CN1846383A - 通信装置及通信方法 - Google Patents

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Abstract

从第一天线发送调制信号A，从第二天线发送调制信号B。关于调制信号B，在时间i和时间i+1分别发送从不同数据获得的调制码元S2(i)、S2(i+1)。与此相对，关于调制信号A，在时间i和时间i+1分别对改变相同数据的信号点配置获得的调制码元S1(i)、S1(i)’进行发送。其结果，因为能够刻意地在时间i和时间i+1改变接收质量，因此只要使用接收质量好的时间的调制信号A的解调结果，能够以差错率良好的方式对调制信号A、B双方进行解调。

Description

通信装置及通信方法
技术领域
本发明特别是涉及一种使用多天线的通信装置和通信方法。
背景技术
以往，作为使用多天线的通信方法例如有被称为MIMO(Multiple-InputMultiple-Output，多输入多输出)的通信方法。在以MIMO为代表的多天线通信中，分别调制多个序列的发送数据，从不同的天线同时发送各个调制信号，由此提高数据的通信速度。
在这种通信方法中，接收端必须将在传播路上混合的多个调制信号分离并解调。因此，在使用多天线的通信中，解调精度对实质上的数据传输速度的影响极大。
以往，作为在进行多天线通信时，提高在接收端的调制信号的接收质量，并提高实质的数据传输速度的技术，例如像“Space-Time Block Codes fromOrthogonal Design”IEEE Transactions on Information Theory，pp.1456-1467，vol.45，no.5，July 1999中所记载的，发送空时分组码的技术广为人知。
使用图1简单说明这个空时分组码。如图1B所示，发送装置具有多个天线5、6，从各个天线5、6同时发送信号。接收装置用天线7接收同时发送的多个信号。
图1A表示从各个天线5、6发送的信号的帧结构。从天线5发送发送信号A，与此同时，从天线6发送发送信号B。发送信号A和发送信号B由多次配置相同码元的码元块组成，以获得编码增益和分集增益。
再进行更详细的说明。在图1A中，S1、S2分别表示不同的码元，并以“*”表示复数共轭。在空时分组编码中，在时点i，从第一天线5发送码元S1的同时从第二天线6发送码元-S2*，在接下的时点i+1，从第一天线5发送码元S2的同时从第二天线6发送码元S1*。
在接收装置的天线7对在天线5和天线7之间受到传输路径变动h1(t)的发送信号A与在天线6和天线7之间受到传输路径变动h2(t)的发送信号B合成的信号进行接收。
接收装置估计传输路径变动h1(t)和h2(t)，通过使用该估计值从合成的接收信号分离出原本的发送信号A和发送信号B，然后对各个码元进行解调。
此时，如果使用如图1A所示的空时分组编码的信号，在信号分离时就能够不拘泥于传输路径变动h1(t)、h2(t)来对各个码元S1、S2进行最大比合成，从而能够获得较大的编码增益和分集增益。其结果，能够提高接收质量，即差错率特性。
另外，如上述，在多天线通信中，因为从各个发送天线发送不同的调制信号，与从一个天线发送调制信号的情况相比，理想的是使能够实现与天线数相同倍数的数据传输速度。然而，如果各个调制信号的分离解调精度不良，则实质的数据传输速度降低。
与此相对，如果使用空时分组编码技术，因为能够提高从各天线发送的调制信号的接收质量(差错率特性)，所以能够抑制因分离解调精度的恶化而导致的数据传输速度的降低。
然而，如果使用空时分组编码技术，虽然接收质量(差错率特性)的确会提高，但却有传输效率降低的缺点。也就是说，用空时分组编码发送的S1*和-S2*在接收装置被解调为S1、S2，因此变成在时点i和时点i+1发送两次相同信息，数据的传输效率相应地降低。
例如在一般的多天线通信系统中，在时点i+1发送与码元S1、S2不同的码元S3、S4，因此在从时点i到时点i+1的期间能够发送四个码元S1～S4。换言之，简单地说，在使用空时分组编码技术时，数据传输效率降低至一般多天线通信的一半。
发明内容
本发明的目的在于提供一种能够在抑制数据传输效率的降低的同时获得极好的接收质量的通信装置和通信方法。
这个目的通过下述方式达成：在从第一天线发送第一调制信号的同时从第二天线发送第二调制信号的时候，以时间方向或频率方向改变第一调制信号和第二调制信号中的至少一个调制信号的信号点配置的方式。
由此，调制信号的信号点配置按每个时间或按每个副载波变化，因此在接收端，在某个时间或某个副载波候补信号点和接收点之间的欧几里德距离变大，在某个时间或某个副载波候补信号点和接收点的欧几里德距离变小。其结果，能够获得分集效果，提高接收质量。
另外在本发明中，在改变信号点配置的方式对第一发送数据的相同数据进行多次调制来形成所述第一调制信号的同时，不改变信号点配置的方式对第二发送数据进行调制来形成所述第二调制信号。
由此，能够使基于接收质量良好的时间或副载波的接收信号获得的第一调制信号的解调结果作为第一调制信号的接收数字信号，并利用已判定接收质量良好的时间或副载波的第一调制信号的接收数字信号从接收质量差的时间或副载波的接收信号获得在该接收质量差的时间或副载波接收到的第二调制信号的接收数字信号，使在接收质量差的时间或副载波接收到的第二调制信号的差错率特性提高。其结果，第一调制信号和第二调制信号都能够获得差错率特性良好的接收数字信号。
另外在本发明，基本上是从各个天线发送由不同的发送数据形成的调制信号，因此和使用空时分组码的情况相比更能够抑制数据传输效率的降低。
附图说明
图1A是表示以往的发送信号的帧结构的一个例子的图；
图1B是表示发送天线和接收天线的关系的图；
图2A是表示实施方式1的调制信号的帧结构例子的图；
图2B是表示发送天线和接收天线的关系的图；
图3A～图3C是表示实施方式1中信号点配置例子的图；
图4是表示实施方式1的发送装置的结构例子的方框图；
图5是表示实施方式1的调制部的结构例子的方框图；
图6是表示实施方式1的接收装置的结构例子的方框图；
图7是表示实施方式1的解调部的结构例子的方框图；
图8是表示解调部的其它结构例子的方框图；
图9是表示实施方式1的帧结构例子的图；
图10A、图10B是表示实施方式1的帧结构例子的图；
图11A～图11C是表示实施方式1中信号点配置例子的图；
图12是表示实施方式1的解调部的结构例子的图；
图13是表示实施方式1的调制信号的帧结构例子的图；
图14是表示实施方式1的接收状态的图；
图15是表示实施方式2的调制信号的帧结构例子的图；
图16是表示实施方式2的调制信号的帧结构例子的图；
图17是表示实施方式2的发送/接收天线的关系的图；
图18是表示实施方式2的发送装置的结构例子的方框图；
图19是表示实施方式2的接收装置的结构例子的方框图；
图20是表示实施方式2的解调部的结构例子的方框图；
图21是表示实施方式2的调制信号的帧结构例子的图；
图22是表示实施方式2的调制信号的帧结构例子的图；
图23是表示实施方式2的发送装置的结构例子的方框图；
图24是表示实施方式2的解调部的结构例子的方框图；
图25是表示实施方式2的调制信号的帧结构例子的图；
图26是表示实施方式2的调制信号的帧结构例子的图；
图27是表示实施方式3的发送装置的结构例子的方框图；
图28是表示实施方式3的接收装置的结构例子的方框图；
图29A、图29B是表示实施方式3的调制信号的帧结构例子的图；
图30A、图30B是表示实施方式3的调制信号的帧结构例子的图；
图31A、图31B是表示实施方式3的调制信号的帧结构例子的图；
图32A、图32B是表示实施方式3的调制信号的帧结构例子的图；
图33A、图33B是表示实施方式3的调制信号的帧结构例子的图；
图34A、图34B是表示实施方式3的调制信号的帧结构例子的图；
图35A、图35B是表示实施方式3的调制信号的帧结构例子的图；
图36A、图36B是表示实施方式3的调制信号的帧结构例子的图；
图37A、图37B是表示实施方式3的调制信号的帧结构例子的图；
图38A、图38B是表示实施方式3的调制信号的帧结构例子的图；
图39A～图39C是表示实施方式3的调制信号的帧结构例子的图；
图40A～图40C是表示实施方式3的调制信号的帧结构例子的图；
图41A～图41C是表示实施方式3的调制信号的帧结构例子的图；
图42A～图42C是表示实施方式3的调制信号的帧结构例子的图；
图43A～图43C是表示实施方式3的调制信号的帧结构例子的图；
图44A～图44C是表示实施方式3的调制信号的帧结构例子的图；
图45A～图45C是表示实施方式3的调制信号的帧结构例子的图；
图46A～图46C是表示实施方式3的调制信号的帧结构例子的图；
图47A、图47B是用于说明实施方式4的交织的图；
图48A～图48C是表示实施方式4中信号点配置例子的图；
图49是表示实施方式4的发送装置的结构例子的方框图；
图50是表示实施方式4的调制部的结构例子的方框图；
图51是表示实施方式4的接收装置的结构例子的方框图；
图52A是表示最小欧几里德距离小且接收质量变差的接收信号点的状态的图；
图52B是表示最小欧几里德距离大且接收质量变好的接收信号点的状态的图；
图53A、图53B是表示实施方式4中信号点配置例子的图；
图54A是表示最小欧几里德距离小且接收质量变差的接收信号点的状态的图；
图54B是表示最小欧几里德距离大且接收质量变好的接收信号点的状态的图；
图55是表示实施方式5的基站的结构例子的方框图；
图56是表示实施方式5的通信终端的结构例子的方框图；以及
图57是表示作为本发明的一个适用例子的多波束化MIMO系统的方框图。
具体实施方式
下面参照附图详细说明本发明的实施方式。
(1)实施方式1
在本实施方式中提议在使用第一及第二天线从各天线发送不同的调制信号时，仅关于其中一方的调制信号多次发送相同数据。在这个实施形态中，通过分别调制不同的2个系统的数据来形成两个调制信号，分别从不同的天线发送该两个调制信号。此时，对于从其中一方的天线发送的调制信号，改变信号点配置的方式多次发送相同数据。由此，因为基本是从各天线发送不同的调制信号，因此和使用空时分组码的情况相比，能够在维持高数据传输速度的同时提高多次发送的数据的差错率特性，其结果能够提高两个系统(2个系统)的差错率特性。
图2A表示从本发明实施方式1的通信装置发送的调制信号的帧结构。调制信号A和调制信号B分别从不同的天线发送。调制信号A、B分别包含电波传播环境估计码元101、104。电波传播环境估计码元101、104是用于在接收装置估计电波传播环境的已知码元。
102、103、105、106表示数据码元。调制信号A的时点i的数据码元102(S1(i))和时点i+1的数据码元103(S1(i)’)是改变映射规则对相互相同数据进行信号点配置而形成的。另一方面，调制信号B的时点i的数据码元105(S2(i))和时点i+1的数据码元106(S2(i+1))是基于相同的映射规则对相互不同数据进行信号点配置而形成的。也就是说，相对于调制信号B是一般的调制信号，调制信号A是改变映射图案多次发送相同数据的调制信号。
从图2B所示的发送天线107发送调制信号A的同时，从发送天线108发送调制信号B的信号。然后，接收天线109、110分别接收在传播路上混合的调制信号A和调制信号B的合成信号。
图3A～图3C表示有关调制信号A的信号点配置的例子。图3A表示图2的码元102的信号点配置。图3B和图3C表示图2的码元103的信号点配置。图3B是将相同数据相对于图3A的信号点配置相位旋转90度后进行配置的例子。而图3C是将相同数据相对于图3A的信号点配置相位旋转45度后进行配置的例子。
图4表示本实施方式的发送装置的结构例子。图4的发送装置主要包括编码部302、调制部304、扩频部306、无线部308、功率放大器310、调制部314、扩频部316、无线部318、功率放大器320以及帧结构信号生成部323。
在图4，帧结构信号生成部323将表示帧结构的信号帧结构信号324，例如表示是发送帧内的哪个码元的信息输出。编码部302基于帧结构信号324以码元单位对发送数字信号301进行多次发送(在本实施方式为2次)，作为编码后的数字信号303。
调制部304以编码后的数字信号303、帧结构信号324作为输入，将发送正交基带信号305输出到扩频部306。此时，调制部304如图3A所示的用规定的信号点配置对信息进行映射和调制，接着如图3B或图3C所示的用与上次不同的信号点配置对相同信息进行映射和调制。
扩频部306扩频发送正交基带信号305，将扩频后的发送正交基带信号307输出到无线部308。无线部308将扩频后的发送正交基带信号307从基带频率变换为无线频率，将变换后的调制信号309输出到功率放大器310。功率放大器310放大调制信号309的功率，并输出放大后的调制信号311。调制信号311作为电波从天线107输出。
调制部314以发送数字信号313、帧结构信号324作为输入，输出发送正交基带信号315。扩频部316扩频发送正交基带信号315，并输出扩频后的发送正交基带信号317。
无线部318将扩频后的发送正交基带信号317从基带频率变换为无线频率，将变换后的调制信号319输出。功率放大器320放大调制信号319的功率，并输出放大后的调制信号321。调制信号321作为电波从天线108输出。
图5表示本实施方式的图4的调制部304的结构例子。在图5，映射部X402以编码后的数字信号401、帧结构信号406作为输入，对如图3A所示的数字信号401进行映射，由此输出经过第一映射的发送正交基带信号403。
映射部Y404以编码后的数字信号401、帧结构信号406作为输入，如图3B或图3C所示的以和映射部X402不同的映射图案对数字信号401进行映射，由此输出经过第二映射的发送正交基带信号405。
信号选择部407以经过第一映射的发送正交基带信号403、经过第二映射的发送正交基带信号405、帧结构信号406作为输入，基于帧结构信号选择发送正交基带信号403或405的其中一个，将选择的发送正交基带信号408输出。
图6表示本实施方式的接收装置的结构例子。无线部503以天线109接收的接收信号502作为输入，将接收正交基带信号504输出。解扩部505以接收正交基带信号504作为输入，将解扩后的接收正交基带信号506输出。
调制信号A传输路径估计部507以解扩后的接收正交基带信号506作为输入，基于包含在调制信号A的电波传播环境估计码元101(图2A)估计调制信号的传输路径变动(图2B的h11(t))，使估计结果作为调制信号A的传输路径估计信号508输出。同样地，调制信号B传输路径估计部509以解扩后的接收正交基带信号506作为输入，基于包含在调制信号B的电波传播环境估计码元104(图2A)估计调制信号B的传输路径变动(图2B的h21(t))，使估计结果作为调制信号B的传输路径估计信号510输出。
无线部513以天线110接收的接收信号512作为输入，将接收正交基带信号514输出。解扩部515以接收正交基带信号514作为输入，将解扩后的接收正交基带信号516输出。
调制信号A传输路径估计部517以解扩后的接收正交基带信号516作为输入，基于包含在调制信号A的电波传播环境估计码元101(图2A)估计调制信号的传输路径变动(图2B的h12(t))，使估计结果作为调制信号A的传输路径估计信号518输出。同样地，调制信号B传输路径估计部519以解扩后的接收正交基带信号516作为输入，基于包含在调制信号B的电波传播环境估计码元104(图2A)估计调制信号B的传输路径变动(图2B的h22(t))，使估计结果作为调制信号B的传输路径估计信号520输出。
帧同步部521以解扩后的接收正交基带信号506、516作为输入，基于包含在各个接收正交基带信号506、516的已知码元等形成为获得帧间同步的帧结构信号522并将其输出。
解调部523通过以调制信号A的传输路径估计信号508、518、调制信号B的传输路径估计信号510、520、解扩后的接收正交基带信号506、516、以及帧结构信号522作为输入，使用传输路径估计信号508、518、510、520以及帧结构信号522对接收正交基带信号506、516进行解调，获得调制信号A的接收数字信号524和调制信号B的接收数字信号525并将这些信号输出。
图7表示解调部523的详细结构。解调部523具备调制信号A、B解调部608和调制信号B解调部610。
调制信号A、B解调部608通过以调制信号A的传输路径估计信号508、518、调制信号B的传输路径估计信号510、520、解扩后的接收正交基带信号506、516、以及帧结构信号522作为输入，使用传输路径估计信号508、518、510、520以及帧结构信号522对接收正交基带信号506、516进行解调，获得调制信号A的接收数字信号524和调制信号B的接收数字信号525-1并将这些信号输出。
调制信号B解调部610除了调制信号A的传输路径估计信号508、518、调制信号B的传输路径估计信号510、520、解扩后的接收正交基带信号506、516和帧结构信号522之外，还以从调制信号A、B解调部608获得的调制信号A的接收数字信号524作为输入，使用这些信号输出关于调制信号B的接收数字信号525-2。
图8表示解调部523的另一结构例子。在图8，对于进行和图7相同动作的部分附上相同的标号。
调制信号A、B解调部608通过以调制信号A的传输路径估计信号508、518、调制信号B的传输路径估计信号510、520、解扩后的接收正交基带信号506、516、以及帧结构信号522作为输入，使用传输路径估计信号508、518、510、520以及帧结构信号522对接收正交基带信号506、516进行解调，获得调制信号A的接收数字信号524、调制信号B的接收数字信号525-1、第一软判定值信号701和第二软判定值信号702并将这些信号输出。
调制信号B解调部703通过以第一软判定值信号701、第二软判定值信号702以及帧结构信号522作为输入，对第一软判定值信号701和第二软判定值信号702进行解调来获得调制信号B的接收数字信号525-2并将其输出。
接下来说明本实施方式的动作。
如上述，本实施方式的发送装置300在从天线分别发送两个调制信号A、B时，仅对于调制信号A改变映射图案(即，信号点配置的方式)多次发送相同数据。由此，和使用空时分组码的情况相比，相对于空时分组码用多个天线重复发送相同信息，发送装置300不从一个天线重复发送相同信息，仅从另一个天线重复发送信息，因此和使用空时分组码的情况相比能够维持高的数据传输速度。
另外，在接收装置500中，通过接收这样的信号，能够以差错率特性良好的方式对调制信号A和调制信号B进行解调。关于此，将依序详细说明。
首先，接收装置500使用电波传播环境估计码元对在时间t的各个调制信号的各个天线之间的信道变动h11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)进行估计。在时间i以天线109接收的接收信号R1(i)、以天线110接收的接收信号R2(i)和在时间i从天线107发送的调制信号S1(i)、从天线108发送的调制信号S2(i)之间的关系，可使用信道变动h11(i)、h12(i)、h21(i)、h22(i)以下式表示。
R 1 ( i ) R 2 ( i ) = h 11 ( i ) h 12 ( i ) h 21 ( i ) h 22 ( i ) S 1 ( i ) S 2 ( i ) . . . . . ( 1 )
同样地，在时点i+1，下面的关系式成立。
R 1 ( i + 1 ) R 2 ( i + 1 ) = h 11 ( i + 1 ) h 12 ( i + 1 ) h 21 ( i + 1 ) h 22 ( i + 1 ) S 1 ( i ) ' S 2 ( i + 1 ) . . . . . . ( 2 )
从式(1)的关系可获得S1(i)、S2(i)，同时从式(2)的关系可获得S1(i)’、S2(i+1)。
这里，如图2A的例子，发送数据码元102、105的时间和发送数据码元103、106的时间的差小时(在图2A的例子中，时间只差“1”)，h11(i)h11(i+1)、h12(i)h12(i+1)、h21(i)h21(i+1)、h22(i)h22(i+1)成立。
因此，在这个情况下，式(1)和式(2)的矩阵几乎相等，但(S1(i)，S2(i))的向量和(S1(i)’，S2(i+1))的向量不同，因此解调获得的数据的似然不同。尤其在使用文献“A simple transmit diversity technique for wireless communications，”IEEE Journal on Select Areas in Communications，pp.1451-1458，vol.16，no.8，October 1998所示的似然检波(Likelihood Detection)时，数据的似然的差变大。
将此时在时间i和时间i+1的接收信号的候补信号点的变化的一个例子表示于图52A和图52B。图52A表示在时间i的接收信号的候补信号点的配置，在图52B表示在时间i+1的接收信号的候补信号点的配置。因此，在本实施方式中，候补信号点的配置在时间i和时间i+1不同，则在时间i的接收质量和在时间i+1的接收质量不同。由此能够获得分集效果。另外，图52A和图52B的详细说明将后述。
本实施方式的发送装置300和接收装置500利用这个特性提高接收数据的质量。
具体说明如下。在发送装置300，如上述，以在时间i和在时间i+1的信号点配置改变的方式对相同的发送数据进行调制来形成调制信号A(S1(i)、S1(i)’)，使用不同的天线将其与调制信号B(S2(i)，S2(i+1))同时发送。由此，在接收端变得在时间i从调制信号S1(i)和调制信号S2(i)混合的信号分离并解调调制信号S1(i)和调制信号S2(i)，另一方面，在时间i+1从调制信号S1(i)’和调制信号S2(i+1)混合的信号分离并解调调制信号S1(i)’和调制信号S2(i+1)。
由于这里将调制信号A的信号点配置在时间i和时间i+1之间改变，在时间i的上述混合信号的信号点位置和在时间i+1的上述混合信号的信号点位置不同，其结果，对此进行分离解调时的接收数据的差错率也不同。
本实施方式的接收装置500在时间i的接收质量较好时使用解调调制信号S1(i)的结果作为调制信号A的解调结果。也就是说，S1(i)的解调结果也被用作调制信号S1(i)’的解调结果。然后，通过对调制信号S1(i)和调制信号S2(i)混合的信号进行一般的分离解调来对接收质量良好的调制信号S2(i)进行解调。与此相对，接收质量差的调制信号S2(i+1)与接收质量差的调制信号S1(i)’互换，使用接收质量良好的调制信号S1(i)的解调结果进行解调。
另一方面，在时间i+1的接收质量较好的时候，使用调制信号S1(i)’的解调结果作为调制信号A的解调结果。也就是说，S1(i)’的解调结果也被用作调制信号S1(i)的解调结果。然后，通过对调制信号S1(i)’和调制信号S2(i+1)混合的信号进行一般的分离解调来对接收质量良好的调制信号S2(i+1)进行解调。与此相对，接收质量差的调制信号S2(i)与接收质量差的调制信号S1(i)互换，使用接收质量良好的调制信号S1(i)’的解调结果进行解调。
于是，通过使用解调精度良好的时间的调制信号A的解调结果，能够在提高调制信号A的解调时的差错率特性的同时，通过使用解调精度良好的时间的调制信号A的解调结果对调制信号B进行解调，也能够提高调制信号B的解调时的差错率特性。
接收装置500的具体的解调(解码)过程如下。
<1>进行时间i的检波，获得(S1(i)，S2(i))。
<2>进行时间i+1的检波，获得(S1(i)’，S2(i+1))。
<3>比较时间i和时间i+1的接收质量。
时间i的接收质量较好时，直接使用在时间i的检波获得的(S1(i)，S2(i))的数据。然后从在时间i的检波获得的S1(i)估计时间i+1的S1(i)’，通过利用该结果来获得S2(i+1)的数据。
与此相对，时间i+1的接收质量较好时，直接使用在时间i+1的检波获得的(S1(i)’，S2(i+1))的数据。然后从在时间i+1的检波获得的S1(i)’估计时间i的S1(i)，通过利用该结果来获得S2(i)的数据。
在接收装置500，通过在解调部523进行上述的解调处理，获得调制信号A的接收数字信号524和调制信号B的接收数字信号525。
关于这个解调处理，进行更详细的说明。
在这个实施方式的例子中，调制信号A和调制信号B都是以QPSK(四相移相键控)调制的信号，能够在同一时间由调制信号A发送2比特，由调制信号B发送2比特，总共能发送4比特。换言之，能够发送0000，0001，…，1111。但，高位的2比特是用调制信号A发送的2比特，低位的2比特是用调制信号B发送的2比特。
首先说明解调部523整体的动作。
解调部523首先在时间i使用调制信号A的传输路径估计信号508和调制信号B的传输路径估计信号510求出0000，0001，…，1111的16个信号点在I-Q平面的信号点(候补信号点)。该信号点的样子用图14的标号1302表示。另外，解调部523有来自解扩部505的如图14的标号1301所示的信号点的信号输入，作为接收正交基带信号506。接着，解调部523对于图14的标号1302所表示的所有信号点计算例如与在I-Q平面上的信号点1301之间的距离的平方值。也就是说，求出发送比特0000的信号点1302和信号点1301之间的距离的平方值X0000(i)，并同样地求出发送比特0001、…、1111的信号点1302和信号点1301之间的距离的平方值X0001(i)、…、X1111(i)。
同样地，解调部523在时间i使用调制信号A的传输路径估计信号518和调制信号B的传输路径估计信号520求出0000，0001，…，1111的16个信号点在I-Q平面的信号点(候补信号点)。该信号点的样子用图14的标号1302表示。另外，解调部523有来自解扩部515的如图14的标号1301所示的信号点的信号输入，作为接收正交基带信号516。接着，解调部523对于图14的标号1302所表示的所有信号点进行例如与在I-Q平面上的信号点1301之间的距离的平方值。也就是说，求出发送比特0000的信号点1302和信号点1301之间的距离的平方值Y0000(i)，并同样地求出发送比特0001、…、1111的信号点1302和信号点1301之间的距离的平方值Y0001(i)、…、Y1111(i)。
接着，解调部523求出X0000(i)和Y0000(i)的和Z0000(i)＝X0000(i)+Y0000(i)，并同样地求出Z0001(i)、…、Z1111(i)。解调部523对于时间i+1也同样地求出Z0000(i+1)、Z0001(i+1)、…、Z1111(i+1)。
接着，解调部523进行时间i和时间i+1的接收数据的似然的比较。
例如，从Z0000(i)、Z0001(i)、…、Z1111(i)之中搜索最小值。假设该值为F(i)。然后，搜索第二小的值。假设该值为S(i)。
同样地，从Z0000(i+1)、Z0001(i+1)、…、Z1111(i+1)之中搜索最小值。假设该值为F(i+1)。然后，搜索第二小的值。假设该值为S(i+1)。
然后，例如求出R(i)＝F(i)/S(i)以及R(i+1)＝F(i+1)/S(i+1)。
解调部523在R(i+1)＞R(i)时，判断为时间i的接收质量较好，并判断构成F(i)的4比特为正确的数据。然后，关于用调制信号A发送的2比特，以在时间i获得的2比特作为在时间i和在时间i+1的接收数据。另外，关于调制信号B，相对于在时间i发送的2比特是将在时间i获得的2比特直接作为接收数据，利用在时间i+1的调制信号A发送的2比特已被判定的事实来对在时间i+1发送的2比特进行判定。例如，如果用调制信号A发送的2比特为00，则通过从Z0000(i+1)、Z0001(i+1)、Z0010(i+1)、Z0011(i+1)之中搜索出值为最小的，由此判定在时间i+1用调制信号B发送的2比特。同样地，如果用调制信号A发送的2比特为01，则通过从Z0100(i+1)、Z0101(i+1)、Z0110(i+1)、Z0111(i+1)之中搜索出值为最小的，由此判定在时间i+1用调制信号B发送的2比特。用调制信号A发送的2比特为10、11时也进行同样的动作，来判定在时间i+1用调制信号B发送的2比特。
解调部523在R(i)＞R(i+1)时，判断为时间i+1的接收质量较好，并判断构成F(i+1)的4比特为正确的数据。然后，关于用调制信号A发送的2比特，以在时间i+1获得的2比特作为在时间i和在时间i+1的接收数据。另外，关于调制信号B，相对于在时间i+1发送的2比特是将在时间i+1获得的2比特直接作为接收数据，利用在时间i的调制信号A发送的2比特已被判定的事实来对在时间i发送的2比特进行判定。例如，如果用调制信号A发送的2比特为00，则通过从Z0000(i)、Z0001(i)、Z0010(i)、Z0011(i)之中搜索出值为最小的，由此判定在时间i用调制信号B发送的2比特。同样地，如果用调制信号A发送的2比特为01，则通过从Z0100(i)、Z0101(i)、Z0110(i)、Z0111(i)之中搜索出值为最小的，由此判定在时间i用调制信号B发送的2比特。用调制信号A发送的2比特为10、11时也进行同样的动作，来判定在时间i用调制信号B发送的2比特。
接下来说明解调部523为如图7和图8所示的结构时的动作。
将解调部523构成如图7所示时，调制信号A、B解调部608如上述地在时间i和时间i+1用调制信号A发送的数据之中，输出从接收质量较好的时间的信号解调的数据作为调制信号A的接收数字信号524。另外，如上述，输出接收质量较好的时间的调制信号B发送的数据作为调制信号B的接收数字信号525-1。
调制信号B解调部610如上述地以接收质量好的调制信号A的接收数字信号524作为输入，利用此对接收质量差的时间的调制信号B进行解调，由此获得质量佳的调制信号B的接收数字信号525-2，并将其输出。
另外，将解调部523构成如图8所示时，调制信号A、B解调部608如上述地在时间i和时间i+1用调制信号A发送的数据之中，输出从接收质量佳的时间的信号解调的数据作为调制信号A的接收数字信号524。另外，调制信号A、B解调部608输出Z0000(i)、…、Z1111(i)作为第一软判定值信号701的同时，输出Z0000(i+1)、…、Z1111(i+1)作为第二软判定值信号702。另外，调制信号A、B解调部608输出时间i和时间i+1的其中一个的调制信号B的接收数字信号525-1。
调制信号B解调部703以作为第一软判定值信号701的Z0000(i)、…、Z1111(i)和作为第二软判定值信号702的Z0000(i+1)、…、Z1111(i+1)作为输入，如上述地基于时间i和时间i+1的接收质量进行调制信号B的解调，由此获得与获得接收数字信号525-1的调制信号B不同时间的调制信号B的接收数字信号525-2，并将其输出。
于是，根据本实施方式，通过在分别从不同天线发送的调制信号A、B之中，改变信号点配置的方式对相同数据进行多次调制来形成调制信号A的同时，对时间序列的数据依序进行调制来形成调制信号B，而不是改变信号点配置的方式对相同数据进行多次调制(也就是实施一般的调制来形成)，由此和使用空时分组码的情况相比能够在保持高的数据传输速度的同时，提高多次发送的数据序列的差错率特性，其结果能够提高两个系统(2个系统)的差错率特性。
实际上在接收端，以基于接收质量佳的时间的接收信号获得的调制信号A的解调结果作为调制信号A的接收数字信号，并利用已判定的接收质量佳的时间的调制信号A的接收数字信号从接收质量差的时间的接收信号获得在该接收质量差的时间接收的调制信号B的接收数字信号，由此也能够提高在接收质量差的时间接收的调制信号B的差错率特性。
再有，采用QPSK作为调制方式时，关于调制信号A，从相同数据形成相互具有45度相位差的QPSK调制信号并发送这些信号，由此能够在时间i和时间i+1获得最小欧几里德距离大的状态，因此能够更进一步地提高差错率特性。
(1-1)变形例1
虽然在上述例子中，说明了由发送装置300发送的帧结构为如图2A所示的情况，但也可以使发送的帧结构为如图9所示的情况。图9的帧结构与图2A的帧结构的不同点在于，在调制信号A发送对相同数据进行调制的信号S1(i)的时间差在图2A的情况较小，而相对的在图9时间差非常大。
由此，在时间i和在时间j的电波传播环境变得完全不同。考虑及此，在图9的情况中，使在时间j发送的调制信号A的信号点配置与在时间i发送的调制信号A的信号点配置相同。这是因为考虑到即使不刻意改变调制信号A的信号点配置，在时间i和在时间j的接收质量会因为电波传播环境的差异而产生某种程度的不同。
其结果，以基于接收质量佳的时间的接收信号获得的调制信号A的解调结果作为调制信号A的接收数字信号，并利用已判定的接收质量佳的时间的调制信号A的接收数字信号从接收质量差的时间的接收信号获得在该接收质量差的时间接收的调制信号B的接收数字信号，由此与发送图2A的帧结构的信号的情况同样地，也能够提高在接收质量差的时间接收的调制信号B的差错率特性。
具体说明如下。在时间i，上述式(1)成立。同样地，在时间j，下式的关系成立。
R 1 ( j ) R 2 ( j ) = h 11 ( j ) h 12 ( j ) h 21 ( j ) h 22 ( j ) S 1 ( j ) S 2 ( j ) . . . . . . ( 3 )
在式(3)的h11(j)、h12(j)、h21(j)、h22(j)在接收装置500例如使用图9的电波传播环境估计码元801、803进行估计。这里，因为在时间i和时间j电波传播环境不同，h11(i)≠h11(j)、h12(i)≠h12(j)、h21(i)≠h21(j)、h22(i)≠h22(j)成立。因此，在时间i和在时间j的接收质量变得完全不同。
考虑上述内容，说明在时间i和时间j的I-Q平面的信号点配置。
图3A～图3C表示调制信号A在I-Q平面的信号点配置的一个例子。采用图9所示的帧结构时，时间i和时间j的信号点配置可以都如图3A，也可以使时间i为图3A、时间j为图3B而不同。这是因为与图2A的帧结构的时候不同，在时间i和时间j的电波传播环境不同，即使不刻意改变信号点配置，在时间i和在时间j的接收质量也会不同。
下面将详细说明解码的过程，可以认为与图2A的帧结构的动作相同。换言之，只要将时间i+1的动作换成时间j即可。
<1>进行时间i的检波，获得(S1(i)，S2(i))。
<2>进行时间j的检波，获得(S1(i)，S2(j))。
<3>比较时间i和时间j的接收质量。
时间i的接收质量较好时，直接使用在时间i的检波获得的(S1(i)，S2(i))的数据。然后从在时间i的检波获得的S1(i)估计时间j的S1(i)，通过利用该结果来获得S2(j)的数据。
与此相对，时间j的接收质量较好时，直接使用在时间j的检波获得的(S1(i)，S2(j))的数据。然后从在时间j的检波获得的S1(i)估计时间i的S1(i)，通过利用该结果来获得S2(i)的数据。
在接收装置500，通过在解调部523进行上述的解调处理，获得调制信号A的接收数字信号524和调制信号B的接收数字信号525。
然而在接收到图9的帧结构的发送信号时的解调部523的详细动作只要将上述时间i+1的动作换成时间j即可，故加以省略。但在上述时间i+1和在时间j的处理中，相对于在时间i+1的时候根据使用图2A的电波传播环境估计码元101、104获得的信号点(候补信号点)来对在时间i+1的数据的似然进行判定，在时间j的时候根据使用图9的电波传播环境估计码元801、803获得的信号点(候补信号点)来对在时间j的数据的似然进行判定这一点不同。
(1-2)变形例2
这里对使由发送装置300发送的帧结构为图10A和图10B所示的情况进行说明。
简单地说，相对于在图2A的帧结构中，改变信号点配置的方式用调制信号A将相同数据连续发送两次，图10A的帧结构是改变信号点配置的方式用调制信号A将相同数据连续发送三次。
并且，简单地说，相对于在图9的帧结构中，不改变信号点配置的方式用调制信号A在分离的时间将相同数据发送两次，图10B的帧结构是不改变信号点配置的方式用调制信号A在分离的时间将相同数据发送三次。
首先说明采用图10A的帧结构的情况。
关于时间i、i+1的状态，和在图2A的帧结构的说明相同。在时间i+2，下式的关系成立。
R 1 ( i + 2 ) R 2 ( i + 2 ) = h 11 ( i + 2 ) h 12 ( i + 2 ) h 21 ( i + 2 ) h 22 ( i + 2 ) S 1 ( i ) &prime; &prime; S 2 ( i + 2 ) . . . . . . ( 4 )
因为从时间i到时间i+2为止的时间短，h11(i)h11(i+1)h11(i+2)、h12(i)h12(i+1)h12(i+2)、h21(i)h21(i+1)h21(i+2)、h22(i)h22(i+1)h22(i+2)成立。
从式(1)的关系可获得S1(i)、S2(i)，并从式(2)的关系可获得S1(i)’、S2(i+1)，且从式(4)的关系可获得S1(i)”、S2(i+2)。
此时，式(1)、式(2)和式(4)的矩阵几乎相等，但因为改变了S1(i)、S1(i)’以及S1(i)”的信号点，(S1(i)，S2(i))的向量和(S1(i)’，S2(i+1))的向量和(S1(i)，S2(i+2))的向量不同，因此在各个时间i～i+2获得的数据的似然不同。此时，例如使时间i的S1(i)为图11A的信号点配置、使时间i+1的S1(i)’为图11B的信号点配置、使时间i+2的S1(i)”为图11C的信号点配置。由此，通过使相同数据的调制信号S1(i)、S1(i)’、S1(i)”的信号点配置的方式不同，能够使在各个时间i～i+2获得的数据的似然有效率的变化。
图10A的帧结构的发送信号可以由图4所示的结构的发送装置300形成。只要采用下述的调制部304的结构即可：将映射部Z(不图示)添加到图5的调制部304的结构。然后在添加的映射部Z进行时间i+2的映射即可。
在接收到图10A的帧结构的信号时的接收装置500的具体的解调(解码)过程如下。
<1>进行时间i的检波，获得(S1(i)，S2(i))。
<2>进行时间i+1的检波，获得(S1(i)’，S2(i+1))。
<3>进行时间i+2的检波，获得(S1(i)”，S2(i+2))。
<4>比较时间i、时间i+1和时间i+2的接收质量。
在时间i、时间i+1和时间i+2中，时间i的接收质量为最佳时，直接使用在时间i的检波获得的(S1(i)，S2(i))的数据。然后从在时间i的检波获得的S1(i)估计时间i+1的S1(i)’，通过利用该结果来获得S2(i+1)的数据。然后从在时间i的检波获得的S1(i)估计时间i+2的S1(i)”，通过利用该结果来获得S2(i+2)的数据。
另外，时间i+1的接收质量最好时，直接使用在时间i+1的检波获得的(S1(i)’，S2(i+1))的数据。然后从在时间i+1的检波获得的S1(i)’估计时间i的S1(i)，通过利用该结果来获得S2(i)的数据。然后从在时间i+1的检波获得的S1(i)’估计时间i+2的S1(i)”，通过利用该结果来获得S2(i+2)的数据。
再有，时间i+2的接收质量最好时，直接使用在时间i+2的检波获得的(S1(i)”，S2(i+2))的数据。然后从在时间i+2的检波获得的S1(i)”估计时间i的S1(i)，通过利用该结果来获得S2(i)的数据。然后从在时间i+2的检波获得的S1(i)”估计时间i+1的S1(i)’，通过利用该结果来获得S2(i+1)的数据。
在接收装置500，通过在解调部523进行上述的解调处理，获得调制信号A的接收数字信号524和调制信号B的接收数字信号525。
关于这个解调处理，进行更详细的说明。
如果调制信号A和调制信号B同是被QPSK调制的信号，在同一时间能够用调制信号A发送2比特，用调制信号B发送2比特的总共4比特。换言之，能够发送0000，0001，…，1111。但，高位的2比特是用调制信号A发送的2比特，低位的2比特是用调制信号B发送的2比特。
首先说明解调部523整体的动作。
解调部523首先在图10A的时间i使用调制信号A的传输路径估计信号508和调制信号B的传输路径估计信号510求出0000，0001，…，1111的16个信号点在I-Q平面的信号点(候补信号点)。该信号点的样子用图14的标号1302表示。另外，解调部523有来自解扩部505的如图14的标号1301所示的信号点的信号输入，作为接收正交基带信号506。接着，解调部523对于图14的标号1302所表示的所有信号点计算例如与在I-Q平面上的信号点1301之间的距离的平方值。也就是说，求出发送比特0000的信号点1302和信号点1301之间的距离的平方值X0000(i)，并同样地求出发送比特0001、…、1111的信号点1302和信号点1301之间的距离的平方值X0001(i)、…、X1111(i)。
同样地，解调部523在图10A的时间i使用调制信号A的传输路径估计信号518和调制信号B的传输路径估计信号520求出0000，0001，…，1111的16个信号点在I-Q平面的信号点(候补信号点)。该信号点的样子用图14的标号1302表示。另外，解调部523有来自解扩部515的如图14的标号1301所示的信号点的信号输入，作为接收正交基带信号516。接着，解调部523对于图14的标号1302所表示的所有信号点计算例如与在I-Q平面上的信号点1301之间的距离的平方值。也就是说，求出发送比特0000的信号点1302和信号点1301之间的距离的平方值Y0000(i)，并同样地求出发送比特0001、…、1111的信号点1302和信号点1301之间的距离的平方值Y0001(i)、…、Y1111(i)。
接着，解调部523求出X0000(i)和Y0000(i)的和Z0000(i)＝X0000(i)+Y0000(i)，并同样地求出Z0001(i)、…、Z1111(i)。解调部523对于时间i+1也同样地求出Z0000(i+1)、Z0001(i+1)、…、Z1111(i+1)。另外，在时间i+2同样地求出Z0000(i+2)、Z0001(i+2)、…、Z1111(i+2)。
接着，解调部523进行时间i和时间i+1和时间i+2的接收数据的似然的比较。
例如，从Z0000(i)、Z0001(i)、…、Z1111(i)之中搜索最小值。假设该值为F(i)。然后，搜索第二小的值。假设该值为S(i)。
同样地，从Z0000(i+1)、Z0001(i+1)、…、Z1111(i+1)之中搜索最小值。假设该值为F(i+1)。然后，搜索第二小的值。假设该值为S(i+1)。
同样地，从Z0000(i+2)、Z0001(i+2)、…、Z1111(i+2)之中搜索最小值。假设该值为F(i+2)。然后，搜索第二小的值。假设该值为S(i+2)。
然后，例如求出R(i)＝F(i)/S(i)、R(i+1)＝F(i+1)/S(i+1)以及R(i+2)＝F(i+2)/S(i+2)。使用以上的值来估计时间i、时间i+1和时间i+2的接收质量。
当判断为时间i的接收质量为最佳时，关于用调制信号A发送的2比特，以在时间i获得的2比特为在时间i、时间i+1、时间i+2的接收数据。另外，关于调制信号B，相对于在时间i发送的2比特是将在时间i获得的2比特直接作为接收数据，利用在时间i+1、i+2的调制信号A发送的2比特已被判定的事实来对在时间i+1、i+2发送的2比特进行判定。
另外，当判断为时间i+1的接收质量为最佳时，关于用调制信号A发送的2比特，以在时间i+1获得的2比特作为在时间i、时间i+1、时间i+2的接收数据。另外，关于调制信号B，相对于在时间i+1发送的2比特是将在时间i+1获得的2比特直接作为接收数据，利用在时间i、i+2的调制信号A发送的2比特已被判定的事实来对在时间i、i+2发送的2比特进行判定。
另外，当判断为时间i+2的接收质量为最佳时，关于用调制信号A发送的2比特，以在时间i+2获得的2比特作为在时间i、时间i+1、时间i+2的接收数据。另外，关于调制信号B，相对于在时间i+2发送的2比特是将在时间i+2获得的2比特直接作为接收数据，利用在时间i、i+1的调制信号A发送的2比特已被判定的事实来对在时间i、i+1发送的2比特进行判定。
将用于进行上述处理的解调部523的详细结构例子表示于图12。如上述，图12的调制信号A、B解调部608将在时间i、时间i+1、时间i+2用调制信号A发送的数据之中从接收质量最佳的时间的信号解调的数据作为调制信号A的接收数字信号524进行输出。另外，调制信号A、B解调部608输出Z0000(i)、…、Z1111(i)作为第一软判定值信号701、输出Z0000(i+1)、…、Z1111(i+1)作为第二软判定值信号702、输出Z0000(i+2)、…、Z1111(i+2)作为第三软判定值信号1101。另外，调制信号A、B解调部608输出时间i、时间i+1或时间i+2的其中一个的调制信号B的接收数字信号525-1。
调制信号B解调部703以作为第一软判定值信号701的Z0000(i)、…、Z1111(i)和作为第二软判定值信号702的Z0000(i+1)、…、Z1111(i+1)以及作为第三软判定值信号1101的Z0000(i+2)、…、Z1111(i+2)作为输入，如上述地基于时间i和时间i+1和时间i+2的接收质量进行调制信号B的解调，由此获得与获得接收数字信号525-1的调制信号B不同时间的调制信号B的接收数字信号525-2，并将其输出。
如上述，使用如图10A所示的帧结构时，与使用如图2A所示的帧结构时相比，能够在更多的时间中选择接收质量最佳的时间，由此能够获得差错率特性更良好的调制信号A、B的解调数据。
另外，这里虽然如图10A所示说明了改变信号点配置，以连续的三个码元S1(i)、S1(i)’、S1(i)”发送相同数据的情况，但不限于此，只要在以短时间间隔多次发送相同数据的调制信号时，通过改变相同数据的调制信号的信号点配置使得在各个时间的接收质量变化即可。换言之，也可以在时间i、i+n、i+m发送在时间i、i+1、i+2发送的调制信号。此时，如果h11(i)h11(i+n)h11(i+m)、h12(i)h12(i+n)h12(i+m)、h21(i)h21(i+n)h21(i+m)、h22(i)h22(i+n)h22(i+m)的关系成立，则效果更佳。这个时候，只要将上述的时间i+1的动作视为时间i+n的动作，将时间i+2的动作视为时间i+m的动作就可以同样地实施。
接着说明采用图10B的帧结构的情况。
并且，如上述，相对于在图9的帧结构中，不改变信号点配置用调制信号A在分离的时间将相同数据发送两次，图10B的帧结构是不改变信号点配置用调制信号A在分离的时间将相同数据发送三次。
关于时间i、j的状态，和在图9的帧结构的说明相同。在时间k，下式的关系成立。
R 1 ( k ) R 1 ( k ) = h 11 ( k ) h 12 ( k ) h 21 ( k ) h 22 ( k ) S 1 ( i ) &prime; &prime; S 2 ( k ) . . . . . . ( 5 )
这里，时间i和j和k是电波传播环境不同的时间，因此h11(i)≠h11(j)≠h11(k)、h12(i)≠h12(j)≠h12(k)、h21(i)≠h21(j)≠h21(k)、h22(i)≠h22(j)≠h22(k)成立。因此，在时间i和j和k的接收质量变得完全不同。考虑及此，在图10B的情况中，使在时间j及时间k发送的调制信号A的信号点配置与在时间i发送的调制信号A的信号点配置相同。这是因为考虑到即使不刻意改变调制信号A的信号点配置，在时间i和在时间j以及在时间k的接收质量会因为电波传播环境的差异而产生某种程度的不同。
图11A～图11C表示调制信号A在I-Q平面的信号点配置的一个例子。采用如图10B所示的帧结构时，时间i、j、k的信号点配置可以全部为图11A，也可以在时间i为图11A、在时间j为图11B、在时间k为图11C。这是因为在时间i、j、k电波传播环境不同，即使不在各个时间刻意改变信号点配置，各个时间的接收质量也会变得不同。
在接收到图10B的帧结构的信号时的接收装置300的具体的解调(解码)过程如下。
<1>进行时间i的检波，获得(S1(i)，S2(i))。
<2>进行时间j的检波，获得(S1(i)，S2(j))。
<3>进行时间k的检波，获得(S1(i)，S2(k))。
<4>比较时间i和时间j以及时间k的接收质量。
在时间i、时间j和时间k中，时间i的接收质量为最佳时，直接使用在时间i的检波获得的(S1(i)，S2(i))的数据。然后从在时间i的检波获得的S1(i)估计时间j的S1(i)，通过利用该结果来获得S2(j)的数据。然后从在时间i的检波获得的S1(i)估计时间k的S1(i)，通过利用该结果来获得S2(k)的数据。
并且，时间j的接收质量最好时，直接使用在时间j的检波获得的(S1(i)，S2(j))的数据。然后从在时间j的检波获得的S1(i)估计时间i的S1(i)，通过利用该结果来获得S2(i)的数据。然后从在时间j的检波获得的S1(i)估计时间k的S1(i)，通过利用该结果来获得S2(k)的数据。
并且，时间k的接收质量最好时，直接使用在时间k的检波获得的(S1(i)，S2(k))的数据。然后从在时间k的检波获得的S1(i)估计时间i的S1(i)，通过利用该结果来获得S2(i)的数据。然后从在时间k的检波获得的S1(i)估计时间j的S1(i)，通过利用该结果来获得S2(j)的数据。
在接收装置500，通过在解调部523进行上述的解调处理，获得调制信号A的接收数字信号524和调制信号B的接收数字信号525。
关于这个解调处理，进行更详细的说明。
如果调制信号A和调制信号B同是被QPSK调制的信号，在同一时间能够用调制信号A发送2比特，用调制信号B发送2比特的总共4比特。换言之，能够发送0000，0001，…，1111。但，高位的2比特是用调制信号A发送的2比特，低位的2比特是用调制信号B发送的2比特。
首先说明解调部523整体的动作。
解调部523首先在图10B的时间i使用调制信号A的传输路径估计信号508和调制信号B的传输路径估计信号510求出0000，0001，…，1111的16个信号点在I-Q平面的信号点(候补信号点)。该信号点的样子用图14的标号1302表示。另外，解调部523有来自解扩部505的如图14的标号1301所示的信号点的信号输入，作为接收正交基带信号506。接着，解调部523对于图14的标号1302所表示的所有信号点计算例如与在I-Q平面上的信号点1301之间的距离的平方值。也就是说，求出发送比特0000的信号点1302和信号点1301之间的距离的平方值X0000(i)，并同样地求出发送比特0001、…、1111的信号点1302和信号点1301之间的距离的平方值X0001(i)、…、X1111(i)。
同样地，解调部523在图10B的时间i使用调制信号A的传输路径估计信号518和调制信号B的传输路径估计信号520求出0000，0001，…，1111的16个信号点在I-Q平面的信号点(候补信号点)。该信号点的样子用图14的标号1302表示。另外，解调部523有来自解扩部515的如图14的标号1301所示的信号点的信号输入，作为接收正交基带信号516。接着，解调部523对于图14的标号1302所表示的所有信号点计算例如与在I-Q平面上的信号点1301之间的距离的平方值。也就是说，求出发送比特0000的信号点1302和信号点1301之间的距离的平方值Y0000(i)，并同样地求出发送比特0001、…、1111的信号点1302和信号点1301之间的距离的平方值Y0001(i)、…、Y1111(i)。
接着，解调部523求出X0000(i)和Y0000(i)的和Z0000(i)＝X0000(i)+Y0000(i)，并同样地求出Z0001(i)、…、Z1111(i)。解调部523关于时间j也同样地求出Z0000(j)、Z0001(j)、…、Z1111(j)。并对时间k也同样地求出Z0000(k)、Z0001(k)、…、Z1111(k)。
接着，解调部523进行时间i和时间j和时间k的接收数据的似然的比较。
例如，从Z0000(i)、Z0001(i)、…、Z1111(i)之中搜索最小值。假设该值为F(i)。然后，搜索第二小的值。假设该值为S(i)。
同样地，从Z0000(j)、Z0001(j)、…、Z1111(j)之中搜索最小值。假设该值为F(j)。然后，搜索第二小的值。假设该值为S(j)。
同样地，从Z0000(k)、Z0001(k)、…、Z1111(k)之中搜索最小值。假设该值为F(k)。然后，搜索第二小的值。假设该值为S(k)。
然后，例如求出R(i)＝F(i)/S(i)、R(j)＝F(j)/S(j)以及R(k)＝F(k)/S(k)。使用以上的值来估计时间i、时间j和时间k的接收质量。
当判断为时间i的接收质量为最佳时，关于用调制信号A发送的2比特，以在时间i获得的2比特为在时间i、时间j、时间k的接收数据。另外，关于调制信号B，相对于在时间i发送的2比特是将在时间i获得的2比特直接作为接收数据，利用在时间j、k的调制信号A发送的2比特已被判定的事实来对在时间j、k发送的2比特进行判定。
当判断为时间j的接收质量为最佳时，关于用调制信号A发送的2比特，以在时间j获得的2比特作为在时间i、时间j、时间k的接收数据。另外，关于调制信号B，相对于在时间j发送的2比特是将在时间j获得的2比特直接作为接收数据，利用在时间i、k的调制信号A发送的2比特已被判定的事实来对在时间i、k发送的2比特进行判定。
再有，当判断为时间k的接收质量为最佳时，关于用调制信号A发送的2比特，以在时间k获得的2比特作为在时间i、时间j、时间k的接收数据。另外，关于调制信号B，相对于在时间k发送的2比特是将在时间k获得的2比特直接作为接收数据，利用在时间i、j的调制信号A发送的2比特已被判定的事实来对在时间i、j发送的2比特进行判定。
将用于进行上述处理的解调部523的详细结构例子表示于图12。如上述，图12的调制信号A、B解调部608将在时间i、时间j、时间k用调制信号A发送的数据之中从接收质量最佳的时间的信号解调的数据作为调制信号A的接收数字信号524进行输出。另外，调制信号A、B解调部608输出Z0000(i)、…、Z1111(i)作为第一软判定值信号701、输出Z0000(j)、…、Z1111(j)作为第二软判定值信号702、输出Z0000(k)、…、Z1111(k)作为第三软判定值信号1101。另外，调制信号A、B解调部608输出时间i、时间j或时间k的其中一个的调制信号B的接收数字信号525-1。
调制信号B解调部703以作为第一软判定值信号701的Z0000(i)、…、Z1111(i)和作为第二软判定值信号702的Z0000(j)、…、Z1111(j)以及作为第三软判定值信号1101的Z0000(k)、…、Z1111(k)作为输入，如上述地基于时间i和时间j和时间k的接收质量进行调制信号B的解调，由此获得与获得接收数字信号525-1的调制信号B不同时间的调制信号B的接收数字信号525-2，并将其输出。
如上述，使用如图10B所示的帧结构时，与使用如图9所示的帧结构时相比，能够在更多的时间中选择接收质量最佳的时间，由此能够获得差错率特性更良好的调制信号A、B的解调数据。
(1-3)变形例3
这里，对于发送装置300发送的帧结构举出如图13所示的例子，以替代图2A。图13的帧结构与图2A的帧结构的不同点在于，在调制信号A发送对相同数据进行调制的信号S1(i)和S(i)’的时间差在图2A的情况为「1」，而相对的在图13为「n」。
这里，如果是使h11(i)h11(i+n)、h12(i)h12(i+n)、h21(i)h21(i+n)、h22(i)h22(i+n)的关系成立的n，则能够与发送图2A的帧结构的信号的情况同样地实施。也就是说，将时间i+1的动作视为时间i+n的动作就同样的可以实施。
(1-4)变形例4
这里，提议在时间i和在时间i+1使调制信号A的发送功率或调制信号B的发送功率不同。由此，与上述在时间i和时间i+1使调制信号A的信号点配置的图案改变的情况一样，能够在时间i和时间i+1改变接收质量，因此能够获得与采用上述帧结构的情况相同的效果。并且，在组合上述帧结构时，能够更进一步地使各个时间的接收质量的差增大。也就是说，改变信号点配置的方式也包括改变发送功率。
具体地说，在时间i发送式(1)成立的调制信号S1(i)、S2(i)，在时间i+1发送下面的式(6)或式(7)成立的调制信号rS1(i)’、S2(i+1)或调制信号S1(i)’、rS2(i+1)。
R 1 ( i + 1 ) R 2 ( i + 1 ) = h 11 ( i + 1 ) h 12 ( i + 1 ) h 21 ( i + 1 ) h 22 ( i + 1 ) rS 1 ( i ) &prime; S 2 ( i + 1 ) . . . . . . ( 6 )
R 1 ( i + 1 ) R 2 ( i + 1 ) = h 11 ( i + 1 ) h 12 ( i + 1 ) h 21 ( i + 1 ) h 22 ( i + 1 ) S 1 ( i ) &prime; rS 2 ( i + 1 ) . . . . . . ( 7 )
式(6)和式(7)的不同在于，是改变调制信号A(S1)的发送功率还是改变调制信号B(S2)的发送功率。然而，改变发送功率来改变接收质量也可以与下面的实施方式组合实施。
(1-5)变形例5
发送装置的结构不限于图4的结构构成，调制部304的结构也不限于图5的结构。简而言之，设置第一调制部和第二调制部，第一调制部改变信号点配置的方式，或以相隔数个码元的时间间隔对第一发送数据的相同数据进行多次调制来形成第一调制信号，第二调制部以时间序列对第二发送数据进行调制来形成第二调制信号，从不同天线发送该第一及第二调制信号即可。
另外，接收装置的结构不限于图6的结构，解调部523的结构也不限于图6、图7、图8的结构。简而言之，使基于接收质量良好的时间的接收信号而获得的调制信号A(也就是对相同数据进行多次调制发送的调制信号)的解调结果作为调制信号A的接收数字信号，并利用已判定接收质量良好的时间的调制信号A的接收数字信号来从接收质量差的时间的接收信号获得在该接收质量差的时间接收到的调制信号B的接收数字信号即可。
另外，各个天线可以由多个天线构成一个天线。另外，在上述的实施方式中虽然说明了使调制信号数和天线数相同的情况，但也可以设置比调制信号数n(n≥2)更多的天线，并切换发送天线来使用。由此，通过切换发送天线可以使在各个时间的接收质量更加的不同。这同样适用于后述的实施方式。
另外，在上述的实施方式中，关于求出接收质量的算式说明了使用例如：R(i)＝F(i)/S(i)、R(i+1)＝F(i+1)/S(i+1)、R(i+2)＝F(i+2)/S(i+2)、R(j)＝F(j)/S(j)、R(k)＝F(k)/S(k)的算式的情况，但不限于此，例如使用R(i)＝F(i)-S(i)、R(i+1)＝F(i+1)-S(i+1)、R(i+2)＝F(i+2)-S(i+2)、R(j)＝F(j)-S(j)、R(k)＝F(k)-S(k)等算式也可以同样地求出接收质量。这同样适用于后述的实施方式。但在使用这样的算式时，大小关系变得与在实施方式中说明的相反。也就是说，R(i)较大的为接收质量良好。
另外，在上述的实施方式中虽然提议了用调制信号A将相同数据发送两次的帧结构以及发送三次的帧结构，但不限于此，用调制信号A将相同数据发送n(n≥4)次的帧结构也同样能够实施。在这里使n越大，则可用调制信号A发送的数据传输速度看似会降低，但解调调制信号A、B时的差错率特性会提高，因此只要在电波传播环境越差的时候设定越大的n，就也能够提高实质的数据传输速度。
另外，在上述的实施方式中虽然以使用频谱扩频方式为例进行说明，但不限于此，在不进行频谱扩频的单载波方式也同样能够实施。这个时候，使发送装置为省略扩频部的结构，并使接收装置为省略解扩部的结构即可。另外，在以OFDM方式为例的多载波方式中，在各个载波也能够进行本实施的编码。例如，在使用OFDM方式时，在发送装置的结构加入用来生成使用OFDM方式的调制信号的反向傅立叶变换部，在接收装置的结构加入傅立叶变换部即可。这同样适用于后述的实施方式。
另外，在上述的实施方式中是对时间轴方向进行调制信号A和调制信号B的编码。换言之，在上述的实施方式的例子中，调制信号A在不同时间发送相同数据的调制信号。可是，本实施方式的编码(往调制信号的发送帧的配置)特别在使用以OFDM方式为例的多载波方式时，能够以频率轴方向进行。也就是说，使调制信号A为将多个相同数据的码元配置在不同载波的信号即可。
另外，在上述实施方式中，通过使调制信号A的接收质量(差错率特性)提高使得调制信号B的接收质量(差错率特性)也提高。除了上述实施方式之外，如果对调制信号A执行分组码、维特比码和特播(Turbo)码等的卷积码、低密度奇偶校验(LDPC，Low-Density Parity-Check)码等的编码，能够进一步提高接收信号A的接收质量，从而更进一步提高调制信号B的接收质量。这同样适用于后述的实施方式。
但是，分组码、维特比码和特播码等的卷积码、LDPC码等的纠错码，不限于仅对调制信号A执行的情况，也可以对调制信号A、B双方进行。这个时候，调制信号B在解码调制信号A后解码。
并且，在上述实施方式中虽然以从两个天线发送两个调制信号的结构为例进行说明，但本发明不限于此，在从n个天线发送n个调制信号的帧结构中，对n个调制信号中的至少一个调制信号使用不同频率或不同时间多次发送相同数据即可。这同样适用于后述的实施方式。
(2)实施方式2
在实施方式1中提议了在使用两个天线分别发送不同的两个调制信号时，仅对其中一个调制信号将相同数据进行多次发送。与此相对，在本实施方式中提议在使用三个天线分别发送三个调制信号时，对于三个调制信号中的一个或两个调制信号，将相同数据多次发送，并且说明其具体的帧结构和装置结构。
在图15，对与图2A对应的部分附上相同的标号，并表示本实施方式中调制信号的帧结构的一个例子。在本实施方式中，与调制信号A、调制信号B同时发送调制信号C。调制信号C包含电波传播环境估计码元1401。1402、1403表示数据码元。调制信号C的时点i的数据码元1402(S3(i))和时点i+1的数据码元1403(S3(i+1))与调制信号B同样，是基于相同的映射规则对相互不同数据进行信号点配置而形成的。也就是说，仅使调制信号A作为改变信号点配置的方式多次发送相同数据的特殊信号，使调制信号B、C作为一般的调制信号。
图17表示本实施方式的发送天线1601、1602、1603和接收天线1604、1605、1606的这些发送/接收天线之间与传播路的关系。
在图18，对与图4对应的部分附上相同的标号，并表示出本实施方式中发送装置的结构例子。在发送装置1700中，调制部1702以发送数字信号1701、帧结构信号324作为输入，输出发送正交基带信号1703。扩频部1704扩频发送正交基带信号1703，并输出扩频后的发送正交基带信号1705。
无线部1706将扩频后的发送正交基带信号1705从基带频率变换为无线频率，将变换后的调制信号1707输出。功率放大器1708放大调制信号1707的功率，并输出放大后的调制信号1709。调制信号1709作为电波从天线1603输出。
在图19，对与图6对应的部分附上相同的标号，并表示出本实施方式中接收装置的结构例子。在接收装置1800中，无线部1803以天线1606接收的接收信号1802作为输入，将接收正交基带信号1804输出。解扩部1805以接收正交基带信号1804作为输入，将解扩后的接收正交基带信号1806输出。
调制信号A传输路径估计部1807以解扩后的接收正交基带信号1806作为输入，将调制信号A的传输路径估计信号1808输出。调制信号B传输路径估计部1809以解扩后的接收正交基带信号1806作为输入，将调制信号B的传输路径估计信号1810输出。
调制信号C传输路径估计部1811以解扩后的接收正交基带信号1806作为输入，将调制信号C的传输路径估计信号1812输出。调制信号C传输路径估计部1813以解扩后的接收正交基带信号506作为输入，将调制信号C的传输路径估计信号1814输出。调制信号C传输路径估计部1815以解扩后的接收正交基带信号516作为输入，将调制信号C的传输路径估计信号1816输出。
帧同步部521以解扩后的接收正交基带信号506、516、1806作为输入，将帧结构信号522输出。
解调部1820以解扩后的接收正交基带信号506、516、1806、调制信号A的传输路径估计信号508、518、1808、调制信号B的传输路径估计信号510、520、1810、调制信号C的传输路径估计信号1812、1814、1816、帧结构信号522作为输入，通过对调制信号A、调制信号B、调制信号C进行解调，获得调制信号A的接收数字信号524、调制信号B的接收数字信号525、调制信号C的接收数字信号1817，并将这些信号输出。
图20表示解调部1820的详细结构。调制信号A、B、C解调部1913以调制信号A的传输路径估计信号508、518、1808、调制信号B的传输路径估计信号510、520、1810、调制信号C的传输路径估计信号1814、1816、1812、解扩后的接收正交基带信号506、516、1806、帧结构信号522作为输入，将调制信号A的接收数字信号524、调制信号B的接收数字信号525-1、调制信号C的接收数字信号1817-1、第一软判定值信号1917、第二软判定值信号1918输出。
调制信号B、C解调部1919以第一软判定值信号1917、第二软判定值信号1918、帧结构信号522作为输入，将调制信号B的接收数字信号525-2、调制信号C的接收数字信号1817-2输出。
接下来说明本实施方式的动作。
如上述，本实施方式的发送装置1700在从天线分别发送三个调制信号A、B、C时，仅对于调制信号A改变映射图案(即，信号点配置的方式)多次发送相同数据。由此，和使用空时分组码的情况相比，相对于空时分组码用多个天线重复发送相同信息，发送装置1700仅从三个天线中的一个天线重复发送数据，因此和使用空时分组码的情况相比能够维持高的数据传输速度。
另外，在接收装置1800中，通过接收这样的信号，能够以差错率特性良好的方式对调制信号A、B、C全部进行解调。换言之，接收这样的信号时，因为接收的调制信号的信号点配置在时间i和时间i+1不同，在时间i的调制信号A、调制信号B、和调制信号C的解调的精度和在时间i+1的调制信号A、调制信号B、和调制信号C的解调的精度不同。然后，在解调精度良好的时间解调调制信号A，通过利用该结果进行调制信号B和调制信号C的解调，能够提高调制信号B和调制信号C的解调的精度。
详细说明接收装置1800的动作。
首先，接收装置1800使用电波传播环境估计码元来估计在各个发送/接收天线之间的信道变动。这里，有图17的发送/接收天线的关系时，将从发送天线i到接收天线j的信道变动表示为hji，并将接收天线j的接收信号表示为Rj，则在时间i的发送/接收信号的关系式可表示为下式。
R 1 ( i ) R 2 ( i ) R 3 ( i ) = h 11 ( i ) h 12 ( i ) h 13 ( i ) h 21 ( i ) h 22 ( i ) h 23 ( i ) h 31 ( i ) h 32 ( i ) h 33 ( i ) S 1 ( i ) S 2 ( i ) S 3 ( i ) . . . . . . ( 8 )
同样地，在时间i+1，如下式的关系成立。
R 1 ( i + 1 ) R 2 ( i + 1 ) R 3 ( i + 1 ) = h 11 ( i + 1 ) h 12 ( i + 1 ) h 13 ( i + 1 ) h 21 ( i + 1 ) h 22 ( i + 1 ) h 23 ( i + 1 ) h 31 ( i + 1 ) h 32 ( i + 1 ) h 33 ( i + 1 ) S 1 ( i ) &prime; S 2 ( i + 1 ) S 3 ( i + 1 ) . . . . . . ( 9 )
从式(8)的关系可获得S1(i)、S2(i)、S3(i)，同时从式(9)的关系可获得S1(i)’、S2(i+1)、S3(i+1)。
与实施方式1同样地，h11(i)h11(i+1)、h12(i)h12(i+1)、h13(i)h13(i+1)、h21(i)h21(i+1)、h22(i)h22(i+1)、h23(i)h23(i+1)、h31(i)h31(i+1)、h32(i)h32(i+1)、h33(i)h33(i+1)成立。
这个时候，式(8)和式(9)的矩阵是几乎相等的矩阵，但因(S1(i)，S2(i)，S3(i))的向量和(S1(i)’，S2(i+1)，S3(i+1))的向量不同，获得的数据的似然不同。
本实施方式的发送装置1700和接收装置1800利用这个特性提高接收数据的质量。
接收装置1800的具体的解调(解码)过程如下。
<1>进行时间i的检波，获得(S1(i)，S2(i)，S3(i))。
<2>进行时间i+1的检波，获得(S1(i)’，S2(i+1)，S3(i+1))。
<3>比较时间i和时间i+1的接收质量。
时间i的接收质量较好时，直接使用在时间i的检波获得的(S1(i)，S2(i)，S3(i))的数据。然后，从在时间i的检波获得的S1(i)估计时间i+1的S1(i)’，利用该结果获得S2(i+1)、S3(i+1)。
时间i+1的接收质量较好时，直接使用在时间i+1的检波获得的(S1(i)’，S2(i+1)，S3(i+1))的数据。然后，从在时间i+1的检波获得的S1(i)’估计时间i的S1(i)，利用该结果获得S2(i)、S3(i)。
在接收装置1800，通过在解调部1820进行上述的解调处理，获得调制信号A的接收数字信号524、调制信号B的接收数字信号525和调制信号C的接收数字信号1817。
在这个实施方式的例子中，调制信号A、调制信号B和调制信号C都是以QPSK(四相移相键控)调制的信号，能够在同一时间用调制信号A发送2比特，用调制信号B发送2比特，用调制信号C发送2比特，总共能发送6比特。换言之，能够发送000000，000001，…，111111。但，高位的2比特是用调制信号A发送的2比特，中位的2比特是用调制信号B发送的2比特，低位的2比特是用调制信号C发送的2比特。
首先说明解调部1820整体的动作。
解调部1820首先在图15的时间i使用调制信号A的传输路径估计信号508、调制信号B的传输路径估计信号510和调制信号C的传输路径估计信号1814求出000000，000001，…，111111的64个信号点在I-Q平面的信号点(候补信号点)。并且，解调部1820以来自解扩部505的解扩后的接收正交基带信号506作为输入，从该接收正交基带信号506求出在I-Q平面的接收状态(接收信号点)。
接着，解调部1820对于64个所有的信号点计算例如与在I-Q平面上的接收信号点之间的距离的平方值。也就是说，求出发送比特000000的信号点和接收信号点之间的距离的平方值X000000(i)，并同样地求出发送比特000001、…、111111的信号点和接收信号点之间的距离的平方值X000001(i)、…、X111111(i)。
同样地，解调部1820在图15的时间i使用调制信号A的传输路径估计信号518、调制信号B的传输路径估计信号520和调制信号C的传输路径估计信号1816求出000000，000001，…，111111的64个信号点在I-Q平面的信号点(候补信号点)。并且，解调部1820以来自解扩部515的解扩后的接收正交基带信号516作为输入，从该接收正交基带信号516求出在I-Q平面的接收状态(接收信号点)。
接着，解调部1820对于64个所有的信号点计算例如与在I-Q平面上的接收信号点之间的距离的平方值。也就是说，求出发送比特000000的信号点和接收信号点之间的距离的平方值Y000000(i)，并同样地求出发送比特000001、…、111111的信号点和接收信号点之间的距离的平方值Y000001(i)、…、Y111111(i)。
同样地，解调部1820在图15的时间i使用调制信号A的传输路径估计信号1808、调制信号B的传输路径估计信号1810和调制信号C的传输路径估计信号1812求出000000，000001，…，111111的64个信号点在I-Q平面的信号点(候补信号点)。并且，解调部1820以来自解扩部1805的解扩后的接收正交基带信号1806作为输入，从该接收正交基带信号1806求出在I-Q平面的接收状态(接收信号点)。
接着，解调部1820对于64个所有的信号点计算例如与在I-Q平面上的接收信号点之间的距离的平方值。也就是说，求出发送比特000000的信号点和接收信号点之间的距离的平方值Z000000(i)，并同样地求出发送比特000001、…、111111的信号点和接收信号点之间的距离的平方值Z000001(i)、…、Z111111(i)。
接着，解调部1820求出X000000(i)和Y000000(i)和Z000000(i)的和K000000(i)＝X000000(i)+Y000000(i)+Z000000(i)，并同样地求出K000001(i)、…、K111111(i)。解调部1820对于时间i+1也同样地求出K000000(i+1)、K000001(i+1)、…、K111111(i+1)。
接着，解调部1820进行时间i和时间i+1的接收数据的似然的比较。
例如，从K000000(i)、K000001(i)、…、K111111(i)之中搜索最小值。假设该值为F(i)。然后，搜索第二小的值。假设该值为S(i)。
同样地，从K000000(i+1)、K000001(i+1)、…、K111111(i+1)之中搜索最小值。假设该值为F(i+1)。然后，搜索第二小的值。假设该值为S(i+1)。
然后，例如求出R(i)＝F(i)/S(i)以及R(i+1)＝F(i+1)/S(i+1)。
解调部1820在R(i+1)＞R(i)时，判断为时间i的接收质量较好，并判断构成F(i)的6比特为正确的数据。然后，关于用调制信号A发送的2比特，以在时间i获得的2比特作为在时间i和在时间i+1的接收数据。另外，关于调制信号B、C，相对于在时间i发送的2比特是将在时间i获得的2比特直接作为接收数据，利用在时间i+1的调制信号A发送的2比特已被判定的事实来对在时间i+1发送的2比特进行判定。
例如，如果用调制信号A发送的2比特是00，通过在K000000(i+1)、K000001(i+1)、K000010(i+1)、K000011(i+1)、K000100(i+1)、K000101(i+1)、K000110(i+1)、K000111(i+1)、K001000(i+1)、K001001(i+1)、K001010(i+1)、K001011(1+1)、K001100(i+1)、K001101(i+1)、K001110(i+1)、K001111(i+1)的16点中搜索值最小的来判定在时间i+1用调制信号B发送的2比特和用调制信号C发送的2比特。
用调制信号A发送的2比特为01、10、11时也进行同样的动作，来判定在时间i+1用调制信号B发送的2比特和用调制信号C发送的2比特。
解调部1820在R(i)＞R(i+1)时，判断为时间i+1的接收质量较好，并判断构成F(i+1)的6比特为正确的数据。然后，关于用调制信号A发送的2比特，以在时间i+1获得的2比特作为在时间i和在时间i+1的接收数据。另外，关于调制信号B、C，相对于在时间i+1发送的2比特是将在时间i+1获得的2比特直接作为接收数据，利用在时间i的调制信号A发送的2比特已被判定的事实来对在时间i发送的2比特进行判定。
例如，如果用调制信号A发送的2比特是00，通过在K000000(i)、K000001(i)、K000010(i)、K000011(i)、K000100(i)、K000101(i)、K000110(i)、K000111(i)、K001000(i)、K001001(i)、K001010(i)、K001011(i)、K001100(i)、K001101(i)、K001110(i)、K001111(i)的16点中搜索值最小的来判定在时间i用调制信号B发送的2比特和用调制信号C发送的2比特。
用调制信号A发送的2比特为01、10、11时也进行同样的动作，来判定在时间i用调制信号B发送的2比特和用调制信号C发送的2比特。
接下来说明解调部1820为如图20所示的结构时的动作。
如上述，调制信号A、B、C解调部1913将在时间i、时间i+1用调制信号A发送的数据之中从接收质量好的时间的信号解调的数据作为调制信号A的接收数字信号524进行输出。并且，将时间i、时间i+1中任何一个的调制信号B的接收数字信号525-1和调制信号C的接收数字信号1817-1输出。另外，将K000000(i)、…、K111111(i)输出作为第一软判定值信号1917的同时，输出K000000(i+1)、…、K111111(i+1)作为第二软判定值信号1918。
调制信号B、C解调部1919以作为第一软判定值信号1917的K000000(i)、…、K111111(i)和作为第二软判定值信号1918的K000000(i+1)、…、K111111(i+1)作为输入，如上述地基于时间i和时间i+1的接收质量进行调制信号B和调制信号C的解调，由此获得与获得接收数字信号525-1的调制信号B不同时间的调制信号B的接收数字信号525-2，并获得与获得接收数字信号1817-1的调制信号C不同时间的调制信号C的接收数字信号1817-2。
于是，根据本实施方式，通过在分别从不同天线发送的调制信号A、B、C之中，改变信号点配置的方式对相同数据进行多次调制来形成调制信号A的同时，对时间序列的数据依序进行调制来形成调制信号B、C，而不是改变信号点配置的方式对相同数据进行多次调制(也就是实施一般的调制来形成)，由此和使用空时分组码的情况相比能够在保持高的数据传输速度的同时，提高多次发送的数据序列的差错率特性，其结果能够提高所有三个系统的差错率特性。
实际上在接收端，以基于接收质量佳的时间的接收信号获得的调制信号A的解调结果作为调制信号A的接收数字信号，并利用已判定的接收质量佳的时间的调制信号A的接收数字信号从接收质量差的时间的接收信号获得在该接收质量差的时间接收的调制信号B、C的接收数字信号，由此也能够提高在接收质量差的时间接收的调制信号B、C的差错率特性。
(2-1)变形例1
虽然在上述例子中，说明了由发送装置1700发送的帧结构为如图15所示的情况，但也可以使发送的帧结构为如图16所示的情况。图16的帧结构与图15的帧结构的不同点在于，在调制信号A发送相同数据进行调制的信号S1(i)的时间差在图15的情况较小，而相对的在图16时间差非常大。
由此，在时间i和在时间j的电波传播环境变得完全不同。考虑及此，在图16的情况中，使在时间j发送的调制信号A的信号点配置与在时间i发送的调制信号A的信号点配置相同。这是因为考虑到即使不刻意改变调制信号A的信号点配置，在时间i和在时间j的接收质量会因为电波传播环境的差异而产生某种程度的不同。
其结果，以基于接收质量佳的时间的接收信号获得的调制信号A的解调结果作为调制信号A的接收数字信号，并利用已判定的接收质量佳的时间的调制信号A的接收数字信号从接收质量差的时间的接收信号获得在该接收质量差的时间接收的调制信号B、C的接收数字信号，由此与发送图15的帧结构的信号的情况同样地，也能够提高在接收质量差的时间接收的调制信号B、C的差错率特性。
具体说明如下。在时间i，上述式(8)成立。同样地，在时间j，下式的关系成立。
R 1 ( j ) R 2 ( j ) R 3 ( j ) = h 11 ( j ) h 12 ( j ) h 13 ( j ) h 21 ( j ) h 22 ( j ) h 23 ( j ) h 31 ( j ) h 32 ( j ) h 33 ( j ) S 1 ( i ) S 2 ( j ) S 3 ( j ) . . . . . . ( 10 )
在式(10)中的h11(j)、h12(j)、h13(j)、h21(j)、h22(j)、h23(j)、h31(j)、h32(j)、h33(j)是在接收装置1800中，例如使用图16的电波传播环境估计码元801、803、1503来估计。这里，在时间i和j，因为电波传播环境不同，所以h11(i)≠h11(j)、h12(i)≠h12(j)、h13(i)≠h13(j)、h21(i)≠h21(j)、h22(i)≠h22(j)、h23(i)≠h23(j)、h31(i)≠h31(j)、h32(i)≠h32(j)、h33(i)≠h33(j)成立。因此，时间i和j的接收质量变得完全不同。
考虑上述内容，说明在时间i和时间j的I-Q平面的信号点配置。
图3A～图3C表示调制信号A在I-Q平面的信号点配置的一个例子。采用图16所示的帧结构时，时间i和j的信号点配置可以都如图3A，也可以使时间i为图3A、时间j为图3B而不同。这是因为与图15的帧结构的时候不同，在时间i和j的电波传播环境不同，即使不刻意改变信号点配置，在时间i和j的接收质量也会不同。
下面将详细说明解码的过程，可以认为与图15的帧结构的动作相同。换言之，只要将时间i+1的动作换成时间j即可。
<1>进行时间i的检波，获得(S1(i)，S2(i)，S3(i))。
<2>进行时间j的检波，获得(S1(i)，S2(j)，S3(j))。
<3>比较时间i和时间j的接收质量。
时间i的接收质量较好时，直接使用在时间i的检波获得的(S1(i)，S2(i)，S3(i))的数据。然后，从在时间i的检波获得的S1(i)估计时间j的S1(i)，利用该结果获得S2(j)、S3(j)。
时间j的接收质量较好时，直接使用在时间j的检波获得的(S1(i)，S2(j)，S3(j))的数据。然后，从在时间j的检波获得的S1(i)估计时间i的S1(i)，利用该结果获得S2(i)、S3(i)。
在接收装置1800，通过在解调部1820进行上述的处理，获得调制信号A的接收数字信号524、调制信号B的接收数字信号525和调制信号C的接收数字信号1817。
然而在接收到图16的帧结构的发送信号时的解调部1820的详细动作只要将上述有关图15的帧结构的时间i+1的动作换成时间j即可，故加以省略。但在上述时间i+1和在时间j的处理中，相对于在时间i+1的时候根据使用图15的电波传播环境估计码元101、104、1401获得的信号点(候补信号点)来对在时间i+1的数据的似然进行判定，在时间j的时候根据使用图16的电波传播环境估计码元801、803、1503获得的信号点(候补信号点)来对在时间j的数据的似然进行判定这一点不同。
(2-2)变形例2
这里，对于发送装置1700发送的帧结构举出如图21所示的例子，以替代图15。图21的帧结构与图15的帧结构的不同点在于，在调制信号A发送对相同数据进行调制的信号S1(i)和S(i)’的时间差在图15的情况为「1」，而相对的在图21为「n」。
这里，如果是使h11(i)h11(i+n)、h12(i)h12(i+n)、h21(i)h21(i+n)、h22(i)h22(i+n)的关系成立的n，则能够获得与发送图15的帧结构的信号的情况相同的效果。也就是说，将时间i+1的动作视为时间i+n的动作就同样的可以实施。
(2-3)变形例3
这里，提议使发送装置1700发送的帧结构为如图22所示，以替代图15。现说明图22的帧结构。在调制信号A，在时间i、i+1、i+2、i+3发送相同的信息。然后，使S1(i)的信号点配置例如为图3A所示，使S1(i)’的信号点配置为图3B所示，使S1(i)”的信号点配置为如图3C所示，使S1(i)”的信号点配置为与图3A、图3B、图3C不同的配置。由此，在调制信号A，在时间i、i+1、i+2、i+3以不同的信号点配置发送相同信息。但是，没有必要一定得为不同的信号点配置。可是，以不同的信号点配置进行发送的话，可达到时间i、i+1、i+2、i+3的接收质量变得不同的可能性变大的效果。
在调制信号B，在时间i、i+1发送相同信息的同时，在时间i+2、i+3发送相同信息。例如，在时间i，以图3A的信号点配置发送S2(i)。在时间i+1，以图3B的信号点配置发送S2(i)’。在时间i+2，以图3A的信号点配置发送S2(i+2)。在时间i+3，以图3B的信号点配置发送S2(i+2)’。
在调制信号C，在时间i、i+1、i+2、i+3发送不同信息。调制信号C的信号点配置例如为图3A所示。
如上述，在调制信号A将相同信息发送四次，在调制信号B将相同信息发送两次。由此，通过改变在调制信号A和调制信号B发送相同信息的次数，就能够执行解调调制信号A，然后解调调制信号B，接着解调调制信号C的这样的解调操作。于是，比实施方式更能够进一步提高接收质量，并提高数据的传输速度。
图22所示的帧结构的信号例如能够由图23所示的结构的发送装置2200形成。在图23，对与图18对应的部分附上相同的标号，发送装置2200与图18的发送装置1700的不同点在于，它具有编码部2201。
编码部2201以调制信号B的发送数字信号313、帧结构信号324作为输入，基于图22的帧结构对发送数字信号313进行编码来获得编码的调制信号B的发送数字信号2202，并将其输出。
发送装置2200发送的、图22的帧结构的发送信号由图19所示的接收装置1800接收。然后，对图22的帧结构的发送信号进行解调时，使解调部1820例如为图24所示的结构即可。
现说明图24的解调部1820。
调制信号A解调部2301以调制信号A的传输路径估计信号508、518、1808、调制信号B的传输路径估计信号510、520、1810、调制信号C的传输路径估计信号1814、1816、1812、解扩后的接收正交基带信号506、516、1806、帧结构信号522作为输入，将调制信号A的接收数字信号524、第一软判定值信号2303、第二软判定值信号2304、第三软判定值信号2305、第四软判定值信号2306输出。
调制信号B解调部2307以第一软判定值信号2303、第二软判定值信号2304、第三软判定值信号2305、第四软判定值信号2306、调制信号A的接收数字信号524、帧结构信号522作为输入，将调制信号B的接收数字信号525、第一软判定值信号2309、第二软判定值信号2310、第三软判定值信号2311、第四软判定值信号2312输出。
调制信号C解调部2313以第一软判定值信号2309、第二软判定值信号2310、第三软判定值信号2311、第四软判定值信号2312、调制信号A的接收数字信号524、调制信号B的接收数字信号525、帧结构信号522作为输入，将调制信号C的接收数字信号1817输出。
接下来说明解调部1820在接收图22的帧结构的发送信号时的动作。调制信号A解调部2301使用图22的帧结构的时间i、i+1、i+2、i+3的调制信号，对调制信号A进行解调来输出调制信号A的接收数字信号524，并且以时间i的软判定值信号作为第一软判定值信号2303、以时间i+1的软判定值信号作为第二软判定值信号2304、以时间i+2的软判定值信号作为第3软判定值信号2305、以时间i+3的软判定值信号作为第四软判定值信号2306，将这些信号输出。
接着，调制信号B解调部2307以第一软判定值信号2303、第二软判定值信号2304、第三软判定值信号2305、第四软判定值信号2306、调制信号A的接收数字信号524作为输入，利用调制信号A的接收数字信号524的结果，并利用第一软判定值信号2303和第二软判定值信号2304，对图22的调制信号B在时间i、i+1发送的信息S2(i)，S2(i)’进行解调。另外，利用调制信号A的接收数字信号524的结果，并利用第3软判定值信号2305、第四软判定值信号2306，对图22的调制信号B在时间i+2、i+3发送的信息S2(i+2)、S2(i+2)’进行解调。然后，将这些解调结果作为调制信号B的接收数字信号525输出。
调制信号C解调部2313以第一软判定值信号2309、第二软判定值信号2310、第三软判定值信号2311、第四软判定值信号2312、调制信号A的接收数字信号524、调制信号B的接收数字信号525作为输入，利用调制信号A的接收数字信号524、调制信号B的接收数字信号525，并利用第一软判定值信号2309，对在时间i发送的调制信号C的信息S3(i)进行解调。同样地，利用调制信号A的接收数字信号524、调制信号B的接收数字信号525，并利用第二软判定值信号2310，对时间i+1的调制信号C发送的信息S3(i+1)进行解调。同样地，利用调制信号A的接收数字信号524、调制信号B的接收数字信号525，并利用第三软判定值信号2311，对时间i+2的调制信号C发送的信息S3(i+2)进行解调。同样地，利用调制信号A的接收数字信号524、调制信号B的接收数字信号525，并利用第四软判定值信号2312，对时间i+3的调制信号C发送的信息S3(i+3)进行解调。
由此，在调制信号A和调制信号B多次发送相同数据的调制信号，通过使调制信号A的相同数据的发送次数比调制信号B的相同数据的发送次数多，在接收端首先进行调制信号A的解调，接着基于调制信号A的解调结果进行调制信号B的解调，然后基于调制信号A和调制信号B的解调结果进行调制信号C的解调，由此能够在调制信号A、B、C全部获得差错率特性良好的解调数据。另外，与使用空时分组码的情况相比，能够在维持高的数据传输速度的同时提高差错率特性。
(2-4)变形例4
这里提议使发送装置1700发送的帧结构为图25所示的结构。然而，在图25，对与图22对应的部分附上与图22相同的标号。图25的帧结构与图22的帧结构的不同点在于，相对于在图22的帧结构是以时间1的间隔发送相同数据的调制码元，图25的帧结构是以时间n的间隔发送相同数据的调制码元。
这里，如果是使h11(i)h11(i+n)h11(i+2n)h11(i+3n)、h12(i)h12(i+n)h12(i+2n)h12(i+3n)、h13(i)h13(i+n)h13(i+2n)h13(i+3n)、h21(i)h21(i+n)h21(i+2n)h21(i+3n)、h22(i)h22(i+n)h22(i+2n)h22(i+3n)、h23(i)h23(i+n)h23(i+2n)h23(i+3n)、h31(i)h31(i+n)h31(i+2n)h31(i+3n)、h32(i)h32(i+n)h32(i+2n)h32(i+3n)、h33(i)h33(i+n)h33(i+2n)h33(i+3n)的关系成立的n，则能够与发送图22的帧结构的信号的情况同样地实施。换言之，将图22的时间i+1的动作视为图25的时间i+n的动作，将图22的时间i+2的动作视为图25的时间i+2n的动作，将图22的时间i+3的动作视为图25的时间i+3n的动作，就能够与图22的帧结构的说明同样地实施。
(2-5)变形例5
这里提议使发送装置1700发送的帧结构为图26所示的结构。然而，在图26，对与图22对应的部分附上与图22相同的标号。图26的帧结构与图22的帧结构的不同点在于，相对于在图22的帧结构是以时间1的间隔发送相同数据的调制码元，图26的帧结构是在时间i、j、k、m发送相同数据的调制码元。
这里，h11(i)≠h11(j)≠h11(k)≠h11(m)、h12(i)≠h12(j)≠h12(k)≠h12(m)、h13(i)≠h13(j)≠h13(k)≠h13(m)、h21(i)≠h21(j)≠h21(k)≠h21(m)、h22(i)≠h22(j)≠h22(k)≠h22(m)、h23(i)≠h23(j)≠h23(k)≠h23(m)、h31(i)≠h31(j)≠h31(k)≠h31(m)、h32(i)≠h32(j)≠h32(k)≠h32(m)、h33(i)≠h33(j)≠h33(k)≠h33(m)的关系成立。
将图22的时间i+1的动作视为图26的时间j的动作，将图22的时间i+2的动作视为图26的时间k的动作，将图22的时间i+3的动作视为图26的时间m的动作，就能够与图22的帧结构的说明同样地实施。但是，在图26的帧结构中，用于估计时间j的电波传播环境的码元需要与电波传播环境估计码元2101、2106、2111不同的码元。同样地，用于估计时间k的电波传播环境的码元需要与电波传播环境估计码元2101、2106、2111不同的码元。同样地，用于估计时间m的电波传播环境的码元需要与电波传播环境估计码元2101、2106、2111不同的码元。
(2-6)变形例6
在本实施方式中，以QPSK作为调制信号A、B的调制方式进行了说明。下面将提及适合形成调制信号A、B的调制方式的设定方法。
例如，调制信号A、B的调制方式为16QAM时，在I-Q平面的信号点的密度变高，即使给予相位旋转也难以在欧几里德距离提供大的变化，因此不能期望接收质量有大的改善。
作为解决这个课题的方法，也就是给予相位旋转以给予欧几里德距离变化的方法，可以考虑使调制信号A的调制方式为BPSK或QPSK、使调制信号B的调制方式为8PSK、16QAM、64QAM、128QAM、256QAM的方法。由此，可具备在接收时信号点配置具规则性的好处。然后，设定适合调制信号A的发送功率和调制信号B的发送功率的值就更加理想。
例如，调制信号A为QPSK、调制信号B为16QAM的时候，设定成调制信号A的发送功率∶调制信号B的发送功率＝2∶10即可。
另外，调制信号A为QPSK、调制信号B为64QAM的时候，设定成调制信号A的发送功率∶调制信号B的发送功率＝2∶42即可。
另外，调制信号A为BPSK、调制信号B为16QAM的时候，设定成调制信号A的发送功率∶调制信号B的发送功率＝1∶10即可。
另外，调制信号A为BPSK、调制信号B为64QAM的时候，设定成调制信号A的发送功率∶调制信号B的发送功率＝1∶42即可。
(2-7)变形例7
然而，发送装置的结构不限于图18、图23的结构。另外，接收装置的结构不限于图19的结构，解调部的结构也不限于图20、图24的结构。
另外，在本实施方式中虽然说明了发送三种调制信号A、B、C的帧结构，但在发送n(n≥4)个不同的调制信号时也同样能够实施。只要在n种调制信号中有多次发送数据的调制信号存在，就能够获得与本实施方式相同的效果。
而且，帧结构不限于图15、图16、图21、图22、图25、图26所表示的结构，只要改变信号点配置的方式多次发送相同的数据就可以获得相同的效果。另外，在本实施方式中虽然对在调制信号A将相同数据发送两次的帧结构以及发送四次的帧结构，和在调制信号B将相同数据发送两次的帧结构进行了说明，但不限于此，在各个调制信号A、B将相同数据发送n(n≥4)次的帧结构能够同样地实施。在这里使n越大，则可用调制信号A、B发送的数据传输速度看似会降低，但解调调制信号A、B、C时的差错率特性会提高，因此只要在电波传播环境越差的时候设定越大的n，就也能够提高实质的数据传输速度。
另外在本实施方式中，调制信号A、调制信号B、调制信号C的编码是对时间轴方向进行。换言之，在本实施方式的例子中，调制信号A在不同时间发送相同数据的调制信号。可是，本实施的编码尤其在使用以OFDM方式为例的多载波方式时，能够以频率轴方向进行。例如，使调制信号A为将多个相同数据的码元配置在不同载波的信号即可。
另外，在本实施方式中，通过提高调制信号A的接收质量也能够提高调制信号B和调制信号C的接收质量。并且，通过提高调制信号B的接收质量也能够提高调制信号C的接收质量。除了本实施方式之外，如果对调制信号A和调制信号B执行分组码、维特比码和特播(Turbo)码等的卷积码、低密度奇偶校验(LDPC，Low-Density Parity-Check)码等的编码，能够进一步提高接收信号A、B的接收质量，从而更进一步提高调制信号C的接收质量。
但是，分组码、维特比码和特播码等的卷积码、LDPC码等的纠错码，不限于仅对调制信号A和B执行的情况，也可以对调制信号A、B、C全部进行。这个时候，调制信号B、C在解码调制信号A后进行解码。
(3)实施方式3
在本实施方式中说明组合实施方式1、实施方式2和OFDM方式的情况。
图27表示本实施方式的发送装置的结构例子。编码部2602以调制信号A的发送数字信号2601、帧结构信号2624作为输入，将编码后的发送数字信号2603输出。调制部2625以编码后的发送数字信号2603、帧结构信号2624作为输入，基于帧结构信号2624将发送正交基带信号2626输出。串并变换部2604以发送正交基带信号2626、帧结构信号2624作为输入，将并行信号2605输出。反向傅立叶变换部2606以并行信号2605作为输入，将反向傅立叶变换后的信号2607输出。无线部2608将反向傅立叶变换后的信号2607从基带频率变换为无线频率，将变换后的调制信号2609输出。功率放大器2610放大调制信号2609的功率，并输出放大后的调制信号2611。调制信号2611作为电波从天线2612输出。
调制部2627以调制信号B的发送数字信号2613、帧结构信号2624作为输入，输出发送正交基带信号2628。串并变换部2614以发送正交基带信号2628作为输入，将并行信号2615输出。反向傅立叶变换部2616以并行信号2615作为输入，将反向傅立叶变换后的信号2617输出。无线部2618将反向傅立叶变换后的信号2617从基带频率变换为无线频率，将变换后的调制信号2619输出。功率放大器2620放大调制信号2619的功率，并输出放大后的调制信号2621。调制信号2621作为电波从天线2622输出。
图28表示本实施方式的接收装置的结构例子。无线部2703以天线2701接收的接收信号2702作为输入，将接收正交基带信号2704输出。傅立叶变换部2705以接收正交基带信号2704作为输入，将傅立叶变换后的信号2706输出。
调制信号A传输路径估计部2707以傅立叶变换后的信号2706作为输入，将调制信号A的传输路径估计信号群2708输出。调制信号B传输路径估计部2709以傅立叶变换后的信号2706作为输入，将调制信号B的传输路径估计信号群2710输出。
无线部2713以天线2711接收的接收信号2712作为输入，将接收正交基带信号2714输出。傅立叶变换部2715以接收正交基带信号2714作为输入，将傅立叶变换后的信号2716输出。
调制信号A传输路径估计部2717以傅立叶变换后的信号2716作为输入，将调制信号A的传输路径估计信号群2718输出。调制信号B传输路径估计部2719以傅立叶变换后的信号2716作为输入，将调制信号B的传输路径估计信号群2720输出。
解调部2721以调制信号A的传输路径估计信号群2708、2718、调制信号B的传输路径估计信号群2710、2720、傅立叶变换后的信号2706、2716作为输入，将调制信号A的接收数字信号2722、调制信号B的接收数字信号2723输出。
图29A、图29B表示本实施方式中的帧结构例子，2801是电波传播环境估计码元，2802是数据码元，并以时间轴方向进行编码。调制信号A在载波1在时间i到i+1之间被编码。调制信号B在载波1在时间i到i+1之间被编码。
调制信号A在载波1是在时间i发送S1(i)，在时间i+1发送S1(i)’。另外，如上述，S1(i)和S1(i)’是改变相同数据的信号点配置形成的调制码元。
调制信号B在载波1是在时间i发送S2(i)，在时间i+1发送S2(i+1)。S2(i)和S2(i+1)是从不同数据形成的调制码元。
图30A、图30B表示本实施方式中的其它帧结构例子，对与图29A、29B对应的部分附上相同的标号。图30A、图30B的情况是，调制码元以频率轴方向编码。调制信号A在时间i的载波1到载波2之间被编码。调制信号B在时间i的载波1到载波2之间被编码。
调制信号A在时间i是以载波1发送S1(i)，以载波2发送S1(i)’。调制信号B在时间i是以载波1发送S2(i-1)，以载波2发送S2(i-2)。S2(i-1)和S2(i-2)是从不同数据形成的调制码元。
图31A、图31B表示本实施方式中的其它帧结构例子，对与图29A、29B对应的部分附上相同的标号。图31A、图31B的情况是，调制码元以时间率轴方向编码。调制信号A在载波1是在时间i和时间i+n编码。调制信号B在载波1是在时间i和时间i+n编码。
调制信号A在载波1是在时间i发送S1(i)，在时间i+n发送S1(i)’。调制信号B在载波1是在时间i发送S2(i)，在时间i+n发送S2(i+1)。
图32A、图32B表示本实施方式中的其它帧结构例子，对与图29A、29B对应的部分附上相同的标号。图32A、图32B的情况是，调制码元以频率轴方向编码。调制信号A在时间i是在载波1和载波1+n编码。调制信号B在时间i是在载波1和载波1+n编码。
调制信号A在时间i是以载波1发送S1(i)，以载波1+n发送S1(i)’。调制信号B在时间i是以载波1发送S2(i-1)，以载波1+n发送S2(i-2)。
图33A、图33B表示本实施方式中的其它帧结构例子，对与图29A、29B对应的部分附上相同的标号。图33A、图33B的情况是，调制码元以时间轴方向编码。调制信号A在载波1是在时间i和时间j编码。调制信号B在载波1是在时间i和时间j编码。
调制信号A在载波1是在时间i发送S1(i)，在时间j发送S1(i)’。调制信号B在载波1是在时间i发送S2(i-1)，在时间j发送S2(i+n)。
图34A、图34B表示本实施方式中的其它帧结构例子，对与图29A、29B对应的部分附上相同的标号。图34A、图34B的情况是，调制码元以频率轴方向编码。调制信号A在时间i是在载波1和载波j编码。调制信号B在时间i是在载波1和载波j编码。
调制信号A在时间i是以载波1发送S1(i)，以载波j发送S1(i)’。调制信号B在时间i是以载波1发送S2(i-1)，以载波j发送S2(i-j)。
图35A、图35B表示本实施方式中的其它帧结构例子，对与图29A、29B对应的部分附上相同的标号。调制信号A在载波1是在时间i、时间i+1和时间i+2编码。调制信号B在载波1是在时间i、时间i+1和时间i+2编码。
调制信号A在载波1是在时间i发送S1(i)，在时间i+1发送S1(i)’，在时间i+2发送S1(i)”。这里，S1(i)、S1(i)’、S1(i)”是改变相同数据的信号点配置形成的。调制信号B在载波1是在时间i发送S2(i)，在时间i+1发送S2(i+1)，在时间i+2发送S2(i+2)。这里，S2(i)、S2(i+1)、S2(i+2)是调制不同数据获得的。
图36A、图36B表示本实施方式中的其它帧结构例子，对与图29A、29B对应的部分附上相同的标号。调制信号A在时间i是在载波1、载波2和载波3编码。调制信号B在时间i是在载波1、载波2和载波3编码。
调制信号A在时间i是由载波1发送S1(i)，由载波2发送S1(i)’，由载波3发送S1(i)”。调制信号B在时间i是由载波1发送S2(i-1)，由载波2发送S2(i-2)，由载波3发送S2(i-3)。
图37A、图37B表示本实施方式中的其它帧结构例子，对与图29A、29B对应的部分附上相同的标号。调制信号A在载波1是在时间i、时间j、时间k以信号点配置不同的码元S1(i)、S1(i)’、S1(i)”发送相同数据(也可以使用相同的信号点配置)。调制信号B在载波1，在时间i、时间j、时间k以码元S2(i)、S2(j)、S2(k)发送不同数据。
图38A、图38B表示本实施方式中的其它帧结构例子，对与图29A、29B对应的部分附上相同的标号。调制信号A在时间i用载波i、载波j、载波k以信号点配置不同的码元S1(i)、S1(i)’、S1(i)”发送相同数据(也可以使用相同的信号点配置)。调制信号B在时间i用载波i、载波j、载波k以码元S2(i)、S2(j)、S2(k)发送不同数据。
图39A～图39C表示本实施方式中的其它帧结构例子，对与图29A、29B对应的部分附上相同的标号。调制信号A在载波1是在时间i、时间i+1以信号点配置不同的码元S1(i)、S1(i)’发送相同数据。调制信号B在载波1是在时间i、时间i+1以码元S2(i)、S2(i+1)发送不同数据。调制信号C在载波1是在时间i、时间i+1以码元S3(i)、S3(i+1)发送不同数据。
图40A～图40C表示本实施方式中的其它帧结构例子，对与图29A、29B对应的部分附上相同的标号。调制信号A在时间i用载波1、载波2以信号点配置不同的码元S1(i)、S1(i)’发送相同数据。调制信号B在时间i用载波1、载波2以码元S2(1)、S2(2)发送不同数据。调制信号C在时间i用载波1、载波2以码元S3(1)、S3(2)发送不同数据。
图41A～图41C表示本实施方式中的其它帧结构例子，对与图29A、29B对应的部分附上相同的标号。调制信号A在载波1是在时间i、时间j以信号点配置不同的码元S1(i)、S1(i)’发送相同数据(也可以使用相同的信号点配置)。调制信号B在载波1是在时间i、时间j以码元S2(i)、S2(j)发送不同数据。调制信号C在载波1是在时间i、时间j以码元S3(i)、S3(j)发送不同数据。
图42A～图42C表示本实施方式中的其它帧结构例子，对与图29A、29B对应的部分附上相同的标号。调制信号A在时间i用载波i、载波j以信号点配置不同的码元S1(i)、S1(i)’发送相同数据。调制信号B在时间i用载波i、载波j以码元S2(i)、S2(j)发送不同数据。调制信号C在时间i用载波i、载波j以码元S3(i)、S3(j)发送不同数据。
图43A～图43C表示本实施方式中的其它帧结构例子，对与图29A、29B对应的部分附上相同的标号。调制信号A在载波1是在时间i、时间i+1、i+2、i+3以信号点配置不同的码元S1(i)、S1(i)’、S1(i)”、S1(i)发送相同数据。调制信号B在载波1是在时间i、时间i+1以信号点配置不同的码元S2(i)、S2(i)’发送相同数据，在时间i+2、时间i+3以信号点配置不同的码元S2(i+2)、S2(i+2)’发送相同数据。调制信号C在载波1是在时间i、时间i+1、时间i+2、时间i+3以码元S3(i)、S3(i+1)、S3(i+2)、S3(i+3)发送不同数据。
图44A～图44C表示本实施方式中的其它帧结构例子，对与图29A、29B对应的部分附上相同的标号。调制信号A在时间i用载波1、载波2、载波3、载波4以信号点配置不同的码元S1(i)、S1(i)’、S1(i)”、S1(i)发送相同数据。调制信号B在时间i是载波1、载波2以信号点配置不同的码元S2(1)、S2(1)’发送相同数据，用载波3、载波4以信号点配置不同的码元S2(3)、S2(3)’发送相同数据。调制信号C在时间i用载波1、载波2、载波3、载波4以码元S3(1)、S3(2)、S3(3)、S3(4)发送不同数据。
图45A～图45C表示本实施方式中的其它帧结构例子，对与图29A、29B对应的部分附上相同的标号。调制信号A在载波1是在时间i、时间j、时间k、时间m以信号点配置不同的码元S1(i)、S1(i)’、S1(i)”、S1(i)发送相同数据。调制信号B在载波1是在时间i、时间j以信号点配置不同的码元S2(i)、S2(i)’发送相同数据，在时间k、时间m以信号点配置不同的码元S2(k)、S2(k)’发送相同数据。调制信号C在载波1是在时间i、时间j、时间k、时间m以码元S3(i)、S3(j)、S3(k)、S3(m)发送不同数据。
图46A～图46C表示本实施方式中的其它帧结构例子，对与图29A、29B对应的部分附上相同的标号。调制信号A在时间i用载波i、载波j、载波k、载波m以信号点配置不同的码元S1(i)、S1(i)’、S1(i)”、S1(i)发送相同数据。调制信号B在时间i用载波i、载波j以信号点配置不同的码元S2(i)、S2(i)’发送相同数据，用载波k、载波m以信号点配置不同的码元S2(k)、S2(k)’发送相同数据。调制信号C在时间i用载波i、载波j、载波k、载波m以码元S3(i)、S3(j)、S3(k)、S3(m)发送不同数据。
接下来使用图2A、图2B、图3A～图3C、图5、图14、图25、图27、图28、图29A、图29B、图30A、图30B、图31A、图31B、图32A、图32B、图33A、图33B、图34A、图34B、图35A、图35B、图36A、图36B、图37A、图37B、图38A、图38B、图39A～图39C、图40A～图40C、图41A～图41C、图42A～图42C、图43A～图43C、图44A～图44C、图45A～图45C、图46A～图46C来详细说明本实施方式的动作。
图29A、图29B表示图27的发送装置2600发送的调制信号A、调制信号B的帧结构的一个例子。从图27的调制信号A发送部发送的调制信号的帧结构是图29A的调制信号A帧结构。从图27的调制信号B发送部发送的调制信号的帧结构是图29B的调制信号B帧结构。
图29A、图29B的帧结构的特征在于，调制信号A在载波1是在时间i、时间i+1以信号点配置不同的码元S1(i)、S1(i)’发送相同数据，另一方面，调制信号B在载波1是在时间i、时间i+1以码元S2(i)、S2(i+1)发送不同数据。
表示S1(i)、S1(i)’在I-Q平面的信号点配置的图是图3A～图3C。调制方式是QPSK。例如，在图29A中，在时间i发送(0，0)作为S1(i)的信息。此时信号点如图3A所示。然后，在时间i+1例如以图3B所示的方式发送(0，0)作为信息。关于(0，1)、(1，0)、(1，1)也是同样。但是，时间i+1的信号点配置不限于图3B，也可以是图3C的信号点配置。
由此，着眼于载波1的话，在接收装置2700，调制信号的信号点配置在时间i和时间i+1不同，因此调制信号A、调制信号B的解调精度在时间i和时间i+1不同。因此，在解调精度好的时间解调调制信号A，然后利用该结果进行调制信号B的解调，能够提高调制信号B的解调精度。也就是说，能够提高调制信号A、B双方的解调精度。
这里说明由发送装置2600形成图29A、图29B的帧结构的调制信号A、B时的发送装置2600的动作。
帧结构信号生成部2623将图29A、图29B的帧结构的信息作为帧结构信号2624输出。编码部2602以发送数字信号2601、帧结构信号2624作为输入，将发送数字信号2601编码为如图29A的调制信号A的帧结构，将编码后的数字信号2603输出。
调制部2625以编码后的数字信号2603、帧结构信号2624作为输入，基于图29A的调制信号A的帧结构将发送正交基带信号2626输出。使调制部2625为例如图5所示的结构即可。
在图5，映射部X402如图3A所示的那样映射信号点。映射部Y404如图3B或图3C所示的那样映射信号点。
例如，着眼于图29A、图29B的帧结构的载波1时，帧结构信号2624表示调制信号A、载波1、时间i的码元时，映射部X402对输入的数字信号进行映射，将经过第一映射的发送正交基带信号403输出。
与此相对，帧结构信号2624表示调制信号A、载波1、时间i+1的码元时，映射部Y404对输入的数字信号进行映射，将经过第二映射的发送正交基带信号405输出。
信号选择部407以经过第一映射的发送正交基带信号403、经过第二映射的发送正交基带信号405、帧结构信号406作为输入，选择帧结构信号406表示的信号，将选择的发送正交基带信号305输出。
虽然这里以图29A、图29B的帧结构，也就是在时间i和时间i+1编码的情况为例进行了说明，但在如图31A、图31B那样在时间i和i+n编码的情况也同样能够实施。也就是说，在上述说明中将时间i+1的动作视为时间i+n的动作就同样的可以实施。另外，虽然着重于载波1进行了说明，对载波1以外的载波进行同样的编码也同样地能够实施。
接下来说明接收装置的结构。图28是本实施方式的接收装置的结构。图28的接收天线2701相当于图2B的天线109，接收天线2711相当于图2B的天线110。
下面以载波1的动作为例进行说明。图28的调制信号A传输路径估计部2707使用图29A的调制信号A、载波1、时间i的电波传播环境估计码元2801求出载波1的信道变动h11(t)。但t为时间。同样地，调制信号B传输路径估计部2709使用图29B的调制信号B、载波1、时间i的电波传播环境估计码元2801求出载波1的信道变动h12(t)。调制信号A传输路径估计部2717使用图29A的调制信号A、载波1、时间i的电波传播环境估计码元2801求出载波1的信道变动h21(t)。但t为时间。同样地，调制信号B传输路径估计部2719使用图29B的调制信号B、载波1、时间i的电波传播环境估计码元2801求出载波1的信道变动h22(t)。
然后，在时间i，使接收天线2701接收的载波1的信号为R1(i)，并使接收天线2711接收的载波1的信号为R2(i)，则式(1)成立。同样地，在时间i+1，式(2)成立。从式(1)的关系可获得S1(i)、S2(i)，同时从式(2)的关系可获得S1(i)’、S2(i+1)。
并且，h11(i)h11(i+1)、h12(i)h12(i+1)、h21(i)h21(i+1)、h22(i)h22(i+1)成立。这个时候，式(1)和式(2)的矩阵是几乎相等的矩阵，但因(S1(i)，S2(i))的向量和(S1(i)’，S2(i+1))的向量不同，获得的数据的似然不同。
本实施方式利用这个特性来提高接收数据的质量。接收装置2700的具体的解调(解码)过程如下。
<1>进行时间i的检波，获得(S1(i)，S2(i))。
<2>进行时间i+1的检波，获得(S1(i)’，S2(i+1))。
<3>比较时间i和时间i+1的接收质量。
时间i的接收质量较好时，直接使用在时间i的检波获得的(S1(i)，S2(i))的数据。然后从在时间i的检波获得的S1(i)估计时间i+1的S1(i)’，通过利用该结果来获得S2(i+1)的数据。
与此相对，时间i+1的接收质量较好时，直接使用在时间i+1的检波获得的(S1(i)’，S2(i+1))的数据。然后从在时间i+1的检波获得的S1(i)’估计时间i的S1(i)，通过利用该结果来获得S2(i)的数据。
在接收装置2700，通过在解调部2721进行上述的解调处理，获得调制信号A的接收数字信号2722和调制信号B的接收数字信号2723。
图28的解调部2721的详细结构为如图8所示，下面说明其动作。
在图8，信号508相当于图28的2708、信号510相当于图28的2710、信号506相当于图28的2706、信号518相当于图28的2718、信号520相当于图28的2720、信号516相当于图28的2716。
这里，以在图27的发送装置2600使用图29A、图29B的帧结构，以QPSK调制调制信号A、调制信号B来发送信号的情况为例进行说明。但这是仅关于载波1的说明。
调制信号A可发送2比特，调制信号B可发送2比特，总共可发送4比特。换言之，能够发送0000，0001，…，1111。但，高位的2比特是用调制信号A发送的2比特，低位的2比特是用调制信号B发送的2比特。
这里说明图28的解调部2721的动作。
解调部2721首先在载波1、时间i使用调制信号A的传输路径估计信号群2708的载波1的成分和调制信号B的传输路径估计信号群2710的载波1的成分求出0000，0001，…，1111的16个信号点在I-Q平面的信号点。这个时候的状态相当于图14的16个信号点1302。
然后，从傅立叶变换后信号2706的载波1的成分获得在I-Q平面的接收状态。这个时候的状态相当于图14的信号点1301。
接着，对图14的1302表示的所有的信号点与信号点1301在I-Q平面的例如距离的平方值进行计算。也就是说，求出发送比特0000的信号点1302和信号点1301之间的距离的平方值X0000(i)，并同样地求出发送比特0001、…、1111的信号点1302和信号点1301之间的距离的平方值X0001(i)、…、X1111(i)。
同样地，在图29A、图29B的载波1、时间i使用调制信号A的传输路径估计信号群2718的载波1的成分和调制信号B的传输路径估计信号群2720的载波1的成分求出0000，0001，…，1111的16个信号点在I-Q平面的信号点。这个时候的状态相当于图14的1302的16个信号点。
然后，从傅立叶变换后信号2716的载波1的成分获得在I-Q平面的接收状态。这个时候的状态相当于图14的信号点1301。
接着，对图14的1302表示的所有的信号点与信号点1301在I-Q平面的例如距离的平方值进行计算。也就是说，求出发送比特0000的信号点1302和信号点1301之间的距离的平方值Y0000(i)，并同样地求出发送比特0001、…、1111的信号点1302和信号点1301之间的距离的平方值Y0001(i)、…、Y1111(i)。
然后求出X0000(i)和Y0000(i)的和Z0000(i)＝X0000(i)+Y0000(i)。同样地，求出Z0001(i)、…、Z1111(i)。对于时间i+1也同样地求出Z0000(i+1)、Z0001(i+1)、…、Z1111(i+1)。
接着，进行时间i和时间i+1的接收数据的似然的比较。
例如，从Z0000(i)、Z0001(i)、…、Z1111(i)之中搜索最小值。假设该值为F(i)。然后，搜索第二小的值。假设该值为S(i)。
同样地，从Z0000(i+1)、Z0001(i+1)、…、Z1111(i+1)之中搜索最小值。假设该值为F(i+1)。然后，搜索第二小的值。假设该值为S(i+1)。
然后，例如求出R(i)＝F(i)/S(i)以及R(i+1)＝F(i+1)/S(i+1)。
在R(i+1)＞R(i)时，判断为时间i的接收质量较好，并判断构成F(i)的4比特为正确的数据。然后，获得在时间i和时间i+1用调制信号A发送的数据2比特和在时间i用调制信号B发送的数据2比特。接着利用调制信号A发送的2比特已被判定的事实，来判定在时间i+1用调制信号B发送的2比特。例如，如果用调制信号A发送的2比特为00，则从Z0000(i+1)、Z0001(i+1)、Z0010(i+1)、Z0011(i+1)之中搜索出值为最小的，由此判定在时间i+1用调制信号B发送的2比特。同样地，如果用调制信号A发送的2比特为01，则从Z0100(i+1)、Z0101(i+1)、Z0110(i+1)、Z0111(i+1)之中搜索出值为最小的，由此判定在时间i+1用调制信号B发送的2比特。用调制信号A发送的2比特为10、11时也进行同样的动作，来判定在时间i+1用调制信号B发送的2比特。
在R(i)＞R(i+1)时，判断为时间i+1的接收质量较好，并判断构成F(i+1)的4比特为正确的数据。然后，获得在时间i和时间i+1用调制信号A发送的数据2比特和在时间i+1用调制信号B发送的数据2比特。接着利用调制信号A发送的2比特已被判定的事实，来判定在时间i用调制信号B发送的2比特。例如，如果用调制信号A发送的2比特为00，则从Z0000(i)、Z0001(i)、Z0010(i)、Z0011(i)之中搜索出值为最小的，由此判定在时间i用调制信号B发送的2比特。同样地，如果用调制信号A发送的2比特为01，则从Z0100(i)、Z0101(i)、Z0110(i)、Z0111(i)之中搜索出值为最小的，由此判定在时间i用调制信号B发送的2比特。用调制信号A发送的2比特为10、11时也进行同样的动作，来判定在时间i用调制信号B发送的2比特。
图28的解调部2721的详细结构为图8。现说明图8的动作。
图8的调制信号A、B解调部608如上述地在时间i和时间i+1将调制信号A发送的数据作为调制信号A的接收数字信号524进行输出。并且输出Z0000(i)、…、Z1111(i)作为第一软判定值信号701。并且输出Z0000(i+1)、…、Z1111(i+1)作为第二软判定值信号702。然后输出时间i、时间i+1中其中一个的调制信号B的接收数字信号525-1。
调制信号B解调部703以作为第一软判定值信号701的Z0000(i)、…、Z1111(i)和作为第二软判定值信号702的Z0000(i+1)、…、Z1111(i+1)作为输入，如上述地基于时间i和时间i+1的接收质量进行调制信号B的解调，由此输出与525-1不同时间的调制信号B的接收数字信号525-2。
这里虽然说明了载波1的解码方法，但在载波1以外的载波进行同样的编码时，将上述动作视为其它载波加以实施即可同样地进行解码。换言之，能够由图28的傅立叶变换后的信号的载波n的成分、调制信号A的传输路径估计信号群的载波n的成分和调制信号B的传输路径估计信号群的载波n的成分进行载波n的解码。
接下来说明采用图31A、图31B表示的帧结构的情况。在图31A、图31B的帧结构中，在时间i和i+n进行编码。因此，如果是使h11(i)h11(i+n)、h12(i)h12(i+n)、h21(i)h21(i+n)、h22(i)h22(i+n)的关系成立的n，则通过进行与图29A、图29B的帧结构同样的处理就能够实施。也就是说，将时间i+1的动作视为时间i+n的动作，就能够与图29A、图29B的说明同样地实施。
接下来说明采用图33A、图33B表示的帧结构的情况。这个时候，在时间i和j因时间完全不同而使得电波传播环境为完全不同的状态这一点很重要。
下面以载波1的动作为例进行说明。在时间i，式(1)成立。同样地，在时间j，式(3)成立。这个时候，在接收装置中例如使用图33A的载波1的时间i-1的电波传播环境估计码元2801来估计h11(i)、h12(i)、h21(i)、h22(i)。同样地，在接收装置中例如使用图33B的载波1的时间j-1的电波传播环境估计码元2801来估计h11(j)、h12(j)、h21(j)、h22(j)。这里，因为时间i和j是电波传播环境差异变得极大的时间，h11(i)≠h11(j)、h12(i)≠h12(j)、h21(i)≠h21(j)、h22(i)≠h22(j)成立。因此，时间i和j的接收质量变得完全不同。
考虑上述内容，说明在时间i和时间j的I-Q平面的信号点配置。表示在I-Q平面的信号点配置的例子的图是图3A～图3C。为图33A、图33B的帧结构时，时间i和j的信号点配置例如可以都是图3A，也可以在时间i为图3A、在时间j为图3B，使其不同。这是因为和图29A、图29B、图31A、图31B的帧结构的时候不同，在时间i和j因电波传播环境不同，即使在时间i和j不刻意改变信号点配置，接收质量也会不同。
下面将详细说明解码的过程，可以认为与图29A、图29B的帧结构的动作相同。换言之，只要将时间i+1的动作换成时间j即可。
由接收装置2700进行的对图33A、图33B的帧结构信号的具体的解调(解码)过程如下述。
<1>进行时间i的检波，获得(S1(i)，S2(i))。
<2>进行时间j的检波，获得(S1(i)，S2(j))。
<3>比较时间i和时间j的接收质量。
时间i的接收质量较好时，在时间i的检波获得(S1(i)，S2(i))的数据。然后，从在时间i的检波获得的S1(i)估计时间j的S1(i)，利用该结果获得S2(j)。
时间j的接收质量较好时，在时间j的检波获得(S1(i)，S2(j))的数据。然后，从在时间j的检波获得的S1(i)估计时间i的S1(i)，利用该结果获得S2(i)。
在图28的解调部2721通过进行上述过程，获得调制信号A的接收数字信号2722和调制信号B的接收数字信号2723。
图28的解调部2721的详细结构为如图8所示，下面说明其动作。
在图8，信号508相当于图28的2708、信号510相当于图28的2710、信号506相当于图28的2706、信号518相当于图28的2718、信号520相当于图28的2720、信号516相当于图28的2716。
这里，以在图27的发送装置2600使用图33A、图33B的帧结构，在载波1发送以QPSK调制调制信号A、调制信号B的信号的情况为例进行说明。
调制信号A可发送2比特，调制信号B可发送2比特，总共可发送4比特。换言之，能够发送0000，0001，…，1111。但，高位的2比特是用调制信号A发送的2比特，低位的2比特是用调制信号B发送的2比特。
这里说明图28的解调部2721的动作。
解调部2721首先时间i使用调制信号A的传输路径估计信号群2708的载波1的成分和调制信号B的传输路径估计信号群2710的载波1的成分求出0000，0001，…，1111的16个信号点在I-Q平面的信号点。这个时候的状态相当于图14的16个信号点1302。
然后，从傅立叶变换后信号2706的载波1的成分获得在I-Q平面的接收状态。这个时候的状态相当于图14的1301的信号点。
接着，对图14的1302表示的所有的信号点与信号点1301在I-Q平面的例如距离的平方值进行计算。也就是说，求出发送比特0000的信号点1302和信号点1301之间的距离的平方值X0000(i)，并同样地求出发送比特0001、…、1111的信号点1302和信号点1301之间的距离的平方值X0001(i)、…、X1111(i)。
同样地，在图33A、图33B的时间i使用调制信号A的传输路径估计信号群2718的载波1的成分和调制信号B的传输路径估计信号群2720的载波1的成分求出0000，0001，…，1111的16个信号点在I-Q平面的信号点。这个时候的状态相当于图14的16个信号点1302。
然后，从傅立叶变换后信号2716的载波1的成分获得在I-Q平面的接收状态。这个时候的状态相当于图14的1301所表示的信号点。
接着，对图14的1302表示的所有的信号点与信号点1301在I-Q平面的例如距离的平方值进行计算。也就是说，求出发送比特0000的信号点1302和信号点1301之间的距离的平方值Y0000(i)，并同样地求出发送比特0001、…、1111的信号点1302和信号点1301之间的距离的平方值Y0001(i)、…、Y1111(i)。
然后求出X0000(i)和Y0000(i)的和Z0000(i)＝X0000(i)+Y0000(i)。同样地，求出Z0001(i)、…、Z1111(i)。关于时间j也同样地求出Z0000(j)、Z0001(j)、…、Z1111(j)。
这里，进行时间i的判定时，例如使用图33A、图33B的时间i-1的电波传播环境估计码元2801的载波1的码元来进行电波传播环境的估计。与此相对，进行时间j的判定时，例如使用图33A、图33B的时间j-1的电波传播环境估计码元2801的载波1的码元来进行电波传播环境的估计。
接着，进行时间i和时间j的接收数据的似然的比较。
例如，从Z0000(i)、Z0001(i)、…、Z1111(i)之中搜索最小值。假设该值为F(i)。然后，搜索第二小的值。假设该值为S(i)。
同样地，从Z0000(j)、Z0001(j)、…、Z1111(j)之中搜索最小值。假设该值为F(j)。然后，搜索第二小的值。假设该值为S(j)。
然后，例如求出R(i)＝F(i)/S(i)以及R(j)＝F(j)/S(j)。
在R(j)＞R(i)时，判断为时间i的接收质量较好，并判断构成F(i)的4比特为正确的数据。然后，获得在时间i和时间j用调制信号A发送的数据2比特和在时间i用调制信号B发送的数据2比特。接着利用调制信号A发送的2比特已被判定的事实，来判定在时间j用调制信号B发送的2比特。例如，如果用调制信号A发送的2比特为00，则从Z0000(j)、Z0001(j)、Z0010(j)、Z0011(j)之中搜索出值为最小的，由此判定在时间j用调制信号B发送的2比特。同样地，如果用调制信号A发送的2比特为01，则从Z0100(j)、Z0101(j)、Z0110(j)、Z0111(j)之中搜索出值为最小的，由此判定在时间j用调制信号B发送的2比特。用调制信号A发送的2比特为10、11时也进行同样的动作，来判定在时间j用调制信号B发送的2比特。
在R(i)＞R(j)时，判断为时间j的接收质量较好，并判断构成F(j)的4比特为正确的数据。然后，获得在时间i和时间j用调制信号A发送的数据2比特和在时间j用调制信号B发送的数据2比特。接着利用调制信号A发送的2比特已被判定的事实，来判定在时间i用调制信号B发送的2比特。例如，如果用调制信号A发送的2比特为00，则从Z0000(i)、Z0001(i)、Z0010(i)、Z0011(i)之中搜索出值为最小的，由此判定在时间i用调制信号B发送的2比特。同样地，如果用调制信号A发送的2比特为01，则从Z0100(i)、Z0101(i)、Z0110(i)、Z0111(i)之中搜索出值为最小的，由此判定在时间i用调制信号B发送的2比特。用调制信号A发送的2比特为10、11时也进行同样的动作，来判定在时间i用调制信号B发送的2比特。
图28的解调部2721的详细结构为图8。现说明图8的动作。
图8的调制信号A、B解调部608如上述地在时间i和时间j将调制信号A发送的数据作为调制信号A的接收数字信号524进行输出。并且输出Z0000(i)、…、Z1111(i)作为第一软判定值信号701。并且输出Z0000(j)、…、Z1111(j)作为第二软判定值信号702。然后输出时间i、时间j中其中一个的调制信号B的接收数字信号525-1。
调制信号B解调部703以作为第一软判定值信号701的Z0000(i)、…、Z1111(i)和作为第二软判定值信号702的Z0000(j)、…、Z1111(j)作为输入，如上述地基于时间i和时间j的接收质量进行调制信号B的解调，由此输出与525-1不同时间的调制信号B的接收数字信号525-2。
这里虽然描述了载波1的时间i、时间j的调制信号A、调制信号B的解调，但在载波1以外进行编码时也能够通过进行相同的处理加以实施。
接下来对在使用OFDM方式等多载波方式时变得可行的、以频率轴方向进行编码的情况的动作进行详细说明。换言之，将上述以时间轴方向进行编码的以频率轴方向进行编码。
现说明采用图30A、图30B表示的帧结构的情况。图30A、图30B的帧结构的特征在于，调制信号A在时间i用载波1、载波2以信号点配置不同的码元S1(i)、S1(i)’发送相同数据，调制信号B在时间i用载波1、载波2以码元S2(i-1)、S2(i-2)发送不同数据。
表示S1(i)、S1(i)’在I-Q平面的信号点配置的图是图3A～图3C。调制方式是QPSK。例如，在图30A中，用载波1在时间i发送(0，0)作为S1(i)的信息。此时信号点如图3A所示。然后，用载波2在时间i例如以图3B所示的方式发送(0，0)作为信息。关于(0，1)、(1，0)、(1，1)也是同样。但是，载波2、时间i的信号点配置不限于图3B，也可以用图3C进行发送。如上述，在时间i，载波1和载波2以不同的信号点配置发送相同的信息。
由此，着眼于时间i的话，在接收装置中，因为接收的调制信号的信号点配置在载波1和载波2不同，因此载波1的调制信号A、调制信号B的解调精度和在载波2的调制信号A、调制信号B的解调精度变得不同。因此，通过在解调精度好的时间解调调制信号A，利用该结果进行调制信号B的解调，能够提高调制信号B的解调精度。也就是说，能够提高调制信号A、B双方的解调精度。
这里说明由发送装置2600形成图30A、图30B的帧结构的调制信号A、B时的发送装置2600的动作。
帧结构信号生成部2623将图30A、图30B的帧结构的信息作为帧结构信号2624输出。编码部2602以发送数字信号2601、帧结构信号2624作为输入，将发送数字信号2601编码为如图30A的调制信号A的帧结构，将编码后的数字信号2603输出。
调制部2625以编码后的数字信号2603、帧结构信号2624作为输入，基于图30A的调制信号A的帧结构将发送正交基带信号2626输出。使调制部2625为例如图5所示的结构即可。
在图5，映射部X402如图3A所示的那样映射信号点。映射部Y404如图3B或图3C所示的那样映射信号点。
例如，着眼于图30A的帧结构的时间i时，帧结构信号2624表示调制信号A、载波1、时间i的码元时，映射部X402对输入的数字信号进行映射，将经过第一映射的发送正交基带信号403输出。
与此相对，帧结构信号2624表示调制信号A、载波2、时间i的码元时，映射部Y404对输入的数字信号进行映射，将经过第二映射的发送正交基带信号405输出。
信号选择部407以经过第一映射的发送正交基带信号403、经过第二映射的发送正交基带信号405、帧结构信号406作为输入，选择帧结构信号406表示的信号，将选择的发送正交基带信号408输出。
虽然这里以图30A、图30B的帧结构，也就是在时间i在载波1到载波2之间进行编码的情况为例进行了说明，但也可以同样地实施于如图32A、图32B所示，在载波1到载波n之间进行编码的情况。也就是说，在上述说明中将载波2的动作视为载波n的动作就同样的可以实施。另外，虽然着眼于时间i进行了说明，但在时间i以外的时间进行同样的编码也能够同样地实施，并且在时间i在载波1、载波2以外的载波之间进行编码也同样能够实施。
接下来说明接收装置的结构。图28是本实施方式的接收装置的结构。图28的接收天线2701相当于图2B的天线109，接收天线2711相当于图2B的天线110。
下面以时间i的动作为例进行说明。首先说明载波1。图28的调制信号A传输路径估计部2707使用图30A的调制信号A、载波1、时间i的电波传播环境估计码元2801求出载波1的信道变动h11，1(t)。但t为时间。同样地，调制信号B传输路径估计部2709使用图30B的调制信号B、载波1、时间i的电波传播环境估计码元2801求出载波1的信道变动h12，1(t)。调制信号A传输路径估计部2717使用图30A的调制信号A、载波1、时间i的电波传播环境估计码元2801求出载波1的信道变动h21，1(t)。同样地，调制信号B传输路径估计部2719使用图30B的调制信号B、载波1、时间i的电波传播环境估计码元2801求出载波1的信道变动h22，1(t)。
然后，在时间i，使接收天线2701接收的载波1的信号为R1，1(i)，并使接收天线2711接收的载波1的信号为R2，1(i)，则下式成立。
R 1,1 ( i ) R 2,1 ( i ) = h 11,1 ( i ) h 12,1 ( i ) h 21,1 ( i ) h 22,1 ( i ) S 1 ( i ) S 2 ( i - 1 ) . . . . . . ( 11 )
同样地，在载波2，下式成立。
R 1,2 ( i ) R 2,2 ( i ) = h 11,2 ( i ) h 12,2 ( i ) h 21,2 ( i ) h 22,2 ( i ) S 1 ( i ) &prime; S 2 ( i - 2 ) . . . . . . ( 12 )
从式(11)的关系可获得S1(i)、S2(i-1)，同时从式(12)的关系可获得S1(i)’、S2(i-2)。
并且，h11，1(i)h11，2(i)、h12，1(i)h12，2(i)、h21，1(i)h21，2(i)、h22，1(i)h22，2(i)成立。这个时候，式(11)和式(12)的矩阵是几乎相等的矩阵，但因(S1(i)，S2(i-1))的向量和(S1(i)’，S2(i-2))的向量不同，获得的数据的似然不同。
本实施方式利用这个特性来提高接收数据的质量。接收装置2700的具体的解调(解码)过程如下。
<1>进行时间i、载波1的检波，获得(S1(i)，S2(i-1))。
<2>进行时间i、载波2的检波，获得(S1(i)’，S2(i-2))。
<3>比较载波1和载波2的接收质量。
载波1的接收质量较好时，在载波1的检波获得(S1(i)，S2(i-1))的数据。然后，从在载波1的检波获得的S1(i)估计载波2的S1(i)’，利用该结果获得S2(i-2)。
载波2的接收质量较好时，在载波2的检波获得(S1(i)’，S2(i-2))的数据。然后，从在载波2的检波获得的S1(i)’估计载波1的S1(i)，利用该结果获得S2(i-1)。
在接收装置2700，通过在解调部2721进行上述的解调处理，获得调制信号A的接收数字信号2722和调制信号B的接收数字信号2723。
图28的解调部2721的详细结构为如图8所示，下面说明其动作。
在图8，信号508相当于图28的2708、信号510相当于图28的2710、信号506相当于图28的2706、信号518相当于图28的2718、信号520相当于图28的2720、信号516相当于图28的2716。
这里，以在图27的发送装置2600使用图30A、图30B的帧结构，以QPSK调制调制信号A、调制信号B的情况为例进行说明。但这是仅关于载波1和载波2的说明。
调制信号A可发送2比特，调制信号B可发送2比特，总共可发送4比特。换言之，能够发送0000，0001，…，1111。但，高位的2比特是用调制信号A发送的2比特，低位的2比特是用调制信号B发送的2比特。
这里说明图28的解调部2721的动作。
解调部2721首先在载波1、时间i使用调制信号A的传输路径估计信号群2708的载波1的成分和调制信号B的传输路径估计信号群2710的载波1的成分求出0000，0001，…，1111的16个信号点在I-Q平面的信号点。这个时候的状态相当于图14的16个信号点1302。
然后，从傅立叶变换后信号2706的载波1的成分获得在I-Q平面的接收状态。这个时候的状态相当于图14所表示的信号点1301。
接着，对图14表示的所有的信号点1302与信号点1301在I-Q平面的例如距离的平方值进行计算。也就是说，求出发送比特0000的信号点1302和信号点1301之间的距离的平方值X0000(i)，并同样地求出发送比特0001、…、1111的信号点1302和信号点1301之间的距离的平方值X0001(i)、…、X1111(i)。
同样地，在图30A、图30B的载波1、时间i使用调制信号A的传输路径估计信号群2718的载波1的成分和调制信号B的传输路径估计信号群2720的载波1的成分求出0000，0001，…，1111的16个信号点在I-Q平面的信号点。这个时候的状态相当于图14的16个信号点1302。
然后，从傅立叶变换后信号2716的载波1的成分获得在I-Q平面的接收状态。这个时候的状态相当于图14的信号点1301。
接着，对图14表示的所有的信号点1302与信号点1301在I-Q平面的例如距离的平方值进行计算。也就是说，求出发送比特0000的信号点1302和信号点1301之间的距离的平方值Y0000(i)，并同样地求出发送比特0001、…、1111的信号点1302和信号点1301之间的距离的平方值Y0001(i)、…、Y1111(i)。
然后求出X0000(i)和Y0000(i)的和Z0000(i)＝X0000(i)+Y0000(i)。同样地，求出Z0001(i)、…、Z1111(i)。关于载波2也同样地求出Z0000(i)、Z0001(i)、…、Z1111(i)。
接着，进行载波1和载波2的接收数据的似然的比较。
例如，在载波1，从Z0000(i)、Z0001(i)、…、Z1111(i)之中搜索最小值。假设该值为F(i)。然后，搜索第二小的值。假设该值为S(i)。
同样地，在载波2，从Z0000(i)、Z0001(i)、…、Z1111(i)之中搜索最小值。假设该值为F(i)。然后，搜索第二小的值。假设该值为S(i)。
然后，例如在载波1求出R，1(i)＝F(i)/S(i)，以及在载波2求出R，2(i)＝F(i)/S(i)。
在R，2(i)＞R，1(i)时，判断为载波1的接收质量较好，并判断提供载波1的F(i)的4比特为正确的数据。然后，获得在载波1和载波2用调制信号A发送的数据2比特和用载波1的调制信号B发送的数据2比特。接着利用调制信号A发送的2比特已被判定的事实，来判定用载波2的调制信号B发送的2比特。例如，如果用调制信号A发送的2比特为00，则从载波2的Z0000(i)、Z0001(i)、Z0010(i)、Z0011(i)之中搜索出值为最小的，由此判定用载波2的调制信号B发送的2比特。同样地，如果用调制信号A发送的2比特为01，则从载波2的Z0100(i)、Z0101(i)、Z0110(i)、Z0111(i)之中搜索出值为最小的，由此判定用载波2的调制信号B发送的2比特。用调制信号A发送的2比特为10、11时也进行同样的动作，来判定用载波2的调制信号B发送的2比特。
在R，1(i)＞R，2(i)时，判断为载波2的接收质量较好，并判断提供载波2的F(i)的4比特为正确的数据。然后，获得在载波1和载波2用调制信号A发送的数据2比特和用载波2的调制信号B发送的数据2比特。接着利用调制信号A发送的2比特已被判定的事实，来判定用载波1的调制信号B发送的2比特。例如，如果用调制信号A发送的2比特为00，则从载波1的Z0000(i)、Z0001(i)、Z0010(i)、Z0011(i)之中搜索出值为最小的，由此判定用载波1的调制信号B发送的2比特。同样地，如果用调制信号A发送的2比特为01，则从载波1的Z0100(i)、Z0101(i)、Z0110(i)、Z0111(i)之中搜索出值为最小的，由此判定用载波1的调制信号B发送的2比特。用调制信号A发送的2比特为10、11时也进行同样的动作，来判定用载波1的调制信号B发送的2比特。
图28的解调部2721的详细结构为图8。现说明图8的动作。
图8的调制信号A、B解调部608如上述地将在时间i的载波1和载波2用调制信号A发送的数据作为调制信号A的接收数字信号524进行输出。并且输出载波1的Z0000(i)、…、Z1111(i)作为第一软判定值信号701。并且输出载波2的Z0000(i)、…、Z1111(i)作为第一软判定值信号702。然后输出时间i的载波1、载波2中其中一个的调制信号B的接收数字信号525-1。
调制信号B解调部703以作为第一软判定值信号701的载波1的Z0000(i)、…、Z1111(i)和作为第二软判定值信号702的载波2的Z0000(i)、…、Z1111(i)作为输入，如上述地基于载波1和载波2的接收质量进行调制信号B的解调，将与525-1不同载波的调制信号B的接收数字信号525-2输出。
这里虽然说明了载波1、载波2的解码方法，但在载波1、载波2之外的载波进行同样的编码时，同样地实施上述动作就同样能够解码。
采用如图32A、图32B所表示的帧结构时，如果是使h11，1(i)h11，1+n(i)、h12，1(i)h12，1+n(i)、h21，1(i)h21，1+n(i)、h22，1(i)h22，1+n(i)的关系成立的n，通过进行与图30A、图30B的帧结构的情况同样的处理，同样能够实施。也就是说，将载波2的动作视为载波1+n的动作就同样可以实施。
接下来说明采用图34A、图34B表示的帧结构的情况。在图34A、图34B的帧结构的情况中，载波1和载波j因频率完全不同而使得电波传播环境为完全不同的状态这一点很重要。
下面以载波1和载波j为例进行说明。在时间i、载波1，式(11)成立。在时间i、载波j，下式成立。
R 1 , j ( i ) R 2 , j ( i ) = h 11 , j ( i ) h 12 , j ( i ) h 21 , j ( i ) h 22 , j ( i ) S 1 ( i ) &prime; S 2 ( i - j ) . . . . . . ( 13 )
这个时候，在接收装置中例如使用图34A、图34B的载波1的时间i-1的电波传播环境估计码元2801来估计h11，1(i)、h12，1(i)、h21，1(i)、h22，1(i)。同样地，在接收装置中例如使用图34A、图34B的载波j的时间i-1的电波传播环境估计码元2801来估计h11，j(i)、h12，j(i)、h21，j(i)、h22，j(i)。这个时候，载波1和j是电波传播环境变得不同的时间，因此h11，1(i)≠h11，j(i)、h12，1(i)≠h12，j(i)、h21，1(i)≠h21，j(i)、h22，1(i)≠h22，j(i)成立。因此，在载波1和j的接收质量变得完全不同。
考虑上述内容，说明载波1和载波j的在I-Q平面的信号点配置。表示在I-Q平面的信号点配置的一个例子的图是图3A～图3C。为图34A、图34B的帧结构时，载波1和载波j的信号点配置例如可以都是图3A，也可以是载波1为图3A、载波j为图3B，使其不同。这是因为和图29A、图29B、图31A、图31B的帧结构的时候不同，载波1和载波j因电波传播环境不同，即使在载波1和载波j不刻意改变信号点配置，接收质量也会不同。
下面将详细说明解码的过程，可以认为与图30A、图30B的帧结构的动作相同。换言之，只要将载波2的动作换成载波j即可。
由接收装置2700进行的对图34A、图34B的帧结构信号的具体的解调(解码)过程如下述。
<1>进行时间i、载波1的检波，获得(S1(i)，S2(i-1))。
<2>进行时间i、载波j的检波，获得(S1(i)，S2(i-j))。
<3>比较载波i和载波j的接收质量。
时间i、载波1的接收质量较好时，在时间i、载波1的检波获得(S1(i)，S2(i-1))的数据。然后，从在时间i、载波1的检波获得的S1(i)估计时间i、载波j的S1(i)，利用该结果获得S2(i-j)。
时间i、载波j的接收质量较好时，在时间i、载波j的检波获得(S1(i)，S2(i-j))的数据。然后，从在时间i、载波1的检波获得的S1(i)估计时间i、载波1的S1(i)，利用该结果获得S2(i-1)。
在图28的解调部2721通过进行上述过程，获得调制信号A的接收数字信号2722和调制信号B的接收数字信号2723。
图28的解调部2721的详细结构为如图8所示，下面说明其动作。
在图8，信号508相当于图28的2708、信号510相当于图28的2710、信号506相当于图28的2706、信号518相当于图28的2718、信号520相当于图28的2720、信号516相当于图28的2716。
这里，以在图27的发送装置2600使用图34A、图34B的帧结构，在载波1、载波j发送以QPSK调制调制信号A、调制信号B的信号的情况为例进行说明。
调制信号A可发送2比特，调制信号B可发送2比特，总共可发送4比特。换言之，能够发送0000，0001，…，1111。但，高位的2比特是用调制信号A发送的2比特，低位的2比特是用调制信号B发送的2比特。
这里说明图28的解调部2721的动作。
解调部2721首先时间i使用调制信号A的传输路径估计信号群2708的载波1的成分和调制信号B的传输路径估计信号群2710的载波1的成分求出0000，0001，…，1111的16个信号点在I-Q平面的信号点。这个时候的状态相当于图14的16个信号点1302。
然后，从傅立叶变换后信号2706的载波1的成分获得在I-Q平面的接收状态。这个时候的状态相当于图14的信号点1301。
接着，对图14表示的所有的信号点1302与信号点1301在I-Q平面的例如距离的平方值进行计算。也就是说，求出发送比特0000的信号点1302和信号点1301之间的距离的平方值X0000(i)，并同样地求出发送比特0001、…、1111的信号点1302和信号点1301之间的距离的平方值X0001(i)、…、X1111(i)。
同样地，在图34A、图34B的时间i使用调制信号A的传输路径估计信号群2718的载波1的成分和调制信号B的传输路径估计信号群2720的载波1的成分求出0000，0001，…，1111的16个信号点在I-Q平面的信号点。这个时候的状态相当于图14的16个信号点1302。
然后，从傅立叶变换后信号2716的载波1的成分获得在I-Q平面的接收状态。这个时候的状态相当于图14的信号点1301。
接着，对图14表示的所有的信号点1302与信号点1301在I-Q平面的例如距离的平方值进行计算。也就是说，求出发送比特0000的信号点1302和信号点1301之间的距离的平方值Y0000(i)，并同样地求出发送比特0001、…、1111的信号点1302和信号点1301之间的距离的平方值Y0001(i)、…、Y1111(i)。
然后求出X0000(i)和Y0000(i)的和Z0000(i)＝X0000(i)+Y0000(i)。同样地，求出Z0001(i)、…、Z1111(i)。
这里，进行在时间i的判定时，例如使用图34A、图34B的时间i-1的电波传播环境估计码元2801的载波1、载波j的码元来进行电波传播环境的估计。
接着，进行时间i的载波1和载波j的接收数据的似然的比较。
例如，从载波1的Z0000(i)、Z0001(i)、…、Z1111(i)之中搜索最小值。假设该值为F(i)。然后，搜索第二小的值。假设该值为S(i)。
同样地，从载波j的Z0000(i)、Z0001(i)、…、Z1111(i)之中搜索最小值。假设该值为F(i)。然后，搜索第二小的值。假设该值为S(i)。
然后，例如求出载波1的R(i)＝F(i)/S(i)以及载波j的R(i)＝F(i)/S(i)。
在载波j的R(i)＞载波1的R(i)时，判断为载波1的接收质量较好，并判断构成载波1的F(i)的4比特为正确的数据。然后，获得在载波1和载波j用调制信号A发送的数据2比特和用载波1的调制信号B发送的数据2比特。接着利用调制信号A发送的2比特已被判定的事实，来判定用载波j的调制信号B发送的2比特。
例如，如果用调制信号A发送的2比特为00，则从载波j的Z0000(i)、Z0001(i)、Z0010(i)、Z0011(i)之中搜索出值为最小的，由此判定用载波j的调制信号B发送的2比特。同样地，如果用调制信号A发送的2比特为01，则从载波j的Z0100(i)、Z0101(i)、Z0110(i)、Z0111(i)之中搜索出值为最小的，由此判定用载波j的调制信号B发送的2比特。用调制信号A发送的2比特为10、11时也进行同样的动作，来判定用载波j的调制信号B发送的2比特。
在载波1的R(i)＞载波j的R(i)时，判断为载波j的接收质量较好，并判断构成载波j的F(i)的4比特为正确的数据，获得载波1和载波j的调制信号A发送的数据2比特和载波j的调制信号B发送的数据2比特。
接着利用调制信号A发送的2比特已被判定的事实，来判定用载波1的调制信号B发送的2比特。例如，如果用调制信号A发送的2比特为00，则从载波1的Z0000(i)、Z0001(i)、Z0010(i)、Z0011(i)之中搜索出值为最小的，由此判定用载波1的调制信号B发送的2比特。同样地，如果用调制信号A发送的2比特为01，则从载波1的Z0100(i)、Z0101(i)、Z0110(i)、Z0111(i)之中搜索出值为最小的，由此判定用载波1的调制信号B发送的2比特。用调制信号A发送的2比特为10、11时也进行同样的动作，来判定在时间i用调制信号B发送的2比特。
图28的解调部2721的详细结构为图8。现说明图8的动作。
图8的调制信号A、B解调部608如上述地将在载波1和载波j用调制信号A发送的数据作为调制信号A的接收数字信号524进行输出。并且输出载波1的Z0000(i)、…、Z1111(i)作为第一软判定值信号701。并且输出载波j的Z0000(i)、…、Z1111(i)作为第一软判定值信号702。然后输出载波1、载波j中其中一个的调制信号B的接收数字信号525-1。
调制信号B解调部703以作为第一软判定值信号701的载波1的Z0000(i)、…、Z1111(i)和作为第二软判定值信号702的载波j的Z0000(i)、…、Z1111(i)作为输入，如上述地基于载波1和载波j的接收质量进行调制信号B的解调，将与525-1不同载波的调制信号B的接收数字信号525-2输出。
这里虽然描述了时间i的载波1、载波j的调制信号A、调制信号B的解调，但在载波1、载波j以外进行编码时也能够通过进行相同的处理加以实施。
图35A、图35B是表示将图10A的帧结构应用在OFDM方式时的帧结构例子，只要进行与在实施方式1说明的对图10A的帧结构信号的处理相同的处理，在OFDM方式也同样能够实施。
相对于图35A、图35B的帧结构是以时间方向进行编码，图36A、图36B是以频率轴方向进行编码时的帧结构。对该图36A、图36B的帧结构信号的处理，通过融合在实施方式1说明的处理与在本实施方式说明的处理就能够加以实施。
图37A、图37B是表示将图10B的帧结构应用在OFDM方式时的帧结构例子，只要进行与在实施方式1说明的对图10B的帧结构信号的处理相同的处理，在OFDM方式也同样能够实施。
相对于图37A、图37B的帧结构是以时间方向进行编码，图38A、图38B是以频率轴方向进行编码时的帧结构。对该图38A、图38B的帧结构信号的处理，通过融合在实施方式1说明的处理与在本实施方式说明的处理就能够加以实施。
图39A～图39C是表示将图15的帧结构应用在OFDM方式时的帧结构例子。只要进行与在实施方式2说明的对图15的帧结构信号的处理相同的处理，在OFDM方式也同样能够实施。
相对于图39A～图39C的帧结构是以时间方向进行编码，图40A～图40C是以频率轴方向进行编码时的帧结构。对该图40A～图40C的帧结构信号的处理，通过融合在实施方式2说明的处理与在本实施方式说明的处理就能够加以实施。
图41A～图41C是表示将图16的帧结构应用在OFDM方式时的帧结构例子，只要与实施方式2同样地实施，在OFDM方式也能够实施。
相对于图41A～图41C的帧结构是以时间方向进行编码，图42A～图42C是以频率轴方向进行编码时的帧结构。对该图42A～图42C的帧结构信号的处理，通过融合在实施方式2说明的处理与在本实施方式说明的处理就能够加以实施。
图43A～图43C是表示将图22的帧结构应用在OFDM方式时的帧结构例子，只要与实施方式2同样地实施，在OFDM方式也能够实施。
相对于图43A～图43C的帧结构是以时间方向进行编码，图44A～图44C是以频率轴方向进行编码时的帧结构。对该图44A～图44C的帧结构信号的处理，通过融合在实施方式2说明的处理与在本实施方式说明的处理就能够加以实施。
图45A～图45C是表示将图26的帧结构应用在OFDM方式时的帧结构例子，只要与实施方式2同样地实施，在OFDM方式也能够实施。
相对于图45A～图45C的帧结构是以时间方向进行编码，图46A～图46C是以频率轴方向进行编码时的帧结构。对该图46A～图46C的帧结构信号的处理，通过融合在实施方式2说明的处理与在本实施方式说明的处理就能够加以实施。
然而，虽然在图35A和图35B、图36A和图36B、图39A～图39C、图40A～图40C、图43A～图43C、图44A～图44C中，说明了在时间或在频率轴与隔壁的码元进行编码的例子，但不限于此，在相隔2、3、…、n码元时也同样能够实施。
并且，发送装置的结构不限于图27的结构，调制部的结构不限于图5的结构。另外，接收装置和解调部的结构不限于图8、图28的结构。
(4)实施方式4
在上述的实施方式1～3中主要提议了通过以时间方向或频率方向改变信号点配置的方式来对相同数据进行多次调制，由此形成从各个天线发送的调制信号中的至少一个调制信号。
在本实施方式中将说明本发明即使不改变相同数据的信号点配置的方式，只要将至少一个调制信号的信号点配置的方式以时间方向或频率方向改变的话，在像视线环境这样的情况具有效果。
在本实施方式中，因为不对相同数据进行多次调制来形成调制信号，和实施方式1～3相比，能够提高数据传输效率。
并且，在本实施方式中，作为适合的例子，提议在实施方式1～3的结构之外，再对发送数据进行交织处理，以规定的块单位改变信号点配置的方式。
图47A、图47B表示本实施方式中交织的应用例。图47A表示交织前的数据的顺序。图47B表示交织后的数据排列。在图47A、图47B所表示的例子中，以纵向依序从左到右读取数据来进行交织。具体地说，按照数据1、数据101、数据201、数据2、数据102、数据202、…、数据100、数据200、数据300的顺序排列数据(将这个数据的排列成为“图案X”)。
图48A～图48C表示如图47B那样排列的数据的信号点配置的例子。图48A、图48B、图48C表示调制信号A和调制信号B的信号点配置的例子。
这里，假设调制信号A和调制信号B的从图案X的第1个到第100个码元在I-Q平面的信号点配置分别为如图48A所示。这个时候，假设调制信号A、B的信号点和I轴形成的相位都是45度。
假设调制信号A和调制信号B的从图案X的第101个到第200个码元在I-Q平面的信号点配置分别为如图48B所示。这个时候，假设信号点和I轴形成的相位在调制信号A为45度，在调制信号B为0度。
假设调制信号A、B的从图案X的第201个到第300个码元在I-Q平面的信号点配置分别为如图48C所示。这个时候，假设信号点和I轴形成的相位在调制信号A为45度，在调制信号B为45+10度。
在本实施方式中虽然说明了将300个码元分成三个的情况，但将300个码元分割成m个时，调制信号A的信号点和I轴构成的相位是固定为45度，调制信号B的信号点和I轴构成的相位是45度、0度、45+10度、10度、…、如此地变化下去。
也就是说，假设
1)第2n-1次变化的信号点配置的调制信号B的信号点和I轴构成的相位是10n-10度。
2)第2n次变化的信号点配置的调制信号B的信号点和I轴构成的相位是45+10n度。
但，n＝1、2、…。
如上述，在本实施方式中，按照规定的块单位改变信号点配置的方式。由此，通过信号点配置的方式能够获得进行交织的效果，因此能获得时间分集增益。该理由在接收装置的动作中进行说明。
在图49，对与图4对应的部分附上相同的标号，并表示出本实施方式中发送装置的结构例子。编码部4802以发送数字信号4801作为输入，对发送数字信号4801例如用卷积码、特播码、LDPC(Low Density Parity Check)等进行编码，将编码后的数字信号4803输出。
交织部4804以编码后的数字信号4803、帧结构信号324作为输入，对编码后的数字信号4803进行如图47A、图47B所示的交织，将交织后的数字信号4805输出。
调制部304以交织后的数字信号4805、帧结构信号324作为输入，输出发送正交基带信号305。调制部304的详细结构如图50所示。
在图50中，映射部4902以交织后的数字信号4901、帧结构信号4906作为输入，对交织后的数字信号4901例如基于如图48A所示的信号点配置进行QPSK调制，将正交基带信号4903输出。
信号处理部(旋转计算部)4904以正交基带信号4903、帧结构信号4906作为输入，如上述，以规定的块单位进行相位旋转以成为不同的信号点配置，将相位旋转后的正交基带信号4905输出。
图49的编码部4807和交织部4809进行与上述动作相同的动作。调制部314以交织后的数字信号作为输入，进行QPSK调制，将发送正交基带信号315输出。这个时候，调制部314不像图48A所示的那样改变调制信号B的信号点配置，因此和调制部304不同，可以不具备图50的信号处理部(旋转计算部)4904。
图51表示本实施方式中接收装置的结构的一个例子，对于和图6进行相同动作的部分附上相同的标号。
MLD(Maximum Likelihood Detection，最大似然检测)部523通过求出候补信号点和接收基带信号的欧几里德距离来求出分支路径度量(BranchMetric)，并将调制信号A的软判定值5001以及调制信号B的软判定值5002输出。
解交织部5003以调制信号A的软判定值5001作为输入，将其解交织后输出解交织后的调制信号A的软判定值5004。解码部5005以解交织后的调制信号A的软判定值5004作为输入，对其进行软判定解码后，输出调制信号A的接收数字信号5006。
同样地，解交织部5007以调制信号B的软判定值5002作为输入，将其解交织后输出解交织后的调制信号B的软判定值5008。解码部5009以解交织后的调制信号B的软判定值5008作为输入，对其进行软判定解码后，输出调制信号B的接收数字信号5010。
然后，考虑视线的传播环境。此时，式(1)的信道矩阵可以分成直达波分量的信道元素h11，d、h12，d、h21，d、h22，d和散射波分量的信道元素h11，s、h12，s、h21，s、h22，s考虑，并表示为下式。
R x 1 R x 2 = &rho; d h 11 , d h 12 , d h 21 , d h 22 , d + &rho; r h 11 , s h 12 , s h 21 , s h 22 , s T x a T x b + n 1 n 2 . . . . . . ( 14 )
一般认为，直达波的信道元素进入稳定状态时，根据该状态即使接收电场强度相同也会显示完全不同的接收质量(例如，参照文献“莱斯衰落(RiceFading)中的MIMO系统的分析”电子信息通信学会，信学技报RCS2003-90、pp.1-6、2003年7月)。尤其在直达波占优势的视线环境中，有可能成为在调制信号之间使交织图案不同的效果不被完全呈现的稳定状态。进入这种状态时，即使接收电场强度足够，可以认为无法获得良好的差错率特性。这是因为，即使接收电场强度足够，根据式(14)的直达波的矩阵的状态，可能会产生接收质量变差的情况。
在本实施方式中，因为改变至少一个调制信号的信号点配置，所以能够改善上述的接收质量的恶化。尤其适合于使用卷积码等在接收装置进行软判定的情况。其装置结构和动作如前述。下面将详细说明采用如上述的结构时接收质量会改善的理由。
在图52A、图52B中，标号5101是接收调制信号A、B的合成信号时的信号点，如果像图48A～图48C那样调制信号A、B都是QPSK时，就会和图52A、图52B一样存在16个候补信号点。在图52A、图52B中，标号5102表示假设仅接收到调制信号A的时候的假想信号点。实际上因调制信号A、B同时被发送，所以5102的4点不会成为候补信号点。
这里，如图48A的调制信号被发送时，假设在接收装置中有如图52A所示的信号点配置。这个时候，着眼于最小欧几里德距离时，会有距离极为小的点存在。
在直达波占优势的环境中，在图48A的状态发送调制信号A和调制信号B的话，会以这个状态持续接收，而以这个状态进行软判定解码的话无法获得质量佳的数据。
为防止这个问题，在本实施方式中，例如如图48B所示，使调制信号B相对于图48A的配置旋转-45度，并且如图48C所示，相对于图48A的配置使其旋转10度。由此，例如如图48B所示地进行发送时，接收信号点会变为图52B所示的信号点配置，使最小欧几里德距离变大并使接收质量变好。这样，对调制信号B提供各式各样的相位旋转时，在直达波占优势的环境中会成为各式各样的欧几里德距离，因此能够获得和分集效果相同的效果。由此能够改善接收数据的质量。
如上述，在本实施方式中，通过以时间方向改变信号点配置的方式来形成至少一个调制信号，能够获得时间分集效果，并获得差错率特性提高的接收数据。
除此之外，按照交织的块单位来改变信号点配置的方式，使得通过与交织的相乘效果能够防止在接收端候补信号点和接收点的欧几里德距离变得极小的问题，能够获得差错率特性进一步提高的接收数据。
然而，使调制信号B的信号点配置旋转的角度不限于上述角度。但，仅由90度、180度、270度的旋转角来构成旋转角的话，因为接收的信号的候补信号点配置不会改变，所以没有效果。由0度到45度或-45度到0度来构成旋转角则一般性成立，如果决定在这个范围内的话发送装置4800的旋转计算部4904、接收装置5000的MLD部523的结构可以简化。
并且，在上述说明中虽然仅旋转调制信号B，但旋转调制信号A也能够同样实施。可是，不论是旋转双方的调制信号还是仅旋转其中一方的调制信号，接收质量的改善效果改变不大。因此，考虑到简化发送装置4800的旋转计算部4904和接收装置5000的MLD部523的结构时，仅旋转一方的调制信号较好。
接下来说明与上述不同的发送方法。
如图53A、图53B所示，相对于调制信号B在时间T的信号点配置，在时间T+i将时间T的信号点配置旋转θi度。另外，这里以对调制信号A不提供旋转为例来考虑。图53A、图53B表示调制信号B的时间i的信号点配置和时间i+1的信道点配置的关系，为θi-θi-1＝10度。
以这样的方式进行发送的话，与上述同样地，在直达波占优势的环境下，接收信号点和候补信号点的欧几里德距离可获得各式各样的值，因此能够获得和分集效果相同的效果。由此能够提高接收数据的差错率特性。
另外，如在此举出的例子，使时间i的信号点配置和时间i+1的信号点配置的关系为θi-θi-1＝10度的固定值，则可以简化发送装置4800的旋转计算部4904和接收装置5000的MLD部523的计算。
在此，如果使θi-θi-1为0、90、180、270度，接收装置5000的MLD部523的候补信号点的位置关系在时间i和时间i+1之间没有变化，接收信号点和候补信号点的欧几里德距离的关系就没有变化。于是，接收装置5000难以获得分集效果，数据的差错率改善效果变少，因此不是合适的旋转角。同样的道理，使θi-θi-1为45、105、225、315度时也难以获得分集效果，是不适当的值。
另外，使θi-θi-1为0、90、180、270度时，接收装置的MLD的候补信号点的位置关系为1种，而使θi-θi-1为45、105、225、315度时为两种，这个时候也难以获得分集效果。换言之，即使使用现有技术的QPSK、π/4移位QPSK也无法获得大的分集效果。但是也不是完全没有分集效果。
作为适当的值，设计成接收信号的候补信号点具有多个信号点配置(多个最小欧几里德距离)较为理想。例如可以考虑5度(提供与5度相同的接收信号的候补信号点配置的角度有95、185、275、…。并提供90/5＝18种的接收信号的候补信号点配置)、10度(提供与10度相同的接收信号的候补信号点配置的角度有100、190、280、…。并提供90/10＝9种的接收信号的候补信号点配置)、15度(提供与15度相同的接收信号的候补信号点配置的角度有105、195、285、…。并提供90/15＝6种的接收信号的候补信号点配置)等。另外，作为更适合的值有进行90/x而无法整除的值。
在上述说明中，虽然说明了仅提供相位旋转的情况，但也可以通过切换发送功率来改变信号点配置的方式。另外，也可以合并使用发送功率和相位旋转。图54A、图54B表示合并使用相位旋转和发送功率切换时的接收信号的候补信号点配置的例子。合并使用时，与上述同样地能够改变欧几里德距离的关系，尤其是能够改变最小欧几里德距离。由此能够获得分集效果，改善接收数据的差错率特性。
另外可以考虑下面的方法，即，对其中一方的调制信号进行编码并提供相位旋转，对另一方的调制信号则不进行编码。这相当于文献“Channel codingwith multilevel/phase signals，”IEEE Transaction on Information Theory，vol.IT-28，pp.55-67，January1982中提议的在MIMO系统实现格状编码调制。格状编码调制是设计成，通过进行编码来对信号点的转移形成约束，由此转移欧几里德距离较远的信号点。
为获得与此同等的效果，在MIMO系统中提供旋转角很重要。例如在考虑2个时隙时，旋转相位使在时间T和时间T+1接收时的信号点配置改变，从而使得欧几里德距离变得不同。因此，提供相位旋转并进行编码能够和格状编码调制同样地对信号点的转移形成约束。
然而在本实施方式虽然说明了进行频谱扩频通信的情况，但不限于此，在没有扩频部、解扩部时，也就是在单载波方式也同样能够实施。
另外，在OFDM等的多载波方式也同样能够适用。这个时候，除了以时间方向旋转相位以形成调制信号的方法之外，也可以将在时间轴方向改变信号点配置的想法在频率轴方向执行。具体地说，由此能够按每个副载波(载波)提供不同的信号点配置(例如旋转)。此时，作为简单的结构的一个例子，可以考虑按每个副载波进行唯一的相位旋转的方法。换言之，对于副载波0的信号点配置，对副载波1提供θ1的相位旋转、对载波2提供θ2的相位旋转、…、对副载波n提供θn的相位旋转。由此能够在副载波方向(频率方向)获得分集效果，因此和以时间方向获得分集效果的情况相同，能够提高接收数据的差错率特性。
另外，在本实施方式中，除了卷积码之外，应用LDPC、特播码等也同样能够实施。
(5)实施方式5
在本实施方式中提议从通信对方接收表示调制信号的接收状态的反馈信息，并基于该反馈信息改变信号点配置的方式。
图55表示本实施方式的基站的结构例子。在图55，对于进行和图49相同动作的部分附上相同的标号。
基站5400以接收天线5401接收从终端发送的信号。接收装置5403以接收天线5401接收的接收信号5402作为输入，通过对此进行解调来输出接收数字信号5404。
信号点配置决定部5405以接收数字信号5404作为输入，从此接收数字信号5404提取反馈信息，再基于反馈信息决定信号点配置，将信号点配置控制信号5406输出。
调制部304、314基于该信号点配置控制信号5406进行信号点配置。
在此，基站5400将有关调制部304、314进行的信号点配置方式的信息通知给终端。具体地说，基站5400在发送信号中包含有关在调制时进行的信号点配置的方式的信息。有关反馈信息、信号点配置的控制方法和终端的动作将在后面详细说明。
图56表示本实施方式的通信终端的结构例子。在图56，对于进行和图51相同动作的部分附上相同的标号。
MLD部523基于调制信号A的传输路径估计信号508、518和调制信号B的传输路径估计信号510、520，将接收信号点状况的信息5501输出。最小欧几里德距离和固有值的状况，或者调制信号A、B的传输路径估计信号等适合作为接收信号点状况的信息5501，但也不限于此。例如，也可以像ACK/NACK信息一样，使表示有无错误的信号作为接收信号点状况的信息5501。
反馈信息生成部5502以接收信号点状况的信息5501作为输入，基于此将反馈信息5503输出。然而，基于反馈信息生成部5502的不同，也可以事先决定在基站5400的信号点配置的方式，将此作为反馈信息5503进行发送。也就是说，也可以在通信终端5500决定信号点配置的方式。
发送装置5505以反馈信息5503、发送数字信号5504作为输入，对这些进行规定的无线处理来形成发送信号5506并将其输出。发送信号5506从发送天线5507输出。
接下来说明信号点配置的控制方法。例如，假设基站5400发送如图53A所示的调制信号A、B。然后，假设通信终端5500在如图52A所示的状态接收这些调制信号。此状态可以从MLD部523输出的最小欧几里德距离和固有值的状况，或者作为调制信号A、B的传输路径估计信号等的信息的接收信号点状况的信息5501得知。然后，在基站5400或通信终端5500决定使最小欧几里德距离如图52B所示那样变大的信号点配置的方式，在基站5400基于决定的信号点配置进行调制处理。例如，基站5400变得在将信号点配置的方式从图53A切换为图53B后进行调制。
如上述，通过从通信对方接收表示调制信号的接收状态的反馈信息，并基于反馈信息改变信号点配置，能够根据接收状态改变信号点配置的方式，因此能够进一步使最小欧几里德距离增大，并进一步地提高接收数据的差错率特性。尤其和实施方式4同样地，能够在直达波占优势的环境下获得较大的效果。
然而在本实施方式虽然说明了进行频谱扩频通信的情况，但不限于此，在没有扩频部、解扩部时，也就是在单载波方式也同样能够实施。另外，在OFDM等的多载波方式也同样能够实施。
并且，信号点配置的方式的变更不仅仅是相位旋转，如在其它实施方式中所说明的，改变发送功率也能够获得同样的效果。此时，可以仅改变发送功率，也可以合并适用发送功率和相位旋转的变更。
另外，将本发明应用在例如文献“MIMO信道的固有波束空分复用(E-SDM)方式”电子信息通信学会，信学技报RCS2002-53，2002年5月所记载的、将发送信号多波束化进行发送的MIMO系统时，也能够获得与上述同样的效果。
图57表示如上述的MIMO系统的概略结构。在发送端，调制部5701以发送数据序列作为输入，对其进行调制以形成多个调制信号。这里，如在上述实施方式1～5中所说明的，调制部5701对至少一个调制信号，以时间方向或频率方向改变信号点配置的方式来进行调制处理。
信道分析部5702基于作为传播信道的估计结果的信道状态信息，计算用于构成复用信道的多个发送信道特征向量。向量复用部5703将不同的信道特征向量与各个调制信号相乘进行合成，将合成后的信号送到发送阵列天线5704。由此，从发送阵列天线5704发送多波束化的信号。
在接收端，信道分析部5711基于作为传播信道的估计结果的信道状态信息，计算用于分离复用的调制信号的多个接收信道特征向量。复用信号分离部5713以接收阵列天线5712的接收信号作为输入，通过将不同的信道特征向量和各个接收信号相乘，来将复用多个调制信号的信号分离为多个接收调制信号。信号处理部5714通过对分离的接收调制信号进行解调和解码来获得接收数据。
然而，本发明不限于上述实施方式1～5，可以进行种种变更加以实施。例如，在上述实施方式中，主要说明了将本发明实施于硬件时的情况，但不限于此，也可以在软件加以实施。
例如，也可以将执行上述功能的程序事先存储在ROM(Read OnlyMemory，只读存储器)，使CPU(Central Processor Unit，中央处理器)执行该程序。
如上述说明，根据本发明能够实现一种在抑制数据传输效率的降低的同时获得极好的接收质量的通信装置和通信方法。
本说明书基于2003年7月2日申请的日本专利第2003-190683号以及2004年5月14日申请的日本专利第2004-173224号。其全部内容包含于此。
工业实用性
本发明适合广泛应用在从多个天线分别发送不同的调制信号的无线系统，例如适用于OFDM-MIMO通信系统。

Claims (8)

1、一种通信装置，包括：
第一调制单元，调制第一发送数据获得第一调制信号；
第二调制单元，调制第二发送数据获得第二调制信号；
第一天线，发送所述第一调制信号；以及
第二天线，发送所述第二调制信号，
其中，所述第一及第二调制单元中的至少一个调制单元在时间方向或频率方向改变信号点配置的方式对所述发送数据进行调制。
2、如权利要求1所述的通信装置，其中
所述第一调制单元改变信号点配置的方式对所述第一发送数据的相同数据进行多次调制来形成所述第一调制信号，
所述第二调制单元不改变信号点配置的方式对所述第二发送数据进行调制来形成所述第二调制信号。
3、如权利要求2所述的通信装置，其中
所述第一调制单元从相同数据形成调制方式相同且相互具有相位差的调制信号作为所述第一调制信号。
4、如权利要求3所述的通信装置，其中
所述第一调制单元从相同数据形成相互具有45度的相位差的QPSK调制信号作为所述第一调制信号。
5、如权利要求3或4所述的通信装置，其中
所述第一调制单元包括将所述第一发送数据映射到规定的调制方式的信号点位置的映射单元，以及将映射的信号点的相位旋转与所述相同数据的发送次数对应的角度的相位旋转单元。
6、如权利要求1所述的通信装置，还包括：
交织器，对所述第一及/或所述第二发送数据进行交织，
其中，所述第一及/或所述第二调制单元在时间方向或频率方向改变信号点配置的方式对交织后的数据进行调制。
7、如权利要求1所述的通信装置，还包括：
接收单元，从通信对方接收表示所述第一及/或所述第二调制信号的接收状态的反馈信息，
其中，所述第一及/或所述第二调制单元基于所述反馈信息改变信号点配置的方式。
8、一种通信方法，包括：
在从第一天线发送第一调制信号的同时，从第二天线发送第二调制信号的时候，在时间方向或频率方向改变第一调制信号和第二调制信号的其中一方的信号点配置的方式，或改变第一调制信号和第二调制信号双方的信号点配置的方式。
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