JP5314354B2 - 絶縁監視装置 - Google Patents

Description

本発明は絶縁監視装置に関し、更に詳しくは、受電変圧器の低圧側電路における対地絶縁抵抗を該電路と大地を介してＢ種接地線に環流する漏れ電流により監視する絶縁監視装置に関する。

受電変圧器の低圧側電路（１００Ｖ、２００Ｖ、６００Ｖ）には、工場の機械設備或いは一般家庭のパソコン等、様々な負荷が接続されているため、このような低圧側電路における漏電をいち早く検出して、漏電事故等を未然に防止する必要がある。

図９は従来技術を説明する図で、従来の絶縁監視装置の概略構成を示している（特許文献１，２）。図において、受電変圧器１の低圧側電路には負荷２が接続されると共に、この内の第１の電路３はＢ種接地線４を介して接地され、また第２の電路５は大地との間に対地絶縁抵抗Ｒ０と対地静電（浮遊）容量Ｃ０とからなる対地インピーダンスＺ０を有している。この様な変圧器１の低圧側では、第２の電路５、対地インピーダンスＺ０、大地及びＢ種接地線４を介して対地インピーダンスＺ０と大地の抵抗とに基づく漏れ電流が還流する。従来の絶縁監視装置２００はこのような低圧側電路のＢ種接地線４に設けられている。

この絶縁監視装置２００は、商用周波数とは異なる周波数の監視信号を生成し、重畳トランス３０を介してＢ種接地線４に注入する監視信号発生部２０１と、低圧側電路のＤ種接地点ＥＤを基準として前記Ｂ種接地線４より検出された前記監視信号に相当する基準信号を検出する基準信号検出部２０２と、変圧器１の低圧側電路と大地を介して前記Ｂ種接地線４に環流する漏れ電流を検出すると共に、その検出出力から商用周波数及びその高調波等の不要成分を除去して漏れ電流の監視信号成分に相当する測定信号を検出する測定信号検出部２０３と、前記基準信号に位相同期して、前記測定信号に含まれる漏れ電流の対地絶縁抵抗成分を求める演算処理部２０４とを備え、該求めた測定信号（即ち、漏れ電流の監視信号成分）の対地絶縁抵抗成分を継続的に監視することで漏電等を監視している。

この様な構成では、対地インピーダンスＺ０が比較的大きい正常な場合は良いが、何らかの理由により絶縁劣化が始まると、大地を介してＢ種接地線４に環流する商用成分の漏れ電流が大きくなると共に、Ｄ種接地点ＥＤを基準とするＢ種接地線４にも大きな商用電圧（数十Ｖ程度）が表れるため、基準信号の正確な検出が困難となる。また、これに伴い測定信号に含まれる対地絶縁抵抗成分の検出も不安定かつ不正確なものになってしまう。

このため、従来は、監視信号として比較的大きな電力の低周波信号（例えば２０Ｈｚ、０．５Ｖ）を注入すると共に、その検出信号から商用周波数及びその高調波等の不要成分を除去して漏れ電流の監視信号成分に相当する測定信号Ｍを抽出し、この測定信号Ｍを使用したＤＦＴ演算により対地絶縁抵抗成分ＩｇＲを抽出していた。
特開２００５−１８１１４８ 特許第３０４３２７８号公報

しかし、平時よりＢ種接地線に比較的大きなパワーの監視信号を注入するのは、自己の負荷装置２のみならず周辺の機器にとっても好ましくない。また、負荷装置の電源ＯＮ／ＯＦＦ等に伴って発生するノイズには監視信号の周波数（例えば２０Ｈｚ）に近い周波数成分も少なからず含まれているため、このようなノイズはフィルタ手段では除去し切れないばかりか、この種のノイズの混入した測定信号を使用してＤＦＴ演算を行ってしまうと、もはや正確な絶縁抵抗は得られず、漏電誤検出の原因ともなり得る。

本発明は上記従来技術の問題点に鑑みなされたもので、その目的とするところは、ノイズの影響を受けた監視信号（即ち、測定信号）を有効に除外することで、変圧器低圧側電路の対地絶縁抵抗成分を正確かつ安定に監視可能とすることにある。

上記の課題を解決するため、本発明の第１の態様による絶縁監視装置は、受電変圧器のＢ種接地線に対して商用周波数とは異なる周波数の監視信号を注入する監視信号注入手段と、前記変圧器の低圧側電路と大地を介して前記Ｂ種接地線に環流する漏れ電流を検出する電流検出手段と、前記検出された漏れ電流から商用周波数及びその高調波等の不要成分を除去して漏れ電流の監視信号成分に相当する測定信号を検出する測定信号検出手段と、前記低圧側電路のＤ種接地点を基準とする前記Ｂ種接地線からの基準入力より前記注入された監視信号に相当する基準信号を検出する基準信号検出手段と、前記検出した漏れ電流の測定信号を前記基準信号の１サイクル分に渡って累積加算する累積加算手段と、前記累積加算手段の累積加算結果が所定の閾値範囲を逸脱しているか否かを判定する判定手段と、前記基準信号の所定位相に同期し、前記判定手段により所定の閾値範囲を逸脱しないと判定された基準信号ｎサイクル分の測定信号を使用したＤＦＴ演算により該測定信号に含まれる対地絶縁抵抗成分を抽出する抵抗成分抽出手段と、前記判定手段により各基準信号１サイクル分の累積加算結果が所定回数以上連続して前記所定の閾値範囲を逸脱したと判定された場合に、該所定の閾値範囲を広げる方向に更新する閾値更新手段と、を備えるものである。

例えば、負荷装置の電源ＯＮ／ＯＦＦに伴って発生するような低周波ノイズには監視信号の周波数（例えば２０Ｈｚ）に近い周波数成分も少なからず含まれているため、この種のノイズ成分はフィルタ手段では充分に除去し切れない。この点、本発明においては、累積加算手段は、漏れ電流の測定信号を基準信号の１サイクル分に渡って累積加算するため、その累積加算結果は、この測定信号に含まれる低周波ノイズの平均レベル（ＤＣレベル）に応じて大きく変動することになる。そこで、判定手段によりこの累積加算結果が所定の閾値範囲を逸脱しているか否かを判定すると共に、抵抗成分抽出手段は。所定の閾値範囲を逸脱しないと判定された基準信号ｎサイクル分の測定信号を使用したＤＦＴ演算により該測定信号に含まれる対地絶縁抵抗成分を抽出する。従って、本発明によれば、フィルタ手段では除去できないような低周波ノイズを含む測定信号（監視信号）の使用を有効に回避しつつ、適正な測定信号を使用して絶縁監視を高精度かつ高信頼性で行える。

また、本発明の第１の態様では、前記判定手段により各基準信号１サイクル分の累積加算結果が所定回数以上連続して前記所定の閾値範囲を逸脱したと判定されたことにより、該所定の閾値範囲を広げる方向に更新する閾値更新手段を備える。従って、一時的、瞬時的なノイズ信号を除外する目的からしては厳しすぎるような狭い閾値範囲を自動的に広げることにより閾値範囲を適正に運用できる。

本発明の第２の態様では、前記閾値更新手段は、前記判定手段によって各基準信号１サイクル分の累積加算結果が所定回数以上連続して前記所定の閾値範囲を逸脱しないと判定されたことにより、前記所定の閾値範囲を狭める方向に更新する。従って、一時的、瞬時的なノイズ信号を除外する目的からしては緩すぎるような広い閾値範囲を自動的に狭めることにより閾値範囲を適正に運用できる。

以上述べた如く本発明によれば、フィルタ手段では除去し切れないようなノイズの影響を受けた監視信号（即ち、測定信号）を有効に除外しつつ、有効な測定信号を使用して変圧器低圧側電路の対地絶縁抵抗成分を正確かつ安定に監視可能となるため、この種の絶縁監視装置の正確性や信頼性の向上に寄与するところが極めて大きい。

以下、添付図面を参照して本発明に好適な実施の形態を詳細に説明する。図１は実施の形態による絶縁監視装置のブロック図である。図において、受電変圧器１の低圧側電路には負荷２が接続されると共に、この内の第１の電路３はＢ種接地線４を介して接地され、また第２の電路５は、大地との間に対地絶縁抵抗Ｒ０と対地静電（浮遊）容量Ｃ０とからなる対地インピーダンスＺ０を有している。この様な変圧器１の低圧側では、第２の電路５、対地インピーダンスＺ０、大地及びＢ種接地線４を介して対地インピーダンスＺ０と大地の抵抗とに基づく漏れ電流が還流する。この絶縁監視装置１０はこのような低圧側電路のＢ種接地線４に設けられる。

この絶縁監視装置１０は、変圧器１のＢ種接地線４に対して商用周波数とは異なる周波数の監視信号Ｗを注入する監視信号注入手段２０を備える。この監視信号注入手段２０は、演算処理部（ＭＰＵ）９０から提供される高精度、高安定なクロック信号ＣＫを分周して商用周波数とは異なる周波数（例えば２０Ｈｚ）の正弦波交流信号である監視信号を発生する発振器（ＯＳＣ）２１と、この監視信号がＢ種接地線４上で所要の電圧レベル（例えば０．０７Ｖ程度）となるように電力増幅する増幅器２２とを備え、こうして得られた監視信号Ｗを注入手段としての重畳トランス（ＣＴ）３０を介してＢ種接地線４に注入する。

またこの絶縁監視装置１０は、低圧側電路のＤ種接地点ＥＤを基準としてＢ種接地線より前記注入された監視信号Ｗに相当する基準信号Ｂを検出する基準信号検出手段４０を備える。この基準信号検出手段４０は、Ｂ種接地線４の基準入力ｂから該基準入力ｂに含まれる商用周波数成分を除去する商用成分除去部４１と、この商用成分を除去された基準入力から監視信号Ｗの周波数成分を抽出すると共に、該抽出した信号の位相調整を行って漏れ電流の監視信号成分に含まれる対地静電容量成分に位相同期した基準信号Ｂを生成するフィルタ手段としてのスイッチト・キャパシタ・フィルタ（ＳＣＦ）４５とを備える。

商用成分除去部４１では、一方でＢ種接地線４からの基準入力ｂをバッファアンプ（ＢＡ）４２によりバッファ（インピーダンス整合及び利得１で増幅）すると共に、他方では前記Ｂ種接地線４からの基準入力ｂからバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４３により商用周波数成分を抽出する。更に、差動増幅器（ＡＭＰ）４４によってＢＡ４２の出力の基準入力ｂからＢＰＦ４３の出力の商用周波数成分を差し引くことにより、商用成分が除去（相殺）された基準入力信号を生成する。

本実施の形態では、Ｂ種接地線４の基準入力ｂから主要なノイズ源である商用成分を抽出すると共に、該抽出した商用成分で基準入力ｂの商用成分を相殺（除去）するため、絶縁劣化等に伴いＢ種接地線４に大きな商用電圧が現れても、商用成分をその大きさによらず常に高い精度で除去（相殺）できるため、残りの基準入力から小電力の監視信号Ｗに相当する基準信号Ｂを高い精度で検出できる。また、このような基準信号Ｂに位相同期することにより、Ｂ種接地線４に環流する漏れ電流の監視信号成分から対地絶縁抵抗成分ＩｇＲを高精度かつ高信頼性で抽出できる。

更に、次段のフィルタ手段としてのＳＣＦ４５は、バンドパスフィルタとしての機能と、ＭＰＵ９０から指定されたクロック周波数の指令に基づいて基準信号Ｂの位相を調整する位相シフタとしての機能とを兼ね備えており、まずバンドパスフィルタの機能により、商用成分を除去された基準入力ｂから、更に商用周波数及びその高調波等の不要成分を除去して監視信号の周波数成分からなる基準信号Ｂを抽出すると共に、前記位相シフタとしての機能により、この基準信号Ｂの位相を漏れ電流の監視信号成分に含まれる対地静電容量成分ＩｇＣの位相に合わせる。この基準信号Ｂは、測定信号Ｍに含まれる対地静電容量成分を抑圧するための後述の抑圧信号生成部８０に送られると共に、次段の同期信号生成部７０にも入力される。こうして得られた同期信号Ｓが演算処理部（ＭＰＵ）９０に送られる。

またこの絶縁監視装置１０は、変圧器１の低圧側電路より大地を介してＢ種接地線４に環流する漏れ電流ｍを検出する電流検出手段としての零相変流器（ＺＣＴ）５０と、該検出した漏れ電流ｍから商用周波数等の不要成分を除去して漏れ電流の監視信号成分に相当する測定信号Ｍを検出する測定信号検出手段６０とを備える。

この測定信号検出手段６０は、ＺＣＴ５０により検出された漏れ電流ｍを電圧信号に変換すると共に次段で必要なレベルにまで増幅するヘッドアンプ６１と、このヘッドアンプ６１の出力から商用周波数およびその高調波等の不要成分を除去するローパスフィルタ（ＬＰＦ）６２と、このＬＰＦ６２の出力を所定レート（例えば基準信号１サイクルの５０ｍｓ当たり３２サンプルのレート）でサンプリングしてディジタルの測定信号Ｍに変換するＡ／Ｄ変換器６３とを備える。

またこの絶縁監視装置１０は、基準信号Ｂの所定位相に同期し、該基準信号ｎサイクル分の測定信号Ｍを使用したＤＦＴ(Discrete Fourier Transform）演算により該測定信号（即ち、漏れ電流の監視信号成分）Ｍに含まれる対地静電容量成分ＩｇＣを抽出する容量成分抽出手段９０ｂと、該抽出した対地静電容量成分信号ＩｇＣに基づき漏れ電流の監視信号成分に含まれる対地静電容量成分を打ち消すための抑圧信号Ｐを生成してＺＣＴ５０の抑圧部（三次巻線）より前記対地静電容量成分を打ち消す方向に供給する抑圧信号生成部８０とを備える。

この抑圧信号生成部８０は、ＳＣＦ４５で生成された基準信号Ｂの出力レベル（振幅）を制御する回路であり、該ＳＣＦ４５からの基準信号Ｂを容量成分抽出手段９０ｂで求められた対地静電容量成分ＩｇＣで増幅することにより、ＺＣＴ５０で検出される監視信号の対地静電容量成分ＩｇＣが磁束的に相殺されるような大きさの抑圧信号Ｐを生成する。

更にこの絶縁監視装置１０は、本実施の形態の絶縁監視装置１０における各種制御・処理を行う演算処理部（ＭＰＵ）９０を備える。この演算処理部９０は、基準信号Ｂの所定位相（この例では９０°遅れ位相相当）に同期し、基準信号ｎサイクル分の測定信号Ｍを使用したＤＦＴ演算により測定信号Ｍに含まれる対地絶縁抵抗成分ＩｇＲを求める抵抗成分抽出手段９０ａと、上記容量成分抽出手段９０ｂとを備える。詳細は後述する。

その他、この演算処理部９０は、ＳＣＦ４５に対し、基準信号Ｂの位相を調整するための基準となるクロック周波数を指令する。更に表示部１０１や操作部１０２の各機能を制御する他、警報出力部１０３を制御する。

次に、上記のように構成された絶縁監視装置１０の基本的な動作を説明する。まず監視信号注入手段２０は商用周波数とは異なる周波数（例えば２０Ｈｚ）の監視信号Ｗを生成し、この監視信号Ｗを重畳トランス３０を介して受電変圧器１のＢ種接地線４に注入する。

一方、測定信号検出手段６０では、対地インピーダンスＺ０と大地を介してＢ種接地線４に環流する漏れ電流をＺＣＴ５０により検出し、この電流をヘッドアンプ６１で電圧信号に変換すると共に必要なレベルまで増幅する。更に、この増幅出力からＬＰＦ６２で商用周波数およびその高調波等の不要成分を除去すると共に、その出力をＡ／Ｄ変換器６３でディジタル信号に変換する。

これと同時に、基準信号検出手段４０では、商用成分除去部４１がＢ種接地線４からの基準入力ｂより主要なノイズ源である商用成分を除去する。更にＳＣＦ４５が商用成分除去部４１の出力から商用周波数及びその高調波等の不要成分を除去し、こうして得られた基準信号Ｂの位相を漏れ電流の測定信号Ｍに含まれる対地静電容量成分ＩｇＣの位相に合わせる。この基準信号Ｂは、測定信号Ｍに含まれる対地静電容量成分ＩｇＣを抑圧するための抑圧信号生成部８０に送られると共に、次段の同期信号生成部７０にも入力され、ここで得られた同期信号Ｓが演算処理部９０に送られる。

演算処理部９０では、抵抗成分抽出手段９０ａが基準信号Ｂの所定位相（この例では９０°遅れ位相に相当）に同期して該基準信号ｎサイクル分の測定信号Ｍを使用したＤＦＴ演算により該測定信号Ｍに含まれる対地絶縁抵抗成分ＩｇＲを抽出すると共に、容量成分抽出手段９０ｂでは基準信号Ｂの所定位相に同期して該基準信号ｎサイクル分の測定信号Ｍを使用したＤＦＴ演算により該測定信号Ｍに含まれる対地静電容量成分ＩｇＣを抽出する。

抑圧信号発生手段８０では、容量成分抽出手段９０ｂより時々刻々と出力される対地静電容量成分信号ＩｇＣに基づきＳＣＦ４５から出力される基準信号Ｂの振幅を調整すると共に、出力の抑圧電流信号ＰをＺＣＴ５０の抑圧部（３次巻き線）に逆方向に加えることによってＺＣＴ５０における対地静電容量成分ＩｇＣが磁束的に相殺される（０となる）ようにフィードバック制御する。一方、抵抗成分抽出手段９０ａでは、対地静電容量成分ＩｇＣが充分に抑圧された状態の測定信号Ｍを使用することにより該測定信号Ｍの対地絶縁抵抗成分ＩｇＲを高精度に求めることが可能となる。

以上、この絶縁監視装置１０の基本的な構成及び動作を説明したが、本実施の形態では、小電力の監視信号Ｗを使用しても高精度、高信頼性の絶縁監視を可能とするために、更に幾つかの工夫が演算処理部９０においてなされている。次にこれらを詳細に説明する。

図２は実施の形態による演算処理部の機能ブロック図である。図において、９１は入力の測定信号Ｍをバッファメモリ９２に書き込む書込制御部、９２は少なくとも１回のＤＦＴ演算で使用する基準信号ｎサイクル分の測定信号Ｍに対して基準信号ｍ（＜ｎ）サイクル分の空き容量を加えた記憶容量を有するバッファメモリ、９３は入力の測定信号Ｍを基準信号１サイクル分に渡って累積加算すると共に、その累積加算結果が所定の閾値範囲を逸脱しているか否かを判別する累積加算判定部、９４は累積加算判定部９３の累積加算結果を時系列に監視することで前記所定の閾値範囲を最適に更新する閾値更新部である。

また、９５は同期信号生成部７０からの同期信号Ｓに同期して、バッファメモリ９２の基準信号ｎサイクル分の測定信号Ｍを使用したＤＦＴ演算により該測定信号Ｍに含まれる対地絶縁抵抗成分ＩｇＲと対地静電容量成分ＩｇＣとを分離するＣＲ分離部である。このＣＲ分離部９５には、上記対地絶縁抵抗成分ＩｇＲを求める抵抗成分抽出手段９０ａと、対地静電容量成分ＩｇＣを求める容量成分抽出手段９０ｂとが含まれる。

更に、９６はこのＣＲ分離部９５で分離された各対地絶縁抵抗成分信号ＩｇＲを時系列に監視することにより、ノイズの影響を受けた測定信号Ｍによって対地絶縁抵抗成分ＩｇＲの表示出力が不安定になるのを抑制する重み付け処理部、そして、９７はこの重み付け処理された対地絶縁抵抗成分ＩｇＲに基づいて漏電の有／無を判定する漏電判定部である。これらの機能ブロックはＭＰＵ９０のプログラム実行により実現される。

次に各部の動作を詳細に説明する。まず書込制御部９１は、同期信号Ｓの所定のタイミング（例えば対地絶縁抵抗成分ＩｇＲの０位相）に同期して入力の測定信号Ｍを順次バッファメモリ９２に書き込む。これと並行して、累積加算判定部９３では測定信号Ｍの累積加算を開始し、基準信号１サイクル（例えば５０ｍｓ当たり３２サンプル）分に渡って測定信号Ｍを累積加算すると共に、その累積加算結果が所定の閾値ＴＨ１、ＴＨ２で挟まれる範囲内にあるか否かを判定する。

ところで、この測定信号Ｍは、上記の如くＺＣＴ５０で漏れ電流の監視信号成分に含まれる対地静電容量成分ＩｇＣを充分に抑圧した上、ＬＰＦ６２で２０Ｈｚを超える不要成分を除去したものであるから、本来ならこの測定信号Ｍには監視信号の対地絶縁抵抗成分ＩｇＲのみが残っているはずである。

しかし、実際の測定信号Ｍには監視信号（２０Ｈｚ）に近い周波数のノイズ信号が含まれている場合が少なくない。例えば、負荷２の電源入／切時に発生するノイズには、これを２０Ｈｚ（５０ｍｓ）の区間で見ると、その平均レベルが２０Ｈｚに近い周波数で大きく振動する場合があり、このようなノイズ信号はＬＰＦ６２では除去し切れない。そこで、累積加算判定部９３では測定信号Ｍを基準信号１サイクル分に渡って累積加算することによりこのようなノイズ信号による影響の有／無を有効に検出している。以下、これを詳細に説明する。

図３は実施の形態による累積加算判定部９３のフローチャートである。ステップＳ１１では同期信号Ｓの発生を待ち、やがて発生すると、ステップＳ１２では所定の初期化処理を行う。具体的には、累積加算レジスタ＝０、測定信号Ｍの加算数カウンタ＝１、無効フラグ＝０に初期化する。更にステップＳ１３では測定信号Ｍの発生を待ち、やがて発生すると、ステップＳ１４ではその測定信号Ｍを取得し、ステップＳ１５ではこの測定信号Ｍを累積加算レジスタに加算する。ステップＳ１６では加算数カウンタ≧Ｋ（例えば３２）か否かを判別すると共に、ＮＯの場合はステップＳ１７で加算数カウンタに＋１し、ステップＳ１３に戻る。

こうして、やがて測定信号ＭをＫ（３２）回分累積加算すると、ステップＳ１６における判別はＹＥＳとなり、フローはステップＳ１８に進む。ステップＳ１８では累積加算値が所定閾値ＴＨ１、ＴＨ２で挟まれる範囲内（ＴＨ１＜累積加算値＜ＴＨ２）にあるか否かを判別し、ＮＯ（範囲外）の場合はステップＳ１９で当該基準信号１サイクル分の測定信号Ｍが無効であることを表す無効フラグ＝１（無効）とする。またＹＥＳ（範囲内）の場合はステップＳ１９の処理をスキップする。ステップＳ２０ではフラグの状態（有効／無効）を書込制御部９１と閾値更新部部９４に通知する。そして、ステップＳ１１に戻る。

図４は実施の形態による累積加算判定部９３の動作説明図であり、監視信号Ｗに幾種類かの典型的なノイズが重畳された場合の累積加算経過と累積加算結果を示している。図４（ａ）にまずノイズが含まれていない場合を示す。この場合の測定信号Ｍ（＝監視信号Ｗ）は正弦波交流信号であるから、基準信号１サイクル分に渡る累積加算経過は図示の如くその前半部では一様に増加するが、後半部では一様に減少して最終的に「０」となる。この累積加算結果ＳＵＭは閾値ＴＨ１，ＴＨ２の範囲内にあるので有効である。

図４（ｂ）は監視信号Ｗに２０Ｈｚよりも高い周波数のノイズ信号Ｎが重畳した場合を示している。この場合の累積加算経過ＳＵＭも上記図４（ａ）と同様にその前半部で増加し、後半部で減少するが、ノイズ信号Ｎの平均レベルが幾分＋側にオフセットしているため、その累積加算結果ＳＵＭは＋側の閾値ＴＨ２の少し下側に位置している。この測定信号Ｍもノイズによる影響があまり大きくないとして有効とされる。但し、このような高い周波数のノイズは実際はＬＰＦ６２によって除去されるため、問題は無い。

図４（ｃ）は監視信号Ｗに対して平均レベルが＋側に大きく振れるスパイク状のノイズ信号Ｎが重畳した場合を示しており、このようなノイズ信号は負荷２の電源をオンした場合に連動して典型的に表れる。この場合の累積加算経過ＳＵＭもその前半部で大きく増加し、後半部で減少に転じるが、この区間ではノイズ信号の平均レベルが大きく＋側にオフセットしているため、その累積加算結果ＳＵＭも＋側の閾値ＴＨ２を大きく＋側に逸脱している。このような低周波のノイズ成分ＮはＬＰＦ６２では除去できないため問題であるが、その影響を受けた測定信号Ｍは累積加算判定部９３によって適切に「無効」とされる。

図４（ｄ）は監視信号Ｗに対して平均レベルが−側に大きく振れるスパイク状のノイズ信号Ｎが重畳した場合を示しており、このようなノイズ信号は負荷２の電源２をオフした場合に連動して典型的に表れる。この場合の累積加算経過ＳＵＭは、監視信号Ｗとノイズ信号Ｎとが略逆位相であるため、途中では大きく波打っているが、ノイズ信号Ｎの平均レベルは−側に大きくオフセットしているため、その累積加算結果ＳＵＭも−側の閾値ＴＨ１を大きく−側に逸脱している。このような測定信号Ｍも累積加算判定部９３によって「無効」とされる。

なお、実際上、監視信号Ｗとノイズ信号Ｎとは様々な振幅や位相で重畳されるものであるが、それらの累積加算経過や累積加算結果ＳＵＭがどのようなものになるかは、上記の例から容易に推測できる。

このように、測定信号Ｍに比較的低周波の大きいノイズ信号が含まれていると、対地絶縁抵抗成分ＩｇＲを正確には監視できなくなるため、そのような１サイクル分の測定信号ＭはＤＦＴ演算には使わない方が良い。そこで、本実施の形態では、基準信号１サイクル分の累積加算結果ＳＵＭが所定の閾値範囲を逸脱する場合は当該区間の測定信号Ｍが「無効」である旨の信号を書込制御部９１及び閾値更新部９４に通知する。

図２に戻り、この書込制御部９１は、累積加算判定部９３より「無効」の通知を受けた場合は、バッファメモリ９２に書き込んだ今回の基準信号１サイクル分の測定信号Ｍを前回の有効とされた基準信号１サイクル分の測定信号Ｍによって書き換え（即ち、上書きす）る。こうして、ノイズ成分の大きい測定信号ＭはＤＦＴ演算から効率よく除外され、「有効」とされた直近の測定信号Ｍによって置き換えられる。

一方、閾値更新部９４は、予め設定された閾値ＴＨ１，ＴＨ２を累積加算判定部９３に提供すると共に、この累積加算判定部９３から送られる「有効］／「無効」の通知を監視することによりこの閾値範囲ＴＨ１、ＴＨ２を適宜に更新する。以下、これを詳細に説明する。

図５は実施の形態による閾値更新部のフローチャートである。ステップＳ３１では所定の初期化処理を行う。具体的には、無効通知の受信回数をカウントする無効数カウンタ＝０、有効通知の受信回数をカウントする有効数カウンタ＝０に初期化する。ステップＳ３２では同期信号Ｓの発生（即ち、対地絶縁抵抗成分ＩｇＲの０位相に相当）を待ち、やがて発生すると、ステップＳ３３では累積加算判定部９３からの有効／無効のフラグ通知（即ち、対地絶縁抵抗成分ＩｇＲの終了位相に相当）を待つ。やがて、このフラグ通知があると、ステップＳ３４では当該通知が無効フラグ＝１か否かを判別し、ＹＥＳ（無効）の場合はステップＳ３５で無効数カウンタに＋１する。またＮＯ（有効）の場合はステップＳ３６で有効数カウンタに＋１する。ステップＳ３７では両カウンタの和≧Ｌ（例えば８）か否かを判別し、ＮＯの場合はステップＳ３２に戻り、上記処理を繰り返す。

こうして、やがてステップＳ３７の判別で両カウンタの和（即ち、フラグ通知の全発生回数）がＬ（＝８）になると、フローはステップＳ３８に進み、ここでは無効数カウンタ＝Ｌか否かを判別する。ＹＥＳの場合は、連続する基準信号８サイクル（０．４ｓｅｃ）分の累積加算結果ＳＵＭの全てが閾値ＴＨ１、ＴＨ２の範囲から逸脱していたことになるので、現時点の閾値範囲は狭すぎるとして、ステップＳ３９ではこの閾値範囲を所定の割合で又は所定量だけ広くする。例えば、現時点の閾値ＴＨ１及び又はＴＨ２に所定の比率（例えば１．１〜１．５等）を掛け、または現時点の閾値ＴＨ１及び又はＴＨ２に一定の値を加算して閾値範囲を広くする。また、ＮＯの場合はステップＳ３９の処理をスキップする。

ステップＳ４０では有効数カウンタ＝Ｌか否かを判別し、ＹＥＳの場合は、連続する基準信号８サイクル分の累積加算結果ＳＵＭの全てが閾値ＴＨ１、ＴＨ２の範囲内に入っていたことになるので、現時点の閾値範囲は広すぎるとして、ステップＳ４１ではこの閾値範囲を所定の割合で又は所定量だけ狭くする。例えば、現時点の閾値ＴＨ１及び又はＴＨ２に所定の比率（例えば０．６〜０．９等）を掛け、または現時点の閾値ＴＨ１及び又はＴＨ２から一定の値を差し引いて閾値範囲を狭くする。また、ＮＯの場合は、この区間内に有効と無効とが入り混じっていたことになるため、この閾値範囲は適正であるとして、更新は行わずにそのままステップＳ３１に戻る。こうして、閾値範囲が現時点のノイズの大きさを反映した測定環境に自動的に適応するよう閾値範囲を更新する。

次に、このような閾値更新処理の一例を具体的に説明する。図６は実施の形態による閾値更新部の動作説明図である。レベル「０」を挟んで上下に閾値ＴＨ２、ＴＨ１が初期設定されているとする。時刻ｔ１で始まる最初の基準信号８サイクル（０．４ｓｅｃ）の区間ではこの閾値ＴＨ１、ＴＨ２を使用して閾値判定が行われ、この例では連続する８つの累積加算結果ＳＵＭの全てがこの閾値範囲内にあるため、この閾値範囲は広いと判定され、次の区間では閾値範囲が狭くされている。また、次の区間では５番目と７番目の累積加算結果ＳＵＭのみがこの時点の閾値範囲から逸脱しているため、この閾値範囲は適正と判定され、そのまま維持される。

一方、時刻ｔ２で始まる最初の０．４ｓｅｃの区間では８回分の累積加算結果ＳＵＭの全てが現時点の閾値範囲を逸脱しているため、この閾値範囲は狭いと判定され、次の時点では閾値範囲が広くされている。以下、同様である。こうして、バッファメモリ９２には現時点の測定環境に適した有用な測定信号Ｍのみが順次記憶されてゆく。なお、閾値範囲を広げる場合も、狭める場合も、共に所定の限界が定められており、これらを超えて閾値範囲を更新することはできないものとする。

次に図７を参照してバッファメモリ９２の記憶態様を説明する。本実施の形態では、基準信号１サイクル（５０ｍｓ）当たり３２サンプルのレートで測定信号ＭをＡ／Ｄ変換すると共に、この様な測定信号Ｍを１６サイクル（０．８ｓｅｃ、５１２サンプル）分集めてブロックデータＢ１と呼び、更にこの様なブロックデータを８ブロック（４０９６サンプル）分集めてグループデータＧ１と呼ぶ。このバッファメモリ９２は、少なくとも１回のＤＦＴ演算で使用する基準信号ｎ（例えば１６サイクル×８ブロックＢ１〜Ｂ８＝１２８）サイクル分の測定信号Ｍ（４０９６サンプル）に対して基準信号ｍ（例えば１６）サイクル分の空き容量Ｂ１’を加えた記憶容量を有しており、これらの限られた記憶容量を巡回的に使用する。

更に、この図７を参照してＣＲ分離部９５の動作を説明する。このＣＲ分離部９５は、基本的には、同期信号Ｓの所定タイミング（即ち、基準信号Ｂの９０°遅れ位相に相当）に同期し、基準信号ｎ（＝１２８）サイクル分の測定信号Ｍを使用したＤＦＴ演算により該測定信号Ｍに含まれる対地絶縁抵抗成分ＩｇＲと対地静電容量成分ＩｇＣとを分離する。この対地絶縁抵抗成分ＩｇＲはｓｉｎ関数を使用して分離でき、また対地静電容量成分ＩｇＣはｃｏｓ関数を使用して同時に分離できる。ところで、このようなＤＦＴ演算は４０９６サンプル分の測定信号Ｍが使用可能となる６．４ｓｅｃ置きに行っても良いが、これでは６．４ｓｅｃ置きにしか対地絶縁抵抗成分ＩｇＲが算出されないため、時間分解能が悪い。

そこで、好ましくは、このＣＲ分離部９５は、同期信号Ｓの所定タイミングに同期し、該基準信号ｍ（＝１６）サイクル分ずつずらした各基準信号ｎ（＝１２８）サイクル分の測定信号Ｍを使用したＤＦＴ演算により該測定信号に含まれる対地絶縁抵抗成分ＩｇＲと対地静電容量成分ＩｇＣとを分離する。

これを図７に従って具体的に言うと、最初はグループＧ１の測定信号Ｍを使用したＤＦＴ演算により該測定信号に含まれる対地絶縁抵抗成分ＩｇＲ１と対地静電容量成分ＩｇＣ１とを分離し、次に、グループＧ２の測定信号Ｍを使用したＤＦＴ演算により該測定信号に含まれるＩｇＲ２とＩｇＣ２とを分離する。なお、この時点ではバッファメモリ９２の先頭１ブロック（Ｂ１）分のメモリが空きになっているため、新たに入力する測定信号Ｍはこの空き領域（図のＢ２’で示す）に順次記憶されている。以下同様にして進み、こうして限られたメモリの有効利用を図っている。

また、本実施の形態では、６．４ｓｅｃ分の測定信号Ｍを使用してＤＦＴ演算を行うため、ＤＦＴ演算の基本周波数ｆ０は略０．１５６Ｈｚとなる。ＤＦＴ演算では基本周波数ｆ０の整数倍の周波数成分を求めることが可能であるから、この基本周波数ｆ０＝０．１５６ＨｚはＤＦＴ演算の周波数分解能となる。これに基づき、各周波数成分を測定信号Ｍの周波数２０Ｈｚの周辺で見てみると、１２７×ｆ０の周波数成分が１９．８４４Ｈｚ、１２８×ｆ０の周波数成分が丁度２０．００Ｈｚ、１２９×ｆ０の周波数成分が２０．１５６Ｈｚとなり、小電力の監視信号Ｗを使用した場合でも、その測定信号Ｍ（２０．００Ｈｚ）の対地絶縁抵抗成分ＩｇＲを極めて高い周波数分解能で高精度に検出できることが分かる。

また、本実施の形態では０．８ｓｅｃ置きに対地絶縁抵抗成分ＩｇＲが得られるため、ユーザは高い時間分解能で絶縁状態を監視できる。また、対地静電容量成分ＩｇＣも０．８ｓｅｃ置きに得られるため、対地静電容量成分抑制御のフィードバック応答も速い。

更に、上記０．８ｓｅｃ置きに求められた測定信号Ｍの対地絶縁抵抗成分ＩｇＲは図２の重み付け処理部９６に入力される。そして、この重み付け処理部９６は、今回の対地絶縁抵抗成分信号ＩｇＲが前回の対地絶縁抵抗成分信号ＩｇＲよりも所定以上の割合で増加した場合は、今回の対地絶縁抵抗成分信号ＩｇＲに１よりも小さい重み付けをして今回対地絶縁抵抗成分信号ＩｇＲとし、それ以外の場合は、今回の対地絶縁抵抗成分信号ＩｇＲをそのまま今回の対地絶縁抵抗成分信号ＩｇＲとする。以下、具体的に説明する。

図８に実施の形態による重み付け処理部の動作説明図を示す。図において、時刻ｔ１より６．４ｓｅｃ経過した時点で最初の絶縁抵抗成分ＩｇＲ１が得られ、その値が表示部１０１に表示される。更に、その０．８ｓｅｃ後には２番目の絶縁抵抗成分ＩｇＲ２が得られるが、これは前回の抵抗成分ＩｇＲ１よりも小さいのでそのままの値が表示される。更に、次の絶縁抵抗成分ＩｇＲ３は前回の絶縁抵抗成分ＩｇＲ２よりも大きいが、所定の増分限界θを超えていないので、そのままの値が表示される。

以下同様にして進み、この例では第５番目の絶縁抵抗成分ＩｇＲ５が４番目の抵抗成分ＩｇＲ４に対する所定の増分限界θを上回るため、この絶縁抵抗成分ＩｇＲ５に所定の倍率（例えば０．６〜０．８）が掛けられて新たな絶縁抵抗成分ＩｇＲ５’に変換され、この値が表示部１０１に表示される。また同様にして、第８番目の絶縁抵抗成分ＩｇＲ８も所定の増分限界θを上回るため所定の倍率が掛けられて新たな絶縁抵抗成分ＩｇＲ８’となり、この値が表示部１０１に表示される。こうして、瞬間的なノイズ成分の急増に伴う絶縁抵抗成分ＩｇＲの急増は有効に緩和されることとなり、監視者に不安定感を与えない。

更に、時刻ｔ２からのケースでは、第１６番目の絶縁抵抗成分ＩｇＲ１６の生成後、続く各測定信号Ｍの絶縁抵抗成分ＩｇＲ１７〜ＩｇＲ２７については、途中のＩｇＲ２２以外は、通常の絶縁劣化に伴い比較的緩やかに上昇している。この場合は、何れも所定の増分限界θを超えないので、重み付け処理を受けることもなくそのままの抵抗値で表示される。そして、この例では所定閾値ＴＨ３を超えた後の、例えば４回目（ＩｇＲ２７）の時点で漏電判定部９７により絶縁不良ＡＬＭが検出され、その旨の「警報」が警報出力部１０３に出力される。また、負荷２等における急な短絡事故に伴い、得られた各絶縁抵抗成分ＩｇＲが一様かつ急峻に上昇したような場合は、僅かな時間遅れはあるものの、実際上速やかに且つ確実に絶縁不良ＡＬＭが検出される。

なお、上記実施の形態では連続する基準信号８サイクル（０．４ｓｅｃ）毎に閾値範囲の判定を行ったが、これに限らない。閾値範囲の判定周期は任意に設定できる。また、上記実施の形態では一例の数値例を伴って各部の動作を具体的に説明したが、本発明がこれらの数値例に限定されないことは言うまでも無い。

実施の形態による絶縁監視装置のブロック図である。 実施の形態による演算処理部のブロック図である。 実施の形態による累積加算判定部のフローチャートである。 実施の形態による累積加算判定部の動作説明図である。 実施の形態による閾値更新部のフローチャートである。 実施の形態による閾値更新部の動作説明図である。 実施の形態によるＣＲ分離部の動作説明図である。 実施の形態による重み付け処理部の動作説明図である。 従来技術を説明する図である。

符号の説明

１ 変圧器（受電変圧器）
２ 負荷
３ 第１の電路
４ Ｂ種接地線
５ 第２の電路
１０ 絶縁監視装置
２０ 監視信号発生部
２１ 発振器（ＯＳＣ）
２２ 増幅器
３０ 注入手段（重畳トランス：ＣＴ）
４０ 基準信号検出手段
４１ 商用成分除去部
４２ バッファアンプ（ＢＡ）
４３ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
４４ 差動増幅器（ＡＭＰ）
４５ スイッチト・キャパシタ・フィルタ（ＳＣＦ）
５０ 検出手段（零相変流器：ＺＣＴ）
６０ 測定信号検出手段
６１ ヘッドアンプ
６２ ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
６３ Ａ／Ｄ変換器
７０ 同期信号生成部
８０ 抑圧信号生成部
９０ 演算処理部（ＭＰＵ）

Claims (2)

1. 受電変圧器のＢ種接地線に対して商用周波数とは異なる周波数の監視信号を注入する監視信号注入手段と、
   前記変圧器の低圧側電路と大地を介して前記Ｂ種接地線に環流する漏れ電流を検出する電流検出手段と、
   前記検出された漏れ電流から商用周波数及びその高調波等の不要成分を除去して漏れ電流の監視信号成分に相当する測定信号を検出する測定信号検出手段と、
   前記低圧側電路のＤ種接地点を基準とする前記Ｂ種接地線からの基準入力より前記注入された監視信号に相当する基準信号を検出する基準信号検出手段と、
   前記検出した漏れ電流の測定信号を前記基準信号の１サイクル分に渡って累積加算する累積加算手段と、
   前記累積加算手段の累積加算結果が所定の閾値範囲を逸脱しているか否かを判定する判定手段と、
   前記基準信号の所定位相に同期し、前記判定手段により所定の閾値範囲を逸脱しないと判定された基準信号ｎサイクル分の測定信号を使用したＤＦＴ演算により該測定信号に含まれる対地絶縁抵抗成分を抽出する抵抗成分抽出手段と、
   前記判定手段により各基準信号１サイクル分の累積加算結果が所定回数以上連続して前記所定の閾値範囲を逸脱したと判定された場合に、該所定の閾値範囲を広げる方向に更新する閾値更新手段と、を備えることを特徴とする絶縁監視装置。
2. 前記閾値更新手段は、前記判定手段によって各基準信号１サイクル分の累積加算結果が所定回数以上連続して前記所定の閾値範囲を逸脱しないと判定された場合に、前記所定の閾値範囲を狭める方向に更新することを特徴とする請求項１記載の絶縁監視装置。

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