JP2010226909A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】消費電力や部品点数を抑制しつつ、小型のフライバックトランスを用いた場合でも出力電圧の出力系統毎の差を小さくし、クロスレギュレーションの向上を図る。
【解決手段】フライバックトランス１１を備えた電源装置１０に接続される複数の負荷１３−１，１３−２、…は、それぞれ負荷駆動制御信号が繰り返し入力されることにより駆動され、各負荷１３−１，１３−２、…は、駆動時の負荷量が同一であり、負荷駆動制御信号の有無に基づいて、駆動されている前記負荷の数の変動を検出し、負荷の数の変動に起因する出力電圧Ｖｏｕｔの変動を補償するように、フライバックトランス１１の出力電圧値を調整する調整回路に入力されるフィードバック電圧値を調整する。
【選択図】図１

Description

本発明は、電源装置に係り、特にフライバックトランスを有し、１次側と２次側とを絶縁した状態で２次側に接続された複数の負荷回路に電力を供給する電源装置に関する。

従来、絶縁型のスイッチング電源として、フライバックトランスを備えたフライバック型の電源装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
このフライバック型の電源装置においては、２次側に複数の負荷回路を同時に接続可能であり、２次側の出力電圧制御のために３次コイルを設け、この３次コイルに接続される負荷回路は、消費電力が２次側に接続される負荷回路の消費電力条件を満たすように構成されており、３次コイル（制御用コイル）に接続される負荷回路に流れる電流の電圧を検出することで、出力電圧の制御を行うようになっていた。
特開２００４−３４３９４６号公報

ところで、フライバック型の電源装置は、安価に複数の絶縁された出力を得るのに適した構成であるが、フィードバックが１系統しかないため、クロスレギュレーションが良くないという問題点があった。
すなわち、フィードバックがなされている系統は安定化するが、他の系統については、巻線比、結合率、配線抵抗（銅損）、鉄損などの違いにより、各出力系統の特性を同じにすることは困難であった。

これを解決するための手法として、各相毎に２次側にＬＤＯ（Ｌｏｗ Ｄｒｏｐ Ｏｕｔ ｌｉｎｅａｒ ｒｅｇｕｌａｔｏｒ）を設けて電圧を安定化させたり、負荷の変動を抑制する方法が提案されている。
しかしながら、出力系統数が多くなると、無駄に消費電力が増加するとともに、部品点数の増加による回路構成の複雑化および部品コスト上昇などの不具合が生じることとなっていた。

また出力系統毎に出力電流を整流するためのダイオードの順電圧Ｖｆのばらつき（個体差、周囲温度、電流値などによる）、トランスの漏れインダクタンスおよびフライバックトランスの巻線抵抗、整流器オフ時の出力非カップリング状態等によっても、クロスレギュレーションが低下するおそれがあった。
一方、出力電圧の出力系統毎の差を小さくするためには、大型のトランスを利用し、低い周波数でスイッチングする方法が有効である。しかしながら、近年の小型化の要望からは相反する方向性であり、小型のトランスで安定したレギュレーションを得ることが望まれている。
そこで、本発明の目的は、消費電力や部品点数を抑制しつつ、小型のフライバックトランスを用いた場合でも、多数の出力系統間における出力電圧の差を小さくし、クロスレギュレーションの向上を図ることが可能なフライバック型の電源装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、本発明の第１態様は、制御用コイルを有し、該制御用コイルにブリーダー抵抗を接続した多出力型のフライバックトランスを備え、前記フライバックトランスの複数の出力のそれぞれに負荷を接続し、これら複数の負荷に前記フライバックトランスの出力電圧を供給するとともに、前記ブリーダー抵抗の電圧に応じて変化するフィードバック電圧値に基づいて前記フライバックトランスの１次側の入力電圧を制御し、出力電圧値を一定値に調整する調整回路を備えた電源装置において、前記複数の負荷は、それぞれ負荷駆動制御信号が繰り返し入力されることにより駆動され、各前記負荷は、駆動時の負荷量が同一であり、前記負荷駆動制御信号の有無に基づいて、駆動されている前記負荷の数の変動を検出し、前記負荷の数の変動に起因する前記出力電圧の変動を補償するように、前記調整回路に入力される前記フィードバック電圧値を調整するフィードバック値調整回路を備えたことを特徴とする。
上記構成によれば、複数の負荷は、それぞれ負荷駆動制御信号が繰り返し入力されることにより駆動されていることから、同時に駆動されている負荷の数は負荷駆動制御信号の有無で把握でき、各負荷は、駆動時の負荷量が同一であるため、負荷量の変動による出力電圧の変動量は、同時に駆動されている負荷の数の変動から推測できる。したがって、フィードバック値調整回路は、負荷駆動制御信号の有無に基づいて、駆動されている負荷の数の変動を検出し、各負荷の駆動時の負荷量に対応する負荷の数の変動に起因する出力電圧の変動を補償するように、調整回路に入力されるフィードバック電圧値を調整する。

本発明の第２態様は、第１態様において、前記負荷は、同期式多相モーターのいずれかの相に対応するモーター駆動回路であり、前記負荷駆動制御信号は、１次側から２次側に絶縁回路を介して供給され、各モーター駆動回路が対応する相におけるＰＷＭ制御信号であり、前記フィードバック値調整回路は、前記ＰＷＭ制御信号を前記１次側で検出することを特徴とする。
上記構成によれば、同期式多相モーターの駆動時に、フィードバック値調整回路は、前記ＰＷＭ制御信号を１次側で検出し、当該同期式多相モーターの回転数の変動などに起因する、駆動されているモーター駆動回路の数の変動をＰＷＭ制御信号の有無に基づいて検出して、フライバックトランスの出力電圧の変動を抑制する。

本発明の第３態様は、第１または第２態様において、前記フライバックトランスの１次コイルに接続される電力変換用のスイッチング素子を有し、駆動されている前記負荷の数が最も少ない低負荷状態、駆動されている負荷の数が最も多い高負荷状態およびそれらの中間の中負荷状態の３状態に区分し、前記中負荷状態においては、前記低負荷状態および前記高負荷状態における前記スイッチング素子の所定のスイッチング周波数よりも低い所定のスイッチング周波数で、前記スイッチング素子の駆動を行うことを特徴とする。
上記構成によれば、負荷変動範囲が大きい中負荷状態において、低負荷状態および高負荷状態におけるスイッチング素子の所定のスイッチング周波数よりも低い所定のスイッチング周波数で、スイッチング素子の駆動を行う。

本発明の第１態様によれば、フィードバック値調整回路は、負荷駆動制御信号の有無に基づいて、駆動されている負荷の数の変動を検出し、各負荷の駆動時の負荷量に対応する負荷の数の変動に起因する出力電圧の変動を補償するように、調整回路に入力されるフィードバック電圧値を調整するので、駆動されている負荷の数の変動に起因するフライバックトランスの出力電圧の変動を抑制でき、出力電圧の出力系統毎の差を小さくしてクロスレギュレーションの向上を図れ、フライバック型の電源装置において、小型のフライバックトランスを用いることが容易となる。
さらに、負荷の駆動制御に必要な負荷駆動制御信号を利用して変動した負荷の数を検出しているので、新たに検出のための回路を設ける必要が無く、部品コストの上昇を抑制することができる。

本発明の第２態様によれば、第１態様の効果に加えて、同期式多相モーターの実効的な負荷状態を１次側で検出し、検出結果に応じて同期式多相モーターに供給する電力を安定させることができ、ひいては、同期式多相モーターの回転数などが大きく変動する場合でも、安定に駆動することができる。

本発明の第３態様によれば、第１態様または第２態様の効果に加えて、負荷量が変動する中負荷状態において、低負荷状態および高負荷状態におけるスイッチング素子の所定のスイッチング周波数よりも低い所定のスイッチング周波数で、スイッチング素子の駆動を行うので、２次側に整流用ダイオードが設けられている場合でも、整流用ダイオードのオン／オフ回数を低減させることができ、順電圧の影響を抑制して、過渡的な負荷変動を確実に吸収してより安定した出力電圧を得ることができる。

次に本発明の好適な実施の形態について図面を参照して説明する。
図１は、本発明の概要構成説明図である。
電源装置１０は、フライバックトランス１１を有し、電源１２から入力された１次側の入力電圧Ｖｉｎを所定の出力電圧Ｖｏｕｔ（＝Ｖｏｕｔ１、Ｖｏｕｔ２、…）に変換して２次側に接続された複数の負荷回路１３−１、１３−２、…に出力する電力変換部１４と、複数の負荷回路１３−１、１３−２、…全体の駆動状態（＝全負荷量に相当）を検出する駆動状態検出部１５と、検出回路からの負荷全体の駆動状態に応じて、出力電圧Ｖｏｕｔを制御するためのフィードバック電圧を調整するためにブリーダー抵抗値および電力変換用のＰＷＭ制御用の発振器の周波数を調整する調整値制御部１６と、を備えている。

ここで、複数の負荷回路１３−１、１３−２、…は、それぞれ負荷駆動制御信号が繰り返し入力されることにより駆動され、各負荷回路１３−１、１３−２、…は、駆動時の負荷量が同一となっている。
したがって駆動状態検出部１５は、負荷駆動制御信号の有無に従って同時に駆動されている負荷回路の数に基づけば、負荷回路１３−１、１３−２、…全体の駆動状態、すなわち、負荷回路１３−１、１３−２、…全体の負荷量を予測でき、全体の負荷量を検出したことと等価となる。
また、調整値制御部１６は、負荷駆動制御信号の有無に基づいて駆動されている負荷回路の数の変動を検出し、想定されている各負荷回路１３−１、１３−２、…の駆動時の負荷量に基づいて、駆動されている負荷回路の数の変動に起因する出力電圧Ｖｏｕｔの変動を補償するように、フィードバック電圧を調整するためにブリーダー抵抗値および電力変換用のＰＷＭ制御用の発振器の周波数を調整している。
上記構成において、フライバックトランス１１には、制御用コイル（３次コイル）が設けられており、この制御用コイルにブリーダー抵抗を接続し、ブリーダー抵抗の電圧に応じて変化するフィードバック電圧に基づいて、フライバックトランス１１に接続した複数の負荷回路１３−１、１３−２、…への出力電圧Ｖｏｕｔを調整している。

上記構成によれば、電力変換部１４は、電源１２から入力された１次側の入力電圧Ｖｉｎを所定の出力電圧Ｖｏｕｔ（＝Ｖｏｕｔ１、Ｖｏｕｔ２、…）に変換して２次側に接続された複数の負荷回路１３−１、１３−２、…に出力する。
これと並行して、駆動状態検出部１５は、負荷駆動制御信号の有無に従って同時に駆動されている負荷回路の数の変動に基づいて、複数の負荷回路１３−１、１３−２、…全体の駆動状態として検出し、検出結果を調整値制御部１６に出力する。
これにより、調整値制御部は、駆動状態検出部１５から出力された検出結果である負荷全体の駆動状態、すなわち、実際に駆動状態にある負荷回路の数の変動に応じて、出力電圧Ｖｏｕｔを制御するためのフィードバック電圧を調整するためにブリーダー抵抗値および電力変換用のＰＷＭ制御用の発振器の周波数を調整する。

したがって、同時に駆動されている負荷回路１３−１、１３−２、…の数の変動に起因する出力電圧Ｖｏｕｔの変動を補償するように、負荷回路１３−１、１３−２、…全体の駆動状態に応じてフィードバック電圧が適切に調整されるため、出力電圧の出力系統毎の差を小さくでき、ひいては、クロスレギュレーションの向上を図ることが可能となる。

図２は、実施形態の電源装置を用いたモーター駆動装置の概要構成図である。
このモーター駆動装置２０は、電気自動車あるいはハイブリッド自動車などにおいて、電気モーターを駆動する装置であり、電源であるバッテリー１２、バッテリー１２から供給された直流電源の平滑化を行う平滑化コンデンサー２２と、モーター駆動装置２０を中枢的に制御するコントローラー２３と、複数のＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄｅ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を備えたインバーター回路２４と、後述する６系統のモーター駆動制御信号（負荷駆動制御信号）ＭＤＣが入力され、インバーター回路２４を構成するＩＧＢＴを駆動するＩＧＢＴドライバー部２５と、インバーター回路２４により駆動される三相交流モーター２６と、三相交流モーター２６の各相の駆動電流を検出する電流センサー２７−Ｕ、２７−Ｖ、２７−Ｗと、を備えている。

コントローラー２３は、マイクロコンピューターとして構成されており、図示しないＭＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭを備え、ＭＰＵがＲＯＭに予め記憶した制御プログラムに基づいて、ＲＡＭをワークエリアとして、各種処理を行っている。
インバーター回路２４は、直列接続された二つのＩＧＢＴを有するＩＧＢＴ直列回路２４Ｕ、２４Ｖ、２４Ｗを備え、ＩＧＢＴ直列回路２４Ｕ、２４Ｖ、２４Ｗがバッテリー２１の正極及び負極間に並列接続されている。

ここで、ＩＧＢＴ直列回路２４Ｕ、２４Ｖ、２４Ｗは、同一回路構成であるので、ＩＧＢＴ直列回路２４Ｕを例として説明する。
ＩＧＢＴ直列回路２４Ｕは、正側アームを構成するＩＧＢＴ３１Ｈと、ＩＧＢＴ３１Ｈのコレクタ−エミッタ間に並列に接続されたダイオード３２Ｈと、ＩＧＢＴ３１Ｈのコレクタ−エミッタ間に並列に接続されたコンデンサー３３Ｈと、負側アームを構成するＩＧＢＴ３１Ｌと、ＩＧＢＴ３１Ｌのコレクタ−エミッタ間に並列に接続されたダイオード３２Ｌと、ＩＧＢＴ３１Ｌのコレクタ−エミッタ間に並列に接続されたコンデンサー３３Ｌと、を備えている。
ここで、各ＩＧＢＴ３１Ｈ、３１Ｌのゲートは、ＩＧＢＴドライバー部２５に接続されている。

ＩＧＢＴドライバー部２５は、Ｕ相に対応するＵ相ＩＧＢＴ駆動部２５ＵＨ、２５ＵＬ、Ｖ相に対応するＶ相ＩＧＢＴ駆動部２５ＶＨ、２５ＶＬ、Ｗ相に対応するＷ相ＩＧＢＴ駆動部２５ＷＨ、２５ＷＬを備えており、コントローラー２３の制御下で、入力された６系統のモーター駆動制御信号（負荷駆動制御信号）ＭＤＣに対応してＩＧＢＴ３１Ｈ、３１Ｌを駆動する。
この６系統のモーター駆動制御信号ＭＤＣは、１次側からフォトカプラーなどの絶縁ユニットＩＵを介して２次側のＩＧＢＴドライバー部２５に供給されるモーター駆動用のＰＷＭ信号である。
電流センサー２７−Ｕ、２７−Ｖ、２７−Ｗは、対応する各相を流れる電流を検出し、電流検出信号ＳＩＵ、ＳＩＶ、ＳＩＷをコントローラー２３に出力する。
上記構成において、Ｕ相ＩＧＢＴ駆動部２５ＵＨ、２５ＵＬ、Ｖ相ＩＧＢＴ駆動部２５ＶＨ、２５ＶＬ、Ｗ相ＩＧＢＴ駆動部２５ＷＨ、２５ＷＬおよび対応するＩＧＢＴは、それぞれ系統毎に負荷回路１３に相当している。

図３は、コントローラーの概要構成ブロック図である。
コントローラー２３は、バッテリーとして構成された電源１２から電力が供給され、電力変換を行うフライバックトランス１１と、このフライバックトランス１１の制御用コイルである３次コイル５０に接続され、３次コイル５０に流れる電流の整流を行うダイオード５１と、３次コイル５０に流れ、整流された電流の平滑化を行うコンデンサー５２と、コンデンサー５２に並列に接続された抵抗値が可変のブリーダー抵抗ＲＢＬＥと、を備えている。
ここで、ブリーダー抵抗ＲＢＬＥは、抵抗値を可変とするために、例えば、ディジタルポテンショメーター、電圧制可変抵抗器などとして構成されている。

またコントローラー２３は、三相交流モーター２６を駆動するためのインバーター回路２４を構成するＩＧＢＴを駆動するＩＧＢＴドライバー部２５から各ＩＧＢＴに出力される６系統のモータ駆動制御信号（Ｕ相Ｈ、Ｕ相Ｌ、Ｖ相Ｈ、Ｖ相Ｌ、Ｗ相Ｈ、Ｗ相Ｌ）に基づいて負荷回路１３−１、１３−２、…全体の負荷状態に相当する負荷状態検出信号ＳＤＥＴを出力する負荷駆動状態検出回路４１と、負荷状態検出信号ＳＤＥＴに基づいて、後述する発振器４３に第１調整値切替信号ＳＯＳＣを出力し、後述するフィードバック値調整回路５３に第２調整値切替信号ＳＦＢを出力する調整値切替回路４２と、第１調整値切替信号ＳＯＳＣに基づくＰＷＭ制御用の所定の三角波信号Ｖｔｒｉを生成する発振器（三角波生成回路）４３と、を備えている。

この場合において、インバーター回路の２次側の負荷は、合計６個のＩＧＢＴ３１Ｈ、３１Ｌと、これらを駆動するＩＧＢＴドライバー部２５であるので、ＩＧＢＴドライバー部２５から各ＩＧＢＴに出力される６系統の信号（Ｕ相Ｈ、Ｕ相Ｌ、Ｖ相Ｈ、Ｖ相Ｌ、Ｗ相Ｈ、Ｗ相Ｌ）のそれぞれの有無によって駆動される負荷量を想定することが可能となっており、６系統の信号（Ｕ相Ｈ、Ｕ相Ｌ、Ｖ相Ｈ、Ｖ相Ｌ、Ｗ相Ｈ、Ｗ相Ｌ）のそれぞれの有無により、フライバックトランス１１の２次側の出力電圧の低下分が予想できるため、負荷状態検出信号ＳＤＥＴに基づいて制御（具体的にはフィードバック電圧の制御）を行えば、負荷状態に応じた制御が行えるようになっているのである。

さらに三相交流モーター２６の駆動が安定するまでの間は、各相の制御信号も周期的とはならず、各ＩＧＢＴに出力される６系統の信号（Ｕ相Ｈ、Ｕ相Ｌ、Ｖ相Ｈ、Ｖ相Ｌ、Ｗ相Ｈ、Ｗ相Ｌ）自体も安定していないため、フライバックトランス１１の二次側の出力電圧も安定しないこととなる。このため、本実施形態においては、各相（Ｕ相Ｈ、Ｕ相Ｌ、Ｖ相Ｈ、Ｖ相Ｌ、Ｗ相Ｈ、Ｗ相Ｌ）のモータ駆動制御信号が周期的とはならない駆動開始時、あるいは、駆動停止時には、制御値を固定した場合に、大きく外れる相が存在することとなるので、後述するスイッチングトランジスター４６のスイッチング周波数を低い側にずらし、オンデューティーは変えないまま、スイッチングトランジスター４６のオン期間を実効的に長くして、２次コイル４７−１、４７−２、…に接続されている整流用のダイオード４８−１、４８−２、…の導通期間を長くすることにより、ダイオード４８−１、４８−２、…の順電圧Ｖｆの影響を抑制して負荷変動による２次側出力電圧の変動の割合を低減させている。

さらにコントローラー２３は、ブリーダー抵抗ＲＢＬＥの電圧を分圧して、原フィードバック電圧ＶＦＢ０として出力する分圧回路５５と、原フィードバック電圧ＶＦＢ０をそのまま、あるいは、電圧増幅してフィードバック電圧ＶＦＢとして出力するフィードバック値調整回路５３と、フィードバック電圧ＶＦＢと、基準電圧ＶＲＥＦと、の差を増幅して誤差増幅信号Ｖｅｒｒを出力する誤差増幅器５４と、発振器４３の出力した三角波信号Ｖｔｒｉと誤差増幅器５４が出力した誤差増幅信号Ｖｅｒｒと、を比較して、ＰＷＭ制御信号ＣＰＷＭをフライバックトランス１１の１次コイル４５に直列に接続されたスイッチングトランジスター４６のゲートに出力して、スイッチング動作を行わせる比較器（コンパレータ）４４と、を備えている。

次に実施形態の動作について説明する。
図４は、実施形態の動作フローチャートである。
初期状態において、ブリーダー抵抗ＲＢＬＥの抵抗値、および発振器４３の出力する三角波信号Ｖｔｒｉの周波数は、電源装置の起動時のデフォルト設定の値とされ、フィードバック値調整回路５３は、入力された原フィードバック電圧ＶＦＢ０をそのままフィードバック電圧ＶＦＢとして出力するように第１調整値切替信号ＳＯＳＣおよび第２調整値切替信号ＳＦＢが出力している。
コントローラー２３は、電源が投入され電源装置が起動されると（ステップＳ１１）、電源１２から供給された電力は、フライバックトランス１１の１次コイル４５に供給され、インバーター回路２４を構成するＩＧＢＴを駆動するＩＧＢＴドライバー部２５から各ＩＧＢＴに出力される６系統のモータ駆動制御信号（Ｕ相Ｈ、Ｕ相Ｌ、Ｖ相Ｈ、Ｖ相Ｌ、Ｗ相Ｈ、Ｗ相Ｌ）としてのＰＷＭ信号（負荷駆動制御信号）が出力され、三相交流モーター２６が駆動されることとなる（ステップＳ１３）。ここで、ＰＷＭ信号は、パルス幅が変調された信号が繰り返し入力されて各ＩＧＢＴを駆動することとなるが、本実施形態では、負荷駆動制御信号の有無をＰＷＭ信号のパルスの有無として検出している。

これと並行して、フライバックトランス１１の１次コイル４５に供給された電力は、３次コイル５０に供給され、ダイオード５１により整流され、コンデンサー５２により平滑化されて、ブリーダー抵抗ＲＢＬＥに供給される。
これにより、分圧回路５５には、ブリーダー抵抗ＲＢＬＥの電圧、すなわち、所定の一つの系統の負荷回路１３−Ｘが定常動作を行っている場合に相当する電圧が供給され、分圧回路５５を構成する抵抗の分圧比に応じて分圧されて、原フィードバック電圧ＶＦＢ０としてフィードバック値調整回路５３に出力する（ステップＳ１４）。
これにより、フィードバック値調整回路５３は、第２調整値切替信号ＳＦＢに基づいて、入力された原フィードバック電圧ＶＦＢ０をそのままフィードバック電圧ＶＦＢとして誤差増幅器５４に出力する。

誤差増幅器５４は、フィードバック電圧ＶＦＢと、基準電圧ＶＲＥＦと、の差を増幅して誤差増幅信号Ｖｅｒｒを比較器４４の非反転入力端子に出力する。
これと並行して発振器４３は、第１調整値切替信号ＳＯＳＣに基づいて、ＰＷＭ制御用の所定の三角波信号Ｖｔｒｉを生成して、比較器４４の反転入力端子に出力する。
比較器４４は、発振器４３の出力した三角波信号Ｖｔｒｉと誤差増幅器５４の出力した誤差増幅信号Ｖｅｒｒと、を比較して、ＰＷＭ制御信号ＣＰＷＭを生成し、スイッチングトランジスター４６のゲートに出力して、スイッチング動作を行わせる。
この結果、フライバックトランス１１の２次コイル４７−１、４７−２には、所定電圧の電力が供給され、負荷回路１３−１、１３−２、…に供給される。

そして、フィードバック電圧ＶＦＢに基づいて、２次側の出力電圧Ｖｏｕｔが安定し、三相交流モーター２６の駆動が安定すると、負荷駆動状態検出回路４１は、ＩＧＢＴドライバー部２５から各ＩＧＢＴに出力される６系統の負荷駆動制御信号（Ｕ相Ｈ、Ｕ相Ｌ、Ｖ相Ｈ、Ｖ相Ｌ、Ｗ相Ｈ、Ｗ相Ｌ）に基づいて負荷回路１３−１、１３−２、…全体の負荷状態、すなわち、同時に駆動されている負荷回路の数を検出し、検出した負荷状態の変動、すなわち、負荷量の変動に対応する出力電圧値の変動量に相当する負荷状態検出信号ＳＤＥＴを調整値切替回路４２に出力する（ステップＳ１５）。
つづいて、調整値切替回路は４２は、負荷状態検出信号ＳＤＥＴに基づく駆動状態、すなわち、同時に駆動されている負荷回路の数の変動に応じて発振器４３に第１調整値切替信号ＳＯＳＣを出力し、フィードバック値調整回路５３に第２調整値切替信号ＳＦＢを出力することとなる。

図５は、負荷状態と負荷駆動処理の説明図である。
図５（ａ）は、６系統のＩＧＢＴのいずれも駆動されていない状態（低負荷状態）、図５（ｂ）は、６系統のＩＧＢＴのうち一部が駆動されている状態（中負荷状態）、図５（ｃ）は、６系統すべてが駆動されている状態（高負荷状態）に対応する負荷駆動処理の説明図である。
また、図６は、電源の負荷状態と出力電圧の関係説明図である。
図６に示すように、電源１２は、負荷が高くなる、すなわち、本実施形態の場合には、同時に駆動されている負荷回路の数が増加すると出力電圧が低下する特性を有しており、本実施形態では、電源１２の出力可能な電圧範囲のうち、比較的直線性が高い領域を出力電圧範囲として用いている。
また、本実施形態において、負荷回路１３−１、１３−２、…は、駆動時の負荷量が同一、かつ、予め想定可能であるため、いずれの負荷回路が駆動状態にあるか否かを識別する必要はなく、駆動状態にある負荷回路の数がわかれば、２次側の出力電圧の低下が把握できるようになっている。さらに上記状況から、駆動状態にある負荷回路が切り替わったとしても、駆動状態にある負荷回路の数が変化していなければ、現在の制御を継続することが可能となっている。

以下、駆動状態にある負荷回路の数に応じた制御について具体的に説明する。
６系統のＩＧＢＴのいずれも駆動されていない状態（低負荷状態）においては（ステップＳ１６；駆動なし）、調整値切替回路４２から第２調整値切替信号ＳＦＢが出力され、出力目標電圧Ｖｆｂは、図５（ａ）に示すように、低負荷時の出力電圧範囲における平均値Ｌａｖｅに設定されてフィードバック値調整回路５３から最終的に出力され、このときブリーダー抵抗ＲＢＬＥの値も低負荷時の値となるようにされる。
これと並行して、調整値切替回路４２から第１調整値切替信号ＳＯＳＣが出力され、発振器４３からは、第１調整値切替信号ＳＯＳＣに基づく低負荷時の駆動周波数に相当するＰＷＭ制御用の所定の三角波信号Ｖｔｒｉが生成され、比較器４４に出力される。

これらの結果、比較器４４は、発振器４３の出力した低負荷時の駆動周波数ｏｓｃｆ＝Ｈに相当する三角波信号Ｖｔｒｉと誤差増幅器５４の出力した誤差増幅信号Ｖｅｒｒと、を比較して、低負荷駆動に対応するＰＷＭ制御信号ＣＰＷＭを生成し、スイッチングトランジスター４６のゲートに出力して、スイッチング動作を行わせ、再び処理をステップＳ１５に移行することとなる。

また、６系統のＩＧＢＴのうち一部が駆動されている状態（中負荷状態）においては（ステップＳ１６；一部駆動）、調整値切替回路４２から第２調整値切替信号ＳＦＢが出力され、出力目標電圧Ｖｆｂは、図５（ｂ）に示すように、中負荷時の出力電圧範囲において、負荷の値（Ｌｏａｄ）をパラメーターとする所定の関数ｆ（図５（ｂ）の場合、１次関数で近似可）の演算値ｆ（Ｌｏａｄ）として設定され、中負荷範囲における低負荷（例えば、１系統のみ動作）側では、フィードバック値調整回路５３から最終的に出力される電圧は比較的高い出力電圧に設定され、中負荷範囲における高負荷（例えば、５系統が動作）側では、フィードバック値調整回路５３から最終的に出力される電圧は比較的低い出力電圧に設定され、このとき、ブリーダー抵抗ＲＢＬＥの値も中負荷時の所定の値となるようにされる。

これと並行して、調整値切替回路４２から第１調整値切替信号ＳＯＳＣが出力され、発振器４３からは、第１調整値切替信号ＳＯＳＣに基づく中負荷時の駆動周波数に相当するＰＷＭ制御用の所定の三角波信号Ｖｔｒｉが生成され、比較器４４に出力される。
ここで、中負荷時の駆動周波数ｏｓｃｆは、前述した低負荷時の駆動周波数ｏｓｃｆ＝Ｈと比較して低い値、すなわち、駆動周波数ｏｓｃｆ＝Ｌとされる。これは、スイッチングトランジスター４６のオン期間を実効的に長くして、２次コイル４７−１、４７−２、…に接続されている整流用のダイオード４８−１、４８−２、…の導通期間を長くすることにより、ダイオード４８−１、４８−２、…の順電圧Ｖｆの影響を抑制して負荷変動による２次側出力電圧の変動の割合を低減させるためである。

これらの結果、比較器４４は、発振器４３の出力した中負荷時の駆動周波数ｏｓｃｆ＝Ｌに相当する三角波信号Ｖｔｒｉと誤差増幅器５４の出力した誤差増幅信号Ｖｅｒｒと、を比較して、低負荷駆動に対応するＰＷＭ制御信号ＣＰＷＭを生成し、スイッチングトランジスター４６のゲートに出力して、スイッチング動作を行わせ、再び処理をステップＳ１５に移行することとなる。

さらに、６系統すべてが駆動されている状態（高負荷状態）においては（ステップＳ１６；全駆動）、調整値切替回路４２から第２調整値切替信号ＳＦＢが出力され、出力目標電圧Ｖｆｂは、図５（ｃ）に示すように、高負荷時の出力電圧範囲における平均値Ｈａｖｅに設定されてフィードバック値調整回路５３から最終的に出力され、そのときブリーダー抵抗ＲＢＬＥの値も高負荷時の値となるようにされる。
これと並行して、調整値切替回路４２から第１調整値切替信号ＳＯＳＣが出力され、発振器４３からは、第１調整値切替信号ＳＯＳＣに基づく高負荷時の駆動周波数ｏｓｃｆ＝Ｈに相当するＰＷＭ制御用の所定の三角波信号Ｖｔｒｉが生成され、比較器４４に出力される。

これらの結果、比較器４４は、発振器４３の出力した高負荷時の駆動周波数ｏｓｃｆ＝Ｈに相当する三角波信号Ｖｔｒｉと誤差増幅器５４の出力した誤差増幅信号Ｖｅｒｒと、を比較して、低負荷駆動に対応するＰＷＭ制御信号ＣＰＷＭを生成し、スイッチングトランジスター４６のゲートに出力して、スイッチング動作を行わせ、再び処理をステップＳ１５に移行することとなる。

以上は、駆動状態にある負荷回路の数に基づく制御についての説明であるが、実際の制御としては、駆動状態にある負荷回路の数の変動が生じた場合に、上記手順に従って、変動後の負荷回路の数に相当する制御に移行させればよいのである。すなわち、駆動状態にある負荷回路の数が変化していなければ、実際に駆動状態にある負荷回路が異なる組み合わせとなっていても現在行っている制御を継続させればよい。

具体的には、いずれかの検出タイミングで６系統のモーター駆動制御信号ＭＤＣのうち、３系統のモーター駆動制御信号が出力されたと検出した場合には、３系統の負荷（中負荷状態）に対応する制御が行われる。そして次の検出タイミングで、５系統のモーター駆動制御信号が出力されたと検出した場合には、増えた２系統分に相当する出力電圧Ｖｏｕｔの電圧降下（電圧変動）が生じるので、当該電圧降下を補償し、出力電圧Ｖｏｕｔが一定となるように制御がなされることとなる。さらに次の検出タイミングでは、２系統のモーター駆動制御信号が出力されたと検出した場合には、減った３系統分に相当する出力電圧Ｖｏｕｔの電圧上昇（電圧変動）が生じるので、当該電圧上昇を補償し、出力電圧Ｖｏｕｔが一定となるように制御がなされることとなる。さらにまた、次の検出タイミングでは、再び２系統のモータ駆動制御信号が出力されたと検出した場合には、いずれの負荷回路が駆動状態にあるかを判別することなく、駆動状態にある負荷回路の数の変動がないので、そのままの制御を継続することとなる。

以上の説明のように、本実施形態によれば、負荷の状態（低負荷、中負荷あるいは高負荷）、すなわち、駆動状態にある負荷回路の数、ひいては、負荷回路の数の変動に応じてフィードバック電圧（ブリーダー抵抗の抵抗値を変更する場合を含む）およびスイッチング素子に供給するＰＷＭ波形を生成するための発振器の周波数を変更するので、負荷状態に応じた最適な出力電圧を得ることができるとともに、負荷変動に起因する出力電圧の変動を抑制することができる。

したがって、出力電圧の出力系統毎の差を小さくし、クロスレギュレーションの向上を図ることができ、フライバック型の電源装置において、小型のフライバックトランスを用いて回路を構成することが容易となる。
以上の説明においては、フィードバック値調整回路５３によるフィードバック電圧調整と、ブリーダー抵抗ＲＢＬＥの変更を同時に行う構成としていたが、いずれか一方だけとすることも可能である。

本発明の概要構成説明図である。 実施形態の電源装置を用いたモーター駆動装置の概要構成図である。 コントローラーの概要構成ブロック図である。 実施形態の動作フローチャートである。 負荷状態と負荷駆動処理の説明図である。 電源の負荷状態と出力電圧の関係説明図である。

１０ 電源装置
１１ フライバックトランス
１２ 電源
１３−１、１３−２ 負荷回路
１４ 電力変換部
１５ 駆動状態検出部
１６ 調整値制御部
２０ モーター駆動装置
２１ バッテリー
２３ コントローラー
２４ インバーター回路
２５ ＩＧＢＴドライバー部（モーター駆動回路）
２６ 三相交流モーター
３１Ｈ、３１Ｌ ＩＧＢＴ（モーター駆動回路）
４１ 負荷駆動状態検出回路
４２ 調整値切替回路
４３ 発振器
４４ 比較器
４５ １次コイル
４６ スイッチングトランジスター（スイッチング素子）
４７ ２次コイル
５３ フィードバック値調整回路
５４ 誤差増幅器
５５ 分圧回路
ＣＰＷＭ ＰＷＭ制御信号
ｏｓｃｆ 駆動周波数
ＭＤＣ モーター駆動制御信号（負荷駆動制御信号）
ＲＢＬＥ ブリーダー抵抗
ＳＤＥＴ 負荷状態検出信号
ＳＦＢ 第２調整値切替信号
ＳＯＳＣ 第１調整値切替信号
ＶＦＢ フィードバック電圧
ＶＲＥＦ 基準電圧
Ｖｅｒｒ 誤差増幅信号
Ｖｆｂ 出力目標電圧
Ｖｉｎ 入力電圧
Ｖｏｕｔ 出力電圧
Ｖｔｒｉ 三角波信号

Claims (3)

1. 制御用コイルを有し、該制御用コイルにブリーダー抵抗を接続した多出力型のフライバックトランスを備え、前記フライバックトランスの複数の出力のそれぞれに負荷を接続し、これら複数の負荷に前記フライバックトランスの出力電圧を供給するとともに、前記ブリーダー抵抗の電圧に応じて変化するフィードバック電圧値に基づいて前記フライバックトランスの１次側の入力電圧を制御し、出力電圧値を一定値に調整する調整回路を備えた電源装置において、
   前記複数の負荷は、それぞれ負荷駆動制御信号が繰り返し入力されることにより駆動され、各前記負荷は、駆動時の負荷量が同一であり、
   前記負荷駆動制御信号の有無に基づいて、駆動されている前記負荷の数の変動を検出し、前記負荷の数の変動に起因する前記出力電圧の変動を補償するように、前記調整回路に入力される前記フィードバック電圧値を調整するフィードバック値調整回路を備えたことを特徴とする電源装置。
2. 請求項１記載の電源装置において、
   前記負荷は、同期式多相モーターのいずれかの相に対応するモーター駆動回路であり、前記負荷駆動制御信号は、１次側から２次側に絶縁回路を介して供給され、各モーター駆動回路が対応する相におけるＰＷＭ制御信号であり、
   前記フィードバック値調整回路は、前記ＰＷＭ制御信号を前記１次側で検出することを特徴とする電源装置。
3. 請求項１または請求項２に記載の電源装置において、
   前記フライバックトランスの１次コイルに接続される電力変換用のスイッチング素子を有し、
   駆動されている前記負荷の数が最も少ない低負荷状態、駆動されている負荷の数が最も多い高負荷状態およびそれらの中間の中負荷状態の３状態に区分し、
   前記中負荷状態においては、前記低負荷状態および前記高負荷状態における前記スイッチング素子の所定のスイッチング周波数よりも低い所定のスイッチング周波数で、前記スイッチング素子の駆動を行うことを特徴とする電源装置。

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