WO2014136589A1 - 電流センサ、電流測定装置、および漏電検出装置 - Google Patents

電流センサ、電流測定装置、および漏電検出装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2014136589A1
WO2014136589A1 PCT/JP2014/054188 JP2014054188W WO2014136589A1 WO 2014136589 A1 WO2014136589 A1 WO 2014136589A1 JP 2014054188 W JP2014054188 W JP 2014054188W WO 2014136589 A1 WO2014136589 A1 WO 2014136589A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
current
voltage
measured
terminal
signal
Prior art date
Application number
PCT/JP2014/054188
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
修一 三角
豪 竹内
和徳 西村
Original Assignee
オムロン株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by オムロン株式会社 filed Critical オムロン株式会社
Priority to JP2015504239A priority Critical patent/JP6119840B2/ja
Publication of WO2014136589A1 publication Critical patent/WO2014136589A1/ja

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R15/00—Details of measuring arrangements of the types provided for in groups G01R17/00 - G01R29/00, G01R33/00 - G01R33/26 or G01R35/00
    • G01R15/14—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks
    • G01R15/18—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks using inductive devices, e.g. transformers
    • G01R15/183—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks using inductive devices, e.g. transformers using transformers with a magnetic core
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R27/00—Arrangements for measuring resistance, reactance, impedance, or electric characteristics derived therefrom
    • G01R27/02—Measuring real or complex resistance, reactance, impedance, or other two-pole characteristics derived therefrom, e.g. time constant
    • G01R27/16—Measuring impedance of element or network through which a current is passing from another source, e.g. cable, power line
    • G01R27/18—Measuring resistance to earth, i.e. line to ground

Definitions

  • the present invention relates to a current sensor, a current measuring device, and a leakage detection device.
  • Patent Document 1 describes a current measuring device 900 shown in FIG.
  • the current measuring device 900 includes a current sensor 10 having a magnetic core 11, a detection coil 12, and a shunt resistor R1.
  • a current primary current
  • the measuring device body 20 calculates the applied voltage applied to the shunt resistor R1 based on the induced current. Further, the measuring instrument body 20 calculates a primary current flowing through the conductor to be measured M from the applied voltage.
  • Patent Documents 2 and 3 a current or voltage input from a current sensor (CT, MI element) to a measuring instrument body (circuit) is amplified by an amplifier such as a voltage follower circuit, and output from the amplifier. A configuration for measuring a signal is described.
  • the induced current input to the measuring device main body 20 via the terminal 20a is accumulated in the capacitor 22a as an electric charge.
  • the measuring device body 20 calculates the applied voltage based on the amount of charge accumulated in the capacitor 22a.
  • the energy of the induced current flowing into the capacitor 22a through the terminal 20a is slight.
  • the energy of the induced current is very small.
  • the induced current has a poor S / N.
  • the energy stored in the capacitor 22a has little energy.
  • the accuracy of the applied voltage measured from the charge amount of such a minute energy charge is lowered.
  • the accuracy of the primary current calculated from the applied voltage with low accuracy is also lowered.
  • the voltage of the input signal to the measuring instrument body is limited to the power supply voltage of the amplifier provided in the amplifier. Therefore, when pulse noise having a voltage equal to or higher than the power supply voltage is superimposed on the input signal, there is a problem that measurement accuracy of the input signal is lowered.
  • the present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a current sensor or the like that can accurately measure a minute current.
  • a current sensor includes a magnetic core arranged in a ring around a conductor to be measured whose current is measured by the current sensor, a first terminal, and a first terminal A coil portion having two terminals, a coil portion wound around the magnetic core, and a capacitor and a resistor connected in parallel with each other between the first terminal and the second terminal, This is a configuration provided.
  • the magnetic flux in the magnetic core changes when a current (current to be measured) flows through the conductor to be measured.
  • This change in magnetic flux induces and induces an induced current flowing in an electric circuit to which the coil unit, the capacitor, and the resistor are connected.
  • a part of the induced current is accumulated as a charge in the capacitor.
  • an inter-electrode voltage is generated between the electrodes of the capacitor.
  • the interelectrode voltage is applied between the first terminal and the second terminal. Therefore, the capacitor converts the induced current into the interelectrode voltage.
  • the current measuring device provided with the current sensor calculates the measured current from the interelectrode voltage.
  • the current measuring device of Patent Document 1 calculates a current to be measured from a voltage applied to a shunt resistor of a current sensor. At this time, part of the energy of the induced current flowing through the shunt resistor is dissipated. As a result, the energy of the current flowing from the current sensor into the measuring instrument main body is reduced (S / N is deteriorated), so that the calculation accuracy of the measured current is deteriorated.
  • the energy of the induced current accumulated in the capacitor is not dissipated.
  • the resistance value of the resistor is larger than the resistance value of the shunt resistor, the induced current hardly flows through the resistor. Therefore, the dissipation of the energy of the induced current from the entire current sensor is small. Therefore, a relatively high energy (good S / N) current flows into the current measuring device. Thereby, the current to be measured can be measured with high accuracy.
  • a current measurement device includes a voltage for measuring a voltage between terminals between the current sensor and the first terminal and the second terminal.
  • a measurement unit a storage unit storing a voltage-to-measurement current table indicating a correspondence relationship between the inter-terminal voltage and the measured current flowing through the measured conductor, and the voltage measurement unit and the storage unit to the terminal
  • a measured current calculation means for obtaining an inter-voltage and the inter-terminal voltage-measured current table, and calculating the measured current from the inter-terminal voltage based on the inter-terminal voltage-measured current table. It is a configuration.
  • the current measuring apparatus measures the measured current flowing through the measured conductor from the voltage between the first terminal and the second terminal of the current sensor.
  • the inter-terminal voltage is equal to the inter-electrode voltage.
  • the induced current is accumulated in a capacitor and converted into an interelectrode voltage of the capacitor.
  • the current measuring device measures the voltage between the electrodes based on a current flowing from the capacitor into the current measuring device. Then, the current measuring device calculates the measured current from the interelectrode voltage.
  • the current measuring device calculates a current to be measured from the voltage between the electrodes of the current sensor.
  • a relatively high energy (good S / N) current flows from the current sensor into the current measuring device, so that the current measuring device can accurately calculate the current from the voltage between the electrodes.
  • the current to be measured can be calculated.
  • the accurate current to be measured can be calculated.
  • a leakage detection device that detects leakage current from an AC system that is an electric circuit including an AC power supply.
  • a signal injection unit for injecting an injection signal into the AC system by applying an AC voltage having an injection frequency different from the system frequency generated by the AC power source to the system ground line, and the current to be measured.
  • the current measuring device for measuring the leakage current, a specific frequency component removing unit for removing a signal component of the system frequency from the leakage current measured by the current measuring device, and the system frequency by the specific frequency component removing unit.
  • an injection signal that is a signal component of the injection frequency Specific frequency component extracting means for extracting the component from the leakage current, and the injected signal component extracted by the specific frequency component extracting means, the response component of the ground insulation resistance with respect to the AC voltage, and the electrostatic capacitance with respect to the AC voltage.
  • a leakage information calculating means for calculating the ground insulation resistance from the response of the ground insulation resistance, separately from the response of the capacitance.
  • the signal injection unit injects an injection signal to the ground line of the AC system.
  • this injection signal is weak, the intensity of the injection signal component included in the leakage current is weak.
  • the current measuring device can accurately calculate the measured current even when the measured current (leakage current) is weak. Therefore, the injection signal component included in the leakage current can also be accurately calculated.
  • the current measuring device can accurately calculate the injection signal component. Therefore, the ground insulation resistance is accurately calculated from the injected signal component by each means of the leakage detecting device.
  • the present invention has an effect that a minute current can be accurately measured.
  • FIG. 1 is a schematic diagram showing the configuration of the current measuring device 1.
  • the current measuring apparatus 1 includes a current sensor 100 and a measuring instrument main body (voltage measuring instrument) 200.
  • the current sensor 100 can be attached to and detached from the measuring instrument main body (voltage measuring unit) 200.
  • the two output terminals 105a and 105b of the current sensor 100 are connected to the corresponding input terminals 204a and 204b of the measuring device main body 200, respectively.
  • the current sensor 100 includes a magnetic core 101, a detection coil (coil unit) 102, a capacitor 103, a resistor 104, and output terminals 105a and 105b.
  • the magnetic core 101 is a magnetic body formed in an annular shape.
  • the conductor M to be measured passes through a hole provided in the center of the magnetic core 101.
  • the detection coil 102 is wound around the magnetic core 101 3000 times.
  • the detection coil 102, the capacitor 103, and the resistor 104 constitute the electric circuit EC shown in FIG.
  • a current I0 whose intensity and / or direction changes (hereinafter referred to as a primary current I0) flows through the conductor M to be measured
  • a magnetic flux change occurs in the magnetic core 101.
  • an induced voltage (inter-terminal voltage) is generated between the two terminals of the detection coil 102 wound around the magnetic core 101.
  • the induced voltage of the frequency ⁇ is generated by the frequency component of the frequency ⁇ included in the primary current I0.
  • the induced voltage excites the induced current I flowing through the electric circuit EC.
  • the capacitor 103 functions as a low-pass filter in combination with the resistor 104, thereby absorbing high-frequency noise applied to the electric circuit EC.
  • a capacitor 103 shown in FIG. 1 is for converting an induced current I that is induced and excited in the electric circuit EC by a primary current flowing through the conductor M to be measured into a voltage V.
  • the capacitor 103 has a characteristic of allowing a voltage of several tens of volts or more between the electrodes when the output terminals 105a and 105b are opened.
  • the capacitor 103 and the resistor 104 are shown in the table of FIG. As shown in FIG. 5, it is desirable that the capacitance of the capacitor 103 is large in order to increase the current flowing through the electric circuit EC. On the other hand, it is desirable that the capacitance is small in order to increase the voltage between the electrodes of the capacitor 103. These desirable properties are contradictory. In practice, however, the capacitor 103 can generate a voltage V between the electrodes sufficient to be acquired by a normal amplifier even if the current flowing through the electric circuit EC is very small. What is necessary is just to have the performance which can tolerate V.
  • the numerical value 3000 is an example of the number of turns of the detection coil in a general current sensor that is commercially available.
  • 0.0167 seconds is one cycle of the 60 Hz power system.
  • W is a ratio of a voltage developed in the electric circuit EC in which the resistance value of the resistor 104 is a finite value R to a voltage developed in the electric circuit EC when the resistance value R of the resistor 104 is infinite.
  • the resistor 104 is for quickly dissipating the energy accumulated by the LC resonance of the electric circuit EC within the measurement range of the primary current by the current sensor 100. Therefore, as shown in FIG. 5, the resistance value R ( ⁇ ) of the resistor 104 and the capacitance value C (F) of the capacitor 103 have a time constant determined by R and C compared with the resonance period of the LC resonance. Therefore, it is desirable to select it to be 1/10 or less.
  • the resonance period can also be known experimentally. Specifically, the resonance period can be known from the period of the damped oscillation of the configuration (electric circuit EC ′) obtained by removing the connection portion of the resistor 104 from the electric circuit EC.
  • the inner diameter of the magnetic core 101 was 16 mm. Further, the detection coil 102 is wound around the magnetic core 101 with a winding number of 3000.
  • ⁇ is the frequency of the primary current.
  • the attenuation ⁇ ′ of the electric circuit EC ′ is ideally zero. Therefore, the signal component of the resonance frequency ⁇ 0 included in the induced current is amplified when an induced voltage of the frequency ⁇ 0 ′ is applied from the outside. Such amplification of the signal component of the resonance frequency ⁇ 0 is not preferable because the operation of the electric circuit EC ′ becomes unstable.
  • the electric circuit EC has a finite attenuation ⁇ depending on the resistance value R.
  • This attenuation ⁇ suppresses amplification of the current signal component of the resonance frequency ⁇ 0 in the electric circuit EC. That is, in the electric circuit EC, the resistor 104 suppresses LC resonance.
  • the resistance value R of the resistor 104 is sufficiently large in order to increase the current flowing through the electric circuit EC and obtain a high measurement voltage in the measuring instrument main body 200. The reason is that as the resistance value R of the resistor 104 increases, the ratio of the current that flows through the capacitor 103 and contributes to the expression of voltage increases.
  • R and C may be selected so that W is equal to or greater than a predetermined ratio.
  • the measuring instrument main body 200 includes a voltmeter 201, a CPU (measured current calculation means) 202, a storage unit 203, and input terminals 204a and 204b.
  • the voltmeter 201 measures the voltage Vx between the input terminals 204a and 204b.
  • the CPU (measured current calculation means) 202 controls arithmetic processing and other processing executed in the measuring device main body 200.
  • the storage unit 203 is an I0-Vc table (between terminals) showing a correspondence relationship between the primary current I0 flowing through the measured conductor M and the voltage Vc applied to the capacitor 103 when the primary current I0rms flows through the measured conductor M. Voltage-measurement current table).
  • the relationship between the induced current I and the primary current I0 is determined by the diameter of the magnetic core 101 and the type of the magnetic material, the number of turns of the detection coil 102, the impedance of the electric circuit EC, and their frequency dependence. This relationship is determined by actual measurement. Further, due to the linearity of the response of the element used, the gain is constant for each frequency, and the zero point of the primary current I0 is the zero point of the induced current I. Thereby, the I0-Vc table can be determined from the above relational expression and the relationship between the induced current Irms and the primary current I0rms.
  • the electric circuit EC includes only elements that exhibit a linear response. Therefore, by calibrating with the response characteristic of the electric circuit EC, the relationship I0-Vx, which is the relationship between the current I0 flowing through the conductor M to be measured and the voltage Vx measured by the voltmeter 201 of the measuring device body 200, specifically, Can determine the gain and phase shift for each frequency between the currents I0 and Vx by a well-known method. Therefore, the measuring instrument body 200 can calculate the primary current I0 from the above I0-Vx relationship. In theory, since the reproducibility of the response characteristic of the electric circuit EC is ensured, the preliminary measurement for calibrating the response characteristic of the electric circuit EC needs to be executed only once.
  • the current measuring device 1 may measure the primary current I0 as follows.
  • the induction current I flowing through the electric circuit EC is excited by electromagnetic induction. Part of the induced current I flows into the capacitor 103, and the charge Q is accumulated in the capacitor 103.
  • Vc Q / C.
  • the detection voltage Vc decreases as the capacitance C of the capacitor 103 increases.
  • the upper limit value of the induced current I is restricted to 1 / 3,000, that is, 1/3000 of the number of turns of the detection coil 102 with respect to the upper limit value of the primary current I0. Therefore, the charge Q accumulated in the capacitor 103 is also limited by the number of turns of the detection coil 102.
  • the voltage Vc Q / C between the electrodes of the capacitor 103 is applied between the resistor 104 and the output terminals 105a and 105b.
  • the same voltage Vc is also applied between the input terminals 204a and 204b.
  • the charge Q accumulated in the capacitor 103 flows as a current (hereinafter referred to as a current signal) to the resistor 104 and the voltmeter 201.
  • the resistance value R for example, 4.7 k ⁇
  • the resistance value of the resistor 104 is larger than the resistance value of the shunt resistor described in Patent Document 1 (about several tens to several hundred ⁇ )
  • the current flowing through the resistor 104 The proportion of signal energy is relatively small.
  • the energy of the current signal input to the voltmeter 201 of the measuring device main body 200 through the input terminal 204a is larger than the energy of the current signal input to the measuring device main body 20 of Patent Document 1.
  • the voltmeter 201 measures the voltage between the input terminals 204a and 204b based on the current signal input from the current sensor 100. This voltage is equal to the voltage Vc between the electrodes of the capacitor 103. The voltage Vc measured by the voltmeter 201 is input to the CPU 202.
  • the CPU 202 acquires the I0-Vc table from the storage unit 203 after the voltage Vc is input. Next, the CPU 202 calculates a primary current I0 flowing through the measured conductor M from the voltage Vc based on the I0-Vc table or the I0-Vc function. As described above, the current measuring apparatus 1 measures the primary current I0 from the voltage Vc of the capacitor 103.
  • FIG. 2 is a schematic diagram illustrating a configuration of a leakage detection system 2000 including the AC system 300 and the leakage detection device 400.
  • AC system 300 has a three-phase three-wire power distribution configuration. Specifically, the AC system 300 includes three electric circuits X, Y, and Z, AC voltage sources 301, 302, and 303 (AC power supply), and loads 311, 312, and 313. Electric circuit X, electric circuit Y, and electric circuit Z are the R phase, S phase, and T phase of AC system 300, respectively.
  • the AC voltage sources 301, 302, and 303 supply AC (hereinafter referred to as system current) through the electric circuits X, Y, and Z described above.
  • the ground line e is a B-type ground line of the AC system 300.
  • the R phase has a ground impedance Z1 including a ground insulation resistance XR1 and a ground capacitance XC1.
  • the T phase has a ground impedance Z2 including a ground insulation resistance XR2 and a ground capacitance XC2.
  • ground insulation resistances XR1 and XR2 may be referred to as resistance components XR1 and XR2
  • the ground capacitances XC1 and XC2 may be referred to as capacitance components XC1 and XC2.
  • the leakage detection device 400 includes a signal injection unit 401, a leakage current sensor 402, and a data processing unit 403. The detailed configuration of each part of the leakage detection device 400 will be described below.
  • the signal injection unit 401 includes an oscillation unit 4011 composed of an AC oscillator and an amplifier, and a 600 A-rated signal injection magnetic core 4012.
  • the signal injection unit 401 is configured such that the alternating current generated by the oscillation unit 4011 flows through the coil 4013 wound around the magnetic core 4012.
  • a through hole is provided in the center of the signal injection magnetic core 4012.
  • the ground wire e passes through the through hole.
  • the induced voltage is applied to the ground wire e by changing the strength of the magnetic flux in the magnetic core 4012.
  • the induced voltage causes an induced current (hereinafter referred to as an injection signal) to flow through the ground line e.
  • the first path of the injection signal passes through the ground line e, the voltage source 302, the R-phase circuit X, the leakage paths a and / or b in this order, and returns from the ground to the ground line e.
  • the second path of the injection signal passes through the voltage source 303, the T-phase circuit Z, the paths c and / or d, and the ground in this order from the ground line e and returns to the ground line e. .
  • the signal injection magnetic core 4012 is characterized in that the cross-sectional area in the direction parallel to the ground line e is smaller than that of a general magnetic core used for injecting an injection signal. Thereby, since the weight of the magnetic core 4012 is comparatively light, the user can move the magnetic core 4012 easily.
  • the signal injection unit 401 since the cross-sectional area in the direction parallel to the ground line e is small, the signal injection unit 401 has a smaller induced voltage that can be generated in the ground line e than the signal injection unit having the conventional magnetic core. It has become. Specifically, the signal injection unit 401 can generate an induced voltage having an upper limit of about 35 mVrms for the ground line e. According to this induced voltage, for example, when the combined resistance value of the resistors XR1 and XR2 is 10 k ⁇ , the current value of the injection signal is about 3.5 ⁇ A.
  • Frequency between second order (120 Hz) and third order (180 Hz) of system frequency ⁇ (120 ⁇ 180) about 147 Hz
  • a frequency between the first half of the system frequency (30 Hz) and the primary (60 Hz) can also be a candidate for the injection frequency.
  • AC system 300 may generate a frequency lower than the system frequency by an inverter. In this case, the frequency generated in the inverter may overlap with the injection frequency of 42.426 Hz. Therefore, a frequency between 30 Hz and 60 Hz is not desirable as an injection frequency.
  • the frequency region below 30 Hz is unlikely to overlap with the frequency of the inverter, and thus becomes a candidate for the injection frequency.
  • ⁇ (60 Hz / 2 ⁇ 60 Hz / 3) 24.49 Hz is a candidate for the injection frequency.
  • FIG. 3 shows the measurement result of the power of leakage current from an AC system measured by FFT calculation.
  • the figure shows a power spectrum in the range of about 0 to 300 Hz.
  • power peaks seen at 60, 120, 180, 240, and 300 Hz are due to the system current component and its harmonic components.
  • the contribution of the system current component to the leakage current is small. Therefore, when the injection frequency is about 85 Hz or about 147 Hz, it can be seen that the overlap between the system current component and the injection signal component is small in the leakage current.
  • the leakage current sensor 402 is a sensor having the same configuration as the current sensor 100 described in the first embodiment. That is, the leakage current sensor 402 includes the magnetic core 101. Further, the leakage current sensor 402 includes an electric circuit EC to which the detection coil 102, the capacitor 103, and the resistor 104 are connected. The leakage current sensor 402 is arranged so that the ground wire e passes through a through hole provided in the center of the magnetic core 101. As a result, when the alternating current flows through the ground line e, the leakage current sensor 402 inductively excites the induced current flowing through the measuring device main body 200 electrically connected to the sensor 402. The measuring instrument body 200 detects the alternating current as a current signal.
  • the current sensor 402 for leakage current is required to accurately detect even a very weak current with respect to the rated current in cooperation with the measuring device main body 200.
  • the leakage current sensor 402 has a current of about 3.5 ⁇ A flowing through the ground line e when a voltage of 35 mVrms generated by the small magnetic core 4012 and the detection coil 102 is applied to a resistance of 10 k ⁇ . Is required to be output as a primary-side current signal.
  • the leakage current signal detected by the leakage current sensor 402 is converted to a voltage signal by a circuit having a capacitor 103 and a resistor 104 and having a low-pass filter function. This voltage signal is input to a data logger (16 bit A / D).
  • a modification example of the leakage current sensor 402 may be configured such that a high frequency of several kHz (for example, an alternating current with a frequency of 5 kHz and a current value of 90 mA) is applied to the magnetic core 101.
  • the high frequency improves the magnetic permeability of the magnetic core 101 against a weak low-frequency magnetic field by magnetically shaking the magnetic core 101 (see Non-Patent Document 1).
  • the leakage current sensor 402 can detect a weaker current.
  • FIG. 4 shows the measurement results of detecting a weak current signal of 25 Hz by the current sensor when magnetic shaking is performed on the magnetic core of a certain current sensor and when it is not performed.
  • the horizontal axis of the graph shown in FIG. 4 is the set value of the intensity of the current signal
  • the vertical axis of the graph is the measurement result of the current signal by the current sensor (detected voltage by the measuring instrument main body).
  • the graph of “detection with excitation” is a measurement result when the current sensor is subjected to magnetic shaking.
  • the “no excitation detection” graph is a measurement result when the current sensor is not subjected to magnetic shaking.
  • FIG. 3 shows that when the set value of the current signal is about 50 ⁇ A or less, the detection voltage of the current sensor that does not perform magnetic shaking is not proportional to the current signal. That is, a current sensor that is not magnetically shaken cannot correctly measure a weak current signal of about 50 ⁇ A or less.
  • the detected voltage by the current sensor subjected to magnetic shaking is proportional to the current signal regardless of the set value of the current signal. Therefore, when magnetic shaking is performed, the current sensor can correctly measure even a weak current signal of about 50 ⁇ A or less.
  • the electric wire used for injecting the high frequency into the magnetic core may be any electric wire included in the leakage detection system 2000 or other electric wires.
  • the grid current plays a role of performing magnetic shaking on the leakage current sensor 402 (mainly with a signal of 60 Hz (system frequency)).
  • the data processing unit 403 includes a data acquisition unit (not shown), a notch filter unit (specific frequency component removal unit) 4031, a lock-in detection unit (specific frequency component extraction unit) 4032, and an impedance calculation unit (leakage information calculation unit). 4033.
  • the data acquisition unit receives the following Ch1 to Ch3 voltage signals.
  • Ch1 System current signal flowing through the AC system 300
  • Ch2 Signal detected by the leakage current sensor 402
  • Ch3 Injection signal
  • the data acquisition unit includes the notch filter unit 4031, the lock-in detection unit 4032, and the impedance calculation unit 4033. A voltage signal of Ch1 to Ch3 is transmitted.
  • the notch filter unit 4031 performs notch filter processing for removing signal components (60 Hz, 120 Hz, and 180 Hz) having frequencies equal to the first, second, and third order of the system frequency from the Ch2 voltage signal input from the data acquisition unit. Do.
  • the notch filter unit 4031 first measures the system frequency from the Ch1 voltage signal input from the data acquisition unit. Next, the notch filter part 4031 removes the signal component which has system frequency from the voltage signal of Ch2 based on the measured value of system frequency. Further, the notch filter unit 4031 also removes signal components having frequencies twice and three times the measured value of the system frequency from the voltage signal of Ch2. Thereby, the notch filter part 4031 can remove not only the system current signal but also the second harmonic and the third harmonic of the system current signal from the voltage signal of Ch2. The notch filter unit 4031 outputs the Ch2 voltage signal to the lock-in detection unit 4032 after the notch filter processing is completed.
  • the lock-in detection unit 4032 receives the Ch2 voltage signal from the notch filter unit 4031. In addition, the Ch3 voltage signal is received from the data acquisition unit. Thereafter, the lock-in detection unit 4032 detects lock-in of the voltage signal of Ch2 at the injection frequency. Thereby, the lock-in detection unit 4032 extracts only the injection signal component from the voltage signal of Ch2.
  • lock-in detection synchronous detection means detecting only the desired frequency component from the signal by detecting the signal in time with a certain phase (specific phase) of the desired frequency component included in the signal. Is detected.
  • the lock-in detection unit 4032 outputs the injection signal component to the impedance calculation unit 4033.
  • the impedance calculation unit 4033 calculates a ground insulation resistance component and a ground capacitance component of the ground impedance Z0 based on the injection signal component.
  • a method for calculating the ground insulation resistance and the ground capacitance from the injection signal component is described in Patent Document 4, for example.
  • the impedance calculation unit 4033 uses the injection signal component extracted by the lock-in detection unit 4032 as the response of the ground insulation resistance to the induced voltage applied by the signal injection unit 401 to the ground line e and the ground to the induced voltage.
  • the ground insulation resistance may be calculated from the response of the ground insulation resistance separately from the response of the capacitance.
  • the present invention can be used for a current sensor or the like for measuring a current value flowing through a conductor.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Measuring Instrument Details And Bridges, And Automatic Balancing Devices (AREA)
  • Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
  • Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
  • Testing Of Short-Circuits, Discontinuities, Leakage, Or Incorrect Line Connections (AREA)

Abstract

　被測定導体Ｍの周りに環状に配置される磁気コア（１０１）と、２つの端子（１０５ａ、１０５ｂ）を有し、磁気コア（１０１）に巻き付けられている検出コイル部（１０２）と、上記２つの端子（１０５ａ、１０５）の間に互いに並列に接続されたコンデンサ（１０３）および抵抗（１０４）とを備えている。

Description

電流センサ、電流測定装置、および漏電検出装置
　本発明は、電流センサ、電流測定装置、および漏電検出装置に関する。
　被測定導体を流れる電流を測定する電流センサには、さまざまな種類のものが存在している。
　例えば、特許文献１には、図６に示す電流測定装置９００が記載されている。上記電流測定装置９００は、磁気コア１１と検出コイル１２とシャント抵抗Ｒ１とを有する電流センサ１０を備えている。電流（一次電流）が被測定導体Ｍを流れたとき、電磁誘導によって、シャント抵抗Ｒ１および測定器本体２０の端子２０ａに誘導電流が流れる。測定器本体２０は、上記誘導電流に基づいて、シャント抵抗Ｒ１に印加される印加電圧を算出する。さらに、測定器本体２０は、上記印加電圧から、被測定導体Ｍを流れる一次電流を算出する。
　また、特許文献２および３には、電流センサ（ＣＴ、ＭＩ素子）から測定器本体（回路）に入力された電流または電圧を、電圧フォロア回路などの増幅器によって増幅して、上記増幅器からの出力信号を測定する構成が記載されている。
日本国公開特許公報「特開２０１２－　　６８１９１号公報（２０１２年４月　５日公開）」 日本国公開特許公報「特開２００２－２６２５８１１号公報（２００２年９月１３日公開）」 日本国公開特許公報「特開２００４－　１７０２２０号公報（２００４年６月１７日公開）」 日本国公開特許公報「特開２０１０－　　６６１６２号公報（２０１０年３月２５日公開）」
　ところで、特許文献１では、端子２０ａを介して測定器本体２０に入力された上記誘導電流は、電荷としてコンデンサ２２ａに蓄積される。測定器本体２０は、コンデンサ２２ａに蓄積された電荷量に基づいて、上記印加電圧を算出する。
　しかしながら、特許文献１の電流測定装置９００では、測定器本体２０が高入力インピーダンスを有する場合、上記誘導電流の大部分が、端子２０ａではなくシャント抵抗Ｒ１を流れることになる。これにより、上記誘導電流のエネルギーの大部分は、シャント抵抗Ｒ１によって消費される。
　一方、端子２０ａを通ってコンデンサ２２ａに流入する上記誘導電流のエネルギーはわずかである。被測定導体Ｍを流れる電流が微弱である場合、上記誘導電流のエネルギーは微小となる。言い換えれば、上記誘導電流はＳ／Ｎが悪い。そのため、コンデンサ２２ａに蓄積された電荷の有するエネルギーもわずかである。その結果、このように微小なエネルギーの電荷の電荷量から測定された上記印加電圧の精度は低くなる。さらに、精度の低い上記印加電圧から算出される上記一次電流の精度も低くなる。
　また、特許文献２および３に記載の構成では、測定器本体への入力信号の電圧は、上記増幅器が備えたアンプの電源電圧以下に制限される。そのため、上記電源電圧と同程度以上の電圧のパルスノイズが上記入力信号に重なっている場合、上記入力信号の測定精度が低くなるという問題がある。
　本発明は、上記の課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、微小な電流を精度よく測定することができる電流センサ等を提供することにある。
　上記の課題を解決するために、本発明の一態様に係る電流センサは、当該電流センサによって電流を測定される被測定導体の周りに環状に配置される磁気コアと、第１の端子および第２の端子を有するコイル部であって、上記磁気コアに巻き付けられているコイル部と、上記第１の端子と上記第２の端子との間に互いに並列に接続されたコンデンサおよび抵抗と、を備えた構成である。
　上記の構成によれば、被測定導体を電流（被測定電流）が流れることによって磁気コア中の磁束が変化する。この磁束の変化は、コイル部、コンデンサ、および抵抗が接続された電気回路を流れる誘導電流を誘導励起する。
　上記誘導電流の一部は、上記コンデンサに電荷として蓄積される。上記コンデンサに上記電荷が蓄積されることによって、上記コンデンサの電極間に電極間電圧が発生する。上記電極間電圧は、第１の端子と第２の端子との間に印加される。従って、上記コンデンサは、上記誘導電流を上記電極間電圧に変換するものである。
　さて、上記電流センサを備えた電流測定装置は、上記電極間電圧から、上記被測定電流を算出する。比較として、特許文献１の電流測定装置は、電流センサのシャント抵抗に印加される電圧から被測定電流を算出する。このとき、上記シャント抵抗を流れる誘導電流のエネルギーの一部が散逸することになる。その結果、上記電流センサから測定器本体に流入する電流のエネルギーが小さくなる（Ｓ／Ｎが悪くなる）ことにより、上記被測定電流の算出精度が悪くなる。
　一方、本発明に係る電流センサでは、上記コンデンサに蓄積された上記誘導電流のエネルギーは散逸しない。また、特に、抵抗の抵抗値が、シャント抵抗の抵抗値と比較して大きい場合、上記誘導電流は上記抵抗をほとんど流れない。そのため、上記電流センサ全体からの、上記誘導電流のエネルギーの散逸は小さくなる。従って、比較的高いエネルギーの（Ｓ／Ｎのよい）電流が、上記電流測定装置に流入することになる。これにより、上記被測定電流を精度よく測定することができる。
　また、上記の課題を解決するために、本発明の一態様に係る電流測定装置は、上記電流センサと、上記第１の端子と上記第２の端子との間の端子間電圧を測定する電圧測定部と、上記端子間電圧と上記被測定導体を流れる被測定電流との対応関係を示す端子間電圧－被測定電流テーブルを記憶した記憶部と、上記電圧測定部および上記記憶部から上記端子間電圧および上記端子間電圧－被測定電流テーブルを取得し、上記端子間電圧－被測定電流テーブルに基づいて、上記端子間電圧から上記被測定電流を算出する被測定電流算出手段と、を備えた構成である。
　上記の構成によれば、電流測定装置は、上記電流センサの第１の端子と第２の端子との間の端子間電圧より、被測定導体を流れる被測定電流が測定される。上記端子間電圧は、上記電極間電圧に等しい。詳細には、上記電流センサでは、上記誘導電流がコンデンサに蓄積されることで、上記コンデンサの電極間電圧に変換される。上記電流測定装置は、上記コンデンサから上記電流測定装置に流入する電流に基づき、上記電極間電圧を測定する。そして、上記電流測定装置は、上記電極間電圧から上記被測定電流を算出する。
　以上のように、上記電流測定装置は、上記電流センサの上記電極間電圧から、被測定電流を算出する。このとき、前述のように、比較的高いエネルギーの（Ｓ／Ｎのよい）電流が、上記電流センサから上記電流測定装置に流入するので、上記電流測定装置は、上記電極間電圧から正確な上記被測定電流を算出することができる。特に、被測定電流、および上記被測定電流を一次電流として発生する誘導電流が弱い場合であっても、正確な被測定電流を算出することができる。
　また、上記の課題を解決するために、本発明の一態様に係る漏電検出装置は、交流電源を備えた電気回路であるＡＣ系統からの漏れ電流を検出する漏電検出装置であって、上記ＡＣ系統の接地線に対して、上記交流電源が発生させる系統周波数とは異なる注入周波数を有する交流電圧を印加することにより、上記ＡＣ系統に注入信号を注入する信号注入部と、上記被測定電流として上記漏れ電流を測定する上記電流測定装置と、上記電流測定装置が測定した上記漏れ電流から、上記系統周波数の信号成分を除去する特定周波数成分除去手段と、上記特定周波数成分除去手段によって上記系統周波数の信号成分が除去された上記漏れ電流を、上記注入信号の特定位相と同期して検出することにより、上記注入周波数の信号成分である注入信号成分を上記漏れ電流から抽出する特定周波数成分抽出手段と、上記特定周波数成分抽出手段によって抽出された上記注入信号成分を、上記交流電圧に対する対地絶縁抵抗の応答分と、上記交流電圧に対する対地静電容量の応答分とに分離して、上記対地絶縁抵抗の応答分から対地絶縁抵抗を算出する漏電情報算出手段と、を備えた構成である。
　上記の構成によれば、信号注入部が、ＡＣ系統の接地線に対して注入信号を注入する。この注入信号が微弱である場合、漏れ電流に含まれる注入信号成分の強度が弱いことになる。ところが、上記電流測定装置は、前述のように、被測定電流（漏れ電流）が弱い場合であっても、上記被測定電流を正確に算出することができる。従って、上記漏れ電流に含まれる注入信号成分も正確に算出することができる。
　このようにして、上記電流測定装置が上記注入信号成分を正確に算出することができる。そのため、上記注入信号成分から、上記漏電検出装置の各手段によって、対地絶縁抵抗が正確に算出されることになる。
　本発明は、微小な電流を精度よく測定することができるという効果を奏する。
本発明の実施形態１に係る電流測定装置の構成を示す図である。 本発明の実施形態２に係る漏電検出システムの構成を示す図である。 あるＡＣ系統の漏れ電流のパワースペクトルを示す図である。 磁気シェイキングを行った電流センサによる電流信号の検出結果の一例を示すグラフである。 図１に示す電気回路が備えたコンデンサおよび抵抗に求められる望ましい特性を示す表である。 従来の電流測定装置の構成を示す模式図である。
　〔実施形態１〕
　以下、本発明の一実施形態について、図１および図５を用いて詳細に説明する。
　[１．電流測定装置１]
　図１を用いて、本実施形態に係る電流測定装置１の構成を説明する。図１は、電流測定装置１の構成を示す模式図である。電流測定装置１は、電流センサ１００および測定器本体（電圧測定器）２００を備えている。電流センサ１００は、測定器本体（電圧測定部）２００に対し、取り付けおよび取り外しをすることができる。電流センサ１００を測定器本体２００に取り付ける際、電流センサ１００の２つの出力端子１０５ａ、１０５ｂが測定器本体２００の対応する入力端子２０４ａ、２０４ｂにそれぞれ接続される。
　[２．電流センサ１００]
　電流センサ１００は、磁気コア１０１、検出コイル（コイル部）１０２、コンデンサ１０３、抵抗１０４、および出力端子１０５ａ、１０５ｂを備えている。
　磁気コア１０１は、環状に形成された磁性体である。被測定導体Ｍが、磁気コア１０１の中心に設けられた穴を貫通している。検出コイル１０２は、磁気コア１０１に３０００回巻き付けられている。検出コイル１０２、コンデンサ１０３、および抵抗１０４は、図１に示す電気回路ＥＣを構成している。
　強度および／または方向の変化する電流Ｉ０（以下、一次電流Ｉ０と呼ぶ）が、被測定導体Ｍを流れるとき、磁気コア１０１に磁束変化が生じる。その結果、磁気コア１０１に巻き付けられた検出コイル１０２の２つの端子間に誘導電圧（端子間電圧）が生じる。一次電流Ｉ０に含まれる周波数ωの周波数成分により、周波数ωの上記誘導電圧が生じる。上記誘導電圧は、電気回路ＥＣを流れる誘導電流Ｉを励起する。コンデンサ１０３は、抵抗１０４と合わせてローパスフィルタとして機能することにより、電気回路ＥＣに加わる高周波ノイズを吸収する。
　［２－ａ．コンデンサ１０３について］
　図１に示すコンデンサ１０３は、被測定導体Ｍを流れる一次電流によって電気回路ＥＣに誘導励起される誘導電流Ｉを、電圧Ｖに変換するためのものである。コンデンサ１０３は、出力端子１０５ａ、１０５ｂが解放されているとき、数１０Ｖ以上の電圧を電極間に許容する特性を有している。
　ここで、コンデンサ１０３および抵抗１０４に求められる望ましい特性を、図５の表に示す。図５に示すように、電気回路ＥＣを流れる電流を増大させるために、コンデンサ１０３の容量は大きいことが望ましい。一方で、コンデンサ１０３の電極間の電圧を増大させるために、容量は小さいことが望ましい。これらの望ましい特性同士は矛盾している。しかしながら、実際には、コンデンサ１０３は、電気回路ＥＣを流れる電流が微小であっても、通常のアンプに取得されるだけの十分な電圧Ｖを電極間に発生させることができ、かつ、上記電圧Ｖを許容することができる性能を有していればよい。
　例えば、被測定導体Ｍを、３．５μＡの電流が流れ、２次側の電流として電気回路ＥＣをＩ＝３．５μＡ／３０００＝１．２ｎＡ、周波数ｆ＝６０Ｈｚの漏電電流が流れる場合を考える。なお、上の式において、数値３０００は、市販されている一般的な電流センサにおける検出コイルの巻き数の例である。このとき、コンデンサ１０３の電極間に発生する電圧Ｖの概算は、Ｖ＝Ｗ×Ｉ×ｔ／Ｃ＝９．３μＶとなる。この電圧Ｖ＝９．３μＶは、測定器本体２００が備えた一般的な計測アンプで取得できるレベルの大きさである。
　ここで、測定器本体２００により測定される電圧Ｖを概算するための積算時間ｔ＝０．０１６７秒／２、コンデンサ１０３の容量Ｃ＝０．９２μＦとした。ここで、０．０１６７秒は６０Ｈｚの電力系統の１周期である。なお、Ｗは、抵抗１０４の抵抗値Ｒが無限大の場合に電気回路ＥＣで発現する電圧に対する、抵抗１０４の抵抗値が有限値Ｒである電気回路ＥＣで発現する電圧の割合である。
　［２－ｂ．抵抗１０４について］
　抵抗１０４は、電流センサ１００による上記一次電流の測定帯域内において、電気回路ＥＣのＬＣ共振により蓄積するエネルギーを、速やかに散逸させるためのものである。そのため、図５に示すように、抵抗１０４の抵抗値Ｒ（Ω）、およびコンデンサ１０３の容量値Ｃ（Ｆ）は、ＲおよびＣにより決定される時定数が、上記ＬＣ共振の共振周期と比較して、１／１０以下であるように選択されることが望ましい。なお、上記共振周期は、実験的に知ることもできる。具体的には、電気回路ＥＣから抵抗１０４の接続部分を除いた構成（電気回路ＥＣ´）の減衰振動の周期から、上記共振周期を知ることができる。
　発明者は、以下の条件下で、各パラメータを決定した。磁気コア１０１の内径は１６ｍｍであった。また、検出コイル１０２は、磁気コア１０１に巻き数３０００で巻き付けられていた。上記ＬＣ共振の共振周期が概略５０ｍｓｅｃとなるように、抵抗値Ｒと容量値Ｃ＝０．９μＦとを実験的に合わせこんだ。また、こうして得られた共振周期に従って、時定数は、共振周期の１／１０である５ｍｓｅｃに設定した。時定数を５ｍｓｅｃに設定するために、Ｒ＝４．７ｋΩとした。Ｃ＝０．９μＦと組み合わせた場合、減衰の時定数は４．３ｍｓｅｃとなり、共振周期の１／１０より小さい。従って、電気回路ＥＣは望ましい特性を得ることができる。
　比較のため、上記電気回路ＥＣ´におけるＬＣ共振を考える。この電気回路ＥＣ´では、回路全体のインピーダンスＺ０´＝ｊωＬ＋１／ｊωＣがゼロとなる共振周波数ω０´＝１／√（ＬＣ）において、ＬＣ共振が発生する。ここで、ωは上記一次電流の周波数である。
　電気回路ＥＣ´の減衰α´は、理想的にはゼロである。そのため、上記誘導電流に含まれる上記共振周波数ω０の信号成分は、外部から周波数ω０´の誘導電圧が印加されることによって増幅する。このような共振周波数ω０の信号成分の増幅は、電気回路ＥＣ´の動作を不安定にするために好ましくない。
　一方、電気回路ＥＣは、抵抗値Ｒに依存する有限の減衰αを有する。この減衰αは、電気回路ＥＣ内で共振周波数ω０の電流信号成分が増幅することを抑制する。すなわち、電気回路ＥＣでは、抵抗１０４がＬＣ共振を抑制する。
　図５に示すように、電気回路ＥＣを流れる電流を増大させ、また測定器本体２００で高い測定電圧を得るために、抵抗１０４の抵抗値Ｒは、十分に大きいことが望ましい。その理由は、抵抗１０４の抵抗値Ｒが大きいほど、コンデンサ１０３を流れて電圧の発現に寄与する電流の比率が大きくなるためである。
　例えば、電気回路ＥＣを流れる電流の周波数ｆ＝６０Ｈｚであり、Ｃ＝０．９２μＦ、Ｒ＝４．７ｋΩである場合、コンデンサ１０３のリアクタンスは、1／（２πｆＣ）＝２８８３Ωとなる。従って、コンデンサ１０３のリアクタンス２８８３Ωよりも、抵抗１０４のインピーダンス４７００Ωのほうが大きいことになる。このとき、コンデンサ１０３と抵抗１０４とを合わせた電気回路ＥＣで発現する電圧は、抵抗１０４の抵抗値が無限大の場合に上記回路で発現する電圧を１００％としたとき、Ｗ＝４７００／（√２８８３＾２＋４７００＾２）＝８５％となる。なお、Ｗが所定の割合以上となるように、ＲおよびＣを選択してもよい。
　［３．測定器本体２００］
　測定器本体２００は、電圧計２０１、ＣＰＵ（被測定電流算出手段）２０２、記憶部２０３、および入力端子２０４ａ、２０４ｂを備えている。電圧計２０１は、入力端子２０４ａ、２０４ｂ間の電圧Ｖｘを測定するものである。ＣＰＵ（被測定電流算出手段）２０２は、測定器本体２００において実行される演算処理およびその他の処理を制御するものである。記憶部２０３は、被測定導体Ｍを流れる一次電流Ｉ０と、被測定導体Ｍを一次電流Ｉ０ｒｍｓが流れるときに、コンデンサ１０３に印加される電圧Ｖｃとの対応関係を示すＩ０－Ｖｃテーブル（端子間電圧－被測定電流テーブル）を記憶している。
　ここで、図１を用いて、周波数ごとのＩ０－Ｖｃテーブルの算出方法を簡単に説明する。
　一次電流Ｉ０に起因して、電気回路ＥＣを誘導電流Ｉが流れるとき、コンデンサ１０３に電流Ｉ１が流れ、抵抗１０４に電流Ｉ２が流れる。Ｉ＝Ｉ１＋Ｉ２である。また、コンデンサ１０３および抵抗１０４に印加される電圧は等しくＶｃである。従って、Ｉ１＝Ｃ・ｄＶｃ／ｄｔであり、Ｉ２＝Ｖｃ／Ｒである。以上により、Ｉ＝Ｉ１＋Ｉ２＝Ｃ・ｄＶｃ／ｄｔ＋Ｖｃ／Ｒとなる。このように、誘導電流Ｉと電圧Ｖｃとの関係式が決定する。
　また、誘導電流Ｉと一次電流Ｉ０との関係は、磁気コア１０１の径および磁性体の種類、検出コイル１０２の巻き数、電気回路ＥＣのインピーダンス、およびそれらの周波数依存性等によって定まる。この関係は、実測によって決定される。また、使用される素子の応答の線形性により、周波数ごとにゲインは一定となり、一次電流Ｉ０のゼロ点は、誘導電流Ｉのゼロ点となる。これにより、Ｉ０－Ｖｃテーブルは、上記関係式と、誘導電流Ｉｒｍｓと一次電流Ｉ０ｒｍｓとの関係とから、決定することができる。
　［４．電流測定装置１による一次電流Ｉ０の測定］
　電気回路ＥＣは線形応答を示す素子のみを含んでいる。そのため、電気回路ＥＣの応答特性で校正することにより、被測定導体Ｍを流れる電流Ｉ０と、測定器本体２００の電圧計２０１が測定する電圧Ｖｘとの関係であるＩ０－Ｖｘ関係、具体的には、電流Ｉ０とＶｘとの間における周波数ごとのゲインおよび位相ずれを、周知の方法で求めることができる。従って、測定器本体２００は、上記Ｉ０－Ｖｘ関係から、一次電流Ｉ０を算出することができることになる。なお、理論上は、電気回路ＥＣの応答特性の再現性が担保されるので、電気回路ＥＣの応答特性の校正のための予備的な測定は、一度だけ実行されればよい。
　あるいは、電流測定装置１は、一次電流Ｉ０を以下のように測定してもよい。
　ここでは、電流測定装置１による一次電流Ｉ０の測定の流れを説明する。なお、出力端子１０５ａ、１０５ｂと入力端子２０４ａ、２０４ｂとは接続されているとする。
　一次電流Ｉ０が被測定導体Ｍを流れたとき、電磁誘導によって、電気回路ＥＣを流れる誘導電流Ｉが励起される。誘導電流Ｉの一部は、コンデンサ１０３に流入し、コンデンサ１０３に電荷Ｑが蓄積される。ここで、コンデンサ１０３の電極間の電圧値をＶとすると、Ｖｃ＝Ｑ／Ｃである。コンデンサ１０３の容量Ｃが大きいほど、検出電圧Ｖｃは小さくなる。なお、誘導電流Ｉの上限値は、一次電流Ｉ０の上限値に対して、検出コイル１０２の巻き数分の１、すなわち１／３０００に制約される。従って、コンデンサ１０３に蓄積される電荷Ｑも、検出コイル１０２の巻き数により制約される。
　コンデンサ１０３の電極間の電圧Ｖｃ＝Ｑ／Ｃは、抵抗１０４と、出力端子１０５ａ、１０５ｂの間とに印加される。また、入力端子２０４ａ、２０４ｂの間にも、同じ電圧Ｖｃが印加される。その結果、抵抗１０４および電圧計２０１に対して、コンデンサ１０３に蓄積された電荷Ｑが電流（以下、電流信号と呼ぶ）として流れる。このとき、抵抗１０４の抵抗値Ｒ（例えば、４．７ｋΩ）は、特許文献１に記載のシャント抵抗の抵抗値（数十から数百Ω程度）と比較して大きいので、抵抗１０４を流れる電流信号のエネルギーの割合は比較的小さい。
　言い換えれば、特許文献１の測定器本体２０に入力される電流信号のエネルギーと比較して、入力端子２０４ａを通って測定器本体２００の電圧計２０１に入力される電流信号のエネルギーは大きい。
　電圧計２０１は、電流センサ１００から入力された上記電流信号に基づき、入力端子２０４ａ、２０４ｂ間の電圧を測定する。この電圧は、コンデンサ１０３の電極間の電圧Ｖｃに等しい。電圧計２０１により測定された電圧Ｖｃは、ＣＰＵ２０２に入力される。
　ＣＰＵ２０２は、電圧Ｖｃが入力された後、記憶部２０３から上記Ｉ０－Ｖｃテーブルを取得する。次に、ＣＰＵ２０２は、上記Ｉ０－Ｖｃテーブルまたは上記Ｉ０－Ｖｃ関数に基づき、電圧Ｖｃから、被測定導体Ｍを流れる一次電流Ｉ０を算出する。以上のようにして、電流測定装置１は、コンデンサ１０３の電圧Ｖｃから一次電流Ｉ０を測定する。
　［実施形態２］
　本実施形態では、図２～図４を用いて、本発明に係る電流センサを漏電検出装置に適用する適用例を説明する。
　［１．漏電検出システム２０００の構成］
　図２は、ＡＣ系統３００と、漏電検出装置４００とからなる漏電検出システム２０００の構成を示す模式図である。ＡＣ系統３００は、３相３線式の配電構成である。具体的には、ＡＣ系統３００は、３本の電路Ｘ、Ｙ、Ｚと、交流電圧源３０１、３０２、３０３（交流電源）と、負荷３１１、３１２、３１３とを含む。電路Ｘ、電路Ｙ、電路Ｚは、それぞれ、ＡＣ系統３００のＲ相、Ｓ相、Ｔ相である。交流電圧源３０１、３０２、３０３は、上記の各電路Ｘ、Ｙ、Ｚに交流（以下、系統電流と呼ぶ）を流している。接地線ｅは、ＡＣ系統３００のＢ種接地線である。
　Ｒ相は、対地絶縁抵抗ＸＲ１および対地静電容量ＸＣ１からなる対地インピーダンスＺ１を有する。Ｔ相は、対地絶縁抵抗ＸＲ２および対地静電容量ＸＣ２からなる対地インピーダンスＺ２を有する。対地インピーダンスＺ１、Ｚ２からなるＡＣ系統３００全体の対地インピーダンスＺ０は、１／Ｚ＝１／Ｚ１＋１／Ｚ２より求められる。ＡＣ系統３００において漏電が発生する場合、対地絶縁抵抗ＸＲ１、ＸＲ２、対地静電容量ＸＣ１、およびＸＣ２のうちいずれか１つまたは複数の経路を通って、大地に漏れ電流が流れると考えることができる。図２に、Ｒ相およびＴ相の漏電個所を、模式的に電流経路として示している。以下では、対地絶縁抵抗ＸＲ１、ＸＲ２を抵抗分ＸＲ１、ＸＲ２と呼び、対地静電容量ＸＣ１、ＸＣ２を容量分ＸＣ１、ＸＣ２と呼ぶことがある。
　［２．漏電検出装置４００の構成］
　続いて、図２を用いて、漏電検出装置４００の構成を詳細に説明する。漏電検出装置４００は、信号注入部４０１、漏電電流用電流センサ４０２、およびデータ処理部４０３を含む構成である。漏電検出装置４００の各部の詳細な構成を、以下に説明する。
　［２－ａ．信号注入部４０１］
　信号注入部４０１は、交流発振器およびアンプからなる発振部４０１１と、６００Ａ定格の信号注入用磁気コア４０１２とを備えている。信号注入部４０１は、発振部４０１１により発生された交流が、磁気コア４０１２に巻き付けられたコイル４０１３を通って流れる構成となっている。信号注入用磁気コア４０１２の中心部には、貫通孔が設けられている。接地線ｅは、上記貫通孔を通っている。
　発振部４０１１により発生された交流が、磁気コア４０１２に巻き付けられたコイル４０１３を流れるとき、磁気コア４０１２中の磁束の強さが変化することによって、接地線ｅに誘導電圧が印加される。この誘導電圧によって、接地線ｅを誘導電流（以下、注入信号と呼ぶ）が流れる。この注入信号の第１の経路は、接地線ｅ、電圧源３０２、Ｒ相の電路Ｘ、漏電経路ａおよび／またはｂをこの順で通り、大地より接地線ｅに戻るものである。また、上記注入信号の第２の経路は、接地線ｅから、電圧源３０３、Ｔ相の電路Ｚ、経路ｃおよび／またはｄ、および大地をこの順で通り、接地線ｅに戻るものである。
　さて、信号注入用磁気コア４０１２の特徴は、注入信号を注入するために使用される一般的な磁気コアと比較して、接地線ｅに平行な方向の断面積が小さい構成である。これにより、磁気コア４０１２の重さは比較的軽いので、ユーザは容易に磁気コア４０１２を移動させることができる。その一方、接地線ｅに平行な方向の断面積が小さいため、信号注入部４０１は、従来の磁気コアを有する信号注入部と比較して、接地線ｅに発生させることのできる誘導電圧が小さくなっている。具体的に、信号注入部４０１は、接地線ｅに対して、３５ｍＶｒｍｓ程度を上限値とする誘導電圧を発生させることができる。この誘導電圧によれば、例えば、抵抗ＸＲ１およびＸＲ２の合成抵抗値が１０ｋΩである場合、注入信号の電流値は約３．５μＡとなる。
　このように微弱な注入信号を漏れ電流から抽出するためには、漏れ電流において、注入信号成分と他の信号成分（特に、系統電流成分）との重なりが小さいことが望ましい。そこで、上記注入信号の周波数（以下、注入周波数と呼ぶ）は、系統周波数の無理数倍となる周波数であることが望ましい。これにより、注入信号成分が、系統周波数成分および、系統周波数の分数倍の周波数を有する高調波成分を含む系統電流成分と重なりにくくなる。具体的に、注入周波数として、以下２パターンが考えられる。
１．系統周波数の１次（６０Ｈｚ）と２次（１２０Ｈｚ）との間の周波数
　√（６０×１２０）＝約８５Ｈｚ
２．系統周波数の２次（１２０Ｈｚ）と３次（１８０Ｈｚ）との間の周波数
　√（１２０×１８０）＝約１４７Ｈｚ
　また、系統周波数の１次の半分（３０Ｈｚ）と１次（６０Ｈｚ）との間の周波数も、注入周波数の候補となり得る。具体的に、注入周波数は、√（３０×６０）＝４２．４２６Ｈｚであってもよい。しかしながら、ＡＣ系統３００は、インバータによって、系統周波数よりも低い周波数を生成する場合がある。この場合、インバータに生成された周波数と４２．４２６Ｈｚの注入周波数とが重なる可能性がある。そのため、３０Ｈｚから６０Ｈｚの間の周波数は、注入周波数として望ましくない。一方、３０Ｈｚより下の周波数領域は、インバータの周波数とも重なりにくくなるので、注入周波数の候補となる。具体的には、√(６０Ｈｚ／２×６０Ｈｚ／３)＝２４．４９Ｈｚなどが、注入周波数の候補となる。
　なお、系統周波数が５０Ｈｚの場合、注入周波数は約７１＝√（５０×１００）Ｈｚおよび約１２３＝√（１００×１５０）Ｈｚの２パターンが考えられる。
　参考として、図３に、あるＡＣ系統からの漏れ電流のパワーをＦＦＴ演算により測定した測定結果を示す。同図は、約０～３００Ｈｚの範囲のパワースペクトルである。上記スペクトルにおいて、６０、１２０、１８０、２４０、および３００Ｈｚにみられるパワーピークは、系統電流成分およびその高調波成分によるものである。一方、約８５Ｈｚ、約１４７Ｈｚでは、系統電流成分による漏れ電流への寄与が小さくなっている。そのため、注入周波数が約８５Ｈｚまたは約１４７Ｈｚである場合、漏れ電流において、系統電流成分と注入信号成分との重なりが小さくなることがわかる。
　［２－ｂ．漏電電流用電流センサ４０２］
　漏電電流用電流センサ４０２は、実施形態１で説明した電流センサ１００と同じ構成を有するセンサである。すなわち、漏電電流用電流センサ４０２は、磁気コア１０１を備えている。さらに、漏電電流用電流センサ４０２は、検出コイル１０２、コンデンサ１０３、および抵抗１０４が接続された電気回路ＥＣを備えている。漏電電流用電流センサ４０２は、磁気コア１０１の中央部に設けられた貫通孔を、接地線ｅが通過するように配置されている。これにより、漏電電流用電流センサ４０２は、交流が接地線ｅを流れるとき、該センサ４０２と電気的に接続された測定器本体２００を流れる誘導電流を誘導励起する。測定器本体２００は、その交流を電流信号として検出する。
　この漏電電流用電流センサ４０２は、測定器本体２００と協働して、定格電流に対して非常に微弱な電流も精度良く検出することが要求される。具体的には、漏電電流用電流センサ４０２は、小型の磁気コア４０１２と検出コイル１０２とによって発生される３５ｍＶｒｍｓの電圧を１０ｋΩの抵抗分に印可した際に、接地線ｅを流れる約３．５μＡの電流信号を１次側の電流信号として出力することが要求される。
　測定器本体２００は、磁気コア１０１に複数回（例えば、一般的な電流センサでは標準とされる３０００回）巻き付けられた検出コイル１０２に発生する２次側の電流信号（１．２ｎＡ＝３．５μＡ／３０００回）を検出する性能が要求される。すなわち、この例の場合、漏電電流用電流センサ４０２は、定格電流（１００Ａ）比では約－１５０ｄＢの微弱な電流を検出することになる。
　漏電電流用電流センサ４０２が検出した漏れ電流信号は、コンデンサ１０３および抵抗１０４で構成され、ローパスフィルタ機能を持つ回路によって、電圧信号に変換される。そして、この電圧信号は、データロガー（１６ｂｉｔ　Ａ／Ｄ）に入力される。
　［漏電電流用電流センサの変形例］
　なお、漏電電流用電流センサ４０２の一変形例は、磁気コア１０１に対して、数ｋＨｚの高周波（例えば、周波数５ｋＨｚ電流値９０ｍＡの交流）が印加される構成であってもよい。上記高周波は、磁気コア１０１を磁気シェイキング（非特許文献１参照）することによって、微弱な低周波磁界に対する磁気コア１０１の透磁率を向上させる。その結果、漏電電流用電流センサ４０２は、より微弱な電流を検出することが可能となる。
　図４に、ある電流センサの磁気コアに磁気シェイキングを行った場合と行わなかった場合とについて、上記電流センサによって２５Ｈｚの微弱な電流信号を検出した測定結果を示す。図４に示すグラフの横軸は、上記電流信号の強度の設定値であり、同グラフの縦軸は、上記電流センサによる上記電流信号の測定結果（測定器本体による検出電圧）である。また、同図において、「励磁あり検出」のグラフが、電流センサに磁気シェイキングを行った場合の測定結果である。また、「励磁なし検出」のグラフが、電流センサに磁気シェイキングを行わなかった場合の測定結果である。
　図３より、上記電流信号の設定値が約５０μＡ以下の場合に、磁気シェイキングを行わない電流センサの検出電圧が、上記電流信号に比例していないことがわかる。すなわち、磁気シェイキングが行われない電流センサは、約５０μＡ以下の微弱な電流信号を正しく計測することができない。一方、磁気シェイキングが行われた電流センサによる上記検出電圧は、上記電流信号の設定値によらず、上記電流信号に比例している。従って、磁気シェイキングが行われた場合、電流センサは、約５０μＡ以下の微弱な電流信号であっても、正しく計測することができる。
　なお、上記高周波を磁気コアに注入するために使用される電線は、漏電検出システム２０００に含まれるいずれかの電線であってもよいし、それ以外の電線であってもよい。本実施形態では、系統電流が、（主に、６０Ｈｚ（系統周波数）の信号で）漏電電流用電流センサ４０２に対する磁気シェイキングを行う役割を果たしている。
　［２－ｃ．データ処理部４０３］
　データ処理部４０３は、データ取得部（図示せず）、ノッチフィルタ部（特定周波数成分除去手段）４０３１、ロックイン検出部（特定周波数成分抽出手段）４０３２、およびインピーダンス算出部（漏電情報算出手段）４０３３を含む構成である。
　上記データ取得部は、以下のＣｈ１～Ｃｈ３の電圧信号を受信する。
Ｃｈ１：ＡＣ系統３００を流れる系統電流信号
Ｃｈ２：漏電電流用電流センサ４０２の検出した信号
Ｃｈ３：注入信号
　上記データ取得部は、ノッチフィルタ部４０３１、ロックイン検出部４０３２、およびインピーダンス算出部４０３３に上記Ｃｈ１～Ｃｈ３の電圧信号を送出する。
　ノッチフィルタ部４０３１は、上記データ取得部から入力されたＣｈ２の電圧信号から、系統周波数の１、２、３次分に等しい周波数の信号成分（６０Ｈｚ、１２０Ｈｚ、１８０Ｈｚ）を除去するノッチフィルタ処理を行う。
　詳細には、ノッチフィルタ部４０３１は、まず、上記データ取得部より入力されるＣｈ１の電圧信号から、系統周波数を計測する。次に、ノッチフィルタ部４０３１は、系統周波数の計測値に基づいて、Ｃｈ２の電圧信号から、系統周波数を有する信号成分を除去する。さらに、ノッチフィルタ部４０３１は、上記系統周波数の計測値の２倍および３倍の周波数を有する信号成分も、上記Ｃｈ２の電圧信号から除去する。これにより、ノッチフィルタ部４０３１は、系統電流信号だけでなく、系統電流信号の２次高調波、および３次高調波も、上記Ｃｈ２の電圧信号から除去することができる。ノッチフィルタ部４０３１は、ノッチフィルタ処理が完了した後、上記Ｃｈ２の電圧信号をロックイン検出部４０３２に出力する。
　ロックイン検出部４０３２は、ノッチフィルタ部４０３１からＣｈ２の電圧信号を受信する。また、データ取得部からＣｈ３の電圧信号を受信する。その後、ロックイン検出部４０３２は、Ｃｈ２の電圧信号を注入周波数でロックイン検出する。これにより、ロックイン検出部４０３２は、上記Ｃｈ２の電圧信号から、注入信号成分のみを抽出する。なお、ロックイン検出（同期検波）とは、ある信号に含まれる所望の周波数成分のある位相（特定位相）とタイミングを合わせて上記信号を検出することにより、上記信号から上記所望の周波数成分のみを検出することをいう。ロックイン検出部４０３２は、上記注入信号成分をインピーダンス算出部４０３３に出力する。
　インピーダンス算出部４０３３は、上記注入信号成分に基づいて、対地インピーダンスＺ０の対地絶縁抵抗成分および対地静電容量成分を算出する。なお、上記注入信号成分から対地絶縁抵抗および対地静電容量を算出する方法については、例えば、特許文献４に記載されている。
　あるいは、インピーダンス算出部４０３３は、ロックイン検出部４０３２によって抽出された上記注入信号成分を、信号注入部４０１が接地線ｅに印加する誘導電圧に対する対地絶縁抵抗の応答分と、上記誘導電圧に対する対地静電容量の応答分とに分離して、上記対地絶縁抵抗の応答分から対地絶縁抵抗を算出してもよい。
　本発明は上述した実施形態の構成に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。
　本発明は、導体を流れる電流値を測定する電流センサ等に利用することができる。
　　　　１　電流測定装置
　　１００　電流センサ
　　１０２　検出コイル（コイル部）
　　１０３　コンデンサ
　　１０４　抵抗
　　２００　測定器本体（電圧測定部）
　　２０２　ＣＰＵ（被測定電流算出手段）
　　４００　漏電検出装置
　４０３１　ノッチフィルタ部（特定周波数成分除去手段）
　４０３２　ロックイン検出部（特定周波数成分抽出手段）
　４０３３　インピーダンス算出部（漏電情報算出手段）

Claims (3)

  1. 　当該電流センサによって電流を測定される被測定導体の周りに環状に配置される磁気コアと、
    　第１の端子および第２の端子を有するコイル部であって、上記磁気コアに巻き付けられているコイル部と、
    　上記第１の端子と上記第２の端子との間に互いに並列に接続されたコンデンサおよび抵抗と、
    　を備えたことを特徴とする電流センサ。
  2. 　請求項１に記載の電流センサと、
    　上記第１の端子と上記第２の端子との間の端子間電圧を測定する電圧測定部と、
    　上記端子間電圧と上記被測定導体を流れる被測定電流との対応関係を示す端子間電圧－被測定電流テーブルを記憶した記憶部と、
    　上記電圧測定部および上記記憶部から上記端子間電圧および上記端子間電圧－被測定電流テーブルを取得し、上記端子間電圧－被測定電流テーブルに基づいて、上記端子間電圧から上記被測定電流を算出する被測定電流算出手段と、
    　を備えたことを特徴とする電流測定装置。
  3. 　交流電源を備えた電気回路であるＡＣ系統からの漏れ電流を検出する漏電検出装置であって、
    　上記ＡＣ系統の接地線に対して、上記交流電源が発生させる系統周波数とは異なる注入周波数を有する交流電圧を印加することにより、上記ＡＣ系統に注入信号を注入する信号注入部と、
    　上記被測定電流として上記漏れ電流を測定する請求項２に記載の電流測定装置と、
    　上記電流測定装置が測定した上記漏れ電流から、上記系統周波数の信号成分を除去する特定周波数成分除去手段と、
    　上記特定周波数成分除去手段によって上記系統周波数の信号成分が除去された上記漏れ電流を、上記注入信号の特定位相と同期して検出することにより、上記注入周波数の信号成分である注入信号成分を上記漏れ電流から抽出する特定周波数成分抽出手段と、
    　上記特定周波数成分抽出手段によって抽出された上記注入信号成分を、上記交流電圧に対する対地絶縁抵抗の応答分と、上記交流電圧に対する対地静電容量の応答分とに分離して、上記対地絶縁抵抗の応答分から対地絶縁抵抗を算出する漏電情報算出手段と、
    　を備えたことを特徴とする漏電検出装置。
     
PCT/JP2014/054188 2013-03-05 2014-02-21 電流センサ、電流測定装置、および漏電検出装置 WO2014136589A1 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2015504239A JP6119840B2 (ja) 2013-03-05 2014-02-21 電流センサ、電流測定装置、および漏電検出装置

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2013-043428 2013-03-05
JP2013043428 2013-03-05
JP2014006131 2014-01-16
JP2014-006131 2014-01-16

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2014136589A1 true WO2014136589A1 (ja) 2014-09-12

Family

ID=51491111

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2014/054188 WO2014136589A1 (ja) 2013-03-05 2014-02-21 電流センサ、電流測定装置、および漏電検出装置

Country Status (2)

Country Link
JP (1) JP6119840B2 (ja)
WO (1) WO2014136589A1 (ja)

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105699737A (zh) * 2016-03-04 2016-06-22 胜利油田胜利电器有限责任公司 一种谐振式注入信号提取传感器
CN110412329A (zh) * 2019-09-04 2019-11-05 广东电网有限责任公司 一种交流回路的交变效应的测试系统及方法
JP2019211422A (ja) * 2018-06-08 2019-12-12 地方独立行政法人東京都立産業技術研究センター 磁界検出コイルおよびｅｍｉアンテナ
WO2020261639A1 (ja) * 2019-06-27 2020-12-30 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 電流測定システム、診断システム
CN113740586A (zh) * 2021-08-27 2021-12-03 北京全路通信信号研究设计院集团有限公司 一种电流测试装置及方法
CN114088769A (zh) * 2021-10-28 2022-02-25 西安理工大学 一种高频电场电荷感应式土壤水分传感器及其工作方法
WO2022046959A1 (en) * 2020-08-26 2022-03-03 Georgia Tech Research Corporation Energy meters and energy monitoring systems and methods

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH10153625A (ja) * 1996-11-20 1998-06-09 Daikin Ind Ltd カレントトランスを用いた入力電流検出回路
JP2010066162A (ja) * 2008-09-11 2010-03-25 Midori Anzen Co Ltd 絶縁監視装置
JP2012026735A (ja) * 2010-07-20 2012-02-09 Fujitsu Ltd 電流検出装置

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS51130844A (en) * 1975-05-08 1976-11-13 Mitsubishi Electric Corp Detector for system trouble
JPS6388468A (ja) * 1986-10-02 1988-04-19 Toshiba Corp 電流検出回路
JPH07260830A (ja) * 1994-03-23 1995-10-13 Tdk Corp 電流検出装置
JP2005158990A (ja) * 2003-11-26 2005-06-16 Hst Kk 漏電検出用電流トランス
JP2011117744A (ja) * 2009-12-01 2011-06-16 Hano Seisakusho:Kk 地絡電流検知センサおよび地絡事故報知器
JP2011122939A (ja) * 2009-12-10 2011-06-23 Kagoshima Univ 無線センサノード及び架空電線監視システム
JP5804318B2 (ja) * 2010-07-12 2015-11-04 スミダコーポレーション株式会社 電流センサ

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH10153625A (ja) * 1996-11-20 1998-06-09 Daikin Ind Ltd カレントトランスを用いた入力電流検出回路
JP2010066162A (ja) * 2008-09-11 2010-03-25 Midori Anzen Co Ltd 絶縁監視装置
JP2012026735A (ja) * 2010-07-20 2012-02-09 Fujitsu Ltd 電流検出装置

Cited By (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105699737A (zh) * 2016-03-04 2016-06-22 胜利油田胜利电器有限责任公司 一种谐振式注入信号提取传感器
JP2019211422A (ja) * 2018-06-08 2019-12-12 地方独立行政法人東京都立産業技術研究センター 磁界検出コイルおよびｅｍｉアンテナ
JP7111347B2 (ja) 2018-06-08 2022-08-02 地方独立行政法人東京都立産業技術研究センター 磁界検出コイルおよびｅｍｉアンテナ
WO2020261639A1 (ja) * 2019-06-27 2020-12-30 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 電流測定システム、診断システム
CN110412329A (zh) * 2019-09-04 2019-11-05 广东电网有限责任公司 一种交流回路的交变效应的测试系统及方法
WO2022046959A1 (en) * 2020-08-26 2022-03-03 Georgia Tech Research Corporation Energy meters and energy monitoring systems and methods
CN113740586A (zh) * 2021-08-27 2021-12-03 北京全路通信信号研究设计院集团有限公司 一种电流测试装置及方法
CN113740586B (zh) * 2021-08-27 2024-01-19 北京全路通信信号研究设计院集团有限公司 一种电流测试装置及方法
CN114088769A (zh) * 2021-10-28 2022-02-25 西安理工大学 一种高频电场电荷感应式土壤水分传感器及其工作方法
CN114088769B (zh) * 2021-10-28 2024-05-17 西安理工大学 一种高频电场电荷感应式土壤水分传感器及其工作方法

Also Published As

Publication number Publication date
JP6119840B2 (ja) 2017-04-26
JPWO2014136589A1 (ja) 2017-02-09

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6119840B2 (ja) 電流センサ、電流測定装置、および漏電検出装置
JP4995993B2 (ja) クランプ式センサ
Hu et al. Transfer function characterization for HFCTs used in partial discharge detection
KR102620954B1 (ko) 차폐 케이블의 부분 방전 펄스를 측정하는 방법 및 테스팅 디바이스
JP2015111087A (ja) 非接触電圧測定装置および非接触電圧測定方法
KR20140052827A (ko) 임피던스 소스 레인징 장치 및 방법
JP5953056B2 (ja) 検電器及び検電方法
Poulichet et al. A new high-current large-bandwidth DC active current probe for power electronics measurements
US10775449B2 (en) Mobile transformer test device and method for testing a power transformer
US9372217B2 (en) Cable detector
CN109901019A (zh) 一种谐振接地系统电容电流测量方法及装置
CN113884772B (zh) 一种基于比例变压器的大截面电缆导体交流等效电阻测试系统及方法
KR100724101B1 (ko) 공심코어를 사용한 교류전류 센서
Hlavacek et al. Influence of Rogowski coil shielding to measurement results
JP6056556B2 (ja) 漏電検出装置および漏電検出方法
JP2014089079A (ja) 電流検出装置
Maruyama et al. Enhance the sensibility of the resonance type eddy current testing
CN106199285A (zh) 任意交流载波下的电容特性测量设备及其测量方法
JP2011174849A (ja) 磁気センサ装置および電流センサ装置
CN104502723A (zh) 高频治疗设备电阻检测电路
RU2628306C1 (ru) Устройство для измерения дифференциального тока
CN102183713B (zh) 一种局部放电检测电路
CN217404208U (zh) 一种管道内检测用电涡流传感器电路
JP5758229B2 (ja) 磁界検出装置
CN203376382U (zh) 一种漏电流检测装置

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 14761126

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2015504239

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 14761126

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1