JP2010161774A - アナログ入力信号をデジタル出力信号に変換する方法 - Google Patents

Abstract

【課題】信号経路間のスイッチングの問題を取り除くこと。
【解決手段】アナログ入力信号をデジタル出力信号に変換する方法であって、信号レベルにおいて異なる少なくとも２つのアナログ信号成分は、該入力信号から導出され、該それぞれの信号成分は、アナログ−デジタル変換を受ける、方法であって、該デジタル化された信号成分は、可変の重み係数によって重み付けされ、該重み付けされた信号成分は、互いに加算されることを特徴とする、方法。
【選択図】図２

Description

本発明は、少なくとも２つのアナログ信号成分を用いてアナログ入力信号をデジタル出力信号に変換する方法に関し、該入力信号から導出されている該少なくとも２つのアナログ信号のレベルは互いに異なり、そして該信号成分はそれぞれアナログ−デジタル変換を受ける。本発明はまた、この方法が実装され得るデバイスに関する。

デジタル信号処理の多くの領域、特に、デジタルマイクロフォニー（ｍｉｃｒｏｐｈｏｎｙ）において、アナログ−デジタル変換に対するニーズが存在し、それによって、可能な限り広いダイナミックレンジを有する信号が伝送され得る一方で、同時に信号対雑音比（ＳＮＲ）を最大化する。質的に高い分解能を有する高性能Ａ／Ｄ変換器が、この目的に対して用いられる。しかしながら、高性能Ａ／Ｄ変換器は、高価であり、かつたくさんの電力を使い、それは、携帯型の用途、例えば無線マイクロホンにおいて特に不利である。

最先端技術は、動きのないアナログ信号成分が異なるレベルの増幅を受ける状態で、アナログ入力信号を２つの信号成分に分割することによってこれらの問題を回避することを試みる。そのとき異なるレベルを有する、異なる信号経路に存在する信号成分は、独立してＡ／Ｄ変換を受ける。異なる増幅のために、他方の信号成分に比べてより高いレベルをすでに有する信号成分のレベルがしきい値を超えて増大する場合には、その信号成分は、対応するＡ／Ｄ変換器内でクリッピングしたり、より低いレベルの信号成分に切り換えたり、または対応する信号経路が発生したりすることを引き起こし、そこでは、そのより低いレベルに起因して、クリッピングがＡ／Ｄ変換器内で（まだ）起こらない。この方法は、利得ステージング（ｇａｉｎ ｓｔａｇｉｎｇ）とも呼ばれる。

この方法の利点は、少なくとも２つの低分解能の変換器が、それによって、伝送に対して利用可能なダイナミックレンジを制限するかまたはダイナミックレンジに影響することなく、１つの高分解能変換器の代わりに用いられ得ることである。しかしながら、この方法における大きな課題が、２つの信号経路の間のスイッチングによって引き起こされる。これは、信号成分の間の振幅と位相関係との両方に関して、デジタル化された信号成分の互いに極めて正確な整合を必要としている。ナノ秒の範囲の時間のずれでさえも、一方の信号成分が他方の信号成分に添付する「接合点（ｊｕｎｃｔｉｏｎ）」において望ましくない干渉を起こし得る。信号成分の複雑な整合に費やされた成果は、実際のＡ／Ｄ変換の単純化に関係しない。

上記の方法は、例えば、第１１０回 ＡＥＳ Ｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎ、２００１年５月１２日〜１５日、アムステルダム、オランダにおいて発表された「Ｔｈｅ Ｄｉｇｉｔａｌｌｙ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅｄ Ｍｉｃｒｏｐｈｏｎｅ」、Ｓ．Ｐｅｕｓ、Ｏ．Ｋｅｒｎ Ｎｅｕｍａｎｎ ＧｍｂＨ、Ｂｅｒｌｉｎにおいて記載されている。この刊行物の開示および特許文献１における開示は、参考として本説明に含まれている。

上記刊行物の両方が、信号のＡ／Ｄ変換に対する別の方法を開示している。この方法もまた、高い分解能を有する高価なＡ／Ｄ変換器を低い分解能を有する２つのＡ／Ｄ変換器によって置き換えることに基づいており、該２つのＡ／Ｄ変換器は、組み合わせにおいてそれほど電力を消費しない。上記の方法に反して、非線形ネットワークを通過した後に、オリジナルのアナログ入力信号から作り出される信号成分は、２つの信号経路へと向けられる。信号成分のうちの１つは、それがしきい値の信号レベル未満の入力信号からの有用な情報を本質的に含んでいないように、歪まされる。もう１つの信号成分は、歪んだ信号成分に対して正確な符号を有する入力信号の加算（すなわち、歪んだ信号は入力信号から減算される）の結果もたらされ、それによって、相補的な歪んだ信号の形状が作り出される。２つの信号成分のＡ／Ｄ変換の後に、オリジナルの信号の復元が、信号成分の加算を介して起こる。なぜならば、信号成分の歪みが常に正確に相補的であり、従って、歪んでいないデジタル出力信号が結果としてもたらされるからである。歪んだ信号の減算に起因する振幅の減少によって、対応するＡ／Ｄ変換器は、クリッピングレベルに達しない。

欧州特許第１２５３５１８号明細書

最初に記載された方法を改善すること、従って、信号経路間のスイッチングの問題を取り除くことが本発明の目的である。上記された最後の方法に関しては、特に、高い信号振幅および雑音振幅による非線形ネットワークおよびその増幅に起因してもたらされる欠点が取り除かれる。

この目的は、デジタル化された信号成分が可変の重み係数によって重み付けされ、該重み付けされた信号成分が互いに加算されることにおいて、上記されたタイプの方法により達成される。

該重み付け、およびその後の該信号成分のそれぞれの加算を組み合わせることが、単純な態様において、アナログ入力信号と、従ってまたアナログ信号成分との変化する特性に反応することを可能にする。該可変の重み係数によって、該信号成分を平滑にクロスフェードすることが可能である。結果としてもたらされる出力信号内の該信号成分の断片的なコンテンツが従って現状に適応し得る。

２つの信号成分のうちの１つまたは入力信号の任意の決定可能な特性、および信号成分の重み付けの変更に対する判定基準（例えば、信号の大きさ、信号対雑音比、高調波歪み、クリッピングなど）の上で描写することは基本的に可能である。２つの信号成分のうちの１つのレベルは、基準パラメータとして特に有利で、かつ信頼できることが見出されているが、それにもかかわらず、信号の大きさは、クリッピングの発生と直接関連づけられる。従って、信号の大きさが事前設定されたしきい値を超え、クリッピングの発生が予期されるとすぐに、信号成分がクロスフェードされる（すなわち、結果としてもたらされる出力信号における信号成分の重み付けが変更される）。クロスフェーディングが連続的に（すなわち、重み係数の不断の調整によって）起こり、それによって、遷移が平滑になる。

好適な実施形態において、重み係数の変化は時間的に遅延される。このことは、信号レベルが臨界のしきい値に達した後に再び減少する場合、およびさらに増幅された信号成分の重み係数が再び出力信号においてより強く示される場合には、特に行われる。遅延時間（すなわち、重み付けの遅い調整）に起因して、クロスフェーディングは、もはや聴取者に対して知覚可能ではない。

例えば、本発明は、以下を提供する。
（項目１）
アナログ入力信号をデジタル出力信号に変換する方法であって、
信号レベルにおいて異なる少なくとも２つのアナログ信号成分は、該入力信号から導出され、
該それぞれの信号成分は、アナログ−デジタル変換を受ける、方法であって、
該デジタル化された信号成分は、可変の重み係数によって重み付けされ、
該重み付けされた信号成分は、互いに加算されることを特徴とする、方法。
（項目２）
上記重み係数は、上記デジタル化された信号成分のうちの１つのレベルの関数として変更され、より高い信号レベルを有する該信号成分に対する該重み係数は、増大する信号レベルとともに減少することを特徴とする、上記項目に記載の方法。
（項目３）
上記重み係数は、より高い信号レベルを有する上記信号成分の上記信号レベルの関数として変更されることを特徴とする、上記項目のいずれかに記載の方法。
（項目４）
より高い信号レベルを有する上記信号成分に対する上記重み係数は、上記デジタル化された信号成分のうちの１つの上記信号レベルの二乗に依存することを特徴とする、上記項目のいずれかに記載の方法。
（項目５）
より高い信号レベルを有する上記信号成分に対する上記重み係数は、減少する信号レベルとともに時間的に遅延される態様で増大することを特徴とする、上記項目のいずれかに記載の方法。
（項目６）
上記重み係数の時間応答は、一次のローパスフィルタの時間応答に対応していることを特徴とする、上記項目のいずれかに記載の方法。
（項目７）
上記信号成分は、上記アナログ−デジタル変換の前に、周波数範囲の全体にわたって同じ位相と一定のレベル比率とを本質的に有することを特徴とする、上記項目のいずれかに記載の方法。
（項目８）
待ち時間構成要素は、上記アナログ−デジタル変換と上記デジタル化された信号成分の接合との間に挿入され、該信号成分のうちの１つの信号強度の関数としての上記重み係数の修正は、時間的に遅延される態様で起こることを特徴とする、上記項目のいずれかに記載の方法。
（項目９）
上記信号成分の信号レベルにおける調整は、上記アナログ−デジタル変換と、該信号成分の上記重み付けとの間で起こることを特徴とする、上記項目のいずれかに記載の方法。
（項目１０）
アナログ入力信号をデジタル出力信号に変換するデバイスであって、該デバイスは、
少なくとも２つの信号経路（３、３’）に分岐しているアナログ入力チャネルを有し、該信号経路のそれぞれは、アナログ−デジタル変換器（４、４’）を含み、
該２つの信号経路（３、３’）は、出力チャネル（ｙ）に接合され、
該出力チャネルは、重み付けユニット（６）を含んでおり、
該重み付けユニットは、可変の重み係数（１−ｂｆ、ｂｆ）を、該信号経路（３、３’）が接合される前に該信号経路に与えること
を特徴とする、デバイス。
（項目１１）
上記信号経路（３、３’）のうちの１つの信号レベルを決定するデバイスが提供され、該デバイスは、該決定された信号レベルの関数として上記重み係数（１−ｂｆ、ｂｆ）を修正するために上記重み付けユニット（６）と接続されていることを特徴とする、上記項目のいずれかに記載のデバイス。
（項目１２）
特に、無線マイクロホンであるマイクロホン（１）であって、
該マイクロホン（１）は、上記項目のいずれかに記載のオーディオ信号の上記アナログ−デジタル変換のためのデバイスを含んでいることを特徴とする、マイクロホン（１）。

（摘要）
本発明は、アナログ入力信号をデジタル出力信号に変換するための方法に関し、そこでは、信号レベルにおいて異なる少なくとも２つのアナログ信号成分が入力信号から導出され、そしてそれぞれの信号成分がＡ／Ｄ変換を受け、該Ａ／Ｄ変換は、デジタル化された信号成分が可変の重み係数によって重み付けされ、そして重み付けされた信号成分が互いに加算されることを特徴としている。

以下において、本発明は、図面に基づいてさらに詳細に記載される。
図１は、異なるレベルを有する２つの信号成分の生成およびデジタル化の概略図を示す。 図２は、本発明の回路のブロック図を示す。 図３は、本発明の考え方の３つ以上の信号経路への拡張を示す。

図１は、異なるレベルを有する２つの信号成分が、例えば、マイクロホン１からの信号で起こり得るアナログ入力信号（オーディオ入力）から、信号経路３、３’内に伝達されていることを概略図で示す。ここに示されている例においては、増幅器２、２’による異なる増幅によって、信号経路３’よりも強い増幅が信号経路３に起こる。例えば、分圧器を介して２つの信号成分のうちの１つを減衰させることもまた可能である。

２つのアナログ信号成分は、好ましくは、伝送される周波数範囲の全体にわたって同じ位相と一定の大きさ比率とに本質的にシフトされる。このことは、特に低周波数（５０ヘルツ〜６０ヘルツ未満）において正の効果があり、それは、低周波数の望ましくないアーチファクトの出現が、本発明に従ってデジタル化された信号成分のその後の組み合わせの間に防止されるという点においてプラスの効果がある。

本明細書のこれ以後において、信号成分がより高いレベルを有する信号経路３は、「より敏感な」信号経路とも呼ばれ、そして信号成分がより低いレベルを有する信号経路３’は、「ロバストな（ｒｏｂｕｓｔ）」信号経路とも呼ばれる。その後、両方の信号成分は、それぞれのＡ／Ｄ変換器４および４’においてデジタル化され、処理ユニット５でさらなる処理を受け、そして出力信号ｙを生成するために組み合わされる。

図２は、処理ユニット５の内部動作と、それから２つの信号経路３、３’の続きとを示している。敏感なチャネル３内の信号成分ｘ２のレベルは、ロバストなチャネル３’内の信号成分ｘ１のレベルよりも一定の係数（例えば、１０ｄＢと４０ｄＢとの間）だけここではすでに高くなっている。敏感なチャネルがクリッピングレベルに達する場合には、他方の（ロバストな）チャネルへのクロスフェーディングが起こる。より高いＡＤＣ分解能を達成し、かつ外部配線によって規定された約１２０ｄＢのＳＮＲを有するシステムを作り出すことが意図されている。個々のＡＤＣの約８５ｄＢだけの悪いＳＮＲの欠点が、敏感なチャネルとロバストなチャネルとの平滑なクロスフェーディングによって回避される。

Ａ／Ｄ変換後の信号プロセッサにおける処理がこれから後に記載されている。デジタル化された信号成分ｘ１１、ｘ２２のそれぞれは、重み係数ｂｆまたは１−ｂｆによって重み付けされ、そしてフェーダとも呼ばれる重み付けユニット６内で加算され、それによって、本発明のデバイスの出力信号ｙが、
ｙ＝ｘ２２＊（１−ｂｆ）＋ｘ１１＊ｂｆ
として形成される。ここで、重み係数ｂｆは、０と１との間の値を有し得る。

本例において、信号ｘ１は、ｘ１１と同一であるが一方で、ｘ２２は、信号レベルにおける補正によって信号ｘ２から取得される。それら２つの信号成分は、組み合わされるときの出力信号ｙにおける信号レベルの望ましくない変化を回避するために、２つの信号成分が重み付けユニット６内で組み合わされる前に、再び同じレベルを有しなければならない。この目的に対して、ｘ２は、減衰器ｄｇによって適切に減衰される。代わりにｘ１を増幅することがまさにあり得るか、または状況に応じて修正された重み係数によって適切な調整がフェーダ内で起こり得る。

適切なアルゴリズムの説明は以下のようになる。ｘ２は、敏感なチャネル３内のＡＤＣの出力信号であり、ｘ１は、ロバストなチャネル３’の信号である。信号ｘ２２は、一定の利得ｄｇとの乗算によってｘ２から作り出される。一定の利得は、信号レベルｘ１：ｘ２における差異に対応している。信号の流れにおいて、外部の構成要素の変化に起因して起こり得る許容範囲を適応的に調整する機能を有する可変の利得ｇが、一定の利得ｄｇの後に続いている。典型的な制御範囲は、＋／−１ｄＢである。本実施形態において、信号処理アルゴリズムが、１を超える数との乗算が可能でない固定小数点コンピュータにおいて実行されるので、この適応的利得は、２つのステップで達成される。最初のステップは、約０．５の変数によって動作し、そして２倍の係数による固定の増幅が後に続いて、
ｘ２２＝ｘ２＊ｄｇ＊ｇ＊２
となる。

重み係数ｂｆおよび１−ｂｆは、信号成分のうちの１つのレベルの関数として計算される。本例において、敏感なチャネル３内の信号成分ｘ２のレベルは、基準パラメータとして用いられる。大きさａｂｓ（ｘ２）は、例えば、絶対値か、波高値のＲＭＳ（二乗平均）かまたは整流値という形態で決定され得る。そのようなレベル測定は専門家に周知である。中間変数ｂが、ここで信号ｘ２に基づいて計算され、
ｂ＝（ａｂｓ（ｘ２）＊１／Ｔｈｒ＿ｆａｄｅ）＾２
（ｂ＞１）の場合には、ｂ＝１
となる。ここで、Ｔｈｒ＿ｆａｄｅは、調整可能なしきい値を規定し、該調整可能なしきい値は、本質的にＡ／Ｄ変換器の上限の範囲に対応しているが、好ましくは、ロバストなチャネル３’に対する同調したクロスフェードを可能にするために、該Ａ／Ｄ変換器の上限の範囲をいくらか下回る（例えば、約−６ｄＢ）位置にあり、それによって、ＡＤＣにおけるクリッピングの発生が、出力信号ｙにおいて可聴性とはならない。

信号成分ｘ２のレベルのａｂｓ（ｘ２）が、しきい値Ｔｈｒ＿ｆａｄｅを超える場合には、ｂ＝１であり、しきい値Ｔｈｒ＿ｆａｄｅ以下では、中間変数ｂは二乗特性に従い、それによって、中間パラメータｂが、下がる信号の大きさａｂｓ（ｘ２）によって連続的に二次関数的に減少する。

重み係数ｂｆは、上がるｂによってｂｆが迅速に調整される状態で、中間変数ｂから平滑フィルタによって作り出され、一方で、下がるｂによって一次のローパスフィルタに従って減少する。この挙動は、オーディオ圧縮器のリリースフィルタの挙動に類似している。平滑フィルタは、次のアルゴリズムによって記述され得、それは、
ｂｆ＝ｂｆ＊Ｃｏｅｆｆ
（ｂ＞ｂｆ）の場合には、ｂｆ＝ｂ
である。ここで、
ｃｏｅｆｆ＝ｅ＾（−２．２／（ＳａｍｐｌｅＲａｔｅ＊ＴｉｍｅＣｏｎｓｔ））
である。

ＳａｍｐｌｅＲａｔｅは、ＡＤＣのサンプリング速度であり、時間応答は、定数ＴｉｍｅＣｏｎｓｔによって記述される。ＴｉｍｅＣｏｎｓｔの値の選択は重要である。あまりにも小さな値は、非常に低い周波数信号の波形が後に続く、フェーダによるオーディオ信号内の望ましくないアーチファクトをもたらす。フィルタが遅すぎる場合には、ロバストなチャネルと敏感なチャネルとの間のスイッチングに起因する雑音テール（ｔａｉｌ）は、もはや耳の一時的な前方のマスキングによって隠蔽されない。ＴｉｍｅＣｏｎｓｔは一般的に、０．１秒に選択され、それによって、０．９９９５のｃｏｅｆｆ値が取得される。

上記のアルゴリズムは、発明の実施可能な実装を表している。アルゴリズムは以下の利点を有している。信号の大きさａｂｓ（ｘ２）における重み係数ｂおよび各１−ｂｆの二乗依存性により、システムは、増大する信号レベルに非常に迅速に反応し、結果としてもたらされる出力信号における信号成分の重み付けが迅速に変更される。信号の大きさａｂｓ（ｘ２）が再び減少する場合には、重み係数ｂｆまたは各１−ｂｆが、遅延時間を有して更新される。減少する信号強度によるこのシステムの遅れ（ｉｎｅｒｔｉａ）は、２つの信号経路の平滑なクロスフェーディングを保証し、そしてクロスフェーディングの処理が、ユーザに聞こえないことを保証する。約０．１秒の時定数ＴｉｍｅＣｏｎｓｔの選択は、人の聴覚のマスキング時間間隔内でクロスフェーディングを実行することを意図している。

重み付けユニット６（フェーダ）は次いで、重み係数ｂｆまたは各１−ｂｆによって制御される。限定的な場合において、ｂｆ＝１の場合には、ロバストなチャネル３’の信号成分ｘ１１だけが出力ｙに到達する。他の限定的な場合において、ｂｆ＝０の場合には、敏感なチャネル３の信号成分ｘ２２だけが出力ｙに到達する。その間において、平滑なクロスフェーディングが起こる。

好適な実施形態において、上記された利得ｇの適応への準備が行われ、それは、構成要素の変化に起因して起こり得る許容範囲を適応的に調整する機能を有する。

絶対値ａｂｓ（ｘ１１）または絶対値ａｂｓ（ｘ２２）のそれぞれの平均値ＭｅａｎＸ１１または平均値ＭｅａｎＸ２２が、信号ｘ１１と信号ｘ２２とから決定される。２つの平均値は、互いに減算され、利得ｇ（ｎ）を修正するために使用される差分ｄｅｌｔａを結果としてもたらす（閉ループ）。ここで、
ｄｅｌｔａ＝ＭｅａｎＸ１１−ＭｅａｎＸ２２
ｇ（ｎ）＝ｇ（ｎ−１）＋ｄｅｌｔａ
であり、ｎは対応するサンプル値である。

予想外の結果と誤適応を回避するために、利得ｇ（ｎ）は、重み係数ｂｆが、例えば０．０００１〜０．９の範囲内である場合にだけ調整される。

非理想的なＡＤＣによるＡ／Ｄ変換のために、信号はＤＣ成分を含んでいる。アルゴリズムに続く部分から誤動作を除外するために、この成分は、ハイパスフィルタのように作用する適切なフィルタ、ＤＣバイアスフィルタによって入力側で除去される。

上記されたように、特定の動作が、回路のアナログ部分において好適であり、それは、本発明の方法を介して特に低い周波数をもよりよく伝送することを可能にすることである。以下のアルゴリズムの正確な機能を保証するために、２つのアナログ信号成分が、すべての周波数にわたって可能な限り一定のレベルの比率を有することと、位相シフトがないこととは重要である。位相シフトと、信号レベルにおける周波数依存の差異とが、非常に低いオーディオ周波数において、歪ませる因子として作用する。なぜならば、この場合において、フェーダがオーディオ信号の信号形状の後に直接的に続くからである。

本発明は、示されている実施形態にもちろん限定されない。１つ以上の待ち時間の構成要素を信号経路に組み込むことはとりわけ可能である。これは、重み係数ｂｆの増加を時間的に多少遅延させることを可能にし、それにより、クリッピングが発生する前に、信号経路の平滑なクロスフェーディングが可能となる。

信号成分のうちの１つの関数としての重み係数の生成の基礎として、他のアルゴリズムが作用することもまた可能である。特に、信号レベルにおける重み係数の二乗依存性は必須ではない。重み係数を調整することにおける遅延時間はまた、一次のローパスフィルタと異なるように挙動し得る。

本発明の拡張として、図３に示されているさらなる変形は、いくつかの信号経路３、３’、３’’、３’’’を含んでいる。この例において、３つ以上の信号成分が、異なる信号レベルを有する各信号成分を有するアナログ入力信号から導出される。「最も敏感なチャネル」とも呼ばれるチャネル３から開始すると、チャネル３は、最も高い信号レベルを有しており、従って、それぞれより低い信号強度を有するチャネルに連続してクロスフェードすることが可能である。図３は、信号経路３、３’、３’’、３’’’と、それぞれ２つの信号経路を組み合わせるように入れ子にされている、対応する重み付けユニット６、６’、６’’とによってこの考え方を実装することが可能な方法を示している。最も敏感なチャネル３がクリッピングレベルに達する場合には、より低い信号強度を有する次のチャネル３’に混合することが起こる。チャネル３’がまたクリッピングレベルに達する場合には、次のさらに低い信号強度を有するチャネル３’’へのクロスフェーディングなどが起こる。

１ マイクロホン
２、２’ 増幅器
３、３’、３’’、３’’’ 信号経路（チャネル）
４、４’ Ａ／Ｄ変換器
５ 処理ユニット
６、６’、６’’ 重み付けユニット（フェーダ）

Claims (12)

1. アナログ入力信号をデジタル出力信号に変換する方法であって、
   信号レベルにおいて異なる少なくとも２つのアナログ信号成分は、該入力信号から導出され、
   該それぞれの信号成分は、アナログ−デジタル変換を受ける、方法であって、
   該デジタル化された信号成分は、可変の重み係数によって重み付けされ、
   該重み付けされた信号成分は、互いに加算されることを特徴とする、方法。
2. 前記重み係数は、前記デジタル化された信号成分のうちの１つのレベルの関数として変更され、より高い信号レベルを有する該信号成分に対する該重み係数は、増大する信号レベルとともに減少することを特徴とする、請求項１に記載の方法。
3. 前記重み係数は、より高い信号レベルを有する前記信号成分の前記信号レベルの関数として変更されることを特徴とする、請求項２に記載の方法。
4. より高い信号レベルを有する前記信号成分に対する前記重み係数は、前記デジタル化された信号成分のうちの１つの前記信号レベルの二乗に依存することを特徴とする、請求項２〜請求項３のうちのいずれか一項に記載の方法。
5. より高い信号レベルを有する前記信号成分に対する前記重み係数は、減少する信号レベルとともに時間的に遅延される態様で増大することを特徴とする、請求項１〜請求項４のうちのいずれか一項に記載の方法。
6. 前記重み係数の時間応答は、一次のローパスフィルタの時間応答に対応していることを特徴とする、請求項４に記載の方法。
7. 前記信号成分は、前記アナログ−デジタル変換の前に、周波数範囲の全体にわたって同じ位相と一定のレベル比率とを本質的に有することを特徴とする、請求項１〜請求項６のうちのいずれか一項に記載の方法。
8. 待ち時間構成要素は、前記アナログ−デジタル変換と前記デジタル化された信号成分の接合との間に挿入され、該信号成分のうちの１つの信号強度の関数としての前記重み係数の修正は、時間的に遅延される態様で起こることを特徴とする、請求項１〜請求項７のうちのいずれか一項に記載の方法。
9. 前記信号成分の信号レベルにおける調整は、前記アナログ−デジタル変換と、該信号成分の前記重み付けとの間で起こることを特徴とする、請求項１〜請求項８のうちのいずれか一項に記載の方法。
10. アナログ入力信号をデジタル出力信号に変換するデバイスであって、該デバイスは、
    少なくとも２つの信号経路（３、３’）に分岐しているアナログ入力チャネルを有し、該信号経路のそれぞれは、アナログ−デジタル変換器（４、４’）を含み、
    該２つの信号経路（３、３’）は、出力チャネル（ｙ）に接合され、
    該出力チャネルは、重み付けユニット（６）を含んでおり、
    該重み付けユニットは、可変の重み係数（１−ｂｆ、ｂｆ）を、該信号経路（３、３’）が接合される前に該信号経路に与えること
    を特徴とする、デバイス。
11. 前記信号経路（３、３’）のうちの１つの信号レベルを決定するデバイスが提供され、該デバイスは、該決定された信号レベルの関数として前記重み係数（１−ｂｆ、ｂｆ）を修正するために前記重み付けユニット（６）と接続されていることを特徴とする、請求項１０に記載のデバイス。
12. 特に、無線マイクロホンであるマイクロホン（１）であって、
    該マイクロホン（１）は、請求項１０〜請求項１１のうちのいずれか一項に記載のオーディオ信号の前記アナログ−デジタル変換のためのデバイスを含んでいることを特徴とする、マイクロホン（１）。

Images