JP2010066162A - 絶縁監視装置 - Google Patents

Abstract

【課題】簡単な構成により小電力の絶縁監視信号でも低圧側電路の対地絶縁抵抗を正確に検出可能なことを課題とする。
【解決手段】変圧器１のＢ種接地線に商用周波数とは異なる周波数の監視信号を注入すると共に、この変圧器の低圧側電路と大地を介してＢ種接地線に環流する漏れ電流を検出する。一方、前記低圧側電路のＤ種接地点を基準とするＢ種接地線からの基準入力より主要なノイズ源である商用成分を帯域除去フィルタで除去（抑圧）することにより残りの基準入力からＤＦＴ演算の基準となる基準信号Ｂを高精度に抽出する。そして、この基準信号Ｂに位相同期したＤＦＴ演算により前記検出した漏れ電流の監視信号成分に含まれる対地絶縁抵抗成分を正確に求める。
【選択図】図１

Description

本発明は絶縁監視装置に関し、更に詳しくは、受電変圧器の低圧側電路における対地絶縁抵抗を該電路と大地を介してＢ種接地線に環流する漏れ電流により監視する絶縁監視装置に関する。

受電変圧器の低圧側電路（１００Ｖ、２００Ｖ、６００Ｖ）には、工場の機械設備や一般家庭のパソコン等、様々な負荷が接続されているため、このような低圧側電路における漏電をいち早く検出して漏電事故等を未然に防止する必要がある。

図６は従来技術を説明する図で、従来の絶縁監視装置の概略構成を示している（特許文献１、２）。図において、受電変圧器１の低圧側電路には負荷２が接続されると共に、この内の第１の電路３はＢ種接地線４を介して接地され、また第２の電路５は大地との間に対地絶縁抵抗Ｒ０と対地静電（浮遊）容量Ｃ０とからなる対地インピーダンスＺ０を有している。この様な変圧器１の低圧側では、第２の電路５、対地インピーダンスＺ０、大地及びＢ種接地線４を介して対地インピーダンスＺ０と大地の抵抗とに基づく漏れ電流が還流する。従来の絶縁監視装置２００はこのような低圧側電路のＢ種接地線４に設けられている。

この絶縁監視装置２００は、商用周波数とは異なる周波数の監視信号を生成し、重畳トランス３０を介してＢ種接地線４に注入する監視信号発生部２０１と、低圧側電路のＤ種接地点ＥＤを基準として前記Ｂ種接地線４より検出された前記監視信号に相当する基準信号を検出する基準信号検出部２０２と、変圧器１の低圧側電路と大地を介して前記Ｂ種接地線４に環流する漏れ電流を検出すると共に、その検出出力から商用周波数及びその高調波等の不要成分を除去して漏れ電流の前記監視信号成分に相当する測定信号を検出する測定信号検出部２０３と、前記基準信号に位相同期して、前記測定信号に含まれる漏れ電流の内の対地絶縁抵抗成分を求める演算処理部２０４とを備え、該求めた測定信号（即ち、漏れ電流の監視信号成分）の内の対地絶縁抵抗成分を継続的に監視することで漏電等を監視している。

この様な構成では、対地インピーダンスＺ０が大きい正常な場合は良いが、何らかの理由により絶縁劣化（即ち、絶縁抵抗Ｒの劣化）が始まると、大地を介してＢ種接地線４に環流する商用成分の漏れ電流が大きくなると共に、Ｄ種接地点ＥＤを基準とするＢ種接地線４にも数十Ｖ程度の大きな商用電圧（地電圧）が表れるため、商用成分に埋もれた基準信号の正確な検出が極めて困難となる。また、これに伴い測定信号に含まれる対地絶縁抵抗成分の検出も不安定かつ不正確なものになってしまう。このため、従来は、監視信号として比較的大きな電力の低周波信号（例えば２０Ｈｚ、０．５Ｖ）をＢ種接地線４に重畳（注入）していた。
特開２００５−１８１１４８号公報 特許第３０４３２７８号公報

しかし、平時よりＢ種接地線に比較的大きなパワーの監視信号を重畳するのは、自己の負荷装置２のみならず周辺の機器にとっても好ましくない。また、Ｂ種接地線４に大きなパワーの低周波監視信号（２０Ｈｚ、０．５Ｖ）を重畳するためには大きなサイズの重畳トランス３０が必要となり、余分なコストが必要になる。このことはＢ種接地線４から監視信号を抽出するＺＣＴ５０についても同様である。一方、単に監視信号のパワーを小さくする方法であると、監視信号のＳ／Ｎが大幅に低下し、大きな商用成分から小さい監視信号成分を分離するのが極めて困難になる。また、インバータ電源等からのノイズの影響も受け易くなり、絶縁抵抗の正確な監視が困難となる。

本発明は上記従来技術の問題点に鑑みなされたもので、その目的とするところは、簡単な構成により小電力の監視信号でも低圧側電路の対地絶縁抵抗を正確に検出可能な絶縁監視装置を提供することにある。

上記の課題を解決するため、本発明の第１の態様による絶縁監視装置は、受電変圧器のＢ種接地線に対して商用周波数とは異なる周波数の監視信号を注入する監視信号注入手段と、前記変圧器の低圧側電路と大地を介して前記Ｂ種接地線に環流する漏れ電流を検出する電流検出手段と、前記検出された漏れ電流から商用周波数及びその高調波等の不要成分を除去して漏れ電流の監視信号成分に相当する測定信号を検出する測定信号検出手段と、前記低圧側電路のＤ種接地点を基準とする前記Ｂ種接地線からの基準入力より前記注入された監視信号に相当する基準信号を検出する基準信号検出手段と、前記基準信号の所定位相に同期し、該基準信号ｎサイクル分の測定信号を使用したＤＦＴ演算により前記測定信号に含まれる対地絶縁抵抗成分を抽出する抵抗成分抽出手段とを備え、前記基準信号検出手段は、前記基準入力に含まれる商用周波数成分を除去する帯域除去フィルタと、該商用周波数成分を除去された基準入力から前記監視信号の周波数成分に相当する基準信号を抽出するフィルタ（ローパスフィルタ又はバンドパスフィルタ）と、を備えるものである。

ところで、従来より、例えば低い周波数の監視信号と高い周波数の商用成分とを分離するためにはローパスフィルタが使用されていたが、このローパスフィルタを使用した場合は両帯域（２信号）を分けるカットオフ周波数を２信号の中間部に設定する必要がある。この場合に、この商用成分を完全に除去するには、ローパスフィルタの除去帯域を商用信号の帯域にできるだけ深く被せる必要があり、このためにローパスフィルタのカットオフ周波数は監視信号の周波数に近づいてしまい、その結果、監視信号の周波数帯域でもローパスフィルタによる少なからずの位相特性が生じる。しかも、この位相特性は、回路部品のばらつきや動作温度の変化、或いは経年変化によって大きな影響を受けるため、従来はローパスフィルタを使用した帯域分離が基準信号の位相を不安定なものにしてしまうと言う問題があった。以上のことは、高い周波数の監視信号を低い周波数の商用成分からハイパスフィルタで分離する場合も同様である。

この点、本発明では帯域除去フィルタを用いることにより、その阻止（リジェクト）帯域を商用成分のバンド帯域に集中させることが可能であり、この阻止帯域の中心周波数を監視信号の周波数からローパスフィルタ（或いはハイパスフィルタ）よりも離れた位置に設定できる利点がある。更に、この場合における帯域除去フィルタの位相特性は、監視信号の周波数においては非常に小さなものにできるため、回路部品のばらつきや動作温度の変化、或いは経年変化によっても位相変化を受けないように基準信号検出手段を構成できる。

このように、本発明によれば、Ｂ種接地線の基準入力から不要な商用成分を帯域除去フィルタで除去（抑圧）するため、残りの基準入力から小電力の監視信号に相当する基準信号を常に高い位相精度で検出できると共に、このような基準信号に位相同期することにより、Ｂ種接地線に環流する漏れ電流の監視信号成分から対地絶縁抵抗成分を高精度かつ高信頼性で抽出できる。

本発明の第２の態様では、前記帯域除去フィルタの前段に前記基準入力を減衰させるためのアッテネータを備え、該帯域除去フィルタの後段に該帯域除去フィルタの出力信号を増幅する増幅器を備える。

本発明では、帯域除去フィルタの前段に基準入力を減衰させるためのアッテネータを備えるため、絶縁劣化等に伴いＢ種接地線に大きな商用電圧（地電圧）が現れた場合でも、該基準入力を飽和させず（歪ませず）に所要レベルに減衰させられると共に、次段の帯域除去フィルタでは除去対象の商用成分を線形動作により高精度、高安定に除去（抑圧）できる。そして、更に後段の増幅器は、商用除去後の基準入力（監視信号に相当）を線形性を維持したまま所要レベルに増幅する。従って、本発明によれば、基準入力に含まれる商用成分をその大きさによらず高い精度で除去できると共に、残りの基準信号（監視信号に相当）成分を高いＳ／Ｎで抽出できる。

本発明の第３の態様では、前記抽出した基準信号の位相を調整する位相シフタと、前記位相を調整した基準信号の所定位相に同期し、該基準信号ｎサイクル分の前記測定信号を使用したＤＦＴ演算により該測定信号に含まれる対地静電容量成分を抽出する容量成分抽出手段と、該抽出した対地静電容量成分の信号に基づき前記漏れ電流の監視信号成分に含まれる対地静電容量成分を打ち消すための抑圧信号を生成して前記電流検出手段の抑圧部に供給する抑圧信号生成手段とを備え、前記抵抗成分抽出手段は、前記漏れ電流の監視信号成分に含まれる対地静電容量成分を抑圧された状態の測定信号に基づいて該測定信号に含まれる対地絶縁抵抗成分を抽出する。

本発明では、漏れ電流の監視信号成分のうちの対地静電容量成分が電流検出手段において略０となるように抑圧されるため、残りの検出信号より対地絶縁抵抗成分を雑音の少ない状態で高精度に抽出できる。

本発明の第４の態様では、前記位相シフタはスイッチトキャパシタフィルタにより構成されている。

本発明では、位相シフタをスイッチトキャパシタフィルタで構成することにより、該スイッチトキャパシタフィルタに対して外部より高精度、高安定なクロック信号を加えるデジタル制御により、上記検出した基準信号の位相を高精度に設定し、高安定に維持できる。

本発明の第５の態様では、前記電流検出手段は前記Ｂ種接地線に電磁結合された零相変流器を備え、前記抑圧信号生成手段は前記生成した抑圧信号を前記零相変流器の三次側より前記漏れ電流の監視信号成分に含まれる対地静電容量成分を打ち消す方向に供給する。

本発明では、漏れ電流の監視信号成分に含まれる対地静電容量成分を、零相変流器における磁気相殺を利用したフィードバックループにより常に安定に除去できるため、素子特性のばらつきや経年変化によらず、残りの検出信号から対地絶縁抵抗成分を常に高い精度で抽出できる。

本発明の第６の態様では、前記抵抗成分抽出手段は、前記基準信号の所定位相に同期し、該基準信号ｍ（＜ｎ）サイクル分づつずらした各基準信号ｎサイクル分の測定信号を使用したＤＦＴ演算により該測定信号に含まれる対地絶縁抵抗成分を順次抽出する。

一般に、ＤＦＴ演算では、基本周波数ｆ０の整数倍の周波数成分が得られることから、この基本周波数ｆ０はＤＦＴ演算の周波数分解能を表すことになる。従って、特定周波数（例えば２０Ｈｚ）の監視信号を使用する絶縁監視では、この周波数分解能は高い程、高精度な監視を行える。しかし、この周波数分解能が高いほど長時間（即ち、ｎが大）に渡る測定信号を使用する必要があるため、各演算結果の得られる時間間隔（即ち、ＤＦＴ演算の時間分解能）が低下する。そこで、本発明では、基準信号ｍ（＜ｎ）サイクル分ずつずらした各基準信号ｎサイクル分の測定信号を使用したＤＦＴ演算により該測定信号に含まれる対地絶縁抵抗成分を順次抽出する。従って、簡単な構成により高精度な絶縁監視を高い時間分解能で行える。

以上述べた如く本発明によれば、小電力の監視信号を注入した場合に最も大きなノイズ源となる商用成分の影響を高い精度で安定に除去（相殺）できるため、絶縁監視の正確性や信頼性の向上に寄与するところが極めて大きい。また、従来、既設の配電設備にＩｇｒ方式絶縁監視システムを導入するには、接地工事が必要なため停電する必要があり、躊躇の一大原因となっていた。このような背景により近年は接地工事の不要な「分割型重畳ＣＴ」の市場要望が高くなっている。しかし、分割型重畳ＣＴは扱う周波数が低く、また小型化が要求されるため重畳できる電圧は従来の貫通型ＣＴと比較して１／５〜１／７（０．１Ｖｒｍｓ）程度となってしまう。このような小電圧重畳信号の絶縁監視システムでは本発明のような高安定商用分離性能は必須条件となる。

以下、添付図面を参照して本発明に好適な実施の形態を詳細に説明する。図１は実施の形態による絶縁監視装置のブロック図である。図において、受電変圧器１の低圧側電路には負荷２が接続されると共に、この内の第１の電路３はＢ種接地線４を介して接地され、また第２の電路５は、大地との間に対地絶縁抵抗Ｒ０と対地静電（浮遊）容量Ｃ０とからなる対地インピーダンスＺ０を有している。この様な変圧器１の低圧側では、第２の電路５、対地インピーダンスＺ０、大地及びＢ種接地線４を介して対地インピーダンスＺ０と大地の抵抗とに基づく漏れ電流が還流する。この絶縁監視装置１０はこのような低圧側電路のＢ種接地線４に設けられる。

この絶縁監視装置１０は、変圧器１のＢ種接地線４に対して商用周波数とは異なる周波数の監視信号Ｗを注入する監視信号注入手段２０を備える。この監視信号注入手段２０は、後述の演算処理部（ＭＰＵ）９０から提供される高精度、高安定なクロック信号ＣＫ１を分周して商用周波数とは異なる周波数（例えば２０Ｈｚ、厳密には２０．３４Ｈｚ）の正弦波交流信号である監視信号を発生する発振器（ＯＳＣ）２１と、この監視信号がＢ種接地線４上で所要の電圧レベル（例えば０．１Ｖ程度）となるように電力増幅する増幅器２２とを備え、こうして得られた監視信号Ｗを注入手段としての重畳トランス（ＣＴ）３０を介してＢ種接地線４に注入する。

またこの絶縁監視装置１０は、低圧側電路のＤ種接地点ＥＤを基準としてＢ種接地線より前記注入された監視信号Ｗに相当する基準信号Ｂを検出すると共に、該基準信号Ｂの位相を調整する基準信号検出手段４０を備える。さらに、この基準信号検出手段４０は、Ｂ種接地線４の基準入力ｂから該基準入力ｂに含まれる商用周波数成分を除去する商用成分除去部４１と、この商用成分を除去された基準入力から監視信号Ｗの周波数成分を抽出すると共に、該抽出した信号の位相調整を行って漏れ電流の監視信号成分に含まれる対地静電容量成分に位相同期した基準信号Ｂを生成するフィルタ手段としてのスイッチトキャパシタフィルタ（ＳＣＦ）４６とを備える。

この商用成分除去部４１は、基準入力ｂから所定周波数を超える成分を除去するアンチエイリアスフィルタ（ＡＡＦ）４２ と、該ＡＡＦ４２の出力を減衰させるアッテネータ（ＡＴＴ）４３と、該ＡＴＴ４３の出力から商用成分を除去するバンドエリミネーションフィルタ（ＢＥＦ）４４と、商用除去後の基準入力を増幅する増幅器（ＡＭＰ）４５と、増幅後の基準入力から基準信号を抽出すると共に該基準信号の位相を調整するスイッチトキャパシタフィルタ（ＳＣＦ）４６とを備える。なお、このバンドエリミネーションフィルタ（ＢＥＦ）４４は本発明の帯域除去フィルタに相当し、他にノッチフィルタとも呼ばれる。

アンチエイリアスフィルタ（ＡＡＦ）４２ は、Ｂ種接地線４ から取り込まれるＤ 種接地基準入力ｂから、後段のスイッチトキャパシタフィルタ（ＳＣＦ）４６ で誤動作（エイリアシング）を起こすようなナイキスト周波数を超える周波数成分を事前に除去する。またアッテネータ（ＡＴＴ）４３は、絶縁劣化により地電圧が数十Ｖ（例えば最大５０Ｖ程度）まで上昇したような場合でも、監視信号の重畳された商用成分が飽和してしまわない（即ち、歪まない、高調波を生じない）ようにＡＡＦ４２ の出力を例えば略１／２５（−２８ｄＢ）に減衰させる。さらに、バンドエリミネーションフィルタ（ＢＥＦ）４４は、帯域除去の中心周波数が商用周波数（例えば５０Ｈｚ及び又は６０Ｈｚ）に設定されており、アッテネータ４３の出力から商用成分を除去（抑圧）する。そして、増幅器（ＡＭＰ）４５は商用成分を除去された残りの基準入力（監視信号成分）を例えば略１００倍（４０ｄＢ）に増幅する。こうして、基準信号のＳ／Ｎが大幅に改善される。

スイッチトキャパシタフィルタ（ＳＣＦ）４６は、ローパスフィルタとしての機能と、ＭＰＵ９０から供給されるクロック信号ＣＫ２（例えば２．３ｋＨｚ）に基づいて基準信号Ｂの位相を調整する位相シフタとしての機能とを兼ね備える。まずは、ローパスフィルタとしての機能により、商用成分を除去されたＡＭＰ４５の出力の基準入力から、商用周波数を含むその高調波等の不要成分を除去して監視信号に相当する基準信号Ｂを抽出する。また位相シフタとしての機能により、該抽出した基準信号Ｂの位相を漏れ電流の監視信号成分に含まれる対地静電容量成分ＩｇＣの位相に正確に合わせる。このクロック信号ＣＫ２は、高精度、高安定な水晶発振器を基に生成されており、ＳＣＦ４６による位相合わせはきわめて正確に行われると共に、その後の温度変化や経年変化によらず安定に維持される。なお、前記ＳＣＦ４６によるローパスフィルタとしての機能を設けるのに代えて、基準信号（２０Ｈｚ）を抽出するためのバンドパスフィルタを設けても良い。

こうして得られた基準信号Ｂは、測定信号Ｍに含まれる対地静電容量成分を抑圧するための後述の抑圧信号生成部８０に送られると共に、次段の同期信号生成部７０にも入力される。さらに、同期信号生成部７０で得られた同期信号Ｓは演算処理部（ＭＰＵ）９０に送られる。

図２に実施の形態によるバンドエリミネーションフィルタ（ＢＥＦ）４４の回路図を示す。但し、ここでは図１のＢＥＦ４４とＡＭＰ４５とが一体化されたアクティブフィルタとして実現されている。また、ここでは個々のバンドエリミネーションフィルタ回路のことをノッチフィルタと呼ぶ。図２の入力には監視信号周波数（２０Ｈｚ、厳密には２０．３４Ｈｚ）の信号源Ｖ４と商用周波数（５０Ｈｚ又は６０Ｈｚ）の信号源Ｖ５とが直列に接続されており、これらはアッテネータ（ＡＴＴ）４３の出力信号に対応している。

オペアンプＯＡ１からなるフィルタ回路は商用成分（５０Ｈｚ）を除去するためのノッチフィルタを構成しており、またオペアンプＯＡ２からなるフィルタ回路は商用成分（６０Ｈｚ）を除去するためのノッチフィルタを構成している。両ノッチフィルタを構成する電子部品（Ｃ、Ｒ）の回路定数は略同一であるが、リジェクト中心周波数の差は５０Ｈｚ用の抵抗Ｒ７（＝３７１６Ω）と６０Ｈｚ用の抵抗Ｒ１４（＝２１７４Ω）とによって生じている。両ノッチフィルタの出力はオペアンプＯＡ３で加算され、反転増幅されている。以上が１段目のノッチフィルタである。本実施の形態では同一のノッチフィルタを２段カスケードに接続することにより所要の垂下特性を得ている。また、初段の増幅利得を決める抵抗Ｒ９（＝７５ｋΩ）と２段目の増幅利得を決める抵抗Ｒ２０（２７０ｋΩ）とにより回路全体の増幅利得（略４０ｄＢ）を分担している。

図３は図２のバンドエリミネーションフィルタの周波数特性を示す図で、図３（Ａ）は利得特性を示している。商用の５０Ｈｚと６０Ｈｚとに対して１段目の出力では−４０ｄＢ、２段目の出力では−８０ｄＢの帯域除去特性が得られている。この例では商用成分の除去帯域（リジェクトバンド）が周波数４３Ｈｚ〜６５Ｈｚの範囲内に集中しており、この阻止帯域は基準信号の周波数２０Ｈｚからは充分に離れている。また、２つのノッチフィルタをカスケード接続し、温度補償用のセラミックコンデンサを使用することにより回路部品のばらつきや温度変化、経年変化を考慮しても商用成分に対する−４０ｄＢの除去特性を確保できるようになっている。

本実施の形態では、コンデンサＣの容量を±２％、抵抗Ｒの抵抗値を±１％変化させ、これらをランダムに抽出して組み合わせると共に、温度−１０°Ｃ〜６０°Ｃの環境で回路動作をシミュレーション及び試験したところ、最悪の場合でも−４０ｄＢの除去利得が得られることを確認した。

図３（Ｂ）に位相特性を示す。ノッチフィルタはローパスフィルタとハイパスフィルタを合わせた機能を有するため、その位相特性はリジェクト中心周波数（５０Ｈｚ及び又は６０Ｈｚ）を境にして位相が大きく反転することになる。このような位相が大きく変化する領域Ａを図の点線で示している。一方、基準信号の周波数（２０Ｈｚ）はこのリジェクト中心周波数からは充分に離れており、この周波数（２０Ｈｚ）に対する位相は図示の如く僅かに０．６８°程度と極めて小さいものとなっている。本実施の形態では、上記回路部品のばらつきと温度変化の条件下で多数のシミュレーション及び試験をした結果、基準信号（２０Ｈｚ）の位相遅れが１°以下であると共に、位相変動が極めて小さいものであることを確認した。これにより、基準信号Ｂの位相を極めて安定に維持することが可能となった。

ところで、従来より、例えば低い周波数の監視信号と高い周波数の商用成分とを分離するためにはローパスフィルタが使用されていたが、このローパスフィルタを使用した場合は両帯域（２信号）を分けるカットオフ周波数を２信号の中間部に設定する必要がある。この場合に、この商用成分を完全に除去するには、ローパスフィルタの除去帯域を商用信号の帯域にできるだけ深く被せる必要があり、このためにローパスフィルタのカットオフ周波数は監視信号の周波数に近づいてしまい、その結果、監視信号の周波数帯域でもローパスフィルタによる少なからずの位相特性が生じてしまう。しかも、この位相特性は、回路部品のばらつきや動作温度の変化、或いは経年変化によって大きな影響を受けるため、従来はローパスフィルタを使用した帯域分離が基準信号の位相を不安定なものにしてしまうと言う問題があった。以上のことは、高い周波数の監視信号を低い周波数の商用成分からハイパスフィルタで分離する場合も同様である。

この点、本実施の形態では帯域除去フィルタを用いることにより、その阻止（リジェクト）帯域を商用成分のバンド帯域に集中させることが可能であり、この阻止帯域の中心周波数を監視信号の周波数からローパスフィルタ（或いはハイパスフィルタ）よりも離れた位置に設定できる利点がある。更に、この場合における帯域除去フィルタの位相特性は、監視信号の周波数においては非常に小さなものにできるため、回路部品のばらつきや動作温度の変化、或いは経年変化によっても位相変化を受けないように基準信号検出手段を構成できる。また、このような基準信号Ｂに位相同期することにより、Ｂ種接地線４に環流する漏れ電流の監視信号成分について、対地容量成分を有効に抑圧できると共に、対地絶縁抵抗成分ＩｇＲを高精度かつ高信頼性で抽出できる。

図１に戻り、さらに、この絶縁監視装置１０は、変圧器１の低圧側電路より大地を介してＢ種接地線４に環流する漏れ電流ｍを検出する電流検出手段としての零相変流器（ＺＣＴ）５０と、該検出した漏れ電流ｍから商用周波数等の不要成分を除去して漏れ電流の監視信号成分に相当する測定信号Ｍを検出する測定信号検出手段６０とを備える。

この測定信号検出手段６０は、ＺＣＴ５０により検出された漏れ電流ｍを電圧信号に変換すると共に次段で必要なレベルにまで増幅するヘッドアンプ６１と、このヘッドアンプ６１の出力から商用周波数およびその高調波等の不要成分を除去するローパスフィルタ（ＬＰＦ）６２と、このローパスフィルタ６２の出力を所定レート（例えば基準信号１サイクルの５０ｍｓ当たり３２サンプルのレート）でサンプリングしてディジタルの測定信号Ｍに変換するＡ／Ｄ変換器６３とを備える。なお、Ａ／Ｄ変換器６３はＭＰＵ９０に内蔵された構成になっていても良い。

またこの絶縁監視装置１０は、基準信号Ｂの所定位相に同期し、該基準信号ｎサイクル分の測定信号Ｍを使用したＤＦＴ(Discrete Fourier Transform）演算により該測定信号（即ち、漏れ電流の監視信号成分）Ｍに含まれる対地静電容量成分ＩｇＣを抽出する容量成分抽出手段９０ｂと、該抽出した対地静電容量成分信号ＩｇＣに基づき漏れ電流の監視信号成分に含まれる対地静電容量成分を打ち消すための抑圧信号Ｐを生成してＺＣＴ５０の抑圧部（三次巻線）より前記対地静電容量成分を打ち消す方向に供給する抑圧信号生成部８０とを備える。

この抑圧信号生成部８０は、ＳＣＦ４６で生成された基準信号Ｂの出力レベル（振幅）を制御する回路であり、該ＳＣＦ４６からの基準信号Ｂを容量成分抽出手段９０ｂで求められた対地静電容量成分ＩｇＣで制御することにより、ＺＣＴ５０で検出される監視信号の対地静電容量成分ＩｇＣが磁束的に相殺されるような大きさの抑圧信号Ｐを生成する。

更にこの絶縁監視装置１０は、本実施の形態の絶縁監視装置１０における各種制御・処理を行う演算処理部（ＭＰＵ）９０を備える。この演算処理部９０は、基準信号Ｂの所定位相（この例では９０°遅れ位相相当）に同期し、基準信号ｎサイクル分の測定信号Ｍを使用したＤＦＴ演算により測定信号Ｍに含まれる対地絶縁抵抗成分ＩｇＲを求める抵抗成分抽出手段９０ａと、上記容量成分抽出手段９０ｂとを備える。詳細は後述する。

その他、この演算処理部９０は、ＳＣＦ４６に対し、基準信号Ｂの位相を調整するための基準となるクロック信号ＣＫ２（例えば２．３ｋＨｚ）を提供する。更に表示部１０１や操作部１０２の各機能を制御する他、警報出力部１０３を制御する。

次に、上記のように構成された絶縁監視装置１０の基本的な動作を説明する。まず監視信号注入手段２０は商用周波数とは異なる周波数（例えば２０Ｈｚ）の監視信号Ｗを生成し、この監視信号Ｗを重畳トランス３０を介して受電変圧器１のＢ種接地線４に注入する。

一方、測定信号検出手段６０では、対地インピーダンスＺ０と大地を介してＢ種接地線４に環流する漏れ電流をＺＣＴ５０により検出し、この電流をヘッドアンプ６１で電圧信号に変換すると共に必要なレベルまで増幅する。更に、この増幅出力からＬＰＦ６２で商用周波数およびその高調波等の不要成分を除去すると共に、その出力をＡ／Ｄ変換器６３でディジタル信号に変換する。

これと同時に、基準信号検出手段４０では、Ｂ種接地線４からの基準入力ｂより主要なノイズ源である商用成分を除去する。更にＳＣＦ４６が商用成分除去部４１の出力から商用周波数及びその高調波等の不要成分を除去し、こうして得られた基準信号Ｂの位相を漏れ電流の測定信号Ｍに含まれる対地静電容量成分ＩｇＣの位相に合わせる。この基準信号Ｂは、測定信号Ｍに含まれる対地静電容量成分ＩｇＣを抑圧するための抑圧信号生成部８０に送られると共に、次段の同期信号生成部７０にも入力され、ここで得られた同期信号Ｓが演算処理部９０に送られる。

演算処理部９０では、抵抗成分抽出手段９０ａが基準信号Ｂの所定位相（この例では９０°遅れ位相に相当）に同期して該基準信号ｎサイクル分の測定信号Ｍを使用したＤＦＴ演算により該測定信号Ｍに含まれる対地絶縁抵抗成分ＩｇＲを抽出すると共に、容量成分抽出手段９０ｂでは基準信号Ｂの所定位相に同期して該基準信号ｎサイクル分の測定信号Ｍを使用したＤＦＴ演算により該測定信号Ｍに含まれる対地静電容量成分ＩｇＣを抽出する。

抑圧信号発生手段８０では、容量成分抽出手段９０ｂより時々刻々と出力される対地静電容量成分信号ＩｇＣに基づきＳＣＦ４６から出力される基準信号Ｂの振幅を調整すると共に、出力の抑圧電流信号ＰをＺＣＴ５０の抑圧部（３次巻き線）に逆方向に加えることによってＺＣＴ５０における対地静電容量成分ＩｇＣが磁束的に相殺される（０となる）ようにフィードバック制御する。これにより、例えばオフィスに新たな機器（パソコン等）が導入されたことによる低圧電路の容量の増加に伴い洩れ電流の対地静電容量成分ＩｇＣが増加した場合でも、該増加分は有効にキャンセルされ、対地絶縁抵抗の測定に影響を与えない。一方、抵抗成分抽出手段９０ａでは、対地静電容量成分ＩｇＣが充分に抑圧された状態の測定信号Ｍを使用することにより該測定信号Ｍの対地絶縁抵抗成分ＩｇＲを高精度に求めることが可能となる。

以上、この絶縁監視装置１０の基本的なハードウェア構成と動作を説明したが、本実施の形態では、小電力の監視信号Ｗを使用しても高精度、高信頼性の絶縁監視を可能とするための工夫が演算処理部９０においてもなされている。本実施の形態では上記基準信号検出手段４０における工夫と、次に述べる演算処理部９０の工夫とを組み合わせることにより極めて高精度、高信頼性の絶縁監視が可能となってる。以下、詳細に説明する。

図４は実施の形態による演算処理部の機能ブロック図であり、各機能ブロックはＭＰＵ９０のプログラム実行により実現される。。図において、９１は入力の測定信号Ｍをバッファメモリ９２に書き込む書込制御部、９２は少なくとも１回のＤＦＴ演算で使用する基準信号ｎサイクル分の測定信号Ｍに対して基準信号ｍ（＜ｎ）サイクル分の空き容量を加えた記憶容量を有するバッファメモリ、９５は同期信号生成部７０からの同期信号Ｓに同期して、バッファメモリ９２の基準信号ｎサイクル分の測定信号Ｍを使用したＤＦＴ演算により該測定信号Ｍに含まれる対地絶縁抵抗成分ＩｇＲと対地静電容量成分ＩｇＣとを分離するＣＲ分離部である。このＣＲ分離部９５には、上記対地絶縁抵抗成分ＩｇＲを求める抵抗成分抽出手段９０ａと、対地静電容量成分ＩｇＣを求める容量成分抽出手段９０ｂとが含まれる。そして、９７はこの対地絶縁抵抗成分ＩｇＲに基づいて漏電の有／無を判定する漏電判定部である。

次に各部の動作を詳細に説明する。まず書込制御部９１は、同期信号Ｓの所定のタイミング（例えば対地絶縁抵抗成分ＩｇＲの０位相）に同期して入力の測定信号Ｍを順次バッファメモリ９２に書き込む。この測定信号Ｍは、上記の如くＺＣＴ５０で漏れ電流の監視信号成分に含まれる対地静電容量成分ＩｇＣを充分に抑圧した上、ＬＰＦ６２で２０Ｈｚを超える不要成分を除去したものであるから、この測定信号Ｍには監視信号の対地絶縁抵抗成分ＩｇＲのみが残っている。

次に図５を参照してバッファメモリ９２の記憶態様を説明する。本実施の形態では、基準信号１サイクル（５０ｍｓ）当たり３２サンプルのレートで測定信号ＭをＡ／Ｄ変換すると共に、この様な測定信号Ｍを１６サイクル（０．８ｓｅｃ、５１２サンプル）分集めてブロックデータＢ１と呼び、更にこの様なブロックデータを８ブロック（４０９６サンプル）分集めてグループデータＧ１と呼ぶ。このバッファメモリ９２は、少なくとも１回のＤＦＴ演算で使用する基準信号ｎ（例えば１６サイクル×８ブロックＢ１〜Ｂ８＝１２８）サイクル分の測定信号Ｍ（４０９６サンプル）に対して基準信号ｍ（例えば１６）サイクル分の空き容量Ｂ１’を加えた記憶容量を有しており、これらの限られた記憶容量を巡回的に使用する。

更に、この図５を参照してＣＲ分離部９５の動作を説明する。このＣＲ分離部９５は、基本的には、同期信号Ｓの所定タイミング（即ち、基準信号Ｂの９０°遅れ位相に相当）に同期し、基準信号ｎ（＝１２８）サイクル分の測定信号Ｍを使用したＤＦＴ演算により該測定信号Ｍに含まれる対地絶縁抵抗成分ＩｇＲと対地静電容量成分ＩｇＣとを分離する。この対地絶縁抵抗成分ＩｇＲはｓｉｎ関数を使用して分離でき、また対地静電容量成分ＩｇＣはｃｏｓ関数を使用して同時に分離できる。ところで、このようなＤＦＴ演算は４０９６サンプル分の測定信号Ｍが使用可能となる６．４ｓｅｃ毎に行っても良いが、これでは６．４ｓｅｃ毎にしか対地絶縁抵抗成分ＩｇＲが算出されないため、時間分解能が悪い。

そこで、好ましくは、このＣＲ分離部９５は、同期信号Ｓの所定タイミングに同期し、該基準信号ｍ（＝１６）サイクル分ずつずらした各基準信号ｎ（＝１２８）サイクル分の測定信号Ｍを使用したＤＦＴ演算により該測定信号に含まれる対地絶縁抵抗成分ＩｇＲと対地静電容量成分ＩｇＣとを分離する。

これを図５に従って具体的に言うと、最初はグループＧ１の測定信号Ｍを使用したＤＦＴ演算により該測定信号に含まれる対地絶縁抵抗成分ＩｇＲ１と対地静電容量成分ＩｇＣ１とを分離し、次に、グループＧ２の測定信号Ｍを使用したＤＦＴ演算により該測定信号に含まれるＩｇＲ２とＩｇＣ２とを分離する。なお、この時点ではバッファメモリ９２の先頭１ブロック（Ｂ１）分のメモリが空きになっているため、新たに入力する測定信号Ｍはこの空き領域（図のＢ２’で示す）に順次記憶されている。以下同様にして進み、こうして限られたメモリの有効利用を図っている。

また、本実施の形態では、６．４ｓｅｃ分の測定信号Ｍを使用してＤＦＴ演算を行うため、ＤＦＴ演算の基本周波数ｆ０は略０．１５６Ｈｚとなる。ＤＦＴ演算では基本周波数ｆ０の整数倍の周波数成分を求めることが可能であるから、この基本周波数ｆ０＝０．１５６ＨｚはＤＦＴ演算の周波数分解能となる。これに基づき、各周波数成分を測定信号Ｍの周波数２０Ｈｚの周辺で見てみると、１２７×ｆ０の周波数成分が１９．８４４Ｈｚ、１２８×ｆ０の周波数成分が丁度２０．００Ｈｚ、１２９×ｆ０の周波数成分が２０．１５６Ｈｚとなり、小電力の監視信号Ｗを使用した場合でも、その測定信号Ｍ（２０．００Ｈｚ、厳密には３０．３４Ｈｚ）の対地絶縁抵抗成分ＩｇＲを極めて高い周波数分解能で高精度に検出できることになる。

また、本実施の形態では０．８ｓｅｃ毎きに対地絶縁抵抗成分ＩｇＲが得られるため、ユーザは高い時間分解能で絶縁状態を監視できる。また、対地静電容量成分ＩｇＣも０．８ｓｅｃ毎に得られるため、対地静電容量成分抑制御のフィードバック応答も速い。

なお、上記実施の形態では監視信号の周波数が商用周波数よりも低い場合を述べたが、これに限らない。本発明は、監視信号の周波数が商用周波数よりも高い場合にも適応できる。

また、上記実施の形態では５０Ｈｚと６０Ｈｚの商用成分を除去可能なバンドエリミネーションフィルタを述べたが、これに限らない。バンドエリミネーションフィルタは５０Ｈｚ用、または６０Ｈｚ用に構成しても良い。

また、上記実施の形態では一例の数値例を伴って各部の動作を具体的に説明したが、本発明がこれらの数値例に限定されないことは言うまでも無い。

実施の形態による絶縁監視装置のブロック図である。 実施の形態によるバンドエリミネーションフィルタの回路図である。 図２のバンドエリミネーションフィルタの周波数特性を示す図である。 実施の形態による演算処理部のブロック図である。 実施の形態によるＣＲ分離部の動作説明図である。 従来技術を説明する図である。

符号の説明

１ 変圧器（受電変圧器）
２ 負荷
３ 第１の電路
４ Ｂ種接地線
５ 第２の電路
１０ 絶縁監視装置
２０ 監視信号発生部
２１ 発振器（ＯＳＣ）
２２ 増幅器
３０ 注入手段（重畳トランス：ＣＴ）
４０ 基準信号検出手段
４１ 商用成分除去部
４２ アンチエイリアスフィルタ（ＡＡＦ）
４３ アッテネータ（ＡＴＴ）
４４ バンドエリミネーションフィルタ（ＢＥＦ）
４５ 増幅器（ＡＭＰ）
４６ スイッチトキャパシタフィルタ（ＳＣＦ）
５０ 検出手段（零相変流器：ＺＣＴ）
６０ 測定信号検出手段
６１ ヘッドアンプ
６２ ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
６３ Ａ／Ｄ変換器
７０ 同期信号生成部
８０ 抑圧信号生成部
９０ 演算処理部（ＭＰＵ）

Claims (6)

1. 受電変圧器のＢ種接地線に対して商用周波数とは異なる周波数の監視信号を注入する監視信号注入手段と、
   前記変圧器の低圧側電路と大地を介して前記Ｂ種接地線に環流する漏れ電流を検出する電流検出手段と、
   前記検出された漏れ電流から商用周波数及びその高調波等の不要成分を除去して漏れ電流の監視信号成分に相当する測定信号を検出する測定信号検出手段と、
   前記低圧側電路のＤ種接地点を基準とする前記Ｂ種接地線からの基準入力より前記注入された監視信号に相当する基準信号を検出する基準信号検出手段と、
   前記基準信号の所定位相に同期し、該基準信号ｎサイクル分の測定信号を使用したＤＦＴ演算により前記測定信号に含まれる対地絶縁抵抗成分を抽出する抵抗成分抽出手段とを備え、
   前記基準信号検出手段は、
   前記基準入力に含まれる商用周波数成分を抑圧する帯域除去フィルタと、
   該商用周波数成分を抑圧された基準入力から前記監視信号の周波数成分に相当する基準信号を抽出するフィルタと、を備えることを特徴とする絶縁監視装置。
2. 前記帯域除去フィルタの前段に前記基準入力を減衰させるためのアッテネータを備え、該帯域除去フィルタの後段に該帯域除去フィルタの出力信号を増幅する増幅器を備えることを特徴とする請求項１記載の絶縁監視装置。
3. 前記抽出した基準信号の位相を調整する位相シフタと、
   前記位相を調整した基準信号の所定位相に同期し、該基準信号ｎサイクル分の前記測定信号を使用したＤＦＴ演算により該測定信号に含まれる対地静電容量成分を抽出する容量成分抽出手段と、
   該抽出した対地静電容量成分の信号に基づき前記漏れ電流の監視信号成分に含まれる対地静電容量成分を打ち消すための抑圧信号を生成して前記電流検出手段の抑圧部に供給する抑圧信号生成手段とを備え、
   前記抵抗成分抽出手段は、前記漏れ電流の監視信号成分に含まれる対地静電容量成分を抑圧された状態の測定信号に基づいて該測定信号に含まれる対地絶縁抵抗成分を抽出することを特徴とする請求項１又は２記載の絶縁監視装置。
4. 前記位相シフタはスイッチトキャパシタフィルタにより構成されていることを特徴とする請求項３記載の絶縁監視装置。
5. 前記電流検出手段は前記Ｂ種接地線に電磁結合された零相変流器を備え、前記抑圧信号生成手段は前記生成した抑圧信号を前記零相変流器の三次側より前記漏れ電流の監視信号成分に含まれる対地静電容量成分を打ち消す方向に供給することを特徴とする請求項３又は４記載の絶縁監視装置。
6. 前記抵抗成分抽出手段は、前記基準信号の所定位相に同期し、該基準信号ｍ（＜ｎ）サイクル分づつずらした各基準信号ｎサイクル分の測定信号を使用したＤＦＴ演算により該測定信号に含まれる対地絶縁抵抗成分を順次抽出することを特徴とする請求項１乃至５の何れか１項記載の絶縁監視装置。

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