（コンデンサは前のサイクル
に−ｖ０に充電されているので）効果を有する。同時に
、トランスの２次捲線２３には、１次捲線に印加された
電圧Ｖ１　と比例しくまたは、画数比が１；１の場合は
等しい）、しかし、トランスの２つの捲線は反対方向に
巻かれているので、逆の符号の電圧Ｖ２が生じる。回復
ダイオード２４には、導通方向にバイアスがかかり、コ
ンデンサ２２に電圧−Ｖ２が充電される。

トランジスタ１４が非導通になったとき、すなわち、制
御回路３０がトランジスタ１４を導通状態にするパルス
Ｖ、を林わらせるとき、インダクタコイル１１は、コン
デンサ１２に電荷を放電し、コンデンサの両端間に電圧
Ｖ８が印加される。２次側では、極性が逆であるので、
ダイオード２４には、「オフ」方向のバイアスがかけら
れ、コンデンサ２２は、インダクタコイル２１に放電す
る。２次側では、このように、２個のコンデンサの放電
電流が、一方は直接および他方はトランスを通して、加
重される。

第２図は、制御ユニット３０から供給される制御パルス
Ｖ、（１つのパルスの持続期間りはトランジスタ１４の
導通状態に対応している）によって得られる様々な波形
を示している。

この型の変換器は、典型的な利点を２つ有する。

第１に、それぞれＩ＠および■５で示されている入力お
よび出力電流の残留リップルが低いことである。この変
換器の動作に固有のこの特性は、フィルタの全くないと
きでも得られ、この信号の残留成分を除去するためには
、低容量のコンデンサ１５および２５を入力および出力
に配置すれば十分である。

それに対して７、池の方式で動作する直流／直流または
ｄ　ｃ　／　ｄ　ｃ変換器（フライバック型または順方
向型変換器と称されるようなチョッパを用いた］・・ス
テムでは明らかに）では入力電圧の断続によ）１、入力
および出力の両方に非常に強いリップルが発生し、従っ
て、入力線および出力線の両方に大きなノイズが発生す
る。そのため、配線ラインが上流側と下流側で過度に乱
されるのを避けるために、非常に大きい静電容量のコン
デンサと、安定化インダクタコイルとを配置しなければ
ならない。ところが、それに対し、Ｃｕｋ変換器は、本
質的にフィルタ作用のいらない変換器である。

第２に、常に捲線１３に直列なコンデンサがあるので、
トランスは直流成分を全く含まない交流状態（すなわち
、平均電圧Ｏ）で常に動作する。このように、静止点が
ＯＶに対応しているので、高電圧変化をトラ２′スが飽
和する前に得ることができ、非常に小さいトランスでも
、この飽和限界より下で動作させることができる。

さらに、同様に２次側に交流信号があることにより、出
力電流を測定するために変流器を２次捲線と直列に配置
することができ、これで、理論上、変換器の内部インピ
ーダンスを増加させる電圧降下を生じさせる分路に頼る
ことが避けられる。

対照的に、Ｃｕｋ型変換器は、出力電圧の値が、制御パ
ルスの幅にチョンパ型変換器のようには、比例しない欠
点を有する。すなわぢ、単純な式ＶＳ＝に−Ｄ−Ｖ＠で
はなく以下の非線形な式（１′８数比が１：１と仮定す
ると）で表される：Ｖ９＝６　・　ＣＤ／（１４）））
　　　（１）Ｄは、パルスＶ、の持続期間または「幅」
（デユーティファクタ（負荷時間率）と称される）で、
トランジスタ１４が導通期間に対応する。

さらに、制御回路３０のパルスの供給を制御することに
より、第１に出力の負荷の変化を補償し、第２に入力電
圧の変化を補償するために出力電圧Ｖ、を変化すること
ができるように、変換器の調整を行う必要がある。

現在まで、この制御は、出力電圧Ｖ３を入力として、こ
の出力電圧Ｖ％と所定の基準の設定電圧との間の偏差の
測定値の関数として、制御回路３０の制御電圧ＶＣを変
化させる調節ループ４０で行われている１゜従来技術の制御回路および供給される種々の信号は、第
３および４図に示されている。

調節ループ４０は、第１に電圧Ｖｓの測定値をそして第
２に基準電圧Ｖ　ｒ＠ｆを受け、コンデンサ３２を充電
する電流発生器３１で形成される傾斜発生器の制御を可
能にする制御信号ＶＣを出力する。得られる傾斜電圧Ｖ
　ｓ　Ｌ　ｏ　ｐ。は、第３図に示されているが、傾斜
の開始は、各クロックパルスＨと一致し、クロックパル
スＨは傾斜の終了も決定することがわかる。傾斜の勾配
は、エラー信号ＶＣの関数で変化し、比較器３３は、傾
斜の瞬間電圧ＶｓＬｏＰ。

と一定のオフセット電圧Ｖ。１０．とを比較する。

この比較器３３の出力信号は、トランジスタ１４を導電
状態する制御パルスＶ９を形成する。制御パルスＶ、の
開始は、電圧Ｖ、。、がＶ。（ｒｓ□に達した瞬間（一
定でない）で決まり、制御パルスｖ９の終了は、クロッ
クパルスＨの終了に対応し、すなわち、クロック信号で
制御される切り換えスイッチ３４がコンデンサ３２の電
極の電圧をリセットする瞬間に対応する。

この結果、出力電圧Ｖ、が減少（負荷の増加または入力
電圧Ｖ、の低下のいずれかにより）する場合、傾斜の勾
配は修正され、■゛５．。Ｐｏで示される形状となり、
従って、パルスＤの期間をＤ′に対応して延長し、この
結果、出力電圧が上昇し、検出された電圧降下が補償さ
れる。

しかしながら、この従来技術の制御および調節回路では
、必然的に以下の問題の妥協点を見つける必要があるこ
とがわかる：第１は、調節ループ４０の利得が高ければ、それだけ調
節の精度が高くなる点である。

第２は、閉ループ調節システムおよび、このために一定
の条件でしか安定しないシステムの不安定を避ける必要
がある点である。このためには、十分な利得余裕または
位相余裕を持つことを必要とし、また、従って、精度を
下げ、調節の時定数を大きくすることを必要とする。

実際、不安定を防ぐために、システムの通過帯域を狭く
させる安定回路網が、ループ中に配置されて使用される
のが普通である。しかしながら、相関的に、これらの回
路網は、入力電圧Ｖ０の変化に対する変換器の反応時間
を同程度減少させる。

しかし、実際は、大電力消費装置の始動等によりピーク
電圧の急激な降下が引き起こされる不安定な電源システ
ム（変換器は電源システムから給電されている）のため
、最大の変化が入力電圧Ｖ。

の変化であり、負荷の変化は、はとんどの場合相対的に
は低い（変換器が、複数の電子基板またはアナログ回路
に給電しているとき）ことがわかる。

この型の非常に不安定な電源システムがあるとき（航空
機において、エネルギ源等から離れて搭載された装置に
関してよく起こる）、入力ピーク電圧の急激な低下は、
システムを安定させるためのループに最小限の時定数が
必要なので、調節回路が非常に短時間の変化に追従しな
いことにより、出力において（減衰した形ではあるが）
常に回復される。

発明が解決しようとする課題本発明の目的の１つは、安定性について妥協することが
なく、クロック周期よりもかなり短い応答時間を有する
ことが可能な調節および制御システムを提案し、これら
種々の欠点を解消することである。

課題を解決するための手段この目的のため、本発明は、開ループ状態（従って、常
に動作状態に関係なく安定である）で動作するＣｕｋ変
換器のための制御および調節システム、すなわち、制御
電圧ＶＣが入力電圧Ｖ、に無関係にされているシステム
を提案する。

すでに上記に示したように、主な変動が入力電圧の変化
であるので、この変化が制御電圧ＶＣに影響を及ぼさず
、それ故、調節ループの利得を減少させることができ（
従って、通過帯域を広げることができる）その結果、制
御電圧を決定することを可能にするために、負荷の変化
以外は、もはや何も補償する必要がない。

この結果、本発明の特徴である方法では、−各傾斜の勾
配を、入力電圧の関数として変化させ、出力電圧には無
関係とし、一閃値の大きさを、エラー信号の関数として、−制御パ
ルスを、各傾斜の開始と対応する一定の瞬間と、比較回
路の出力反転に対応する変化の瞬間との間、発生させる
。

傾斜発生器の勾配の変化は、ディバイダブリッジの中点
で取り出された制御電圧で制御され、ディバイダブリッ
ジは電圧基準と直列配置され、ディバイダブリッジ／設
定基準電圧は、入力電圧と等しくするかまたは入力電圧
に比例した電圧とし、ディバイダブリッジの要素および
基準電圧の値は、制御回路の制御される変換器で発生し
た出力電圧が入力電圧に本質的に無関係になされるよう
に選択されることが非常に有利である。

本発明は、上述の型の電圧変換器を備える、入力で電源
システムの電圧を直接受け、制御回路の制御パルスの繰
り返し周波数が、電源システムの周波数よりかなり大き
い直接変換電源を製造するのに応用することも非常に有
利に可能である。

本発明の他の特徴および利点は、添付図面を参照した以
下の詳細な説明により明らかになるだろう。

実施例第５図は、本発明に従う、入力電圧に無関係な制御電圧
でＣｕｋ変換器を制御することが可能な制御回路の概要
図を示す。

第３図に示された従来技術と異なり、パルスＶ。

は、クロック信号Ｈの開始に対応する一定の瞬間に開始
するようになされ、また、傾斜電圧Ｖ　ｓ　Ｌ　ｏ□の
値がオフセット電圧Ｖ。ｒ□１の値に達する可変瞬間の
関数となっている、やはり可変瞬間に止められる。

Ｄが、傾斜の開始と閾値との交点との間の持続期間の場
合、Ｄは傾斜制御電圧に逆比例（これも従来技術と異な
る）することがわかろう。なぜなら、もし例えば、電圧
が下がれば、パルス期間は延ばされ、従って、小さい勾
配を有する傾斜電圧Ｖ’ｉＬ。、。を発生する必要があ
る。

これも本発明の特徴である方法が、制御電圧は、入力電
圧Ｖ６のみに依存し、出力電圧Ｖ、とは無関係であるこ
とがわかる。

これにより、通常は小さく且つゆっくりである出力負荷
の変化以外は、もはや何も補償する必要がない制御ルー
プの利得を、かなり減少させることができる。

非常に急峻なそして、非常に突然な入力電圧の変化が傾
斜の制御回路により完全に処理され、従って、全く遅れ
ることなく処理される一方、低利得で、オフセット電圧
Ｖ。ｆｆ５ｓｔの値（信号電圧Ｖ。

および基準電圧Ｖ　ｒ＠ｆの関数である）にしか影響さ
れない高度な補正を実現する非常に安定したループであ
ると共に、傾斜の発生が出力電圧Ｖ、に無関係になされ
ている場合には、かえって、傾斜発生器は開ループ回路
となり、従って、常に安定するループを提供することが
できる。

入力電圧の変化は、傾斜の勾配を変化させ、従来技術の
回路と同様、次のクロックパルスを待つことなく継続中
のパルスを短縮したり、直ちに延長する。これにより、
入力電圧の非常に短い変化を、たとえその期間が僅か数
マイクロ秒、すなわちクロック周期よりも短くても、全
て除去することができる。

しかしながら、この型の調節モードの難点の１つは、Ｃ
ｕｋ変換器では出力電圧はパルス期間でなく上述のよう
に式Ｖ。・（Ｄ／　（１−Ｄ））に比例するという事実
から生じる。

出力電圧がパルス持続期間に比例する他の型の変換器で
使用されているような、単純なフィードフォワード型制
御は、Ｄの関数であるＶｓの増加率もこの率の逆数も一
定でない、非線形関数のあるＣｕｋ変換器の場合に置き
換えることが不可能である。これにより、入力電圧に直
接関連した制御電圧を直接適用する制御は除外される。

この問題を解決するため、本発明は、第６図に図示され
た、すなわち基準電圧Ｚ（例えば、ツェナーダイオード
）と直列なディバイダブリッジＲ，、Ｒ２を含む回路に
より制御電圧ＶＣを発生させることを提案する。Ｒ２、
Ｒ１およびＺの回路は、Ｘの両端に入力電圧Ｖ０を受け
、制御電圧はＲ２とＲ。

の間から取り出される。

ここで、どのようにこの回路が、入力電圧と無関係な出
力電圧を得るのに使用されるか説明する。

簡単のため、パルス持続期間Ｄ０の平均値が、例えば０
．５クロック周期であるとする（このり。

の値は、Ｄ／　（１−Ｄ）＝１の比に対応し、出力電圧
が入力電圧に等しい）。どのような場合でも、システム
の不安定または飽和領域での操作を避けるため、Ｄの値
が０．５より大きい場合を考えないものとする。実際に
は、０と０．５との間の値が、通常り。に選択される。

この値り。＝０．５において、対応する制御電圧Ｖ　Ｃ
”　Ｖ　ｃｏ　（簡単のため、計算上の回路では、例え
ばｖｃｏ＝ｔｏｖ）の場合（第７図）、Ｄの値は以下に
より与えられる。

−Ｄ＝Ｄ０・　（Ｖｃｏ／Ｖｃ）第６図の回路を考えると、Ｒ２、Ｒ１および２の両端間
の電圧Ｖ８の関数として、Ｒ１およびＺの両端間の電圧
ＶＣは、ＶＣ＝　（Ｖ、　・Ｒ，＋ｖ、ｌ　Ｒ２）／　（Ｒ１＋
Ｒ２）　　（２）もし、このＶＣを、Ｄを与える前述の
式で置換すると、Ｖ、＝　〔Ｖ−ＤａＶｃｏ（Ｒ＋＋Ｒ２））／（Ｖ、Ｒ
１＋Ｖ、Ｒ２−ＤＯＶｃ（＋（ＲＩ＋Ｒ２））　　（３
）実際は、ＤｏおよびＶ　ｃ　Ｏは、予め上記のように
与えられているので、以下の式が成り立つようにＲ１、
Ｒ２およびＶ２の適当な値を選択することができる。

ｖｚＲ２＝ＤＯＶｃＯ（Ｒ１＋Ｒ２）　　　　　（４）
一般に、Ｒ，およびＲ２の間の関係を与えるＶ２を固定
する。そのＶ２は、例えば調整可能な抵抗により簡単に
調整できる。

これで、以下の式が得られる。

Ｖｓ＝　ｌ：ＤｏＶｃａ（Ｒ＋＋Ｒｚ））　／　Ｒ＋＝
一定　　（５）出力電圧Ｖ、は、入力電圧から無関係に
なっていることがわかろう。

（４）および（５）の関係に従うと、最初にＺＸＤｏ。

ＶＣＯ％Ｖｓ等を固定することにより回路を決定する全
てのパラメータを演締することができる。

第８図は、いま説明した理論を応用した回路で制御され
るＣｕｋ変換器の一例を示す。

図において、第１図と同一の参照番号は、第１図に示さ
れている要素と同様な要素を示しく本質的にＣｕｋ変換
器の基本要素）従って、再度詳しくは説明しない。

本発明の制御回路は、参照番号１１０〜１７０で示され
た種種の回路要素で構成されている。

回路１１０は、第６図に分けて示されているが、比例で
ない好ましい変化関係に従って、制御電圧を分路させる
のに用いられる回路であり、抵抗Ｒｔ１１１、抵抗Ｒ２
１１２および基準電圧（ツェナー）１１３の値は、必要
なら、少なくとも上記の関係式（４〕をおおよそ近似す
るよう選択され、調整されている。

制御電圧ＶＣは、抵抗１１１と抵抗１１２との中点で取
り出され、その変化は入力電圧の関数としての変化が上
記関係式（２）で与えらる。この制御電圧ＶＣは、コレ
クタにコレクタ抵抗１２２が配置され、電流発生器とし
て動作することが可能にされた第１のＮＰＮ　トランジ
スタ１２１を含む電流発生回路１２０に印加される。コ
レクタ電流は、このトランジスタのベースに印加される
電圧ＶＣに比例する。

一定の電流でコンデンサの電荷を制御することを可能に
するため、コンデンサ１２４は、インバータとして配置
されているＰＮＰ　）ランジスタ１２３で駆動され、コ
ンデンサ１２４はＰＮＰ　）ランジスタ１２３のコレク
タ回路に配置され、コンデンサ１２４の負荷電流はトラ
ンジスタ１２３のベース電圧に比例し、トランジスタ１
２３のベース電圧は上流のトランジスタ１２１のコレク
タ電流に比例する。

コンデンサ１２４の負荷電圧は、第５図に示される傾斜
電圧Ｖｓｋ。、。を形成し、比較器として動作する作動
増幅器１３０の反転入力に印加され、作動増幅器１３０
の非反転入力は、オフセット電圧Ｖ　ｏ　ｒ　ｒ　ｓ　
ｅ　ｔを受ける。

この比較器の出力信号は、パワーＭＯＳトランジスタで
あることが有利であるトランジスタ１４を第５図に示さ
れる信号Ｖ１、すなわち可変幅りの制御パルスで制御す
るのに用いられるバッファ段１４０を駆動する。

マルチバイブレーク１５０．は、デユーティファクタ１
：１のおよそ１ｏｏｋＨｚの周波数（第５図の信号Ｈ）
で振動させることができるよう抵抗１５２／コンデンサ
１５３回路網を備えたインバータ１５１を備え、第１に
コンデンサ１２４を周期的に放電すること、第２にバッ
ファ段１４００入力にクロック信号を印加して（第５図
に図示されたＶ、）トランジスタ１４の制御をロックす
ることを可能にする。

オフセット電圧Ｖ。ｆｆ５ｅｃは、出力電圧Ｖ３を基準
電圧源１６２が発生する基準電圧Ｖ　ｒ　ｓ　ｆと比較
する差動増幅器１６１で発生する。フィードバックは、
もっばらエラー電圧、すなわち、上記で説明したように
、通常小さく、ゆっくりな負荷変動に基づいて行なわれ
、差動増幅器１６１には高い利得は不必要なので、この
差動増幅器１６１は、利得または位相の比較的広い余裕
を与えることが可能な安定回路網１６３を具備する。

差動増幅器１６１の出力信号は、第１および第２の変換
器の間に電気的分離を与えるフォトカプラ１６４を介し
て比較器１３０に伝達され、オフセット電圧Ｖ。１．１
はフォトカプラの出力に直列な負荷抵抗１６５の電圧か
ら取り出される。

発明の効果このように構成された変換器は、特に有効であることが
わかる。

例えば、入力電圧における５０〜１００Ｖの変化に対し
、出力電圧における変化はたった数ｍＶＬか観察されず
、すなわち、変動が１％に達しない優れた安定性を有す
る。

測定された応答時間は５μ秒より小さく、切り換え期間
よりもかなり小さく、これにより、入力電圧の極めて短
い変化にも対応することが可能になる。

様々な変更が、第８図の回路には行われでいる。

特に、トランスの２次側に逆捲きの２一つの捲線を設は
各捲線に対称的に配置された部品２１〜２５を接続する
ことにより、対称的な出力を持つ電源を提供することが
できる。

変流器１７１（平均出力電圧が０であり、直流成分がな
いので分岐は必要ではない）を使用して過剰な電流の保
護のための回路１７０を具備することもできる。変流器
１７１の２次側は抵抗１７２に電流を供給し、抵抗１７
２の両端間の電圧は比較器１７３により一定の基準電圧
と比較される。一定の基準電圧は、回路が例えばディバ
イダブリッジ１７４．１７５により、最大耐圧値の関数
として決定される。

変流器の２次側電流が所定の閾値を超えてしまうと、比
較器１７３が動作し、バッファ段１４０の入力にパルス
を印加する。このパルスは、制御回路の効果を無効にす
る。この保護回路の効果は、瞬間的であること、制御パ
ルスが発せられるときでも動作可能であることが注意さ
れるであろう。

さらに、本発明のシステムは、「無変換電源」（すなわ
ち、電源システムの周波数に作用する変換器を備えない
電源）と称される電源を製造するのに非常に有利に応用
される。このとき、変換器は、この電源システムの周波
数で変化する電源電圧Ｖ８を入力に直接供給される。す
でにわかっているように、入力電圧の変化は、出力電圧
に実質的に何の影響も及ぼさないので、（もちろん、制
御回路のクロンク周波数は電源システムの周波数よりず
っと高い値が選択されると仮定すると）、フィルタコン
デンサがないときでさえも、２次側には小さいリップル
しか有さない電圧Ｖ３が得られる。これは、入力電圧の
変化に対する制御回路の瞬間的な反応にほとんどよるも
ので、本発明に特徴的に従うと、入力電圧は、一定の値
として、フィードバックループから外されているからで
ある。

このように電源システムからの直接供給では、２次側に
低容量のフィルタコンデンサ２５を１個のみ使用するだ
けでよく　（このコンデンサは、いまや残余リップルだ
けを濾過すればよい）、この容量は典型的には標準的な
電源の３〜５分の１の低容量であり、入力フィルタの必
要を全くなくすことができることがわかる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明が応用されるＣｕｋ変換器の要部を示
す。第２図は、第１図の変換器において発生される様々な信
号を示す。第３図は、第１図の変換器を管理する現在提案されてい
る制御信号を示す。第４図は、第３図の信号を発生させるのに使用されてい
る従来技術の回路を示す。第５図は、本発明に従って行われる制御のための第３図
と同様な制御信号を示す。第６図は、制御電圧ＶＣを入力電圧から出力電圧と無関
係に分路させることを可能にする回路を示す。第７図は、パルス持続期間の関数で変化する傾きの変化
を示し、第８図は、本発明による制御および調節回路で制御され
るＣｕｋ変換器の実施例を示す。〔主な参照番号〕１１．２１・・・インダクタコイル、１２．１５．２２．２５．３２．１２４．１５３　　・・・コンデンサ、１３・・
・１次捲線、１４・・・能動的スイッチ要素、２３・・・２次捲線、２４・・・受動的スイッチデバイス、３０・・・制御回路、３１・・・電流発生器、３３・・・比較器、３４・・・切り換えスイッチ、４０・・・調節ループ、１１１．１１２．１２２．１５２．１６５．１７２．１
７４．１７５　　・・・抵抗、１１３・　・　・１２０・　・　・１２１．１２３１３０・　・　・１４０・　・　・１５０・　・　・１５１・　・　・１６１・　・　・１６２・　・　・１６３・　・　・１６４・　・　・１７１・　・　・電圧基準　、電流発生回路、・・・トランジスタ、作動増幅器、バッファ段、マルチバイブレーク、インバータ、差動増幅器、基準電圧源、安定回路網、フォトカプラ、変流器

Claims

【特許請求の範囲】

（１）１次側に、入力直流電圧を両端間に受ける第１の
インダクタコイル／コンデンサ／捲線の直列回路と、コ
ンデンサ／捲線の直列回路を周期的に短絡させることが
可能である能動的スイッチ要素とを具備し、２次側に、出力端から出力直流電圧を供給する第２のイ
ンダクタコイル／コンデンサ／捲線の直列回路と、コン
デンサ／捲線の直列回路を周期的に短絡させることが可
能である受動的スイッチデバイスとを具備し、更に、出力電圧の測定値と所定の出力電圧との差の関数
であるエラー信号の関数としてパルス幅を変化させるパ
ルス発生回路で発生された制御パルスを周期的に前記能
動的スイッチ要素に供給して前記能動的スイッチ要素を
導通状態し、また、周期傾斜発生器と、該周期傾斜発生
器が発生する傾斜の瞬間的な大きさとエラー信号の関数
である閾値とを比較する比較回路とを備える、能動的ス
イッチ要素の制御回路を具備するＣｕｋ型直流／直流電
圧変換器において、各傾斜の勾配が、入力電圧の関数で変化し、出力電圧と
は無関係であり、閾値が、エラー信号の関数であり、制御パルスが、各傾斜の開始と対応する固定した瞬間と
比較回路の出力反転と対応する可変瞬間との間、発生さ
れることを特徴とするＣｕｋ型直流／直流電圧変換器。
（２）請求項（１）に記載の変換器において、傾斜発生
器の勾配の変化が、基準電圧と直列に接続されたディバ
イダブリッジの中点から取り出された制御電圧で制御さ
れ、ディバイダブリッジ／基準電圧のセットが、入力電
圧に等しいかまたは入力電圧に比例する電圧を発生する
ようになされていることを特徴とする変換器。
（３）請求項（２）に記載の変換器において、ディバイ
ダブリッジの要素および電圧基準の値が、制御回路の制
御のもとに変換器が発生する出力電圧が本質的に入力電
圧に無関係となるように、選択されていることを特徴と
する変換器。
（４）請求項（１）〜（３）のいずれか１項に記載の電
圧変換器を具備し、電源システムの電圧を入力に直接受
け、制御回路の制御パルスの繰り返し周波数が電源シス
テムの周波数より極めて大きいことを特徴とする電源供
給システム。