JP2010045864A - 送信装置、送信方法、信号生成装置及び信号生成方法 - Google Patents

Abstract

【課題】データ伝送効率の低下を抑制しつつ、優れた受信品質を得ること。
【解決手段】通信端末５５００は、通信相手の複数アンテナから、同じタイミングで送信された、所定の変調方式の第１のマッピング方法により変調された第１の変調信号と、前記第１のマッピング方法とは異なる少なくとも１つ以上のマッピングパターンを有する第２のマッピング方法及び前記第１のマッピング方法のいずれかのマッピングパターンを用いて変調された第２の変調信号と、を受信する受信部と、前記通信相手から受信した信号から、前記第２の変調信号に用いるマッピング方法に関する情報をフィードバック情報５５０３として生成するフィードバック情報生成部５５０２と、前記フィードバック情報５５０３を前記通信相手に送信する送信部５５０５と、を有する。
【選択図】図５６

Description

本発明は、特にマルチアンテナを用いた通信装置および通信方法に関する。

従来、マルチアンテナを用いた通信方法として例えばＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）と呼ばれる通信方法がある。ＭＩＭＯに代表されるマルチアンテナ通信では、複数系列の送信データをそれぞれ変調し、各変調信号を異なるアンテナから同時に送信することで、データの通信速度を高めるようになっている。

この種の通信方法においては、受信側で、伝搬路上で混ざり合った複数の変調信号を分離して復調する必要がある。従って、マルチアンテナを用いた通信においては、復調精度が実質的なデータ伝送速度に大きな影響を及ぼす。

従来、マルチアンテナ通信を行うにあたって、受信側での変調信号の受信品質を向上させ、実質的なデータ伝送速度を向上させる技術として、例えば非特許文献１に記載されているように、時空間ブロック符号を送信するものが知られている。

この時空間ブロック符号について、図１を用いて簡単に説明する。図１Ｂに示すように、送信装置は複数のアンテナ５、６を有し、各アンテナ５、６から同時に信号を送信する。受信装置は、同時に送信された複数の信号をアンテナ７で受信する。

図１Ａに、各アンテナ５、６から送信される信号のフレーム構成を示す。アンテナ５からは送信信号Ａが送信され、これと同時にアンテナ６からは送信信号Ｂが送信される。送信信号Ａ及び送信信号Ｂは、符号化利得とダイバーシチ利得とが得られるように同じシンボルが複数回配置されたシンボルブロックからなる。

さらに詳しく説明する。図１Ａにおいて、Ｓ１、Ｓ２はそれぞれ異なるシンボルを示すと共に、複素共役を“＊”で示す。時空間ブロック符号化では、時点ｉにおいて、第１のアンテナ５からシンボルＳ１を送信すると同時に第２のアンテナ６からシンボル−Ｓ２^＊を送信し、続く時点ｉ＋１において、第１のアンテナ５からシンボルＳ２を送信すると同時に第２のアンテナ６からシンボルＳ１^＊を送信する。

受信装置のアンテナ７では、アンテナ５とアンテナ７間で伝送路変動ｈ１（ｔ）を受けた送信信号Ａと、アンテナ６とアンテナ７間で伝送路変動ｈ２（ｔ）を受けた送信信号Ｂとが合成された信号が受信される。

受信装置は、伝送路変動ｈ１（ｔ）とｈ２（ｔ）を推定し、その推定値を用いることにより、合成された受信信号から元の送信信号Ａと送信信号Ｂを分離した後に、各シンボルを復調するようになっている。

この際、図１Ａに示すような時空間ブロック符号化された信号を用いると、信号分離時に、伝送路変動ｈ１（ｔ）、ｈ２（ｔ）に拘わらず各シンボルＳ１、Ｓ２を最大比合成できるようになるので、大きな符号化利得とダイバーシチ利得とが得られるようになる。この結果、受信品質すなわち誤り率特性を向上させることができる。

Space-Time Block Codes from Orthogonal Design"IEEE Transactions on Information Theory, pp.1456-1467,vol.45, no.5, July 1999

ところで、上述したようにマルチアンテナ通信においては、各送信アンテナから異なる変調信号を送信するので、１つのアンテナから変調信号を送信する場合と比較して、理想的には、アンテナ数倍のデータ伝送速度を実現できる。しかしながら、各変調信号の分離復調精度が悪いと、実質的なデータ伝送速度は低下してしまう。

これに対して、時空間ブロック符号化技術を用いると、各アンテナから送信される変調信号の受信品質（誤り率特性）を向上させることができるので、分離復調精度の劣化によるデータ伝送速度の低下を抑制することができる。

しかしながら、時空間ブロック符号化技術を用いると、確かに受信品質（誤り率特性）は向上するものの、伝送効率が低下する欠点がある。すなわち、時空間ブロック符号化で送信されるＳ１^＊や−Ｓ２^＊は、受信装置においてはＳ１、Ｓ２として復調されるので、時点ｉと時点ｉ＋１で同じ情報を２度送信していることになり、この分データの伝送効率が低下する。

例えば一般的なマルチアンテナ通信システムにおいては、時点ｉ＋１おいてシンボルＳ１、Ｓ２とは異なるシンボルＳ３、Ｓ４を送信するので、時点ｉから時点ｉ＋１の期間では４つのシンボルＳ１〜Ｓ４を送信することができる。つまり、単純に考えると、時空間ブロック符号化技術を用いた場合、データ伝送効率が、一般的なマルチアンテナ通信の半分に低下してしまう。

本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、データ伝送効率の低下を抑制しつつ、優れた受信品質を得ることができる通信装置及び通信方法を提供することを目的とする。

かかる課題を解決するため本発明の通信端末の一つの態様は、通信相手の複数アンテナから、同じタイミングで送信された、所定の変調方式の第１のマッピング方法により変調された第１の変調信号と、前記第１のマッピング方法とは異なる少なくとも１つ以上のマッピングパターンを有する第２のマッピング方法及び前記第１のマッピング方法のいずれかのマッピングパターンを用いて変調された第２の変調信号と、を受信する受信部と、前記通信相手から受信した信号から、前記第２の変調信号に用いるマッピング方法に関する情報をフィードバック情報として生成するフィードバック情報生成部と、前記フィードバック情報を前記通信相手に送信する送信部と、を具備する。

また、本発明の送信装置の一つの態様は、所定の変調方式の第１のマッピング方法とは異なる少なくとも１つ以上のマッピングパターンを有する第２のマッピング方法及び前記第１のマッピング方法からマッピングパターンを決定し、前記決定されたマッピングパターンの情報を含むフレーム構成信号を出力するフレーム構成部と、前記第１のマッピング方法を用いてマッピングした複数の変調信号のうち少なくとも１つの変調信号を、前記第１のマッピング方法による変調信号のまま、第１の変調信号として出力し、前記第１のマッピング方法を用いてマッピングした複数の変調信号のうち前記第１の変調信号以外の変調信号を、前記フレーム構成信号に含まれる前記決定されたマッピングパターンを用いて、再度、マッピングした第２の変調信号を出力する信号処理部と、前記第１の変調信号と前記第２の変調信号とを、それぞれＯＦＤＭ信号に変換するＯＦＤＭ変換部と、前記複数のＯＦＤＭ信号をそれぞれ、同じ周波数帯域かつ同じタイミングで送信する複数のアンテナと、を具備し、前記第１のマッピング方法及び前記第２のマッピング方法は、複数ビットで構成されるビットセットに対応する信号点をマッピングする方法であり、前記第１のマッピング方法によってＩＱ平面上の前記複数ビットが第１のビットセットとされる第１の信号点と前記ＩＱ平面上の原点とから構成される直線と、前記ＩＱ平面上のＩ軸と、から構成される第１の位相と、前記第２のマッピング方法によってＩＱ平面上の前記複数ビットが前記第１のビットセットとされる第２の信号点と前記ＩＱ平面上の原点とから構成される直線と、前記ＩＱ平面上のＩ軸と、から構成される第２の位相と、は、異なる位相であり、前記第１の信号点と前記原点との距離と、前記第２の信号点と前記原点との距離と、が同じであり、前記第１ビットセットは、複数ビットがとりうる全ての組み合わせであり、前記複数のＯＦＤＭ信号は、前記第２の変調信号に用いた前記フレーム構成信号に含まれる前記決定されたマッピングパターンを含む信号である。

さらに、本発明の信号生成装置の一つの態様は、複数アンテナにおいて同じ周波数帯域かつ同じタイミングで信号を送信するために、ＯＦＤＭ方式を用いて生成されたＯＦＤＭ信号を供給するための信号生成装置であって、所定の変調方式の第１のマッピング方法とは異なる少なくとも１つ以上のマッピングパターンを有する第２のマッピング方法及び前記第１のマッピング方法からマッピングパターンを決定し、前記決定されたマッピングパターンの情報を含むフレーム構成信号を出力するフレーム構成部と、前記第１のマッピング方法を用いてマッピングした複数の変調信号のうち少なくとも１つの変調信号を、前記第１のマッピング方法による変調信号のまま、第１の変調信号として出力し、前記第１のマッピング方法を用いてマッピングした複数の変調信号のうち前記第１の変調信号以外の変調信号を、前記フレーム構成信号に含まれる前記決定されたマッピングパターンを用いて、再度、マッピングした第２の変調信号を出力する信号処理部と、前記第１の変調信号と前記第２の変調信号とを、それぞれＯＦＤＭ信号に変換するＯＦＤＭ変換部と、を具備し、前記第１のマッピング方法及び前記第２のマッピング方法は、複数ビットで構成されるビットセットに対応する信号点をマッピングする方法であり、前記第１のマッピング方法によってＩＱ平面上の前記複数ビットが第１のビットセットとされる第１の信号点と前記ＩＱ平面上の原点とから構成される直線と、前記ＩＱ平面上のＩ軸と、から構成される第１の位相と、前記第２のマッピング方法によってＩＱ平面上の前記複数ビットが前記第１のビットセットとされる第２の信号点と前記ＩＱ平面上の原点とから構成される直線と、前記ＩＱ平面上のＩ軸と、から構成される第２の位相と、は、異なる位相であり、前記第１の信号点と前記原点との距離と、前記第２の信号点と前記原点との距離と、が同じであり、前記第１ビットセットは、複数ビットがとりうる全ての組み合わせである。

これらの構成によれば、変調信号の信号点配置が時間毎又はサブキャリア毎に変化するので、受信側では、ある時間又はあるサブキャリアでは候補信号点と受信点とのユークリッド距離が大きり、ある時間又はあるサブキャリアでは候補信号点と受信点とのユークリッド距離が小さくなる。この結果、ダイバーシチ効果を得ることができ、受信品質を向上させることができる。

これらの構成によれば、受信品質の良い時間又はサブキャリアの受信信号を基に得た第１の変調信号の復調結果を第１の変調信号の受信ディジタル信号とすると共に、既に判定した受信品質の良い時間又はサブキャリアの第１の変調信号の受信ディジタル信号を利用して受信品質の悪い時間又はサブキャリアの受信信号から当該受信品質の悪い時間又はサブキャリアで受信された第２の変調信号の受信ディジタル信号を得ることができ、受信品質の悪い時間又はサブキャリアで受信された第２の変調信号の誤り率特性も向上させることができる。この結果、第１の変調信号及び第２の変調信号ともに誤り率特性の良い受信ディジタル信号を得ることができる。

また本発明では、基本的には各アンテナから異なる送信データから形成した変調信号を送信するので、時空間ブロック符号を用いた場合よりもデータ伝送効率の低下を抑制することができる。

本発明によれば、データ伝送効率の低下を抑制しつつ、優れた受信品質を得ることができる通信装置及び通信方法を実現できる。

図１Ａは、従来の送信信号のフレーム構成の一例を示す図、図１Ｂは、送信アンテナと受信アンテナの関係を示す図 図２Ａは、実施の形態１における変調信号のフレーム構成例を示す図、図２Ｂは、送信アンテナと受信アンテナの関係を示す図 図３Ａ〜図３Ｃは、実施の形態１における信号点配置例を示す図 実施の形態１における送信装置の構成例を示すブロック図 実施の形態１における変調部の構成例を示すブロック図 実施の形態１における受信装置の構成例を示すブロック図 実施の形態１における復調部の構成例を示すブロック図 復調部の他の構成例を示すブロック図 実施の形態１におけるフレーム構成例を示す図 図１０Ａ、図１０Ｂは、実施の形態１におけるフレーム構成例を示す図 図１１Ａ〜図１１Ｃは、実施の形態１における信号点配置例を示す図 実施の形態１における復調部の構成例を示す図 実施の形態１における変調信号のフレーム構成例を示す図 実施の形態１における受信状態を示す図 実施の形態２における変調信号のフレーム構成例を示す図 実施の形態２における変調信号のフレーム構成例を示す図 実施の形態２における送受信アンテナの関係を示す図 実施の形態２における送信装置の構成例を示すブロック図 実施の形態２における受信装置の構成例を示すブロック図 実施の形態２における復調部の構成例を示すブロック図 実施の形態２における変調信号のフレーム構成例を示す図 実施の形態２における変調信号のフレーム構成例を示す図 実施の形態２における送信装置の構成例を示すブロック図 実施の形態２における復調部の構成例を示すブロック図 実施の形態２における変調信号のフレーム構成例を示す図 実施の形態２における変調信号のフレーム構成例を示す図 実施の形態３における送信装置の構成例を示すブロック図 実施の形態３における受信装置の構成例を示すブロック図 図２９Ａ、図２９Ｂは、実施の形態３における変調信号のフレーム構成例を示す図 図３０Ａ、図３０Ｂは、実施の形態３における変調信号のフレーム構成例を示す図 図３１Ａ、図３１Ｂは、実施の形態３における変調信号のフレーム構成例を示す図 図３２Ａ、図３２Ｂは、実施の形態３における変調信号のフレーム構成例を示す図 図３３Ａ、図３３Ｂは、実施の形態３における変調信号のフレーム構成例を示す図 図３４Ａ、図３４Ｂは、実施の形態３における変調信号のフレーム構成例を示す図 図３５Ａ、図３５Ｂは、実施の形態３における変調信号のフレーム構成例を示す図 図３６Ａ、図３６Ｂは、実施の形態３における変調信号のフレーム構成例を示す図 図３７Ａ、図３７Ｂは、実施の形態３における変調信号のフレーム構成例を示す図 図３８Ａ、図３８Ｂは、実施の形態３における変調信号のフレーム構成例を示す図 図３９Ａ〜図３９Ｃは、実施の形態３における変調信号のフレーム構成例を示す図 図４０Ａ〜図４０Ｃは、実施の形態３における変調信号のフレーム構成例を示す図 図４１Ａ〜図４１Ｃは、実施の形態３における変調信号のフレーム構成例を示す図 図４２Ａ〜図４２Ｃは、実施の形態３における変調信号のフレーム構成例を示す図 図４３Ａ〜図４３Ｃは、実施の形態３における変調信号のフレーム構成例を示す図 図４４Ａ〜図４４Ｃは、実施の形態３における変調信号のフレーム構成例を示す図 図４５Ａ〜図４５Ｃは、実施の形態３における変調信号のフレーム構成例を示す図 図４６Ａ〜図４６Ｃは、実施の形態３における変調信号のフレーム構成例を示す図 図４７Ａ、図４７Ｂは、実施の形態４におけるインターリーブの説明に供する図 図４８Ａ〜図４８Ｃは、実施の形態４における信号点配置例を示す図 実施の形態４の送信装置の構成例を示すブロック図 実施の形態４の変調部の構成例を示すブロック図 実施の形態４の受信装置の構成例を示すブロック図 図５２Ａは、最小ユークリッド距離が小さく、受信品質が悪くなる受信信号点の状態を示す図、図５２Ｂは、最小ユークリッド距離が大きく、受信品質が良くなる受信信号点の状態を示す図 図５３Ａ、図５３Ｂは、実施の形態４における信号点配置例を示す図 図５４Ａは、最小ユークリッド距離が小さく、受信品質が悪くなる受信信号点の状態を示す図、図５４Ｂは、最小ユークリッド距離が大きく、受信品質が良くなる受信信号点の状態を示す図 実施の形態５の基地局の構成例を示すブロック図 実施の形態５の通信端末の構成例を示すブロック図 本発明の一つの適用例としてのマルチビーム化ＭＩＭＯシステムを示すブロック図

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。

（１）実施の形態１
本実施の形態では、第１及び第２のアンテナを用いて各アンテナから異なる変調信号を送信するにあたって、一方の変調信号についてのみ同一のデータを複数回送信することを提案する。この実施の形態では、異なる２系統のデータをそれぞれ変調することで２つの変調信号を形成し、この２つの変調信号をそれぞれ異なるアンテナから送信する。この際、一方のアンテナから送信する変調信号については、信号点配置の仕方を変えて同一のデータを複数回送信する。これにより、基本的には各アンテナから異なる変調信号を送信しているので時空間ブロック符号を用いた場合よりもデータ伝送速度を高く保ちつつ、複数回送信されたデータの誤り率特性を向上させることができるので結果として両系統（２系統）の誤り率特性を向上させることができる。

図２Ａに、本発明の実施の形態１に係る通信装置から送信される変調信号のフレーム構成を示す。変調信号Ａと変調信号Ｂは、異なるアンテナからそれぞれ送信される。変調信号Ａ、Ｂは、それぞれ電波伝搬環境推定シンボル１０１、１０４を含む。電波伝搬環境推定シンボル１０１、１０４は、受信装置において電波伝搬環境を推定するための既知シンボルである。

１０２、１０３、１０５、１０６はデータシンボルを示す。変調信号Ａの時点ｉのデータシンボル１０２（Ｓ１（ｉ））と時点ｉ＋１のデータシンボル１０３（Ｓ１（ｉ）’）は、互いに同一のデータをマッピング規則を変えて信号点配置して形成したものである。一方、変調信号Ｂの時点ｉのデータシンボル１０５（Ｓ２（ｉ））と時点ｉ＋１のデータシンボル１０６（Ｓ２（ｉ＋１））は、互いに異なるデータを同一のマッピング規則に従って信号点配置したものである。すなわち、変調信号Ｂは一般的な変調信号であるのに対して、変調信号Ａは同一のデータをマッピングパターンを変えて複数回送信するものである。

図２Ｂに示す送信アンテナ１０７からは変調信号Ａが送信されると共に、送信アンテナ１０８からは変調信号Ｂの信号が送信される。そして受信アンテナ１０９、１１０では、それぞれ、伝搬路上で混ざり合った変調信号Ａと変調信号Ｂの合成信号が受信される。

図３Ａ〜図３Ｃに、変調信号Ａについての信号点配置例を示す。図３Ａは図２のシンボル１０２の信号点配置を示している。図３Ｂ及び図３Ｃは図２のシンボル１０３の信号点配置を示している。図３Ｂは、同一のデータを、図３Ａの信号点配置に対して９０°位相を回転させて配置した例である。また図３Ｃは、同一のデータを、図３Ａの信号点配置に対して、４５°位相を回転させて配置した例である。

図４に、本実施の形態における送信装置の構成例を示す。図４の送信装置は、符号化部３０２と、変調部３０４と、拡散部３０６と、無線部３０８と、電力増幅器３１０と、変調部３１４と、拡散部３１６と、無線部３１８と、電力増幅器３２０と、フレーム構成信号生成部３２３とから主に構成されている。

図４において、フレーム構成信号生成部３２３は、フレーム構成を示す信号フレーム構成信号３２４、例えばフレーム内のシンボルのいずれを送信するかを示す情報を出力する。符号化部３０２は、フレーム構成信号３２４に基づき、送信ディジタル信号３０１をシンボル単位で複数回（この実施の形態では２回）、符号化後のディジタル信号３０３として出力する。

変調部３０４は、符号化後のディジタル信号３０３、フレーム構成信号３２４を入力とし、送信直交ベースバンド信号３０５を拡散部３０６に出力する。この際、変調部３０４は、図３Ａに示したように情報を所定の信号点配置でマッピングして変調し、次に図３Ｂ又図３Ｃに示したように同じ情報を前回と異なる信号点配置でマッピングして変調する。

拡散部３０６は、送信直交ベースバンド信号３０５拡散し、拡散後の送信直交ベースバンド信号３０７を無線部３０８に出力する。無線部３０８は、拡散後の送信直交ベースバンド信号３０７をベースバンド周波数から無線周波数に変換し、変換後の変調信号３０９を電力増幅器３１０に出力する。電力増幅器３１０は、変調信号３０９の電力を増幅し、増幅後の変調信号３１１を出力する。変調信号３１１は、アンテナ１０７から電波として出力される。

変調部３１４は、送信ディジタル信号３１３、フレーム構成信号３２４を入力とし、送信直交ベースバンド信号３１５を出力する。拡散部３１６は、送信直交ベースバンド信号３１５を拡散し、拡散後の送信直交ベースバンド信号３１７を出力する。

無線部３１８は、拡散後の送信直交ベースバンド信号３１７をベースバンド周波数から無線周波数に変換し、変換後の変調信号３１９を出力する。電力増幅器３２０は、変調信号３１９の電力を増幅し、増幅後の変調信号３２１を出力する。変調信号３１１は、アンテナ１０８から電波として出力される。

図５に、本実施の形態における図４の変調部３０４の構成例を示す。図５において、マッピング部Ｘ４０２は、符号化後のディジタル信号４０１、フレーム構成信号４０６を入力とし、図３Ａのようのディジタル信号４０１をマッピングすることにより、第１のマッピングされた送信直交ベースバンド信号４０３を出力する。

マッピング部Ｙ４０４は、符号化後のディジタル信号４０１、フレーム構成信号４０６を入力とし、図３Ｂ又は図３Ｃのようにマッピング部Ｘ４０２とは異なるマッピングパターンでディジタル信号４０１をマッピングすることにより、第２のマッピングされた送信直交ベースバンド信号４０５を出力する。

信号選択部４０７は、第１のマッピングされた送信直交ベースバンド信号４０３、第２のマッピングされた送信直交ベースバンド信号４０５、フレーム構成信号４０６を入力とし、フレーム構成信号に基づいて送信直交ベースバンド信号４０３又は４０５のいずれかを選択し、選択した送信直交ベースバンド信号４０８を出力する。

図６に、本実施の形態における受信装置の構成例を示す。無線部５０３は、アンテナ１０９で受信した受信信号５０２を入力とし、受信直交ベースバンド信号５０４を出力する。逆拡散部５０５は、受信直交ベースバンド信号５０４を入力とし、逆拡散後の受信直交ベースバンド信号５０６を出力する。

変調信号Ａ伝送路推定部５０７は、逆拡散後の受信直交ベースバンド信号５０６を入力とし、変調信号Ａに含まれる電波伝搬環境推定シンボル１０１（図２Ａ）に基づいて変調信号の伝送路変動（図２Ｂのｈ１１（ｔ））を推定し、推定結果を変調信号Ａの伝送路推定信号５０８として出力する。同様に、変調信号Ｂ伝送路推定部５０９は、逆拡散後の受信直交ベースバンド信号５０６を入力とし、変調信号Ｂに含まれる電波伝搬環境シンボル１０４（図２Ａ）に基づいて変調信号Ｂの伝送路変動（図２Ｂのｈ２１（ｔ））を推定し、推定結果を変調信号Ｂの伝送路推定信号５１０として出力する。

無線部５１３は、アンテナ１１０で受信した受信信号５１２を入力とし、受信直交ベースバンド信号５１４を出力する。逆拡散部５１５は、受信直交ベースバンド信号５１４を入力とし、逆拡散後の受信直交ベースバンド信号５１６を出力する。

変調信号Ａ伝送路推定部５１７は、逆拡散後の受信直交ベースバンド信号５１６を入力とし、変調信号Ａに含まれる電波伝搬環境推定シンボル１０１（図２Ａ）に基づいて変調信号の伝送路変動（図２Ｂのｈ１２（ｔ））を推定し、推定結果を変調信号Ａの伝送路推定信号５１８として出力する。同様に、変調信号Ｂ伝送路推定部５１９は、逆拡散後の受信直交ベースバンド信号５１６を入力とし、変調信号Ｂに含まれる電波伝搬環境シンボル１０４（図２Ａ）に基づいて変調信号Ｂの伝送路変動（図２Ｂのｈ２２（ｔ））を推定し、推定結果を変調信号Ｂの伝送路推定信号５２０として出力する。

フレーム同期部５２１は、逆拡散後の受信直交ベースバンド信号５０６、５１６を入力とし、各受信直交ベースバンド信号５０６、５１６に含まれる既知シンボル等に基づいてフレーム間での同期をとるためのフレーム構成信号５２２を形成し、これを出力する。

復調部５２３は、変調信号Ａの伝送路推定信号５０８、５１８、変調信号Ｂの伝送路推定信号５１０、５２０、逆拡散後の受信直交ベースバンド信号５０６、５１６、フレーム構成信号５２２を入力とし、伝送路推定信号５０８、５１８、５１０、５２０及びフレーム構成信号５２２を用いて受信直交ベースバンド信号５０６、５１６を復調することにより、変調信号Ａの受信ディジタル信号５２４、変調信号Ｂの受信ディジタル信号５２５を得、これを出力する。

図７に、復調部５２３の詳細構成を示す。復調部５２３は、変調信号Ａ，Ｂ復調部６０８と変調信号Ｂ復調部６１０とを有する。

変調信号Ａ、Ｂ復調部６０８は、変調信号Ａの伝送路推定信号５０８、５１８、変調信号Ｂの伝送路推定信号５１０、５２０、逆拡散後の受信直交ベースバンド信号５０６、５１６、フレーム構成信号５２２を入力とし、伝送路推定信号５０８、５１８、５１０、５２０及びフレーム構成信号５２２を用いて受信直交ベースバンド信号５０６、５１６を復調することにより、変調信号Ａの受信ディジタル信号５２４及び変調信号Ｂの受信ディジタル信号５２５−１を得、これらを出力する。

変調信号Ｂ復調部６１０は、変調信号Ａの伝送路推定信号５０８、５１８、変調信号Ｂの伝送路推定信号５１０、５２０、逆拡散後の受信直交ベースバンド信号５０６、５１６、フレーム構成信号５２２に加えて、変調信号Ａ、Ｂ復調部６０８により得られた変調信号Ａの受信ディジタル信号５２４を入力とし、これらを用いて変調信号Ｂについての受信ディジタル信号５２５−２を出力する。

図８に、復調部５２３の別の構成例を示す。図８では、図７と同様に動作するものについては同一符号を付した。

変調信号Ａ、Ｂ復調部６０８は、変調信号Ａの伝送路推定信号５０８、５１８、変調信号Ｂの伝送路推定信号５１０、５２０、逆拡散後の受信直交ベースバンド信号５０６、５１６、フレーム構成信号５２２を入力とし、伝送路推定信号５０８、５１８、５１０、５２０及びフレーム構成信号５２２を用いて受信直交ベースバンド信号５０６、５１６を復調することにより、変調信号Ａの受信ディジタル信号５２４、変調信号Ｂの受信ディジタル信号５２５−１、第１の軟判定値信号７０１及び第２の軟判定値信号７０２を得、これらを出力する。

変調信号Ｂ復調部７０３は、第１の軟判定値信号７０１、第２の軟判定値信号７０２及びフレーム構成信号５２２を入力とし、第１の軟判定値信号７０１及び第２の軟判定値信号７０２を復調することにより、変調信号Ｂの受信ディジタル信号５２５−２を得、これを出力する。

次に本実施の形態の動作について説明する。

上述したように本実施の形態の送信装置３００は、２つの変調信号Ａ、Ｂをそれぞれアンテナから送信するにあたって、変調信号Ａについてのみ、マッピングパターン（すなわち信号点配置の仕方）を変えて同一のデータを複数回送信する。これにより、時空間ブロック符号を用いる場合と比較すると、時空間ブロック符号では複数のアンテナで繰り返し同一情報を送信するのに対して、送信装置３００は一方のアンテナからは同一情報を繰り返し送信せずに、他方のアンテナからのみ情報を繰り返し送信しているので、時空間ブロック符号を用いた場合よりもデータ伝送速度を高く保つことができる。

また受信装置５００では、このような信号を受信することで、変調信号Ａと変調信号Ｂを誤り率特性良く復調することができる。これについて順を追って詳しく説明する。

先ず、受信装置５００は、電波伝搬環境推定シンボルを用いて、時間ｔにおける各変調信号の各アンテナ間でのチャネル変動ｈ１１（ｔ）、ｈ１２（ｔ）、ｈ２１（ｔ）、ｈ２２（ｔ）を推定する。時間ｉにおいてアンテナ１０９で受信した受信信号Ｒ１（ｉ）、アンテナ１１０で受信した受信信号Ｒ２（ｉ）と、時間ｉにおいてアンテナ１０７から送信された変調信号Ｓ１（ｉ）、アンテナ１０８から送信された変調信号Ｓ２（ｉ）との関係は、チャネル変動ｈ１１（ｉ）、ｈ１２（ｉ）、ｈ２１（ｉ）、ｈ２２（ｉ）を用いて次式で表すことができる。

同様に、時点ｉ＋１においては、次式の関係式が成り立つ。

（１）式の関係からＳ１（ｉ）、Ｓ２（ｉ）を得ることができると共に、（２）式の関係からＳ１（ｉ）’、Ｓ２（ｉ＋１）を得ることができる。

ここで、図２Ａの例のように、データシンボル１０２、１０５を送信する時間と、データシンボル１０３、１０６を送信する時間の差が小さい場合（図２Ａの例では、「１」の時間しか差がない）には、ｈ１１（ｉ）≒ｈ１１（ｉ＋１）、ｈ１２（ｉ）≒ｈ１２（ｉ＋１）、ｈ２１（ｉ）≒ｈ２１（ｉ＋１）、ｈ２２（ｉ）≒ｈ２２（ｉ＋１）が成立する。

従って、このような場合には、（１）式と（２）式の行列はほぼ等しい行列となるが、（Ｓ１（ｉ），Ｓ２（ｉ））のベクトルと（Ｓ１（ｉ）’，Ｓ２（ｉ＋１））のベクトルが異なるため、復調して得られるデータの確からしさが異なることになる。特に、文献“A simple transmit diversity technique for wireless communications,”IEEE Journal on Select Areas in Communications, pp.1451-1458, vol.16, no.8, October 1998で示されている尤度検波（Likelihood Detection）を用いた際、データの確からしさの差が大きくなる。

このときの、時間ｉと時間ｉ＋１の受信信号における候補信号点の変化の一例を、図５２Ａ、図５２Ｂに示す。図５２Ａは時間ｉの受信信号における候補信号点の配置を示し、図５２Ｂは時間ｉ＋１の受信信号における候補信号点の配置を示す。このように、本実施の形態においては、候補信号点の配置が時間ｉと時間ｉ＋１で異なるため、時間ｉでの受信品質と時間ｉ＋１での受信品質が異なることになる。これにより、ダイバーシチ効果を得ることができる。なお、図５２Ａ、図５２Ｂの詳細については、後で説明する。

本実施の形態の送信装置３００及び受信装置５００では、この特性を利用し、受信データの品質を向上させるようになされている。

具体的に説明する。送信装置３００では、上述したように、同一の送信データを時間ｉと時間ｉ＋１での信号点配置が変化するように変調して変調信号Ａ（Ｓ１（ｉ）、Ｓ１（ｉ）’）を形成し、これを異なるアンテナを使って変調信号Ｂ（Ｓ２（ｉ）、Ｓ２（ｉ＋１））と同時に送信する。これにより、受信側では、時間ｉにおいては変調信号Ｓ１（ｉ）と変調信号Ｓ２（ｉ）が混ざり合った信号から変調信号Ｓ１（ｉ）と変調信号Ｓ２（ｉ）とを分離復調することになり、一方、時間ｉ＋１においては変調信号Ｓ１（ｉ）’と変調信号Ｓ２（ｉ＋１）が混ざり合った信号から変調信号Ｓ１（ｉ）’と変調信号Ｓ２（ｉ＋１）とを分離復調することになる。

ここで変調信号Ａの信号点配置を時間ｉと時間ｉ＋１で変えているので、時間ｉでの上記混ざり合った信号の信号点位置と、時間ｉ＋１での上記混ざり合った信号の信号点位置も異なるものとなり、この結果それらを分離復調したときの受信データの誤り率も異なるものとなる。

本実施の形態の受信装置５００では、時間ｉでの受信品質の方が良い場合には、変調信号Ａの復調結果として変調信号Ｓ１（ｉ）を復調したものを用いる。すなわち変調信号Ｓ１（ｉ）’の復調結果としてもＳ１（ｉ）の復調結果を用いる。そして、受信品質の良い変調信号Ｓ２（ｉ）は、変調信号Ｓ１（ｉ）と変調信号Ｓ２（ｉ）が混ざり合った信号から通常の分離復調によって復調する。これに対して受信品質の悪い変調信号Ｓ２（ｉ＋１）は、受信品質の悪い変調信号Ｓ１（ｉ）’に置き換えて、受信品質の良い変調信号Ｓ１（ｉ）の復調結果を用いて、復調するようになっている。

一方、時間ｉ＋１での受信品質の方が良い場合には、変調信号Ａの復調結果として変調信号Ｓ１（ｉ）’を復調したものを用いる。すなわち変調信号Ｓ１（ｉ）の復調結果としてもＳ１（ｉ）’の復調結果を用いる。そして、受信品質の良い変調信号Ｓ２（ｉ＋１）は、変調信号Ｓ１（ｉ）’と変調信号Ｓ２（ｉ＋１）が混ざり合った信号から通常の分離復調によって復調する。これに対して受信品質の悪い変調信号Ｓ２（ｉ）は、受信品質の悪い変調信号Ｓ１（ｉ）に置き換えて、受信品質の良い変調信号Ｓ１（ｉ）’の復調結果を用いて、復調するようになっている。

このように、復調精度の良い時間の変調信号Ａの復調結果を用いることにより、変調信号Ａの復調時の誤り率特性を向上させることができると共に、復調精度の良い時間の変調信号Ａの復調結果を用いて変調信号Ｂの復調を行うことにより、変調信号Ｂの復調時の誤り率特性も向上させることができるようになる。

受信装置３００の具体的な復調（復号）手順は、以下の通りである。
＜１＞時間ｉの検波を行い、（Ｓ１（ｉ），Ｓ２（ｉ））を得る。
＜２＞時間ｉ＋１の検波を行い、（Ｓ１（ｉ）’，Ｓ２（ｉ＋１））を得る。
＜３＞時間ｉ及び時間ｉ＋１の受信品質を比較する。

時間ｉの受信品質の方が良い場合、時間ｉの検波で得た（Ｓ１（ｉ），Ｓ２（ｉ））のデータをそのまま使う。そしてＳ２（ｉ＋１）のデータは、時間ｉの検波で得られたＳ１（ｉ）から時間ｉ＋１のＳ１（ｉ）’を推定し、その結果を利用することで得るようにする。

これに対して、時間ｉ＋１の受信品質の方が良い場合には、時間ｉ＋１の検波で得た（Ｓ１（ｉ）’，Ｓ２（ｉ＋１））のデータをそのまま使う。そしてＳ２（ｉ）のデータは、時間ｉ＋１の検波で得られたＳ１（ｉ）’から時間ｉのＳ１（ｉ）を推定し、その結果を利用することで得るようにする。

受信装置５００においては、復調部５２３でこのような復調処理を行うことにより、変調信号Ａの受信ディジタル信号５２４、変調信号Ｂの受信ディジタル信号５２５を得る。

この復調処理について、さらに詳しく説明する。

この実施の形態の例では、変調信号Ａ、変調信号ＢがともにＱＰＳＫ変調された信号なので、同一時間に、変調信号Ａで２ビット、変調信号Ｂで２ビットの計４ビットが送信可能である。つまり、００００，０００１，・・・・，１１１１が送信可能である。ただし、上位２ビットは変調信号Ａで送信された２ビット、下位２ビットは変調信号Ｂで送信された２ビットとする。

先ず、復調部５２３の全体的な動作を説明する。

復調部５２３は、先ず、時間ｉにおいて、変調信号Ａの伝送路推定信号５０８、変調信号Ｂの伝送路推定信号５１０を用いて、００００，０００１，・・・，１１１１の１６個の信号点のＩ−Ｑ平面における信号点（候補信号点）を求める。その信号点の様子を、図１４の符号１３０２で示す。また復調部５２３は、逆拡散部５０５から受信直交ベースバンド信号５０６として、図１４の符号１３０１に示すような信号点の信号を入力する。次に、復調部５２３は、図１４の符号１３０２の示した全ての信号点に関して、Ｉ−Ｑ平面における信号点１３０１との例えば距離の２乗値を計算する。すなわち、送信ビット００００の信号点１３０２と信号点１３０１との距離の２乗値Ｘ００００（ｉ）を求め、同様に送信ビット０００１、・・・・、１１１１の信号点１３０２と信号点１３０１との距離の２乗値Ｘ０００１（ｉ）、・・・・、Ｘ１１１１（ｉ）を求める。

同様に、復調部５２３は、時間ｉにおいて、変調信号Ａの伝送路推定信号５１８、変調信号Ｂの伝送路推定信号５２０を用いて、００００，０００１，・・・，１１１１の１６個の信号点のＩ−Ｑ平面における信号点（候補信号点）を求める。その信号点の様子を、図１４の符号１３０２で示す。また復調部５２３は、逆拡散部５１５から受信直交ベースバンド信号５１６として、図１４の符号１３０１に示すような信号点の信号を入力する。次に、復調部５２３は、図１４の符号１３０２で示す全ての信号点に関して、Ｉ−Ｑ平面における信号点１３０１との距離の２乗値を計算する。すなわち、送信ビット００００の信号点１３０２と信号点１３０１との距離の２乗値Ｙ００００（ｉ）を求め、同様に送信ビット０００１、・・・・、１１１１の信号点１３０２と信号点１３０１との距離の２乗値Ｙ０００１（ｉ）、・・・・、Ｙ１１１１（ｉ）を求める。

次に、復調部５２３は、Ｘ００００（ｉ）とＹ００００（ｉ）の和Ｚ００００（ｉ）＝Ｘ００００（ｉ）＋Ｙ００００（ｉ）を求め、同様にしてＺ０００１（ｉ）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ）を求める。復調部５２３は、同様にして、時間ｉ＋１についてもＺ００００（ｉ＋１）、Ｚ０００１（ｉ＋１）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ＋１）を求める。

次に、復調部５２３は、時間ｉと時間ｉ＋１との受信データの確からしさの比較を行う。

例えば、Ｚ００００（ｉ）、Ｚ０００１（ｉ）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ）の中から、最も小さい値を探索する。その値をＦ（ｉ）とする。そして、２番目に小さい値を探索する。その値をＳ（ｉ）とする。

同様に、Ｚ００００（ｉ＋１）、Ｚ０００１（ｉ＋１）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ＋１）の中から、最も小さい値を探索する。その値をＦ（ｉ＋１）とする。そして、２番目に小さい値を探索する。その値をＳ（ｉ＋１）とする。

そして、例えば、Ｒ（ｉ）＝Ｆ（ｉ）／Ｓ（ｉ）、および、Ｒ（ｉ＋１）＝Ｆ（ｉ＋１）／Ｓ（ｉ＋１）を求める。

復調部５２３は、Ｒ（ｉ＋１）＞Ｒ（ｉ）のとき、時間ｉの方が受信品質が良いと判断し、Ｆ（ｉ）を与える４ビットを正しいデータと判断する。そして、変調信号Ａで送信された２ビットとしては、時間ｉで得た２ビットを時間ｉ及び時間ｉ＋１での受信データとする。また変調信号Ｂについては、時間ｉで送信された２ビットとしては時間ｉで得た２ビットをそのまま受信データとするのに対して、時間ｉ＋１で送信された２ビットは時間ｉ＋１での変調信号Ａで送信された２ビットが既に判定されているのを利用して判定する。例えば、変調信号Ａで送信された２ビットが００であるならば、Ｚ００００（ｉ＋１）、Ｚ０００１（ｉ＋１）、Ｚ００１０（ｉ＋１）、Ｚ００１１（ｉ＋１）の中から最も値が小さくなるものを探索することで、時間ｉ＋１に変調信号Ｂで送信された２ビットを判定する。同様に、変調信号Ａで送信された２ビットが０１であるならば、Ｚ０１００（ｉ＋１）、Ｚ０１０１（ｉ＋１）、Ｚ０１１０（ｉ＋１）、Ｚ０１１１（ｉ＋１）の中から最も値が小さくなるものを探索することで、時間ｉ＋１に変調信号Ｂで送信された２ビットを判定する。変調信号Ａで送信された２ビットが１０、１１のときも同様にして、時間ｉ＋１に変調信号Ｂで送信された２ビットを判定する。

復調部５２３は、Ｒ（ｉ）＞Ｒ（ｉ＋１）のとき、時間ｉ＋１の方が受信品質が良いと判断し、Ｆ（ｉ＋１）を与える４ビットを正しいデータと判断する。そして、変調信号Ａで送信された２ビットとしては、時間ｉ＋１で得た２ビットを時間ｉ及び時間ｉ＋１での受信データとする。また変調信号Ｂについては、時間ｉ＋１で送信された２ビットとしては時間ｉ＋１で得た２ビットをそのまま受信データとするのに対して、時間ｉで送信された２ビットは時間ｉでの変調信号Ａで送信された２ビットが既に判定されているのを利用して判定する。例えば、変調信号Ａで送信された２ビットが００であるならば、Ｚ００００（ｉ）、Ｚ０００１（ｉ）、Ｚ００１０（ｉ）、Ｚ００１１（ｉ）の中から最も値が小さくなるものを探索することで、時間ｉに変調信号Ｂで送信された２ビットを判定する。同様に、変調信号Ａで送信された２ビットが０１であるならば、Ｚ０１００（ｉ）、Ｚ０１０１（ｉ）、Ｚ０１１０（ｉ）、Ｚ０１１１（ｉ）の中から最も値が小さくなるものを探索することで、時間ｉに変調信号Ｂで送信された２ビットを判定する。変調信号Ａで送信された２ビットが１０、１１のときも同様にして、時間ｉに変調信号Ｂで送信された２ビットを判定する。

次に、復調部５２３を、図７や図８のように構成した場合の動作について説明する。

復調部５２３を図７に示すように構成した場合、変調信号Ａ，Ｂ復調部６０８は、上記のように、時間ｉ及び時間ｉ＋１において変調信号Ａで送信されたデータのうち、受信品質の良い方の時間の信号から復調したものを変調信号Ａの受信ディジタル信号５２４として出力する。また、上記のように、受信品質の良い時間の変調信号Ｂで送信されたデータを変調信号Ｂの受信ディジタル信号５２５−１として出力する。

変調信号Ｂ復調部６１０は、上記のように、受信品質の良い変調信号Ａの受信ディジタル信号５２４を入力し、これを利用することで受信品質の悪い時間の変調信号Ｂを復調することにより、品質の良い変調信号Ｂの受信ディジタル信号５２５−２を得て、これを出力する。

また復調部５２３を図８に示すように構成した場合、変調信号Ａ，Ｂ復調部６０８は、上記のように、時間ｉ及び時間ｉ＋１において変調信号Ａで送信されたデータのうち、受信品質の良い時間の信号から復調したものを変調信号Ａの受信ディジタル信号５２４として出力する。また変調信号Ａ，Ｂ復調部６０８は、第１の軟判定値信号７０１として、Ｚ００００（ｉ）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ）を出力すると共に、第２の軟判定値信号７０２としてＺ００００（ｉ＋１）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ＋１）を出力する。また変調信号Ａ，Ｂ復調部６０８は、時間ｉ又は時間ｉ＋１いずれかの変調信号Ｂの受信ディジタル信号５２５−１を出力する。

変調信号Ｂ復調部７０３は、第１の軟判定値信号７０１であるＺ００００（ｉ）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ）と第２の軟判定値信号７０２であるＺ００００（ｉ＋１）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ＋１）を入力とし、上記のように、時間ｉと時間ｉ＋１の受信品質を基に、変調信号Ｂの復調を行うことにより、受信ディジタル信号５２５−１を得た変調信号Ｂとは異なる時間の変調信号Ｂの受信ディジタル信号５２５−２を得て、これを出力する。

かくして本実施の形態によれば、それぞれ異なるアンテナから送信する変調信号Ａ、Ｂのうち、変調信号Ａは同一のデータを信号点配置の仕方を変えて複数回変調して形成すると共に、変調信号Ｂは同一のデータを信号点配置の仕方を変えて複数回変調することなく時系列のデータを順次変調して形成する（すなわち通常の変調を施して形成する）ようにしたことにより、時空間ブロック符号を用いた場合よりもデータ伝送速度を高く保ちつつ、複数回送信されたデータ系列の誤り率特性を向上させることができるので結果として両系統（２系統）の誤り率特性を向上させることができるようになる。

実際には受信側では、受信品質の良い時間の受信信号を基に得た変調信号Ａの復調結果を変調信号Ａの受信ディジタル信号とすると共に、既に判定した受信品質の良い時間の変調信号Ａの受信ディジタル信号を利用して受信品質の悪い時間の受信信号から当該受信品質の悪い時間に受信された変調信号Ｂの受信ディジタル信号を得るようにしたことにより、受信品質の悪い時間に受信された変調信号Ｂの誤り率特性も向上させることができる。

さらに、変調方式としてＱＰＳＫを採用する場合には、変調信号Ａについては、同一データから、互いに４５°の位相差をもつＱＰＳＫ変調信号を形成し、これらを送信すれば、時間ｉと時間ｉ＋１で最小ユークリッド距離が大きな状態を得ることができるので、一段と誤り率特性を向上させることができるようになる。

（１−１）変形例１
なお上述した例では、送信装置３００によって送信するフレーム構成を、図２Ａのようにした場合について説明したが、送信するフレーム構成を、図９に示すようにしてもよい。図９のフレーム構成が図２Ａのフレーム構成と異なる点は、変調信号Ａにおいて同一データを変調した信号Ｓ１（ｉ）を送信する時間の差を、図２Ａの場合には小さくしたのに対して、図９では非常に大きくしている点である。

これにより、時間ｉと時間ｊとでは、電波伝搬環境が全く異なるようになる。これを考慮して、図９の場合には時間ｊで送信する変調信号Ａの信号点配置を、時間ｉで送信する変調信号Ａの信号点配置と同じにしている。これは、敢えて変調信号Ａの信号点配置を変えなくても、時間ｉと時間ｊの受信品質は、電波伝搬環境の違いにより、ある程度異なるものになると考えたためである。

この結果、受信品質の良い時間の受信信号を基に得た変調信号Ａの復調結果を変調信号Ａの受信ディジタル信号とすると共に、既に判定した受信品質の良い時間の変調信号Ａの受信ディジタル信号を利用して受信品質の悪い時間の受信信号から当該受信品質の悪い時間に受信された変調信号Ｂの受信ディジタル信号を得るようにすれば、図２Ａのフレーム構成の信号を送信した場合と同様に、受信品質の悪い時間に受信された変調信号Ｂの誤り率特性も向上させることができる。

具体的に説明する。時間ｉにおいて、上記（１）式が成立する。同様に、時間ｊにおいて、次式の関係が成り立つ。

（３）式におけるｈ１１（ｊ）、ｈ１２（ｊ）、ｈ２１（ｊ）、ｈ２２（ｊ）は、受信装置５００において、例えば図９の電波伝搬環境推定シンボル８０１、８０３を用いて推定する。ここで、時間ｉと時間ｊでは、電波伝搬環境が異なるので、ｈ１１（ｉ）≠ｈ１１（ｊ）、ｈ１２（ｉ）≠ｈ１２（ｊ）、ｈ２１（ｉ）≠ｈ２１（ｊ）、ｈ２２（ｉ）≠ｈ２２（ｊ）が成立する。従って、時間ｉと時間ｊでの受信品質は全く異なることになる。

以上を考慮し、時間ｉと時間ｊのＩ−Ｑ平面における信号点配置について説明する。

変調信号ＡのＩ−Ｑ平面における信号点配置の一例を、図３Ａ〜図３Ｃに示す。図９に示すフレーム構成を採った場合、時間ｉと時間ｊの信号点配置は、共に図３Ａでもよいし、時間ｉでは図３Ａ、時間ｊでは図３Ｂのように異なっていてもよい。これは、図２Ａのフレーム構成のときとは異なり、時間ｉと時間ｊとでは電波伝搬環境が異なるため、時間ｉと時間ｊで、敢えて信号点配置を変えなくても、時間ｉと時間ｊとで受信品質が異なるようになるためである。

以下では、復号化の手順について詳しく説明するが、図２Ａのフレーム構成の動作と同様に考えることができる。つまり、時間ｉ＋１の動作を時間ｊに置き換えて考えればよい。
＜１＞時間ｉの検波を行い、（Ｓ１（ｉ），Ｓ２（ｉ））を得る。
＜２＞時間ｊの検波を行い、（Ｓ１（ｉ），Ｓ２（ｊ））を得る。
＜３＞時間ｉ及び時間ｊの受信品質を比較する。

時間ｉの受信品質の方が良い場合、時間ｉの検波で得た（Ｓ１（ｉ），Ｓ２（ｉ））のデータをそのまま使う。そしてＳ２（ｊ）のデータは、時間ｉの検波で得られたＳ１（ｉ）から時間ｊのＳ１（ｉ）を推定し、その結果を利用することで得るようにする。

これに対して、時間ｊの受信品質の方が良い場合、時間ｊの検波で得た（Ｓ１（ｉ），Ｓ２（ｊ））のデータをそのまま使う。そして、Ｓ２（ｉ）のデータは、時間ｊの検波で得られたＳ１（ｉ）から時間ｉのＳ１（ｉ）を推定し、その結果を利用することで得るようにする。

受信装置５００においては、復調部５２３でこのような復調処理を行うことにより、変調信号Ａの受信ディジタル信号５２４、変調信号Ｂの受信ディジタル信号５２５を得る。

なお図９のフレーム構成の送信信号を受信した際の復調部５２３での詳細な動作は、上述した時間ｉ＋１の動作を時間ｊに置き換えて考えればよいだけなので、省略する。ただし、上述した時間ｉ＋１と時間ｊでの処理においては、時間ｉ＋１では図２Ａの電波伝搬環境推定シンボル１０１、１０４を用いて得た信号点（候補信号点）に基づいて時間ｉ＋１でのデータの確からしさを判定したのに対して、時間ｊでは図９の電波伝搬環境推定シンボル８０１、８０３を用いて得た信号点（候補信号点）に基づいて時間ｊでのデータの確からしさを判定する点が異なる。

（１−２）変形例２
ここでは、送信装置３００によって送信するフレーム構成を、図１０Ａや図１０Ｂのようにした場合について説明する。

図１０Ａのフレーム構成は、要するに、図２Ａのフレーム構成では変調信号Ａで同一のデータを信号点配置の仕方を変えて連続して２回送信したのに対して、変調信号Ａで同一のデータを信号点配置の仕方を変えて連続して３回送信するようにしたものである。

また図１０Ｂのフレーム構成は、要するに、図９のフレーム構成では変調信号Ａで同一のデータを信号点配置の仕方を変えずに離れた時間で２回送信したのに対して、変調信号Ａで同一のデータを信号点配置の仕方を変えずに離れた時間で３回送信するようにしたものである。

先ず、図１０Ａのフレーム構成を採った場合について説明する。

時間ｉ、ｉ＋１の状態については、図２Ａのフレーム構成の際の説明と同様である。時間ｉ＋２において、次式の関係が成り立つ。

時間ｉから時間ｉ＋２までの時間は短いので、ｈ１１（ｉ）≒ｈ１１（ｉ＋１）≒ｈ１１（ｉ＋２）、ｈ１２（ｉ）≒ｈ１２（ｉ＋１）≒ｈ１２（ｉ＋２）、ｈ２１（ｉ）≒ｈ２１（ｉ＋１）≒ｈ２１（ｉ＋２）、ｈ２２（ｉ）≒ｈ２２（ｉ＋１）≒ｈ２２（ｉ＋２）が成立する。

（１）式の関係からＳ１（ｉ）、Ｓ２（ｉ）を得ることができ、また（２）式の関係からＳ１（ｉ）’、Ｓ２（ｉ＋１）を得ることができ、（４）式の関係からＳ１（ｉ）”、Ｓ２（ｉ＋２）を得ることができる。

このとき、（１）式、（２）式及び（４）式の行列は、ほぼ等しい行列であるが、Ｓ１（ｉ）、Ｓ１（ｉ）’及びＳ１（ｉ）”の信号点を変えているので、（Ｓ１（ｉ），Ｓ２（ｉ））のベクトルと（Ｓ１（ｉ）’，Ｓ２（ｉ＋１））のベクトルと（Ｓ１（ｉ）”，Ｓ２（ｉ＋２））のベクトルが異なるため、各時間ｉ〜ｉ＋２で得られるデータの確からしさが異なることになる。この際、例えば、時間ｉのＳ１（ｉ）は図１１Ａの信号点配置に、時間ｉ＋１のＳ１（ｉ）’は図１１Ｂの信号点配置に、時間ｉ＋２のＳ１（ｉ）”は図１１Ｃの信号点配置にする。このように、同一データの変調信号Ｓ１（ｉ）、Ｓ１（ｉ）’、Ｓ１（ｉ）”の信号点配置の仕方を異なるようにすることで、各時間ｉ〜ｉ＋２で得られるデータの確からしさを効率よく変化させることができる。

図１０Ａのフレーム構成の送信信号は、図４に示す構成の送信装置３００によって形成することができる。変調信号３０４を、図５の変調部３０４の構成に、マッピング部Ｚ（図示せず）を追加した構成を採ればよい。そして、追加したマッピング部Ｚにおいて、時間ｉ＋２のマッピングを行うようにすればよい。

図１０Ａのフレーム構成の信号を受信した際の、受信装置３００の具体的な復調（復号）手順は、以下の通りである。
＜１＞時間ｉの検波を行い、（Ｓ１（ｉ），Ｓ２（ｉ））を得る。
＜２＞時間ｉ＋１の検波を行い、（Ｓ１（ｉ）’，Ｓ２（ｉ＋１））を得る。
＜３＞時間ｉ＋２の検波を行い、（Ｓ１（ｉ）”，Ｓ２（ｉ＋２））を得る。
＜４＞時間ｉ、時間ｉ＋１及び時間ｉ＋２の受信品質を比較する。

時間ｉ、時間ｉ＋１及び時間ｉ＋２の中で、時間ｉの受信品質が最も良い場合、時間ｉの検波で得た（Ｓ１（ｉ），Ｓ２（ｉ））のデータをそのまま使う。そしてＳ２（ｉ＋１）のデータは、時間ｉの検波で得られたＳ１（ｉ）から時間ｉ＋１のＳ１（ｉ）’を推定し、その結果を利用することで得るようにする。またＳ２（ｉ＋２）のデータは、時間ｉの検波で得られたＳ１（ｉ）から時間ｉ＋２のＳ１（ｉ）”を推定し、その結果を利用することで得るようにする。

また、時間ｉ＋１の受信品質が最も良い場合、時間ｉ＋１の検波で得た（Ｓ１（ｉ）’，Ｓ２（ｉ＋１））のデータをそのまま使う。そしてＳ２（ｉ）のデータは、時間ｉ＋１の検波で得られたＳ１（ｉ）’から時間ｉのＳ１（ｉ）を推定し、その結果を利用することで得るようにする。またＳ２（ｉ＋２）のデータは、時間ｉ＋１の検波で得られたＳ１（ｉ）’から時間ｉ＋２のＳ１（ｉ）”を推定し、その結果を利用することで得るようにする。

さらに、時間ｉ＋２の受信品質が最も良い場合、時間ｉ＋２の検波で得た（Ｓ１（ｉ）”，Ｓ２（ｉ＋２））のデータをそのまま使う。そしてＳ２（ｉ）のデータは、時間ｉ＋２の検波で得られたＳ１（ｉ）”から時間ｉのＳ１（ｉ）を推定し、その結果を利用することで得るようにする。またＳ２（ｉ＋１）のデータは、時間ｉ＋２の検波で得られたＳ１（ｉ）”から時間ｉ＋１のＳ１（ｉ）’を推定し、その結果を利用することで得るようにする。

受信装置５００においては、復調部５２３でこのような復調処理を行うことにより、変調信号Ａの受信ディジタル信号５２４、変調信号Ｂの受信ディジタル信号５２５を得る。

この復調処理について、さらに詳しく説明する。

変調信号Ａ、変調信号ＢがともにＱＰＳＫ変調された信号の場合、同一時間に、変調信号Ａで２ビット、変調信号Ｂで２ビットの計４ビットが送信可能である。つまり、００００，０００１，・・・・，１１１１が送信可能である。ただし、上位２ビットは変調信号Ａで送信された２ビット、下位２ビットは変調信号Ｂで送信された２ビットとする。

先ず、復調部５２３の全体的な動作を説明する。

復調部５２３は、先ず、図１０Ａの時間ｉにおいて、変調信号Ａの伝送路推定信号５０８、変調信号Ｂの伝送路推定信号５１０を用いて、００００，０００１，・・・，１１１１の１６個の信号点のＩ−Ｑ平面における信号点（候補信号点）を求める。その信号点の様子を、図１４の符号１３０２で示す。また復調部５２３は、逆拡散部５０５から受信直交ベースバンド信号５０６として、図１４の符号１３０１に示すような信号点の信号を入力する。次に、復調部５２３は、図１４の符号１３０２で示す全ての信号点に関して、Ｉ−Ｑ平面における信号点１３０１との例えば距離の２乗値を計算する。すなわち、送信ビット００００の信号点１３０２と信号点１３０１との距離の２乗値Ｘ００００（ｉ）を求め、同様に送信ビット０００１、・・・・、１１１１の信号点１３０２と信号点１３０１との距離の２乗値Ｘ０００１（ｉ）、・・・・、Ｘ１１１１（ｉ）を求める。

同様に、復調部５２３は、図１０Ａの時間ｉにおいて、変調信号Ａの伝送路推定信号５１８、変調信号Ｂの伝送路推定信号５２０を用いて、００００，０００１，・・・，１１１１の１６個の信号点のＩ−Ｑ平面における信号点（候補信号点）を求める。その信号点の様子を、図１４の符号１３０２で示す。また復調部５２３は、逆拡散部５１５から受信直交ベースバンド信号５１６として、図１４の符号１３０１に示すような信号点の信号を入力する。次に、復調部５２３は、図１４の符号１３０２で示す全ての信号点に関して、Ｉ−Ｑ平面における信号点１３０１との距離の２乗値を計算する。すなわち、送信ビット００００の信号点１３０２と信号点１３０１との距離の２乗値Ｙ００００（ｉ）を求め、同様に送信ビット０００１、・・・・、１１１１の信号点１３０２と信号点１３０１との距離の２乗値Ｙ０００１（ｉ）、・・・・、Ｙ１１１１（ｉ）を求める。

次に、復調部５２３は、Ｘ００００（ｉ）とＹ００００（ｉ）の和Ｚ００００（ｉ）＝Ｘ００００（ｉ）＋Ｙ００００（ｉ）を求め、同様にしてＺ０００１（ｉ）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ）を求める。復調部５２３は、同様にして、時間ｉ＋１についてもＺ００００（ｉ＋１）、Ｚ０００１（ｉ＋１）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ＋１）を求める。また時間ｉ＋２についてもＺ００００（ｉ＋２）、Ｚ０００１（ｉ＋２）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ＋２）を求める。

次に、復調部５２３は、時間ｉと時間ｉ＋１と時間ｉ＋２との受信データの確からしさの比較を行う。

例えば、Ｚ００００（ｉ）、Ｚ０００１（ｉ）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ）の中から、最も小さい値を探索する。その値をＦ（ｉ）とする。そして、２番目に小さい値を探索する。その値をＳ（ｉ）とする。

同様に、Ｚ００００（ｉ＋１）、Ｚ０００１（ｉ＋１）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ＋１）の中から、最も小さい値を探索する。その値をＦ（ｉ＋１）とする。そして、２番目に小さい値を探索する。その値をＳ（ｉ＋１）とする。

同様に、Ｚ００００（ｉ＋２）、Ｚ０００１（ｉ＋２）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ＋２）の中から、最も小さい値を探索する。その値をＦ（ｉ＋２）とする。そして、２番目に小さい値を探索する。その値をＳ（ｉ＋２）とする。

そして、例えば、Ｒ（ｉ）＝Ｆ（ｉ）／Ｓ（ｉ）、Ｒ（ｉ＋１）＝Ｆ（ｉ＋１）／Ｓ（ｉ＋１）、及び、Ｒ（ｉ＋２）＝Ｆ（ｉ＋２）／Ｓ（ｉ＋２）を求める。以上の値を用いて、時間ｉ、時間ｉ＋１、時間ｉ＋２の受信品質を推定する。

時間ｉの受信品質が最も良いと判断した場合、変調信号Ａで送信された２ビットとしては、時間ｉで得た２ビットを時間ｉ、時間ｉ＋１、時間ｉ＋２での受信データとする。また変調信号Ｂについては、時間ｉで送信された２ビットとしては時間ｉで得た２ビットをそのまま受信データとするのに対して、時間ｉ＋１、ｉ＋２で送信された２ビットは時間ｉ＋１、ｉ＋２での変調信号Ａで送信された２ビットが既に判定されているのを利用して判定する。

また、時間ｉ＋１の受信品質が最も良いと判断した場合、変調信号Ａで送信された２ビットとしては、時間ｉ＋１で得た２ビットを時間ｉ、時間ｉ＋１、時間ｉ＋２での受信データとする。また変調信号Ｂについては、時間ｉ＋１で送信された２ビットとしては時間ｉ＋１で得た２ビットをそのまま受信データとするのに対して、時間ｉ、ｉ＋２で送信された２ビットは時間ｉ、ｉ＋２での変調信号Ａで送信された２ビットが既に判定されているのを利用して判定する。

さらに、時間ｉ＋２の受信品質が最も良いと判断した場合、変調信号Ａで送信された２ビットとしては、時間ｉ＋２で得た２ビットを時間ｉ、時間ｉ＋１、時間ｉ＋２での受信データとする。また変調信号Ｂについては、時間ｉ＋２で送信された２ビットとしては時間ｉ＋２で得た２ビットをそのまま受信データとするのに対して、時間ｉ、ｉ＋１で送信された２ビットは時間ｉ、ｉ＋１での変調信号Ａで送信された２ビットが既に判定されているのを利用して判定する。

このような処理を行うための復調部５２３の詳細構成例を、図１２に示す。図１２の変調信号Ａ，Ｂ復調部６０８は、上記のように、時間ｉ、時間ｉ＋１及び時間ｉ＋２において変調信号Ａで送信されたデータのうち、受信品質の最も良い時間の信号から復調したものを変調信号Ａの受信ディジタル信号５２４として出力する。また変調信号Ａ，Ｂ復調部６０８は、第１の軟判定値信号７０１として、Ｚ００００（ｉ）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ）を、第２の軟判定値信号７０２としてＺ００００（ｉ＋１）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ＋１）を、第３の軟判定値信号１１０１としてＺ００００（ｉ＋２）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ＋２）を出力する。また変調信号Ａ，Ｂ復調部６０８は、時間ｉ、時間ｉ＋１又は時間ｉ＋２いずれかの変調信号Ｂの受信ディジタル信号５２５−１を出力する。

変調信号Ｂ復調部７０３は、第１の軟判定値信号７０１であるＺ００００（ｉ）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ）と、第２の軟判定値信号７０２であるＺ００００（ｉ＋１）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ＋１）と、第３の軟判定値信号１１０１であるＺ００００（ｉ＋２）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ＋２）とを入力とし、上記のように、時間ｉと時間ｉ＋１と時間ｉ＋２の受信品質を基に、変調信号Ｂの復調を行うことにより、受信ディジタル信号５２５−１を得た変調信号Ｂとは異なる時間の変調信号Ｂの受信ディジタル信号５２５−２を得て、これを出力する。

このように、図１０Ａに示すようなフレーム構成を用いた場合には、図２Ａに示すようなフレーム構成を用いた場合と比較して、受信品質の最も良い時間を、より多くの時間の中から選ぶことができるようになるので、一段と誤り率特性の良い変調信号Ａ、Ｂの復調データを得ることができるようになる。

なおここでは、図１０Ａに示すように、同一データを信号点配置を変えて連続した３シンボルＳ１（ｉ）、Ｓ１（ｉ）’、Ｓ１（ｉ）”で送信した場合について説明したが、これに限ったものではなく、要は、短い時間間隔で同一データの変調信号を複数回送信する際には、同一データの変調信号の信号点配置を変えることにより、各時間での受信品質を変化させるようにすればよい。つまり、時間ｉ、ｉ＋１、ｉ＋２で送信した変調信号を、時間ｉ、ｉ＋ｎ、ｉ＋ｍで送信するようにしてもよい。このとき、ｈ１１（ｉ）≒ｈ１１（ｉ＋ｎ）≒ｈ１１（ｉ＋ｍ）、ｈ１２（ｉ）≒ｈ１２（ｉ＋ｎ）≒ｈ１２（ｉ＋ｍ）、ｈ２１（ｉ）≒ｈ２１（ｉ＋ｎ）≒ｈ２１（ｉ＋ｍ）、ｈ２２（ｉ）≒ｈ２２（ｉ＋ｎ）≒ｈ２２（ｉ＋ｍ）の関係が成立すると効果的である。この場合には、上述した時間ｉ＋１の動作を時間ｉ＋ｎの動作として、時間ｉ＋２の動作を時間ｉ＋ｍとして考えれば同様に実施することができる。

次に、図１０Ｂのフレーム構成を採った場合について説明する。

また図１０Ｂのフレーム構成は、上述したように、要するに、図９のフレーム構成では変調信号Ａで同一のデータを信号点配置を変えずに離れた時間で２回送信したのに対して、変調信号Ａで同一のデータを信号点配置を変えずに離れた時間で３回送信するようにしたものである。

時間ｉ、ｊの状態については、図９のフレーム構成の際の説明と同様である。時間ｋにおいて、次式の関係が成り立つ。

ここで、時間ｉとｊとｋは、電波伝搬環境が異なるような時間であるため、ｈ１１（ｉ）≠ｈ１１（ｊ）≠ｈ１１（ｋ）、ｈ１２（ｉ）≠ｈ１２（ｊ）≠ｈ１２（ｋ）、ｈ２１（ｉ）≠ｈ２１（ｊ）≠ｈ２１（ｋ）、ｈ２２（ｉ）≠ｈ２２（ｊ）≠ｈ２２（ｋ）が成立する。従って、時間ｉとｊとｋでの受信品質は全く異なることになる。これを考慮して、図１０Ｂの場合には時間ｊ及び時間ｋで送信する変調信号Ａの信号点配置を、時間ｉで送信する変調信号Ａの信号点配置と同じにしている。これは、敢えて変調信号Ａの信号点配置を変えなくても、時間ｉと時間ｊと時間ｋの受信品質は、電波伝搬環境の違いにより、ある程度異なるものになると考えたためである。

変調信号ＡのＩ−Ｑ平面における信号点配置の一例を、図１１Ａ〜図１１Ｃに示す。図１０Ｂに示すフレーム構成を採った場合、時間ｉ、ｊ、ｋの信号点配置は、全て図１１Ａでもよいし、時間ｉでは図１１Ａ、時間ｊでは図１１Ｂ、時間ｋでは図１１Ｃのように異なるようにしてもよい。これは、時間ｉ、ｊ、ｋでは電波伝搬環境が異なるため、各時間で、敢えて信号点配置を変えなくても、各時間の受信品質が異なるようになるためである。

図１０Ｂのフレーム構成の信号を受信した際の、受信装置３００の具体的な復調（復号）手順は、以下の通りである。
＜１＞時間ｉの検波を行い、（Ｓ１（ｉ），Ｓ２（ｉ））を得る。
＜２＞時間ｊの検波を行い、（Ｓ１（ｉ），Ｓ２（ｊ））を得る。
＜３＞時間ｋの検波を行い、（Ｓ１（ｉ），Ｓ２（ｋ））を得る。
＜４＞時間ｉ、時間ｊ及び時間ｋの受信品質を比較する。

時間ｉ、時間ｊ及び時間ｋの中で、時間ｉの受信品質が最も良い場合、時間ｉの検波で得た（Ｓ１（ｉ），Ｓ２（ｉ））のデータをそのまま使う。そしてＳ２（ｊ）のデータは、時間ｉの検波で得られたＳ１（ｉ）から時間ｊのＳ１（ｉ）を推定し、その結果を利用することで得るようにする。またＳ２（ｋ）のデータは、時間ｉの検波で得られたＳ１（ｉ）から時間ｋのＳ１（ｉ）を推定し、その結果を利用することで得るようにする。

また、時間ｊの受信品質が最も良い場合、時間ｊの検波で得た（Ｓ１（ｉ），Ｓ２（ｊ））のデータをそのまま使う。そしてＳ２（ｉ）のデータは、時間ｊの検波で得られたＳ１（ｉ）から時間ｉのＳ１（ｉ）を推定し、その結果を利用することで得るようにする。またＳ２（ｋ）のデータは、時間ｊの検波で得られたＳ１（ｉ）から時間ｋのＳ１（ｉ）を推定し、その結果を利用することで得るようにする。

さらに、時間ｋの受信品質が最も良い場合、時間ｋの検波で得た（Ｓ１（ｉ），Ｓ２（ｋ））のデータをそのまま使う。そしてＳ２（ｉ）のデータは、時間ｋの検波で得られたＳ１（ｉ）から時間ｉのＳ１（ｉ）を推定し、その結果を利用することで得るようにする。またＳ２（ｊ）のデータは、時間ｋの検波で得られたＳ１（ｉ）から時間ｊのＳ１（ｉ）を推定し、その結果を利用することで得るようにする。

受信装置５００においては、復調部５２３でこのような復調処理を行うことにより、変調信号Ａの受信ディジタル信号５２４、変調信号Ｂの受信ディジタル信号５２５を得る。

この復調処理について、さらに詳しく説明する。

変調信号Ａ、変調信号ＢがともにＱＰＳＫ変調された信号の場合、同一時間に、変調信号Ａで２ビット、変調信号Ｂで２ビットの計４ビットが送信可能である。つまり、００００，０００１，・・・・，１１１１が送信可能である。ただし、上位２ビットは変調信号Ａで送信された２ビット、下位２ビットは変調信号Ｂで送信された２ビットとする。

先ず、復調部５２３の全体的な動作を説明する。

復調部５２３は、先ず、図１０Ｂの時間ｉにおいて、変調信号Ａの伝送路推定信号５０８、変調信号Ｂの伝送路推定信号５１０を用いて、００００，０００１，・・・，１１１１の１６個の信号点のＩ−Ｑ平面における信号点（候補信号点）を求める。その信号点の様子を、図１４の符号１３０２で示す。また復調部５２３は、逆拡散部５０５から受信直交ベースバンド信号５０６として、図１４の符号１３０１に示すような信号点の信号を入力する。次に、復調部５２３は、図１４の符号１３０２で示す全ての信号点に関して、Ｉ−Ｑ平面における信号点１３０１との例えば距離の２乗値を計算する。すなわち、送信ビット００００の信号点１３０２と信号点１３０１との距離の２乗値Ｘ００００（ｉ）を求め、同様に送信ビット０００１、・・・・、１１１１の信号点１３０２と信号点１３０１との距離の２乗値Ｘ０００１（ｉ）、・・・・、Ｘ１１１１（ｉ）を求める。

同様に、復調部５２３は、図１０Ｂの時間ｉにおいて、変調信号Ａの伝送路推定信号５１８、変調信号Ｂの伝送路推定信号５２０を用いて、００００，０００１，・・・，１１１１の１６個の信号点のＩ−Ｑ平面における信号点（候補信号点）を求める。その信号点の様子を、図１４の符号１３０２で示す。また復調部５２３は、逆拡散部５１５から受信直交ベースバンド信号５１６として、図１４の符号１３０１に示すような信号点の信号を入力する。次に、復調部５２３は、図１４の符号１３０２で示す全ての信号点に関して、Ｉ−Ｑ平面における信号点１３０１との距離の２乗値を計算する。すなわち、送信ビット００００の信号点１３０２と信号点１３０１との距離の２乗値Ｙ００００（ｉ）を求め、同様に送信ビット０００１、・・・・、１１１１の信号点１３０２と信号点１３０１との距離の２乗値Ｙ０００１（ｉ）、・・・・、Ｙ１１１１（ｉ）を求める。

次に、復調部５２３は、Ｘ００００（ｉ）とＹ００００（ｉ）の和Ｚ００００（ｉ）＝Ｘ００００（ｉ）＋Ｙ００００（ｉ）を求め、同様にしてＺ０００１（ｉ）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ）を求める。復調部５２３は、同様にして、時間ｊについてもＺ００００（ｊ）、Ｚ０００１（ｊ）、・・・、Ｚ１１１１（ｊ）を求める。また時間ｋについてもＺ００００（ｋ）、Ｚ０００１（ｋ）、・・・、Ｚ１１１１（ｋ）を求める。

次に、復調部５２３は、時間ｉと時間ｊと時間ｋとの受信データの確からしさの比較を行う。

例えば、Ｚ００００（ｉ）、Ｚ０００１（ｉ）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ）の中から、最も小さい値を探索する。その値をＦ（ｉ）とする。そして、２番目に小さい値を探索する。その値をＳ（ｉ）とする。

同様に、Ｚ００００（ｊ）、Ｚ０００１（ｊ）、・・・、Ｚ１１１１（ｊ）の中から、最も小さい値を探索する。その値をＦ（ｊ）とする。そして、２番目に小さい値を探索する。その値をＳ（ｊ）とする。

同様に、Ｚ００００（ｋ）、Ｚ０００１（ｋ）、・・・、Ｚ１１１１（ｋ）の中から、最も小さい値を探索する。その値をＦ（ｋ）とする。そして、２番目に小さい値を探索する。その値をＳ（ｋ）とする。

そして、例えば、Ｒ（ｉ）＝Ｆ（ｉ）／Ｓ（ｉ）、Ｒ（ｊ）＝Ｆ（ｊ）／Ｓ（ｊ）、及び、Ｒ（ｋ）＝Ｆ（ｋ）／Ｓ（ｋ）を求める。以上の値を用いて、時間ｉ、時間ｊ、時間ｋの受信品質を推定する。

時間ｉの受信品質が最も良いと判断した場合、変調信号Ａで送信された２ビットとしては、時間ｉで得た２ビットを時間ｉ、時間ｊ、時間ｋでの受信データとする。また変調信号Ｂについては、時間ｉで送信された２ビットとしては時間ｉで得た２ビットをそのまま受信データとするのに対して、時間ｊ、ｋで送信された２ビットは時間ｊ、ｋでの変調信号Ａで送信された２ビットが既に判定されているのを利用して判定する。

また、時間ｊの受信品質が最も良いと判断した場合、変調信号Ａで送信された２ビットとしては、時間ｊで得た２ビットを時間ｉ、時間ｊ、時間ｋでの受信データとする。また変調信号Ｂについては、時間ｊで送信された２ビットとしては時間ｊで得た２ビットをそのまま受信データとするのに対して、時間ｉ、ｋで送信された２ビットは時間ｉ、ｋでの変調信号Ａで送信された２ビットが既に判定されているのを利用して判定する。

さらに、時間ｋの受信品質が最も良いと判断した場合、変調信号Ａで送信された２ビットとしては、時間ｋで得た２ビットを時間ｉ、時間ｊ、時間ｋでの受信データとする。また変調信号Ｂについては、時間ｋで送信された２ビットとしては時間ｋで得た２ビットをそのまま受信データとするのに対して、時間ｉ、ｊで送信された２ビットは時間ｉ、ｊでの変調信号Ａで送信された２ビットが既に判定されているのを利用して判定する。

このような処理を行うための復調部５２３の詳細構成例を、図１２に示す。図１２の変調信号Ａ，Ｂ復調部６０８は、上記のように、時間ｉ、時間ｊ及び時間ｋにおいて変調信号Ａで送信されたデータのうち、受信品質の最も良い時間の信号から復調したものを変調信号Ａの受信ディジタル信号５２４として出力する。また変調信号Ａ，Ｂ復調部６０８は、第１の軟判定値信号７０１として、Ｚ００００（ｉ）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ）を、第２の軟判定値信号７０２としてＺ００００（ｊ）、・・・、Ｚ１１１１（ｊ）を、第３の軟判定値信号１１０１としてＺ００００（ｋ）、・・・、Ｚ１１１１（ｋ）を出力する。また変調信号Ａ，Ｂ復調部６０８は、時間ｉ、時間ｊ又は時間ｋいずれかの変調信号Ｂの受信ディジタル信号５２５−１を出力する。

変調信号Ｂ復調部７０３は、第１の軟判定値信号７０１であるＺ００００（ｉ）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ）と、第２の軟判定値信号７０２であるＺ００００（ｊ）、・・・、Ｚ１１１１（ｊ）と、第３の軟判定値信号１１０１であるＺ００００（ｋ）、・・・、Ｚ１１１１（ｋ）とを入力とし、上記のように、時間ｉと時間ｊと時間ｋの受信品質を基に、変調信号Ｂの復調を行うことにより、受信ディジタル信号５２５−１を得た変調信号Ｂとは異なる時間の変調信号Ｂの受信ディジタル信号５２５−２を得て、これを出力する。

このように、図１０Ｂに示すようなフレーム構成を用いた場合には、図９に示すようなフレーム構成を用いた場合と比較して、受信品質の最も良い時間を、より多くの時間の中から選ぶことができるようになるので、一段と誤り率特性の良い変調信号Ａ、Ｂの復調データを得ることができるようになる。

（１−３）変形例３
ここでは、送信装置３００によって送信するフレーム構成を、図２Ａに換えて図１３に示すようにする例を挙げる。図１３のフレーム構成が図２Ａのフレーム構成と異なる点は、変調信号Ａにおいて同一データを変調した信号Ｓ１（ｉ）とＳ１（ｉ）’を送信する時間の差を、図２Ａの場合には「１」としたのに対して、図１３では「ｎ」とした点である。

ここで、ｈ１１（ｉ）≒ｈ１１（ｉ＋ｎ）、ｈ１２（ｉ）≒ｈ１２（ｉ＋ｎ）、ｈ２１（ｉ）≒ｈ２１（ｉ＋ｎ）、ｈ２２（ｉ）≒ｈ２２（ｉ＋ｎ）の関係が成立するようなｎであれば、図２Ａのフレーム構成の信号を送信した場合と同様に実施できる。つまり、時間ｉ＋１の動作を時間ｉ＋ｎの動作として考えれば同様に実施することができる。

（１−４）変形例４
ここでは、時間ｉと時間ｉ＋１とで、変調信号Ａの送信パワー又は変調信号Ｂの送信パワーを異なるようにすることを提案する。このようにすることで、上述した変調信号Ａの信号点配置のパターンを時間ｉと時間ｉ＋１で変える場合と同様に、時間ｉと時間ｉ＋１とで受信品質を変えることができるようになるので、上述したフレーム構成を採用した場合と同様の効果を得ることができる。さらに、上述したフレーム構成と組み合わせた場合には、一段と各時間の受信品質の差を大きくすることができる。すなわち、信号点配置の仕方を変えるとは、送信パワーを変えることを含むものとする。

具体的には、時間ｉにおいて（１）式が成り立つ変調信号Ｓ１（ｉ）、Ｓ２（ｉ）を送信し、時間ｉ＋１においては、以下の（６）式又は（７）式が成り立つ変調信号ｒＳ１（ｉ）’、Ｓ２（ｉ＋１）又は変調信号Ｓ１（ｉ）’、ｒＳ２（ｉ＋１）を送信する。

（６）式と（７）式の違いは、変調信号Ａ（Ｓ１）の送信パワーを変化させるか、又は変調信号Ｂ（Ｓ２）のどちらの送信パワーを変化させるかである。なおこのように、送信パワーを変化させて受信品質を変化させることは、以下の実施の形態と組み合わせて実施することもできる。

（１−５）変形例５
送信装置の構成は図４の構成の構成に限らず、変調部３０４の構成も図５の構成に限らない。要は、第１の変調部と第２の変調部を設け、第１の変調部によって第１の送信データの同一データを信号点配置の仕方を変えて、又は時間間隔を数シンボル隔てて複数回変調することにより第１の変調信号を形成し、第２の変調部によって、第２の送信データを時系列で変調することにより第２の変調信号を形成し、この第１及び第２の変調信号を異なるアンテナから送信するようにすればよい。

また受信装置の構成は図６の構成に限らず、復調部５２３の構成も図６、図７、図８の構成に限ったものではない。要は、受信品質の良い時間の受信信号を基に得た変調信号Ａ（すなわち同一データを複数回変調して送信された変調信号）の復調結果を変調信号Ａの受信ディジタル信号とすると共に、既に判定した受信品質の良い時間の変調信号Ａの受信ディジタル信号を利用して受信品質の悪い時間の受信信号から当該受信品質の悪い時間に受信された変調信号Ｂの受信ディジタル信号を得るようにすればよい。

また各アンテナは、複数のアンテナにより一つのアンテナを構成してもよい。また上述した実施の形態では、変調信号数とアンテナ数を同じにした場合について説明したが、変調信号数ｎ（ｎ≧２）よりも多くのアンテナを設け、送信アンテナを切り替えて使用するようにしてもよい。このようにすれば、送信アンテナを切り替えることで、各時間での受信品質を一段と異なるようにすることができる。これは、後述する実施の形態の場合にも当てはまる。

また上述した実施の形態では、受信品質を求めるための計算式として、例えば、Ｒ（ｉ）＝Ｆ（ｉ）／Ｓ（ｉ）、Ｒ（ｉ＋１）＝Ｆ（ｉ＋１）／Ｓ（ｉ＋１）、Ｒ（ｉ＋２）＝Ｆ（ｉ＋２）／Ｓ（ｉ＋２）、Ｒ（ｊ）＝Ｆ（ｊ）／Ｓ（ｊ）、Ｒ（ｋ）＝Ｆ（ｋ）／Ｓ（ｋ）を用いた場合について述べたが、これに限ったものではなく、例えば、Ｒ（ｉ）＝Ｆ（ｉ）―Ｓ（ｉ）、Ｒ（ｉ＋１）＝Ｆ（ｉ＋１）―Ｓ（ｉ＋１）、Ｒ（ｉ＋２）＝Ｆ（ｉ＋２）―Ｓ（ｉ＋２）、Ｒ（ｊ）＝Ｆ（ｊ）―Ｓ（ｊ）、Ｒ（ｋ）＝Ｆ（ｋ）―Ｓ（ｋ）といった計算式を用いても同様に受信品質を求めることができる。これは、後述する実施の形態にも当てはまる。ただし、このような計算式を用いた場合には、実施の形態で説明したものに対して大小関係は逆となる。つまり、Ｒ（ｉ）が大きい方が受信品質は良いことになる。

また上述した実施の形態では、変調信号Ａで同一データを２回送信するフレーム構成及び３回送信するフレーム構成を提案したが、これに限らず、変調信号Ａで同一データをｎ（ｎ≧４）回送信するフレーム構成においても同様に実施することができる。ここでｎの数を多くするほど、変調信号Ａで送信可能な見かけ上のデータ伝送速度は低下するが、変調信号Ａ、Ｂを復調したときの誤り率特性は向上するので、電波伝搬環境が悪いほどｎを多く設定すれば、実質的なデータ伝送速度を上げることもできるようになる。

また上述した実施の形態では、スペクトル拡散方式を用いたときを例に説明したが、これに限らず、スペクトル拡散を行わないシングルキャリア方式においても同様に実施することができる。このとき、送信装置は拡散部を省略した構成とし、受信装置は逆拡散部を省略した構成とすればよい。また、ＯＦＤＭ方式を例とするマルチキャリア方式においても各キャリアにおいて本実施の符号化を施すことができる。例えば、ＯＦＤＭ方式を用いた場合、送信装置はＯＦＤＭ方式を用いた変調信号を生成するために逆フーリエ変換部を加えた構成とし、受信装置はフーリエ変換部を加えた構成とすればよい。これは、後述する実施の形態にも当てはまる。

また上述した実施の形態では、変調信号Ａと変調信号Ｂの符号化を時間軸方向に対して行った。つまり、上述した実施の形態の例では、変調信号Ａにおいて、異なる時間に同一のデータの変調信号を送信している。しかし、本実施の形態の符号化（変調信号の送信フレームへの配置）は、特に、ＯＦＤＭ方式を例とするマルチキャリア方式を用いた場合、周波数軸方向に行うことができる。つまり、変調信号Ａを、異なるキャリアに複数同一データのシンボルを配置したものとすればよい。

また上述した実施の形態では、変調信号Ａの受信品質（誤り率特性）を向上させることで、変調信号Ｂの受信品質（誤り率特性）も向上させるようになっている。上述した実施の形態に加えて、変調信号Ａに対して、ブロック符号、ビタビ符号やターボ符号などの畳み込み符号、ＬＤＰＣ（Low-Density Parity-Check）符号などの符号化を施すようにすれば、受信信号Ａの受信品質をさらに向上させることができるので、変調信号Ｂの受信品質もさらに向上させることができる。これは、後述する実施の形態にも当てはまる。

ただし、ブロック符号、ビタビ符号やターボ符号などの畳み込み符号、ＬＤＰＣ符号などの誤り訂正符号は、変調信号Ａのみに施す場合に限らず、変調信号Ａ、Ｂの両方に施すようにしてもよい。この場合、変調信号Ａを復号後、変調信号Ｂを復号することになる。

さらに上述した実施の形態では、２本のアンテナから２つの変調信号を送信する構成を例に説明したが、本発明はこれに限らず、アンテナｎ本からｎ個の変調信号を送信するフレーム構成において、ｎ個の変調信号のうちの少なくとも１つの変調信号を、同一のデータを複数回、異なる周波数、あるいは、異なる時間を用いて送信するようにすればよい。これは、後述する実施の形態にも当てはまる。

（２）実施の形態２
実施の形態１では、２つのアンテナを用いてそれぞれ異なる２つの変調信号を送信するにあたって、一方の変調信号についてのみ同一のデータを複数回送信することを提案した。これに対して、本実施の形態では、３つのアンテナを用いてそれぞれ異なる３つの変調信号を送信するにあたって、３つの変調信号のうち１つ又は２つの変調信号について同一のデータを複数回送信することを提案すると共に、その具体的なフレーム構成及び装置構成について説明する。

図２Ａとの対応部分に同一符号を付して示す図１５に、本実施の形態における変調信号のフレーム構成の一例を示す。本実施の形態では、変調信号Ａ、変調信号Ｂと同時に、変調信号Ｃを送信する。変調信号Ｃは、電波伝搬環境推定シンボル１４０１を含む。１４０２、１４０３はデータシンボルを示す。変調信号Ｃの時点ｉのデータシンボル１４０２（Ｓ３（ｉ））と時点ｉ＋１のデータシンボル１４０３（Ｓ３（ｉ＋１））は、変調信号Ｂと同様に、互いに異なるデータを同一のマッピング規則に従って信号点配置したものである。すなわち、変調信号Ａのみ同一のデータを信号点配置の仕方を変えて複数回送信する特殊な信号とし、変調信号Ｂ、Ｃを一般的な変調信号とする。

図１７に、本実施の形態による送信アンテナ１６０１、１６０２、１６０３と、受信アンテナ１６０４、１６０５、１６０６と、これらの送受信アンテナ間の伝搬路との関係を示す。

図４との対応部分に同一符号を付して示す図１８に、本実施の形態における送信装置の構成例を示す。送信装置１７００において、変調部１７０２は、送信ディジタル信号１７０１、フレーム構成信号３２４を入力とし、送信直交ベースバンド信号１７０３を出力する。拡散部１７０４は、送信直交ベースバンド信号１７０３を拡散し、拡散後の送信直交ベースバンド信号１７０５を出力する。

無線部１７０６は、拡散後の送信直交ベースバンド信号１７０５をベースバンド周波数から無線周波数に変換し、変換後の変調信号１７０７を出力する。電力増幅器１７０８は、変調信号１７０７の電力を増幅し、増幅後の変調信号１７０９を出力する。変調信号１７０９は、アンテナ１６０３から電波として出力される。

図６との対応部分に同一符号を付して示す図１９に、本実施の形態における受信装置の構成例を示す。受信装置１８００において、無線部１８０３は、アンテナ１６０６で受信した受信信号１８０２を入力とし、受信直交ベースバンド信号１８０４を出力する。逆拡散部１８０５は、受信直交ベースバンド信号１８０４を入力とし、逆拡散後の受信直交ベースバンド信号１８０６を出力する。

変調信号Ａ伝送路推定部１８０７は、逆拡散後の受信直交ベースバンド信号１８０６を入力とし、変調信号Ａの伝送路推定信号１８０８を出力する。変調信号Ｂ伝送路推定部１８０９は、逆拡散後の受信直交ベースバンド信号１８０６を入力とし、変調信号Ｂの伝送路推定信号１８１０を出力する。

変調信号Ｃ伝送路推定部１８１１は、逆拡散後の受信直交ベースバンド信号１８０６を入力とし、変調信号Ｃの伝送路推定信号１８１２を出力する。変調信号Ｃ伝送路推定部１８１３は、逆拡散後の受信直交ベースバンド信号５０６を入力とし、変調信号Ｃの伝送路推定信号１８１４を出力する。変調信号Ｃ伝送路推定部１８１５は、逆拡散後の受信直交ベースバンド信号５１６を入力とし、変調信号Ｃの伝送路推定信号１８１６を出力する。

フレーム同期部５２１は逆各拡散後の受信直交ベースバンド信号５０６、５１６、１８０６を入力とし、フレーム構成信号５２２を出力する。

復調部１８２０は、逆拡散後の受信直交ベースバンド信号５０６、５１６、１８０６、変調信号Ａの伝送路推定信号５０８、５１８、１８０８、変調信号Ｂの伝送路推定信号５１０、５２０、１８１０、変調信号Ｃの伝送路推定信号１８１２、１８１４、１８１６、フレーム構成信号５２２を入力とし、変調信号Ａ、変調信号Ｂ、変調信号Ｃの復調を行ことにより、変調信号Ａの受信ディジタル信号５２４、変調信号Ｂの受信ディジタル信号５２５、変調信号Ｃの受信ディジタル信号１８１７を得、これを出力する。

図２０に、復調部１８２０の詳細構成を示す。変調信号Ａ，Ｂ，Ｃ復調部１９１３は、変調信号Ａの伝送路推定信号５０８、５１８、１８０８、変調信号Ｂの伝送路推定信号５１０、５２０、１８１０、変調信号Ｃの伝送路推定信号１８１４、１８１６、１８１２、逆拡散後の受信直交ベースバンド信号５０６、５１６、１８０６、フレーム構成信号５２２を入力とし、変調信号Ａの受信ディジタル信号５２４、変調信号Ｂの受信ディジタル信号５２５−１、変調信号Ｃの受信ディジタル信号１８１７−１、第１の軟判定値信号１９１７、第２の軟判定値信号１９１８を出力する。

変調信号Ｂ、Ｃ復調部１９１９は、第１の軟判定値信号１９１７、第２の軟判定値信号１９１８、フレーム構成信号５２２を入力とし、変調信号Ｂの受信ディジタル信号５２５−２、変調信号Ｃの受信ディジタル信号１８１７−２を出力する。

次に本実施の形態の動作について説明する。

上述したように本実施の形態の送信装置１７００は、３つの変調信号Ａ、Ｂ、Ｃをそれぞれアンテナから送信するにあたって、変調信号Ａについてのみ、マッピングパターンを変えて（信号点配置の仕方を変えて）同一のデータを複数回送信する。これにより、時空間ブロック符号を用いる場合と比較すると、時空間ブロック符号では複数のアンテナで繰り返し同一情報を送信するのに対して、送信装置１７００は３つのアンテナのうち１つのアンテナからのみデータを繰り返し送信しているので、時空間ブロック符号を用いた場合よりもデータ伝送速度を高く保つことができる。

また受信装置１８００では、このような信号を受信することで、変調信号Ａ、Ｂ、Ｃの全てを誤り率特性良く復調することができる。すなわち、このような信号の受信時には、受信した変調信号の信号点配置が時間ｉと時間ｉ＋１とで変わるため、時間ｉにおける変調信号Ａ、変調信号Ｂ及び変調信号Ｃの復調の精度と、時間ｉ＋１における変調信号Ａ、変調信号Ｂ及び変調信号Ｃの復調の精度が異なるようになる。そして、復調の精度の良い時間で変調信号Ａを復調し、その結果を利用して変調信号Ｂ及び変調信号Ｃの復調を行うことで、変調信号Ｂ及び変調信号Ｃの復調の精度を向上させることができる。

受信装置１８００の動作について詳しく説明する。

先ず、受信装置１８００は、電波伝搬環境推定シンボルを用いて、各送受信アンテナ間でのチャネル変動を推定する。ここで図１７の送受信アンテナの関係があるとき、送信アンテナｉから受信アンテナｊへのチャネル変動をｈｊｉとあらわすと、受信アンテナｊの受信信号をＲｊとすると、時間ｉにおける送受信信号の関係式は次式のように表すことができる。

同様に、時間ｉ＋１において、次式のような関係が成立する。

（８）式の関係から、Ｓ１（ｉ）、Ｓ２（ｉ）、Ｓ３（ｉ）を得ることができると共に（９）式の関係からＳ１（ｉ）’、Ｓ２（ｉ＋１）、Ｓ３（ｉ＋１）を得ることができる。

実施の形態１と同様に、ｈ１１（ｉ）≒ｈ１１（ｉ＋１）、ｈ１２（ｉ）≒ｈ１２（ｉ＋１）、ｈ１３（ｉ）≒ｈ１３（ｉ＋１）、ｈ２１（ｉ）≒ｈ２１（ｉ＋１）、ｈ２２（ｉ）≒ｈ２２（ｉ＋１）ｈ２３（ｉ）≒ｈ２３（ｉ＋１）、ｈ３１（ｉ）≒ｈ３１（ｉ＋１）、ｈ３２（ｉ）≒ｈ３２（ｉ＋１）ｈ３３（ｉ）≒ｈ３３（ｉ＋１）が成立する。

このとき、（８）式と（９）式の行列は、ほぼ等しい行列であるが、（Ｓ１（ｉ），Ｓ２（ｉ），Ｓ３（ｉ））のベクトルと（Ｓ１（ｉ）’，Ｓ２（ｉ＋１），Ｓ３（ｉ＋１））のベクトルが異なるため、得られるデータの確からしさが異なることになる。

本実施の形態の送信装置１７００及び受信装置１８００では、この特性を利用し、受信データの品質を向上させるようになされている。

受信装置１８００の具体的な復調（復号）手順は、以下の通りである。
＜１＞時間ｉの検波を行い、（Ｓ１（ｉ），Ｓ２（ｉ），Ｓ３（ｉ））を得る。
＜２＞時間ｉ＋１の検波を行い、（Ｓ１（ｉ）’，Ｓ２（ｉ＋１），Ｓ３（ｉ＋１））を得る。
＜３＞時間ｉ及び時間ｉ＋１の受信品質を比較する。

時間ｉの受信品質の方が良い場合、時間ｉの検波で得た（Ｓ１（ｉ），Ｓ２（ｉ），Ｓ３（ｉ））のデータをそのまま使う。そして、時間ｉの検波で得たＳ１（ｉ）から時間ｉ＋１のＳ１（ｉ）’を推定し、その結果を利用して、Ｓ２（ｉ＋１），Ｓ３（ｉ＋１）を得る。

時間ｉ＋１の受信品質の方が良い場合、時間ｉ＋１の検波で得た（Ｓ１（ｉ）’，Ｓ２（ｉ＋１），Ｓ３（ｉ＋１））のデータをそのまま使う。そして、時間ｉ＋１の検波で得たＳ１（ｉ）’から時間ｉのＳ１（ｉ）を推定し、その結果を利用して、Ｓ２（ｉ）、Ｓ３（ｉ）を得る。

受信装置１８００においては、復調部１８２０でこのような復調処理を行うことにより、変調信号Ａの受信ディジタル信号５２４、変調信号Ｂの受信ディジタル信号５２５、変調信号Ｃの受信ディジタル信号１８１７を得る。

この実施の形態の例では、変調信号Ａ、変調信号Ｂ、変調信号ＣがともにＱＰＳＫ変調された信号なので、同一時間に、変調信号Ａで２ビット、変調信号Ｂで２ビット、変調信号Ｃで２ビットの計６ビットが送信可能である。つまり、００００００，０００００１，・・・・，１１１１１１が送信可能である。ただし、上位２ビットは変調信号Ａで送信された２ビット、中位２ビットは変調信号Ｂ、下位２ビットは変調信号Ｃで送信された２ビットとする。

先ず、復調部１８２０の全体的な動作を説明する。

復調部１８２０は、先ず図１５の時間ｉにおいて、変調信号Ａの伝送路推定信号５０８、変調信号Ｂの伝送路推定信号５１０、変調信号Ｃの伝送路推定信号１８１４を用いて、００００００，０００００１，・・・，１１１１１１の６４個の信号点のＩ−Ｑ平面における信号点（候補信号点）を求める。また復調部１８２０は、逆拡散部５０５から逆拡散後の受信直交ベースバンド信号５０６を入力し、この受信直交ベースバンド信号５０６からＩ−Ｑ平面における受信状態（受信信号点）を求める。

次に、復調部１８２０は、６４個すべての信号点に関して、Ｉ−Ｑ平面における受信信号点との例えば距離の２乗値を計算する。すなわち、送信ビット００００００の信号点と受信信号点との距離の２乗値Ｘ００００００（ｉ）を求め、同様に送信ビット０００００１、・・・・、１１１１１１の信号点と受信信号点との距離の２乗値Ｘ０００００１（ｉ）、・・・・、Ｘ１１１１１１（ｉ）を求める。

同様に、復調部１８２０は、図１５の時間ｉにおいて、変調信号Ａの伝送路推定信号５１８、変調信号Ｂの伝送路推定信号５２０、変調信号Ｃの伝送路推定信号１８１６を用いて、００００００，０００００１，・・・，１１１１１１の６４個の信号点のＩ−Ｑ平面における信号点（候補信号点）を求める。また復調部１８２０は、逆拡散部５１５から逆拡散後の受信直交ベースバンド信号５１６を入力し、この受信直交ベースバンド信号５１６からＩ−Ｑ平面における受信状態（受信信号点）を求める。

次に、復調部１８２０は、６４個すべての信号点に関して、Ｉ−Ｑ平面における受信信号点との例えば距離の２乗値を計算する。すなわち、送信ビット００００００の信号点と受信信号点との距離の２乗値Ｙ００００００（ｉ）を求め、同様に送信ビット０００００１、・・・・、１１１１１１の信号点と受信信号点との距離の２乗値Ｙ０００００１（ｉ）、・・・・、Ｙ１１１１１１（ｉ）を求める。

同様に、復調部１８２０は、図１５の時間ｉにおいて、変調信号Ａの伝送路推定信号１８０８、変調信号Ｂの伝送路推定信号１８１０、変調信号Ｃの伝送路推定信号１８１２を用いて、００００００，０００００１，・・・，１１１１１１の６４個の信号点のＩ−Ｑ平面における信号点（候補信号点）を求める。また復調部１８２０は、逆拡散部１８０５から逆拡散後の受信直交ベースバンド信号１８０６を入力し、この受信直交ベースバンド信号１８０６からＩ−Ｑ平面における受信状態（受信信号点）を求める。

次に、復調部１８２０は、６４個すべての信号点に関して、Ｉ−Ｑ平面における受信信号点との例えば距離の２乗値を計算する。すなわち、送信ビット００００００の信号点と受信信号点との距離の２乗値Ｚ００００００（ｉ）を求め、同様に送信ビット０００００１、・・・・、１１１１１１の信号点と受信信号点との距離の２乗値Ｚ０００００１（ｉ）、・・・・、Ｚ１１１１１１（ｉ）を求める。

次に、復調部１８２０は、Ｘ００００００（ｉ）とＹ００００００（ｉ）とＺ（００００００）の和Ｋ００００００（ｉ）＝Ｘ００００００（ｉ）＋Ｙ００００００（ｉ）＋Ｚ００００００（ｉ）を求め、同様にしてＫ０００００１（ｉ）、・・・、Ｋ１１１１１１（ｉ）を求める。復調部１８２０は、同様に、時間ｉ＋１についてもＫ００００００（ｉ＋１）、Ｋ０００００１（ｉ＋１）、・・・、Ｋ１１１１１１（ｉ＋１）を求める。

次に、復調部１８２０は、時間ｉと時間ｉ＋１との受信データの確からしさの比較を行う。

例えば、Ｋ００００００（ｉ）、Ｋ０００００１（ｉ）、・・・、Ｋ１１１１１１（ｉ）の中から、最も小さい値を探索する。その値をＦ（ｉ）とする。そして、２番目に小さい値を探索する。その値をＳ（ｉ）とする。

同様に、Ｋ００００００（ｉ＋１）、Ｋ０００００１（ｉ＋１）、・・・、Ｋ１１１１１１（ｉ＋１）の中から、最も小さい値を探索する。その値をＦ（ｉ＋１）とする。そして、２番目に小さい値を探索する。その値をＳ（ｉ＋１）とする。

そして、例えば、Ｒ（ｉ）＝Ｆ（ｉ）／Ｓ（ｉ）、および、Ｒ（ｉ＋１）＝Ｆ（ｉ＋１）／Ｓ（ｉ＋１）を求める。

復調部１８２０は、Ｒ（ｉ＋１）＞Ｒ（ｉ）のとき、時間ｉの方が受信品質が良いと判断し、Ｆ（ｉ）を与える６ビットを正しいデータと判断する。そして、変調信号Ａで送信された２ビットとしては、時間ｉで得た２ビットを時間ｉ及び時間ｉ＋１での受信データとする。また変調信号Ｂ、Ｃについては、それぞれ、時間ｉで送信された２ビットとしては時間ｉで得た２ビットをそのまま受信データとするのに対して、時間ｉ＋１で送信された２ビットは時間ｉ＋１での変調信号Ａで送信された２ビットが既に判定されているのを利用して判定する。

例えば、変調信号Ａで送信された２ビットが００であるならば、Ｋ００００００（ｉ＋１）、Ｋ０００００１（ｉ＋１）、Ｋ００００１０（ｉ＋１）、Ｋ００００１１（ｉ＋１）、Ｋ０００１００（ｉ＋１）、Ｋ０００１０１（ｉ＋１）、Ｋ０００１１０（ｉ＋１）、Ｋ０００１１１（ｉ＋１）、Ｋ００１０００（ｉ＋１）、Ｋ００１００１（ｉ＋１）、Ｋ００１０１０（ｉ＋１）、Ｋ００１０１１（ｉ＋１）、Ｋ００１１００（ｉ＋１）、Ｋ００１１０１（ｉ＋１）、Ｋ００１１１０（ｉ＋１）、Ｋ００１１１１（ｉ＋１）の１６点の中から最も値が小さくなるものを探索することで、時間ｉ＋１に変調信号Ｂで送信された２ビット及び変調信号Ｃで送信された２ビットを判定する。

変調信号Ａで送信された２ビットが０１、１０、１１のときも同様にして、時間ｉ＋１に変調信号Ｂで送信された２ビット及び変調信号Ｃで送信された２ビットを判定する。

復調部１８２０は、Ｒ（ｉ）＞Ｒ（ｉ＋１）のとき、時間ｉ＋１の方が受信品質が良いと判断し、Ｆ（ｉ＋１）を与える６ビットを正しいデータと判断する。そして、変調信号Ａで送信された２ビットとしては、時間ｉ＋１で得た２ビットを時間ｉ及び時間ｉ＋１での受信データとする。また変調信号Ｂ、Ｃについては、それぞれ、時間ｉ＋１で送信された２ビットとしては時間ｉ＋１で得た２ビットをそのまま受信データとするのに対して、時間ｉで送信された２ビットは時間ｉでの変調信号Ａで送信された２ビットが既に判定されているのを利用して判定する。

例えば、変調信号Ａで送信された２ビットが００であるならば、Ｋ００００００（ｉ）、Ｋ０００００１（ｉ）、Ｋ００００１０（ｉ）、Ｋ００００１１（ｉ）、Ｋ０００１００（ｉ）、Ｋ０００１０１（ｉ）、Ｋ０００１１０（ｉ）、Ｋ０００１１１（ｉ）、Ｋ００１０００（ｉ）、Ｋ００１００１（ｉ）、Ｋ００１０１０（ｉ）、Ｋ００１０１１（ｉ）、Ｋ００１１００（ｉ）、Ｋ００１１０１（ｉ）、Ｋ００１１１０（ｉ）、Ｋ００１１１１（ｉ）の１６点の中から最も値の小さくなるものを探索することで、時間ｉに変調信号Ｂで送信された２ビット及び変調信号Ｃで送信された２ビットを判定する。

変調信号Ａで送信された２ビットが０１、１０、１１のときも同様にして、時間ｉに変調信号Ｂで送信された２ビット及び変調信号Ｃで送信された２ビットを判定する。

次に、復調部１８２０を、図２０のように構成した場合の動作について説明する。

変調信号Ａ，Ｂ，Ｃ復調部１９１３は、上記のように、時間ｉ及び時間ｉ＋１において変調信号Ａで送信されたデータのうち、受信品質の良い方の時間の信号から復調したものを変調信号Ａの受信ディジタル信号５２４として出力する。また時間ｉ、時間ｉ＋１いずれかの変調信号Ｂの受信ディジタル信号５２５−１、変調信号Ｃの受信ディジタル信号１８１７−１を出力する。さらに第１の軟判定値信号１９１７としてＫ００００００（ｉ）、・・・、Ｋ１１１１１１（ｉ）を出力すると共に、第２の軟判定値信号１９１８としてＫ００００００（ｉ＋１）、・・・、Ｋ１１１１１１（ｉ＋１）を出力する。

変調信号Ｂ、Ｃ復調部１９１９は、第１の軟判定値信号１９１７であるＫ００００００（ｉ）、・・・、Ｋ１１１１１１（ｉ）と第２の軟判定値信号１９１８であるＫ００００００（ｉ＋１）、・・・、Ｋ１１１１１１（ｉ＋１）を入力とし、上記のように、時間ｉと時間ｉ＋１の受信品質を基に、変調信号Ｂ、変調信号Ｃの復調を行うことにより、受信ディジタル信号５２５−１を得た変調信号Ｂとは異なる時間の変調信号Ｂの受信ディジタル信号５２５−２を得ると共に受信ディジタル信号１８１７−１を得た変調信号Ｃとは異なる時間の変調信号Ｃの受信ディジタル信号１８１７−２を得る。

かくして本実施の形態によれば、それぞれ異なるアンテナから送信する変調信号Ａ、Ｂ、Ｃのうち、変調信号Ａは同一のデータを信号点配置の仕方を変えて複数回変調して形成すると共に、変調信号Ｂ、Ｃは同一のデータを信号点配置の仕方を変えて複数回変調することなく時系列のデータを順次変調して形成する（すなわち通常の変調を施して形成する）ようにしたことにより、時空間ブロック符号を用いた場合よりもデータ伝送速度を高く保ちつつ、複数回送信されたデータ系列の誤り率特性を向上させることができるので結果として３系統全ての誤り率特性を向上させることができるようになる。

実際には受信側では、受信品質の良い時間の受信信号を基に得た変調信号Ａの復調結果を変調信号Ａの受信ディジタル信号とすると共に、既に判定した受信品質の良い時間の変調信号Ａの受信ディジタル信号を利用して受信品質の悪い時間の受信信号から当該受信品質の悪い時間に受信された変調信号Ｂ、Ｃの受信ディジタル信号を得るようにしたことにより、受信品質の悪い時間に受信された変調信号Ｂ、Ｃの誤り率特性も向上させることができる。

（２−１）変形例１
なお本実施の形態では、送信装置１７００によって送信するフレーム構成を、図１５のようにした場合について説明したが、送信するフレーム構成を、図１６に示すようにしてもよい。図１６のフレーム構成が図１５のフレーム構成と異なる点は、変調信号Ａにおいて同一データを変調した信号Ｓ１（ｉ）を送信する時間の差を、図１５の場合には小さくしたのに対して、図１６では非常に大きくしている点である。

これにより、時間ｉと時間ｊとでは、電波伝搬環境が全く異なるようになる。これを考慮して、図１６の場合には時間ｊで送信する変調信号Ａの信号点配置を、時間ｉで送信する変調信号Ａの信号点配置と同じにしている。これは、敢えて変調信号Ａの信号点配置を変えなくても、時間ｉと時間ｊの受信品質は、電波伝搬環境の違いにより、ある程度異なるものになると考えたためである。

この結果、受信品質の良い時間の受信信号を基に得た変調信号Ａの復調結果を変調信号Ａの受信ディジタル信号とすると共に、既に判定した受信品質の良い時間の変調信号Ａの受信ディジタル信号を利用して受信品質の悪い時間の受信信号から当該受信品質の悪い時間に受信された変調信号Ｂ、Ｃの受信ディジタル信号を得るようにすれば、図１５のフレーム構成の信号を送信した場合と同様に、受信品質の悪い時間に受信された変調信号Ｂ、Ｃの誤り率特性も向上させることができる。

具体的に説明する。時間ｉにおいて、上記（８）式が成立する。同様に、時間ｊにおいて、次式の関係が成り立つ。

（１０）式におけるｈ１１（ｊ）、ｈ１２（ｊ）、ｈ１３（ｊ）、ｈ２１（ｊ）、ｈ２２（ｊ）、ｈ２３（ｊ）、ｈ３１（ｊ）、ｈ３２（ｊ）、ｈ３３（ｊ）は、受信装置１８００において、例えば図１６の電波伝搬環境推定シンボル８０１、８０２、１５０３を用いて推定する。ここで、時間ｉとｊでは、電波伝搬環境が異なるので、ｈ１１（ｉ）≠ｈ１１（ｊ）、ｈ１２（ｉ）≠ｈ１２（ｊ）、ｈ１３（ｉ）≠ｈ１３（ｊ）、ｈ２１（ｉ）≠ｈ２１（ｊ）、ｈ２２（ｉ）≠ｈ２２（ｊ）、ｈ２３（ｉ）≠ｈ２３（ｊ）、ｈ３１（ｉ）≠ｈ３１（ｊ）、ｈ３２（ｉ）≠ｈ３２（ｊ）、ｈ３３（ｉ）≠ｈ３３（ｊ）が成立する。従って、時間ｉとｊでの受信品質は全く異なることになる。

以上を考慮し、時間ｉと時間ｊのＩ−Ｑ平面における信号点配置について説明する。

変調信号ＡのＩ−Ｑ平面における信号点配置の一例が、図３Ａ〜図３Ｃである。図１６に示すフレーム構成を採った場合、時間ｉとｊの信号点配置は、共に図３Ａでもよいし、時間ｉでは図３Ａ、時間ｊでは図３Ｂのように異なっていてもよい。これは、図１５のフレーム構成のときとは異なり、時間ｉとｊとでは電波伝搬環境が異なるため、時間ｉとｊで、敢えて信号点配置を変えなくても、時間ｉと時間ｊとで受信品質が異なるようになるためである。

以下では、復号化の手順について詳しく説明するが、図１５のフレーム構成の動作と同様に考えることができる。つまり、時間ｉ＋１の動作を時間ｊに置き換えて考えればよい。
＜１＞時間ｉの検波を行い、（Ｓ１（ｉ），Ｓ２（ｉ），Ｓ３（ｉ））を得る。
＜２＞時間ｊの検波を行い、（Ｓ１（ｉ），Ｓ２（ｊ），Ｓ３（ｊ））を得る。
＜３＞時間ｉ及び時間ｊの受信品質を比較する。

時間ｉの受信品質の方が良い場合、時間ｉの検波で得た（Ｓ１（ｉ），Ｓ２（ｉ），Ｓ３（ｉ））のデータをそのまま使う。そして、時間ｉの検波で得たＳ１（ｉ）から時間ｊのＳ１（ｉ）を推定し、その結果を利用して、Ｓ２（ｊ）、Ｓ３（ｊ）を得る。

時間ｊの受信品質の方が良い場合、時間ｊの検波で得た（Ｓ１（ｉ），Ｓ２（ｊ），Ｓ３（ｊ））のデータをそのまま使う。そして、時間ｊの検波で得たＳ１（ｉ）から時間ｉのＳ１（ｉ）を推定し、その結果を利用して、Ｓ２（ｉ），Ｓ３（ｉ）を得る。

受信装置１８００においては、復調部１８２０でこのような処理を行うことにより、変調信号Ａの受信ディジタル信号５２４、変調信号Ｂの受信ディジタル信号５２５、変調信号Ｃの受信ディジタル信号１８１７を得る。

なお図１６のフレーム構成の送信信号を受信した際の復調部１８２０での詳細な動作は、図１５のフレーム構成について上述した時間ｉ＋１の動作を時間ｊに置き換えて考えればよいだけなので、省略する。ただし、上述した時間ｉ＋１と時間ｊでの処理においては、時間ｉ＋１では図１５の電波伝搬環境推定シンボル１０１、１０４、１４０１を用いて得た信号点（候補信号点）に基づいて時間ｉ＋１でのデータの確からしさを判定したのに対して、時間ｊでは図１６の電波伝搬環境推定シンボル８０１、８０３、１５０３を用いて得た信号点（候補信号点）に基づいて時間ｊでのデータの確からしさを判定する点が異なる。

（２−２）変形例２
ここでは、送信装置１７００によって送信するフレーム構成を、図１５に換えて図２１に示すようにする例を挙げる。図２１のフレーム構成が図１５のフレーム構成と異なる点は、変調信号Ａにおいて同一データを変調した信号Ｓ１（ｉ）とＳ１（ｉ）’を送信する時間の差を、図１５の場合には「１」としたのに対して、図２１ではｎとした点である。

ここで、ｈ１１（ｉ）≒ｈ１１（ｉ＋ｎ）、ｈ１２（ｉ）≒ｈ１２（ｉ＋ｎ）、ｈ２１（ｉ）≒ｈ２１（ｉ＋ｎ）、ｈ２２（ｉ）≒ｈ２２（ｉ＋ｎ）の関係が成立するようなｎであれば、図１５のフレーム構成の信号を送信した場合と同様の効果を得ることができる。つまり、時間ｉ＋１の動作を時間ｉ＋ｎの動作として考えれば同様に実施することができる。

（２−３）変形例３
ここでは、送信装置１７００によって送信するフレーム構成を、図１５に換えて図２２に示すようにすることを提案する。図２２のフレーム構成を説明する。変調信号Ａでは、時間ｉ、ｉ＋１、ｉ＋２、ｉ＋３において同一の情報を送信する。そして、Ｓ１（ｉ）の信号点配置は例えば図３Ａのようにし、Ｓ１（ｉ）’の信号点配置は図３Ｂのようにし、Ｓ１（ｉ）”の信号点配置は図３Ｃのようにし、Ｓ１（ｉ）”’の信号点配置は図３Ａ、図３Ｂ、図３Ｃとは異なる配置とする。このように、変調信号Ａにおいて、時間ｉ、ｉ＋１、ｉ＋２、ｉ＋３において、同一情報を異なる信号点配置で送信する。ただし、必ずしも異なる信号点配置とする必要はない。しかし、異なる信号点配置で送信すると、時間ｉ、ｉ＋１、ｉ＋２、ｉ＋３の受信品質が異なるようになる可能性が高くなるという効果がある。

変調信号Ｂでは、時間ｉ、ｉ＋１で同一の情報を送信すると共に、時間ｉ＋２、ｉ＋３で同一の情報を送信する。例えば、時間ｉではＳ２（ｉ）を、図３Ａの信号点配置で送信する。時間ｉ＋１ではＳ２（ｉ）’を、図３Ｂの信号点配置で送信する。時間ｉ＋２ではＳ２（ｉ＋２）を、図３Ａの信号点配置で送信する。時間ｉ＋３ではＳ２（ｉ＋２）’を、図３Ｂの信号点配置で送信する。

変調信号Ｃでは、時間ｉ、ｉ＋１、ｉ＋２、ｉ＋３において、異なる情報を送信する。変調信号Ｃの信号点配置は、例えば図３Ａのようにする。

以上のように、変調信号Ａでは４回同一情報を送信し、変調信号Ｂでは２回同一の情報を送信する。このように、変調信号Ａと変調信号Ｂで同一の情報を送信する回数を変えることで、変調信号Ａを復調し、次に、変調信号Ｂを復調し、次に、変調信号Ｃを復調するというような復調操作が可能となる。これにより、実施の形態の場合よりも一段と受信品質を向上させることができると共に、データの伝送速度を向上させることができるようになる。

図２２に示すフレーム構成の信号は、例えば図２３に示す構成の送信装置２２００によって形成することができる。図１８との対応部分に同一符号を付して示す図２３において、送信装置２２００が、図１８の送信装置１７００と異なる点は、符号化部２２０１を有する点である。

符号化部２２０１は、変調信号Ｂの送信ディジタル信号３１３、フレーム構成信号３２４を入力とし、図２２のフレーム構成にしたがって送信ディジタル信号３１３を符号化することで符号化された変調方式Ｂの送信ディジタル信号２２０２を得、これを出力する。

送信装置２２００から送信された、図２２のフレーム構成の送信信号は、図１９に示す受信装置１８００によって受信される。そして、図２２のフレーム構成の送信信号を復調する場合には、復調部１８２０を、例えば図２４に示すように構成すればよい。

図２４の復調部１８２０について説明する。

変調信号Ａ復調部２３０１は、変調信号Ａの伝送路推定信号５０８、５１８、１８０８、変調信号Ｂの伝送路推定信号５１０、５２０、１８１０、変調信号Ｃの伝送路推定信号１８１４、１８１６、１８１２、逆拡散後の受信直交ベースバンド信号５０６、５１６、１８０６、フレーム構成信号５２２を入力とし、変調信号Ａの受信ディジタル信号５２４、第１の軟判定値信号２３０３、第２の軟判定値信号２３０４、第３の軟判定値信号２３０５、第４の軟判定値信号２３０６を出力する。

変調信号Ｂ復調部２３０７は、第１の軟判定値信号２３０３、第２の軟判定値信号２３０４、第３の軟判定値信号２３０５、第４の軟判定値信号２３０６、変調信号Ａの受信ディジタル信号５２４、フレーム構成信号５２２を入力とし、変調信号Ｂの受信ディジタル信号５２５、第１の軟判定値信号２３０９、第２の軟判定値信号２３１０、第３の軟判定値信号２３１１、第４の軟判定値信号２３１２を出力する。

変調信号Ｃ復調部２３１３は、第１の軟判定値信号２３０９、第２の軟判定値信号２３１０、第３の軟判定値信号２３１１、第４の軟判定値信号２３１２、変調信号Ａの受信ディジタル信号５２４、変調信号Ｂの受信ディジタル信号５２５、フレーム構成信号５２２を入力とし、変調信号Ｃの受信ディジタル信号１８１７を出力する。

次に、図２２のフレーム構成の送信信号を受信したときの、復調部１８２０の動作について説明する。変調信号Ａ復調部２３０１は、図２２のフレーム構成における時間ｉ、ｉ＋１、ｉ＋２、ｉ＋３における変調信号を用いて、変調信号Ａの復調することで変調信号Ａの受信ディジタル５２４を、また時間ｉの軟判定値信号を第１の軟判定値信号２３０３として、時間ｉ＋１の軟判定値信号を第２の軟判定値信号２３０４として、時間ｉ＋２の軟判定値信号を第３の軟判定値信号２３０５として、時間ｉ＋３の軟判定値信号を第４の軟判定値信号２３０６として出力する。

次に、変調信号Ｂ復調部２３０７は、第１の軟判定値信号２３０３、第２の軟判定値信号２３０４、第３の軟判定値信号２３０５、第４の軟判定値信号２３０６、変調信号Ａの受信ディジタル信号５２４を入力とし、変調信号Ａの受信ディジタル信号５２４の結果を利用し、かつ第１の軟判定値信号２３０３、第２の軟判定値信号２３０４を用いて、図２２の変調信号Ｂの時間ｉ、ｉ＋１で送信された情報Ｓ２（ｉ），Ｓ２（ｉ）’を復調する。また、変調信号Ａの受信ディジタル信号５２４の結果を利用し、かつ第３の軟判定値信号２３０５、第４の軟判定値信号２３０６を用いて、図２２の変調信号Ｂの時間ｉ＋２、ｉ＋３で送信された情報Ｓ２（ｉ＋２）、Ｓ２（ｉ＋２）’を復調する。そして、これらの復調結果を変調信号Ｂの受信ディジタル信号５２５として出力する。

変調信号Ｃ復調部２３１３は、第１の軟判定値信号２３０９、第２の軟判定値信号２３１０、第３の軟判定値信号２３１１、第４の軟判定値信号２３１２、変調信号Ａの受信ディジタル信号５２４、変調信号Ｂの受信ディジタル信号５２５を入力とし、変調信号Ａの受信ディジタル信号５２４、変調信号Ｂの受信ディジタル信号５２５を利用し、かつ第１の軟判定値信号２３０９を用いて、時間ｉで送信された変調信号Ｃの情報Ｓ３（ｉ）を復調する。同様に、変調信号Ａの受信ディジタル信号５２４、変調信号Ｂの受信ディジタル信号５２５を利用し、かつ第２の軟判定値信号２３１０を用いて、時間ｉ＋１の変調信号Ｃで送信された情報Ｓ３（ｉ＋１）を復調する。同様に、変調信号Ａの受信ディジタル信号５２４、変調信号Ｂの受信ディジタル信号５２５を利用し、かつ第３の軟判定値信号２３１１を用いて、時間ｉ＋２の変調信号Ｃで送信された情報Ｓ３（ｉ＋２）を復調する。同様に、変調信号Ａの受信ディジタル信号５２４、変調信号Ｂの受信ディジタル信号５２５を利用し、かつ第４の軟判定値信号２３１２を用いて、時間ｉ＋３の変調信号Ｃで送信された情報Ｓ３（ｉ＋３）を復調する。

かくして、変調信号Ａおよび変調信号Ｂにおいて同一データの変調信号を複数回送信し、変調信号Ａの同一データの送信回数を変調信号Ｂの同一データの送信回数より多くするようにしたことにより、受信側において、先ず変調信号Ａの復調を行い、次に変調信号Ａの復調結果に基づいて変調信号Ｂの復調を行い、次に変調信号Ａ及び変調信号Ｂの復調結果に基づいて変調信号Ｃの復調を行うことで、変調信号Ａ、Ｂ、Ｃ全てにおいて誤り率特性の良い復調データを得ることができる。また時空間ブロック符号を用いた場合よりもデータ伝送速度を高く保ちつつ、誤り率特性を向上させることができる。

（２−４）変形例４
ここでは、送信装置１７００によって送信するフレーム構成を、図２５に示すようにすることを提案する。なお図２５では、図２２と対応する部分には図２２と同一符号を付して示した。図２５のフレーム構成が図２２のフレーム構成と異なる点は、図２２のフレーム構成では同一データの変調シンボルを時間１の間隔で送信するのに対して、図２５のフレーム構成では同一データの変調シンボルを時間ｎの間隔で送信する点である。

ここでｈ１１（ｉ）≒ｈ１１（ｉ＋ｎ）≒ｈ１１（ｉ＋２ｎ）≒ｈ１１（ｉ＋３ｎ）、ｈ１２（ｉ）≒ｈ１２（ｉ＋ｎ）≒ｈ１２（ｉ＋２ｎ）≒ｈ１２（ｉ＋３ｎ）、ｈ１３（ｉ）≒ｈ１３（ｉ＋ｎ）≒ｈ１３（ｉ＋２ｎ）≒ｈ１３（ｉ＋３ｎ）、ｈ２１（ｉ）≒ｈ２１（ｉ＋ｎ）≒ｈ２１（ｉ＋２ｎ）≒ｈ２１（ｉ＋３ｎ）、ｈ２２（ｉ）≒ｈ２２（ｉ＋ｎ）≒ｈ２２（ｉ＋２ｎ）≒ｈ２２（ｉ＋３ｎ）、ｈ２３（ｉ）≒ｈ２３（ｉ＋ｎ）≒ｈ２３（ｉ＋２ｎ）≒ｈ２３（ｉ＋３ｎ）、ｈ３１（ｉ）≒ｈ３１（ｉ＋ｎ）≒ｈ３１（ｉ＋２ｎ）≒ｈ３１（ｉ＋３ｎ）、ｈ３２（ｉ）≒ｈ３２（ｉ＋ｎ）≒ｈ３２（ｉ＋２ｎ）≒ｈ３２（ｉ＋３ｎ）、ｈ３３（ｉ）≒ｈ３３（ｉ＋ｎ）≒ｈ３３（ｉ＋２ｎ）≒ｈ３３（ｉ＋３ｎ）の関係が成立するようなｎであれば、図２２のフレーム構成の信号を送信した場合と同様に実施できる。つまり、図２２の時間ｉ＋１の動作を図２５の時間ｉ＋ｎの動作、図２２の時間ｉ＋２の動作を図２５の時間ｉ＋２ｎの動作、図２２の時間ｉ＋３の動作を図２５の時間ｉ＋３ｎの動作として考えれば、図２２のフレーム構成の説明と同様に実施することができる。

（２−５）変形例５
ここでは、送信装置１７００によって送信するフレーム構成を、図２６に示すようにすることを提案する。なお図２６では、図２２と対応する部分には図２２と同一符号を付して示した。図２５のフレーム構成が図２２のフレーム構成と異なる点は、図２２のフレーム構成では同一データの変調シンボルを時間１の間隔で送信するのに対して、図２５のフレーム構成では同一データの変調シンボルを時間ｉ、ｊ、ｋ、ｍで送信する点である。

ここでｈ１１（ｉ）≠ｈ１１（ｊ）≠ｈ１１（ｋ）≠ｈ１１（ｍ）、ｈ１２（ｉ）≠ｈ１２（ｊ）≠ｈ１２（ｋ）≠ｈ１２（ｍ）、ｈ１３（ｉ）≠ｈ１３（ｊ）≠ｈ１３（ｋ）≠ｈ１３（ｍ）、ｈ２１（ｉ）≠ｈ２１（ｊ）≠ｈ２１（ｋ）≠ｈ２１（ｍ）、ｈ２２（ｉ）≠ｈ２２（ｊ）≠ｈ２２（ｋ）≠ｈ２２（ｍ）、ｈ２３（ｉ）≠ｈ２３（ｊ）≠ｈ２３（ｋ）≠ｈ２３（ｍ）、ｈ３１（ｉ）≠ｈ３１（ｊ）≠ｈ３１（ｋ）≠ｈ３１（ｍ）、ｈ３２（ｉ）≠ｈ３２（ｊ）≠ｈ３２（ｋ）≠ｈ３２（ｍ）、ｈ３３（ｉ）≠ｈ３３（ｊ）≠ｈ３３（ｋ）≠ｈ３３（ｍ）の関係が成立する。

図２２の時間ｉ＋１の動作を図２６の時間ｊの動作、図２２の時間ｉ＋２の動作を図２６の時間ｋの動作、図２２の時間ｉ＋３の動作を図２６の時間ｍの動作と考えれば、図２２のフレーム構成の説明と同様に実施することができる。ただし、図２６のフレーム構成において、時間ｊの電波伝搬環境を推定するためのシンボルは、電波伝搬環境推定シンボル２１０１、２１０６、２１１１とは別に必要となる。同様に、時間ｋの電波伝搬環境を推定するためのシンボルは、電波伝搬環境推定シンボル２１０１、２１０６、２１１１とは別に必要となる。そして、時間ｍの電波伝搬環境を推定するためのシンボルは、電波伝搬環境推定シンボル２１０１、２１０６、２１１１とは別に必要となる。

（２−６）変形例６
本実施の形態では、変調信号Ａ，Ｂの変調方式をＱＰＳＫとして説明した。以下では、変調信号Ａ，Ｂを形成するのに適した変調方式の設定方法について言及する。

例えば、変調信号Ａ，Ｂの変調方式を１６ＱＡＭとした場合、Ｉ−Ｑ平面における信号点の密度が高くなるため、位相回転を与えてもユークリッド距離に大きな変化を与えることが困難であるため、受信品質の大きな改善を望むことはできない。

この課題を解決する、つまり、位相回転を与え、ユークリッド距離に変化を与える方法として、変調信号Ａの変調方式をＢＰＳＫ、または、ＱＰＳＫとし、変調信号Ｂの変調方式を８ＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、１２８ＱＡＭ、２５６ＱＡＭとする方法が考えられる。このようにすると、受信した際、規則的に信号点が配置していることになるというメリットがある。そして、変調信号Ａの送信パワーと変調信号Ｂの送信パワーを適した値に設定すると一段と好ましい。

例えば、変調信号ＡがＱＰＳＫ、変調信号Ｂが１６ＱＡＭのとき、変調信号Ａの送信パワー：変調信号Ｂの送信パワー＝２：１０と設定するとよい。

また変調信号ＡがＱＰＳＫ、変調信号Ｂが６４ＱＡＭのとき、変調信号Ａの送信パワー：変調信号Ｂの送信パワー＝２：４２と設定するとよい。

また変調信号ＡがＢＰＳＫ、変調信号Ｂが１６ＱＡＭのとき、変調信号Ａの送信パワー：変調信号Ｂの送信パワー＝１：１０と設定するとよい。

また変調信号ＡがＢＰＳＫ、変調信号Ｂが６４ＱＡＭのとき、変調信号Ａの送信パワー：変調信号Ｂの送信パワー＝１：４２と設定するとよい。

（２−７）変形例７
なお、送信装置の構成は、図１８、図２３の構成に限ったものではない。また受信装置の構成は図１９の構成に限ったものではなく、復調部の構成も図２０、図２４の構成に限ったものではない。

また本実施の形態では、３種類の変調信号Ａ、Ｂ、Ｃを送信するフレーム構成について説明したが、ｎ（ｎ≧４）個の異なる変調信号を送信する場合も同様に実施することができる。要は、ｎ種類の変調信号の中で、データを複数回送信する変調信号が存在していれば、本実施の形態と同様の効果を得ることができる。

またフレーム構成は、図１５、図１６、図２１、図２２、図２５、図２６に示したものに限らず、同一のデータを信号点配置の仕方を変えて複数回送信すれば、同様の効果を得ることができる。また本実施の形態においては、変調信号Ａにおいて同一データを２回送信するフレーム構成、４回送信するフレーム構成について、変調信号Ｂでは同一データを２回送信するフレーム構成で説明したが、これに限らず、各変調信号Ａ、Ｂで同一データをｎ（ｎ≧４）回送信するフレーム構成においても同様に実施することができる。ここでｎの数を多くするほど、変調信号Ａ、Ｂで送信可能な見かけ上のデータ伝送速度は低下するが、変調信号Ａ、Ｂ、Ｃを復調したときの誤り率特性は向上するので、電波伝搬環境が悪いほどｎを多く設定すれば、実質的なデータ伝送速度を上げることもできるようになる。

また本実施の形態では、変調信号Ａ、変調信号Ｂ及び変調信号Ｃの符号化を時間軸方向に対して行った。つまり、本実施の形態の例では、変調信号Ａにおいて、異なる時間に同一のデータの変調信号を送信している。しかし、本実施の符号化は、特に、ＯＦＤＭ方式を例とするマルチキャリア方式を用いた場合、周波数軸方向に行うことができる。例えば、変調信号Ａを、異なるキャリアに複数同一のデータのシンボルを配置したものとすればよい。

また本実施の形態では、変調信号Ａの受信品質を向上させることで、変調信号Ｂ及び変調信号Ｃの受信品質も向上させるようになっている。また変調信号Ｂの受信品質を向上させることで、変調信号Ｃの受信品質も向上させるようになっている。本実施の形態に加えて、変調信号Ａ、変調信号Ｂに対して、ブロック符号、ビタビ符号やターボ符号などの畳み込み符号、ＬＤＰＣ符号などの符号化を施すようにすれば、受信信号Ａ、Ｂの受信品質をさらに向上させることができるので、変調信号Ｃの受信品質もさらに向上させることができる。

ただし、ブロック符号、ビタビ符号やターボ符号などの畳み込み符号、ＬＤＰＣ符号などの誤り訂正符号は、変調信号ＡやＢのみに施す場合に限らず、変調信号Ａ、Ｂ、Ｃの全てに施すようにしてもよい。この場合、変調信号Ａを復号後、変調信号Ｂ、Ｃを復号することになる。

（３）実施の形態３
本実施の形態では、実施の形態１、実施の形態２とＯＦＤＭ方式とを組み合わせた場合について説明する。

図２７に、本実施の形態における送信装置の構成例を示す。符号化部２６０２は、変調信号Ａの送信ディジタル信号２６０１、フレーム構成信号２６２４を入力とし、符号化後の送信ディジタル信号２６０３を出力する。変調部２６２５は、符号化後の送信ディジタル信号２６０３、フレーム構成信号２６２４を入力とし、フレーム構成信号２６２４にしたがった送信直交ベースバンド信号２６２６を出力する。シリアルパラレル変換部２６０４は、送信直交ベースバンド信号２６２６、フレーム構成信号２６２４を入力とし、パラレル信号２６０５を出力する。逆フーリエ変換部２６０６は、パラレル信号２６０５を入力とし、逆フーリエ変換後の信号２６０７を出力する。無線部２６０８は、逆フーリエ変換後の信号２６０７をベースバンド周波数から無線周波数に変換し、変換後の変調信号２６０９を出力する。電力増幅器２６１０は、変調信号２６０９の電力を増幅し、増幅後の変調信号２６１１を出力する。変調信号２６１１は、アンテナ２６１２から電波として出力される。

変調部２６２７は、変調信号Ｂの送信ディジタル信号２６１３、フレーム構成信号２６２４を入力とし、送信直交ベースバンド信号２６２８を出力する。シリアルパラレル変換部２６１４は、送信直交ベースバンド信号２６２８を入力とし、パラレル信号２６１５を出力する。逆フーリエ変換部２６１６は、パラレル信号２６１５を入力とし、逆フーリエ変換後の信号２６１７を出力する。無線部２６１８は、逆フーリエ変換後の信号２６１７をベースバンド周波数から無線周波数に変換し、変換後の変調信号２６１９を出力する。電力増幅器２６２０は、変調信号２６１９の電力を増幅し、増幅後の変調信号２６２１を出力する。変調信号２６２１は、アンテナ２６２２から電波として出力される。

図２８に、本実施の形態における受信装置の構成例を示す。無線部２７０３は、アンテナ２７０１で受信した受信信号２７０２を入力とし、受信直交ベースバンド信号２７０４を出力する。フーリエ変換部２７０５は、受信直交ベースバンド信号２７０４を入力とし、フーリエ変換後の信号２７０６を出力する。

変調信号Ａ伝送路推定部２７０７は、フーリエ変換後の信号２７０６を入力とし、変調信号Ａの伝送路推定信号群２７０８を出力する。変調信号Ｂ伝送路推定部２７０９は、フーリエ変換後の信号２７０６を入力とし、変調信号Ｂの伝送路推定信号群２７１０を出力する。

無線部２７１３は、アンテナ２７１１で受信した受信信号２７１２を入力とし、受信直交ベースバンド信号２７１４を出力する。フーリエ変換部２７１５は、受信直交ベースバンド信号２７１４を入力とし、フーリエ変換後の信号２７１６を出力する。

変調信号Ａ伝送路推定部２７１７は、フーリエ変換後の信号２７１６を入力とし、変調信号Ａの伝送路推定信号群２７１８を出力する。変調信号Ｂ伝送路推定部２７１９は、フーリエ変換後の信号２７１６を入力とし、変調信号Ｂの伝送路推定信号群２７２０を出力する。

復調部２７２１は、変調信号Ａの伝送路推定信号群２７０８、２７１８、変調信号Ｂの伝送路推定信号群２７１０、２７２０、フーリエ変換後の信号２７０６、２７１６を入力とし、変調信号Ａの受信ディジタル信号２７２２、変調信号Ｂの受信ディジタル信号２７２３を出力する。

図２９Ａ、図２９Ｂは、本実施の形態におけるフレーム構成例を示し、２８０１は電波伝搬環境推定シンボル、２８０２はデータシンボルであり時間軸方向に符号化されている。変調信号Ａは、キャリア１で時間ｉ、ｉ＋１に亘って符号化されている。変調信号Ｂは、キャリア１で時間ｉ、ｉ＋１に亘って符号化されている。

変調信号Ａは、キャリア１において、時間ｉでＳ１（ｉ）を送信し、時間ｉ＋１でＳ１（ｉ）’を送信する。なお上述したようにＳ１（ｉ）とＳ１（ｉ）’は同一データを信号点配置を変えて形成された変調シンボルである。

変調信号Ｂは、キャリア１において、時間ｉでＳ２（ｉ）を送信し、時間ｉ＋１でＳ２（ｉ＋１）を送信する。Ｓ２（ｉ）とＳ２（ｉ＋１）は、異なるデータから形成された変調シンボルである。

図３０Ａ、図３０Ｂは、本実施の形態における別のフレーム構成例を示し、図２９Ａ、図２９Ｂとの対応部分には同一符号を付した。図３０Ａ、図３０Ｂの場合、変調シンボルは周波数軸方向に符号化されている。変調信号Ａは、時間ｉでキャリア１、キャリア２に亘って符号化されている。変調信号Ｂは、時間ｉでキャリア１、キャリア２に亘って符号化されている。

変調信号Ａは、時間ｉにおいて、キャリア１でＳ１（ｉ）を送信し、キャリア２でＳ１（ｉ）’を送信する。変調信号Ｂは、時間ｉにおいて、キャリア１でＳ２（ｉ−１）を送信し、キャリア２でＳ２（ｉ−２）を送信する。ここでＳ２（ｉ−１）とＳ２（ｉ−２）は、異なるデータから形成された変調シンボルである。

図３１Ａ、図３１Ｂは、本実施の形態における別のフレーム構成例を示し、図２９Ａ、図２９Ｂとの対応部分には同一符号を付した。図３１Ａ、図３１Ｂの場合、変調シンボルは時間軸方向に符号化されている。変調信号Ａは、キャリア１において、時間ｉ、時間ｉ＋ｎで符号化されている。変調信号Ｂは、キャリア１において、時間ｉ、時間ｉ＋ｎで符号化されている。

変調信号Ａは、キャリア１において、時間ｉでＳ１（ｉ）を送信し、時間ｉ＋ｎでＳ１（ｉ）’を送信する。変調信号Ｂは、キャリア１において、時間ｉでＳ２（ｉ）を送信し、時間ｉ＋ｎでＳ２（ｉ＋１）を送信する。

図３２Ａ、図３２Ｂは、本実施の形態における別のフレーム構成例を示し、図２９Ａ、図２９Ｂとの対応部分には同一符号を付した。図３２Ａ、図３２Ｂの場合、変調シンボルは周波数軸方向に符号化されている。変調信号Ａは、時間ｉにおいて、キャリア１、キャリア１＋ｎで符号化されている。変調信号Ｂは、時間ｉにおいて、キャリア１、キャリア１＋ｎで符号化されている。

変調信号Ａは、時間ｉにおいて、キャリア１でＳ１（ｉ）を送信し、キャリア１＋ｎでＳ１（ｉ）’を送信する。変調信号Ｂは、時間ｉにおいて、キャリア１でＳ２（ｉ−１）を送信し、キャリア１＋ｎでＳ２（ｉ−２）を送信する。

図３３Ａ、図３３Ｂは、本実施の形態における別のフレーム構成例を示し、図２９Ａ、図２９Ｂとの対応部分には同一符号を付した。図３３Ａ、図３３Ｂの場合、変調シンボルは、時間軸方向に符号化されている。変調信号Ａは、キャリア１において、時間ｉ、時間ｊで符号化されている。変調信号Ｂは、キャリア１において、時間ｉ、時間ｊで符号化されている。

変調信号Ａは、キャリア１において、時間ｉはＳ１（ｉ）を送信し、時間ｊでＳ１（ｉ）’を送信する。変調信号Ｂは、キャリア１において、時間ｉでＳ２（ｉ−１）を送信し時間ｊでＳ２（ｉ＋ｎ）を送信する。

図３４Ａ、図３４Ｂは、本実施の形態における別のフレーム構成例を示し、図２９Ａ、図２９Ｂとの対応部分には同一符号を付した。図３４Ａ、図３４Ｂの場合、変調シンボルは、周波数軸方向に符号化されている。変調信号Ａは、時間ｉにおいて、キャリア１、キャリアｊで符号化されている。変調信号Ｂは、時間ｉにおいて、キャリア１、キャリアｊで符号化されている。

変調信号Ａは、時間ｉにおいて、キャリア１でＳ１（ｉ）を送信し、キャリアｊでＳ１（ｉ）’を送信する。変調信号Ｂは、時間ｉにおいて、キャリア１でＳ２（ｉ−１）を送信し、キャリアｊでＳ２（ｉ−ｊ）を送信する。

図３５Ａ、図３５Ｂは、本実施の形態における別のフレーム構成例を示し、図２９Ａ、図２９Ｂとの対応部分には同一符号を付した。変調信号Ａは、キャリア１において、時間ｉ、時間ｉ＋１、時間ｉ＋２で符号化されている。変調信号Ｂは、キャリア１において、時間ｉ、時間ｉ＋１、時間ｉ＋２で符号化されている。

変調信号Ａは、キャリア１において、時間ｉでＳ１（ｉ）を送信し、時間ｉ＋１でＳ１（ｉ）’を送信し、時間ｉ＋２でＳ（ｉ）”を送信する。ここでＳ１（ｉ）、Ｓ１（ｉ）’、Ｓ（ｉ）”は、同一データを信号点配置を変えて形成したものである。変調信号Ｂは、キャリア１において、時間ｉでＳ２（ｉ）を送信し、時間ｉ＋１でＳ２（ｉ＋１）を送信し、時間ｉ＋２でＳ２（ｉ＋２）を送信する。ここでＳ２（ｉ）、Ｓ２（ｉ＋１）、Ｓ２（ｉ＋２）は、異なるデータを変調して得られたものである。

図３６Ａ、図３６Ｂは、本実施の形態における別のフレーム構成例を示し、図２９Ａ、図２９Ｂとの対応部分には同一符号を付した。変調信号Ａは、時間ｉにおいて、キャリア１、キャリア２、キャリア３で符号化されている。変調信号Ｂは、時間ｉにおいて、キャリア１、キャリア２、キャリア３で符号化されている。

変調信号Ａは、時間ｉにおいて、キャリア１でＳ１（ｉ）を送信し、キャリア２でＳ１（ｉ）’を送信し、キャリア２でＳ１（ｉ）”を送信する。変調信号Ｂは、時間ｉにおいて、キャリア１でＳ２（ｉ−１）を送信し、キャリア２でＳ２（ｉ−２）を送信し、キャリア３でＳ２（ｉ−３）を送信する。

図３７Ａ、図３７Ｂは、本実施の形態における別のフレーム構成例を示し、図２９Ａ、図２９Ｂとの対応部分には同一符号を付した。変調信号Ａは、キャリア１において、時間ｉ、時間ｊ、時間ｋで同一データを信号点配置の異なるシンボルＳ１（ｉ）、Ｓ１（ｉ）’、Ｓ１（ｉ）”によって送信する（同一の信号点配置でもよい）。変調信号Ｂは、キャリア１において、時間ｉ、時間ｊ、時間ｋで異なるデータをシンボルＳ２（ｉ）、Ｓ２（ｊ）、Ｓ２（ｋ）によって送信する。

図３８Ａ、図３８Ｂは、本実施の形態における別のフレーム構成例を示し、図２９Ａ、図２９Ｂとの対応部分には同一符号を付した。変調信号Ａは、時間ｉにおいて、キャリアｉ、キャリアｊ、キャリアｋで同一データを信号点配置の異なるシンボルＳ１（ｉ）、Ｓ１（ｉ）’、Ｓ１（ｉ）”によって送信する（同一の信号点配置でもよい）。変調信号Ｂは、時点ｉにおいて、キャリアｉ、キャリアｊ、キャリアｋで異なるデータをシンボルＳ２（ｉ）、Ｓ２（ｊ）、Ｓ２（ｋ）によって送信する。

図３９Ａ〜図３９Ｃは、本実施の形態における別のフレーム構成例を示し、図２９Ａ、図２９Ｂとの対応部分には同一符号を付した。変調信号Ａは、キャリア１において、時間ｉ、時間ｉ＋１で同一データを信号点配置の異なるシンボルＳ１（ｉ）、Ｓ１（ｉ）’によって送信する。変調信号Ｂは、キャリア１において、時間ｉ、時間ｉ＋１で異なるデータをシンボルＳ２（ｉ）、Ｓ２（ｉ＋１）によって送信する。変調信号Ｃは、キャリア１において、時間ｉ、時間ｉ＋１で異なるデータをシンボルＳ３（ｉ）、Ｓ３（ｉ＋１）によって送信する。

図４０Ａ〜図４０Ｃは、本実施の形態における別のフレーム構成例を示し、図２９Ａ、図２９Ｂとの対応部分には同一符号を付した。変調信号Ａは、時間ｉにおいて、キャリア１、キャリア２で同一データを信号点配置の異なるシンボルＳ１（ｉ）、Ｓ１（ｉ）’によって送信する。変調信号Ｂは、時間ｉにおいて、キャリア１、キャリア２で異なるデータをシンボルＳ２（１）、Ｓ２（２）によって送信する。変調信号Ｃは、時間ｉにおいて、キャリア１、キャリア２で異なるデータをシンボルＳ３（１）、Ｓ３（２）によって送信する。

図４１Ａ〜図４１Ｃは、本実施の形態における別のフレーム構成例を示し、図２９Ａ、図２９Ｂとの対応部分には同一符号を付した。変調信号Ａは、キャリア１において、時間ｉ、時間ｊで同一データを信号点配置の異なるシンボルＳ１（ｉ）、Ｓ１（ｉ）’によって送信する（同一の信号点配置でもよい）。変調信号Ｂは、キャリア１において、時間ｉ、時間ｊで異なるデータをシンボルＳ２（ｉ）、Ｓ２（ｊ）によって送信する。変調信号Ｃは、キャリア１において、時間ｉ、時間ｊで異なるデータをシンボルＳ３（ｉ）、Ｓ３（ｊ）によって送信する。

図４２Ａ〜図４２Ｃは、本実施の形態における別のフレーム構成例を示し、図２９Ａ、図２９Ｂとの対応部分には同一符号を付した。変調信号Ａは、時間ｉにおいて、キャリアｉ、キャリアｊで同一データを信号点配置の異なるシンボルＳ１（ｉ）、Ｓ１（ｉ）’によって送信する。変調信号Ｂは、時間ｉにおいて、キャリアｉ、キャリアｊで異なるデータをシンボルＳ２（ｉ）、Ｓ２（ｊ）によって送信する。変調信号Ｃは、時間ｉにおいて、キャリアｉ、キャリアｊで異なるデータをシンボルＳ３（ｉ）、Ｓ３（ｊ）によって送信する。

図４３Ａ〜図４３Ｃは、本実施の形態における別のフレーム構成例を示し、図２９Ａ、図２９Ｂとの対応部分には同一符号を付した。変調信号Ａは、キャリア１において、時間ｉ、時間ｉ＋１、ｉ＋２、ｉ＋３で同一データを信号点配置の異なるシンボルＳ１（ｉ）、Ｓ１（ｉ）’、Ｓ１（ｉ）”、Ｓ１（ｉ）”’によって送信する。変調信号Ｂは、キャリア１において、時間ｉ、時間ｉ＋１で同一データを信号点配置の異なるシンボルＳ２（ｉ）、Ｓ２（ｉ）’によって送信し、時間ｉ＋２、時間ｉ＋３で同一データを信号点配置の異なるシンボルＳ２（ｉ＋２）、Ｓ２（ｉ＋２）’によって送信する。変調信号Ｃは、キャリア１において、時間ｉ、時間ｉ＋１、時間ｉ＋２、時間ｉ＋３で異なるデータをシンボルＳ３（ｉ）、Ｓ３（ｉ＋１）、Ｓ３（ｉ＋２）、Ｓ３（ｉ＋３）によって送信する。

図４４Ａ〜図４４Ｃは、本実施の形態における別のフレーム構成例を示し、図２９Ａ、図２９Ｂとの対応部分には同一符号を付した。変調信号Ａは、時間ｉにおいて、キャリア１、キャリア２、キャリア３、キャリア４で同一データを信号点配置の異なるシンボルＳ１（ｉ）、Ｓ１（ｉ）’、Ｓ１（ｉ）”、Ｓ１（ｉ）”’によって送信する。変調信号Ｂは、時間ｉにおいて、キャリア１、キャリア２で同一データを信号点配置の異なるシンボルＳ２（１）、Ｓ２（１）’によって送信し、キャリア３、キャリア４で同一データを信号点配置の異なるシンボルＳ２（３）、Ｓ２（３）’によって送信する。変調信号Ｃは、時間ｉにおいて、キャリア１、キャリア２、キャリア３、キャリア４で異なるデータをシンボルＳ３（１）、Ｓ３（２）、Ｓ３（３）、Ｓ３（４）によって送信する。

図４５Ａ〜図４５Ｃは、本実施の形態における別のフレーム構成例を示し、図２９Ａ、図２９Ｂとの対応部分には同一符号を付した。変調信号Ａは、キャリア１において、時間ｉ、時間ｊ、時間ｋ、時間ｍで同一データを信号点配置の異なるシンボルＳ１（ｉ）、Ｓ１（ｉ）’、Ｓ１（ｉ）”、Ｓ１（ｉ）”’によって送信する。変調信号Ｂは、キャリア１において、時間ｉ、時間ｊで同一データを信号点配置の異なるシンボルＳ２（ｉ）、Ｓ２（ｉ）’によって送信し、時間ｋ、時間ｍで同一データを信号点配置の異なるシンボルＳ２（ｋ）、Ｓ２（ｋ）’によって送信する。変調信号Ｃは、キャリア１において、時間ｉ、時間ｊ、時間ｋ、時間ｍで異なるデータをシンボルＳ３（ｉ）、Ｓ３（ｊ）、Ｓ３（ｋ）、Ｓ３（ｍ）によって送信する。

図４６Ａ〜図４６Ｃは、本実施の形態における別のフレーム構成例を示し、図２９Ａ、図２９Ｂとの対応部分には同一符号を付した。変調信号Ａは、時間ｉにおいて、キャリア１、キャリアｊ、キャリアｋ、キャリアｍで同一データを信号点配置の異なるシンボルＳ１（ｉ）、Ｓ１（ｉ）’、Ｓ１（ｉ）”、Ｓ１（ｉ）”’によって送信する。変調信号Ｂは、時間ｉにおいて、キャリアｉ、キャリアｊで同一データを信号点配置の異なるシンボルＳ２（ｉ）、Ｓ２（ｉ）’によって送信し、キャリアｋ、キャリアｍで同一データを信号点配置の異なるシンボルＳ２（ｋ）、Ｓ２（ｋ）’によって送信する。変調信号Ｃは、時間ｉにおいて、キャリアｉ、キャリアｊ、キャリアｋ、キャリアｍで異なるデータをシンボルＳ３（ｉ）、Ｓ３（ｊ）、Ｓ３（ｋ）、Ｓ３（ｍ）によって送信する。

次に、図２Ａ、図２Ｂ、図３Ａ〜図３Ｃ、図５、図１４、図２５、図２７、図２８、図２９Ａ、図２９Ｂ、図３０Ａ、図３０Ｂ、図３１Ａ、図３１Ｂ、図３２Ａ、図３２Ｂ、図３３Ａ、図３３Ｂ、図３４Ａ、図３４Ｂ、図３５Ａ、図３５Ｂ、図３６Ａ、図３６Ｂ、図３７Ａ、図３７Ｂ、図３８Ａ、図３８Ｂ、図３９Ａ〜図３９Ｃ、図４０Ａ〜図４０Ｃ、図４１Ａ〜図４１Ｃ、図４２Ａ〜図４２Ｃ、図４３Ａ〜図４３Ｃ、図４４Ａ〜図４４Ｃ、図４５Ａ〜図４５Ｃ、図４６Ａ〜図４６Ｃを用いて、本実施の形態の動作について詳しく説明する。

図２９Ａ、図２９Ｂは、図２７の送信装置２６００が送信する変調信号Ａ、変調信号Ｂのフレーム構成の一例を示している。図２７における変調信号Ａ送信部から送信される変調信号のフレーム構成が図２９Ａの変調信号Ａフレーム構成である。また図２７における変調信号Ｂ送信部から送信される変調信号のフレーム構成が図２９Ｂの変調信号Ｂフレーム構成である。

図２９Ａ、図２９Ｂのフレーム構成の特徴は、変調信号Ａでは、キャリア１において、時間ｉ、時間時間ｉ＋１同一のデータを信号点配置の異なるシンボルＳ１（ｉ）、Ｓ１（ｉ）’によって送信する一方、変調信号Ｂでは、キャリア１において、時間ｉ、時間ｉ＋１で異なるデータをシンボルＳ２（ｉ）、Ｓ２（ｉ＋１）によって送信することである。

Ｓ１（ｉ）、Ｓ１（ｉ）’のＩ−Ｑ平面における信号点配置を示した図が図３Ａ〜図３Ｃである。変調方式はＱＰＳＫである。例えば、図２９Ａにおいて、時間ｉでＳ１（ｉ）の情報として（０，０）を送信したとする。このとき信号点は、図３Ａのとおりである。そして、時間ｉ＋１では情報として（０，０）を、例えば、図３Ｂのとおりに送信する。（０，１）、（１，０）、（１，１）についても同様である。ただし、時間ｉ＋１の信号点配置は、図３Ｂに限ったものではなく、図３Ｃのような信号点配置としてもよい。

このようにすることで、キャリア１に着目すると、受信装置２７００で、時間ｉと時間ｉ＋１とで変調信号の信号点配置がかわるため、時間ｉと時間ｉ＋１とで変調信号Ａ、変調信号Ｂの復調の精度が異なるようになる。このため、復調の精度の良い時間で変調信号Ａを復調し、次いでその結果を利用して変調信号Ｂの復調を行うことで、変調信号Ｂの復調の精度を向上させることができる。すなわち、変調信号Ａ、Ｂともに復調精度を向上させることができる。

ここで送信装置２６００によって図２９Ａ、図２９Ｂフレーム構成の変調信号Ａ、Ｂを形成する際の、送信装置２６００の動作について説明する。

フレーム構成信号生成部２６２３は、図２９Ａ、図２９Ｂのフレーム構成の情報をフレーム構成信号２６２４として出力する。符号化部２６０２は、送信ディジタル信号２６０１、フレーム構成信号２６２４を入力とし、送信ディジタル信号２６０１を図２９Ａの変調信号Ａのフレーム構成のように符号化し、符号化後のディジタル信号２６０３を出力する。

変調部２６２５は、符号化後のディジタル信号２６０３、フレーム構成信号２６２４を入力とし、図２９Ａの変調信号Ａのフレーム構成にしたがった送信直交ベースバンド信号２６２６を出力する。変調部２６２５は、例えば図５に示すような構成とすればよい。

図５において、マッピング部Ｘ４０２は、図３Ａのように信号点をマッピングする。マッピング部Ｙ４０４は、図３Ｂ、あるいは、図３Ｃのように信号点をマッピングする。

例えば、図２９Ａ、図２９Ｂのフレーム構成における、キャリア１に着目したとき、フレーム構成信号２６２４が変調信号Ａ、キャリア１、時間ｉのシンボルを示しているとき、マッピング部Ｘ４０２は、入力されたディジタル信号に対し、マッピングを施し、第１のマッピングされた送信直交ベースバンド信号４０３を出力する。

これに対して、フレーム構成信号２６２４が変調信号Ａ、キャリア１、時間ｉ＋１のシンボルを示しているとき、マッピング部Ｙ４０４は、入力されたディジタル信号に対し、マッピングを施し、第２のマッピングされた送信直交ベースバンド信号４０５を出力する。

信号選択部４０７は、第１のマッピングされた送信直交ベースバンド信号４０３、第２のマッピングされた送信直交ベースバンド信号４０５、フレーム構成信号４０６を入力とし、フレーム構成信号４０６の示している方の信号を選択し、選択された送信直交ベースバンド信号３０５を出力する。

なおここでは、図２９Ａ、図２９Ｂのフレーム構成、つまり、時間ｉと時間ｉ＋１で符号化した場合を例に説明したが、図３１Ａ、図３１Ｂのように、時間ｉとｉ＋ｎで符号化されている場合にも同様に実施することができる。つまり、上述の説明で、時間ｉ＋１の動作を時間ｉ＋ｎの動作として考えれば同様に実施することができる。また、キャリア１に着目して説明したが、キャリア１以外のキャリアについても同様の符号化を施しても、同様に実施することができる。

次に、受信装置の構成について説明する。図２８は、本実施の形態における受信装置の構成である。図２８の受信アンテナ２７０１は図２Ｂのアンテナ１０９に相当し、受信アンテナ２７１１は図２Ｂのアンテナ１１０に相当するものとする。

以下では、キャリア１の動作を例に説明する。図２８の変調信号Ａ伝送路推定部２７０７は、図２９Ａの変調信号Ａ、キャリア１、時間ｉの電波伝搬環境推定シンボル２８０１を用いて、キャリア１のチャネル変動ｈ１１（ｔ）を求める。ただし、ｔは時間とする。同様に、変調信号Ｂ伝送路推定部２７０９は、図２９Ｂの変調信号Ｂ、キャリア１、時間ｉの電波伝搬環境推定シンボル２８０１を用いて、キャリア１のチャネル変動ｈ１２（ｔ）を求める。変調信号Ａ伝送路推定部２７１７は、図２９Ａの変調信号Ａ、キャリア１、時間ｉの電波伝搬環境推定シンボル２８０１を用いて、キャリア１のチャネル変動ｈ２１（ｔ）を求める。ただし、ｔは時間とする。同様に、変調信号Ｂ伝送路推定部２７１９は、図２９Ｂの変調信号Ｂ、キャリア１、時間ｉの電波伝搬環境推定シンボル２８０１を用いて、キャリア１のチャネル変動ｈ２２（ｔ）を求める。

そして、時間ｉにおいて、受信アンテナ２７０１で受信したキャリア１の信号をＲ１（ｉ）、受信アンテナ２７１１で受信したキャリア１の信号をＲ２（ｉ）とすると、（１）式が成立する。同様に、時間ｉ＋１において、（２）式が成立する。（１）式の関係からＳ１（ｉ）、Ｓ２（ｉ）を得ることができると共に、（２）式の関係からＳ１（ｉ）’、Ｓ２（ｉ＋１）を得ることができる。

またｈ１１（ｉ）≒ｈ１１（ｉ＋１）、ｈ１２（ｉ）≒ｈ１２（ｉ＋１）、ｈ２１（ｉ）≒ｈ２１（ｉ＋１）、ｈ２２（ｉ）≒ｈ２２（ｉ＋１）が成立する。このとき、（１）式と（２）式の行列は、ほぼ等しい行列であるが、（Ｓ１（ｉ），Ｓ２（ｉ））のベクトルと（Ｓ１（ｉ）’，Ｓ２（ｉ＋１））のベクトルが異なるため、得られるデータの確からしさが異なることになる。

本実施の形態では、この特性を利用し、受信データの品質を向上させるようになされている。受信装置２７００の具体的な復調（復号）手順は、以下の通りである。
＜１＞時間ｉの検波を行い、（Ｓ１（ｉ），Ｓ２（ｉ））を得る。
＜２＞時間ｉ＋１の検波を行い、（Ｓ１（ｉ）’，Ｓ２（ｉ＋１））を得る。
＜３＞時間ｉおよび時間ｉ＋１の受信品質を比較する。

時間ｉの受信品質の方が良い場合、時間ｉの検波で得た（Ｓ１（ｉ），Ｓ２（ｉ））のデータをそのまま使う。そしてＳ２（ｉ＋１）のデータは、時間ｉの検波で得られたＳ１（ｉ）から時間ｉ＋１のＳ１（ｉ）’を推定し、その結果を利用することで得るようにする。

これに対して、時間ｉ＋１の受信品質の方が良い場合には、時間ｉ＋１の検波で得た（Ｓ１（ｉ）’，Ｓ２（ｉ＋１））のデータをそのまま使う。そしてＳ２（ｉ）のデータは、時間ｉ＋１の検波で得られたＳ１（ｉ）’から時間ｉのＳ１（ｉ）を推定し、その結果を利用することで得るようにする。

受信装置２７００においては、復調部２７２１でこのような復調処理を行うことにより、変調信号Ａの受信ディジタル信号２７２２、変調信号Ｂの受信ディジタル信号２７２３を得る。

図２８の復調部２７２１の詳細の構成が、図８のとおりであり、以下では、その動作について説明する。

図８において、信号５０８は図２８の２７０８に、信号５１０は図２８の２７１０に、信号５０６は図２８の２７０６に、信号５１８は図２８の２７１８に、信号５２０は図２８の２７２０に、信号５１６は図２８の２７１６に相当する。

ここで、図２７の送信装置２６００において、図２９Ａ、図２９Ｂのフレーム構成で、変調信号Ａ、変調信号ＢともにＱＰＳＫ変調で信号を送信したときを例に説明する。ただし、キャリア１についての説明である。

変調信号Ａで２ビット、変調信号Ｂで２ビットの計４ビットが送信可能である。つまり、００００，０００１，・・・・，１１１１が送信可能である。ただし、上位２ビットは変調信号Ａで送信された２ビット、下位２ビットは変調信号Ｂで送信された２ビットとする。

ここでは、図２８の復調部２７２１の動作について説明する。

復調部２７２１は、キャリア１、時間ｉにおいて、変調信号Ａの伝送路推定信号群２７０８のキャリア１の成分、変調信号Ｂの伝送路推定信号群２７１０のキャリア１の成分を用いて、００００，０００１，・・・，１１１１の１６個の信号点のＩ−Ｑ平面における信号点を求める。そのときの状態が図１４の１６個の信号点１３０２に相当する。

そして、フーリエ変換後信号２７０６のキャリア１の成分から、Ｉ−Ｑ平面における受信状態が求まる。そのときの状態が図１４の信号点１３０１に相当する。

次に、図１４の１３０２で示すすべての信号点と信号点１３０１とのＩ−Ｑ平面における例えば距離の２乗値を計算する。すなわち、送信ビット００００の信号点１３０２と信号点１３０１との距離の２乗値Ｘ００００（ｉ）を求め、同様に送信ビット０００１、・・・・、１１１１の信号点１３０２と信号点１３０１との距離の２乗値Ｘ０００１（ｉ）、・・・・、Ｘ１１１１（ｉ）を求める。

同様に、図２９Ａ、図２９Ｂのキャリア１、時間ｉにおいて、変調信号Ａの伝送路推定信号群２７１８のキャリア１の成分、変調信号Ｂの伝送路推定信号群２７２０のキャリア１の成分を用いて、００００，０００１，・・・，１１１１の１６個の信号点のＩ−Ｑ平面における信号点を求める。そのときの状態が図１４の１３０２の１６個の信号点に相当する。

そして、フーリエ変換後信号２７１６のキャリア１の成分から、Ｉ−Ｑ平面における受信状態が求まる。そのときの状態が図１４の信号点１３０１に相当する。

次に、図１４の１３０２で示すすべての信号点と信号点１３０１とのＩ−Ｑ平面における例えば距離の２乗値を計算する。すなわち、送信ビット００００の信号点１３０２と信号点１３０１との距離の２乗値Ｙ００００（ｉ）を求め、同様に送信ビット０００１、・・・・、１１１１の信号点１３０２と信号点１３０１との距離の２乗値Ｙ０００１（ｉ）、・・・・、Ｙ１１１１（ｉ）を求める。

そして、Ｘ００００（ｉ）とＹ００００（ｉ）の和Ｚ００００（ｉ）＝Ｘ００００（ｉ）＋Ｙ００００（ｉ）を求める。同様に、Ｚ０００１（ｉ）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ）を求める。同様にして、時間ｉ＋１についてもＺ００００（ｉ＋１）、Ｚ０００１（ｉ＋１）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ＋１）を求める。

次に、時間ｉと時間ｉ＋１との受信データの確からしさの比較を行う。

例えば、Ｚ００００（ｉ）、Ｚ０００１（ｉ）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ）の中から、最も小さい値を探索する。その値をＦ（ｉ）とする。そして、２番目に小さい値を探索する。その値をＳ（ｉ）とする。

同様に、Ｚ００００（ｉ＋１）、Ｚ０００１（ｉ＋１）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ＋１）の中から、最も小さい値を探索する。その値をＦ（ｉ＋１）とする。そして、２番目に小さい値を探索する。その値をＳ（ｉ＋１）とする。

そして、例えば、Ｒ（ｉ）＝Ｆ（ｉ）／Ｓ（ｉ）、および、Ｒ（ｉ＋１）＝Ｆ（ｉ＋１）／Ｓ（ｉ＋１）を求める。

Ｒ（ｉ＋１）＞Ｒ（ｉ）のとき、時間ｉの方が受信品質が良いと判断し、Ｆ（ｉ）を与える４ビットを正しいデータと判断する。そして、時間ｉおよび時間ｉ＋１に変調信号Ａで送信されたデータ２ビットと時間ｉに変調信号Ｂで送信されたデータ２ビットが得られる。そして、変調信号Ａで送信された２ビットが判定されているのを利用し、時間ｉ＋１に変調信号Ｂで送信された２ビットを判定する。例えば、変調信号Ａで送信された２ビットが００であるならば、Ｚ００００（ｉ＋１）、Ｚ０００１（ｉ＋１）、Ｚ００１０（ｉ＋１）、Ｚ００１１（ｉ＋１）の中から最も値の小さくなるものを探索し、時間ｉ＋１に変調信号Ｂで送信された２ビットを判定する。同様に、変調信号Ａで送信された２ビットが０１であるならば、Ｚ０１００（ｉ＋１）、Ｚ０１０１（ｉ＋１）、Ｚ０１１０（ｉ＋１）、Ｚ０１１１（ｉ＋１）の中から最も値の小さくなるものを探索し、時間ｉ＋１に変調信号Ｂで送信された２ビットを判定する。変調信号Ａで送信された２ビットが１０、１１のときも同様にして、時間ｉ＋１に変調信号Ｂで送信された２ビットを判定する。

Ｒ（ｉ）＞Ｒ（ｉ＋１）のとき、時間ｉ＋１の方が受信品質が良いと判断し、Ｆ（ｉ＋１）を与える４ビットを正しいデータと判断する。そして、時間ｉおよび時間ｉ＋１に変調信号Ａで送信されたデータ２ビットと時間ｉ＋１に変調信号Ｂで送信されたデータ２ビットが得られる。そして、変調信号Ａで送信された２ビットが判定されているのを利用し、時間ｉに変調信号Ｂで送信された２ビットを判定する。例えば、変調信号Ａで送信された２ビットが００であるならば、Ｚ００００（ｉ）、Ｚ０００１（ｉ）、Ｚ００１０（ｉ）、Ｚ００１１（ｉ）の中から最も値の小さくなるものを探索し、時間ｉに変調信号Ｂで送信された２ビットを判定する。同様に、変調信号Ａで送信された２ビットが０１であるならば、Ｚ０１００（ｉ）、Ｚ０１０１（ｉ）、Ｚ０１１０（ｉ）、Ｚ０１１１（ｉ）の中から最も値の小さくなるものを探索し、時間ｉに変調信号Ｂで送信された２ビットを判定する。変調信号Ａで送信された２ビットが１０、１１のときも同様にして、時間ｉに変調信号Ｂで送信された２ビットを判定する。

図２８の復調部２７２１の詳細の構成が図８である。図８の動作について説明する。

図８の変調信号Ａ，Ｂ復調部６０８は、上記のように、時間ｉおよび時間ｉ＋１において変調信号Ａで送信したデータを変調信号Ａの受信ディジタル信号５２４として出力する。また、第１の軟判定値信号７０１として、Ｚ００００（ｉ）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ）を出力する。また、第２の軟判定値信号７０２としてＺ００００（ｉ＋１）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ＋１）を出力する。そして、時間ｉ、時間ｉ＋１いずれかの変調信号Ｂの受信ディジタル信号５２５−１を出力する。

変調信号Ｂ復調部７０３は、第１の軟判定値信号７０１であるＺ００００（ｉ）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ）と第２の軟判定値信号７０２であるＺ００００（ｉ＋１）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ＋１）を入力とし、上記のように、時間ｉと時間ｉ＋１の受信品質をもとに、変調信号Ｂの復調を行い、５２５−１とは異なる時間の変調信号Ｂの受信ディジタル信号５２５−２を出力する。

ここでは、キャリア１の復号方法について説明したが、キャリア１以外のキャリアで同様に符号化している場合、上述の動作を他のキャリアと考えて実施すれば、同様に復号することができる。つまり、図２８のフーリエ変換後の信号のキャリアｎの成分、変調信号Ａの伝送路推定信号群のキャリアｎの成分、変調信号Ｂの伝送路推定信号群のキャリアｎの成分により、キャリアｎの復号を行うことができることになる。

次に図３１Ａ、図３１Ｂに示すフレーム構成を採用する場合について説明する。図３１Ａ、図３１Ｂのフレーム構成では、時間ｉとｉ＋ｎで符号化が行われている。よって、ｈ１１（ｉ）≒ｈ１１（ｉ＋ｎ）、ｈ１２（ｉ）≒ｈ１２（ｉ＋ｎ）、ｈ２１（ｉ）≒ｈ２１（ｉ＋ｎ）、ｈ２２（ｉ）≒ｈ２２（ｉ＋ｎ）の関係が成立するようなｎであれば、図２９Ａ、図２９Ｂのフレーム構成と同様の処理を行うことで実施することができる。つまり、時間ｉ＋１の動作を時間ｉ＋ｎの動作として考えれば、図２９Ａ、図２９Ｂについて説明したのと同様にして実施できる。

次に図３３Ａ、図３３Ｂに示すフレーム構成を採用する場合について説明する。このとき、時間ｉとｊとでは、時間がまったく異なるために電波伝搬環境が全くことなる状態であることが重要となる。

ここでは、キャリア１の動作を例に説明する。時間ｉにおいて、（１）式が成立する。同様に、時間ｊにおいて、（３）式が成立する。このとき、ｈ１１（ｉ）、ｈ１２（ｉ）、ｈ２１（ｉ）、ｈ２２（ｉ）は、受信装置において、例えば、図３３Ａのキャリア１の時間ｉ−１の電波伝搬環境推定シンボル２８０１を用いて推定する。同様に、ｈ１１（ｊ）、ｈ１２（ｊ）、ｈ２１（ｊ）、ｈ２２（ｊ）は、受信装置において、例えば、図３３Ｂのキャリア１の時間ｊ−１の電波伝搬環境推定シンボル２８０１を用いて推定する。ここで、時間ｉとｊでは、電波伝搬環境が大きく異なるような時間であるため、ｈ１１（ｉ）≠ｈ１１（ｊ）、ｈ１２（ｉ）≠ｈ１２（ｊ）、ｈ２１（ｉ）≠ｈ２１（ｊ）、ｈ２２（ｉ）≠ｈ２２（ｊ）が成立する。したがって、時間ｉとｊでの受信品質は全く異なることになる。

以上を考慮し、時間ｉと時間ｊのＩ−Ｑ平面における信号点配置について説明する。Ｉ−Ｑ平面における信号点配置例を示した図が図３Ａ〜図３Ｃである。図３３Ａ、図３３Ｂのフレーム構成の際、時間ｉとｊの信号点配置は、例えば、ともに図３Ａでもよいし、時間ｉでは図３Ａ、時間ｊでは図３Ｂのように異なっていてもよい。これは、図２９Ａ、図２９Ｂ、図３１Ａ、図３１Ｂのフレーム構成のときとは異なり、時間ｉとｊとでは電波伝搬環境が異なるため、時間ｉとｊでは、敢えて信号点配置を変えなくても、受信品質が異なるようになるからである。

以下では、復号化の手順について詳しく説明するが、図２９Ａ、図２９Ｂのフレーム構成の動作と同様に考えることができる。つまり、時間ｉ＋１の動作を時間ｊに置き換えて考えればよい。

受信装置２７００による、図３３Ａ、図３３Ｂのフレーム構成信号に対する具体的な復調（復号）手順は、以下の通りである
＜１＞時間ｉの検波を行い、（Ｓ１（ｉ），Ｓ２（ｉ））を得る。
＜２＞時間ｊの検波を行い、（Ｓ１（ｉ），Ｓ２（ｊ））を得る。
＜３＞時間ｉおよび時間ｊの受信品質を比較する。

時間ｉの受信品質の方がよい場合、時間ｉの検波で（Ｓ１（ｉ），Ｓ２（ｉ））のデータを得る。次に、時間ｉの検波で得られたＳ１（ｉ）から時間ｊのＳ１（ｉ）を推定し、その結果を利用し、Ｓ２（ｊ）を得る。

時間ｊの受信品質の方がよい場合、時間ｊの検波で（Ｓ１（ｉ），Ｓ２（ｊ））のデータを得る。次に、時間ｊの検波で得られたＳ１（ｉ）から時間ｉのＳ１（ｉ）を推定し、その結果を利用し、Ｓ２（ｉ）を得る。

図２８の復調部２７２１では、上述の手順を行うことで、変調信号Ａの受信ディジタル信号２７２２、変調信号Ｂの受信ディジタル信号２７２３を得る。

図２８の復調部２７２１の詳細の構成が、図８のとおりであり、以下では、その動作について説明する。

図８において、信号５０８は図２８の２７０８に、信号５１０は図２８の２７１０に、信号５０６は図２８の２７０６に、信号５１８は図２８の２７１８に、信号５２０は図２８の２７２０に、信号５１６は図２８の２７１６に相当する。

ここで、図２７の送信装置２６００において、図３３Ａ、図３３Ｂのフレーム構成で、キャリア１において、変調信号Ａ、変調信号ＢともにＱＰＳＫ変調信号を送信したときを例に説明する。

変調信号Ａで２ビット、変調信号Ｂで２ビットの計４ビットが送信可能である。つまり、００００，０００１，・・・・，１１１１が送信可能である。ただし、上位２ビットは変調信号Ａで送信された２ビット、下位２ビットは変調信号Ｂで送信された２ビットとする。

ここでは、図２８の復調部２７２１の動作について説明する。

復調部２７２１は、時間ｉにおいて、変調信号Ａの伝送路推定信号群２７０８のキャリア１の成分、変調信号Ｂの伝送路推定信号群２７１０のキャリア１の成分を用いて、００００，０００１，・・・，１１１１の１６個の信号点のＩ−Ｑ平面における信号点を求める。そのときの状態が図１４の１６個の信号点１３０２に相当する。

そして、フーリエ変換後の信号２７０６のキャリア１の成分から、Ｉ−Ｑ平面における受信状態が求まる。そのときの状態が図１４の１３０１の信号点に相当する。

次に、図１４の１３０２で示すすべての信号点と信号点１３０１とのＩ−Ｑ平面における例えば距離の２乗値を計算する。すなわち、送信ビット００００の信号点１３０２と信号点１３０１との距離の２乗値Ｘ００００（ｉ）を求め、同様に送信ビット０００１、・・・・、１１１１の信号点１３０２と信号点１３０１との距離の２乗値Ｘ０００１（ｉ）、・・・・、Ｘ１１１１（ｉ）を求める。

同様に、図３３Ａ、図３３Ｂの時間ｉにおいて、変調信号Ａの伝送路推定信号群２７１８のキャリア１の成分、変調信号Ｂの伝送路推定信号群２７２０のキャリア１の成分を用いて、００００，０００１，・・・，１１１１の１６個の信号点のＩ−Ｑ平面における信号点を求める。そのときの状態が図１４の１６個の信号点１３０２に相当する。

そして、フーリエ変換後の信号２７１６のキャリア１の成分から、Ｉ−Ｑ平面における受信状態が求まる。そのときの状態が図１４の１３０１で示す信号点に相当する。

次に、図１４の１３０２で示すすべての信号点と信号点１３０１とのＩ−Ｑ平面における例えば距離の２乗値を計算する。すなわち、送信ビット００００の信号点１３０２と信号点１３０１との距離の２乗値Ｙ００００（ｉ）を求め、同様に送信ビット０００１、・・・・、１１１１の信号点１３０２と信号点１３０１との距離の２乗値Ｙ０００１（ｉ）、・・・・、Ｙ１１１１（ｉ）を求める。

そして、Ｘ００００（ｉ）とＹ００００（ｉ）の和Ｚ００００（ｉ）＝Ｘ００００（ｉ）＋Ｙ００００（ｉ）を求める。同様に、Ｚ０００１（ｉ）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ）を求める。同様に、時間ｊについてもＺ００００（ｊ）、Ｚ０００１（ｊ）、・・・、Ｚ１１１１（ｊ）を求める。

ここで、時間ｉでの判定を行う際、電波伝搬環境の推定は、例えば、図３３Ａ、図３３Ｂの時間ｉ−１の電波伝搬環境推定シンボル２８０１のキャリア１のシンボルを用いて行う。これに対して、時間ｊを判定する際、電波伝搬環境の推定は、例えば、図３３Ａ、図３３Ｂの時間ｊ−１の電波伝搬環境推定シンボル２８０１のキャリア１のシンボルを用いて行う。

次に、時間ｉと時間ｊとの受信データの確からしさの比較を行う。

例えば、Ｚ００００（ｉ）、Ｚ０００１（ｉ）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ）の中から、最も小さい値を探索する。その値をＦ（ｉ）とする。そして、２番目に小さい値を探索する。その値をＳ（ｉ）とする。

同様に、Ｚ００００（ｊ）、Ｚ０００１（ｊ）、・・・、Ｚ１１１１（ｊ）の中から、最も小さい値を探索する。その値をＦ（ｊ）とする。そして、２番目に小さい値を探索する。その値をＳ（ｊ）とする。

そして、例えば、Ｒ（ｉ）＝Ｆ（ｉ）／Ｓ（ｉ）、および、Ｒ（ｊ）＝Ｆ（ｊ）／Ｓ（ｊ）を求める。

Ｒ（ｊ）＞Ｒ（ｉ）のとき、時間ｉの方が受信品質がよいと判断し、Ｆ（ｉ）を与える４ビットを正しいデータと判断する。そして、時間ｉおよび時間ｊに変調信号Ａで送信されたデータ２ビットと時間ｉに変調信号Ｂで送信されたデータ２ビットが得られる。そして、変調信号Ａで送信された２ビットが判定されているのを利用し、時間ｊに変調信号Ｂで送信された２ビットを判定する。例えば、変調信号Ａで送信された２ビットが００であるならば、Ｚ００００（ｊ）、Ｚ０００１（ｊ）、Ｚ００１０（ｊ）、Ｚ００１１（ｊ）の中から最も小さくなるものを探索し、時間ｊに変調信号Ｂで送信された２ビットを判定する。同様に、変調信号Ａで送信された２ビットが０１であるならば、Ｚ０１００（ｊ）、Ｚ０１０１（ｊ）、Ｚ０１１０（ｊ）、Ｚ０１１１（ｊ）の中から最も小さくなるものを探索し、時間ｉ＋１に変調信号Ｂで送信された２ビットを判定する。変調信号Ａで送信された２ビットが１０、１１のときも同様にして、時間ｊに変調信号Ｂで送信された２ビットを判定する。

Ｒ（ｉ）＞Ｒ（ｊ）のとき、時間ｊの方が受信品質がよいと判断し、Ｆ（ｊ）を与える４ビットを正しいデータと判断する。そして、時間ｉおよび時間ｊに変調信号Ａで送信されたデータ２ビットと時間ｊに変調信号Ｂで送信されたデータ２ビットが得られる。そして、変調信号Ａで送信された２ビットが判定されているのを利用し、時間ｉに変調信号Ｂで送信された２ビットを判定する。例えば、変調信号Ａで送信された２ビットが００であるならば、Ｚ００００（ｉ）、Ｚ０００１（ｉ）、Ｚ００１０（ｉ）、Ｚ００１１（ｉ）の中から最も小さくなるものを探索し、時間ｉに変調信号Ｂで送信された２ビットを判定する。同様に、変調信号Ａで送信された２ビットが０１であるならば、Ｚ０１００（ｉ）、Ｚ０１０１（ｉ）、Ｚ０１１０（ｉ）、Ｚ０１１１（ｉ）の中から最も小さくなるものを探索し、時間ｉに変調信号Ｂで送信された２ビットを判定する。変調信号Ａで送信された２ビットが１０、１１のときも同様にして、時間ｉに変調信号Ｂで送信された２ビットを判定する。

図２８の復調部２７２１の詳細の構成が図８である。図８の動作について説明する。

図８の変調信号Ａ，Ｂ復調部６０８は、上記のように、時間ｉおよび時間ｊにおいて変調信号Ａで送信したデータを変調信号Ａの受信ディジタル信号５２４として出力する。また、第１の軟判定値信号７０１として、Ｚ００００（ｉ）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ）を出力する。また、第２の軟判定値信号７０２としてＺ００００（ｊ）、・・・、Ｚ１１１１（ｊ）を出力する。そして、時間ｉ、時間ｊいずれかの変調信号Ｂの受信ディジタル信号５２５−１を出力する。

変調信号Ｂ復調部７０３は、第１の軟判定値信号７０１であるＺ００００（ｉ）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ）と第２の軟判定値信号７０２であるＺ００００（ｊ）、・・・、Ｚ１１１１（ｊ）を入力とし、上記のように、時間ｉと時間ｊの受信品質をもとに、変調信号Ｂの復調を行い、５２５−１とは異なる時間の変調信号Ｂの受信ディジタル信号５２５−２を出力する。

ここでは、キャリア１の時間ｉ、時間ｊの変調信号Ａ、変調信号Ｂの復調について述べたが、キャリア１以外において同様に符号化している場合についても同様の処理を行うことで、実施が可能である。

次に、ＯＦＤＭ方式などのマルチキャリア方式を用いたときに可能となる、周波数軸方向に符号化を行った場合の動作について詳しく説明する。すなわち、上述の時間軸方向に符号化を行っていたものを周波数軸方向に符号化を行う。

図３０Ａ、図３０Ｂに示すフレーム構成を採用する場合について説明する。図３０Ａ、図３０Ｂのフレーム構成の特徴は、変調信号Ａでは、時間ｉにおいて、キャリア１、キャリア２で同一データが信号点配置の異なるシンボルＳ１（ｉ）、Ｓ１（ｉ）’で送信され、変調信号Ｂでは、時間ｉにおいて、キャリア１、キャリア２で異なるデータをシンボルＳ２（ｉ−１）、Ｓ２（ｉ−２）で送信する点である。

Ｓ１（ｉ）、Ｓ１（ｉ）’のＩ−Ｑ平面における信号点配置を示した図が図３Ａ〜図３Ｃである。変調方式はＱＰＳＫである。例えば、図３０Ａにおいて、キャリア１、時間ｉでＳ１（ｉ）の情報として（０，０）を送信したとする。このとき信号点は、図３Ａのとおりである。そして、キャリア２、時間ｉでは情報として（０，０）を、例えば、図３Ｂのとおりに送信する。（０，１）、（１，０）、（１，１）についても同様である。ただし、キャリア２、時間ｉの信号点配置は、図３Ｂに限ったものではなく、図３Ｃで送信してもよい。このように、時間ｉにおいて、キャリア１とキャリア２で、同一の情報を異なる信号点配置で送信する。

このようにすることで、時間ｉに着目すると、受信装置で、受信した変調信号の信号点配置がキャリア１とキャリア２とで変わるため、キャリア１における変調信号Ａ、変調信号Ｂの復調の精度と、キャリア２における変調信号Ａ、変調信号Ｂの復調の精度が異なるようになる。そして、復調の精度のよい時間で変調信号Ａを復調し、その結果を利用して変調信号Ｂの復調を行うことで、変調信号Ｂの復調の精度を向上させることができる。すなわち、変調信号Ａ、Ｂともに復調精度を向上させることができる。

送信装置２６００によって図３０Ａ、図３０Ｂのフレーム構成の変調信号Ａ、Ｂを形成する際の、送信装置２６００の動作について説明する。

フレーム構成信号生成部２６２３は、図３０Ａ、図３０Ｂのフレーム構成の情報をフレーム構成信号２６２４として出力する。符号化部２６０２は、送信ディジタル信号２６０１、フレーム構成信号２６２４を入力とし、送信ディジタル信号２６０１を図３０Ａの変調信号Ａのフレーム構成のように符号化し、符号化後のディジタル信号２６０３を出力する。

変調部２６２５は、符号化後のディジタル信号２６０３、フレーム構成信号２６２４を入力とし、図３０Ａの変調信号Ａのフレーム構成にしたがった送信直交ベースバンド信号２６２６を出力する。変調部２６２５は、例えば図５に示すような構成とすればよい。

図５において、マッピング部Ｘ４０２は、図３Ａのように信号点をマッピングする。マッピング部Ｙ４０４は、図３Ｂ、あるいは、図３Ｃのように信号点をマッピングする。

例えば、図３０Ａのフレーム構成における、時間ｉに着目したとき、フレーム構成信号２６２４が変調信号Ａ、キャリア１、時間ｉのシンボルを示しているとき、マッピング部Ｘ４０２は、入力されたディジタル信号に対し、マッピングを施し、第１のマッピングされた送信直交ベースバンド信号４０３を出力する。

これに対して、フレーム構成信号２６２４が変調信号Ａ、キャリア２、時間ｉのシンボルを示しているとき、マッピング部Ｙ４０４は、入力されたディジタル信号に対し、マッピングを施し、第２のマッピングされた送信直交ベースバンド信号４０５を出力する。

信号選択部４０７は、第１のマッピングされた送信直交ベースバンド信号４０３、第２のマッピングされた送信直交ベースバンド信号４０５、フレーム構成信号４０６を入力とし、フレーム構成信号４０６の示している方の信号を選択し、選択された送信直交ベースバンド信号４０８を出力する。

なおここでは、図３０Ａ、図３０Ｂのフレーム構成、つまり、時間ｉにおいて、キャリア１とキャリア２に亘って符号化した場合を例に説明したが、図３２Ａ、図３２Ｂのように、キャリア１とキャリアｎに亘って符号化されている場合にも同様に実施することができる。つまり、上述の説明で、キャリア２の動作をキャリアｎの動作として考えれば同様に実施することができる。また時間ｉに着目して説明したが、時間ｉ以外の時間で同様の符号化を施しても、同様に実施することができ、さらには時間ｉにおいてキャリア１、キャリア２以外のキャリア同士に亘って符号化しても同様に実施することができる。

次に、受信装置の構成について説明する。図２８は、本実施の形態における受信装置の構成である。図２８の受信アンテナ２７０１は図２Ｂのアンテナ１０９に相当し、受信アンテナ２７１１は図２Ｂのアンテナ１１０に相当する。

以下では、時間ｉの動作を例に説明する。はじめに、キャリア１について説明する。図２８の変調信号Ａ伝送路推定部２７０７は、図３０Ａの変調信号Ａ、キャリア１、時間ｉの電波伝搬環境推定シンボル２８０１を用いて、キャリア１のチャネル変動ｈ１１，１（ｔ）を求める。ただし、ｔは時間とする。同様に、変調信号Ｂ伝送路推定部２７０９は、図３０Ｂの変調信号Ｂ、キャリア１、時間ｉの電波伝搬環境推定シンボル２８０１を用いて、キャリア１のチャネル変動ｈ１２，１（ｔ）を求める。変調信号Ａ伝送路推定部２７１７は、図３０Ａの変調信号Ａ、キャリア１、時間ｉの電波伝搬環境推定シンボル２８０１を用いて、キャリア１のチャネル変動ｈ２１，１（ｔ）を求める。同様に、変調信号Ｂ伝送路推定部２７１９は、図３０Ｂの変調信号Ｂ、キャリア１、時間ｉの電波伝搬環境推定シンボル２８０１を用いて、キャリア１のチャネル変動ｈ２２，１（ｔ）を求める。

そして、時間ｉにおいて、受信アンテナ２７０１で受信したキャリア１の信号をＲ１，１（ｉ）、受信アンテナ２７１１で受信したキャリア１の信号をＲ２，１（ｉ）とすると、次式が成立する。

同様に、キャリア２では、次式が成立する。

（１１）式の関係からＳ１（ｉ）、Ｓ２（ｉ−１）を得ることができ、（１２）式の関係からＳ１（ｉ）’、Ｓ２（ｉ−２）を得ることができる。

またｈ１１，１（ｉ）≒ｈ１１，２（ｉ）、ｈ１２，１（ｉ）≒ｈ１２，２（ｉ）、ｈ２１，１（ｉ）≒ｈ２１，２（ｉ）、ｈ２２，１（ｉ）≒ｈ２２，２（ｉ）が成立する。このとき、（１１）式と（１２）式の行列は、ほぼ等しい行列であるが、（Ｓ１（ｉ），Ｓ２（ｉ−１））のベクトルと（Ｓ１（ｉ）’，Ｓ２（ｉ−２））のベクトルが異なるため、得られるデータの確からしさが異なることになる。

本実施の形態では、この特性を利用し、受信データの品質を向上させるようになされている。受信装置２７００の具体的な復調（復号）手順は、以下の通りである。
＜１＞時間ｉ、キャリア１の検波を行い、（Ｓ１（ｉ），Ｓ２（ｉ−１））を得る。
＜２＞時間ｉ、キャリア２の検波を行い、（Ｓ１（ｉ）’，Ｓ２（ｉ−２））を得る。
＜３＞キャリア１およびキャリア２の受信品質を比較する。

キャリア１の受信品質の方が良い場合、キャリア１の検波で（Ｓ１（ｉ），Ｓ２（ｉ−１））のデータを得る。次に、キャリア１の検波で得られたＳ１（ｉ）からキャリア２のＳ１（ｉ）’を推定し、その結果を利用し、Ｓ２（ｉ−２）を得る。

キャリア２の受信品質の方が良い場合、キャリア２の検波で（Ｓ１（ｉ）’，Ｓ２（ｉ−２））のデータを得る。次に、キャリア２の検波で得られたＳ１（ｉ）’からキャリア１のＳ１（ｉ）を推定し、その結果を利用し、Ｓ２（ｉ−１）を得る。

受信装置２７００においては、復調部２７２１でこのような復調処理を行うことにより、変調信号Ａの受信ディジタル信号２７２２、変調信号Ｂの受信ディジタル信号２７２３を得る。

図２８の復調部２７２１の詳細の構成が、図８のとおりであり、以下では、その動作について説明する。

図８において、信号５０８は図２８の２７０８に、信号５１０は図２８の２７１０に、信号５０６は図２８の２７０６に、信号５１８は図２８の２７１８に、信号５２０は図２８の２７２０に、信号５１６は図２８の２７１６に相当する。

ここで、図２７の送信装置２６００において、図３０Ａ、図３０Ｂのフレーム構成で、変調信号Ａ、変調信号ＢともにＱＰＳＫにより変調した場合を例に説明する。ただし、キャリア１、キャリア２についての説明である。

変調信号Ａで２ビット、変調信号Ｂで２ビットの計４ビットが送信可能である。つまり、００００，０００１，・・・・，１１１１が送信可能である。ただし、上位２ビットは変調信号Ａで送信された２ビット、下位２ビットは変調信号Ｂで送信された２ビットとする。

ここでは、図２８の復調部２７２１の動作について説明する。

復調部２７２１は、キャリア１、時間ｉにおいて、変調信号Ａの伝送路推定信号群２７０８のキャリア１の成分、変調信号Ｂの伝送路推定信号群２７１０のキャリア１の成分を用いて、００００，０００１，・・・，１１１１の１６個の信号点のＩ−Ｑ平面における信号点を求める。そのときの状態が図１４の１６個の信号点１３０２に相当する。

そして、フーリエ変換後信号２７０６のキャリア１の成分から、Ｉ−Ｑ平面における受信状態が求まる。そのときの状態が図１４に示す信号点１３０１に相当する。

次に、図１４に示すすべての信号点１３０２と信号点１３０１とのＩ−Ｑ平面における例えば距離の２乗値を計算する。すなわち、送信ビット００００の信号点１３０２と信号点１３０１との距離の２乗値Ｘ００００（ｉ）を求め、同様に送信ビット０００１、・・・・、１１１１の信号点１３０２と信号点１３０１との距離の２乗値Ｘ０００１（ｉ）、・・・・、Ｘ１１１１（ｉ）を求める。

同様に、図３０Ａ、図３０Ｂのキャリア１，時間ｉにおいて、変調信号Ａの伝送路推定信号群２７１８のキャリア１の成分、変調信号Ｂの伝送路推定信号群２７２０のキャリア１の成分を用いて、００００，０００１，・・・，１１１１の１６個の信号点のＩ−Ｑ平面における信号点を求める。そのときの状態が図１４の１６個の信号点１３０２に相当する。

そして、フーリエ変換後の信号２７１６のキャリア１の成分から、Ｉ−Ｑ平面における受信状態が求まる。そのときの状態が図１４の信号点１３０１に相当する。

次に、図１４に示すすべての信号点１３０２と信号点１３０１とのＩ−Ｑ平面における例えば距離の２乗値を計算する。すなわち、送信ビット００００の信号点１３０２と信号点１３０１との距離の２乗値Ｙ００００（ｉ）を求め、同様に送信ビット０００１、・・・・、１１１１の信号点１３０２と信号点１３０１との距離の２乗値Ｙ０００１（ｉ）、・・・・、Ｙ１１１１（ｉ）を求める。

そして、Ｘ００００（ｉ）とＹ００００（ｉ）の和Ｚ００００（ｉ）＝Ｘ００００（ｉ）＋Ｙ００００（ｉ）を求める。同様に、Ｚ０００１（ｉ）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ）を求める。同様に、キャリア２についてもＺ００００（ｉ）、Ｚ０００１（ｉ）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ）を求める。

次に、キャリア１とキャリア２との受信データの確からしさの比較を行う。

例えば、キャリア１において、Ｚ００００（ｉ）、Ｚ０００１（ｉ）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ）の中から、最も小さい値を探索する。その値をＦ（ｉ）とする。そして、２番目に小さい値を探索する。その値をＳ（ｉ）とする。

同様に、キャリア２において、Ｚ００００（ｉ）、Ｚ０００１（ｉ）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ）の中から、最も小さい値を探索する。その値をＦ（ｉ）とする。そして、２番目に小さい値を探索する。その値をＳ（ｉ）とする。

そして、例えば、キャリア１において、Ｒ，１（ｉ）＝Ｆ（ｉ）／Ｓ（ｉ）、および、キャリア２において、Ｒ，２（ｉ）＝Ｆ（ｉ）／Ｓ（ｉ）を求める。

Ｒ，２（ｉ）＞Ｒ，１（ｉ）のとき、キャリア１の方が受信品質がよいと判断し、キャリア１のＦ（ｉ）を与える４ビットを正しいデータと判断する。そして、キャリア１およびキャリア２に変調信号Ａで送信されたデータ２ビットとキャリア１の変調信号Ｂで送信されたデータ２ビットが得られる。そして、変調信号Ａで送信された２ビットが判定されているのを利用し、キャリア２の変調信号Ｂで送信された２ビットを判定する。例えば、変調信号Ａで送信された２ビットが００であるならば、キャリア２のＺ００００（ｉ）、Ｚ０００１（ｉ）、Ｚ００１０（ｉ）、Ｚ００１１（ｉ）の中から最も小さくなるものを探索し、キャリア２の変調信号Ｂで送信された２ビットを判定する。同様に、変調信号Ａで送信された２ビットが０１であるならば、キャリア２のＺ０１００（ｉ）、Ｚ０１０１（ｉ）、Ｚ０１１０（ｉ）、Ｚ０１１１（ｉ）の中から最も小さくなるものを探索し、キャリア２の変調信号Ｂで送信された２ビットを判定する。変調信号Ａで送信された２ビットが１０、１１のときも同様にして、キャリア２の変調信号Ｂで送信された２ビットを判定する。

Ｒ，１（ｉ）＞Ｒ，２（ｉ）のとき、キャリア２の方が受信品質がよいと判断し、キャリア２のＦ（ｉ）を与える４ビットを正しいデータと判断する。そして、キャリア１およびキャリア２に変調信号Ａで送信されたデータ２ビットとキャリア２の変調信号Ｂで送信されたデータ２ビットが得られる。そして、変調信号Ａで送信された２ビットが判定されているのを利用し、キャリア１の変調信号Ｂで送信された２ビットを判定する。例えば、変調信号Ａで送信された２ビットが００であるならば、キャリア１のＺ００００（ｉ）、Ｚ０００１（ｉ）、Ｚ００１０（ｉ）、Ｚ００１１（ｉ）の中から最も小さくなるものを探索し、キャリア１の変調信号Ｂで送信された２ビットを判定する。同様に、変調信号Ａで送信された２ビットが０１であるならば、キャリア１のＺ０１００（ｉ）、Ｚ０１０１（ｉ）、Ｚ０１１０（ｉ）、Ｚ０１１１（ｉ）の中から最も小さくなるものを探索し、キャリア１の変調信号Ｂで送信された２ビットを判定する。変調信号Ａで送信された２ビットが１０、１１のときも同様にして、キャリア１の変調信号Ｂで送信された２ビットを判定する。

図２８の復調部２７２１の詳細の構成が図８である。図８の動作について説明する。

図８の変調信号Ａ，Ｂ復調部６０８は、上記のように、時間ｉのキャリア１およびキャリア２において変調信号Ａで送信されたデータを変調信号Ａの受信ディジタル信号５２４として出力する。また、第１の軟判定値信号７０１として、キャリア１のＺ００００（ｉ）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ）を出力する。また、第２の軟判定値信号７０２としてキャリア２のＺ００００（ｉ）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ）を出力する。そして、時間ｉのキャリア１、キャリア２いずれかの変調信号Ｂの受信ディジタル信号５２５−１を出力する。

変調信号Ｂ復調部７０３は、第１の軟判定値信号７０１であるキャリア１のＺ００００（ｉ）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ）と第２の軟判定値信号７０２であるキャリア２のＺ００００（ｉ）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ）を入力とし、上記のように、キャリア１とキャリア２の受信品質をもとに、変調信号Ｂの復調を行い、５２５−１とは異なるキャリアの変調信号Ｂの受信ディジタル信号５２５−２を出力する。

ここでは、キャリア１、キャリア２の復号方法について説明したが、キャリア１、キャリア２以外のキャリアで同様に符号化している場合でも、上述の動作と同様に実施すれば、同様に復号することができる。

図３２Ａ、図３２Ｂに示すフレーム構成を採用した場合、ｈ１１，１（ｉ）≒ｈ１１，１＋ｎ（ｉ）、ｈ１２，１（ｉ）≒ｈ１２，１＋ｎ（ｉ）、ｈ２１，１（ｉ）≒ｈ２１，１＋ｎ（ｉ）、ｈ２２，１（ｉ）≒ｈ２２，１＋ｎ（ｉ）の関係が成立するようなｎであれば、図３０Ａ、図３０Ｂのフレーム構成の場合と同様の処理を行うことで、同様に実施することができる。つまり、キャリア２の動作をキャリア１＋ｎの動作として考えれば同様に実施することができる。

次に図３４Ａ、図３４Ｂに示すフレーム構成を採用する場合について説明する。図３４Ａ、図３４Ｂのフレーム構成の場合、キャリア１とキャリアｊとでは、周波数がまったく異なるために電波伝搬環境が全くことなる状態であることが重要となる。

ここでは、キャリア１とキャリアｊを例に説明する。時間ｉ、キャリア１において、（１１）が成立する。また時間ｉ、キャリアｊにおいて、次式が成立する。

このとき、ｈ１１，１（ｉ）、ｈ１２，１（ｉ）、ｈ２１，１（ｉ）、ｈ２２，１（ｉ）は、受信装置において、例えば、図３４Ａ、図３４Ｂのキャリア１の時間ｉ−１の電波伝搬環境推定シンボル２８０１を用いて推定する。同様に、ｈ１１，ｊ（ｉ）、ｈ１２，ｊ（ｉ）、ｈ２１，ｊ（ｉ）、ｈ２２，ｊ（ｉ）は、受信装置において、例えば、図３４Ａ、図３４Ｂのキャリアｊの時間ｉ−１の電波伝搬環境推定シンボル２８０１を用いて推定する。このとき、キャリア１とｊでは、電波伝搬環境が異なるような時間であるため、ｈ１１，１（ｉ）≠ｈ１１，ｊ（ｉ）、ｈ１２，１（ｉ）≠ｈ１２，ｊ（ｉ）、ｈ２１，１（ｉ）≠ｈ２１，ｊ（ｉ）、ｈ２２，１（ｉ）≠ｈ２２，ｊ（ｉ）が成立する。したがって、キャリア１とｊでの受信品質は全く異なることになる。

以上を考慮し、キャリア１とキャリアｊのＩ−Ｑ平面における信号点配置について説明する。Ｉ−Ｑ平面における信号点配置の一例を示した図が図３Ａ〜図３Ｃである。図３４Ａ、図３４Ｂのフレーム構成の際、キャリア１とキャリアｊの信号点配置は、例えば、ともに図３Ａでもよいし、キャリア１では図３Ａ、キャリアｊでは図３Ｂのように異なっていてもよい。これは、図２９Ａ、図２９Ｂや、図３１Ａ、図３１Ｂのフレーム構成のときとは異なり、キャリア１とキャリアｊとでは電波伝搬環境が異なるため、キャリア１とキャリアｊで、敢えて信号点配置を変えなくても、受信品質に差が出るようになるからである。

以下では、復号化の手順について詳しく説明するが、図３０Ａ、図３０Ｂのフレーム構成の動作と同様に考えることができる。つまり、キャリア２の動作をキャリアｊに置き換えて考えればよい。

受信装置２７００による図３４Ａ、図３４Ｂのフレーム構成信号の具体的な復調（復号）手順は、以下の通りである
＜１＞時間ｉ、キャリア１の検波を行い、（Ｓ１（ｉ），Ｓ２（ｉ−１））を得る。
＜２＞時間ｉ、キャリアｊの検波を行い、（Ｓ１（ｉ），Ｓ２（ｉ−ｊ））を得る。
＜３＞キャリアｉおよびキャリアｊの受信品質を比較する。

時間ｉ、キャリア１の受信品質の方がよい場合、時間ｉ、キャリア１の検波で（Ｓ１（ｉ），Ｓ２（ｉ−１））のデータを得る。次に、時間ｉ、キャリア１の検波で得られたＳ１（ｉ）から時間ｉキャリアｊのＳ１（ｉ）を推定し、その結果を利用し、Ｓ２（ｉ−ｊ）を得る。

時間ｉ、キャリアｊの受信品質の方がよい場合、時間ｉ、キャリアｊの検波で（Ｓ１（ｉ），Ｓ２（ｉ−ｊ））のデータを得る。次に、時間ｉキャリアｊの検波で得られたＳ１（ｉ）から時間ｉ、キャリア１のＳ１（ｉ）を推定し、その結果を利用し、Ｓ２（ｉ−１）を得る。

図２８の復調部２７２１では、上述の手順を行うことで、変調信号Ａの受信ディジタル信号２７２２、変調信号Ｂの受信ディジタル信号２７２３を得る。

図２８の復調部２７２１の詳細の構成が、図８のとおりであり、以下では、その動作について説明する。

図８において、信号５０８は図２８の２７０８に、信号５１０は図２８の２７１０に、信号５０６は図２８の２７０６に、信号５１８は図２８の２７１８に、信号５２０は図２８の２７２０に、信号５１６は図２８の２７１６に相当する。

ここで、図２７の送信装置２６００において、図３４Ａ、図３４Ｂのフレーム構成で、キャリア１、キャリアｊにおいて、変調信号Ａ、変調信号ＢともにＱＰＳＫ変調で信号を送信したときを例に説明する。

変調信号Ａで２ビット、変調信号Ｂで２ビットの計４ビットが送信可能である。つまり、００００，０００１，・・・・，１１１１が送信可能である。ただし、上位２ビットは変調信号Ａで送信された２ビット、下位２ビットは変調信号Ｂで送信された２ビットとする。

ここでは、図２８の復調部２７２１の動作について説明する。

復調部２７２１は、時間ｉにおいて、変調信号Ａの伝送路推定信号群２７０８のキャリア１の成分、変調信号Ｂの伝送路推定信号群２７１０のキャリア１の成分を用いて、００００，０００１，・・・，１１１１の１６個の信号点のＩ−Ｑ平面における信号点を求める。そのときの状態が図１４の１６個の信号点１３０２に相当する。

そして、フーリエ変換後の信号２７０６のキャリア１の成分から、Ｉ−Ｑ平面における受信状態が求まる。そのときの状態が図１４の信号点１３０１に相当する。

次に、図１４に示すすべての信号点１３０２と信号点１３０１とのＩ−Ｑ平面における例えば距離の２乗値を計算する。すなわち、送信ビット００００の信号点１３０２と信号点１３０１との距離の２乗値Ｘ００００（ｉ）を求め、同様に送信ビット０００１、・・・・、１１１１の信号点１３０２と信号点１３０１との距離の２乗値Ｘ０００１（ｉ）、・・・・、Ｘ１１１１（ｉ）を求める。

同様に、図３４Ａ、図３４Ｂの時間ｉにおいて、変調信号Ａの伝送路推定信号群２７１８のキャリア１の成分、変調信号Ｂの伝送路推定信号群２７２０のキャリア１の成分を用いて、００００，０００１，・・・，１１１１の１６個の信号点のＩ−Ｑ平面における信号点を求める。そのときの状態が図１４の１６個の信号点１３０２に相当する。

そして、フーリエ変換後の信号２７１６のキャリア１の成分から、Ｉ−Ｑ平面における受信状態が求まる。そのときの状態が図１４の信号点１３０１に相当する。

次に、図１４に示すすべての信号点１３０２と信号点１３０１とのＩ−Ｑ平面における例えば距離の２乗値を計算する。すなわち、送信ビット００００の信号点１３０２と信号点１３０１との距離の２乗値Ｙ００００（ｉ）を求め、同様に送信ビット０００１、・・・・、１１１１の信号点１３０２と信号点１３０１との距離の２乗値Ｙ０００１（ｉ）、・・・・、Ｙ１１１１（ｉ）を求める。

そして、Ｘ００００（ｉ）とＹ００００（ｉ）の和Ｚ００００（ｉ）＝Ｘ００００（ｉ）＋Ｙ００００（ｉ）を求める。同様に、Ｚ０００１（ｉ）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ）を求める。

ここで、時間ｉでの判定を行う際、電波伝搬環境の推定は、例えば、図３４Ａ、図３４Ｂの時間ｉ−１の電波伝搬環境推定シンボル２８０１のキャリア１、キャリアｊのシンボルを用いて行う。

次に、時間ｉのキャリア１とキャリアｊの受信データの確からしさの比較を行う。

例えば、キャリア１のＺ００００（ｉ）、Ｚ０００１（ｉ）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ）の中から、最も小さい値を探索する。その値をＦ（ｉ）とする。そして、２番目に小さい値を探索する。その値をＳ（ｉ）とする。

同様に、キャリアｊのＺ００００（ｉ）、Ｚ０００１（ｉ）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ）の中から、最も小さい値を探索する。その値をＦ（ｉ）とする。そして、２番目に小さい値を探索する。その値をＳ（ｉ）とする。

そして、例えば、キャリア１のＲ（ｉ）＝Ｆ（ｉ）／Ｓ（ｉ）、および、キャリアｊのＲ（ｉ）＝Ｆ（ｉ）／Ｓ（ｉ）を求める。

キャリアｊのＲ（ｉ）＞キャリア１のＲ（ｉ）のとき、キャリア１の方が受信品質がよいと判断し、キャリア１のＦ（ｉ）を与える４ビットを正しいデータと判断する。そして、キャリア１およびキャリアｊに変調信号Ａで送信されたデータ２ビットとキャリア１の変調信号Ｂで送信されたデータ２ビットが得られる。そして、変調信号Ａで送信された２ビットが判定されているのを利用し、キャリアｊの変調信号Ｂで送信された２ビットを判定する。

例えば、変調信号Ａで送信された２ビットが００であるならば、キャリアｊのＺ００００（ｉ）、Ｚ０００１（ｉ）、Ｚ００１０（ｉ）、Ｚ００１１（ｉ）の中から最も小さくなるものを探索し、キャリアｊの変調信号Ｂで送信された２ビットを判定する。同様に、変調信号Ａで送信された２ビットが０１であるならば、キャリアｊのＺ０１００（ｉ）、Ｚ０１０１（ｉ）、Ｚ０１１０（ｉ）、Ｚ０１１１（ｉ）の中から最も小さくなるものを探索し、キャリアｊの変調信号Ｂで送信された２ビットを判定する。変調信号Ａで送信された２ビットが１０、１１のときも同様にして、キャリアｊの変調信号Ｂで送信された２ビットを判定する。

キャリア１のＲ（ｉ）＞キャリアｊのＲ（ｉ）のとき、キャリアｊの方が受信品質がよいと判断し、キャリアｊのＦ（ｉ）を与える４ビットを正しいデータと判断し、キャリア１およびキャリアｊの変調信号Ａで送信されたデータ２ビットとキャリアｊの変調信号Ｂで送信されたデータ２ビットが得られる。

そして、変調信号Ａで送信された２ビットが判定されているのを利用し、キャリア１の変調信号Ｂで送信された２ビットを判定する。例えば、変調信号Ａで送信された２ビットが００であるならば、キャリア１のＺ００００（ｉ）、Ｚ０００１（ｉ）、Ｚ００１０（ｉ）、Ｚ００１１（ｉ）の中から最も小さくなるものを探索し、キャリア１の変調信号Ｂで送信された２ビットを判定する。同様に、変調信号Ａで送信された２ビットが０１であるならば、キャリア１のＺ０１００（ｉ）、Ｚ０１０１（ｉ）、Ｚ０１１０（ｉ）、Ｚ０１１１（ｉ）の中から最も小さくなるものを探索し、キャリア１の変調信号Ｂで送信された２ビットを判定する。変調信号Ａで送信された２ビットが１０、１１のときも同様にして、時間ｉに変調信号Ｂで送信された２ビットを判定する。

図２８の復調部２７２１の詳細の構成が図８である。図８の動作について説明する。

図８の変調信号Ａ，Ｂ復調部６０８は、上記のように、キャリア１およびキャリアｊにおいて変調信号Ａで送信したデータを変調信号Ａの受信ディジタル信号５２４として出力する。また、第１の軟判定値信号７０１として、キャリア１のＺ００００（ｉ）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ）を出力する。また、第２の軟判定値信号７０２としてキャリアｊのＺ００００（ｉ）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ）を出力する。そして、キャリア１、キャリアｊいずれかの変調信号Ｂの受信ディジタル信号５２５−１を出力する。

変調信号Ｂ復調部７０３は、第１の軟判定値信号７０１であるキャリア１のＺ００００（ｉ）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ）と第２の軟判定値信号７０２であるキャリアｊのＺ００００（ｉ）、・・・、Ｚ１１１１（ｉ）を入力とし、上記のように、キャリア１とキャリアｊの受信品質をもとに、変調信号Ｂの復調を行い、５２５−１とは異なるキャリアの変調信号Ｂの受信ディジタル信号５２５−２を出力する。

ここでは、時間ｉのキャリア１、キャリアｊの変調信号Ａ、変調信号Ｂの復調について述べたが、キャリア１、キャリアｊ以外において同様に符号化している場合についても同様の処理を行うことで、実施が可能である。

図３５Ａ、図３５Ｂは、図１０Ａのフレーム構成をＯＦＤＭ方式に適応したときのフレーム構成例を示すもので、実施の形態１で説明した図１０Ａのフレーム構成信号に対する処理と同様の処理を行えば、ＯＦＤＭ方式においても同様に実施することができる。

図３６Ａ、図３６Ｂは、図３５Ａ、図３５Ｂのフレーム構成が時間方向に符号化されているのに対して、周波数軸方向に符号化したときのフレーム構成である。この図３６Ａ、図３６Ｂのフレーム構成信号に対する処理は、実施の形態１で説明した処理及び本実施の形態で説明した処理を融合することで、実施することができる。

図３７Ａ、図３７Ｂは、図１０Ｂのフレーム構成をＯＦＤＭ方式に適応したときのフレーム構成例を示すもので、実施の形態１で説明した図１０Ｂのフレーム構成信号に対する処理と同様の処理を行えば、ＯＦＤＭ方式においても同様に実施することができる。

図３８Ａ、図３８Ｂは、図３７Ａ、図３７Ｂのフレーム構成が時間方向に符号化されているのに対して、周波数軸方向に符号化したときのフレーム構成である。この図３８Ａ、図３８Ｂのフレーム構成信号に対する処理は、実施の形態１で説明した処理及び本実施の形態で説明した処理を融合することで、実施することができる。

図３９Ａ〜図３９Ｃは、図１５のフレーム構成をＯＦＤＭ方式に適応したときのフレーム構成例を示すもので。実施の形態２で説明した図１５のフレーム構成信号に対する処理と同様の処理を行えば、ＯＦＤＭ方式においても同様に実施することができる。

図４０Ａ〜図４０Ｃは、図３９Ａ〜図３９Ｃのフレーム構成が時間方向に符号化されているのに対して、周波数軸方向に符号化したときのフレーム構成である。この図４０Ａ〜図４０Ｃのフレーム構成信号に対する処理は、実施の形態２で説明した処理及び本実施の形態で説明した処理を融合することで、実施することができる。

図４１Ａ〜図４１Ｃは、図１６のフレーム構成をＯＦＤＭ方式に適応したときのフレーム構成例を示すもので、実施の形態２と同様に実施すれば、ＯＦＤＭ方式においても実施することができる。

図４２Ａ〜図４２Ｃは、図４１Ａ〜図４１Ｃのフレーム構成が時間方向に符号化されているのに対して、周波数軸方向に符号化したときのフレーム構成である。この図４２Ａ〜図４２Ｃのフレーム構成信号に対する処理は、実施の形態２で説明した処理及び本実施の形態で説明した処理を融合することで、実施することができる。

図４３Ａ〜図４３Ｃは、図２２のフレーム構成をＯＦＤＭ方式に適応したときのフレーム構成例を示すもので、実施の形態２と同様に実施すれば、ＯＦＤＭ方式においても実施することができる。

図４４Ａ〜図４４Ｃは、図４３Ａ〜図４３Ｃのフレーム構成が時間方向に符号化されているのに対して、周波数軸方向に符号化したときのフレーム構成である。この図４４Ａ〜図４４Ｃのフレーム構成信号に対する処理は、実施の形態２で説明した処理及び本実施の形態で説明した処理を融合することで、実施することができる。

図４５Ａ〜図４５Ｃは、図２６のフレーム構成をＯＦＤＭ方式に適応したときのフレーム構成例を示すもので、実施の形態２と同様に実施すれば、ＯＦＤＭ方式においても実施することができる。

図４６Ａ〜図４６Ｃは、図４５Ａ〜図４５Ｃのフレーム構成が時間方向に符号化されているのに対して、周波数軸方向に符号化したときのフレーム構成である。この図４６Ａ〜図４６Ｃのフレーム構成信号に対する処理は、実施の形態２で説明した処理及び本実施の形態で説明した処理を融合することで、実施することができる。

なお、図３５Ａと図３５Ｂ、図３６Ａと図３６Ｂ、図３９Ａ〜図３９Ｃ、図４０Ａ〜図４０Ｃ、図４３Ａ〜図４３Ｃ、図４４Ａ〜図４４Ｃにおいて、時間、または、周波数軸において、隣のシンボルと符号化している例で説明したが、これに限ったものではなく、２、３、・・・、ｎシンボル離れている場合についても同様に実施することができる。

また送信装置の構成は図２７の構成、変調部の構成は図５の構成に限ったものではない。また受信装置および復調部の構成は、図８、図２８の構成に限ったものではない。

（４）実施の形態４
上述した実施の形態１〜３では、各アンテナから送信する変調信号のうち、少なくとも一つの変調信号を、同一のデータを信号点配置の仕方を時間方向又は周波数方向で変えて複数回変調することによって形成することを、主に提案した。

この実施の形態では、本発明は、同一のデータの信号点配置の仕方を変えなくても、少なくとも一つの変調信号を信号点配置の仕方を時間方向又は周波数方向で変えれば、見通し環境のような場合に効果的であることを説明する。

本実施の形態では、同一データを複数回変調することなく変調信号を形成するので、実施の形態１〜３と比較して、データ伝送効率を向上させることができる。

また本実施の形態では、好適な例として、実施の形態１〜３の構成に加えて、さらに送信データにインターリーブ処理を施し、所定のブロック単位で信号点配置の仕方を変えることを提案する。

図４７Ａ、図４７Ｂは、本実施の形態におけるインターリーブの適用例を示している。図４７Ａは、インターリーブ前のデータの順番を示している。図４７Ｂはインターリーブ後のデータ配列を示している。図４７Ａ、図４７Ｂに示す例では、縦方向に、順次左から右にデータを読み出すことでインターリーブを行う。具体的には、データ１、データ１０１、データ２０１、データ２、データ１０２、データ２０２、・・・、データ１００、データ２００、データ３００の順番にデータを並び替える（このデータの並びを、“パターンＸ”と名付ける）。

図４８Ａ〜図４８Ｃは、図４７Ｂのように並び替えたデータの信号点配置例を示している。図４８Ａ、図４８Ｂ、図４８Ｃは、変調信号Ａと変調信号Ｂのそれぞれの信号点配置例を示している。

ここで、パターンＸの１番目から１００番目のシンボルのＩ−Ｑ平面における信号点配置を変調信号Ａ、Ｂそれぞれ図４８Ａのようにするものとする。このとき、信号点とＩ軸とで形成される位相は変調信号Ａ、Ｂいずれも４５度であるものとする。

パターンＸの１０１番目から２００番目のシンボルのＩ−Ｑ平面における信号点配置を変調信号Ａ、Ｂそれぞれ図４８Ｂのようにするものとする。このとき、信号点とＩ軸とで形成される位相は、変調信号Ａでは４５度、変調信号Ｂでは０度であるものとする。

パターンＸの２０１番目から３００番目のシンボルのＩ−Ｑ平面における信号点配置を変調信号Ａ、Ｂそれぞれ図４８Ｃのようにするものとする。このとき、信号点とＩ軸とで形成される位相は、変調信号Ａでは４５度、変調信号Ｂでは４５＋１０度であるものとする。

本実施の形態では、３００シンボルを３つに分けた場合について説明したが、３００シンボルをｍ個に分割した場合、変調信号Ａの信号点とＩ軸とで構成する位相は４５度と固定であり、変調信号Ｂの信号点とＩ軸とで構成する位相は４５度、０度、４５＋１０度、１０度、・・・、となり変化していく。

つまり、
１）２ｎ−１回目の変化の信号点配置における変調信号Ｂの信号点とＩ軸とで構成する位相は、１０ｎ−１０度
２）２ｎ回目の変化の信号点配置における変調信号Ｂの信号点とＩ軸とで構成する位相は、４５＋１０ｎ度
とする。ただし、ｎ＝１、２、・・・とする。

このように、本実施の形態では、所定のブロック単位で信号点配置の仕方を変化させる。これにより、信号点配置の仕方でインターリーブを行った効果が得られるので、時間ダイバーシチゲインを得ることができる。この理由については、受信装置の動作において説明する。

図４との対応部分に同一符号を付して示す図４９に、本実施の形態における送信装置の構成例を示す。符号化部４８０２は、送信ディジタル信号４８０１を入力とし、送信ディジタル信号４８０１に対して例えば畳み込み符号、ターボ符号、ＬＤＰＣ（Low Density Parity Check）などで符号化を施し、符号化後のディジタル信号４８０３を出力する。

インターリーブ部４８０４は、符号化後のディジタル信号４８０３、フレーム構成信号３２４を入力とし、符号化後のディジタル信号４８０３に対して例えば図４７Ａ、図４７Ｃで示すようにインターリーブを施し、インターリーブ後のディジタル信号４８０５を出力する。

変調部３０４は、インターリーブ後のディジタル信号４８０５、フレーム構成信号３２４を入力とし、送信直交ベースバンド信号３０５を出力する。変調部３０４の詳細構成は、図５０のとおりである。

図５０において、マッピング部４９０２は、インターリーブ後のディジタル信号４９０１、フレーム構成信号４９０６を入力とし、インターリーブ後のディジタル信号４９０１に対して例えば図４８Ａのような信号点配置に従ってＱＰＳＫ変調を施し、直交ベースバンド信号４９０３を出力する。

信号処理部（回転演算部）４９０４は、直交ベースバンド信号４９０３、フレーム構成信号４９０６を入力とし、上述したように、所定のブロック単位で異なる信号点配置となるように位相回転を施し、位相回転後の直交ベースバンド信号４９０５を出力する。

図４９の符号化部４８０７、インターリーブ部４８０９は、上述した動作と同様の動作を行う。変調部３１４は、インターリーブ後のディジタル信号を入力とし、ＱＰＳＫ変調を施し、送信直交ベースバンド信号３１５を出力する。このとき、変調部３１４は、図４８Ａのように変調信号Ｂについては、信号点配置を変化させないので、変調部３０４とは異なり、図５０の信号処理部（回転演算部）４９０４を有しなくてもよい。

図５１は、本実施の形態における受信装置の構成の一例を示しており、図６と同様に動作するものについては、同一符号を付した。

ＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection）部５２３は、候補信号点と、受信ベースバンド信号とのユークリッド距離を求めることで、ブランチメトリックを求め、変調信号Ａの軟判定値５００１、および、変調信号Ｂの軟判定値５００２を出力する。

デインターリーブ部５００３は、変調信号Ａの軟判定値５００１を入力とし、これをデインターリーブし、デインターリーブ後の変調信号Ａの軟判定値５００４を出力する。復号部５００５は、デインターリーブ後の変調信号Ａの軟判定値５００４を入力とし、これを軟判定復号し、変調信号Ａの受信ディジタル信号５００６を出力する。

同様に、デインターリーブ部５００７は、変調信号Ｂの軟判定値５００２を入力とし、これをデインターリーブし、デインターリーブ後の変調信号Ｂの軟判定値５００８を出力する。復号部５００９は、デインターリーブ後の変調信号Ｂの軟判定値５００８を入力とし、これを軟判定復号し、変調信号Ｂの受信ディジタル信号５０１０を出力する。

ところで、見通しの伝搬環境について考える。このとき、（１）式におけるチャネル行列は、直接波成分のチャネル要素ｈ_１１，ｄ，ｈ_１２，ｄ，ｈ_２１，ｄ，ｈ_２２，ｄと散乱波成分のチャネル要素ｈ_１１，ｓ，ｈ_１２，ｓ，ｈ_２１，ｓ，ｈ_２２，ｓに分けて考えることができ、次式のように表すことができる。

直接波のチャネル要素は、定常の状態に陥ると、その状態に応じて受信電界強度が同一であっても全く異なる受信品質を示すことが知られている（例えば、文献“ライスフェージングにおけるＭＩＭＯシステムの解析”電子情報通信学会、信学技報ＲＣＳ２００３−９０、ｐｐ．１−６、２００３年７月を参照）。特に、直接波が支配的な見通し環境では、変調信号間でインターリーブパターンを異なるようにしたことの効果が十分に現れないような定常状態になる可能性がある。このような状態に陥ると、受信電界強度が十分とれていても、良好な誤り率特性を得られないと考えられる。これは、受信電界強度が十分ではあっても、（１４）式の直接波の行列の状態によっては、受信品質が悪くなる場合が発生するためである。

本実施の形態では、少なくとも一つの変調信号の信号点配置の仕方を変えるようにしたので、上述した受信品質の劣化を改善することができる。特に、畳み込み符号などを用い、受信装置において軟判定を行う場合に好適である。その装置構成及び動作については、上述のとおりである。以下では、上述のような構成を採用した場合、受信品質が改善する理由について詳しく説明する。

図５２Ａ、図５２Ｂにおいて、符号５１０１は、変調信号Ａ、Ｂの合成信号を受信したときの信号点であり、図４８Ａ〜図４８Ｃのように変調信号Ａ、ＢいずれもＱＰＳＫの場合は、図５２Ａ、図５２Ｂのように１６個の候補信号点が存在することになる。図５２Ａ、図５２Ｂにおいて、符号５１０２は、仮に変調信号Ａのみ受信したときの仮想信号点を示す。実際は、変調信号Ａ、Ｂが同時に送信されているため、５１０２の４点が候補信号点となることはない。

ここで、図４８Ａのような変調信号が送信された場合、受信装置において、図５２Ａのような信号点配置であったとする。このとき、最小ユークリッド距離に着目すると、非常に小さいところが存在する。

直接波が支配的な環境では、図４８Ａの状態で変調信号Ａと変調信号Ｂを送信すると、この状態で受信しつづけることになり、この状態で軟判定復号を行うと、品質の良いデータを得ることができない。

これを回避するために、本実施の形態では、例えば、変調信号Ｂを、図４８Ｂのように図４８Ａの配置に対し−４５度回転させ、また、図４８Ｃのように図４８Ａの配置に対し１０度回転させる。すると、例えば、図４８Ｂのように送信した場合、受信信号点は図５２Ｂのような信号点配置となり、最小ユークリッド距離は大きくなり受信品質を良くすることができる。このように、変調信号Ｂにさまざまな位相回転を与えると、直接波が支配的な環境において、さまざまなユークリッド距離となるため、ダイバーシチ効果と同様の効果を得ることができる。これにより、受信データの品質を改善することができる。

以上のように、本実施の形態においては、少なくとも一つの変調信号は、時間方向に信号点配置の仕方を変えて形成したことにより、時間ダイバーシチ効果を得ることができ、誤り率特性の向上した受信データを得ることができるようになる。

加えて、インターリーブのブロックごとに信号点配置の仕方を変えるようにしたことにより、インターリーブとの相乗効果により、受信側で候補信号点と受信点のユークリッド距離が極端に小さくなることを回避できるので、一段と誤り率特性の向上した受信データを得ることができる。

なお、変調信号Ｂの信号点配置を回転させる角度は上述したものに限ったものではない。ただし、回転角を９０度、１８０度、２７０度の回転角のみで構成しても、受信した信号の候補信号点配置が変わらないため、効果は得られない。回転角は０度から４５度または−４５度から０度によって構成することで一般性は成立し、この範囲内に定めると送信装置４８００の回転演算部４９０４、受信装置５００のＭＬＤ部５２３の構成を簡略化することができる。

また、上述した説明では、変調信号Ｂのみ回転させたが、変調信号Ａを回転させても同様に実施することができる。しかし、両方の変調信号を回転させても、一方のみを回転させても、受信品質の改善効果は大きく変わらない。したがって、送信装置４８００の回転演算部４９０４、受信装置５０００のＭＬＤ部５２３の構成を簡略化することを考えると、一方の変調信号のみ回転させる方がよい。

次に、上述したのと異なる送信方法について説明する。

図５３Ａ、図５３Ｂのように、変調信号Ｂにおいて、時間Ｔにおける信号点配置に対し、時間Ｔ＋ｉでは、時間Ｔにおける信号点配置に対しθ_ｉ度回転させる。因みに、ここでは変調信号Ａに対しては、回転を与えないものを例として考える。図５３Ａ、図５３Ｂでは、変調信号Ｂにおいて、時間ｉの信号点配置と時間ｉ＋１の信号点配置の関係を示しており、θ_ｉ−θ_ｉ−１＝１０度としている。

このように送信することで、上述と同様に、直接波が支配的な環境において、受信信号点と候補信号点とのユークリッド距離がさまざまな値をとるため、ダイバーシチ効果と同様の効果を得ることができる。これにより、受信データの誤り率特性を向上させることができる。

また、ここで挙げた例のように、時間ｉの信号点配置と時間ｉ＋１の信号点配置の関係をθ_ｉ−θ_ｉ−１＝１０度という固定値にすると送信装置４８００の回転演算部４９０４、受信装置５０００のＭＬＤ５２３の演算を簡略化できることになる。

ここで、θ_ｉ−θ_ｉ−１についてであるが、０、９０、１８０、２７０度とすると、受信装置５０００のＭＬＤ５２３における候補信号点の位置関係は、時間ｉと時間ｉ＋１で変化がなく、受信信号点と候補信号点とのユークリッド距離の関係に変化がないことになる。すると、受信装置５０００は、ダイバーシチ効果を得づらく、データの誤り率改善効果が少なくなるので、適した回転角ではない。同様に考えると、θ_ｉ−θ_ｉ−１を４５、１０５、２２５、３１５度とした場合もダイバーシチ効果を得づらいため、不適切な値である。

因みに、θ_ｉ−θ_ｉ−１が０、９０、１８０、２７０度のときは、受信装置のＭＬＤにおける候補信号点の位置関係は１種類であるが、θ_ｉ−θ_ｉ−１が４５、１０５、２２５、３１５度のときは２種類となり、このときもダイバーシチ効果を得づらい。つまり、従来の技術のＱＰＳＫ、π／４シフトＱＰＳＫを用いてもあまり大きなダイバーシチ効果は得られない。ただし、全くダイバーシチ効果が無いというわけではない。

適切な値としては、受信信号の候補信号点が複数の信号点配置をとる（複数の最小ユークリッド距離をとる）ように設計するのが望ましい。例えば５度（５度と同様の受信信号の候補信号点配置を与える角度は９５、１８５、２７５、・・・がある。そして、９０／５＝１８通りの受信信号の候補信号点配置を与えることになる。）、１０度（１０度と同様の受信信号の候補信号点配置を与える角度は１００、１９０、２８０、・・・がある。そして、９０／１０＝９通りの受信信号の候補信号点配置を与えることになる。）、１５度（１５度と同様の受信信号の候補信号点配置を与える角度は１０５、１９５、２８５、・・・がある。そして、９０／１５＝６通りの受信信号の候補信号点配置を与えることになる。）などが考えられる。さらに適した値としては９０／ｘを行い割り切ることができない値である。

上述した説明では、位相回転のみを与える場合について説明したが、送信パワーを切り替えることで、信号点配置の仕方を変えるようにしてもよい。また送信パワーと位相回転と併用することも可能である。図５４Ａ、図５４Ｂに、位相回転と送信パワー切り替えを併用したときの受信信号の候補信号点配置例を示す。併用した場合でも、上述したのと同様に、ユークリッド距離の関係、特に、最小ユークリッド距離を変えることができる。これにより、ダイバーシチ効果を得ることができ、受信データの誤り率特性を改善することができる。

また一方の変調信号は、符号化を行いかつ位相回転を与え、もう一方の変調信号は符号化を行わない方法が考えられる。このことは、文献"Channel coding with multilevel/phase signals," IEEE Transaction on Information Theory, vol.IT-28, pp.55-67, January 1982で提案されているトレリス符号化変調を、MIMOシステムで実現することに相当する。トレリス符号化変調では、符号化を行うことで信号点の遷移に対し拘束を与えており、これによりユークリッド距離の離れた信号点を遷移するように設計されている。

これと同等の効果を得るためには、MIMOシステムでは回転角を与えることが重要となる。例えば２スロット間で考えた場合、位相を回転すると時間Ｔと時間Ｔ＋１で受信した際の信号点配置が変わり、これによりユークリッド距離が異なることになる。したがって、位相回転を与えかつ符号化を行うことは、トレリス符号化変調と同様に、信号点の遷移に対し拘束を与えているということもできる。

なおこの実施の形態では、スペクトル拡散通信を行う場合について説明したがこれに限ったものではなく、拡散部、逆拡散部がない場合、つまり、シングルキャリア方式についても同様に実施することができる。

またＯＦＤＭなどのマルチキャリア方式にも同様に適用することができる。この場合、時間方向で位相を回転した変調信号を形成する方法の他に、時間軸方向で信号点配置を変える考え方を周波数軸方向に展開することもできる。具体的には、サブキャリア（キャリア）ごとに異なる信号点配置（例えば回転）を与えることができるようになる。このとき、簡単な構成の一例として、サブキャリアごとに一意の位相回転とする方法が考えられる。つまり、サブキャリア０の信号点配置に対し、サブキャリア１にはθ１、サブキャリア２にはθ２の位相回転、・・・、サブキャリアｎにはθｎの位相回転を与える。これにより、サブキャリア方向（周波数方向）にダイバーシチ効果を得ることができるので、時間方向にダイバーシチ効果を得た場合と同様に、受信データの誤り率特性を向上させることができる。

また本実施の形態において、畳み込み符号のほかに、ＬＤＰＣ、ターボ符号などを適用しても同様に実施することができる。

（５）実施の形態５
本実施の形態では、通信相手から、変調信号の受信状態を示すフィードバック情報を受信し、このフィードバック情報に基づいて信号点配置の仕方を変えることを提案する。

図５５に、本実施の形態における基地局の構成例を示す。図５５では、図４９と同様に動作するものについては同一符号を付した。

基地局５４００は、端末から送信された信号を受信アンテナ５４０１で受信する。受信装置５４０３は、受信アンテナ５４０１で受信した受信信号５４０２を入力とし、これを復調することにより受信ディジタル信号５５０４を出力する。

信号点配置決定部５４０５は、受信ディジタル信号５５０４を入力とし、この受信ディジタル信号５５０４からフィードバック情報を抽出し、さらにフィードバック情報から信号点配置を決定し、信号点配置制御信号５４０６を出力する。

変調部３０４、３１４は、この信号点配置制御信号５４０６に基づいて、信号点配置を行う。

ここで基地局５４００は、変調部３０４、３１４によって施した信号点配置の仕方についての情報を端末に通知する。具体的には、基地局５４００は、送信信号中に、変調時に行った信号点配置の仕方についての情報を含める。フィードバック情報、信号点配置の制御方法、端末の動作については、後で詳しく説明する。

図５６に、本実施の形態における通信端末の構成例を示す。図５６では、図５１と同様に動作するものについては同一符号を付している。

ＭＬＤ部５２３は、変調信号Ａの伝送路推定信号５０８、５１８、変調信号Ｂの伝送路推定信号５１０、５２０に基づき、受信信号点状況の情報５５０１を出力する。受信信号点状況の情報５５０１としては、最小ユークリッド距離や固有値の状況、または、変調信号Ａ、Ｂの伝送路推定信号などが適しているがこれに限ったものではない。例えば、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報のように、誤りの有無を示す信号を受信信号点状況の情報５５０１としてもよい。

フィードバック情報生成部５５０２は、受信信号点状況の情報５５０１を入力とし、これを基にフィードバック情報５５０３を出力する。なお、フィードバック情報生成部５５０２によって、予め基地局５４００での信号点配置の仕方を決定し、これをフィードバック情報５５０３として送信するようにしてもよい。つまり、通信端末５５００で信号点配置の仕方を決定してもよい。

送信装置５５０５は、フィードバック情報５５０３、送信ディジタル信号５５０４を入力とし、これらに対して所定の無線処理を施すことにより送信信号５５０６を形成して出力する。送信信号５５０６は、送信アンテナ５５０７から出力される。

次に、信号点配置の制御方法について説明する。例えば、基地局５４００は図５３Ａのような変調信号Ａ，Ｂを送信するものとする。そして、通信端末５５００は、これらの変調信号を図５２Ａのような状態で受信したとする。この状態は、ＭＬＤ部５２３から出力された最小ユークリッド距離や固有値の状況、または、変調信号Ａ，Ｂの伝送路推定信号などの情報である受信信号点状況の情報５５０１から分かる。そして、最小ユークリッド距離が図５２Ｂのように大きくなるような信号点配置の仕方を基地局５４００又は通信端末５５００にて決定し、基地局５４００では、決定した信号点配置に従って変調処理を行う。例えば、基地局５４００は、信号点配置の仕方を図５３Ａから図５３Ｂのように切り替えて変調を行うようになる。

以上のように、通信相手から、変調信号の受信状態を示すフィードバック情報を受信し、フィードバック情報に基づいて信号点配置を変えるようにしたことにより、受信状態に応じて信号点配置の仕方を変えることができるので、一段と最小ユークリッド距離を大きくすることができ、一段と受信データの誤り率特性を向上させることができる。特に、実施の形態４と同様に、直接波が支配的な環境のとき、大きな効果が得られる。

なおこの実施の形態では、スペクトル拡散通信を行っている場合について説明したがこれに限ったものではなく、拡散部、逆拡散部がない場合、つまり、シングルキャリア方式についても同様に実施することができる。またＯＦＤＭなどのマルチキャリア方式についても同様に実施することができる。

また信号点配置の仕方の変更は、位相回転のみではなく、他の実施の形態で説明したように、送信パワーを変更しても同様の効果を得ることができる。このとき、送信パワーのみの変更でもよいし、送信パワーと位相回転の変更を併用してもよい。

また本発明は、例えば、文献“ＭＩＭＯチャネルにおける固有ビーム空間分割多重（Ｅ−ＳＤＭ）方式”電子情報通信学会、信学技報ＲＣＳ２００２−５３、２００２年５月にも記載されているような、送信信号をマルチビーム化して送信するＭＩＭＯシステムに適用した場合にも、上述したのと同様の効果を得ることができる。

図５７に、このようなＭＩＭＯシステムの概略構成を示す。送信側では、変調部５７０１が送信データ系列を入力し、これを変調することにより複数の変調信号を形成する。ここで変調部５７０１は、上述した実施の形態１〜５で説明したように、少なくとも一つの変調信号については、時間方向又は周波数方向で信号点配置の仕方を変えて変調処理を施す。

チャネル解析部５７０２は、伝搬チャネルの推定結果であるチャネル状態情報に基づいて、多重化チャネルを構成するための複数の送信のチャネルシグネチャベクトルを算出する。ベクトル多重化部５７０３は、各々の変調信号に別々のチャネルシグネチャベクトルを掛け合わせて合成し、合成後の信号を送信アレーアンテナ５７０４に送出する。これにより送信アレーアンテナ５７０４からマルチビーム化された信号が送信される。

受信側では、チャネル解析部５７１１が、伝搬チャネルの推定結果であるチャネル状態情報に基づいて、多重化された変調信号を分離するための複数の受信チャネルシグネチャベクトルを算出する。多重信号分離部５７１３は、受信アレーアンテナ５７１２の受信信号を入力し、各々の受信信号に別々のチャネルシグネチャベクトルを掛け合わせることにより、複数の変調信号が多重された信号を複数の受信変調信号に分離する。信号処理部５７１４は、分離された受信変調信号を復調及び復号することにより受信データを得る。

なお、本発明は上記実施の形態１〜５に限定されず、種々変更して実施することが可能である。例えば、上記実施の形態では、主に、本発明をハードウェアにて実施した場合について説明したが、これに限られるものではなく、ソフトウェアにて実施することも可能である。

例えば、上述した機能を実行するプログラムを予めＲＯＭ（Read Only Memory）に格納しておき、そのプログラムをＣＰＵ（Central Processor Unit）によって動作させるようにしてもよい。

以上説明したように本発明によれば、データ伝送効率の低下を抑制しつつ、優れた受信品質を得ることができる通信装置及び方法を実現できる。

本明細書は、２００３年７月２日出願の特願２００３−１９０６８３および２００４年５月１４日出願の特願２００４−１７３２２４に基づく。その内容はすべてここに含めておく。

本発明は、複数のアンテナからそれぞれ異なる変調信号を送信する無線システムに広く適用でき、例えばＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ通信システムに適用して好適である。

本発明は、特にマルチアンテナを用いた通信システムに用いられる通信端末、通信端末の通信方法、送信装置、送信方法、信号生成装置及び信号生成方法に関する。

本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、データ伝送効率の低下を抑制しつつ、優れた受信品質を得ることができる通信システムに用いられる通信端末、通信端末の通信方法、送信装置、送信方法、信号生成装置及び信号生成方法を提供することを目的とする。

かかる課題を解決するため本発明の通信端末の一つの態様は、通信相手の複数アンテナから、同じ時間で送信された、所定の変調方式の第１のマッピング方法により変調された第１の変調信号と、前記第１のマッピング方法とは異なる少なくとも１つ以上のマッピングパターンを有する第２のマッピング方法及び前記第１のマッピング方法のいずれかのマッピングパターンを用いて変調された第２の変調信号と、が合成された信号を受信する受信部と、前記受信信号から、次回通信の第２の変調信号に用いるマッピング方法に関する情報を前記通信相手へのフィードバック情報として生成するフィードバック情報生成部と、前記フィードバック情報を前記通信相手に送信する送信部と、具備する。

また、本発明の送信装置の一つの態様は、所定の変調方式の第１のマッピング方法とは異なる少なくとも１つ以上のマッピングパターンを有する第２のマッピング方法及び前記第１のマッピング方法からマッピングパターンを決定し、前記決定されたマッピングパターンの情報を含むフレーム構成信号を出力するフレーム構成部と、前記第１のマッピング方法を用いてマッピングした複数の変調信号のうち少なくとも１つの変調信号を、前記第１のマッピング方法による変調信号のまま、第１の変調信号として出力し、前記第１のマッピング方法を用いてマッピングした複数の変調信号のうち前記第１の変調信号以外の変調信号を、前記フレーム構成信号に含まれる前記決定されたマッピングパターンを用いて、再度、マッピングした第２の変調信号を出力する信号処理部と、前記第１の変調信号と前記第２の変調信号とを、それぞれＯＦＤＭ信号に変換するＯＦＤＭ変換部と、前記複数のＯＦＤＭ信号をそれぞれ、同じ周波数帯域かつ同じ時間で送信する複数のアンテナと、を具備し、前記第１のマッピング方法及び前記第２のマッピング方法は、複数ビットで構成されるビットセットに対応する信号点をマッピングする方法であり、前記第１のマッピング方法によってＩＱ平面上の前記複数ビットが第１のビットセットとされる第１の信号点と前記ＩＱ平面上の原点とから構成される直線と、前記ＩＱ平面上のＩ軸と、から構成される第１の位相と、前記第２のマッピング方法によってＩＱ平面上の前記複数ビットが前記第１のビットセットとされる第２の信号点と前記ＩＱ平面上の原点とから構成される直線と、前記ＩＱ平面上のＩ軸と、から構成される第２の位相と、は、異なる位相であり、前記第１の信号点と前記原点との距離と、前記第２の信号点と前記原点との距離と、が同じであり、前記第１ビットセットは、複数ビットがとりうる全ての組み合わせであり、前記複数のＯＦＤＭ信号は、前記第２の変調信号に用いた前記フレーム構成信号に含まれる前記決定されたマッピングパターンを含む信号である。

さらに、本発明の信号生成装置の一つの態様は、複数アンテナにおいて同じ周波数帯域かつ同じ時間で信号を送信するために、ＯＦＤＭ方式を用いて生成されたＯＦＤＭ信号を供給するための信号生成装置であって、所定の変調方式の第１のマッピング方法とは異なる少なくとも１つ以上のマッピングパターンを有する第２のマッピング方法及び前記第１のマッピング方法からマッピングパターンを決定し、前記決定されたマッピングパターンの情報を含むフレーム構成信号を出力するフレーム構成部と、前記第１のマッピング方法を用いてマッピングした複数の変調信号のうち少なくとも１つの変調信号を、前記第１のマッピング方法による変調信号のまま、第１の変調信号として出力し、前記第１のマッピング方法を用いてマッピングした複数の変調信号のうち前記第１の変調信号以外の変調信号を、前記フレーム構成信号に含まれる前記決定されたマッピングパターンを用いて、再度、マッピングした第２の変調信号を出力する信号処理部と、前記第１の変調信号と前記第２の変調信号とを、それぞれＯＦＤＭ信号に変換するＯＦＤＭ変換部と、を具備し、前記第１のマッピング方法及び前記第２のマッピング方法は、複数ビットで構成されるビットセットに対応する信号点をマッピングする方法であり、前記第１のマッピング方法によってＩＱ平面上の前記複数ビットが第１のビットセットとされる第１の信号点と前記ＩＱ平面上の原点とから構成される直線と、前記ＩＱ平面上のＩ軸と、から構成される第１の位相と、前記第２のマッピング方法によってＩＱ平面上の前記複数ビットが前記第１のビットセットとされる第２の信号点と前記ＩＱ平面上の原点とから構成される直線と、前記ＩＱ平面上のＩ軸と、から構成される第２の位相と、は、異なる位相であり、前記第１の信号点と前記原点との距離と、前記第２の信号点と前記原点との距離と、が同じであり、前記第１ビットセットは、複数ビットがとりうる全ての組み合わせである。

本発明によれば、データ伝送効率の低下を抑制しつつ、優れた受信品質を得ることができる通信端末、通信端末の通信方法、送信装置、送信方法、信号生成装置及び信号生成方法を実現できる。

本発明は、特にマルチアンテナを用いた通信システムに用いられる送信装置、送信方法、信号生成装置及び信号生成方法に関する。

本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、データ伝送効率の低下を抑制しつつ、優れた受信品質を得ることができる、通信システムに用いられる送信装置、送信方法、信号生成装置及び信号生成方法を提供することを目的とする。

かかる課題を解決するため本発明の送信装置の一つの態様は、所定の変調方式の第１のマッピング方法とは異なる少なくとも１つ以上のマッピングパターンを有する第２のマッピング方法及び前記第１のマッピング方法からマッピングパターンを決定し、前記決定されたマッピングパターンの情報を含むフレーム構成信号を出力するフレーム構成部と、前記第１のマッピング方法を用いてマッピングした複数の変調信号のうち少なくとも１つの変調信号を、前記第１のマッピング方法による変調信号のまま、第１の変調信号として出力し、前記第１のマッピング方法を用いてマッピングした複数の変調信号のうち前記第１の変調信号以外の変調信号を、前記フレーム構成信号に含まれる前記決定されたマッピングパターンを用いて、再度、マッピングした第２の変調信号を出力する信号処理部と、前記第１の変調信号と前記第２の変調信号とを、それぞれＯＦＤＭ信号に変換するＯＦＤＭ変換部と、前記複数のＯＦＤＭ信号をそれぞれ、同じ周波数帯域かつ同じ時間で送信する複数のアンテナと、を具備し、前記第１のマッピング方法及び前記第２のマッピング方法は、複数ビットで構成されるビットセットに対応する信号点をマッピングする方法であり、前記第１のマッピング方法によってＩＱ平面上の前記複数ビットが第１のビットセットとされる第１の信号点と前記ＩＱ平面上の原点とから構成される直線と、前記ＩＱ平面上のＩ軸と、から構成される第１の位相と、前記第２のマッピング方法によってＩＱ平面上の前記複数ビットが前記第１のビットセットとされる第２の信号点と前記ＩＱ平面上の原点とから構成される直線と、前記ＩＱ平面上のＩ軸と、から構成される第２の位相と、は、異なる位相であり、前記第１の信号点と前記原点との距離と、前記第２の信号点と前記原点との距離と、が同じであり、前記第１ビットセットは、複数ビットがとりうる全ての組み合わせであり、前記複数のＯＦＤＭ信号は、前記第２の変調信号に用いた前記フレーム構成信号に含まれる前記決定されたマッピングパターンを含む信号である。

本発明によれば、データ伝送効率の低下を抑制しつつ、優れた受信品質を得ることができる送信装置、送信方法、信号生成装置及び信号生成方法を実現できる。

Claims (12)

1. 通信相手の複数アンテナから、同じタイミングで送信された、所定の変調方式の第１のマッピング方法により変調された第１の変調信号と、前記第１のマッピング方法とは異なる少なくとも１つ以上のマッピングパターンを有する第２のマッピング方法及び前記第１のマッピング方法のいずれかのマッピングパターンを用いて変調された第２の変調信号と、を受信する受信部と、
   前記通信相手から受信した信号から、前記第２の変調信号に用いるマッピング方法に関する情報をフィードバック情報として生成するフィードバック情報生成部と、
   前記フィードバック情報を前記通信相手に送信する送信部と、
   を具備する通信端末。
2. 前記通信相手から受信した信号には、既知信号が含まれ、
   前記既知信号を用いて、前記第１の変調信号に関する第１の伝送路推定信号と、前記第２の変調信号に関する第２の伝送路推定信号とを出力する伝送路推定部と、
   前記通信相手から受信した信号、前記第１の伝送路推定信号及び前記第２の伝送路推定信号を用いて、受信信号点のＩＱ平面上での受信状況を示した受信信号点状況情報を出力する最尤判定部と、
   前記受信信号点状況情報を用いて、前記第１の変調信号及び前記第２の変調信号を復調する復調部と、
   を更に有する、
   請求項１記載の通信端末。
3. 前記通信相手から受信した信号は、ＯＦＤＭ信号である、
   請求項１又は２記載の通信端末。
4. 通信相手の複数アンテナから、同じタイミングで送信された、所定の変調方式の第１のマッピング方法により変調された第１の変調信号と、前記第１のマッピング方法とは異なる少なくとも１つ以上のマッピングパターンを有する第２のマッピング方法及び前記第１のマッピング方法のいずれかのマッピングパターンを用いて変調された第２の変調信号と、を受信する受信ステップと、
   前記通信相手から受信した信号から、前記第２の変調信号に用いるマッピング方法に関する情報をフィードバック情報として生成するフィードバック情報生成ステップと、
   前記フィードバック情報を前記通信相手に送信する送信ステップと、
   を含む通信端末の通信方法。
5. 前記通信相手から受信した信号には、既知信号が含まれ、
   前記既知信号を用いて、前記第１の変調信号に関する第１の伝送路推定信号と、前記第２の変調信号に関する第２の伝送路推定信号とを出力する伝送路推定ステップと、
   前記通信相手から受信した信号、前記第１の伝送路推定信号及び前記第２の伝送路推定信号を用いて、受信信号点のＩＱ平面上での受信状況を示した受信信号点状況情報を出力する最尤判定ステップと、
   前記受信信号点情報を用いて、前記第１の変調信号および前記第２の変調信号を復調する復調ステップと、
   を更に含む、
   請求項４記載の通信端末の通信方法。
6. 前記通信相手から受信した信号は、ＯＦＤＭ信号である、
   前記請求項４又は５記載の通信端末の通信方法。
7. 所定の変調方式の第１のマッピング方法とは異なる少なくとも１つ以上のマッピングパターンを有する第２のマッピング方法及び前記第１のマッピング方法からマッピングパターンを決定し、前記決定されたマッピングパターンの情報を含むフレーム構成信号を出力するフレーム構成部と、
   前記第１のマッピング方法を用いてマッピングした複数の変調信号のうち少なくとも１つの変調信号を、前記第１のマッピング方法による変調信号のまま、第１の変調信号として出力し、前記第１のマッピング方法を用いてマッピングした複数の変調信号のうち前記第１の変調信号以外の変調信号を、前記フレーム構成信号に含まれる前記決定されたマッピングパターンを用いて、再度、マッピングした第２の変調信号を出力する信号処理部と、
   前記第１の変調信号と前記第２の変調信号とを、それぞれＯＦＤＭ信号に変換するＯＦＤＭ変換部と、
   前記複数のＯＦＤＭ信号をそれぞれ、同じ周波数帯域かつ同じタイミングで送信する複数のアンテナと、
   を具備し、
   前記第１のマッピング方法及び前記第２のマッピング方法は、複数ビットで構成されるビットセットに対応する信号点をマッピングする方法であり、
   前記第１のマッピング方法によってＩＱ平面上の前記複数ビットが第１のビットセットとされる第１の信号点と前記ＩＱ平面上の原点とから構成される直線と、前記ＩＱ平面上のＩ軸と、から構成される第１の位相と、
   前記第２のマッピング方法によってＩＱ平面上の前記複数ビットが前記第１のビットセットとされる第２の信号点と前記ＩＱ平面上の原点とから構成される直線と、前記ＩＱ平面上のＩ軸と、から構成される第２の位相と、は、異なる位相であり、
   前記第１の信号点と前記原点との距離と、前記第２の信号点と前記原点との距離と、が同じであり、
   前記第１ビットセットは、複数ビットがとりうる全ての組み合わせであり、
   前記複数のＯＦＤＭ信号は、前記第２の変調信号に用いた前記フレーム構成信号に含まれる前記決定されたマッピングパターンを含む信号である、
   送信装置。
8. 所定の変調方式の第１のマッピング方法とは異なる少なくとも１つ以上のマッピングパターンを有する第２のマッピング方法及び前記第１のマッピング方法からマッピングパターンを決定し、前記決定されたマッピングパターンの情報を含むフレーム構成信号を出力するフレーム構成ステップと、
   前記第１のマッピング方法を用いてマッピングした複数の変調信号のうち少なくとも１つの変調信号を、前記第１のマッピング方法による変調信号のまま、第１の変調信号として出力し、前記第１のマッピング方法を用いてマッピングした複数の変調信号のうち前記第１の変調信号以外の変調信号を、前記フレーム構成信号に含まれる前記決定されたマッピングパターンを用いて、再度、マッピングした第２の変調信号を出力する信号処理ステップと、
   前記第１の変調信号と前記第２の変調信号とを、それぞれＯＦＤＭ信号に変換するＯＦＤＭ変換ステップと、
   前記複数のＯＦＤＭ信号をそれぞれ、同じ周波数帯域かつ同じタイミングで複数のアンテナから送信する送信ステップと、
   を含み、
   前記第１のマッピング方法及び前記第２のマッピング方法は、複数ビットで構成されるビットセットに対応する信号点をマッピングする方法であり、
   前記第１のマッピング方法によってＩＱ平面上の前記複数ビットが第１のビットセットとされる第１の信号点と前記ＩＱ平面上の原点とから構成される直線と、前記ＩＱ平面上のＩ軸と、から構成される第１の位相と、
   前記第２のマッピング方法によってＩＱ平面上の前記複数ビットが前記第１のビットセットとされる第２の信号点と前記ＩＱ平面上の原点とから構成される直線と、前記ＩＱ平面上のＩ軸と、から構成される第２の位相と、は、異なる位相であり、
   前記第１の信号点と前記原点との距離と、前記第２の信号点と前記原点との距離と、が同じであり、
   前記第１ビットセットは、複数ビットがとりうる全ての組み合わせであり、
   前記複数のＯＦＤＭ信号は、前記第２の変調信号に用いた前記フレーム構成信号に含まれる前記決定されたマッピングパターンを含む信号である、
   送信方法。
9. 複数アンテナにおいて同じ周波数帯域かつ同じタイミングで信号を送信するために、ＯＦＤＭ方式を用いて生成されたＯＦＤＭ信号を供給するための信号生成装置であって、
   所定の変調方式の第１のマッピング方法とは異なる少なくとも１つ以上のマッピングパターンを有する第２のマッピング方法及び前記第１のマッピング方法からマッピングパターンを決定し、前記決定されたマッピングパターンの情報を含むフレーム構成信号を出力するフレーム構成部と、
   前記第１のマッピング方法を用いてマッピングした複数の変調信号のうち少なくとも１つの変調信号を、前記第１のマッピング方法による変調信号のまま、第１の変調信号として出力し、前記第１のマッピング方法を用いてマッピングした複数の変調信号のうち前記第１の変調信号以外の変調信号を、前記フレーム構成信号に含まれる前記決定されたマッピングパターンを用いて、再度、マッピングした第２の変調信号を出力する信号処理部と、
   前記第１の変調信号と前記第２の変調信号とを、それぞれＯＦＤＭ信号に変換するＯＦＤＭ変換部と、
   を具備し、
   前記第１のマッピング方法及び前記第２のマッピング方法は、複数ビットで構成されるビットセットに対応する信号点をマッピングする方法であり、
   前記第１のマッピング方法によってＩＱ平面上の前記複数ビットが第１のビットセットとされる第１の信号点と前記ＩＱ平面上の原点とから構成される直線と、前記ＩＱ平面上のＩ軸と、から構成される第１の位相と、
   前記第２のマッピング方法によってＩＱ平面上の前記複数ビットが前記第１のビットセットとされる第２の信号点と前記ＩＱ平面上の原点とから構成される直線と、前記ＩＱ平面上のＩ軸と、から構成される第２の位相と、は、異なる位相であり、
   前記第１の信号点と前記原点との距離と、前記第２の信号点と前記原点との距離と、が同じであり、
   前記第１ビットセットは、複数ビットがとりうる全ての組み合わせである、
   信号生成装置。
10. 前記複数のＯＦＤＭ信号は、前記第２の変調信号に用いた前記フレーム構成信号に含まれる前記決定されたマッピングパターンを含む信号である、
    請求項９の信号生成装置。
11. 複数アンテナにおいて同じ周波数帯域かつ同じタイミングで信号を送信するために、ＯＦＤＭ方式を用いて生成されたＯＦＤＭ信号を供給するための信号生成方法であって、
    所定の変調方式の第１のマッピング方法とは異なる少なくとも１つ以上のマッピングパターンを有する第２のマッピング方法及び前記第１のマッピング方法からマッピングパターンを決定し、前記決定されたマッピングパターンの情報を含むフレーム構成信号を出力するフレーム構成ステップと、
    前記第１のマッピング方法を用いてマッピングした複数の変調信号のうち少なくとも１つの変調信号を、前記第１のマッピング方法による変調信号のまま、第１の変調信号として出力し、前記第１のマッピング方法を用いてマッピングした複数の変調信号のうち前記第１の変調信号以外の変調信号を、前記フレーム構成信号に含まれる前記決定されたマッピングパターンを用いて、再度、マッピングした第２の変調信号を出力する信号処理ステップと、
    前記第１の変調信号と前記第２の変調信号とを、それぞれＯＦＤＭ信号に変換するＯＦＤＭ変換ステップと、
    を含み、
    前記第１のマッピング方法及び前記第２のマッピング方法は、複数ビットで構成されるビットセットに対応する信号点をマッピングする方法であり、
    前記第１のマッピング方法によってＩＱ平面上の前記複数ビットが第１のビットセットとされる第１の信号点と前記ＩＱ平面上の原点とから構成される直線と、前記ＩＱ平面上のＩ軸と、から構成される第１の位相と、
    前記第２のマッピング方法によってＩＱ平面上の前記複数ビットが前記第１のビットセットとされる第２の信号点と前記ＩＱ平面上の原点とから構成される直線と、前記ＩＱ平面上のＩ軸と、から構成される第２の位相と、は、異なる位相であり、
    前記第１の信号点と前記原点との距離と、前記第２の信号点と前記原点との距離と、が同じであり、
    前記第１ビットセットは、複数ビットがとりうる全ての組み合わせであり、
    信号生成方法。
12. 前記複数のＯＦＤＭ信号は、前記第２の変調信号に用いた前記フレーム構成信号に含まれる前記決定されたマッピングパターンを含む信号である、
    請求項１１記載の信号生成方法。
    

Images