JP2010193668A

JP2010193668A - 交流電動機のインバータ制御装置、電動圧縮機

Info

Publication number: JP2010193668A
Application number: JP2009037197A
Authority: JP
Inventors: Kenichi Aiba; 謙一相場; Takayuki Takashige; 貴之鷹繁
Original assignee: Mitsubishi Heavy Industries Ltd
Current assignee: Mitsubishi Heavy Industries Ltd
Priority date: 2009-02-19
Filing date: 2009-02-19
Publication date: 2010-09-02
Anticipated expiration: 2029-02-19
Also published as: WO2010095445A1; EP2400657B1; EP2400657A4; US8598821B2; US20110243757A1; EP2400657A1; JP5535493B2

Abstract

【課題】直流電流により３相ＰＷＭインバータを介して交流電動機を駆動するに際し、３相ＰＷＭインバータへの直流入力電流測定手段のみで３相の交流電動機電流を高精度に検出しつつ、リプル電流による直流電源側の共振を抑えることのできる交流電動機のインバータ制御装置、電動圧縮機を提供することを目的とする。
【解決手段】Ｕ相のサンプリングには、Ｖ相よりも早い搬送波Ｃｒｙ＿ｅを使用し、Ｗ相のサンプリングには常にＶ相よりも遅い搬送波Ｃｒｙ＿ｌを使用することで、搬送波Ｃｒｙ＿ｅ、Ｃｒｙ＿ｍ、Ｃｒｙ＿ｌの間隔Ｔｓよりも十分に長いサンプリング時間を確保し、容易に電流検出を行う。
【選択図】図４

Description

本発明は、直流電流により３相ＰＷＭインバータを介して交流電動機を駆動するに際し、３相ＰＷＭインバータへの直流入力電流測定手段のみで３相の交流電動機電流を高精度に検出する交流電動機のインバータ制御装置、電動圧縮機に関する。

図１３に例示したように、直流電源８２により３相ＰＷＭインバータ主回路８１を介して交流電動機８０を駆動する際の制御装置としては、図１４に示すように、各相正弦波信号Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃと、三角波からなる搬送波信号Ｃとのレベル比較でＰＷＭ波形Ｅａ、Ｅｂ、Ｅｃを生成し、例えばこのＰＷＭ波形を印加することで、３相ＰＷＭインバータ主回路８１の各スイッチング素子をスイッチング制御して、正弦波出力を得るようにしている。なお、図１４においてＶａｂは線間電圧、Ｖａｎは相電圧を示す。

そしてこの３相ＰＷＭインバータ主回路８１から、誘導電動機ＩＭ（交流電動機）８０又は図１３に示してないが永久磁石電動機（交流電動機）などの負荷に供給する出力電流と位相を制御するため、正弦波レベル及び位相を制御するが、その制御に用いる電流を検出するため、ベクトル制御では、主回路と負荷とをつなぐ点Ｐ１〜Ｐ３の３カ所での出力電流を、ホールＣＴ等を使った電流センサで３相分（又は２相分）検出することが行われていた。

しかしながら、汎用インバータのように低コストを目的とするものは、電流センサ個数を減らすことが要求される。そのため、ＰＷＭインバータの直流側（図１３の点Ｐ４）に１つだけ電流センサを設け、この直流電流から出力電流を求める方式がある。しかしこの方式では、ＰＷＭインバータの直流電源８２の電圧Ｅがほぼ一定であるから、検出直流電流の平均値はほぼインバータ出力周波数に比例して変化する。そのため、低周波での直流電流平均値が小さくなり、電流検出精度が悪化して高性能化が難しくなる。

このような問題に対処するため例えば特許文献１には、ＰＷＭインバータの直流入力電流ＩＤＣに、ＰＷＭ搬送波周期内に電圧指令値の最小相（Ｖｗ＊）と最大相（Ｖｕ＊）の２相の電流情報（−Ｉｗ、Ｉｕ）が２回現れることを利用し、この直流入力電流ＩＤＣの電流情報から、ＰＷＭパルス信号（Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗ）を基に直流入力電流ＩＤＣをサンプリングし、各相別に分配して３相の電流検出値（Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃ）を検出するようにした、ＰＷＭインバータの出力電流検出装置が示されている。

しかしながら、この特許文献１に示された電流検出方法では、例えば図１５に示すように、３相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ（図１４におけるＶａ、Ｖｂ、Ｖｃに相当）における中間相Ｖｖが最大相Ｖｕあるいは最小相Ｖｗに近い場合や、出力電圧レベルが低い場合、３相ＰＷＭ信号の立ち上がりが近接してパルス幅が狭くなり、電流検出が不可能となる現象がある。このため、特許文献２では、そういった場合にインバータの搬送波周波数を自動的に低減させてこのパルス幅を広げ、電流検出を容易にした、交流電動機の制御装置、交流電動機の制御方法及びモジュールが示されている。

しかし、特許文献２に示された方法では、搬送波周波数全体を低減した場合に生じる騒音発生や効率悪化の問題は回避できるが、電圧指令値の中間相が最大相あるいは最小相に近い場合や、出力電圧レベルが低い場合のみ搬送波周波数を低減する。このため、この搬送波周波数低減をソフト的に行うことになるが、これはかなり困難である。

そこで、本出願人は、以下に示すような交流電動機の制御装置を既に提案している（特許文献３参照。）
すなわち、直流を入力として交流電動機を駆動する３相ＰＷＭインバータへの直流入力電流測定手段を有し、該直流入力電流測定手段の測定結果から前記交流電動機電流を推定して前記交流電動機を制御する交流電動機の制御装置において、
該直流入力電流測定手段に接続され、前記交流電動機における３相電流の各々を算出する交流電動機電流検出部と、該交流電動機電流検出部が算出した３相電流から前記交流電動機に与える３相電圧指令を演算する３相電圧指令演算部と、一定間隔を有する搬送波を生成する搬送波生成部を有し、前記３相電圧指令演算部が算出した３相電圧指令を構成するＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相電圧基準信号と、前記搬送波生成部が生成した搬送波とのレベル比較により、前記３相ＰＷＭインバータ制御信号を生成する３相ＰＷＭ波形作成部と、で構成され、
前記３相電圧基準信号と搬送波とのレベル比較により、前記３相ＰＷＭインバータ制御信号を生成することを特徴とする交流電動機の制御装置である。

このように、一定間隔を有する搬送波を搬送波生成部で生成し、３相電圧指令演算部が算出したＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相電圧基準信号と、この搬送波生成部で生成した搬送波とを比較することで、例えば電圧指令値の中間相が最大相あるいは最小相に近い場合や出力電圧レベルが低い場合でも、搬送波を２または３とすれば、これら複数の搬送波は一定間隔を有しているから、３相ＰＷＭ信号の立ち上がりが近接してパルス幅が狭くなることがなく、電流検出が不可能となることがなくなって、容易で簡単な構成で精度良く高精度に電流を検出することが可能となった。

特開平８−１９２６３号公報特開２００５−４５８４８号公報特開２００８−２２０１１７号公報

上記したような特許文献３に開示された交流電動機の制御装置では、図１６に示すように、一定間隔を有する搬送波と、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の電圧基準信号とのレベル比較により、３相ＰＷＭインバータ制御信号を生成することで、３相ＰＷＭ信号の立ち上がりが近接してパルス幅が狭くなることがなく、電流検出が可能となっている。その一方で、図１７に示すように、回路の直流バスに流れるリプル電流（直流電流に重畳している高調波電流）が増加する。

図１８に示すように、商用電源のような交流電源１に接続されている制御装置においては、整流のため、直流バス２に大きな容量のコンデンサ３を設けることができるため、交流電源１側にリプル電流が与える影響は少ない。

一方、図１９に示すように、直流電源８２に接続されている制御装置においては、そもそも整流の必要性がなく、直流バス２に設けられるコンデンサ５も容量が小さいため、リプル電流が直流電源８２側に流れ込んでしまう。すると、直流電源８２側の共振周波数とリプル電流の周波数とが接近していると、直流電源８２側がリプル電流によって共振し、その結果、直流電源８２に接続されている他の機器に障害を及ぼす可能性がある。
従来より、車載用空気調和機は、エンジンにより圧縮機を駆動させていたが、近年、いわゆるハイブリッド自動車や電気自動車においては、圧縮機は、直流電源である車載バッテリから供給される電流によって回転するモータ（交流電動機）によって駆動される。このような車載の電動圧縮機のモータを、図１９に示したような構成の制御装置で制御する場合、車載バッテリには、各種機器が接続されるため、リプル電流によって、直流電源側の共振を抑えることが重要な課題となっている。

また、図１９に示したような構成において、コンデンサ５を設けることができない場合、リプル電流の影響により、キャリア周波数成分の大きさが増大するという問題もある。

本発明は、このような技術的課題に基づいてなされたもので、直流電流により３相ＰＷＭインバータを介して交流電動機を駆動するに際し、３相ＰＷＭインバータへの直流入力電流測定手段のみで３相の交流電動機電流を高精度に検出しつつ、リプル電流による直流電源側の共振を抑えることのできる交流電動機のインバータ制御装置、電動圧縮機を提供することを目的とする。

かかる目的のもとになされた本発明の交流電動機のインバータ制御装置は、直流を入力として交流電動機を駆動する３相ＰＷＭインバータへの直流入力電流測定手段を有し、直流入力電流測定手段の測定結果から交流電動機に供給される電流を推定して交流電動機を制御する交流電動機のインバータ制御装置において、直流入力電流測定手段に接続され、交流電動機における３相電流の各々を算出する交流電動機電流検出部と、交流電動機電流検出部が算出した３相電流から交流電動機に与える３相電圧指令を演算する３相電圧指令演算部と、一定間隔Ｔｓを有する３つの搬送波を生成する搬送波生成部を有し、３相電圧指令演算部が算出した３相電圧指令を構成するＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相電圧基準信号と搬送波生成部が生成した搬送波とのレベル比較により、３相ＰＷＭインバータの制御信号を生成する３相ＰＷＭ波形作成部と、で構成されている。そして、直流入力電流測定手段は、３つの搬送波が増大するときと、搬送波が減少するときの一方または双方において、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうちの２相について、一定間隔Ｔｓ以上のサンプリング時間を有して、直流電流の検出を行うことを特徴とする。
このようにして、直流電流の検出を行うことで、サンプリング時間を長く確保することができる。

また、本発明の電動圧縮機は、空気調和機を構成する圧縮機と、圧縮機を駆動するためのモータと、モータの作動を制御する制御装置と、を備えた電動圧縮機であって、制御装置は、直流を入力としてモータを駆動する３相ＰＷＭインバータへの直流入力電流測定手段を有して、直流入力電流測定手段の測定結果からモータに供給される電流を推定してモータを制御する。そして、制御装置は、直流入力電流測定手段に接続され、モータにおける３相電流の各々を算出するモータ電流検出部と、モータ電流検出部が算出した３相電流からモータに与える３相電圧指令を演算する３相電圧指令演算部と、一定間隔Ｔｓを有する３つの搬送波を生成する搬送波生成部を有し、３相電圧指令演算部が算出した３相電圧指令を構成するＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相電圧基準信号と搬送波生成部が生成した搬送波とのレベル比較により、３相ＰＷＭインバータの制御信号を生成する３相ＰＷＭ波形作成部と、を備え、直流入力電流測定手段は、３つの搬送波が増大するとき、搬送波が減少するときの一方または双方において、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうちの２相について、一定間隔Ｔｓ以上のサンプリング時間を有して、直流電流の検出が行われることを特徴とすることもできる。

また、本発明の電動圧縮機は、空気調和機を構成する圧縮機と、圧縮機を駆動するためのモータと、モータの作動を制御する制御装置と、を備えた電動圧縮機であって、制御装置は、直流を入力としてモータを駆動する３相ＰＷＭインバータへの直流入力電流測定手段を有して、直流入力電流測定手段の測定結果からモータに供給される電流を推定してモータを制御する。そして、制御装置は、直流入力電流測定手段に接続され、モータにおける３相電流の各々を算出するモータ電流検出部と、モータ電流検出部が算出した３相電流からモータに与える３相電圧指令を演算する３相電圧指令演算部と、一定間隔Ｔｓを有する３つの搬送波を生成する搬送波生成部と、３相電圧指令演算部が算出した３相電圧指令を構成するＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相電圧基準信号と搬送波生成部が生成した搬送波とのレベル比較により、３相ＰＷＭインバータの制御信号を生成する３相ＰＷＭ波形作成部と、を備え、３相電圧指令演算部は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相電圧基準信号を時間の経過とともに変動させることを特徴とすることもできる。
このような電動圧縮機は、３相電圧基準信号を時間の経過とともに変動させることで、電流の側帯波が拡がり、スペクトルを拡散することができ、リプル電流を抑えることができる。

本発明によれば、搬送波の間隔Ｔｓよりも十分に長いサンプリング時間を確保でき、容易に電流検出を行える。
さらに、これにより、電流センサに流れる電流の側帯波は小さくなり、スペクトルが集中する。すると、直流入力電流測定手段に流れる電流の周波数成分が、搬送波の周波数およびそのｎ倍に集中するため、直流電源側の共振周波数近辺の周波数成分が抑制され、リプル電流を抑えることができる。その結果、リプル電流との共振によって直流電源に接続されている他の機器に障害を及ぼすのを防ぐことができる。

また、３相電圧基準信号を時間の経過とともに変動させることで、電流の側帯波が拡がり、スペクトルを拡散することができ、キャリア周波数成分を抑えることができる。

本実施の形態における電動圧縮機の例を示す図である。図１に示した電動圧縮機の電気回路構成を示す図である。３相ＰＷＭ波形作成部の機能的な構成を示す図である。インバータ制御装置において、搬送波Ｃｒｙ＿ｅ、Ｃｒｙ＿ｍ、Ｃｒｙ＿ｌを３つ用いて３相ＰＷＭ信号を生成することを説明するためのタイミングチャートである。図４に示した３相ＰＷＭ信号を用いた場合の電流の周波数解析結果を示す図である。インバータ制御装置において、搬送波Ｃｒｙ＿ｅ、Ｃｒｙ＿ｍ、Ｃｒｙ＿ｌを３つ用いて３相ＰＷＭ信号を生成することを説明するための他の例を示すタイミングチャートである。インバータ制御装置において、搬送波Ｃｒｙ＿ｅ、Ｃｒｙ＿ｍ、Ｃｒｙ＿ｌを３つ用いて３相ＰＷＭ信号を生成することを説明するための他の例を示すタイミングチャートである。インバータ制御装置において、搬送波Ｃｒｙ＿ｅ、Ｃｒｙ＿ｍ、Ｃｒｙ＿ｌを３つ用いて３相ＰＷＭ信号を生成することを説明するための他の例を示すタイミングチャートである。インバータ制御装置において、搬送波Ｃｒｙ＿ｅ、Ｃｒｙ＿ｍ、Ｃｒｙ＿ｌを３つ用いて３相ＰＷＭ信号を生成することを説明するための他の例を示すタイミングチャートである。インバータ制御装置において、搬送波Ｃｒｙ＿ｅ、Ｃｒｙ＿ｍ、Ｃｒｙ＿ｌを３つ用いて３相ＰＷＭ信号を生成することを説明するための他の例を示すタイミングチャートである。他の手法により、搬送波Ｃｒｙ＿ｅ、Ｃｒｙ＿ｍ、Ｃｒｙ＿ｌを３つ用いて３相ＰＷＭ信号を生成することを説明するためのタイミングチャートである。図１１に示した３相ＰＷＭ信号を用いた場合の電流の周波数解析結果を示す図である。従来の交流電動機のインバータ制御装置の回路構成を示す図である。従来の３相ＰＷＭインバータを用いた交流電動機の制御装置における、駆動用波形を示したタイミングチャートである。従来の交流電動機制御装置における搬送波１つの場合、電圧指令値の中間相が最大相あるいは最小相に近い場合や出力電圧レベルが低いと、電流検出が不可能となる現象を説明するためのタイミングチャートである。従来の３つの搬送波と３相電圧基準信号との関係、およびそれによって生成される３相ＰＷＭ信号を示す図である。図１６に示した３相ＰＷＭ信号を用いた場合の電流の周波数解析結果を示す図である。電源が交流である場合のインバータ制御装置の回路構成を示す図である。電源が直流である場合のインバータ制御装置の回路構成を示す図である。

以下、添付図面に示す実施の形態に基づいてこの発明を詳細に説明する。
図１は、本実施の形態における電動圧縮機（一体型電動圧縮機）１００の構成を示すための図である。
この図１に示すように、電動圧縮機１００は、ハウジング１０１の下部収容室１０１ａにモータ（交流電動機）１０（図２参照）およびスクロール式の圧縮機が収容され、上方に開口したハウジング１０１の上部収容室１０１ｂに、インバータ制御装置（制御装置）１１が収容され、上部収容室１０１ｂの上方への開口は、カバー１０２によって覆われている。

図２は、図１に示した電動圧縮機１００の電気回路構成を示す図である。
この図２に示すように、電動圧縮機１００は、車載バッテリからなる直流電源１３からのモータ１０への電流の供給をインバータ制御装置１１で制御することでモータ１０が作動し、このモータ１０によりスクロール式の圧縮機が駆動される。すると、下部収容室１０１ａのモータ１０が設けられた側の端部に形成された冷媒吸入ポートからハウジング１０１内に冷媒が吸入され、圧縮機において冷媒が圧縮される。そして、圧縮機が設けられた側の端部に形成された冷媒吐出ポートから、圧縮機によって圧縮された冷媒が吐出される。

インバータ制御装置１１は、３相ＰＷＭインバータ主回路（３相ＰＷＭインバータ）１２と直流電源１３から３相ＰＷＭインバータ主回路１２に流れる電流を測定するシャント抵抗からなる電流センサ（直流入力電流測定手段）１４と、該電流センサ１４の測定結果からモータ１０のＵ相電流、Ｖ相電流、Ｗ相電流の３相電流を算出する交流電動機電流検出部１５と、該交流電動機電流検出部１５の算出結果に基づき、３相電圧指令を算出する３相電圧指令演算部１６と、該３相電圧指令演算部１６からの３相電圧指令により３相ＰＷＭインバータ主回路１２に与える３相ＰＷＭ波形を作成する３相ＰＷＭ波形作成部１７と、を有する。

図３は、３相ＰＷＭ波形作成部１７の構成を示すものであり、図４は、インバータ制御装置１１において、搬送波Ｃｒｙ＿ｅ、Ｃｒｙ＿ｍ、Ｃｒｙ＿ｌを３つ用いて３相ＰＷＭ信号を生成することを説明するためのタイミングチャートである。
３相ＰＷＭ波形作成部１７は、図３にその構成を示したように、図４に示すような一定間隔Ｔｓを有する３つの搬送波Ｃｒｙ＿ｅ、Ｃｒｙ＿ｍ、Ｃｒｙ＿ｌを生成する３つの搬送波生成部２０と、３相電圧指令演算部１６で算出された３相電圧指令に基づいてＶｕ、Ｖｖ、Ｖｗで示した互いに異なる３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の電圧基準信号を生成する３相電圧基準信号生成部２１と、搬送波生成部２０が生成した３つの搬送波Ｃｒｙ＿ｅ、Ｃｒｙ＿ｍ、Ｃｒｙ＿ｌと３相電圧基準信号生成部２１が生成した３相の電圧基準信号とを比較し、３相ＰＷＭ信号を生成するレベル比較部２２と、からなっている。

このインバータ制御装置１１の動作について説明すると、電流センサ１４は、３相ＰＷＭインバータ主回路１２に直流電源１３から流れる電流を測定し、交流電動機電流検出部１５に送る。交流電動機電流検出部１５は、この送られてきた３相ＰＷＭインバータ主回路１２に流れる電流（例えばＩＤＣ）と、３相ＰＷＭ波形作成部１７から３相ＰＷＭインバータ主回路１２に送られる、前記図４示した３相ＰＷＭ信号とから、Ｗ相電流ｉｗ、Ｕ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ（ｉｕ−ｉｗ）の３相電流を生成して３相電圧指令演算部１６に送る。

すると３相電圧指令演算部１６は、送られてきた３相電流から、３相電圧指令Ｖｗ＊、Ｖｕ＊、Ｖｖ＊を生成し、３相ＰＷＭ波形作成部１７に送る。
この３相ＰＷＭ波形作成部１７に送られた３相電圧指令Ｖｗ＊、Ｖｕ＊、Ｖｖ＊により、３相電圧基準信号生成部２１が、Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗで示した互いに異なる３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の電圧基準信号を生成する。レベル比較部２２において、３相の電圧基準信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと、搬送波生成部２０が生成した３つの搬送波Ｃｒｙ＿ｅ、Ｃｒｙ＿ｍ、Ｃｒｙ＿ｌとが比較されて３相ＰＷＭ信号が生成される。すなわち、図４に示したように、３相の電圧基準信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと、搬送波生成部２０が生成した３つの搬送波Ｃｒｙ＿ｅ、Ｃｒｙ＿ｍ、Ｃｒｙ＿ｌとを比較し、その大小関係が変化したときに信号がスイッチングされ、３相ＰＷＭインバータ主回路１２に送られる。そのため３相ＰＷＭインバータ主回路１２は、送られてきた３相ＰＷＭ信号により新たな３相のＰＷＭ信号を生成することで、モータ１０に供給される電流を推定し、それによってモータ１０を駆動する。

ここで、本実施の形態においては、３相電圧基準信号生成部２１は、３相の電圧基準信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを、以下のように生成する。すなわち、図４に示したように、３相の電圧基準信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、電圧基準信号Ｖｖが最大、電圧基準信号Ｖｗが最小、電圧基準信号Ｖｕが電圧基準信号Ｖｖ、Ｖｗの中間レベルであるものとする。
そして、搬送波生成部２０で一定間隔Ｔｓを隔てて順に生成された３つの搬送波Ｃｒｙ＿ｅ、Ｃｒｙ＿ｍ、Ｃｒｙ＿ｌに対し、最も早いタイミングの搬送波Ｃｒｙ＿ｅを中間レベルの電圧基準信号Ｖｕと比較し、最も遅いタイミングの搬送波Ｃｒｙ＿ｌを最小レベルの電圧基準信号Ｖｗと比較し、中間のタイミングの搬送波Ｃｒｙ＿ｍを最大レベルの電圧基準信号Ｖｖと比較する。

このように、Ｕ相のサンプリングには、Ｖ相よりも早い搬送波Ｃｒｙ＿ｅを使用し、Ｗ相のサンプリングには常にＶ相よりも遅い搬送波Ｃｒｙ＿ｌを使用することで、３つの搬送波Ｃｒｙ＿ｅ、Ｃｒｙ＿ｍ、Ｃｒｙ＿ｌが増大するときにはＵ相が、搬送波Ｃｒｙ＿ｅ、Ｃｒｙ＿ｍ、Ｃｒｙ＿ｌが減少するときにはＷ相が、搬送波Ｃｒｙ＿ｅ、Ｃｒｙ＿ｍ、Ｃｒｙ＿ｌの間隔Ｔｓよりも十分に長いサンプリング時間を確保でき、容易に電流検出を行える。
これにより、図５に示すように、電流センサ１４に流れる電流の周波数成分が、搬送波の周波数およびそのｎ倍に集中する。このため、直流電源１３側の共振周波数近辺の周波数成分が抑制され、電流センサ１４に流れる電流の側帯波は小さくなり、スペクトルが集中する。すると、リプル電流を抑えることができる。その結果、リプル電流との共振によって直流電源１３に接続されている他の機器に障害を及ぼすのを防ぐことができる。

ところで、上記実施形態においては、３つの搬送波Ｃｒｙ＿ｅ、Ｃｒｙ＿ｍ、Ｃｒｙ＿ｌが増大するときにはＵ相が、搬送波Ｃｒｙ＿ｅ、Ｃｒｙ＿ｍ、Ｃｒｙ＿ｌが減少するときにはＷ相が、それぞれ搬送波Ｃｒｙ＿ｅ、Ｃｒｙ＿ｍ、Ｃｒｙ＿ｌの間隔Ｔｓよりも十分に長いサンプリング時間を確保できるよう、３相の電圧基準信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと、一定間隔Ｔｓを隔てて順に生成された３つの搬送波Ｃｒｙ＿ｅ、Ｃｒｙ＿ｍ、Ｃｒｙ＿ｌとを比較する組み合わせを設定したが、その組み合わせは上記したものに限るものではない。
図６に示すように、Ｕ相のサンプリングには、Ｗ相よりも早い搬送波Ｃｒｙ＿ｅを使用し、Ｖ相のサンプリングには常にＷ相よりも遅い搬送波Ｃｒｙ＿ｌを使用する組み合わせ、図７に示すように、Ｖ相のサンプリングには、Ｕ相よりも早い搬送波Ｃｒｙ＿ｅを使用し、Ｗ相のサンプリングには常にＵ相よりも遅い搬送波Ｃｒｙ＿ｌを使用する組み合わせ、図８に示すように、Ｖ相のサンプリングには、Ｗ相よりも早い搬送波Ｃｒｙ＿ｅを使用し、Ｕ相のサンプリングには常にＷ相よりも遅い搬送波Ｃｒｙ＿ｌを使用する組み合わせ、図９に示すように、Ｗ相のサンプリングには、Ｕ相よりも早い搬送波Ｃｒｙ＿ｅを使用し、Ｖ相のサンプリングには常にＵ相よりも遅い搬送波Ｃｒｙ＿ｌを使用する組み合わせ、図１０に示すように、Ｗ相のサンプリングには、Ｖ相よりも早い搬送波Ｃｒｙ＿ｅを使用し、Ｕ相のサンプリングには常にＶ相よりも遅い搬送波Ｃｒｙ＿ｌを使用する組み合わせが可能である。
図６から図１０に示した例においては、３つの搬送波Ｃｒｙ＿ｅ、Ｃｒｙ＿ｍ、Ｃｒｙ＿ｌが増大するときと、搬送波Ｃｒｙ＿ｅ、Ｃｒｙ＿ｍ、Ｃｒｙ＿ｌが減少するときのいずれか一方または双方において、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうちの２つの相について、搬送波Ｃｒｙ＿ｅ、Ｃｒｙ＿ｍ、Ｃｒｙ＿ｌの間隔Ｔｓよりも十分に長いサンプリング時間を確保でき、容易に電流検出を行える。

また、３相の電圧基準信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと、一定間隔Ｔｓを隔てて順に生成された３つの搬送波Ｃｒｙ＿ｅ、Ｃｒｙ＿ｍ、Ｃｒｙ＿ｌとを比較する組み合わせにより、搬送波Ｃｒｙ＿ｅ、Ｃｒｙ＿ｍ、Ｃｒｙ＿ｌの間隔Ｔｓよりも十分に長いサンプリング時間を確保するのではなく、３相の電圧基準信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを変動させることでも搬送波Ｃｒｙ＿ｅ、Ｃｒｙ＿ｍ、Ｃｒｙ＿ｌの間隔Ｔｓよりも十分に長いサンプリング時間を確保することができる。
すなわち、図１１（ａ）、（ｂ）に示すように、３相の電圧基準信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗのレベルを、全体として変動させることで、スイッチングのタイミングをランダムにずらしながら、電流検出を行うのである。３相の電圧基準信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗのレベルを、相間の差は維持したまま、例えばＭ系列信号のような擬似ホワイトノイズによって増減させながら電流検出を行う。すると、搬送波Ｃｒｙ＿ｅ、Ｃｒｙ＿ｍ、Ｃｒｙ＿ｌと３相の電圧基準信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとの比較によって生じるスイッチングのタイミングがランダムに変動する。
このとき、インバータ制御装置１１が出力する電圧は線間電圧なので、図１１のように相間の差を維持したまま電圧指令を上下に動かしても、何ら問題は生じない。

上記のように３相の電圧基準信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗをずらしながら搬送波Ｃｒｙ＿ｅ、Ｃｒｙ＿ｍ、Ｃｒｙ＿ｌが上昇中と下降中にスイッチングを行った結果を図１２に示す。
この図１２に示すように、電流センサ１４に流れる電流の側帯波は拡がり、スペクトルが拡散されているが、リプル電流は、図５に示すものと比較すると増えてしまった。側帯波だけでなく、搬送波成分までスペクトルが拡散され、全体として共振周波数付近の成分が増えてしまったためであると考えられる。

なお、上記実施の形態では、一体型の電動圧縮機を例に挙げたが、圧縮機とインバータ制御装置１１とは、別々に設ける構成としても良い。
これ以外にも、本発明の主旨を逸脱しない限り、上記実施の形態で挙げた構成を取捨選択したり、他の構成に適宜変更することが可能である。

１０…モータ（交流電動機）、１１…インバータ制御装置（制御装置）、１２…３相ＰＷＭインバータ主回路（３相ＰＷＭインバータ）、１３…直流電源、１４…電流センサ（直流入力電流測定手段）、１５…交流電動機電流検出部、１６…３相電圧指令演算部、１７…３相ＰＷＭ波形作成部、２０…搬送波生成部、２１…３相電圧基準信号生成部、２２…レベル比較部、１００…電動圧縮機、１０１…ハウジング

Claims

直流を入力として交流電動機を駆動する３相ＰＷＭインバータへの直流入力電流測定手段を有し、前記直流入力電流測定手段の測定結果から前記交流電動機に供給される電流を推定して前記交流電動機を制御する交流電動機のインバータ制御装置において、
前記直流入力電流測定手段に接続され、前記交流電動機における３相電流の各々を算出する交流電動機電流検出部と、
前記交流電動機電流検出部が算出した前記３相電流から前記交流電動機に与える３相電圧指令を演算する３相電圧指令演算部と、
一定間隔Ｔｓを有する３つの搬送波を生成する搬送波生成部を有し、前記３相電圧指令演算部が算出した３相電圧指令を構成するＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相電圧基準信号と前記搬送波生成部が生成した搬送波とのレベル比較により、前記３相ＰＷＭインバータの制御信号を生成する３相ＰＷＭ波形作成部と、で構成され、
前記直流入力電流測定手段は、３つの前記搬送波が増大するときと、前記搬送波が減少するときの一方または双方において、前記Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうちの２相について、前記一定間隔Ｔｓ以上のサンプリング時間を有して、直流電流の検出を行うことを特徴とする交流電動機のインバータ制御装置。
空気調和機を構成する圧縮機と、
前記圧縮機を駆動するためのモータと、
前記モータの作動を制御する制御装置と、を備えた電動圧縮機であって、
前記制御装置は、直流を入力として前記モータを駆動する３相ＰＷＭインバータへの直流入力電流測定手段を有して、前記直流入力電流測定手段の測定結果から前記モータに供給される電流を推定して前記モータを制御し、
前記直流入力電流測定手段に接続され、前記モータにおける３相電流の各々を算出するモータ電流検出部と、
前記モータ電流検出部が算出した前記３相電流から前記モータに与える３相電圧指令を演算する３相電圧指令演算部と、
一定間隔Ｔｓを有する３つの搬送波を生成する搬送波生成部を有し、前記３相電圧指令演算部が算出した３相電圧指令を構成するＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相電圧基準信号と前記搬送波生成部が生成した前記搬送波とのレベル比較により、前記３相ＰＷＭインバータの制御信号を生成する３相ＰＷＭ波形作成部と、を備え、
前記直流入力電流測定手段は、３つの前記搬送波が増大するとき、前記搬送波が減少するときの一方または双方において、前記Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうちの２相について、前記一定間隔Ｔｓ以上のサンプリング時間を有して、直流電流の検出を行うことを特徴とする電動圧縮機。
空気調和機を構成する圧縮機と、
前記圧縮機を駆動するためのモータと、
前記モータの作動を制御する制御装置と、を備えた電動圧縮機であって、
前記制御装置は、直流を入力として前記モータを駆動する３相ＰＷＭインバータへの直流入力電流測定手段を有して、前記直流入力電流測定手段の測定結果から前記モータに供給される電流を推定して前記モータを制御し、
前記直流入力電流測定手段に接続され、前記モータにおける３相電流の各々を算出するモータ電流検出部と、
前記モータ電流検出部が算出した前記３相電流から前記モータに与える３相電圧指令を演算する３相電圧指令演算部と、
一定間隔Ｔｓを有する３つの搬送波を生成する搬送波生成部と、
前記３相電圧指令演算部が算出した３相電圧指令を構成するＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相電圧基準信号と前記搬送波生成部が生成した前記搬送波とのレベル比較により、前記３相ＰＷＭインバータの制御信号を生成する３相ＰＷＭ波形作成部と、
を備え、
前記３相電圧指令演算部は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の前記３相電圧基準信号を時間の経過とともに変動させることを特徴とする電動圧縮機。
前記直流入力電流測定手段は、３つの前記搬送波が増大するとき、前記搬送波が減少するときの一方または双方において、前記Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうちの２相が、前記一定間隔Ｔｓ以上のサンプリング時間を有して、直流電流の検出を行うことを特徴とする請求項３に記載の電動圧縮機。