JP2014173843A - 漏電検出装置および漏電検出方法 - Google Patents

Abstract

【課題】注入信号の強度が微弱であっても、対地インピーダンスを精度よく算出することができる漏電検出装置等を提供する。
【解決手段】信号注入部（２０５）は、ＡＣ系統（１）に注入信号を注入し、ノッチフィルタ部（２０６２ａ）は、所定の時間毎に計測する系統周波数を用いて、ＡＣ系統（１）の漏れ電流の系統電流成分を除去し、ロックイン検出部（２０６２ｂ）は、上記漏れ電流の注入信号成分を所定回数だけ抽出して検出し、抽出結果を積算する。
【選択図】図２

Description

本発明は、漏電検出装置および漏電検出方法に関し、特に、交流電源を備えた電気回路からの漏電を検出する漏電検出装置および漏電検出方法に関する。

従来、配電線等の電路において発生する漏電を検出する様々な技術が開示されている。例えば、特許文献１には、受電変圧器のＢ種接地線に対して、上記受電変圧器の商用周波数とは異なる周波数を有する監視信号を注入して、Ｂ種接地線に還流する漏れ電流を検出し、上記漏れ電流の上記監視信号成分に含まれる対地絶縁抵抗成分を求める絶縁監視装置が記載されている。

具体的に、まず、上記絶縁監視装置は、低圧側電路のＤ種接地線を基準とする上記Ｂ種接地線からの基準入力より、上記商用周波数成分およびその高調波成分を除去することによって、上記監視信号に相当する基準信号を抽出する。次に、上記絶縁監視装置は、検出した上記漏れ電流に対して、上記基準信号の所定位相に同期させたＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）演算を行う。これにより、上記絶縁監視装置は、上記漏れ電流の上記監視信号成分を抽出して、抽出した上記監視信号成分より対地絶縁抵抗成分を求める。

特開２０１０−６６１６２号公報（２０１０年３月２５日公開）

「九州大学 笹田研究室（Sasada LabWiki）」より（http://www.nfcorp.co.jp/pro/mi/lb/lockin/index.html）（2013/1/17検索）

ところで、一般的に、注入信号（特許文献１の監視信号）の強度が微弱であるほど、上記漏れ電流から検出した注入信号成分（特許文献１の監視信号成分）のＳ／Ｎが悪くなることが知られている。

上記のようなＳ／Ｎの問題を解決するためには、比較的大きな強度を有する上記注入信号をＢ種接地線に注入すればよいと考えられる。しかしながら、上記注入信号の強度を大きくする場合、以下のような問題がある。

一般的に、上記注入信号をＢ種接地線に注入するために、上記Ｂ種接地線の周りを囲む閉磁路を形成する中空円筒状の磁気コアが用いられる。この構成では、上記磁気コアの円周方向の磁束強度を変化させることで、電磁誘導により上記Ｂ種接地線に誘導電流を発生させる。ところが、上記構成では、上記注入信号の強度を増大させるために、上記コアのサイズを大きく（上記磁束強度を強く）する必要がある。しかしながら、上記コアのサイズが大きくなるほど、上記コアのコストが増大するだけでなく、上記コアの設置や運搬のための労力が大きくなるという問題がある。さらに、上記注入信号の強度が大きい場合、電路に接続された負荷に対して、上記注入信号が悪影響を及ぼす可能性があるという問題もある。

本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、注入信号の強度が微弱であっても、対地インピーダンスを精度よく算出することができる漏電検出装置等を提供することにある。

上記の課題を解決するために、本発明の一態様に係る漏電検出装置は、交流電源を備えた電気回路であるＡＣ系統の接地線に対して、上記交流電源が発生させる系統周波数とは異なる注入周波数を有する第１の交流電圧を印加することにより、上記ＡＣ系統に第１の注入信号を注入する信号注入部と、上記接地線からの漏れ電流を検出し、漏れ電流信号として出力する第１のセンサと、所定の時間間隔で上記系統周波数を計測し、上記所定の時間間隔で計測結果が更新される上記系統周波数を用いて、上記漏れ電流信号に含まれる上記系統周波数の信号成分である第１の系統電流成分を除去する特定周波数成分除去手段と、上記特定周波数成分除去手段によって上記第１の系統電流成分が除去された上記漏れ電流信号を上記注入信号の特定位相と同期して検出することにより、上記漏れ電流信号から、上記注入周波数の信号成分である第１の注入信号成分を抽出する処理を、所定の回数だけ繰り返して行い、各回の処理から得られた上記第１の注入信号成分を積算する特定周波数成分抽出手段と、上記特定周波数成分抽出手段によって抽出され、積算された上記第１の注入信号成分を、上記第１の交流電圧に対する対地絶縁抵抗の応答分と、上記第１の交流電圧に対する対地静電容量の応答分とに分離して、上記対地絶縁抵抗の応答分から対地絶縁抵抗を算出する漏電情報算出手段と、を備えた構成である。

また、上記の課題を解決するために、本発明の一態様に係る漏電検出方法は、交流電源を備えた電気回路であるＡＣ系統の漏電を検出する漏電検出方法であって、上記ＡＣ系統の接地線に対して、上記交流電源が発生させる系統周波数とは異なる注入周波数を有する第１の交流電圧を印加することにより、上記ＡＣ系統に第１の注入信号を注入する信号注入ステップと、上記接地線からの漏れ電流を検出し、漏れ電流信号として出力する検出ステップと、所定の時間間隔で上記系統周波数を計測し、上記所定の時間間隔で計測結果が更新される上記系統周波数を用いて、上記漏れ電流信号に含まれる上記系統周波数の信号成分である第１の系統電流成分を除去する特定周波数成分除去ステップと、上記第１の系統電流成分が除去された上記漏れ電流信号を上記注入信号の特定位相と同期して検出することにより、上記漏れ電流信号から、上記注入周波数の信号成分である第１の注入信号成分を抽出する処理を、所定の回数だけ繰り返して行い、各回の処理から得られた上記第１の注入信号成分を積算する特定周波数成分抽出ステップと、上記第１の注入信号成分を、上記第１の交流電圧に対する対地絶縁抵抗の応答分と、上記第１の交流電圧に対する対地静電容量の応答分とに分離して、上記対地絶縁抵抗の応答分から対地絶縁抵抗を算出するインピーダンス算出ステップと、を含む構成である。

上記の各構成によれば、第１のセンサが検出した漏れ電流信号に含まれる系統周波数の信号成分（第１の系統電流成分）を除去する。これにより、漏れ電流信号から、ＡＣ系統の系統電流成分を除去することができる。さらに、所定の時間ごとに、系統周波数を計測して、除去する系統周波数の信号成分を更新する。そのため、上記系統周波数が時間変化する場合であっても、上記漏れ電流信号から、上記系統電流成分を正確に除去することができる。

さらに、上記の各構成によれば、上記漏れ電流信号から、上記系統電流成分を除去した後、上記漏れ電流に含まれる注入周波数の信号成分（第１の注入信号）を所定の回数だけ抽出して検出し、上記所定の回数の検出による検出結果を積算する。これにより、上記漏れ電流信号から、第１の注入信号を抽出することができる。また、１回の検出により得られる上記注入信号成分の強度が微弱であったとしても、複数回の検出による検出結果を積算することにより、検出される上記注入信号成分のＳ／Ｎを向上させることができる。

このように、漏れ電流信号に含まれる系統電流成分を除去するとともに、漏れ電流信号の上記第１の注入信号を抽出して検出することによって、漏れ電流信号から第１の注入信号を精度よく抽出することができる。また、このように抽出された上記注入信号成分に含まれる対地絶縁抵抗の応答分から対地絶縁抵抗を精度よく算出することができる。

また、本発明の一態様に係る漏電検出装置は、所定のインピーダンスを有する抵抗または容量を備えた参照用回路部と、上記参照用回路部を流れる参照電流を検出する第２のセンサと、漏電情報算出手段とをさらに備え、上記信号注入部は、上記参照用回路部に対して、上記第１の交流電圧と同期した、上記注入周波数を有する第２の交流電圧を印加することにより、上記参照用回路部に第２の注入信号を注入し、上記注入信号を正弦波の基準として、上記第１の注入信号を、余弦波成分および正弦波成分からなる第１のベクトルで表し、また、上記第２のセンサが検出した上記参照電流に含まれる上記注入周波数の信号成分である第２の注入信号成分を、第２のベクトルで表すとき、上記漏電情報算出手段は、上記第１のベクトルと、上記第２のベクトルとの重なり成分から、上記ＡＣ系統の対地絶縁抵抗を算出する構成である。

上記の構成によれば、抵抗を備えた参照用回路部に対して、第２の交流電圧を印加することによって、第２の注入信号を注入する。この第２の注入信号に含まれる第２の注入信号成分は、第２の交流電圧に対する上記参照用回路部の応答である。一方、上述した第１の注入信号は、第１の交流電圧に対する対地絶縁抵抗および対地静電容量の応答である。

ところで、第１の注入信号のうち、上記対地絶縁抵抗の応答である第１の信号成分と、上記対地静電容量の応答である第２の信号成分とは、互いに直交する（９０度の位相差がある）。また、参照用回路部が抵抗のみを備えた回路であるので、上記第１の信号成分と、上記第２の注入信号成分とは同位相である。換言すれば、これらを表すベクトル同士は平行である。一方、上記第２の信号成分と、上記第２の注入信号成分とは位相差９０度である。換言すれば、これらを表すベクトル同士は直交する。そのため、第１のベクトルと、第２のベクトルとの重なり成分から、対地絶縁抵抗を求めることができる。

また、本発明の一態様に係る漏電検出装置においては、上記特定周波数成分除去手段は、上記漏れ電流信号に含まれる上記系統周波数のｎ倍（ｎは２以上の自然数）の信号成分をさらに除去する構成である。

上記の構成によれば、上記漏れ電流信号から、系統周波数の信号成分だけでなく、系統周波数のｎ倍の周波数の信号成分がさらに除去される。これにより、漏れ電流信号から、系統電流のｎ次の高調波成分も除去することができる。特に、上記漏れ電流信号に含まれる上記系統周波数の２倍および３倍の周波数の信号成分をさらに除去してもよい。これにより、比較的大きい強度を有する系統電流の２次高調波成分および３次高調波成分を、漏れ電流信号から除去することができる。

また、本発明の一態様に係る漏電検出装置は、所定の周波数範囲に含まれる上記系統周波数のｋ倍（ｋは自然数）または１／ｋ倍の周波数の信号成分に対する該特定周波数の信号強度の割合が所定の閾値以下となる特定周波数を、上記所定の周波数範囲において選択する特定周波数選択手段をさらに備え、上記信号注入部は、上記特定周波数選択手段により選択された上記特定周波数を、上記注入信号の上記注入周波数として決定する構成である。

上記の構成によれば、特定周波数選択手段は、まず、所定の周波数範囲に含まれる上記漏れ電流信号の信号成分であって、系統周波数のｋ倍または１／ｋ倍の周波数を有する信号成分の最大の信号強度を取得する。次に、上記所定の周波数範囲の漏れ電流信号から、該特定周波数の信号強度が上記最大の信号強度に対して所定の閾値以下となる特定周波数を選択する。そのため、上記特定周波数の信号成分は、上記所定の周波数範囲に含まれる他の信号成分と比較して、小さな強度を有することになる。

また、上記信号注入部は、上記特定周波数を、上記注入信号の上記注入周波数として決定する。そのため、上記注入信号は、上記所定の周波数範囲において、比較的小さな強度を有する背景の信号成分と重なり合うことになる。言い換えれば、上記漏れ電流において、上記注入信号成分は、背景の信号成分に対して比較的大きな強度を有することになる。これにより、上記注入周波数の信号成分において、上記注入信号の強度の割合が大きくなる。このことは、対地絶縁抵抗が精度よく算出されるという結果を導くことになる。

また、本発明の一態様に係る漏電検出装置において、上記注入周波数は、上記系統周波数のｎ倍とｍ倍と（ｎ、ｍ＞ｎは自然数）の相乗平均、または上記系統周波数の１／ｎ倍と１／ｍ倍との相乗平均を中心とする所定の範囲に含まれる周波数である。

上記の構成によれば、注入周波数が、系統周波数のｎ倍とｍ倍との相乗平均を中心とする所定の範囲に含まれる。ここで、上記所定の範囲は、例えば、系統周波数のｎ倍とｍ倍との差分、または１／ｎ倍と１／ｍ倍との差分の１パーセントであってよい。
そのため、漏れ電流信号において、注入信号成分が系統電流成分と重なりにくい。さらに、注入信号成分は、系統周波数の自然数倍の周波数を有する系統電流の高調波成分とも重なりにくい。そのため、漏れ電流信号から注入信号成分を精度よく抽出することができる。

また、本発明の一態様に係る漏電検出装置において、上記第１のセンサは、磁性体で形成された中空円筒状の磁気コア、および上記磁気コアに巻き付けられたコイルを有しており、上記磁気コアの中空部分を上記ＡＣ系統の回路が貫通している構成であり、上記第１のセンサの上記磁気コアおよび上記コイルと同じ磁気コアおよびコイルを有し、かつ上記第１のセンサの近傍に位置する第３のセンサと、上記第１のセンサが検出した漏れ電流信号から上記第３のセンサが検出した信号を減算する背景信号減算部と、をさらに備え、上記第１のセンサおよび上記第３のセンサは、上記磁気コアの円筒の中心軸が互いに同じ方向を向き、かつ、同一の方向から見たときに、上記コイルが互いに逆巻きとなるように配置されている構成である。

上記の構成によれば、第１のセンサおよび上記第３のセンサは、磁気コアの円筒の中心軸が互いに同じ方向を向き、かつ、同一の方向から見たときに、コイルが互いに逆巻きとなるように配置され、かつ互いに近接して位置している。そのため、上記漏れ電流が上記磁気コアに発生させる磁束変化により、上記２つのセンサには、互いに逆相の信号が現れる。従って、これらの信号を減算した場合、双方のコイルで得られた信号は強めあうことになる。一方、交流電源から外部空間へ漏れ出ている微弱な電磁波がコイルと電磁結合することにより、上記２つのセンサには、互いに同相の信号が現れる。従って、これらの信号を減算した場合、双方のコイルで得られた信号は弱めあうことになる。

従って、第１のセンサが検出した信号（漏れ電流信号）から上記第３のセンサが検出した信号を減算することにより、上記漏れ電流信号から、上記コイルと上記電磁波との電磁結合に起因する不要な信号成分を減少させることができる。

本発明の各態様に係る特定周波数成分除去手段、特定周波数成分抽出手段、背景信号減算手段、および漏電情報算出手段は、コンピュータによって実現してもよく、この場合には、コンピュータを上記各手段として動作させることにより上記各手段をコンピュータにて実現させる制御プログラム、およびそれを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体も、本発明の範疇に入る。

本発明は、注入信号の強度が微弱であっても、対地インピーダンスを精度よく算出することができるという効果を奏する。

本発明の実施形態１に係る漏電検出システムのデータ処理部の構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態１に係る漏電検出システムの構成を示す模式図である。 図２に示す漏電検出システムにおいて形成される電流経路を模式的に示す回路図である。 （ａ）および（ｂ）は、それぞれ、あるＡＣ系統の漏れ電流のパワースペクトルを示すグラフである。 ８５Ｈｚ、１２５Ｈｚ、および１４７Ｈｚの注入周波数の評価尺度を示す表である。 図２に示すＡＣ系統において発生される系統周波数の計測値を示すグラフである。 ８５．４７Ｈｚの注入信号に対する１９．５Ωの純粋抵抗の応答信号を示すグラフである。 図１に示すデータ処理部が実行する漏電検出処理の流れを示すフローチャートである。 漏電電流用ＣＴセンサが検出するＣｈ２の電圧信号を示すグラフである。 図１に示すノッチフィルタ部によりノッチフィルタ処理が実行された後のＣｈ２の電圧信号を示すグラフである。 （ａ）および（ｂ）は、図１に示すロックイン検出部が、Ｃｈ２の電圧信号に対して、４２回および１６８０回のロックイン検出を行った結果として得た検出信号を示すグラフである。 図１に示すロックイン検出部が、Ｃｈ４の電圧信号をロックイン検出した結果として得た検出信号を示すグラフである。 （ａ）および（ｂ）は、実験（１）における漏電設定および測定結果を示す表である。 （ａ）および（ｂ）は、図１３の（ｂ）に示すＩｇｒ推定およびＸＣ推定の測定データをプロットしたグラフである。 （ａ）および（ｂ）は、実験（２）における漏電設定および測定結果を示す表である。 （ａ）および（ｂ）は、図１５の（ｂ）に示すＩｇｒ推定およびＸＣ推定の測定データをプロットしたグラフである。 （ａ）および（ｂ）は、実験（３）における漏電設定および測定結果を示す表である。 図１７の（ｂ）に示すＩｇｒ推定の測定データをプロットしたグラフである。 磁気シェイキングを行ったＣＴセンサによる電流信号の検出結果の一例を示すグラフである。

以下、本発明の実施の形態について、図２〜図１８を用いて詳細に説明する。

［漏電検出システム１０００の構成］
図２は、ＡＣ系統１と、漏電検出装置２とからなる漏電検出システム１０００の構成を示す模式図である。図２に示すように、ＡＣ系統１は、３相３線式の配電システムである。詳細には、ＡＣ系統１は、３本の電路Ｘ、Ｙ、Ｚと、交流電圧源１０１、１０２、１０３と、負荷１１１、１１２、１１３とを含む。ここで、電路Ｘ、電路Ｙ、電路Ｚは、それぞれ、ＡＣ系統１の配電線のＲ相、Ｓ相、Ｔ相の電路である。また、接地線ｅは、ＡＣ系統１の接地線である。

図２には、Ｒ相の対地インピーダンス（対地絶縁抵抗ＸＲ１および対地静電容量ＸＣ１）と、Ｔ相の対地インピーダンス（対地絶縁抵抗ＸＲ２および対地静電容量ＸＣ２）を、電流経路として模式的に示している。なお、以下では、対地絶縁抵抗ＸＲ１、ＸＲ２、および対地静電容量ＸＣ１、ＸＣ２を、抵抗分ＸＲ１、ＸＲ２、および容量分ＸＣ１、ＸＣ２と呼ぶことがある。また、Ｒ相およびＴ相の対地インピーダンスを合わせて、対地インピーダンスＺＩと呼ぶ。ＡＣ系統１が漏電する場合、抵抗分ＸＲ１、ＸＲ２、容量分ＸＣ１、およびＸＣ２のうちいずれか１つまたは複数の経路を通って、大地に漏電電流が流れると考えることができる。

［漏電検出装置２の構成］
続いて、図２を用いて、上述した漏電検出装置２の構成を詳細に説明する。漏電検出装置２は、ＡＣ系統１の抵抗分ＸＲ１、ＸＲ２、容量分ＸＣ１、およびＸＣ２において発生する漏電を検出するための装置である。

漏電検出装置２は、漏電電流用ＣＴセンサ（第１のセンサ）２０１、純粋抵抗用ＣＴセンサ（第２のセンサ）２０２、背景信号用ＣＴセンサ（第３のセンサ）２０３、参照用回路部２０４、信号注入部２０５、およびデータ処理部２０６を含む構成である。漏電検出装置２の各部の詳細な構成を、以下に説明する。

［１．漏電電流用ＣＴセンサ２０１］
漏電電流用ＣＴセンサ２０１は、１００Ａ定格の分割可能な磁気コア（ＣＴコア；分割型の変流器）を含む電流センサである。なお、後述する純粋抵抗用ＣＴセンサ２０２および背景信号用ＣＴセンサ２０３も、漏電電流用ＣＴセンサ２０１と同じ１００Ａ定格の分割可能な磁気コアを含む電流センサである。

漏電電流用ＣＴセンサ２０１は、磁気コア（環状の軟磁性体）の内側を接地線ｅが通過するように配置されている。そのため、漏電電流用ＣＴセンサ２０１は、交流が接地線ｅを流れるとき、該センサ２０１と電気的に接続された入力回路を流れる誘導電流を誘導励起する。上記入力回路は、その交流を電流信号として検出する。

この漏電電流用ＣＴセンサ２０１は、上記入力回路と協働して、定格電流に対して非常に微弱な電流も精度良く検出することが要求される。具体的には、漏電電流用ＣＴセンサ２０１は、小型の信号注入部２０５のコイルによって発生される３５ｍＶｒ.ｍ.ｓ.の電圧を１０ｋΩの抵抗分に印可した際に、接地線ｅを流れる約３．５μＡの電流信号を１次側の電流信号として出力することが要求される。

上記入力回路は、上記磁気コアに複数回（例えば、一般的なＣＴセンサでは標準とされる３０００回）巻き付けられたコイルに発生する２次側の電流信号（１．２ｎＡ＝３．５μＡ／３０００回）を検出する性能が要求される。すなわち、この例の場合、漏電電流用ＣＴセンサ２０１は、定格電流（１００Ａ）比では約−１５０ｄＢの微弱な電流を検出することになる。漏電電流用ＣＴセンサ２０１が検出した電流信号は、電圧信号に変換され、さらにローパスフィルタを透過した後、データロガー（１６ｂｉｔ Ａ／Ｄ）に入力する。

［２．純粋抵抗用ＣＴセンサ２０２］
純粋抵抗用ＣＴセンサ２０２は、磁気コアの内側を参照用回路部２０４の一部が通過するように配置されている。そのため、参照用回路部２０４を交流が通過したとき、純粋抵抗用ＣＴセンサ２０２は、参照用回路部２０４を流れる交流を電圧信号として検出する。

［３．背景信号用ＣＴセンサ２０３］
背景信号用ＣＴセンサ２０３は、漏電検出システム１０００に含まれる全ての電線から外れて（従って、漏電検出システム１０００に含まれるいずれの電線も背景信号用ＣＴセンサ２０３を通過することなしに）、漏電電流用ＣＴセンサ２０１の近傍に配置される。

背景信号用ＣＴセンサ２０３は、エレキギターのピックアップのハムバッキングから発想されたものである。背景信号用ＣＴセンサ２０３は、コアにコイルが巻き付けられた状態で、上記コアの上下方向を定めるとき、漏電電流用ＣＴセンサ２０１のコアと上下反対向きに配置されている。言い換えれば、同じ方向から見たとき、背景信号用ＣＴセンサ２０３の磁気コアに巻き付けられているコイルの巻き方向は、漏電電流用ＣＴセンサ２０１の磁気コアに巻き付けられているコイルの巻き方向とは逆の方向となっている。

これにより、漏電電流用ＣＴセンサ２０１および背景信号用ＣＴセンサ２０３の各コアを貫く磁束が変化したとき、この磁束変化に起因して漏電電流用ＣＴセンサ２０１と背景信号用ＣＴセンサ２０３とが検出する第１の電圧信号は、互いに逆相の関係となる。一方、空間に漏れ出た電磁波が上記の各コアに巻き付けられたコイルと電磁結合することによって漏電電流用ＣＴセンサ２０１および背景信号用ＣＴセンサ２０３が検出する第２の電圧信号（背景信号）は、互いに同相の関係となる。

そのため、漏電電流用ＣＴセンサ２０１および背景信号用ＣＴセンサ２０３の検出する電圧信号同士を減算した場合、接地線ｅを流れる電流に起因する第１の電圧信号同士は強めあう。一方、上記の減算により、空間に漏れ出た電磁波に起因する第２の電圧信号同士は打ち消しあうことになる。

従って、漏電電流用ＣＴセンサ２０１が検出した電圧信号と、背景信号用ＣＴセンサ２０３が検出した電圧信号とを減算することによって、漏電電流用ＣＴセンサ２０１が検出した電圧信号から上記背景信号を除去することができる。このように、電磁結合に起因する背景信号成分を除去することは、長距離信号配線等において発生する誘導ノイズをキャンセルすること等に有効である。

［ＣＴセンサの変形例］
なお、漏電電流用ＣＴセンサ２０１、純粋抵抗用ＣＴセンサ２０２、および背景信号用ＣＴセンサ２０３の一変形例は、各々の磁気コアに対して、数ｋＨｚの高周波（例えば、５ｋＨｚ９０ｍＡの波）が印加される構成であってもよい。上記高周波は、磁気コアを磁気シェイキング（非特許文献１参照）することによって、微弱な低周波磁界に対する磁気コアの透磁率を向上させる。その結果、これらのＣＴセンサ２０１、２０２、２０３は、より弱い電流を検出することが可能となる。高周波の印加による磁気シェイキングは、後述するロックイン検出と併用した場合、特に効果が大きい。

図１９に、あるＣＴセンサの磁気コアに磁気シェイキングを行った場合と行わなかった場合とについて、上記ＣＴセンサによって２５Ｈｚの微弱な電流信号を検出した測定結果を示す。図１９に示すグラフの横軸は、上記電流信号の強度の設定値であり、同グラフの縦軸は、ＣＴセンサによる上記電流信号の測定結果（検出電圧）である。また、同図において、「励磁あり検出」のグラフが、ＣＴセンサに磁気シェイキングを行った場合の測定結果であり、「励磁なし検出」のグラフが、ＣＴセンサに磁気シェイキングを行わなかった場合の測定結果である。図１９より、上記電流信号の設定値が約５０μＡ以下の場合に、磁気シェイキングを行わなかった場合のＣＴセンサの検出電圧が、上記電流信号に比例していないことがわかる。すなわち、ＣＴセンサの磁気シェイキングを行わなかった場合、上記ＣＴセンサは、約５０μＡ以下の微弱な電流信号を正しく計測することができない。一方、磁気シェイキングを行なった場合の検出電圧は、上記電流信号の設定値によらず、上記電流信号に比例している。従って、ＣＴセンサの磁気シェイキングを行なった場合、上記ＣＴセンサは、約５０μＡ以下の微弱な上記電流信号であっても、正しく計測することができる。

なお、上記高周波を磁気コアに注入するために使用される電線は、漏電検出システム１０００に含まれるいずれかの電線であってもよいし、それ以外の電線であってもよい。本実施形態では、６０Ｈｚの系統周波数が、漏電電流用ＣＴセンサ２０１の磁気シェイキングを行う役割を果たしている。なお、このような磁気シェイキングの技術は、従来のＣＴセンサによって構成された微小交流電流計や漏電電流計に使用することもできる。

［４．参照用回路部２０４］
参照用回路部２０４は、３９Ωの純粋抵抗２０４１の部位と、信号注入用磁気コア２０５２に巻きつけられた回路巻き部２０４２の部位と、純粋抵抗用ＣＴセンサ２０２の内側を通過する部位とを有している。回路巻き部２０４２を貫く信号注入用磁気コア２０５２中の磁束の強さが変化したとき、参照用回路部２０４には、電磁誘導により誘導電流が流れる。

後述する信号注入用磁気コア２０５２に対する回路巻き部２０４２の巻き数は、１または２である。上記巻き数が１である場合、信号注入用ＣＴ２０５のコアに対する参照用回路部２０４の巻き数と、磁気コア２０５２に対するＡＣ系統１の巻き数とが等しくなる。そのため、後述する漏電検出処理において、対地インピーダンスの抵抗分を算出するための計算方法が明快となる。一方、巻き数が２である場合、巻き数が１である場合と比較して、参照用回路部２０４の純粋抵抗２０４２に印加される誘導電圧が大きくなる。そのため、純粋抵抗２０４２がより大きな抵抗値を有する場合であっても、純粋抵抗２０４２を流れる電流を精度よく検出することができる。回路巻き部２０４２の巻き数は、１であっても、あるいは２であっても、非常に小さい。加えて、機能する周波数が高々１４７Ｈｚと小さい。そのため、純粋抵抗２０４１に対して、回路巻き部２０４２によるインダクタンスの寄与はないとみなすことができる。

従って、参照用回路部２０４は、インダクタンスおよび容量値がほぼゼロであって、純粋抵抗２０４１に基づく抵抗値（３９Ω）のみを有する回路である。なお、磁気コア２０５２が小さく、従って信号注入部２０５の信号注入能力が低い場合、純粋抵抗２０４１の抵抗値は、純粋抵抗用ＣＴセンサ２０２が機能し得る１ｍＡ以上の参照電流を確保することができる数十Ω程度に設定されることが妥当である。すなわち、数十Ω程度よりも大きすぎる場合、参照用回路部２０４を電流が流れなくなるので、純粋抵抗用ＣＴセンサ２０２により電流を測定することが困難となる。一方、数十Ω程度よりも小さすぎる場合、参照用回路部２０４へと電流が流れすぎるので、信号注入部２０５による接地線ｅへの注入能力が減殺されることになる。

［５．信号注入部２０５］
信号注入部２０５は、発振器２０５１と、アンプ（図視せず）と、６００Ａ定格の信号注入用磁気コア２０５２とを備えている。信号注入用磁気コア２０５２の穴を接地線ｅが通過している。また、信号注入部２０５は、発振器２０５１および上記オーディオアンプにより発生された電流が、上記コアに巻き付けられたコイル３０５３を通って流れる構成となっている。また、信号注入用磁気コア２０５２は、注入信号を接地線に注入するために用いられる一般的な磁気コアと比較して、接地線ｅに平行な方向の断面積が小さい構成である。そのため、一般的な磁気コアと比較すると、質量が約１／３０に小さくなっている。これにより、信号注入部２０５（信号注入用磁気コア２０５２）は、質量が軽いので、持ち運びが容易である。一方で、それとともに、信号注入部２０５が接地線ｅに注入する注入信号の電圧の上限値は、一般的な磁気コアを備えた信号注入部のそれよりも低くなっている。以下に、その理由を説明する。

信号注入部２０５により注入することができる注入信号の電圧の上限値は、磁気コア２０５２に収容することができる磁束Ｗｂと、注入周波数とに比例する。そのため、上記上限値を大きくするためには、上記磁束Ｗｂおよび／または注入周波数を大きくすればよい。ところが、注入周波数が大すぎる場合、ＡＣ系統１において、容量性の漏電の応答が卓越する、あるいは、容量性の漏電が抵抗性の漏電に変化して観測されるなどの不具合がある。そのため、注入周波数を大きくしすぎることは望ましくない。

一方、上記磁束Ｗｂを大きくするためには、磁束密度および注入回路に鎖交する断面積を拡大することが有効である。しかし、上記磁束密度は、実用的に利用可能な材料では、１．８Ｔ程度（鉄系材料の飽和磁束密度）が上限である。結局、注入信号の電圧の上限値を大きく向上させるためには、磁気コアの断面積を大きくすることのみが有効である。従って、小さな断面積を有する磁気コア２０５２により注入することができる電圧の上限値は、一般的な信号注入部のそれよりも小さいことになる。

さて、発振器２０５１により発生された交流が、上記コア２０５２に巻き付けられたコイル２０５３を通るとき、上記コア２０５２中の磁束の強さが変化することによって、上記コア２０５２を通過する接地線ｅに誘導電流が流れる。この誘導電流の第１の経路は、接地線ｅ、電流源１０２、Ｒ相の電路Ｘ、経路ａおよび／またはｂをこの順で通って大地より還流するものである。また、上記誘導電流の第２の経路は、接地線ｅから、電流源１０３、Ｔ相の電路Ｚ、経路ｃおよび／またはｄ、および大地をこの順で通って接地線ｅに戻るものである。図３に、第１および第２の電流経路の概略的な回路図を示す。上記第１および第２の電流経路には、ＡＣ系統１の系統電流（およびその高調波）も流れている。

さらに、コア２０５２中の磁束の強さが変化したとき、参照用回路部２０４の回路巻き部２０４２を貫く磁束の強さが変化する。これにより、参照用回路部２０４にも誘導電流が流れることになる。

以上のように、信号注入部２０５は、発振器２０５１によって発生された励起用信号により、コア２０５２中の磁束強度を変化させる。上記磁束変化は、接地線ｅおよび参照用回路部２０４に対して、同位相の誘導電圧を発生させる。これにより、接地線ｅおよび参照用回路部２０４に誘導電流が流れる。これらの誘導電流（以下、注入信号と呼ぶ）は、上記励起用信号と同じ周波数（以下、注入周波数と呼ぶ）を有している。以下に、注入周波数の選択方法を説明する。

図４の（ａ）に、実験台上で構成したあるＡＣ系統において、信号注入部２０５によって１２５Ｈｚの注入信号を注入した場合に、Ｂ種接地線を通る漏れ電流のパワーをＦＦＴ演算により測定した測定結果を示す。同図は、周波数０Ｈｚから３００Ｈｚの間における漏れ電流の相対パワーを示すスペクトルである。上記スペクトルにおいて、系統周波数に等しい６０Ｈｚにおけるピークパワーは系統電流によるものである。このピークパワーは、１２５Ｈｚのパワーと比較して、約１００００倍となっている。すなわち、注入信号のパワーは、系統電流のピークパワーと比較して、およそ１／１００００よりも小さいことがわかる。

図４の（ａ）は、系統電流の２次高調波（周波数１２０Ｈｚ）のパワーが比較的小さい例である。ところが、ＡＣ系統によっては、系統電流の２次高調波のピークパワーが、系統電流のピークパワーと同等程度に大きい場合がある。

図４の（ｂ）に、このようなＡＣ系統の相対パワースペクトルの一例を示す。図４の（ｂ）に示すパワースペクトルを有するＡＣ系統に対して、１２５Ｈｚの注入信号を注入した場合、１２５Ｈｚにおいて、漏れ電流の全パワーに占める注入信号のパワーの割合は大変小さくなる。そのため、この漏れ電流から注入信号成分のみを抽出することは困難となる。言い換えれば、この漏れ電流から注入信号成分を抽出した場合、抽出された注入信号成分には大きな系統電流の２次高調波成分が含まれる。従って、抽出した上記注入信号成分のＳ／Ｎが悪くなる。

従って、上記注入周波数は、ＡＣ系統の系統周波数およびその分数倍から離れていることが望ましい。具体的に、ＡＣ系統の系統周波数とその分数倍の周波数との相乗平均であることが望ましい。例えば、系統周波数（６０Ｈｚ）と系統周波数の２倍（１２０Ｈｚ）との相乗平均の周波数、および、系統周波数の２倍（１２０Ｈｚ）と３倍（１８０Ｈｚ）との相乗平均などが、上記注入周波数として好ましい。なぜならば、系統周波数とその分数倍の周波数との相乗平均は、系統周波数の無理数倍となる。そのため、注入周波数が系統周波数とその分数倍の周波数との相加平均である場合と比較して、注入信号が、系統電流の有理数倍の高調波とも重なりにくいという特長を有するからである。すなわち、注入周波数として、以下２パターンが考えられる。
１．系統周波数の１次（６０Ｈｚ）と２次（１２０Ｈｚ）との間の周波数
√（６０×１２０）＝６０×√２＝１２０×（１／√２）＝８４．８５２８１４Ｈｚ
２．系統周波数の２次（１２０Ｈｚ）と３次（１８０Ｈｚ）との間の周波数
√（１２０×１８０）＝１２０×√（３／２）＝１８０×√（２／３）＝１４６．９６９３８Ｈｚ
図４の（ｂ）では、約８５Ｈｚおよび約１４７Ｈｚにおいて、ＡＣ系統１の電流の相対パワーが低くなっている。従って、これらの２パターンの周波数を注入周波数とした場合、漏れ電流において、ＡＣ系統１の電流信号のピークと注入信号とが重ならないことがわかる。

また、１次の半分（３０Ｈｚ）と１次（６０Ｈｚ）の間の周波数も、注入周波数の候補となり得る。例えば、√（３０ｘ６０）＝４２．４２６Ｈｚは、注入周波数の候補となり得る。しかしながら、ＡＣ系統１は、インバータによって系統周波数よりも低い周波数を生成する場合がある。この場合、インバータに生成された周波数と４２．４２６Ｈｚの注入周波数とが重なる可能性がある。そのため、３０Ｈｚから６０Ｈｚの間の周波数は、注入周波数として望ましくない。一方、３０Ｈｚより下の周波数領域は、インバータの周波数とも重なりにくくなるので、注入周波数の候補となる。具体的には、√(６０Ｈｚ／２×６０Ｈｚ／３)＝２４．４９Ｈｚなどが、注入周波数の候補となる。

図５に、上述した８５Ｈｚ、１２５Ｈｚ、１４７Ｈｚの各注入周波数について、系統周波数からの周波数距離、容量分からの漏電量に対する影響、および注入可能な電力（パワー）の３つの要素に基づいて評価した評価尺度を示す。漏電検出装置２は、系統電流の高調波およびノイズの強さ、および上記の各要素に基づき、最適な注入周波数を自動選択する構成であってよい。

また、これ以外に、漏電検出装置２が注入周波数選択手段（図示せず）をさらに備えている構成であってよい。上記注入周波数選択手段は、所定の周波数範囲（例えば、０Ｈｚから３００Ｈｚ）に含まれる上記系統周波数のｋ倍（ｋは自然数）または１／ｋ倍の周波数の信号成分における最大の信号強度を取得する。そして、上記最大の信号強度に対して所定の割合（たとえば１％）以下となる信号強度を有する特定周波数を、上記所定の周波数範囲内から選択する。そして、信号注入部２０５は、上記注入周波数選択手段により選択された上記特定周波数を、上記注入信号の上記注入周波数として決定する。

これにより、上記漏れ電流信号において、上記注入信号は、上記注入周波数を有する背景の信号成分に対して、比較的大きな強度を有することになる。その結果、ロックイン検出部２０６２ｂが抽出する信号において、上記注入信号の割合が大きくなる。上記構成によれば、例えば、工場のインバータなどが発生する特有の周波数を有するノイズと、上記注入信号とが重なることを避けることができる。

なお、系統周波数の１次が５０Ｈｚの場合、系統周波数の１次が６０Ｈｚの場合における上記２パターンの注入周波数の計算と同じ計算で、注入周波数は約７１Ｈｚおよび約１２３Ｈｚの２パターンが考えられる。

［６．データ処理部２０６］
データ処理部２０６は、データ取得部２０６１と、データ解析部２０６２とを含む。データ取得部２０６１は、漏電検出システム１０００の各部より電圧信号を取得するものである。また、データ解析部２０６２は、データ取得部２０６１が取得したデータに対して、オフラインでＰＣソフト処理を行うものである。

［６−１．データ取得部２０６１］
データ取得部２０６１は、以下のＣｈ１〜Ｃｈ５の電圧信号を受信する。
Ｃｈ１：ＡＣ系統１の系統電流
Ｃｈ２：漏電電流用ＣＴセンサ２０１の検出した信号
Ｃｈ３：背景信号用ＣＴセンサ２０３の検出した信号
Ｃｈ４：純粋抵抗用ＣＴセンサ２０２の検出した信号
Ｃｈ５：注入信号
データ取得部２０６１は、後述するように、データ解析部２０６２の各部に上記Ｃｈ１〜Ｃｈ５の電圧信号を送出する。

［６−２．データ解析部２０６２］
データ解析部２０６２は、ノッチフィルタ部（特定周波数成分除去手段）２０６２ａ、背景信号減算部（背景信号減算手段）２０６２ｃ、ロックイン検出部（特定周波数成分抽出手段）２０６２ｂ、および漏電情報算出手段（漏電情報算出手段）２０６２ｄを含む。以下に、データ解析部２０６２の各部について、図１を用いて詳細に説明する。図１は、データ処理部２０６の構成を示す機能ブロック図である。なお、同図には、データ取得部２０６１よりデータ解析部２０６２に出力されるＣｈ１〜Ｃｈ５の電圧信号の移動経路を示している。

［６−２ａ．ノッチフィルタ部２０６２ａ］
図１に示すように、ノッチフィルタ部２０６２ａは、Ｃｈ２の電圧信号に対して、系統周波数の１、２、３次分に等しい周波数成分を除去するノッチフィルタ処理を行うものである。

詳細には、ノッチフィルタ部２０６２ａは、０．５秒ごとに、４０回（２０秒間）、データ取得部２０６１よりＣｈ１の電圧信号を取得して、上記Ｃｈ１の電圧信号から系統周波数を計測する。図６に、ノッチフィルタ部２０６２ａが、６０Ｈｚの系統周波数を０．５秒ごとに４０回計測した結果の一例を示す。同図より、計測された系統周波数（縦軸）は、約２０秒間で±０．００４Ｈｚ程度の揺らぎを有していることがわかる。

ノッチフィルタ部２０６２ａは、このようにして０．５秒ごとに更新される系統周波数の計測値をパラメータとして、Ｃｈ２の電圧信号から、上記計測値の周波数成分を除去する。これにより、系統周波数が揺らいでいる場合であっても、Ｃｈ２の電圧信号から、系統周波数を有する信号成分（以下、系統電流成分と呼ぶ）を正確に除去することができる。さらに、ノッチフィルタ部２０６２ａは、上記計測値の２倍および３倍の周波数成分も、上記Ｃｈ２の電圧信号から除去する。これにより、ノッチフィルタ部２０６２ａは、系統電流だけでなく、その２次高調波、および３次高調波も、上記Ｃｈ２の電圧信号から除去することができる。

こうして、ノッチフィルタ処理が実行された後、Ｃｈ２の電圧信号は、系統電流成分、その２次高調波成分、および３次高調波成分を含まないことになる。従って、上記ノッチフィルタ処理によって、上記電圧信号から、系統電流成分の数千分の１の強度を有する微弱な注入信号成分を抽出することができるようになる。

このように、ノッチフィルタ処理は、大パワーかつ狭域の周波数成分（例えば、地絡や漏電時に発生する高調波や高周波）を除去することができる。そのため、上記ノッチフィルタ処理は、漏電リレーや火災警報器に応用することができる。

なお、パワーコンディショナ等では、電力系統と同期した交流電圧を得るために、周波数の変化に追従するＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路が使用される。漏電検出システム１０００の一変形例では、このＰＬＬ回路に系統周波数を追従させてもよい。この構成では、ノッチフィルタ部２０６２ａは、上記ＰＬＬ回路より系統周波数を取得して、電圧信号から、上記系統周波数を有する信号成分を除去する。これにより、ノッチフィルタ部２０６２ａが系統周波数を計測する処理を軽減あるいは省略することができる。その結果、系統周波数を計測するための計算量を削減することができる。

［６−２ｂ．ロックイン検出部２０６２ｂ］
ロックイン検出部２０６２ｂは、データ取得部２０６１が取得したＣｈ２〜Ｃｈ４の電圧信号から注入信号成分のみを検出するために、上記の各電圧信号を注入周波数でロックイン検出する。ここで、ロックイン検出（同期検波）とは、信号に含まれる特定の周波数成分と位相を合わせて上記信号を検出することによって、上記信号から上記特定の周波数成分のみを検出することをいう。このようなロックイン検出の技術は、検出機器の絶縁状態や絶縁液体の検出等に応用することができる可能性がある（例：高抵抗液体検出や絶縁抵抗測定への応用）。

ロックイン検出部２０６２ｂは、約２０秒間、Ｃｈ２〜Ｃｈ４の電圧信号に対してロックイン検出を繰り返して、検出された検出信号Ａ〜検出信号Ｃをそれぞれ積算する。本発明では、ロックイン検出部２０６２ｂによる検出信号の積算時間を２０秒程度に設定することで、上記検出信号Ａ〜Ｃに含まれる微小な注入信号成分のＳ／Ｎを向上させることを狙っている。これは、通信理論のシャノン限界から導かれるように、Ｓ／Ｎと積算時間は、トレードオフの関係にあるという原理があるためである。なお、上記原理を応用した計測器は、例えば非特許文献１に示されるように、既に製品として開発されている。

ロックイン検出部２０６２ｂは、８５．４７Ｈｚでロックイン検出する場合、約０．５秒で４２回（＝８５．４７×０．５）、約２０秒間で１６８０回（＝８５．４７×２０）のロックイン検出を行うことができる。なお、Ｃｈ２〜Ｃｈ４の電圧信号に含まれる注入信号成分の強度がより微小である場合、ロックイン検出部２０６２ｂによる検出時間および／または検出回数をより増加させて、積算時間を増加させてもよい。

ロックイン検出部２０６２ｂは、検出信号Ａおよび検出信号Ｂを背景信号減算部２０６２ｃに出力し、検出信号Ｃを漏電情報算出手段２０６２ｄに出力する。

［６−２ｃ．背景信号減算部２０６２ｃ］
背景信号減算部２０６２ｃは、ロックイン検出部２０６２ｂから受信した検出信号Ａから検出信号Ｂを減算する。ここで、検出信号Ａは、漏電電流用ＣＴセンサ２０１で検出されたＣｈ２の電圧信号から、注入信号成分のみを抽出した信号である。また、検出信号Ｂは、背景信号用ＣＴセンサ２０３で検出されたＣｈ４の電圧信号から、注入信号成分のみを抽出した信号である。

前述したように、漏電電流用ＣＴセンサ２０１および背景信号用ＣＴセンサ２０３が検出したＣｈ２およびＣｈ４の電圧信号には、各センサが備えたコイルが電磁波と電磁結合することに起因する微小なノイズ信号が互いに同位相で含まれている。従って、背景信号減算部２０６２ｃは、検出信号Ａから検出信号Ｂを減算することにより、検出信号Ａから、上記電磁結合に起因する微小なノイズ信号を除去することができる。

［６−２ｄ．漏電情報算出手段２０６２ｄ］
漏電情報算出手段２０６２ｄは、電路ＸおよびＺと大地との間に形成される対地インピーダンスＺＩの抵抗分ＸＲ、および抵抗分ＸＲからの漏電電流Ｉｇｒを算出するものである。具体的に、漏電情報算出手段２０６２ｄは、以下のようにして、上記抵抗分ＸＲおよび上記漏電電流Ｉｇｒを算出する。

漏電情報算出手段２０６２ｄは、背景信号減算部２０６２ｃより検出信号Ａを取得し、ロックイン検出部２０６２ｂより検出信号Ｃを取得する。ここで、検出信号Ａは、漏電電流用ＣＴセンサ２０１で検出されたＣｈ２の電圧信号から、注入信号成分のみを検出した信号である。従って、検出信号Ａは、注入信号に対する対地インピーダンスＺＩの応答である。言い換えれば、検出信号Ａは、注入信号に対して、図３に示す回路が示す応答である。

一方、検出信号Ｃは、純粋抵抗用ＣＴセンサ２０２より得られたＣｈ３の電圧信号から注入信号成分を抽出したものである。そのため、検出信号Ｃは、注入信号に対する参照用回路部２０４の応答である。ところが、参照用回路部２０４は、抵抗値３９Ωの純粋抵抗２０４１のみを有する回路である。従って、検出信号Ｃは、注入信号に対する純粋抵抗２０４１の応答を示すものである。なお、図７に、参考として、８５．４７Ｈｚの注入信号に対する１９．５Ωの純粋抵抗の応答を示す。

さて、注入信号に対する参照用回路部２０４の応答（検出信号Ｃ）は、抵抗分のみを有する（容量分がゼロの）インピーダンスの応答であると考えることができる。そのため、検出信号Ａを、検出信号Ｃと位相が一致した平行信号成分と、検出信号Ｃに対する位相差が９０度である直交信号成分とに分解したとき、上記平行信号成分は抵抗分ＸＲによる応答に相当する。また、上記直交信号成分は、容量分ＸＣによる応答に相当する。

従って、以下の計算手順１．から４．により、対地インピーダンスＺＩの抵抗分ＸＲを算出することができる。
１．信号を余弦波成分と正弦波成分とを有するベクトルで表す場合、励起用信号を純粋な正弦波の基準（ベクトル（０、１））として、検出信号Ａと検出信号Ｃを表すベクトル（Ｘ１、Ｘ２）、（ｒ１、ｒ２）の各成分を求める。

まず、検出信号Ｃの余弦成分ｒ１および正弦成分ｒ２は、それぞれ以下のようにして求められる。

ここで、Ｔ０は基準信号の一周期である。また、Ｆは注入周波数である。また、検出信号Ｃの振幅（電圧）を時刻ｔの関数としてｆ（ｔ）で表している。

同様に、検出信号Ａの余弦成分Ｘ１および正弦成分Ｘ２は、それぞれ以下のようにして求められる。

ここで、検出信号Ａの振幅を時刻ｔの関数としてｇ（ｔ）で表している。
２．ベクトル（ｒ１、ｒ２）とベクトル（Ｘ１、Ｘ２）との内積演算により、これらの２ベクトルの重なり成分ＸＲｉｐを計算する。

ＸＲｉｐ＝ｒ１×Ｘ１＋ｒ２×Ｘ２
このようにして、対地インピーダンスＺＩの抵抗分ＸＲｉｐが求められる。
３．ＸＲｉｐに含まれるｒ１とＸ１との積は、システム（参照用回路部２０４の抵抗値など）に依存した単位を有している。そのため、ＸＲｉｐは数値計算に使用し難いという欠点がある。そこで、検出信号Ｃのベクトル（ｒ１、ｒ２）の長さの自乗でＸＲｉｐを割算することにより、ＸＲｉｐをシステムに依存しない無次元量ＸＲ０に変換する。

ＸＲ０＝ＸＲｉｐ／（ｒ１×ｒ１＋ｒ２×ｒ２）
このようにして得られたＸＲ０は、検出信号Ａのベクトル（Ｘ１、Ｘ２）のうち、検出信号Ｃのベクトル（ｒ１、ｒ２）と平行な成分に相当する無次元量である。
４．無次元量ＸＲ０を、Ωの単位を有する実際の抵抗値ＸＲに戻す。

ＸＲ＝Ｒｒｅｆ／ＸＲ０
ここで、Ｒｒｅｆは純粋抵抗の抵抗値（Ω）である。

以上の計算手順１．から４．により、システムに依存しない対地インピーダンスＺＩの抵抗分ＸＲが求められた。また、以下の計算式に従って、漏電電流Ｉｇｒを計算することができる。

Ｉｇｒ＝Ｅ／ＸＲ
ここで、Ｅは前述のとおり、ＡＣ系統１の電路Ｘに印加される電圧Ｅ＝ＥＳＲ＝｜ＥＳＴ｜である。

このように、漏電情報算出手段２０６２ｄは、注入信号に対する純粋抵抗２０４１の応答（検出信号Ｃ）に基づき、注入信号に対する対地インピーダンスＺＩの応答（検出信号Ａ）を校正する。これらの注入信号は、同じ励起用信号を起源とするものである。従って、励起用信号が、信号注入用磁気コア２０５２の性質等に起因する非線形性や位相遅れを含んでいた場合であっても、検出信号Ａには、上記の非線形性や位相遅れが影響することはない。

なお、対地インピーダンスＺＩの（システムに依存する）容量分ＸＣｉｐは、ベクトル（ｒ１、ｒ２）とベクトル（Ｘ１、Ｘ２）との直交成分（ｒ１×Ｘ２−ｒ２×Ｘ１）を、注入信号の振動数で割算することで求められる。

あるいは、参照用回路部２０４の純粋抵抗２０４１を、既知の容量値を有する純粋容量に取り換えた場合、検出信号Ｃは、注入信号に対する上記純粋容量の応答となる。この場合、検出信号Ａにおいて、検出信号Ｃと位相が一致した平行信号成分は、対地インピーダンスＺＩの容量分ＸＣによる応答に相当することになる。従って、上記手順１．から４．と同様の手順により、システムに依存しない容量分ＸＣを算出することもできる。

［漏電検出処理］
続いて、図８〜図１２を用いて、漏電検出装置２がＡＣ系統１の漏電を検出する漏電検出処理を説明する。図８は、上記漏電検出処理の流れを示すフローチャートである。また、図９〜図１２は、３．３ｋΩの対地絶縁抵抗ＸＲを有する３相３線式のキュービクルにおいて、上記漏電検出処理を実行した際の測定データである。以下では、図９〜図１２に示す測定データを補助的に用いつつ、上記漏電検出処理の流れを説明する。

上記漏電検出処理の間、信号注入部２０５は、接地線ｅを介してＡＣ系統１に注入信号を注入する。また、データ取得部２０６１は、Ｃｈ１〜Ｃｈ５の電圧信号を取得する。図９は、データ取得部２０６１が漏電電流用ＣＴセンサ２０１から取得するＣｈ２の電圧信号を示している。図９では、上記電圧信号中に、６０Ｈｚの系統電流成分のみが確認される。

データ取得部２０６１は、Ｃｈ１およびＣｈ２の電圧信号をノッチフィルタ部２０６２ａに出力し、Ｃｈ３およびＣｈ４の電圧信号をロックイン検出部２０６２ｂに出力する。

ノッチフィルタ部２０６２ａは、０．５秒ごとに、Ｃｈ１の電圧信号からＡＣ系統１の系統周波数を計測し（Ｓ１０１）、Ｃｈ２の電圧信号から上記系統電流成分（６０Ｈｚ）およびその２次、３次分（１２０Ｈｚ、１８０Ｈｚ）の信号成分を除去するノッチフィルタ処理を行う（Ｓ１０２）。

図１０は、ノッチフィルタ部２０６２ａによってノッチフィルタ処理が実行された後のＣｈ２の電圧信号を示している。図９に示す電圧信号と比較して、図１０に示す電圧信号の振幅（電圧値）は、約１／４００になっていることがわかる。図１０の電圧信号には、系統電流の５次高調波（３００Ｈｚ）が残っている。また、図１０では、電圧信号中に注入信号成分（８５Ｈｚ）を確認することができない。

ノッチフィルタ部２０６２ａは、ノッチフィルタ処理後のＣｈ２の電圧信号を、ロックイン検出部２０６２ｂに出力する。

ロックイン検出部２０６２ｂは、０．５秒ごとに、約２０秒間、上記Ｃｈ２〜Ｃｈ４の電圧信号をロックイン検出するロックン検出処理を行う（Ｓ１０３）。そして、ロックイン検出部２０６２ｂは、約２０秒間の間に実行した複数回のロックイン検出による全検出結果を積算する。

図１１の（ａ）および（ｂ）は、４２回分（約０．５秒間）および１６８０回分（約２０秒間）のロックイン検出による検出結果を積算したのち、積算結果を積算回数で平均した検出信号Ａを示している。図１１の（ａ）および（ｂ）では、検出信号Ａ中に約８５Ｈｚの信号成分を確認することができる。さらに、図１１の（ａ）および（ｂ）では、系統電流の５次高調波成分（３００Ｈｚ）が検出信号Ａ中から消えていることがわかる。また、図１１の（ｂ）に示す１６８０回分のロックイン検出の積算値は、図１１の（ａ）に示す４２回分のロックイン検出の積算値と比較して、波形が滑らかになっている。

ロックイン検出部２０６２ｂは、第１および検出信号Ｂを背景信号減算部２０６２ｃに出力し、検出信号Ｃを漏電情報算出手段２０６２ｄに出力する。

背景信号減算部２０６２ｃは、検出信号Ａから検出信号Ｂを減算する（Ｓ１０４）。図１２は、検出信号Ｂを示している。図１２に示す検出信号Ｂは、図１１の（ｂ）に示す検出信号Ａと比較して、約１／１０の振幅を有している。背景信号減算部２０６２ｃは、検出信号Ｂを減算した後の検出信号Ａを、漏電情報算出手段２０６２ｄに出力する。

漏電情報算出手段２０６２ｄは、背景信号減算部２０６２ｃから入力された検出信号Ａと、ロックイン検出部２０６２ｂから入力された検出信号Ｃとに基づき、対地インピーダンスＺＩの抵抗分ＸＲを算出する（Ｓ１０５）。

さらに、漏電情報算出手段２０６２ｄは、対地インピーダンスＺＩの抵抗分ＸＲによる漏電電流Ｉｇｒを算出する（Ｓ１０６）。

以上で、漏電検出処理が終了する。

［実験］
以下に、実験台上で構成したＡＣ系統、またはキュービクルにおいて、漏電検出装置２を用いて漏電検出を行った実験（１）〜（３）の測定結果を示す。

［１．実験（１）］
本実験では、図２に示すＡＣ系統１の構成を有するＡＣ系統を実験台上で構成した。そして、上記ＡＣ系統において、対地インピーダンスＺＩの抵抗分ＸＲ１、ＸＲ２および容量分ＸＣ１、ＸＣ２を様々な値に設定して、それらの値の測定を行った。また、抵抗分ＸＲ１およびＸＲ２による漏電電流Ｉｇｒを算出した。なお、注入信号の周波数は１２５Ｈｚとした。また、Ｅ＝｜ＥＳＴ｜＝ＥＳＲ＝２１０Ｖとした。

図１３の（ａ）に、実験における漏電の設定条件を示す。同図において、設定ＸＲは、（設定ＸＲ）＝１／（１／ＸＲ１＋１／ＸＲ２）と定義される量である。このように定義される設定ＸＲは、Ｒ相およびＴ相が同時に漏電している場合に、両相からの全漏電電流を計算するために有用である。なぜならば、ＸＲ１からの漏電電流をＩｇｒ１、抵抗分ＸＲ２からの漏電電流をＩｇｒ２としたとき、全漏電電流ＩｇｒはＩｇｒ１＋｜Ｉｇｒ２｜＝ＥＳＲ／ＸＲ１＋｜ＥＳＴ｜／ＸＲ２＝Ｅ（１／ＸＲ１＋１／ＸＲ２）＝Ｅ／（設定ＸＲ）となるためである。

また、設定ＸＣは、（設定ＸＣ）＝ＸＣ１＋ＸＣ２として定義される量である。この設定ＸＣは、ＡＣ系統と大地との間に形成される全容量を示す量である。また、設定Ｉｇｒは、（設定Ｉｇｒ）＝Ｅ／（設定ＸＲ）として定義される量である。設定Ｉｇｒは、抵抗分ＸＲ１および抵抗分ＸＲ２からの漏電量を示す値である。

図１３の（ｂ）に示すＸＲ推定、ＸＣ推定、およびＩｇｒ推定は、上記設定ＸＲおよび上記設定ＸＣの下で測定された抵抗分ＸＲ１、ＸＲ２、ＸＣ１、およびＸＣ２より算出されるものである。それぞれ、（ＸＲ推定）＝１／（１／ＸＲ１＋１／ＸＲ２）、（ＸＣ推定）＝ＸＣ１＋ＸＣ２、（Ｉｇｒ推定）＝Ｅ／（ＸＲ推定）と定義される。同図より、Ｒ相のみ、またはＲ相とＴ相に漏電がある場合、測定データであるＸＲ推定、ＸＣ推定の値は、対応する設定ＸＲ、設定ＸＣの値を正しく計測することができていることがわかる。

図１４の（ａ）および（ｂ）は、図１３の（ｂ）に示すＩｇｒ推定およびＣ推定の測定データをグラフに示したものである。図１４の（ａ）および（ｂ）中の三角形は、Ｉｇｒ推定およびＸＣ推定の測定データである。また、図１４の（ａ）および（ｂ）中の直線は、設定Ｉｇｒおよび設定ＸＣの参照線（ｙ＝ｘのグラフ）である。上記測定データと上記参照線との距離が近いほど、Ｉｇｒ推定は、設定Ｉｇｒとの一致がよいことになる。なお、図１４の（ａ）と（ｂ）、図１６の（ａ）と（ｂ）、および図１８に示すグラフにおいて、「補正あり」または「補正なし」という記載は、前述した背景信号減算部２０６２ｃにより、各測定値を補正したかまたは補正していないかを表している。また、図１４の（ａ）、図１６の（ａ）、および図１８において、「２１０Ｖ／抵抗（ｋΩ）」または「１０５Ｖ／抵抗（ｋΩ）」という記載は、抵抗分に印加される電圧が、２１０Ｖまたは１０５Ｖであることを示している。

［２．実験（２）］
本実験では、３相３線式の配電線に使用されているＰＶキュービクルにおいて、対地インピーダンスＺＩの抵抗分ＸＲ１、ＸＲ２および容量分ＸＣ１、ＸＣ２を様々な値に設定して、それらの値の測定を行った。また、抵抗分による漏電電流Ｉｇｒを算出した。注入周波数は、８５Ｈｚとした。また、ＡＣ系統１の線間電圧は２１０．８Ｖである。設定ＸＲおよび設定ＸＣを図１５の（ａ）に示す。

図１５の（ｂ）は、上記設定ＸＲおよび設定ＸＣの下で測定されたＸＲ１、ＸＲ２、ＸＣ１、およびＸＣ２から算出されたＸＲ推定、ＸＣ推定、およびＩｇｒ推定である。

図１６の（ａ）は、図１５の（ｂ）に示すＩｇｒ推定の測定データをグラフにしたものである。また、図１６の（ｂ）は、図１５の（ｂ）に示すＸＣ推定の測定データをグラフに示したものである。図１６の（ａ）より、Ｉｇｒ推定の測定データは、参照線の近くに分布しており、推定Ｉｇｒは設定Ｉｇｒとよく一致していることがわかる。また、図１６の（ｂ）では、参照線と測定データとの間にオフセットが存在している。しかしながら、このオフセットは、漏電検出装置２が設定ＸＣを正しく測定できなかったのではなく、実際の対地静電容量が設定ＸＣよりも大きかった可能性もある。

ここで、従来のＩｏ方式の漏電検出装置が検出する漏電電流は、各相からの漏電電流同士の重ね合わせである。ところが、複数の相を備えた配電方式（単相３線式、および３相４線等）を有するＡＣ系統において、複数の相が同時に漏電した場合、各相からの漏電電流は、互いに重なり合うことにより、等しい系統位相の成分同士が打ち消しあうことになる。そのため、上記従来のＩｏ方式の漏電検出装置は、上記ＡＣ系統の漏電を正しく検出できない。一方、本発明に係る漏電検出装置２は、Ｉｇｒ方式の漏電検出装置であるので、上記系統位相に依存せず、各相の漏電電流の総和を正確に検出することができる。

［３．実験（３）］
本実験では、単相３線式（特許文献１参照）のキュービクルにおいて、対地インピーダンスＺＩの抵抗分ＸＲ１、ＸＲ２および容量分ＸＣ１、ＸＣ２を様々な値に設定して、それらの値の測定を行った。また、抵抗分による漏電電流Ｉｇｒを算出した。注入周波数は８５．４７Ｈｚとし、各相に対する印加電圧は１０５Ｖとした。設定ＸＲ、設定ＸＣ、および設定Ｉｇｒを、図１７の（ａ）に示す。

図１７の（ｂ）は、上記設定ＸＲおよび設定ＸＣの下で測定されたＸＲ１、ＸＲ２、ＸＣ１、およびＸＣ２から算出されたＸＲ推定、ＸＣ推定、およびＩｇｒ推定である。図１７の（ａ）および（ｂ）より、Ｒ相のみ、またはＲ相とＴ相に漏電がある場合、測定データであるＸＲ推定、ＸＣ推定の値は、対応する設定ＸＲ、設定ＸＣの値を正しく計測することができていることがわかる。

［ソフトウェアによる実現例］
漏電検出装置２の制御ブロック（特にノッチフィルタ部２０６２ａ、ロックイン検出部２０６２ｂ、背景信号減算部２０６２ｃ、および漏電情報算出手段２０６２ｄ）は、集積回路（ＩＣチップ）等に形成された論理回路（ハードウェア）によって実現してもよいし、ＣＰＵ（Central Processing Unit）を用いてソフトウェアによって実現してもよい。

後者の場合、漏電検出装置２は、各機能を実現するソフトウェアであるプログラムの命令を実行するＣＰＵ、上記プログラムおよび各種データがコンピュータ（またはＣＰＵ）で読み取り可能に記録されたＲＯＭ（Read Only Memory）または記憶装置（これらを「記録媒体」と称する）、上記プログラムを展開するＲＡＭ（Random Access Memory）などを備えている。そして、コンピュータ（またはＣＰＵ）が上記プログラムを上記記録媒体から読み取って実行することにより、本発明の目的が達成される。上記記録媒体としては、「一時的でない有形の媒体」、例えば、テープ、ディスク、カード、半導体メモリ、プログラマブルな論理回路などを用いることができる。また、上記プログラムは、該プログラムを伝送可能な任意の伝送媒体（通信ネットワークや放送波等）を介して上記コンピュータに供給されてもよい。なお、本発明は、上記プログラムが電子的な伝送によって具現化された、搬送波に埋め込まれたデータ信号の形態でも実現され得る。

本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。

本発明は、ＡＣ系統の漏電を検出する漏電検出装置等に利用することができる。

１ ＡＣ系統
２ 漏電検出装置
２０１ 漏電電流用ＣＴセンサ（第１のセンサ）
２０２ 純粋抵抗用ＣＴセンサ（第２のセンサ）
２０３ 背景信号用ＣＴセンサ（第３のセンサ）
２０４ 参照用回路部
２０５ 信号注入部
２０６２ａ ノッチフィルタ部（特定周波数成分除去手段）
２０６２ｂ ロックイン検出部（特定周波数成分抽出手段）
２０６２ｃ 背景信号減算部（背景信号減算手段）
２０６２ｄ 漏電情報算出手段（漏電情報算出手段）

Claims (7)

1. 交流電源を備えた電気回路であるＡＣ系統の接地線に対して、上記交流電源が発生させる系統周波数とは異なる注入周波数を有する第１の交流電圧を印加することにより、上記ＡＣ系統に第１の注入信号を注入する信号注入部と、
   上記接地線からの漏れ電流を検出し、漏れ電流信号として出力する第１のセンサと、
   所定の時間間隔で上記系統周波数を計測し、上記所定の時間間隔で計測結果が更新される上記系統周波数を用いて、上記漏れ電流信号に含まれる上記系統周波数の信号成分である第１の系統電流成分を除去する特定周波数成分除去手段と、
   上記特定周波数成分除去手段によって上記第１の系統電流成分が除去された上記漏れ電流信号を上記注入信号の特定位相と同期して検出することにより、上記漏れ電流信号から、上記注入周波数の信号成分である第１の注入信号成分を抽出する処理を、所定の回数だけ繰り返して行い、各回の処理から得られた上記第１の注入信号成分を積算する特定周波数成分抽出手段と、
   上記特定周波数成分抽出手段によって抽出され、積算された上記第１の注入信号成分を、上記第１の交流電圧に対する対地絶縁抵抗の応答分と、上記第１の交流電圧に対する対地静電容量の応答分とに分離して、上記対地絶縁抵抗の応答分から対地絶縁抵抗を算出する漏電情報算出手段と、
   を備えたことを特徴とする漏電検出装置。
2. 所定のインピーダンスを有する抵抗または容量を備えた参照用回路部と、
   上記参照用回路部を流れる参照電流を検出する第２のセンサと、をさらに備え、
   上記信号注入部は、上記参照用回路部に対して、上記第１の交流電圧と同期した、上記注入周波数を有する第２の交流電圧を印加することにより、上記参照用回路部に第２の注入信号を注入し、
   上記注入信号を正弦波の基準として、上記第１の注入信号成分を、余弦波成分および正弦波成分からなる第１のベクトルで表し、また、上記第２のセンサが検出した上記参照電流に含まれる上記注入周波数の信号成分である第２の注入信号成分を、第２のベクトルで表すとき、
   上記漏電情報算出手段は、上記第１のベクトルと、上記第２のベクトルとの重なり成分から、上記ＡＣ系統の対地絶縁抵抗を算出する
   ことを特徴とする請求項１に記載の漏電検出装置。
3. 上記特定周波数成分除去手段は、上記漏れ電流信号に含まれる上記系統周波数のｎ倍（ｎは２以上の自然数）の信号成分をさらに除去する
   ことを特徴とする請求項１または２に記載の漏電検出装置。
4. 所定の周波数範囲に含まれる上記系統周波数のｋ倍（ｋは自然数）または１／ｋ倍の周波数の信号成分に対する該特定周波数の信号強度の割合が所定の閾値以下となる特定周波数を、上記所定の周波数範囲において選択する特定周波数選択手段をさらに備え、
   上記信号注入部は、上記特定周波数選択手段により選択された上記特定周波数を、上記注入信号の上記注入周波数として決定することを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の漏電検出装置。
5. 上記注入周波数は、上記系統周波数のｎ倍とｍ倍と（ｎ、ｍ＞ｎは自然数）の相乗平均、または上記系統周波数の１／ｎ倍と１／ｍ倍との相乗平均を中心とする所定の範囲に含まれる周波数であることを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の漏電検出装置。
6. 上記第１のセンサは、磁性体で形成された中空円筒状の磁気コア、および上記磁気コアに巻き付けられたコイルを有しており、上記磁気コアの中空部分を上記ＡＣ系統の回路が貫通している構成であり、
   上記第１のセンサの上記磁気コアおよび上記コイルと同じ磁気コアおよびコイルを有し、かつ上記第１のセンサの近傍に位置する第３のセンサと、
   上記第１のセンサが検出した漏れ電流信号から上記第３のセンサが検出した信号を減算する背景信号減算部と、をさらに備え、
   上記第１のセンサおよび上記第３のセンサは、上記磁気コアの円筒の中心軸が互いに同じ方向を向き、かつ、同一の方向から見たときに、上記コイルが互いに逆巻きとなるように配置されていることを特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載の漏電検出装置。
7. 交流電源を備えた電気回路であるＡＣ系統の漏電を検出する漏電検出方法であって、
   上記ＡＣ系統の接地線に対して、上記交流電源が発生させる系統周波数とは異なる注入周波数を有する第１の交流電圧を印加することにより、上記ＡＣ系統に第１の注入信号を注入する信号注入ステップと、
   上記接地線からの漏れ電流を検出し、漏れ電流信号として出力する検出ステップと、
   所定の時間間隔で上記系統周波数を計測し、上記所定の時間間隔で計測結果が更新される上記系統周波数を用いて、上記漏れ電流信号に含まれる上記系統周波数の信号成分である第１の系統電流成分を除去する特定周波数成分除去ステップと、
   上記第１の系統電流成分が除去された上記漏れ電流信号を上記注入信号の特定位相と同期して検出することにより、上記漏れ電流信号から、上記注入周波数の信号成分である第１の注入信号成分を抽出する処理を、所定の回数だけ繰り返して行い、各回の処理から得られた上記第１の注入信号成分を積算する特定周波数成分抽出ステップと、
   上記第１の注入信号成分を、上記第１の交流電圧に対する対地絶縁抵抗の応答分と、上記第１の交流電圧に対する対地静電容量の応答分とに分離して、上記対地絶縁抵抗の応答分から対地絶縁抵抗を算出するインピーダンス算出ステップと、
   を含むことを特徴とする漏電検出方法。

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