JP2010521092A - 増幅装置及び信号の増幅方法 - Google Patents

Abstract

【課題】増幅装置及び信号の増幅方法を提供する。
【解決手段】増幅装置は、信号入力（３１）と、帰還入力（３２）と、信号出力（３３）とを備えた増幅器（３）を有する。第１の結合路（ＦＢ１）は、第１のインピーダンス素子（Ｒ１）を備え、帰還入力（３２）を信号出力（３３）に接続する。第２の結合路（ＦＢ２）は、直列に接続したフィルタ装置（４）と、バッファ回路（５）と、第２のインピーダンス素子（Ｒ２）を有し、帰還入力（３２）を信号出力（３３）または信号入力（３１）に接続する。
【選択図】図１

Description

本発明は、増幅装置及び信号の増幅方法に関する。

例えば、ＭＥＭＳ（微少電子機械システム）の応用例では、狭小空間要件、低入力容量、高入力インピーダンス、低電流要件、及び低ノイズを有する増幅器が頻繁に要求される。線間ＡＢ級出力段（rail-to-rail AB output stage）、電流帰還及び入力信号のレベルが供給電圧にまで上昇すること、例えば、入力信号が負電位又は供給電位を基準とすることも望ましい。

代表的には、出力側に帰還を備えた分圧器を含む差動増幅器に十分な利得を供給できる。

しかしながら、代表的な応用例では、電圧オフセットあるいは低周波ノイズが増幅器の入力にある程度存在する。例えば、そのような増幅器では、変化する入力信号の変動電圧偏差も増幅される。その結果、中でも増幅後の出力信号の信号品質の低下につながる。加えて、低周波ノイズ又は電圧オフセットの増幅のために増幅器での電流消費が増加する。

低周波成分は、例えば、容量性デカップリングにより抑制することができる。しかしながら、そのためには、所望の周波数抑制に応じて比較的大きな容量値を使用しなければならない。これは、増幅回路のコストを引き上げるか、あるいは、分圧器の抵抗値を大きくし、このことが増幅回路のノイズ性能に悪影響を与える。

本発明の課題は、増幅装置及び信号の増幅方法であって、周波数依存の信号増幅が低ノイズと低コストで達成できるものを開示することである。

この課題は、独立クレームの主題により解決される。発明の更なる態様及び改良は、それぞれの従属請求項の主題である。

本発明の一の態様によれば、増幅装置は、信号入力と、帰還入力と、信号出力とを備えた増幅器を有する。更に、増幅装置は、第１のインピーダンス素子を備え、且つ、前記帰還入力を前記信号出力に接続する第１の結合路と、直列に接続したフィルタ装置、バッファ回路及び第２のインピーダンス素子を備え、前記帰還入力を前記信号出力または前記信号入力に接続する第２の結合路とを有する。

伝達関数、例えば、増幅装置の利得は、第１及び第２の結合路の第１及び第２のインピーダンス素子を介して規定可能である。第１及び第２のインピーダンス素子は、それぞれ抵抗器を含むことができる。あるいは、インピーダンス素子は、容量特性を備えることができ、あるいは、容量特性と抵抗特性あるいはオーミック特性の組み合わせを備えていてもよい。更に、第２結合路のフィルタ装置は、増幅器の帰還入力に供給される個々の信号の望ましくない周波数成分を抑制することができる。第２結合路のバッファ回路は、第１結合路の第１ループ信号が第２結合路の第２ループ信号に最低限の影響しか与えないことを可能にする。

増幅装置のノイズレベルも小さく抑えられるように、第１及び第２のインピーダンス素子のインピーダンス値、あるいは抵抗値は、比較的小さく選択することができる。

第２結合路は、帰還路として構成でき、増幅装置の信号出力を形成するか、あるいは増幅装置に結合される、増幅器の出力を帰還入力に接続する。あるいは、第２結合路は、増幅器の信号入力を帰還入力に接続する前方結合（forward coupling）として構成することもできる。このように、入力信号の適切な処理により、あるいは、増幅装置の出力信号の処理により、入力信号の周波数依存増幅（frequency dependent amplification）が達成できる。

一の態様では、フィルタ装置が低域通過フィルタを備えている。ここで、低域通過フィルタは、例えば、ＲＣ回路を含むことができる。しかし、低域通過フィルタは、能動フィルタとして構成することもできる。

別の態様のフィルタ装置では、低域通過フィルタ以外のフィルタ特性を備えていてもよい。例えば、フィルタ装置は、高域通過フィルタ、帯域通過フィルタ、あるいは帯域阻止フィルタとして構成することもできる。また、別の態様では、フィルタ装置が任意のフィルタ機能を有することもできる。別の態様では、フィルタ装置は、能動フィルタ並びに受動フィルタで構成することもできる。

更に別の態様では、第２結合路は、電圧源を有する。この電圧源によって、例えば、増幅装置の出力信号において、固定の所定電圧オフセットを達成することができる。従って、増幅装置への入力信号が振動を有する場合には、２つのインピーダンス素子によって、また、信号入力でのＤＣ入力レベルによって、電圧源により指定される電圧値を中心に振動する出力信号を発生できる。この態様の増幅器は、線間出力（rail-to-rail output）を備えた増幅器と呼ぶことができる。

更に別の態様では、増幅器は、多段増幅段を含む。増幅器は、例えば、信号入力と、インピーダンス素子を介して信号出力とに接続されたトランジスタを有する入力段と、入力側でトランジスタに接続され、出力側で信号出力に接続された少なくとも１個の出力段を含む。入力信号は、入力側では、例えば、制御入力において信号入力を介してトランジスタに供給できる。トランジスタの更なる接続点で形成された入力段の出力は、適切な場合には、更なる機器や機能ブロックを介して、出力段の入力に接続される。出力段は、入力段の入力信号から得られる出力信号を提供し、増幅される。出力段の出力は、少なくとも第１の結合路を介して、例えば、トランジスタを更に接続することにより形成される入力段の帰還入力に結合される。このようにして、第１とおそらく第２の結合路は、出力段を含むだけでなく、出力段の出力をトランジスタへ接続する。

この態様では、信号の増幅により、入力段において既にノイズが大幅に削減される。このような制御閉回路（closed control loop）により、直線性は高い。温度に依存する変化、工程に依存する変化、供給電圧に依存する変化は低い。

好ましくは、入力段のトランジスタは、増幅装置の入力信号供給のための入力が、トランジスタの制御入力に形成されるように接続される。トランジスタの制御部の接続点は、接続点の１つが入力段の出力を形成するように接続し、出力段に接続されることが望ましく、トランジスタの制御部の更なる接続点は、第１及び第２の結合路に接続されることが望ましい。

トランジスタは、ｐＭＯＳトランジスタとして構成されることが望ましい。しかし、ｎＭＯＳトランジスタを使用した実施も可能である。

出力段も同様に少なくとも１つのトランジスタを含むことができる。一の態様において、例えば、出力段は、ＡＢ級段（class AB stage）である。別の態様では、入力段が抵抗器を有し、この抵抗器はトランジスタの制御部の接続点を供給電位接続点又は基準電位接続点に結合する。抵抗を使用すると、例えば、入力段の利得は調節可能である。入力段は、更に又は代案として、トランジスタに接続されるバイアス電流源を含むことができる。

一の態様では、入力段は、供給及び基準電位接続点の間で切り替えられる電流路を含む。例えば、入力段のバイアス電流源、トランジスタ、及び抵抗器は、同一の電流路に配設される。

信号増幅方法の一の態様において、入力信号が第１及び第２のループ信号に応じて増幅され、この入力信号から発生した出力信号が得られる。第１のループ信号は、第１のインピーダンスに応じて出力信号から得られる。中間信号は、入力信号又は出力信号をフィルタリング及びバッファリングして得られる。第２のループ信号は、第２インピーダンスに応じて中間信号から得られる。

第１及び第２のループ信号に応じて入力信号を増幅することにより、増幅された出力信号と入力信号との間の伝達関数が、ループ信号の適切な処理により制御可能である。特に、入力信号又は出力信号のフィルタリング及びその後のバッファリングによって得られる第２のループ信号は、入力信号の周波数依存増幅に使用できる。例えば、フィルタリングにより、入力信号又は出力信号の周波数成分は、特に第２のループ信号が、入力信号の増幅中に好ましい周波数特性を起こす程に抑制されている。このバッファリングにより、フィルタリングされた信号又は信号のフィルタリングは、それぞれ増幅から又はループ信号のインピーダンスに基づく入手から分離(decoupling)される。

この方法の一の態様において、第１及び第２のループ信号のいずれか一方又は両方の入手は、抵抗に基づいて起こる。このように、第１及び第２のループ信号のいずれか一方又は両方は、それぞれの抵抗値に基づいて得られる。例えば、増幅装置の利得係数等増幅特性は、第１及び第２のインピーダンスの比率あるいは第１及び第２の抵抗値の比率に依存する。ここで、インピーダンス又は抵抗値は、ノイズを増幅中にできるだけ小さくできるように、なるべく小さな値を選択する。

別の態様において、フィルタリングは、低域通過特性を有する。あるいは、フィルタリングは、その他、高域通過、帯域通過、帯域阻止特性やこれらを組み合わせた、所望のフィルタ特性を有することができる。従って、信号の増幅は、周波数に任意に依存して発生できる。

この方法の別の態様において、中間信号の入手には、中間信号のオフセット信号への適用が伴う。例えば、オフセット電圧又はオフセット電流であるオフセット信号を使用すれば、例えば、増幅出力信号における振動用基準値の働きをする固定基準値を増幅出力信号において発生できる。

この方法の一の態様において、増幅と提供は、トランジスタによる入力信号の増幅と、入力信号から入手された更なる中間信号の提供と、中間信号の更なる増幅と、前記更なる中間信号から入手された出力信号の提供を含む。ここで、第１及び第２ループ信号は、トランジスタへと帰還される。

例えば、更なる中間信号は、トランジスタの制御部の接続点にタップされる。この場合、第１及び第２ループ信号は、トランジスタの制御部の別な接続点に帰還される。

一の態様において、バイアス電流は、増幅のためにトランジスタに供給される。更に、トランジスタに接続された抵抗を使って、トランジスタを含む入力段の利得が調節可能である。

以下、図面に基づく実施形態を用いて本発明をより詳細に説明する。尚、同等の機能を有する要素又は同一の作用を有する要素には、同一の符号を付す。

増幅装置の第１の実施形態を示す図である。 増幅装置の第２の実施形態を示す図である。 増幅装置の周波数特性を示す図である。 増幅装置の第３の実施形態を示す図である。 増幅装置の第４の実施形態を示す図である。

図１は、本発明の増幅装置の第１の実施形態を示す。増幅装置は、増幅装置の入力１に接続された信号入力３１と、帰還入力３２と、増幅装置の出力２に接続された信号出力３３とを有する増幅器３を備えている。

抵抗としてインピーダンスＲ１を組み込んだ第１の結合路ＦＢ１は、信号出力３３を帰還入力３２に接続する。更に、この実施形態では、信号出力３３を帰還入力３２に接続する第２の結合路ＦＢ２が設けられている。

この実施形態において、第１及び第２の結合路ＦＢ１、ＦＢ２は、増幅器の出力信号を処理した後に増幅器３の帰還入力３２に帰還させる帰還路として設計されている。

第２の結合路ＦＢ２は、直列接続されたフィルタ装置４、バッファ回路５、及び抵抗として組み込まれたインピーダンスＲ２とを含む。第２の抵抗Ｒ２とバッファ回路５との連結節点（connection node）は、仮想基準電位のための基準節点ＡＧＮＤを表す。

好ましくはフィルタ装置の後に配設されるバッファ回路５は、例えば、実質的に係数１に相当する利得を有するユニット増幅器を含む。あるいは、バッファ回路は、異なる固定利得を有する増幅器を含んでいてもよい。更に別の実施形態では、バッファ回路５は、異なる構成にしてもよく、主にフィルタ装置４と帰還入力３２の電流を互いに分離させる役割を果たす。その結果、バッファ回路５によって、抵抗Ｒ２がフィルタ装置４から分離され、フィルタ装置４のフィルタリングの影響が抵抗Ｒ１、Ｒ２を介して直通路に及ばないようにする。

例えば、増幅器で抑制されていない周波数を有する信号用の増幅装置のベース利得は、抵抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗比を利用して調整できる。

従来の増幅装置では、適切な抵抗Ｒ２は、抵抗Ｒ１と、固定基準電位を有する、代表的には接地電位である接続点とに接続されている。従来の増幅装置の合計利得は、使用されている増幅器の状況によって変わらない。本実施形態で示される増幅装置では、抵抗Ｒ２は、出力信号によって電位が変化するＡＧＮＤ接続点に接続されている。

従って、ＡＧＮＤ接続点の電位を生じさせる中間信号は、フィルタ装置４及びバッファ回路５によって接続点３３での出力信号から得られる。第１のループ信号は、抵抗Ｒ１を介して出力信号から得られる。同様に、第２のループ信号は、抵抗Ｒ２を介して中間信号から得られる。第１及び第２のループ信号は、増幅器３の帰還入力３２に共に供給される。従って、入力３１における入力信号の増幅又は処理は、第１及び第２のループ信号に基づいて発生し、信号出力３３において増幅された出力信号を形成する。

フィルタ装置４によって、中間信号では出力信号の特定の周波数成分は抑制され、中間信号は、接続点ＡＧＮＤでの電位にはほとんど影響がない。従って、増幅された出力信号の周波数依存の影響は、主にフィルタ装置４のそれぞれの通過帯域の信号成分により、すなわち、抑制されない中間信号の周波数成分により発生する。

換言すれば、帰還路ＦＢ２に配設されたフィルタ装置４の周波数特性は、増幅装置の周波数特性に逆の影響を与える。例えば、フィルタ装置４が低域通過特性を有すると、増幅装置にとって高域通過の結果となる。

このように、フィルタ装置４のフィルタ特性を適切に選択することにより、増幅装置の伝達特性が設定できる。帯域通過領域の増幅装置のベース利得は、抵抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗比によって決定される。抵抗Ｒ１、Ｒ２は、低い抵抗で実行でき、それにより増幅装置の改良されたノイズ特性につながる。

図２は、図１の回路を更に進展させたものを示し、設計、使用部品、互いの接続及び有利な操作方法が高度なものに相当する。しかし、その他に、フィルタ装置４が、抵抗Ｒ３と容量素子Ｃ１とを有するＲＣ回路Ｒ３、Ｃ１で構成されている。ここで、抵抗Ｒ３は、結合路ＦＢ２内に接続されており、コンデンサＣ１は結合路ＦＢ２から基準電位接続点ＧＮＤに至る横断路（transverse path）を形成する。この実施形態では、帰還路として実施されている結合路ＦＢ２は、電圧源６を更に含む。

ＲＣ回路Ｒ３、Ｃ１の低域通過特性は、増幅装置の高域通過特性を結果としてもたらす。電圧がフィルタ装置４とその下流のバッファ回路５の影響を受けない電圧源６によって、接続点ＡＧＮＤでの変動基準電位が固定のベース値に設定されている。このように、入力信号の基準電位に対する増幅済み出力信号の電圧オフセットは、信号入力３１で発生する。例えば、ゼロボルトの基準電位を中心に振動する入力信号は、増幅装置によって増幅され、電圧源６の電圧から得られる電圧で振動する出力電圧になる。例えば、振動の平均値は、電圧源６の電圧をＲ１／（Ｒ１＋Ｒ２）で乗じた電圧に相当する（Ｒ１、Ｒ２は抵抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗値を表す）。これにより、例えば、出力信号が正の電圧範囲にのみ存在する電圧値を取ることができる。そのために、例えば、出力信号の振動振幅は、電圧源６の電圧よりも小さい。このため、増幅装置は、とりわけ線間増幅器（rail-to-rail amplifier）として使用できる。

例えば、ＭＥＭＳ（微少電子機器システム）への応用では、所望の振幅に加えて、入力信号が低周波で変化するＤＣ信号成分を有することがあり得る。従来の増幅装置では、この定常信号成分、あるいはＤＣオフセット、が出力信号において望まざる結果、例えば、信号成分の切り落としという結果につながる増幅範囲の超過をもたらすことがある。

一実施形態では、ＲＣ回路Ｒ３、Ｃ１の遮断周波数の選択は、帰還路ＦＢ２において入力信号のＤＣ信号成分の低周波電圧変化に相当する周波数成分のみが通過するように行われる。これにより、これらの周波数成分はＡＧＮＤ接続点での電位にのみ影響を与え、増幅装置３での増幅には関係ないという結果を達成する。先に説明したように、帰還路ＦＢ２での低域通過は、増幅装置での高域通過として働き、その結果、入力信号における変動ＤＣオフセットは増幅された出力信号では抑制される。

抵抗Ｒ３は、この実施形態では高い抵抗として選択でき、その結果、ＲＣ成分の一定の遮断周波数では、コンデンサＣ１の容量は、小さいものを選択できる。

図３は、低域通過特性のフィルタ装置４が帰還路ＦＢ２に設けられた増幅装置の実施形態における代表的な周波数特性を示す。ここで、低域通過は、図２の実施形態で抵抗Ｒ３とコンデンサＣ１との成分値で決定される第１の遮断周波数ｆ１を有する。第２の遮断周波数ｆ２以上では、低域通過がブロックとしての働きをする、すなわち、遮断周波数ｆ２以上の周波数を有する周波数成分は通過しない。

図３の周波数特性において、ゼロの周波数から第１の遮断周波数ｆ１までは、均一な利得１が結果として生じる。第１の遮断周波数ｆ１と第２の遮断周波数ｆ２との間の範囲では、低域通過フィルタでの抑制が増加する。その結果、増幅装置の利得ｇが相応に増加する。第２の遮断周波数ｆ２において、２（Ｒ１/Ｒ２）＋１のベース利得あるいは最大利得が達成される（Ｒ１、Ｒ２は抵抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗値を表す）。

増幅器３の遮断周波数により結果として発生する第３の遮断周波数以上では、増幅装置の利得は再び減少する。しかしながら、第３の遮断周波数ｆ３は、増幅器３の第１及び第２の結合路ＦＢ１、ＦＢ２への接続とは大いに独立している。

図３の周波数特性は、遮断周波数ｆ２とｆ３の間では実質的に透過する帯域通過の特性を有する。特に、第１の遮断周波数ｆ１以下の周波数は抑制される。

図４は、増幅装置の他の実施形態を示す。ここでは、増幅器３は、入力段Ａ１と２個の出力段Ａ２、Ａ３とを有し、従って、多段増幅器として設計されている。入力段Ａ１は、ｐＭＯＳトランジスタＭ１を有し、その制御接続点は、増幅装置の入力１に結合されるか又は増幅装置に接続された信号入力３１を形成する。トランジスタＭ１の制御部の第１接続点は、帰還入力３２とバイアス電流源Ｉ１とに結合されている。トランジスタＭ１の制御部の第２接続点は、抵抗Ｒ４を介して基準電位接続点ＧＮＤに接続されると共に、出力段Ａ２の入力に直接接続されている。このように、バイアス電流源Ｉ１、トランジスタＭ１、及び抵抗Ｒ４は、共通の電流路に配設されている。出力段Ａ３の出力は、信号出力３３に結合されている。

図２の実施形態に示すように、信号出力３３は、ＲＣ回路として組み込まれた電圧源６及びフィルタ装置４を介して、バッファ回路５に結合されている。この実施形態では、バッファ回路５は、制御接続がフィルタ装置４の出力に接続された別のｐＭＯＳトランジスタＭ２を有する。トランジスタＭ２の制御部の第１接続点は、バッファ回路５の出力を形成し、可変電位を備えた節点ＡＧＮＤに接続される。また、トランジスタＭ２の制御部の第１接続点は、第２バイアス電流源Ｉ２に接続される。トランジスタＭ２の制御部の第２接続点は、抵抗Ｒ５を介して基準電位接続点ＧＮＤに接続され、増幅器７の反転入力（−）に直接接続される。増幅器７の非反転入力（＋）には、別の電圧源８からの電圧が供給される。増幅器７の出力は、第１及び第２のバイアス電流源Ｉ１、Ｉ２のそれぞれの制御入力に結合されている。例えば、バイアス電流源Ｉ１、Ｉ２は、整合ｐＭＯＳ電流ミラー（matched PMOS current mirrors）として実施されており、いずれの場合も供給電位接続点ＶＣＣに結合されている。電流制御は、増幅器７で実施される。

トランジスタＭ１は、入力１に存在する入力信号を増幅し、増幅した入力信号を出力段Ａ２の入力において追加の中間信号の形で供給する。この既に増幅された追加中間信号は、出力段Ａ２、Ａ３によって、更に増幅される。

第１のループ信号は、抵抗Ｒ１のために再度生成される。接続点ＡＧＮＤでの中間信号は、信号出力３３での出力信号からフィルタ装置４及びバッファ回路５を介して入手され、中間信号の入手は、中間信号へオフセット信号を電圧源６の電圧の形で加えることを含む。このオフセット信号は、電圧源６の電圧の形で供給される。第２のループ信号は、中間信号から抵抗Ｒ２を介して得られる。

接続点１での入力信号及び帰還入力３２で帰還されたループ信号は、増幅器の差分信号入力成分と解釈することができる。このように、入力段Ａ１は、差分信号入力を含み、その差分信号入力に対して１つの接続点３１において入力信号が、そして第２接続点３２において出力信号から入手したループ信号が供給される。

閉ループによって、回路は優れた直線性を有する。温度変動、生産パラメータの変動、及び供給電圧の変動によるばらつきが小さい。

現在の図面には記載されていないが、トランジスタＭ１、Ｍ２の各バルク接続点は、各トランジスタのソース接続点かあるいは異なる回路節点に接続することができる。ソース接続点への接続は、実効ゲート容量（effective gate bulk capacitance）がそこで減少するという利点を有する。

帰還入力３２からの信号入力３１の遮断を良くすることで、非常に低い入力キャパシタンスを達成するか、あるいはそれを更に減少することができる。このように、入力３１における実効ゲート・ソース間容量（effective parasitic gate-source capacitance）を実質的に除去することができる。

図１、２及び４に基づいて例示されている提案回路は、特にアナログ信号増幅器として適している。この回路は、低い実効入力容量、高い入力インピーダンス、低い電力消費、及び低い入力ノイズにより、優れている。

図４の回路は、交流電源で操作する場合、同じ定電流がトランジスタＭ１、Ｍ２の各々に流れるように設計されている。従って、入力１における電圧の増加に伴って、帰還入力３２での電圧は同じ量だけ増加する。それに関連した電圧差が、抵抗Ｒ２を流れる電流によって実行される。しかしながら、トランジスタＭ２を流れる電流は、先に説明したように、実質的に一定なので、抵抗Ｒ２を流れる電流は、電流源Ｉ２によって供給される。しかしながら、電源Ｉ１、Ｉ２の結合により、電流源Ｉ１を流れる電流が変化する。交流に関して、抵抗Ｒ２の両端の電圧は、増幅装置の入力１での電圧と同じである。交流に関し、抵抗Ｒ２を流れる電流をi_R2とすると、次式が得られる。

ここで、Ｖ_ｉｎｐは入力１における電圧、Ｒ_２は抵抗Ｒ２の抵抗値、ｉ_ｉは電流源Ｉ１、Ｉ２を流れる電流である。同様に、次式が得られる。

Ｉ_Ｒｉを抵抗Ｒ１を流れる交流とすると、式（１）から次式が得られる。

抵抗Ｒ１にかかる交流電圧をＶ_Ｒｉとし、出力２での電圧をＶ_ｏｕｔとすると、次式が得られる。

この式と式（１）乃至（３）とを用いて、抵抗Ｒ１の抵抗値をＲ_１とすると、次式が得られる。

交流増幅係数Ａ_ＡＣを求める次式が得られる。

この装置のループ利得は、従来の増幅装置のものよりも２倍も大きいことが判る。図３を参照して、この増幅係数Ａ_ＡＣは、基本的に図示した増幅装置の通過帯域に当てはまる。

図５は、増幅装置の別の実施形態を示す。図１に示す増幅装置と比較して、この実施形態の第２の結合路ＦＢ２は、信号入力３１と帰還入力３２との間に配設されている。従って、接続点ＡＧＮＤにおける可変の電位は、入力１での入力信号に直接左右される。換言すれば、中間信号は、フィルタ装置４によるフィルタリングとその後のバッファ回路５によるバッファリングを介して、入力１における入力信号から得られる。中間信号は、接続点ＡＧＮＤにおける電位を決定する。図５の増幅装置での増幅係数は、基本的に抵抗Ｒ１、Ｒ２によって規定される。ＲＣ低域通過フィルタＲ３、Ｃ１として実施されているフィルタ装置４は、入力信号の低域成分が基本的に接続点ＡＧＮＤでの基準電位に対する影響を結果的にもたらすという効果がある。

第２の結合路ＦＢ２は、この実施形態では、前方結合路（forward coupling path）として設計されている。フィルタ装置４の低域通過特性に従って、図５に示されている増幅装置は、増幅器の伝達特性を考慮すると、帯域通過特性を有する。

１ 入力
２ 出力
３ 増幅器
３１ 信号入力
３２ 帰還入力
３３ 信号出力
４ フィルタ装置
５ バッファ回路
６ 電圧源
７ 増幅器
８ 電圧源
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５ 抵抗
Ｃ１ 容量素子、コンデンサ
Ｉ１、Ｉ２ 電圧源
Ａ１、Ａ２、Ａ３ 増幅段
Ｍ１、Ｍ２ トランジスタ
ＶＣＣ 供給電位接続点
ＧＮＤ 基準電位接続点
ＡＧＮＤ 接続点
ＦＢ１、ＦＢ２ 結合路
ｆ１、ｆ２、ｆ３ 遮断周波数

Claims (18)

1. 信号入力（３１）、帰還入力（３２）及び信号出力（３３）を有する増幅器（３）と、
   第１のインピーダンス素子（Ｒ１）を有し、且つ、前記帰還入力（３２）を前記信号出力（３３）に接続する第１の結合路（ＦＢ１）と、
   直列に接続したフィルタ装置（４）、バッファ回路（５）及び第２のインピーダンス素子（Ｒ２）を有し、且つ、前記帰還入力（３２）を前記信号出力（３３）又は前記信号入力（３１）に接続する第２の結合路（ＦＢ２）とを備えたことを特徴とする増幅装置。
2. 前記第１及び第２のインピーダンス素子のいずれか一方又は両方（Ｒ１、Ｒ２）が抵抗器を含むことを特徴とする請求項１記載の増幅装置。
3. 前記フィルタ装置（４）が低域通過フィルタを有することを特徴とする請求項１又は請求項２記載の増幅装置。
4. 前記低域通過フィルタ装置がＲＣ回路（Ｒ３、Ｃ１）を有することを特徴とする請求項３記載の増幅装置。
5. 前記第２の結合路（ＦＢ２）が電圧源（６）を有することを特徴とする請求項１乃至請求項４の何れか１項に記載の増幅装置。
6. 前記増幅器（３）が複数の増幅段（Ａ１、Ａ２、Ａ３）を含むことを特徴とする請求項１乃至請求項５の何れか１項に記載の増幅装置。
7. 前記増幅器（３）が、前記信号入力（３１）及び前記信号出力（３３）に接続されたトランジスタ（Ｍ１）を有する入力段（Ａ１）と、
   入力側で前記トランジスタ（Ｍ１）に接続され、出力側で前記信号出力（３３）に接続された少なくとも１個の出力段（Ａ２、Ａ３）とを含むことを特徴とする請求項６記載の増幅装置。
8. 前記入力段（Ａ１）が、前記トランジスタ（Ｍ１）の制御部の接続点を供給電位接続点又は基準電位接続点（ＧＮＤ）に結合する抵抗（Ｒ４）を含むことを特徴とする請求項７記載の増幅装置。
9. 前記入力段（Ａ１）が、前記トランジスタ（Ｍ１）に接続されるバイアス電流源（Ｉ１）を含むことを特徴とする請求項７又は請求項８記載の増幅装置。
10. 前記入力段（Ａ１）のバイアス電流源（Ｉ１）、トランジスタ（Ｍ１）及び抵抗（Ｒ４）が共通の電流路に配設されていることを特徴とする請求項８又は請求項９記載の増幅装置。
11. 第１及び第２のループ信号に応じて入力信号を増幅し、該入力信号から発生した出力信号を提供し、
    第１のインピーダンスに応じて前記出力信号から前記第１のループ信号を生成し、
    前記入力信号又は前記出力信号をフィルタリング及びバッファリングして中間信号を生成し、
    前記中間信号から第２のインピーダンスに応じて前記第２のループ信号を生成することを特徴とする信号の増幅方法。
12. 前記第１及び第２の中間信号のいずれか一方又は両方の生成が抵抗値に応じて行われることを特徴とする請求項１１記載の信号の増幅方法。
13. 前記フィルタリングが低域通過特性を有することを特徴とする請求項１１又は請求項１２記載の信号の増幅方法。
14. 前記中間信号の生成が、前記中間信号に対するオフセット信号の適用を含むことを特徴とする請求項１１乃至請求項１３の何れか１項に記載の信号の増幅方法。
15. 前記増幅と提供が、トランジスタ（Ｍ１）で入力信号を増幅し、該入力信号から生成された中間信号を更に提供し、この中間信号を更に増幅した更なる中間信号から生成された出力信号を提供し、前記第１及び第２のループ信号が前記トランジスタ（Ｍ１）に帰還されることを特徴とする請求項１１乃至請求項１４の何れか１項に記載の信号の増幅方法。
16. 前記更なる中間信号が前記トランジスタ（Ｍ１）の制御部の接続点でタップされ、
    前記第１及び第２のループ信号が前記トランジスタ（Ｍ１）の制御部の異なる接続点で帰還されることを特徴とする請求項１５記載の信号の増幅方法。
17. バイアス電流が前記トランジスタ（Ｍ１）に供給されることを特徴とする請求項１５又は請求項１６記載の信号の増幅方法。
18. 前記トランジスタ（Ｍ１）を含む入力段（Ａ１）の増幅が、前記トランジスタ（Ｍ１）に接続された抵抗（Ｒ４）を使用して調整可能であること特徴とする請求項１５乃至請求項１７の何れか１項に記載の信号の増幅方法。

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