JPH05267991A - ローパスフィルタ - Google Patents
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- JPH05267991A JPH05267991A JP5018595A JP1859593A JPH05267991A JP H05267991 A JPH05267991 A JP H05267991A JP 5018595 A JP5018595 A JP 5018595A JP 1859593 A JP1859593 A JP 1859593A JP H05267991 A JPH05267991 A JP H05267991A
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- H03F3/45—Differential amplifiers
- H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/45479—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of common mode signal rejection
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/04—Frequency selective two-port networks
- H03H11/12—Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback
- H03H11/1217—Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback using a plurality of operational amplifiers
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- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】本発明の目的は直流オフセット電圧が出力に現
れずかつ入力の直流成分の電圧レベルを出力信号に忠実
に伝るローパスフィルタを提供すること。 【構成】本発明によるローパスフィルタは、直流成分を
有する入力信号を入力する入力端子１０２と、出力信号
を出力する出力端子１１２と、入力信号の低周波成分を
通過させてフィルタ信号を生成するローパスフィルタ１
０４と、フィルタ信号を増幅して出力信号を生成する利
得調整可能な増幅手段と、入力端子１０２と出力端子１
１２とに接続され入出力信号間の直流オフセットに応じ
たオフセット信号を生成するオフセット検出手段と、こ
のオフセット検出手段と上記増幅手段に接続されオフセ
ット信号に応じたフィードバック信号を生成しこのフィ
ードバック信号に基づいて上記増幅手段を制御して入出
力信号間の直流オフセットを低減するフィードバック手
段とを具備したことを特徴とする。
れずかつ入力の直流成分の電圧レベルを出力信号に忠実
に伝るローパスフィルタを提供すること。 【構成】本発明によるローパスフィルタは、直流成分を
有する入力信号を入力する入力端子１０２と、出力信号
を出力する出力端子１１２と、入力信号の低周波成分を
通過させてフィルタ信号を生成するローパスフィルタ１
０４と、フィルタ信号を増幅して出力信号を生成する利
得調整可能な増幅手段と、入力端子１０２と出力端子１
１２とに接続され入出力信号間の直流オフセットに応じ
たオフセット信号を生成するオフセット検出手段と、こ
のオフセット検出手段と上記増幅手段に接続されオフセ
ット信号に応じたフィードバック信号を生成しこのフィ
ードバック信号に基づいて上記増幅手段を制御して入出
力信号間の直流オフセットを低減するフィードバック手
段とを具備したことを特徴とする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、入力信号の低周波成分
を通過させるローパスフィルタに関する。
を通過させるローパスフィルタに関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、フィルタ回路は、ハイパス、バ
ンドパス、ローパスの３つに分類される。これらのうち
ローパスフィルタは直流電圧レベルを考慮して設計され
ることが多い。
ンドパス、ローパスの３つに分類される。これらのうち
ローパスフィルタは直流電圧レベルを考慮して設計され
ることが多い。
【０００３】また集積回路フィルタには、バタワース、
チェビシェフ、ベッセルなどの様々なタイプがあり、い
ずれもその周波数特性は適時容易に調整可能である。例
えば、従来のスイッチド・キャパシタ・ローパスフィル
タでは、クロック周波数の調整だけで上限カットオフ周
波数の選択が可能になっている。
チェビシェフ、ベッセルなどの様々なタイプがあり、い
ずれもその周波数特性は適時容易に調整可能である。例
えば、従来のスイッチド・キャパシタ・ローパスフィル
タでは、クロック周波数の調整だけで上限カットオフ周
波数の選択が可能になっている。
【０００４】このようなフィルタ回路を実際に用いると
きには、フィルタ回路に生起する直流オフセットを除去
することが重要である。直流オフセットは、フィルタ回
路の入出力信号間の不要な直流電位差に起因する。例え
ば、リニアフィルタ回路であれば、その直流オフセット
は、入力信号の直流成分がゼロのときは、出力信号の直
流成分もゼロ周波数になる。特に、入力信号の直流電圧
レベルはそのままローパスフィルタを通過して、出力信
号に現れる。このように従来の集積回路ローパスフィル
タには、望ましくない直流オフセット電圧が現れるとい
う問題がある。この問題に対処するべく、従来、抵抗や
キャパシタをローパスフィルタの外部に付加したり、集
積回路フィルタと並列に付加することで、直流入力電圧
レベルが出力信号に現れないようにしていた。しかし、
このように抵抗やキャパシタを付加すると、極が固定さ
れ、電極の周波数特性が固定されてしまう。さらに、こ
の極を容易に調整することはできない。
きには、フィルタ回路に生起する直流オフセットを除去
することが重要である。直流オフセットは、フィルタ回
路の入出力信号間の不要な直流電位差に起因する。例え
ば、リニアフィルタ回路であれば、その直流オフセット
は、入力信号の直流成分がゼロのときは、出力信号の直
流成分もゼロ周波数になる。特に、入力信号の直流電圧
レベルはそのままローパスフィルタを通過して、出力信
号に現れる。このように従来の集積回路ローパスフィル
タには、望ましくない直流オフセット電圧が現れるとい
う問題がある。この問題に対処するべく、従来、抵抗や
キャパシタをローパスフィルタの外部に付加したり、集
積回路フィルタと並列に付加することで、直流入力電圧
レベルが出力信号に現れないようにしていた。しかし、
このように抵抗やキャパシタを付加すると、極が固定さ
れ、電極の周波数特性が固定されてしまう。さらに、こ
の極を容易に調整することはできない。
【０００５】また、この直流オフセットの問題の他の対
処方法として、ローパスフィルタの出力端子に積分器を
接続してフィードバック信号を生成し、このフィードバ
ック信号によりフィルタからの出力の直流成分をゼロに
するという方法がある。しかい、この方法は、単純に出
力信号から直流成分を除去するので、入力信号に現れる
必要な直流成分をも取り除いてしまう。
処方法として、ローパスフィルタの出力端子に積分器を
接続してフィードバック信号を生成し、このフィードバ
ック信号によりフィルタからの出力の直流成分をゼロに
するという方法がある。しかい、この方法は、単純に出
力信号から直流成分を除去するので、入力信号に現れる
必要な直流成分をも取り除いてしまう。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、直流
オフセット電圧が出力信号に現れず、かつ入力信号の直
流成分の電圧レベルを出力信号に忠実に伝えるローパス
フィルタを提供することである。
オフセット電圧が出力信号に現れず、かつ入力信号の直
流成分の電圧レベルを出力信号に忠実に伝えるローパス
フィルタを提供することである。
【０００７】また本発明他の目的および効果は、後述の
各部で明確に記載した通りであり、本発明の実施例から
容易に教示されるであろう。本発明の目的および利点
は、特許請求の範囲に特徴的に示した各構成要素および
その接続関係によって容易に理解されるであろう。
各部で明確に記載した通りであり、本発明の実施例から
容易に教示されるであろう。本発明の目的および利点
は、特許請求の範囲に特徴的に示した各構成要素および
その接続関係によって容易に理解されるであろう。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明によるローパスフ
ィルタは、直流成分を有する入力信号を入力する入力端
子と、出力信号を出力する出力端子と、前記入力信号の
低周波成分を通過させてフィルタ信号を生成するローパ
スフィルタ手段と、上記フィルタ信号を増幅して上記出
力信号を生成する利得調整可能な増幅手段と、上記入力
端子と上記出力端子に接続され、上記入力信号と上記出
力信号の間の直流オフセットに応じたオフセット信号を
生成するオフセット検出手段と、
ィルタは、直流成分を有する入力信号を入力する入力端
子と、出力信号を出力する出力端子と、前記入力信号の
低周波成分を通過させてフィルタ信号を生成するローパ
スフィルタ手段と、上記フィルタ信号を増幅して上記出
力信号を生成する利得調整可能な増幅手段と、上記入力
端子と上記出力端子に接続され、上記入力信号と上記出
力信号の間の直流オフセットに応じたオフセット信号を
生成するオフセット検出手段と、
【０００９】上記オフセット検出手段と上記増幅手段に
接続され、上記オフセット信号に応じたフィードバック
信号を生成し、このフィードバック信号に基づいて上記
増幅手段を制御し、上記入力信号と上記出力信号の間の
直流オフセットを低減するフィードバック手段とを具備
することを特徴とする。
接続され、上記オフセット信号に応じたフィードバック
信号を生成し、このフィードバック信号に基づいて上記
増幅手段を制御し、上記入力信号と上記出力信号の間の
直流オフセットを低減するフィードバック手段とを具備
することを特徴とする。
【００１０】
【作用】本発明によれば、入力端子を介して入力する直
流成分を有する入力信号と、これをローパスフィルタ手
段を介して増幅手段で増幅した出力信号との間の直流オ
フセットからオフセット信号をオフセット検出手段で生
成し、このオフセット信号に応じて生成したフィードバ
ック信号に基づいて上記増幅手段の利得を制御すること
により、入力信号と出力信号との間の直流オフセットを
低減することができると共に、入力信号の直流成分の電
圧レベルを出力信号に忠実に伝えることができる。
流成分を有する入力信号と、これをローパスフィルタ手
段を介して増幅手段で増幅した出力信号との間の直流オ
フセットからオフセット信号をオフセット検出手段で生
成し、このオフセット信号に応じて生成したフィードバ
ック信号に基づいて上記増幅手段の利得を制御すること
により、入力信号と出力信号との間の直流オフセットを
低減することができると共に、入力信号の直流成分の電
圧レベルを出力信号に忠実に伝えることができる。
【００１１】
【実施例】以下、図面を参照して本発明の一実施例を説
明する。なお、図１〜図４において、同一または対応す
る部分には同一符号を付する。
明する。なお、図１〜図４において、同一または対応す
る部分には同一符号を付する。
【００１２】図１に示すように、ローパスフィルタ回路
１００は、入力端子１０２から入力信号を入力し、この
入力信号をスイッチド・キャパシタ・フィルタ１０４に
出力する。なお、このスイッチド・キャパシタ・フィル
タ１０４をローパスフィルタ回路に用いることは周知の
通りである。
１００は、入力端子１０２から入力信号を入力し、この
入力信号をスイッチド・キャパシタ・フィルタ１０４に
出力する。なお、このスイッチド・キャパシタ・フィル
タ１０４をローパスフィルタ回路に用いることは周知の
通りである。
【００１３】また、このローパスフィルタ回路１００に
は、スイッチド・キャパシタ・フィルタ１０４で生成さ
れたフィルタ信号を増幅するための利得調整可能な増幅
手段が備えられている。スイッチド・キャパシタ・フィ
ルタ１０４には利得調整器１０６が接続される。この利
得調整器１０６の出力は加算器１０８の正端子に供給さ
れる。この加算器１０８の出力は出力増幅器１１０を介
して出力端子１１２に供給される。なお、利得調整器１
０６を加算器１０８と出力増幅器１１０の間に接続する
こととしてもよい。
は、スイッチド・キャパシタ・フィルタ１０４で生成さ
れたフィルタ信号を増幅するための利得調整可能な増幅
手段が備えられている。スイッチド・キャパシタ・フィ
ルタ１０４には利得調整器１０６が接続される。この利
得調整器１０６の出力は加算器１０８の正端子に供給さ
れる。この加算器１０８の出力は出力増幅器１１０を介
して出力端子１１２に供給される。なお、利得調整器１
０６を加算器１０８と出力増幅器１１０の間に接続する
こととしてもよい。
【００１４】さらに、このローパスフィルタ回路１００
はオフセット検出手段を備える。このオフセット検出手
段は加算器１１４を備え、この加算器１１４の正端子に
は入力端子１０２から入力した入力信号が供給される。
加算器１１４の負端子には出力増幅器１１０から出力信
号が供給される。加算器１１４は、これら入出力信号間
の差異に応じたオフセット信号を生成し、このオフセッ
ト信号を加算器１１６の正端子に供給される。
はオフセット検出手段を備える。このオフセット検出手
段は加算器１１４を備え、この加算器１１４の正端子に
は入力端子１０２から入力した入力信号が供給される。
加算器１１４の負端子には出力増幅器１１０から出力信
号が供給される。加算器１１４は、これら入出力信号間
の差異に応じたオフセット信号を生成し、このオフセッ
ト信号を加算器１１６の正端子に供給される。
【００１５】さらに、このローパスフィルタ回路１００
はフィードバック手段を備える。このフィードバック手
段は、上記オフセット検出手段と増幅手段に接続され、
直流オフセットに応じたフィードバック信号を生成する
と共に、上記増幅手段を制御して、入力信号の直流成分
の中の直流オフセットを低減する。この加算器１１４の
出力端子は、加算器１１６の正端子に接続される。加算
器１１６の出力端子は、積分器１１８の入力端子に接続
される。加算器１１６の負端子にはオフセット調整器１
２０が接続されていて、積分器１１８への信号に適当な
オフセットを与える。調整器１２０によるオフセットの
調整の詳細は後述する。積分器１１８の出力は、端子１
２２を介して加算器１０８の負端子に供給される。次に
このように構成されたローパスフィルタ回路１００の作
用について説明する。
はフィードバック手段を備える。このフィードバック手
段は、上記オフセット検出手段と増幅手段に接続され、
直流オフセットに応じたフィードバック信号を生成する
と共に、上記増幅手段を制御して、入力信号の直流成分
の中の直流オフセットを低減する。この加算器１１４の
出力端子は、加算器１１６の正端子に接続される。加算
器１１６の出力端子は、積分器１１８の入力端子に接続
される。加算器１１６の負端子にはオフセット調整器１
２０が接続されていて、積分器１１８への信号に適当な
オフセットを与える。調整器１２０によるオフセットの
調整の詳細は後述する。積分器１１８の出力は、端子１
２２を介して加算器１０８の負端子に供給される。次に
このように構成されたローパスフィルタ回路１００の作
用について説明する。
【００１６】加算器１１４は、入力端子１０２の入力信
号から出力端子１１２の出力信号を引算する。この結果
は、加算器１１６で適当なオフセットを減算され、積分
器１１８に供給され、積分される。つまり、この積分結
果は、加算器１１４の出力信号の直流成分に応じた値を
示す。この積分器１１８の出力は、端子１２２を介して
加算器１０８の負端子に供給される。したがって入力信
号の直流成分の中の直流オフセットが低減され、加算器
１０８から出力される。フィードバック手段は、スイッ
チド・キャパシタ・フィルタ１０４の周波数応答の劣化
を回避するために、十分長い時定数を必要とする。本実
施例の具体的な回路構成は図２に示した通りである。
号から出力端子１１２の出力信号を引算する。この結果
は、加算器１１６で適当なオフセットを減算され、積分
器１１８に供給され、積分される。つまり、この積分結
果は、加算器１１４の出力信号の直流成分に応じた値を
示す。この積分器１１８の出力は、端子１２２を介して
加算器１０８の負端子に供給される。したがって入力信
号の直流成分の中の直流オフセットが低減され、加算器
１０８から出力される。フィードバック手段は、スイッ
チド・キャパシタ・フィルタ１０４の周波数応答の劣化
を回避するために、十分長い時定数を必要とする。本実
施例の具体的な回路構成は図２に示した通りである。
【００１７】入力信号は、入力端子２００を介してスイ
ッチド・キャパシタ・ローパスフィルタ２０２に供給さ
れる。このスイッチド・キャパシタ・ローパスフィルタ
２０２は、非反転タイプであり、図示しない様々な制御
信号によって制御される。
ッチド・キャパシタ・ローパスフィルタ２０２に供給さ
れる。このスイッチド・キャパシタ・ローパスフィルタ
２０２は、非反転タイプであり、図示しない様々な制御
信号によって制御される。
【００１８】スイッチド・キャパシタ・ローパスフィル
タ２０２の出力は抵抗２０４を介して演算増幅器２０６
の反転端子に供給される。この演算増幅器２０６の出力
は、抵抗２０８と可変抵抗２１０を介して演算増幅器２
０６の反転端子へフィードバックされる。可変抵抗２１
０は、演算増幅器２０６の利得を調整するためのもので
ある。演算増幅器２０６の非反転端子は、抵抗２１２を
介して接地される。演算増幅器２０６は、一方の出力端
子２１４に接続される。
タ２０２の出力は抵抗２０４を介して演算増幅器２０６
の反転端子に供給される。この演算増幅器２０６の出力
は、抵抗２０８と可変抵抗２１０を介して演算増幅器２
０６の反転端子へフィードバックされる。可変抵抗２１
０は、演算増幅器２０６の利得を調整するためのもので
ある。演算増幅器２０６の非反転端子は、抵抗２１２を
介して接地される。演算増幅器２０６は、一方の出力端
子２１４に接続される。
【００１９】抵抗２１６は、一端がスイッチド・キャパ
シタ・ローパスフィルタ２０２の入力端子２００に接続
され、その他端が抵抗２１８に接続される。抵抗２１８
は、演算増幅器２０６の出力側および出力端子２１４に
接続される。
シタ・ローパスフィルタ２０２の入力端子２００に接続
され、その他端が抵抗２１８に接続される。抵抗２１８
は、演算増幅器２０６の出力側および出力端子２１４に
接続される。
【００２０】これら抵抗２１６と抵抗２１８は、入出力
電圧間の分圧回路を構成し、電圧Ｖi を発生する。電圧
Ｖi は、演算増幅器２０６の出力電圧とスイッチド・キ
ャパシタ・ローパスフィルタ２０２への入力電圧の加算
値に比例する。本実施例では、分圧回路を構成する抵抗
２１６と２１８は、同一の抵抗値を持っている。演算増
幅器２０６の利得を含むローパスフィルタ回路全体の利
得は−１であり、したがって電圧Ｖi の直流成分は、入
力端子２００の入力電圧と出力端子２１４の出力電圧と
の間に直流オフセットがないときにゼロに限りなく等し
くなることが容易に理解できよう。
電圧間の分圧回路を構成し、電圧Ｖi を発生する。電圧
Ｖi は、演算増幅器２０６の出力電圧とスイッチド・キ
ャパシタ・ローパスフィルタ２０２への入力電圧の加算
値に比例する。本実施例では、分圧回路を構成する抵抗
２１６と２１８は、同一の抵抗値を持っている。演算増
幅器２０６の利得を含むローパスフィルタ回路全体の利
得は−１であり、したがって電圧Ｖi の直流成分は、入
力端子２００の入力電圧と出力端子２１４の出力電圧と
の間に直流オフセットがないときにゼロに限りなく等し
くなることが容易に理解できよう。
【００２１】抵抗２２０は、その一端が抵抗２１６と２
１８との間に接続され、他端が演算増幅器２２２の反転
端子に接続される。キャパシタ２２４は演算増幅器２２
２の出力端子と反転端子に接続される。演算増幅器２２
２の非反転端子は接地される。可変抵抗２２６は、演算
増幅器２２２に接続されていて、演算増幅器２２２の直
流オフセットを制御する。演算増幅器２２２の直流オフ
セットとは、演算増幅器２２２の出力電圧をゼロに接近
させるような直流電位差、つまり演算増幅器２２２の反
転端子と非反転端子間の直流電位差のことである。演算
増幅器２２２の出力側は、端子対２２８を介して、演算
増幅器２０６の非反転端子に接続される。このように構
成された回路の作用は次の通りである。
１８との間に接続され、他端が演算増幅器２２２の反転
端子に接続される。キャパシタ２２４は演算増幅器２２
２の出力端子と反転端子に接続される。演算増幅器２２
２の非反転端子は接地される。可変抵抗２２６は、演算
増幅器２２２に接続されていて、演算増幅器２２２の直
流オフセットを制御する。演算増幅器２２２の直流オフ
セットとは、演算増幅器２２２の出力電圧をゼロに接近
させるような直流電位差、つまり演算増幅器２２２の反
転端子と非反転端子間の直流電位差のことである。演算
増幅器２２２の出力側は、端子対２２８を介して、演算
増幅器２０６の非反転端子に接続される。このように構
成された回路の作用は次の通りである。
【００２２】スイッチド・キャパシタ・ローパスフィル
タ２０２に不要な直流オフセットに起因するような電圧
オフセットが入力端子２００と出力端子２１４の間に生
じるとき、抵抗２１６，２１８からなる分圧回路にゼロ
でない電圧Ｖi が生じる。
タ２０２に不要な直流オフセットに起因するような電圧
オフセットが入力端子２００と出力端子２１４の間に生
じるとき、抵抗２１６，２１８からなる分圧回路にゼロ
でない電圧Ｖi が生じる。
【００２３】抵抗２２０、演算増幅器２２２およびキャ
パシタ２２４は、このゼロでない電圧Ｖi を比較的長時
間積算し、電圧Ｖi の直流成分と逆極性のフィードバッ
ク信号を生成する。
パシタ２２４は、このゼロでない電圧Ｖi を比較的長時
間積算し、電圧Ｖi の直流成分と逆極性のフィードバッ
ク信号を生成する。
【００２４】このフィードバック信号は、演算増幅器２
０６の非反転端子に供給され、フィルタ全体の直流オフ
セットを打ち消す。例えば、負の直流オフセットがスイ
ッチド・キャパシタ・ローパスフィルタ２０２の出力に
現れると、出力端子２１４には正の直流オフセット電圧
として現れる。したがって、電圧Ｖi には、正の直流成
分が生じる。この電圧Ｖi は、演算増幅器２２２の反転
端子に供給される。抵抗２２０、演算増幅器２２２およ
びキャパシタ２２４は、この電圧Ｖi を積算して負の大
電圧を演算増幅器２０６の非反転端子に印加する。この
負電圧は、出力端子２１４の正のオフセット電圧に加え
られる。本実施例の理想的な平衡状態は次のときに生じ
る。すなわち、電圧Ｖi の直流成分がゼロを示し、端子
２２８の直流電圧が、電圧Ｖi の直流成分をゼロに限り
なく接近させるような所定値を示し、さらに端子２２８
の出力電圧が変化しないときである（何故ならば、電圧
Ｖi の直流成分がゼロである）。
０６の非反転端子に供給され、フィルタ全体の直流オフ
セットを打ち消す。例えば、負の直流オフセットがスイ
ッチド・キャパシタ・ローパスフィルタ２０２の出力に
現れると、出力端子２１４には正の直流オフセット電圧
として現れる。したがって、電圧Ｖi には、正の直流成
分が生じる。この電圧Ｖi は、演算増幅器２２２の反転
端子に供給される。抵抗２２０、演算増幅器２２２およ
びキャパシタ２２４は、この電圧Ｖi を積算して負の大
電圧を演算増幅器２０６の非反転端子に印加する。この
負電圧は、出力端子２１４の正のオフセット電圧に加え
られる。本実施例の理想的な平衡状態は次のときに生じ
る。すなわち、電圧Ｖi の直流成分がゼロを示し、端子
２２８の直流電圧が、電圧Ｖi の直流成分をゼロに限り
なく接近させるような所定値を示し、さらに端子２２８
の出力電圧が変化しないときである（何故ならば、電圧
Ｖi の直流成分がゼロである）。
【００２５】本実施例の時定数（例えば、キャパシタ２
２４の容量と抵抗２１６、２１８および２２０を含む回
路網の全抵抗値との積）は、電圧Ｖi からゼロ周波数成
分を抽出するために充分長くなければならず、この結
果、ローパスフィルタのカットオフ周波数にかなり接近
した電圧Ｖi の周波数が除去される。カットオフ周波数
を越える周波数では、フィルタ特性によって、入出力信
号間に大きな相違が生じる。カットオフ周波数に接近し
た周波数では、入出力信号間の振幅差は小さくなるが、
無視できないほどの位相ずれが生じる。非常に低い周波
数では、ローパスフィルタ前後の位相ずれは、無視でき
る程度に小さくなる。もし、積分の時定数が長すぎるよ
うなら、可変抵抗２１０の抵抗値を増加すればよい。
２４の容量と抵抗２１６、２１８および２２０を含む回
路網の全抵抗値との積）は、電圧Ｖi からゼロ周波数成
分を抽出するために充分長くなければならず、この結
果、ローパスフィルタのカットオフ周波数にかなり接近
した電圧Ｖi の周波数が除去される。カットオフ周波数
を越える周波数では、フィルタ特性によって、入出力信
号間に大きな相違が生じる。カットオフ周波数に接近し
た周波数では、入出力信号間の振幅差は小さくなるが、
無視できないほどの位相ずれが生じる。非常に低い周波
数では、ローパスフィルタ前後の位相ずれは、無視でき
る程度に小さくなる。もし、積分の時定数が長すぎるよ
うなら、可変抵抗２１０の抵抗値を増加すればよい。
【００２６】本発明の他の実施例を図３に示す。反転タ
イプのスイッチド・キャパシタ・ローパスフィルタ３０
２は、入力端子３００から入力電圧を入力する。スイッ
チド・キャパシタ・ローパスフィルタ３０２の出力は、
演算増幅器３０４の非反転端子に供給される。演算増幅
器３０４の出力は、可変抵抗３０６および抵抗３０８を
介して演算増幅器３０４の反転端子にフィードバックさ
れる。可変抵抗３０６は、演算増幅器３０４の利得調整
に用いられる。
イプのスイッチド・キャパシタ・ローパスフィルタ３０
２は、入力端子３００から入力電圧を入力する。スイッ
チド・キャパシタ・ローパスフィルタ３０２の出力は、
演算増幅器３０４の非反転端子に供給される。演算増幅
器３０４の出力は、可変抵抗３０６および抵抗３０８を
介して演算増幅器３０４の反転端子にフィードバックさ
れる。可変抵抗３０６は、演算増幅器３０４の利得調整
に用いられる。
【００２７】入力端子３００は、抵抗３１６にも接続さ
れる。抵抗３１６の他端は、抵抗３１８に接続される。
抵抗３１８は、演算増幅器３０４の出力端子に接続され
る。抵抗３１６および３１８は、分圧回路を構成し、電
圧Ｖi を発生する。
れる。抵抗３１６の他端は、抵抗３１８に接続される。
抵抗３１８は、演算増幅器３０４の出力端子に接続され
る。抵抗３１６および３１８は、分圧回路を構成し、電
圧Ｖi を発生する。
【００２８】抵抗３２０、演算増幅器３２２およびキャ
パシタ３２４は、積分器のように作用し、フィードバッ
ク信号を生成する。演算増幅器３２２には可変抵抗３２
６が接続され、その電圧オフセットを調整する。上述し
たように、抵抗３２０、演算増幅器３２２およびキャパ
シタ３２４を含むフィードバック手段の時定数は、スイ
ッチド・キャパシタ・ローパスフィルタ３０２の周波数
応答の劣化を回避するため、充分長くする必要がある。
なお、この時定数が長すぎるようなら、抵抗３２０の抵
抗値を増加すればよい。
パシタ３２４は、積分器のように作用し、フィードバッ
ク信号を生成する。演算増幅器３２２には可変抵抗３２
６が接続され、その電圧オフセットを調整する。上述し
たように、抵抗３２０、演算増幅器３２２およびキャパ
シタ３２４を含むフィードバック手段の時定数は、スイ
ッチド・キャパシタ・ローパスフィルタ３０２の周波数
応答の劣化を回避するため、充分長くする必要がある。
なお、この時定数が長すぎるようなら、抵抗３２０の抵
抗値を増加すればよい。
【００２９】本実施例回路は、図２に示した実施例と同
様に、全利得が負になるように設計されている。図３の
スイッチド・キャパシタ・ローパスフィルタ３０２は、
反転タイプであるので、調整可能な増幅手段は正の利得
が得られるように構成される。一方、図２のスイッチド
・キャパシタ・ローパスフィルタ３０２は非反転タイプ
であるので、調整可能な増幅手段は負の利得が得られる
ように構成される。もちろん、正の利得の実現は、図１
のブロック図に関する記述の部分で述べた原理を適用し
て適当に修正すれば、容易である。
様に、全利得が負になるように設計されている。図３の
スイッチド・キャパシタ・ローパスフィルタ３０２は、
反転タイプであるので、調整可能な増幅手段は正の利得
が得られるように構成される。一方、図２のスイッチド
・キャパシタ・ローパスフィルタ３０２は非反転タイプ
であるので、調整可能な増幅手段は負の利得が得られる
ように構成される。もちろん、正の利得の実現は、図１
のブロック図に関する記述の部分で述べた原理を適用し
て適当に修正すれば、容易である。
【００３０】電圧Ｖi のゼロでない直流成分が図３の回
路に発生したとき、フィードバック信号が演算増幅器３
２２で生成される。このフィードバック信号は、抵抗３
１２を介して演算増幅器３０４の反転端子に供給され
る。また、演算増幅器３２２の出力端子は、抵抗３１４
を介して接地されている。したがって、演算増幅器３２
２からのフィードバック信号によって、演算増幅器３０
４は、電圧Ｖi の直流成分をゼロにするように制御さ
れ、それによって不要な直流オフセットが回路から除去
される。
路に発生したとき、フィードバック信号が演算増幅器３
２２で生成される。このフィードバック信号は、抵抗３
１２を介して演算増幅器３０４の反転端子に供給され
る。また、演算増幅器３２２の出力端子は、抵抗３１４
を介して接地されている。したがって、演算増幅器３２
２からのフィードバック信号によって、演算増幅器３０
４は、電圧Ｖi の直流成分をゼロにするように制御さ
れ、それによって不要な直流オフセットが回路から除去
される。
【００３１】図４に他の実施例の好ましいフィードバッ
ク手段を示す。なお図４において図２や図３と同じ部分
は同符号を付す。このフィードバック手段は、電圧制限
手段をさらに備える。この電圧制限手段は、キャパシタ
に接続され、キャパシタの端子電圧を制限する。
ク手段を示す。なお図４において図２や図３と同じ部分
は同符号を付す。このフィードバック手段は、電圧制限
手段をさらに備える。この電圧制限手段は、キャパシタ
に接続され、キャパシタの端子電圧を制限する。
【００３２】ダイオード４０２、４０４、４０６および
４０８からなるＴ型ダイオード回路４００が、図２や図
３のキャパシタ２２４、３２４に接続される。Ｔ型ダイ
オード回路４００の各ダイオードは抵抗３１０を介して
接地される。このＴ型ダイオード回路４００はキャパシ
タ２２４や３２４を越える電圧の絶対値を、各ダイオー
ドのターンオン電圧の２倍を越える電圧から保護する。
追加された抵抗３１０は、ダイオード４０２、４０６を
流れる電流を大幅に低下する。このとき、演算増幅器２
２２や３２２の出力端子での電圧の絶対値は、一つのダ
イオードのターンオン電圧より小さい。このフィードバ
ック回路が平衡状態では、演算増幅器２２２や３２２の
出力端子での電圧の絶対値を、一般的な一つのダイオー
ドのターンオン電圧より小さくすべきである。したがっ
て、ダイオードネットワーク４００は、キャパシタ２２
４、３２４の過電圧を防止し、回路をより急速に安定さ
せる。なお、本発明はローパスフィルタでなくても、グ
アドラチュアバンドパスフィルタであってもよい。
４０８からなるＴ型ダイオード回路４００が、図２や図
３のキャパシタ２２４、３２４に接続される。Ｔ型ダイ
オード回路４００の各ダイオードは抵抗３１０を介して
接地される。このＴ型ダイオード回路４００はキャパシ
タ２２４や３２４を越える電圧の絶対値を、各ダイオー
ドのターンオン電圧の２倍を越える電圧から保護する。
追加された抵抗３１０は、ダイオード４０２、４０６を
流れる電流を大幅に低下する。このとき、演算増幅器２
２２や３２２の出力端子での電圧の絶対値は、一つのダ
イオードのターンオン電圧より小さい。このフィードバ
ック回路が平衡状態では、演算増幅器２２２や３２２の
出力端子での電圧の絶対値を、一般的な一つのダイオー
ドのターンオン電圧より小さくすべきである。したがっ
て、ダイオードネットワーク４００は、キャパシタ２２
４、３２４の過電圧を防止し、回路をより急速に安定さ
せる。なお、本発明はローパスフィルタでなくても、グ
アドラチュアバンドパスフィルタであってもよい。
【００３３】以下に、図２や図３に示した回路の性能を
最適にするための調整可能な増幅器の利得の調整や、フ
ィードバック手段のオフセットの調整に関する好ましい
テクニックを記述する。調整可能な増幅器の利得を調整
するために、フィードバック手段が、端子２２８や３２
８の接続を断ち切ることによって、回路の乗余の影響を
受けないようにする必要がある。入力端子２００や３０
０の入力電圧の変化に応じた出力端子２１４や３１０の
出力電圧の変化を、入力端子２００や３００の入力電圧
の変化の周知の定数倍に等しくなるようにさせるため
に、演算増幅器２０６や３０４の利得はそれぞれ可変抵
抗２１０や３０６で調整される。この定数は、抵抗２１
６と２１８との比率、または抵抗３１６と３１８との比
率に等しい。なお、両者の抵抗が同じであるときには、
出力端子２１４や３１０の出力電圧の変化は、入力端子
２００や３００の入力電圧の変化の−１倍である。
最適にするための調整可能な増幅器の利得の調整や、フ
ィードバック手段のオフセットの調整に関する好ましい
テクニックを記述する。調整可能な増幅器の利得を調整
するために、フィードバック手段が、端子２２８や３２
８の接続を断ち切ることによって、回路の乗余の影響を
受けないようにする必要がある。入力端子２００や３０
０の入力電圧の変化に応じた出力端子２１４や３１０の
出力電圧の変化を、入力端子２００や３００の入力電圧
の変化の周知の定数倍に等しくなるようにさせるため
に、演算増幅器２０６や３０４の利得はそれぞれ可変抵
抗２１０や３０６で調整される。この定数は、抵抗２１
６と２１８との比率、または抵抗３１６と３１８との比
率に等しい。なお、両者の抵抗が同じであるときには、
出力端子２１４や３１０の出力電圧の変化は、入力端子
２００や３００の入力電圧の変化の−１倍である。
【００３４】次に、端子２２８や３２８を再接続し、可
変抵抗２２６や３２６で演算増幅器２２２や３２２のオ
フセットを調整する。フィルタへの入力端子２００や３
００は、短絡されて接地され、可変抵抗２２６や３２６
は出力端子２１４や３１０での回路の出力がゼロになる
ように調整される。
変抵抗２２６や３２６で演算増幅器２２２や３２２のオ
フセットを調整する。フィルタへの入力端子２００や３
００は、短絡されて接地され、可変抵抗２２６や３２６
は出力端子２１４や３１０での回路の出力がゼロになる
ように調整される。
【００３５】この調整によって、フィードバック手段に
よって規定される直流利得とローパスフィルタ手段によ
って規定される低周波利得とのミスマッチを予防できる
と共に、最適性能を保証することができる。本発明の主
旨を逸脱しない範囲で、本発明のローパスフィルタを様
々に改良し、種々変形することは当業者にとって容易で
ある。
よって規定される直流利得とローパスフィルタ手段によ
って規定される低周波利得とのミスマッチを予防できる
と共に、最適性能を保証することができる。本発明の主
旨を逸脱しない範囲で、本発明のローパスフィルタを様
々に改良し、種々変形することは当業者にとって容易で
ある。
【００３６】本発明の他の実施例を検討することは、上
述した本発明の仕様や実施態様に基づくことにより、当
業者にとって容易である。また、仕様や実施態様を検討
することは、特許請求の範囲に特徴的に示した本発明の
主旨に基づけば容易である。
述した本発明の仕様や実施態様に基づくことにより、当
業者にとって容易である。また、仕様や実施態様を検討
することは、特許請求の範囲に特徴的に示した本発明の
主旨に基づけば容易である。
【００３７】
【発明の効果】本発明によるローパスフィルタは、直流
成分を有する入力信号を入力する入力端子と、出力信号
を出力する出力端子と、前記入力信号の低周波成分を通
過させてフィルタ信号を生成するローパスフィルタ手段
と、上記フィルタ信号を増幅して上記出力信号を生成す
る利得調整可能な増幅手段と、上記入力端子と上記出力
端子に接続され、上記入力信号と上記出力信号の間の直
流オフセットに応じたオフセット信号を生成するオフセ
ット検出手段と、
成分を有する入力信号を入力する入力端子と、出力信号
を出力する出力端子と、前記入力信号の低周波成分を通
過させてフィルタ信号を生成するローパスフィルタ手段
と、上記フィルタ信号を増幅して上記出力信号を生成す
る利得調整可能な増幅手段と、上記入力端子と上記出力
端子に接続され、上記入力信号と上記出力信号の間の直
流オフセットに応じたオフセット信号を生成するオフセ
ット検出手段と、
【００３８】上記オフセット検出手段と上記増幅手段に
接続され、上記オフセット信号に応じたフィードバック
信号を生成し、このフィードバック信号に基づいて上記
増幅手段を制御し、上記入力信号と上記出力信号の間の
直流オフセットを低減するフィードバック手段とを具備
したことを特徴とする。
接続され、上記オフセット信号に応じたフィードバック
信号を生成し、このフィードバック信号に基づいて上記
増幅手段を制御し、上記入力信号と上記出力信号の間の
直流オフセットを低減するフィードバック手段とを具備
したことを特徴とする。
【００３９】したがって、入力端子を介して入力する直
流成分を有する入力信号と、これをローパスフィルタ手
段を介して増幅手段で増幅した出力信号との間の直流オ
フセットからオフセット信号をオフセット検出手段で生
成し、このオフセット信号に応じて生成したフィードバ
ック信号に基づいて上記増幅手段の利得を制御すること
ができ、この結果、入力信号と出力信号との間の直流オ
フセットを低減することができると共に、入力信号の直
流成分の電圧レベルを出力信号に忠実に伝えることがで
きる。
流成分を有する入力信号と、これをローパスフィルタ手
段を介して増幅手段で増幅した出力信号との間の直流オ
フセットからオフセット信号をオフセット検出手段で生
成し、このオフセット信号に応じて生成したフィードバ
ック信号に基づいて上記増幅手段の利得を制御すること
ができ、この結果、入力信号と出力信号との間の直流オ
フセットを低減することができると共に、入力信号の直
流成分の電圧レベルを出力信号に忠実に伝えることがで
きる。
【図１】本発明一実施例によるローパスフィルタ回路の
ブロック図。
ブロック図。
【図２】本発明一実施例によるローパスフィルタ回路の
回路図。
回路図。
【図３】他の実施例によるローパスフィルタ回路の回路
図。
図。
【図４】さらに他の実施例を説明する図。
１０２…入力端子、１０４…スイッチド・キャパシタ・
フィルタ、１０６…利得調整器、１０８，１１４，１１
６…加算器、１１０…出力増幅器、１１２…出力端子、
１１８…積分器、１２０…オフセット調整器、１２２…
端子。
フィルタ、１０６…利得調整器、１０８，１１４，１１
６…加算器、１１０…出力増幅器、１１２…出力端子、
１１８…積分器、１２０…オフセット調整器、１２２…
端子。
Claims (10)
- 【請求項１】 直流成分を有する入力信号を入力する入
力端子と、 出力信号を出力する出力端子と、 前記入力信号の低周波成分を通過させてフィルタ信号を
生成するローパスフィルタ手段と、 前記フィルタ信号を増幅して前記出力信号を生成する利
得調整可能な増幅手段と、 前記入力端子と前記出力端子に接続され、前記入力信号
と前記出力信号の間の直流オフセットに応じたオフセッ
ト信号を生成するオフセット検出手段と、 前記オフセット検出手段と前記増幅手段に接続され、前
記オフセット信号に応じたフィードバック信号を生成
し、このフィードバック信号に基づいて前記増幅手段を
制御し、前記入力信号と前記出力信号の間の直流オフセ
ットを低減するフィードバック手段とを具備することを
特徴とするローパスフィルタ。 - 【請求項２】 前記ローパスフィルタ手段はスイッチド
・キャパシタ・ローパスフィルタであることを特徴とす
る請求項１記載のローパスフィルタ。 - 【請求項３】 前記利得調整可能な増幅手段は演算増幅
器とこの演算増幅器に接続され、前記利得調整可能な増
幅手段の利得を調整する可変抵抗とを備えることを特徴
とする請求項１記載のローパスフィルタ。 - 【請求項４】 前記オフセット検出手段は分圧回路を備
えることを特徴とする請求項１記載のローパスフィル
タ。 - 【請求項５】 前記フィードバック手段は前記オフセッ
ト検出手段で生成された前記オフセット信号を積分する
積分手段を備えることを特徴とする請求項１記載のロー
パスフィルタ。 - 【請求項６】 前記積分手段は演算増幅器に接続された
抵抗およびキャパシタを備えることを特徴とする請求項
５記載のローパスフィルタ。 - 【請求項７】 前記積分手段は前記積分手段のオフセッ
トを調整する手段を備えることを特徴とする請求項５記
載のローパスフィルタ。 - 【請求項８】 前記フィードバック手段は前記キャパシ
タに接続され、前記キャパシタの端子電圧を制限する電
圧制限手段を備えることを特徴とする請求項６記載のロ
ーパスフィルタ。 - 【請求項９】 前記電圧制限手段はＴ型ダイオード回路
を備えることを特徴とする請求項８記載のローパスフィ
ルタ。 - 【請求項１０】 前記フィードバック手段は前記オフセ
ット信号の極性を反転してフィードバック信号を生成す
ることを特徴とする請求項１記載のローパスフィルタ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US830571 | 1992-02-05 | ||
| US07/830,571 US5264804A (en) | 1992-02-05 | 1992-02-05 | Lowpass filter with improved D.C. offset performance |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05267991A true JPH05267991A (ja) | 1993-10-15 |
Family
ID=25257229
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5018595A Pending JPH05267991A (ja) | 1992-02-05 | 1993-02-05 | ローパスフィルタ |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5264804A (ja) |
| JP (1) | JPH05267991A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2021205939A1 (ja) * | 2020-04-09 | 2021-10-14 | ミネベアミツミ株式会社 | 信号処理回路 |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5508570A (en) * | 1993-01-27 | 1996-04-16 | Micro Linear Corporation | Differential amplifier based integrator having a left-half plane pole |
| GB2289132B (en) * | 1993-11-09 | 1997-06-18 | Motorola Inc | Method and apparatus for detecting an input signal level |
| GB2296399B (en) * | 1994-11-23 | 1998-10-14 | Motorola Inc | Compensating circuit |
| US5640460A (en) * | 1995-04-03 | 1997-06-17 | Motorola Inc. | Amplitude adjust circuit and method thereof |
| JP3425277B2 (ja) * | 1995-08-25 | 2003-07-14 | 株式会社東芝 | 無線受信機 |
| US5757751A (en) * | 1996-01-16 | 1998-05-26 | International Business Machines Corporation | Baseline correction circuit for pulse width modulated data readback systems |
| DE19628257C1 (de) * | 1996-07-12 | 1997-12-11 | Siemens Ag | Schaltungsanordnung zur Offset-Kompensation |
| US5926054A (en) * | 1997-07-28 | 1999-07-20 | Eastman Kodak Company | Modification of process control signals so as to enable reproduction apparatus to operate over an alternate process range |
| US6121831A (en) * | 1999-05-12 | 2000-09-19 | Level One Communications, Inc. | Apparatus and method for removing offset in a gain circuit |
| US6501332B1 (en) * | 2000-07-13 | 2002-12-31 | Texas Instruments Incorporated | Apparatus and method for electrical signal amplification |
| US11587589B1 (en) | 2022-01-14 | 2023-02-21 | Western Digital Technologies, Inc. | Direct current (DC) level shifting circuit for use in the detection of media defects within a magnetic recording media |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3772604A (en) * | 1972-05-12 | 1973-11-13 | Coulter Electronics | Non-rectifying clamps |
| WO1980002347A1 (en) * | 1979-04-25 | 1980-10-30 | Fujitsu Ltd | Offset compensating circuit |
| US4322687A (en) * | 1980-05-19 | 1982-03-30 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Operational amplifier with improved offset correction |
| US4833418A (en) * | 1988-09-01 | 1989-05-23 | Archive Corporation | Compensation circuit for nullifying differential offset voltage and regulating common mode voltage of differential signals |
| US4906928A (en) * | 1988-12-29 | 1990-03-06 | Atlantic Richfield Company | Transient electromagnetic apparatus with receiver having digitally controlled gain ranging amplifier for detecting irregularities on conductive containers |
-
1992
- 1992-02-05 US US07/830,571 patent/US5264804A/en not_active Expired - Lifetime
-
1993
- 1993-02-05 JP JP5018595A patent/JPH05267991A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2021205939A1 (ja) * | 2020-04-09 | 2021-10-14 | ミネベアミツミ株式会社 | 信号処理回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5264804A (en) | 1993-11-23 |
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