JP5198480B2 - 無線基地局装置及び移動局装置、無線通信方法 - Google Patents

Description

本発明は、下りリンクリファレンス信号（リファレンス・シグナル）を送信する無線基地局装置及び移動局装置、無線通信方法に関する。

ワイドバンド符号分割多重接続（ＷＣＤＭＡ）方式、高速ダウンリンクパケットアクセス(ＨＳＤＰＡ)方式、高速アップリンクパケットアクセス（ＨＳＵＰＡ）方式等の後継となる通信方式、すなわちロングタームエボリューション（ＬＴＥ：Long Term Evolution）が、ＷＣＤＭＡの標準化団体３ＧＰＰにおいて定められた（Release-8）。Release-8 ＬＴＥ（以下、ＲＥＬ８-ＬＴＥという）での無線アクセス方式として、下りリンクについては直交周波数分割多重接続（ＯＦＤＭＡ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing Access）方式が規定されている。

ＯＦＤＭＡ方式は、周波数帯域を複数の狭い周波数帯域（サブキャリア）に分割し、各サブキャリアにデータを載せて伝送を行うマルチキャリア伝送方式である。サブキャリアを周波数軸上に直交させながら密に並べることで高速伝送を実現し、周波数の利用効率を上げることが期待できる。

また、ＲＥＬ８-ＬＴＥでは下りリファレンス信号構成を規定している。下りリファレンス信号は、１）スケジューリングや適応制御のための下りＣＱＩ（Channel Quality Indicator）測定、２）ＲＥＬ８-ＬＴＥをサポートするユーザ端末（以下、ＬＴＥ端末という）における下り同期検波のためのチャネル推定、３）セルサーチやハンドオーバのための下り伝搬路状態の推定のために用いられる。

また、ＲＥＬ８-ＬＴＥでは、送信機と受信機にそれぞれ複数のアンテナを設けて、通信品質を改善する無線伝送方法（ＭＩＭＯ：Multiple-Input Multiple-Output)が規定されている（例えば、非特許文献１）。同時送信する送信レイヤ（送信情報系列）が全て同一ユーザのものである場合（シングルユーザＭＩＭＯ）と、異なるユーザのものである場合（マルチユーザＭＩＭＯ）とに区別される。

シングルユーザＭＩＭＯは、基地局において最大４送信アンテナを用いた４レイヤの空間多重を行うことができる。各レイヤは、送信アンテナに１対１で対応させるのではなく、それぞれ異なる送信位相／振幅制御（プリコーディング）を用いて、全ての送信アンテナから送信される。プリコーディングにより、理想的には同時に送信された各レイヤは、受信機側で直交（互いに干渉せずに）して受信される。このために、同時送信される各送信レイヤ（送信情報系列）が、互いに干渉にならず、かつＬＴＥ端末において高いＳＩＮＲで受信されるようにフェージング変動を考慮して、プリコーディングベクトル（送信アンテナの重みづけ）を決定する。また、プリコーディングにより、特定のユーザ端末に対して希望波を強調した指向性送信を実現するビームフォーミングが可能になる。

マルチユーザＭＩＭＯは、あるサブフレームの同一リソースブロック（ＲＢ）を複数のユーザ端末のレイヤに割当てることによって実現される。マルチユーザＭＩＭＯの場合、各ユーザに割り当てるレイヤ数は１つに限定されていた。

３ＧＰＰ ＴＲ ２５．９１３［１］

ところで、ＭＩＭＯ伝送技術の改善策の１つとして送信レイヤ数をさらに拡張することが挙げられるが、送信レイヤ数を増やした場合に下りリファレンス信号をどのように構成すべきかといった課題が発生する。

本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、送信レイヤ数の増大に適した下りリファレンス信号構成を用いて無線通信できる無線基地局装置及び無線通信方法を提供することを目的とする。

本発明の無線基地局装置は、複数の送信アンテナと、周波数方向と時間方向の２次元に配置された複数の無線リソースを用いる下りリファレンス信号において、同一周波数の時間方向に配置された複数の無線リソースに送信レイヤ間で直交する直交符号をマッピングする直交下りリファレンス信号を生成するリファレンス信号生成部と、前記直交下りリファレンス信号と送信データとを多重する多重部と、前記多重部で前記直交下りリファレンス信号と送信データとを多重して得られた送信信号を前記複数の送信アンテナから複数送信レイヤで送信する送信部と、を具備し、前記直交下りリファレンス信号は、時間方向に隣接する下りリファレンス信号用の無線リソースに対する前記直交符号のマッピング方向が周波数方向に隣接する前記無線リソースとの間において反対であることを特徴とする。

本発明によれば、送信レイヤ数の増大に適した下りリファレンス信号構成を用いて無線通信できる。

リファレンス信号構成の概念図 送信レイヤ間及び２次元方向に直交化された直交ＤＭ−ＲＳを示す概念図 同一送信レイヤ内での２次元方向に隣接する直交ＤＭ−ＲＳの直交化を示す概念図 ユーザ端末及び無線基地局装置を有する移動通信システムの概略図 一実施の形態に係る無線基地局装置の機能ブロック図 直交符号間でスクランブルするスクランブル処理部の概念図 直交符号をスクランブルするスクランブル処理部の概念図 一実施の形態に係るユーザ端末の機能ブロック図 リファレンス信号構成の概念図 変形例に係るリファレンス信号構成の概念図 変形例に係る無線基地局装置の機能ブロック図 変形例に係るユーザ端末の機能ブロック図 変形例に係るリファレンス信号構成の概念図 送信レイヤ数を２レイヤとした場合の直交化の説明図 送信レイヤ数を２レイヤとした場合の直交化の別パターンの説明図 送信レイヤ数を４レイヤとした場合の第１の直交パターンの説明図 送信レイヤ数を４レイヤとした場合の第２の直交パターンの説明図 送信レイヤ数を４レイヤとした場合の第３の直交パターンの説明図 送信レイヤ数を４レイヤとした場合の第４の直交パターンの説明図 周波数領域で巡回シフトさせながらマッピングする直交パターンの説明図

以下、本発明の実施の形態について添付図面を参照して詳細に説明する。
本発明の１つの側面では、ＬＴＥ−Ａ端末において共通データチャネル（ＰＤＳＣＨ）の復調に用いられるリファレンス信号であるＤＭ-ＲＳ(Demodulation-Reference Signal)を送信レイヤ間で直交させる。送信レイヤ毎に送信データに多重されるＤＭ-ＲＳを複数送信レイヤ（４レイヤ、８レイヤ、それ以上）間で直交させるのに好適な下りリファレンス信号構成について説明する。また、送信レイヤ間で直交させるＤＭ−ＲＳをユーザ間で直交させるのに好適な下りリファレンス信号構成について説明する。

ＬＴＥシステムでは、基地局（ｅＮＢ）において各端末（ＵＥ）からの周波数ブロック毎のＣＱＩ(チャネル品質）報告値に基づいて、スケジューラがサブフレーム周期で下り共有チャネル（ＰＤＳＣＨ）の無線リソースをリソースブロック（ＲＢ）単位で割り当てる。

図１（ａ）（ｂ）は本発明者が提案する下りリファレンス信号構成の概念図である。
図１（ａ）に１リソースブロック当たりのＤＭ-ＲＳパターンを示す。同図には、ＬＴＥで規定された１リソースブロック当たりのサイズに合わせて、周波数領域が連続する１２サブキャリアで構成され、１サブフレームが１４シンボルで構成された１リソースブロックが図示されている。１リソースブロックに、送信データとＤＭ−ＲＳとが時間領域及び周波数領域で重ならないように多重されている。ＤＭ−ＲＳは送信レイヤ毎に用意される。例えば、８送信レイヤの場合には各送信レイヤに対応して、合計で８つのＤＭ−ＲＳが生成される。１レイヤのＤＭ−ＲＳに割り当てられる無線リソース（時間領域及び周波数領域）（以下、「割当リソース」という）は［１サブキャリア×連続する２シンボル］である。但し、割当リソースのサイズは限定されるものではなく、［２サブキャリア×連続する２シンボル］のように柔軟に設定可能である。

図１（ａ）の示す例では、１つの割当リソースに、４送信レイヤのＤＭ−ＲＳが多重されている。ＤＭ−ＲＳの多重方式は符号分割多重（ＣＤＭ）方式を適用している。１つの割当リソースに４送信レイヤのＤＭ−ＲＳが多重されるので、同一リソースブロック内で周波数方向に離間して少なくとも２つの割当リソースを確保すれば、合計で８送信レイヤのＤＭ−ＲＳを多重することが可能になる。図１（ａ）では同一リソースブロック内で周波数方向に離間して３つの割当リソースが配置されている。

１つの割当リソースに多重される、送信レイヤの異なる複数（４送信レイヤ）のＤＭ−ＲＳは互いに直交している。１つの割当リソースに多重される各ＤＭ−ＲＳに対して、多重数に合わせて４つの異なる直交符号を乗算することにより、送信レイヤの異なる４つのＤＭ−ＲＳを互いに直交させることができる。

図１（ｂ）に２次元直交符号の構成例を示す。同図に示す２次元直交符号Ｗは、２×４のウオルシュ符号からなる第１の直交符号Ｗ０と、２×４のウオルシュ符号からなる第２の直交符号Ｗ１とで構成され、４×４（系列長４×系列数４）の互いに直交するウオルシュ符号である。第１及び第２の直交符号Ｗ０，Ｗ１は、１割当リソース当たりの最大多重数（４送信レイヤ）と、１割当リソースのエレメントサイズ（１×２）とに対応したサイズに設計している。

図１（ａ）（ｂ）、図２及び図３を参照して具体的に説明する。
あるシンボル位置（１サブフレーム内で連続する２シンボル）では、３つの割当リソースＲ１１，Ｒ１２，Ｒ１３が周波数方向に等間隔で配置され、各割当リソースＲ１１，Ｒ１２，Ｒ１３と同一サブキャリアであって時間軸方向に所定シンボル数だけ離れて３つの割当リソースＲ２１，Ｒ２２，Ｒ２３が配置されている。

ある割当リソースＲ１１に第１送信レイヤ＃１〜第４送信レイヤ＃４に対応した４つのＤＭ−ＲＳが符号分割多重（ＣＤＭ）される。割当リソースＲ１１に多重される第１送信レイヤ＃１〜第４送信レイヤ＃４に対応した４つのＤＭ−ＲＳは、第１の直交符号Ｗ０を用いて送信レイヤ間で直交するように符号分割多重している。これは、第１送信レイヤ＃１〜第４送信レイヤ＃４に対応した各ＤＭ−ＲＳに、各送信レイヤに対応する各行（−１，−１）、（−１，１）、（１，１）、（１，−１）を乗算して、拡散多重していると言い換えることもできる。図２に割当リソースＲ１１に多重される４つのＤＭ−ＲＳ（第１送信レイヤ＃１〜第４送信レイヤ＃４）を、第１の直交符号Ｗ０を用いて符号分割多重した概念図を示している。第１の直交符号Ｗ０によってＤＭ−ＲＳ（第１送信レイヤ＃１〜第４送信レイヤ＃４）が送信レイヤ間で直交化されている。

割当リソースＲ１２は、割当リソースＲ１１に対して周波数領域において隣接した無線リソースである。割当リソースＲ１２に多重される第１送信レイヤ＃１〜第４送信レイヤ＃４に対応した４つのＤＭ−ＲＳは、第２の直交符号Ｗ１を用いて送信レイヤ間で直交するように符号分割多重している。これは、第１送信レイヤ＃１〜第４送信レイヤ＃４に対応した各ＤＭ−ＲＳを、送信レイヤ毎に対応する各行（１，１）、（１，−１）、（−１，−１）、（−１，１）を乗算して、拡散多重していると言い換えることもできる。図２に割当リソースＲ１２に多重される４つのＤＭ−ＲＳ（第１送信レイヤ＃１〜第４送信レイヤ＃４）を、第２の直交符号Ｗ１を用いて符号分割多重した概念図を示している。第２の直交符号Ｗ１によってＤＭ−ＲＳ（第１送信レイヤ＃１〜第４送信レイヤ＃４）が送信レイヤ間で直交化されている。

さらに、割当リソースＲ１３は、割当リソースＲ１２に対して周波数方向に隣接した無線リソースである。割当リソースＲ１３に多重される４つのＤＭ−ＲＳ（第１送信レイヤ＃１〜第４送信レイヤ＃４）は、第１の直交符号Ｗ０を用いて送信レイヤ間で直交するように符号分割多重されている。

このように、個々の割当リソースＲ１１、Ｒ１２、Ｒ１３に多重される各送信レイヤのＤＭ−ＲＳ（第１送信レイヤ＃１〜第４送信レイヤ＃４）は、それぞれの割当リソースＲ１１、Ｒ１２、Ｒ１３において送信レイヤ間では直交した関係となる。

しかも、周波数方向に隣接する割当リソース（Ｒ１１、Ｒ１２）、（Ｒ１２，Ｒ１３）では、一方の割当リソース（Ｒ１１、Ｒ１３）に多重されるＤＭ−ＲＳを第１の直交符号Ｗ０を用いて多重化（拡散）し、他方の割当リソースＲ１２に多重されるＤＭ−ＲＳを第２の直交符号Ｗ１を用いて多重化（拡散）するので、周波数軸方向に隣接する割当リソース（Ｒ１１、Ｒ１２）間、及び割当リソース（Ｒ１２，Ｒ１３）間でも直交化される。

図１（ａ）に示すように、上記３つの割当リソースＲ１１、Ｒ１２、Ｒ１３と同一サブキャリアであって時間領域で所定シンボル数離れた位置に、別の３つの割当リソースＲ２１、Ｒ２２、Ｒ２３が配置されている。

割当リソースＲ２１は、上記割当リソースＲ１１に対して時間軸方向に隣接している。割当リソースＲ２１に第１送信レイヤ＃１〜第４送信レイヤ＃４に対応した４つのＤＭ−ＲＳが多重される。割当リソースＲ２１に多重される４つのＤＭ−ＲＳは第２の直交符号Ｗ１を用いて送信レイヤ間で直交するように符号分割多重されている。図２に割当リソースＲ２１に多重される４つのＤＭ−ＲＳ（第１送信レイヤ＃１〜第４送信レイヤ＃４）を、第２の直交符号Ｗ１を用いて符号分割多重した概念図を示している。第２の直交符号Ｗ１によってＤＭ−ＲＳ（第１送信レイヤ＃１〜第４送信レイヤ＃４）が送信レイヤ間で直交化されている。

割当リソースＲ２２は、上記割当リソースＲ１２に対して時間軸方向に隣接している。割当リソースＲ２２に第１送信レイヤ＃１〜第４送信レイヤ＃４に対応した４つのＤＭ−ＲＳが多重される。割当リソースＲ２２に多重される４つのＤＭ−ＲＳ（第１送信レイヤ＃１〜第４送信レイヤ＃４）は第１の直交符号Ｗ０を用いて送信レイヤ間で直交するように符号分割多重されている。

割当リソースＲ２３は、上記割当リソースＲ１３に対して時間軸方向に隣接している。割当リソースＲ２３に第１送信レイヤ＃１〜第４送信レイヤ＃４に対応した４つのＤＭ−ＲＳが多重される。割当リソースＲ２３に多重される４つのＤＭ−ＲＳ（第１送信レイヤ＃１〜第４送信レイヤ＃４）は第２の直交符号Ｗ１を用いて送信レイヤ間で直交するように符号分割多重されている。

このように、時間軸方向において隣接する割当リソース（Ｒ１１、Ｒ２１）間、割当リソース間（Ｒ１２，Ｒ２２）、割当リソース間（Ｒ１３、Ｒ２３）では、一方の割当リソース（Ｒ１１、Ｒ１３、Ｒ２２）に多重されるＤＭ−ＲＳを第１の直交符号Ｗ０を用いて多重化（拡散）し、他方の割当リソース（Ｒ２１、Ｒ２３）に多重されるＤＭ−ＲＳを第２の直交符号Ｗ１を用いて多重化（拡散）するので、時間領域においてそれぞれ隣接する割当リソース間（Ｒ１１、Ｒ２１）、割当リソース間（Ｒ１２，Ｒ２２）、割当リソース間（Ｒ１３、Ｒ２３）でも直交化される。

図３は周波数軸方向と時間軸方向とからなる２次元方向においてＤＭ−ＲＳが送信レイヤ間で直交化された状態を示す概念図である。同図には２次元方向（周波数軸方向と時間軸方向）に隣接する４つの割当リソースＲ１１、Ｒ１２、Ｒ２１、Ｒ２２の送信レイヤ＃２における直交状態を示している。図３に示すように、同一送信レイヤ＃２では、点線Ｌ１で囲んだ周波数軸方向に隣接する割当リソースＲ１１、Ｒ１２において送信レイヤ間で直交しており、かつ点線Ｌ２で囲んだ時間軸方向に隣接する割当リソースＲ１２、Ｒ２２において送信レイヤ間で直交している。このような２次元方向の直交化は全ての送信レイヤにおいて維持されている。

以上の説明では、二次元直交符号Ｗを構成する一方の第１の直交符号Ｗ０を用いて第１送信レイヤ＃１〜第４送信レイヤ＃４に対応した各ＤＭ−ＲＳを符号分割多重し、二次元直交符号Ｗを構成する他方の第２の直交符号Ｗ１を用いて第１送信レイヤ＃１〜第４送信レイヤ＃４に対応した各ＤＭ−ＲＳを符号分割多重しているが、本発明はこのような側面に限定されない。

本発明の別の側面では、二次元直交符号Ｗを構成する第１の直交符号Ｗ０や第２の直交符号Ｗ１を用いて、ＤＭ−ＲＳをユーザ間で直交させることができる。この場合においては、例えば，図１（ｂ）に示す第１の直交符号Ｗ０のうち、先頭から２コード（−１，−１）、（−１，１）をユーザＵＥ１（レイヤ＃１〜＃２）に割り当て、後続の２コード（１，１）、（１，―１）をユーザＵＥ２（レイヤ＃１〜＃２）に割り当てる。図１（ａ）に示すリソースブロックにおいて、周波数軸方向に隣接する各割当リソースＲ１１、Ｒ１２、Ｒ１３に異なるユーザＵＥ１、ユーザＵＥ２をそれぞれ割り当てる。

ユーザＵＥ１、ＵＥ２が割り当てられた割当リソースＲ１１（Ｒ１３）に、ユーザＵＥ１に対する複数レイヤ（第１送信レイヤ＃１、第２送信レイヤ＃２）のＤＭ−ＲＳを、第１の直交符号Ｗ０の先頭から２コードを用いて符号分割多重すると共に、ユーザＵＥ２に対する複数レイヤ（第１送信レイヤ＃１、第２送信レイヤ＃２）のＤＭ−ＲＳを、第１の直交符号Ｗ０の後続２コードを用いて符号分割多重する。このようにして、割当リソースＲ１１（Ｒ１３）に、ユーザＵＥ１とユーザＵＥ２が多重される。

割当リソースＲ１１（Ｒ１３）に対して周波数軸方向に隣接する割当リソースＲ１２についても、ユーザＵＥ１に対する複数レイヤ（第１送信レイヤ＃１、第２送信レイヤ＃２）のＤＭ−ＲＳを第２の直交符号Ｗ１の先頭の２コードを用いて符号分割多重すると共に、ユーザＵＥ２に対する複数レイヤ（第１送信レイヤ＃１、第２送信レイヤ＃２）のＤＭ−ＲＳを第２の直交符号Ｗ１の後続の２コードを用いて符号分割多重する。

以上のようにして、各割当リソースにおいて複数ユーザが直交多重されると共に、周波数軸方向に隣接する割当リソースＲ１１（Ｒ１３）と割当リソースＲ１２との間で、異なる複数ユーザそれぞれのＤＭ−ＲＳ（第１送信レイヤ＃１、第２送信レイヤ＃２）に関して直交化が図られる。

また、図１（ａ）に示すリソースブロックにおいて、割当リソースＲ１１に対して時間軸方向に隣接する割当リソースＲ２１についても、ユーザＵＥ１に対する複数レイヤ（第１送信レイヤ＃１、第２送信レイヤ＃２）のＤＭ−ＲＳを第２の直交符号Ｗ１の先頭の２コードを用いて符号分割多重すると共に、ユーザＵＥ２に対する複数レイヤ（第１送信レイヤ＃１、第２送信レイヤ＃２）のＤＭ−ＲＳを第２の直交符号Ｗ１の後続の２コードを用いて符号分割多重する。

これにより、時間軸方向に隣接する割当リソースＲ１１と割当リソースＲ２１との間で、複数ユーザそれぞれのＤＭ−ＲＳ（第１送信レイヤ＃１、第２送信レイヤ＃２）に関して直交化が図られる。

同様に、割り当てられた割当リソースＲ１２と、割当リソースＲ２２との間でもユーザ間の直交化が図られると共にレイヤ間直交が図られ、割当リソースＲ１３と割当リソースＲ２３との間でもユーザ間の直交化が図られると共にレイヤ間直交が図られる。

次に、以上のように直交化されている下りリンクのＤＭ−ＲＳを用いる無線通信方法及びそのような無線通信方法が適用される無線基地局装置及び無線端末の実施例について説明する。以下、ＬＴＥ及びＬＴＥ-Ａを対象とした無線アクセスシステムを例に説明するが、それ以外のシステムへの適用を制限するものではない。

最初に、図４を参照して、ユーザ端末（例えば、移動局）及び無線基地局装置を有する移動通信システムについて説明する。

移動通信システム１は、ＬＴＥシステムをベースとしており、下りリンクのリファレンス信号としてＣＲＳ,ＣＱＩ-ＲＳ，ＤＭ−ＲＳを用いた無線通信方法が適用されている。移動通信システム１は、無線基地局装置２０と、無線基地局装置２０と通信する複数のユーザ端末１０（１０_１、１０_２、１０_３、・・・１０_ｎ、ｎはｎ＞０の整数）とを備える。無線基地局装置２０は、上位局、例えばアクセスゲートウェイ装置３０と接続され、アクセスゲートウェイ装置３０は、コアネットワーク４０と接続される。ユーザ端末１０はセル５０において無線基地局装置２０と通信を行っている。尚、前記アクセスゲートウェイ装置３０は、ＭＭＥ／ＳＧＷ（Mobility Management Entity/Serving Gateway）と呼ばれてもよい。

各ユーザ端末（１０_１、１０_２、１０_３、・・・１０_ｎ）は、同一の構成、機能、状態を有するので、以下では特段の断りがない限りユーザ端末１０として説明を進める。説明の便宜上、無線基地局装置と無線通信するのは移動局であるが、より一般的には移動端末も固定端末も含むユーザ端末（ＵＥ：User Equipment）とする。

移動通信システム１では、無線アクセス方式として、下りリンクについてはＯＦＤＭＡ（直交周波数分割多元接続）が、上りリンクについてはＳＣ−ＦＤＭＡ（シングルキャリア−周波数分割多元接続）が適用される。上述したように、ＯＦＤＭＡは、周波数帯域を複数の狭い周波数帯域（サブキャリア）に分割し、各サブキャリアにデータをマッピングして通信を行うマルチキャリア伝送方式である。ＳＣ−ＦＤＭＡは、システム帯域を端末毎に１つ又は連続したリソースブロックからなる帯域に分割し、複数の端末が互いに異なる帯域を用いることで、端末間の干渉を低減するシングルキャリア伝送方式である。

ここで、ＬＴＥシステムにおける通信チャネルについて説明する。
下りリンクについては、下りリファレンス信号であるＣＲＳ,ＣＱＩ-ＲＳ，ＤＭ−ＲＳを伝送するリファレンス・シグナルと、各ユーザ端末１０で共有される物理下りリンク共有チャネル（ＰＤＳＣＨ）と、物理下りリンク制御チャネル(下りＬ１／Ｌ２制御チャネル)とが用いられる。リファレンス・シグナルにより、上述した多重方法を適用してＤＭ−ＲＳが伝送される。物理下りリンク共有チャネルにより、ユーザデータの信号が伝送される。物理下りリンク制御チャネルにより、ＤＭ-ＲＳ系列情報、スケジューリング情報、物理下りリンク共有チャネルを用いて通信を行うユーザＩＤや、そのユーザデータのトランスポートフォーマットの情報、すなわち、Downlink Scheduling Information、及び、物理上りリンク共有チャネルを用いて通信を行うユーザＩＤや、そのユーザデータのトランスポートフォーマットの情報、すなわち、Uplink Scheduling Grantなどが通知される。ＤＭ-ＲＳ系列情報は、具体的にはＤＭ−ＲＳが送信レイヤ＃１〜送信レイヤ＃８までインデックスで定義されている場合、シングルストリーム送信を適用する場合には、どのインデックスが用いられているかを、ＰＤＣＣＨ又はハイヤー・レイヤーシグナリングでユーザ端末に通知する。マルチレイヤー送信を適用する場合、同一リソースブロックに多重される他ユーザがどのインデックスを用いているかについても制御信号で通知する。

また、下りリンクにおいては、Physical-Broadcast Channel（Ｐ−ＢＣＨ）やDynamic Broadcast Channel（Ｄ−ＢＣＨ）等の報知チャネルが送信される。前記Ｐ−ＢＣＨにより伝送される情報は、Master Information Block（ＭＩＢ）であり、前記Ｄ−ＢＣＨにより伝送される情報は、System Information Block（ＳＩＢ）である。前記Ｄ−ＢＣＨは、前記ＰＤＳＣＨにマッピングされて、無線基地局装置２０よりユーザ端末１０に伝送される。

上りリンクについては、各ユーザ端末１０で共有して使用される物理上りリンク共有チャネル（ＰＵＳＣＨ）と、上りリンクの制御チャネルである物理上りリンク制御チャネル（ＰＵＣＣＨ：Physical Uplink Control Channel）とが用いられる。上記物理上りリンク共有チャネルによりユーザデータが伝送される。物理上りリンク制御チャネルにより、下りリンクＭＩＭＯ伝送のためのプリコーディング情報、下りリンクの共有チャネルに対する送達確認情報や、下りリンクの無線品質情報（ＣＱＩ:Channel Quality Indicator）等が伝送される。

また、上りリンクにおいては、初期接続等のための物理ランダムアクセスチャネル（ＰＲＡＣＨ）が定義されている。ユーザ端末１０は、前記ＰＲＡＣＨにおいて、ランダムアクセスプリアンブルを送信する。

次に、図５を参照しながら、本発明の実施例に係る無線基地局装置２０について説明する。無線基地局装置２０は、複数の送信アンテナ＃１〜＃Ｎを備えており、複数送信アンテナから各送信レイヤの送信データ及び下りリファレンス信号（ＤＭ−ＲＳを含む）を同時送信する。ここでは、説明の都合で実際の送信アンテナ数を８本として説明する。すなわち、最大送信レイヤ数は８レイヤまで可能である。

無線基地局装置２０は、送信データを生成する送信データ生成部２１、直交ＤＭ−ＲＳを生成する直交ＲＳ系列生成部２２、送信データと直交ＤＭ−ＲＳを多重する多重部２３、スクランブル符号を生成するスクランブル符号生成部２４、スクランブル符号を直交ＤＭ−ＲＳに乗算してスクランブルするスクランブル処理部２５を備える。無線基地局装置２０では、送信データの生成、直交ＤＭ−ＲＳの生成、スクランブル符号の生成、送信データと直交ＤＭ−ＲＳの多重が、送信レイヤ毎に実施される。

送信データ生成部２１は、送信データのシンボル系列に対して誤り訂正符号化、インターリーバを施す。ＬＴＥでは、送信データを符号化するための誤り訂正能力を有する符号としてターボ符号が規定されている。ただし、本発明をＬＴＥシステム以外に適用する場合には、無線通信方式に適した符号化方式を適用することが望ましい。送信データ生成部２１は、送信データを誤り訂正符号化・インターリーブした後、送信データ系列（１つのＯＦＤＭシンボルを構成するｎビット）を直並列変換してサブキャリア変調用の複数系列のデータ信号を生成する。複数系列のデータ信号を生成してからインターリーブを施しても良い。送信データ生成部２１は、さらに複数系列のデータ信号を並列にサブキャリア変調する。サブキャリア変調ではＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，１６ＱＡＭ等の変調方式が適用される。

直交ＲＳ系列生成部２２は、２次元直交符号（Ｗ＝［Ｗ０ Ｗ１］）を用いて直交ＤＭ−ＲＳを生成する。直交ＲＳ系列生成部２２は、最大送信レイヤ数（＝８）に対応して最大８つまで並列動作することになるので、本明細書では送信レイヤを区別するために、便宜的に符号「２２」の後に「＃ｎ」を付加して説明する。

送信レイヤ＃１〜＃４に対応した直交ＤＭ−ＲＳは、直交ＲＳ系列生成部２２（＃１〜＃４）で生成される。直交ＲＳ系列生成部２２（＃１）は、送信レイヤ＃１の送信データに多重される直交ＤＭ−ＲＳを生成する。直交ＲＳ系列生成部２２（＃１）は、送信レイヤ＃１のＤＭ−ＲＳ系列に対して、第１の直交符号Ｗ０の１行目（−１ −１）を乗算して直交ＤＭ−ＲＳを生成する。同様に、他の送信レイヤ＃２〜＃４に対応した直交ＲＳ系列生成部２２（＃２〜＃４）は、送信レイヤ＃２のＤＭ−ＲＳ系列に対して第１の直交符号Ｗ０の２行目（−１ １）を乗算し、送信レイヤ＃３のＤＭ−ＲＳ系列に対して第１の直交符号Ｗ０の３行目（１ １）を乗算し、送信レイヤ＃４のＤＭ−ＲＳ系列に対して第１の直交符号Ｗ０の４行目（１ −１）を乗算する。この結果、送信レイヤ＃１〜＃４間で直交する直交ＤＭ−ＲＳが生成される。

また、送信レイヤ＃５〜＃８に対応した直交ＤＭ−ＲＳは、直交ＲＳ系列生成部２２（＃５〜＃８）で生成される。直交ＲＳ系列生成部２２（＃５）は、送信レイヤ＃５の送信データに多重される直交ＤＭ−ＲＳを生成する。直交ＲＳ系列生成部２２（＃５）は、送信レイヤ＃５のＤＭ−ＲＳ系列に対して、第２の直交符号Ｗ１の１行目（１ １）を乗算して直交ＤＭ−ＲＳを生成する。同様に、他の送信レイヤ＃６〜＃８に対応した直交ＲＳ系列生成部２２（＃６〜＃８）は、送信レイヤ＃６の各ＤＭ−ＲＳ系列に対して、第２の直交符号Ｗ１の２行目（１ −１）を乗算し、送信レイヤ＃７の各ＤＭ−ＲＳ系列に対して、第２の直交符号Ｗ１の３行目（−１ −１）を乗算し、送信レイヤ＃８の各ＤＭ−ＲＳ系列に対して、第２の直交符号Ｗ１の４行目（−１ １）を乗算して、送信レイヤ＃５〜＃８間で直交する直交ＤＭ−ＲＳを生成する。

以上のようにして直交ＲＳ系列生成部２２（＃１〜＃４）で生成された４つの送信レイヤ＃１〜＃４の直交ＤＭ−ＲＳは、同一割当リソース（Ｒ１１、Ｒ１３、Ｒ２２）にそれぞれ多重される。したがって、各割当リソース（Ｒ１１、Ｒ１３、Ｒ２２）では４つの送信レイヤ＃１〜＃４の直交ＤＭ−ＲＳが直交多重される。

また、直交ＲＳ系列生成部２２（＃５〜＃８）で生成された送信レイヤ＃５〜＃８の各直交ＤＭ−ＲＳは、同一割当リソース（Ｒ１２、Ｒ２１、Ｒ２３）にそれぞれ多重される。したがって、各割当リソース（Ｒ１２、Ｒ２１、Ｒ２３）では送信レイヤ＃５〜＃８の各直交ＤＭ−ＲＳが直交多重される。

図１（ａ）に例示されるように、本例では送信レイヤ＃１〜＃４の４レイヤ分のＤＭ−ＲＳと送信レイヤ＃５〜＃８の４レイヤ分のＤＭ−ＲＳとに分けて、それぞれ４レイヤ多重している。送信レイヤ＃５〜＃８の各直交ＤＭ−ＲＳが多重される各割当リソース（Ｒ１２、Ｒ２１、Ｒ２３）と、送信レイヤ＃１〜＃４の各直交ＤＭ−ＲＳが多重される割当リソース（Ｒ１１、Ｒ１３、Ｒ２２）との関係は、周波数方向に隣接し、かつ時間方向にも隣接する配置関係となっている。したがって、個々の送信レイヤ＃１〜＃４、及び送信レイヤ＃５〜＃８おいては、周波数方向に隣接するＤＭ−ＲＳが直交し、時間数方向に隣接するＤＭ−ＲＳが直交することになる。

以上の説明では、送信レイヤ数＝８とした場合の、ＤＭ−ＲＳのリファレンス信号構成であるが、上述した通り、図１（ｂ）に示す２次元直交符号（Ｗ＝［Ｗ０ Ｗ１］）を用いて、最大送信レイヤ数＝４としてＤＭ−ＲＳをユーザ間で直交させることができる。

直交ＲＳ系列生成部２２は、２つのユーザ端末ＵＥ１,ＵＥ２についてそれぞれ最大送信レイヤ数（＝４）まで対応するので、最大８つまで並列動作することになる。本明細書では送信レイヤ及びユーザを区別するために、便宜的に符号「２２」の後に「Ｕｎ＃ｎ」を付加して説明する。

第１及び第２の直交符号Ｗ０、Ｗ１の先頭２コードをユーザＵＥ１に適用し、後続２コードをユーザＵＥ２に適用する。また、第１及び第２の直交符号Ｗ０，Ｗ１の先頭２コードをユーザＵＥ１に適用し、後続２コードをユーザＵＥ２に適用する。
ユーザＵＥ１の送信レイヤ＃１、＃２に対応した直交ＤＭ−ＲＳは、直交ＲＳ系列生成部２２（Ｕ１＃１、Ｕ１＃２）で生成される。直交ＲＳ系列生成部２２（Ｕ１＃１）は、送信レイヤ＃１のＤＭ−ＲＳ系列に対して、第１の直交符号Ｗ０の先頭コード（−１ −１）を乗算して直交ＤＭ−ＲＳを生成する。同様に、送信レイヤ＃２に対応した直交ＲＳ系列生成部２２（Ｕ１＃２）は、送信レイヤ＃２のＤＭ−ＲＳ系列に対して第１の直交符号Ｗ０の２行目（−１ １）を乗算する。一方、ユーザＵＥ２の送信レイヤ＃１に対応した直交ＤＭ−ＲＳは、直交ＲＳ系列生成部２２（Ｕ２＃１）で生成される。直交ＲＳ系列生成部２２（Ｕ２＃１）は、送信レイヤ＃１のＤＭ−ＲＳ系列に対して、第１の直交符号Ｗ０の３番面のコード（１ １）を乗算して直交ＤＭ−ＲＳを生成する。同様に、送信レイヤ＃２に対応した直交ＲＳ系列生成部２２（Ｕ２＃２）は、送信レイヤ＃２のＤＭ−ＲＳ系列に対して第１の直交符号Ｗ０の４行目（１ ―１）を乗算する。

また、ユーザＵＥ１の送信レイヤ＃３、＃４に対応した直交ＤＭ−ＲＳは、直交ＲＳ系列生成部２２（Ｕ１＃３、Ｕ１＃４）で生成される。直交ＲＳ系列生成部２２（Ｕ１＃３）は、送信レイヤ＃３のＤＭ−ＲＳ系列に対して、第２の直交符号Ｗ１の先頭コード（１ １）を乗算して直交ＤＭ−ＲＳを生成する。同様に、送信レイヤ＃４に対応した直交ＲＳ系列生成部２２（Ｕ１＃４）は、送信レイヤ＃４のＤＭ−ＲＳ系列に対して、第２の直交符号Ｗ１の２番目のコード（１ −１）を乗算する。ユーザＵＥ２の送信レイヤ＃３、＃４に対応した直交ＤＭ−ＲＳは、直交ＲＳ系列生成部２２（Ｕ２＃３、Ｕ２＃４）で生成される。直交ＲＳ系列生成部２２（Ｕ２＃３）は、送信レイヤ＃３のＤＭ−ＲＳ系列に対して、第２の直交符号Ｗ１の３番目のコード（−１ −１）を乗算して直交ＤＭ−ＲＳを生成する。同様に、送信レイヤ＃４に対応した直交ＲＳ系列生成部２２（Ｕ２＃４）は、送信レイヤ＃４のＤＭ−ＲＳ系列に対して、第２の直交符号Ｗ１の４番目のコード（−１ １）を乗算する。

以上のようにして、ユーザ端末ＵＥ１について直交ＲＳ系列生成部２２（Ｕ１＃１、ＵＥ１＃２）で生成された送信レイヤ＃１、＃２の直交ＤＭ−ＲＳと、ユーザ端末ＵＥ２について直交ＲＳ系列生成部２２（Ｕ２＃１、ＵＥ２＃２）で生成された送信レイヤ＃１、＃２の直交ＤＭ−ＲＳとが、同一割当リソース（Ｒ１１、Ｒ１３、Ｒ２２）にそれぞれ多重される。

また、ユーザ端末ＵＥ１について直交ＲＳ系列生成部２２（Ｕ１＃３、ＵＥ１＃４）で生成された送信レイヤ＃３、＃４の直交ＤＭ−ＲＳと、ユーザ端末ＵＥ２について直交ＲＳ系列生成部２２（Ｕ２＃３、ＵＥ２＃４）で生成された送信レイヤ＃３、＃４の直交ＤＭ−ＲＳとが、同一割当リソース（Ｒ１２、Ｒ２１、Ｒ２３）にそれぞれ多重される。

スクランブル符号生成部２４は、周辺セル干渉をランダム化するためのスクランブル符号を生成する。ユーザ固有スクランブルとセル固有スクランブルとの２つのスクランブル法を適用可能である。ユーザ固有スクランブル法を適用する場合、ユーザ固有に割り当てられたスクランブル符号を用いて直交ＤＭ−ＲＳをスクランブルする。スクランブル系列はユーザ毎に与えられたユーザIDによって決定してもよいし、ハイヤー・レイヤーシグナリングによってユーザ端末へ通知してもよい。セル固有スクランブルを適用する場合、スクランブル符号は接続セル（ＰＤＣＣＨを受信するセル）のセルＩＤによって決定してもよいし、接続セルからハイヤー・レイヤーシグナリング（報知情報等）で与えられてもよい。

図６にユーザ固有スクランブル法を適用した場合のスクランブル法の概念を示している。
スクランブル処理部２５は、直交符号区間に対応した２つの乗算部２５ａ，２５ｂで構成される。直交符号の区間では同一の変調シンボルを乗算して直交符号自体がスクランブルされないよう補償し、直交符号間だけをスクランブルする。たとえば、一方の乗算部２５ａは同一の変調シンボルとして（１，１，１，１）を乗算し、他方の乗算部２５ｂは同一の変調シンボルとして（−１，−１，−１，−１）を乗算する。これにより、直交符号間ではスクランブルされるが、直交符号区間内ではスクランブルされないこととなる。

直交符号の区間では同一の変調シンボルを乗算し、直交符号間だけをスクランブルするスクランブル方法は（１）式で表すことができる。
ＲＳ（ｉ）＝ｏ（ｉ・ｍｏｄ（ＳＦ））・ｓ（《ｉ／ＳＦ》） （１）
（１）式は、系列ｉのリファレンス信号系列（ＲＳ）が、直交系列（ｏ）はＳＦの周期で繰り返し、スクランブルはＳＦの周期でスクランブルすることを表している。《ｉ／ＳＦ》はＳＦをｉで割った商を表す。

ユーザ固有スクランブル法を適用する場合、直交符号の区間内でスクランブルされないことは有意義である。直交符号がスクランブルされないため、スクランブル系列が異なっていても、符号による直交化が可能になる。すなわち、接続セルが異なるユーザ間（スクランブル系列が異なる）でも、ＤＭ−ＲＳを直交化でき、複数セルに渡るマルチユーザＭＩＭＯの適用に有効である。

図７にセル固有スクランブル法を適用した場合のスクランブル法の概念を示している。
スクランブル処理部２５は、セル固有のスクランブル符号を直交符号に乗算している。
セル固有のスクランブル符号を直交符号に乗算するスクランブル法は（２）式で表すことができる。
ＲＳ（ｉ）＝ｏ（ｉ・ｍｏｄ（ＳＦ））・ｓ（ｉ） （２）
なお、直交符号間のみをスクランブルする（１）式のスクランブル法をセル固有スクランブル法に適用してもよいし、直交符号をスクランブルする（２）式のスクランブル法をユーザ固有スクランブル法に適用してもよい。

以下に、直交符号はスクランブルせず、直交符号間のみをスクランブルするスクランブル符号を、２次元直交符号へ拡張した場合について説明する。
２次元（周波数方向、時間方向）の直交性を維持するスクランブル法は、（３）式で表すことができる。
ＲＳ（ｔ、ｆ）＝ｏ（ｔ・ｍｏｄ（ＳＦ_ｔ），ｆ・ｍｏｄ（ＳＦ_ｆ））
・ｓ（《ｔ／ＳＦ_ｔ》，《ｆ／ＳＦ_ｆ》） （３）
（３）式では、リファレンス信号系列（ＲＳ）を時間（ｔ）と周波数（ｆ）の２次元で表現しており、直交系列（ｏ）は、時間領域はＳＦ_ｔの周期で繰り返し、周波数領域はＳＦ_ｆの周期で繰り返し、スクランブルに関しては時間領域はＳＦ_ｔの周期でスクランブルし、周波数領域はＳＦ_ｆの周期でスクランブルすることを表している。すなわち、リソースブロック毎でスクランブルするスクランブル法となる。
時間領域の直交性のみを維持するスクランブル法は、（４）式で表すことができる。
ＲＳ（ｔ、ｆ）＝ｏ（ｔ・ｍｏｄ（ＳＦ_ｔ），ｆ・ｍｏｄ（ＳＦ_ｆ））
・ｓ（《ｔ／ＳＦ_ｔ》，ｆ） （４）
（４）式では、スクランブルに関しては時間領域はＳＦ_ｔの周期でスクランブルするが、周波数領域は常にスクランブルすることを表している。すなわち、直交符号の直交性は時間領域では維持されるが、周波数領域では維持されないことになる。（３）式で表すように、リソースブロック単位でスクランブルするのでは、スクランブル効果が不十分である場合に周波数領域でのスクランブル効果を改善した方法である。

また、周波数領域の直交性のみを維持するスクランブル法は、（５）式で表すことができる。
ＲＳ（ｔ、ｆ）＝ｏ（ｔ・ｍｏｄ（ＳＦ_ｔ），ｆ・ｍｏｄ（ＳＦ_ｆ））
・ｓ（ｔ，《ｆ／ＳＦ_ｆ》） （５）
（５）式では、スクランブルに関しては周波数領域はＳＦ_ｆの周期でスクランブルするが、時間領域は常にスクランブルすることを表している。すなわち、直交符号の直交性は周波数領域では維持されるが、時間領域では維持されないことになる。（３）式で表すように、リソースブロック単位でスクランブルするのでは、スクランブル効果が不十分である場合に時間領域でのスクランブル効果を改善した方法である。

多重部２３は、送信データと直交ＤＭ−ＲＳとを１リソースブロック上に重ならないように多重する。図１（ａ）において白いリソースエレメントに送信データがマッピングされ、上述した割当リソースＲ１１〜Ｒ１３、Ｒ２１〜Ｒ２３に直交ＤＭ−ＲＳがマッピングされる。ここで、送信データと直交ＤＭ−ＲＳとは送信レイヤ毎に多重される。

プリコーディング部２６は、同時送信されるそれぞれの送信レイヤが、互いに干渉せず、かつユーザ端末において高いＳＩＮＲで受信されるようにフェージング変動を考慮して、プリコーディングベクトルを決定する。ユーザ端末が各送信レイヤの受信ＳＩＮＲが最大になるＰＭＩ（Precoding Matrix Indicator）を選択してフィードバックする。

ＩＦＦＴ部２７は、送信データと直交ＤＭ−ＲＳとがサブキャリアマッピングされた周波数領域の送信信号（サブキャリア信号）を、逆高速フーリエ変換する。逆高速フーリエ変換によってサブキャリアに割り当てられた周波数成分の信号が時間成分の信号列に変換される。その後、ＣＰ付加部２８でサイクリックプレフィックスが付加され、送信アンプ２９で電力増幅してから送信アンテナを介して送信される。

図８を参照しながら、本発明の実施例に係るユーザ端末１０について説明する。
ユーザ端末１０の受信処理系は、上記したように直交ＤＭ−ＲＳと送信データとが送信レイヤ毎に多重した信号を受信する。受信信号がＣＰ除去部３１に入力されてサイクリックプレフィックスが除去される。ＦＦＴ部３２は、ＣＰ除去された受信信号を高速フーリエ変換して時系列の信号成分を周波数成分の列に変換する。分離部３３は、受信信号をサブキャリアデマッピングして、ＲＳ系列信号を送信しているリファレンス・シグナル、下り制御情報を送信している制御チャネル（例えば、PHICH，PDCCH）、送信データを送信している共有チャネル（例えば、PDSCH）を分離する。

リファレンス・シグナルの受信シンボルのうち直交ＤＭ-ＲＳはマルチレイヤチャネル推定部３４へ入力される。また、PDSCHは下り送信データの復調部となるマルチレイヤ復調部３５へ入力される。

マルチレイヤチャル推定部３４は、PDCCH（又はPDSCH）を復号して得られたＤＭ−ＲＳ系列情報（直交ＲＳのセット情報であり、２次元直交符号Ｗに関する情報）を用いて対応する送信レイヤのＤＭ-ＲＳを取得し、ＤＭ-ＲＳを用いて当該送信レイヤについてチャネル推定する。マルチレイヤチャネル推定に基づいて下り送信データを復調する。

また、下りリンクのＤＭ−ＲＳがユーザ固有スクランブルされている場合、ハイヤー・レイヤーシグナリングによってスクランブル情報が通知される。スクランブル情報は、周波数領域の繰り返し周期ＳＦ_ｆ、時間領域の繰り返し周期ＳＦ_ｔ、各直交符号区間に対応したスクランブル符号を特定する情報が含まれる。マルチレイヤチャネル推定部３４では、通知されたスクランブル情報にしたがってＤＭ−ＲＳをデスクランブルする。

以上のように、本実施の形態によれば、ＤＭ−ＲＳの直交化に２次元直交符号（Ｗ＝［Ｗ０ Ｗ１］を用いたので、リソースブロック上に２次元状にマッピングされるＤＭ−ＲＳについて、同一送信レイヤにおいて周波数方向に隣接するＤＭ−ＲＳ同士を直交符号で直交化できると共に時間方向に隣接するＤＭ−ＲＳ同士を直交符号で直交化でき、さらに同一の割当リソースにマッピングされたＤＭ−ＲＳを送信レイヤ間で直交させることもできる。すなわち、簡単な２次元直交符号（Ｗ＝［Ｗ０ Ｗ１］）でＤＭ−ＲＳに関する周波数方向、時間方向及びレイヤ間といた３つの直交化が可能となり、送信レイヤ数の増大、ユーザ間の直交化が実現される。

以上の説明では、ＤＭ-ＲＳ系列に第１及び第２の直交符号（Ｗ０，Ｗ１）を乗算することで、ＤＭ-ＲＳを直交化したが、２次元直交符号Ｗ＝［Ｗ０ Ｗ１］の符号自体をＤＭ-ＲＳ系列として用いることも可能である。この場合、ＤＭ-ＲＳ系列に第１及び第２の直交符号（Ｗ０，Ｗ１）を乗算する処理は削除できる。さらに、上記説明においては、２次元直交符号の実現法として、直交符号Ｗ０，Ｗ１を用いた場合について説明しているが、本発明においては、図９（ａ）に示すように、時間領域で直交符号を乗算し、その乗算方向（図９（ａ）における直線矢印方向）を周波数領域で交互に入れ替えることにより２次元直交符号を生成しても良い（図９（ｂ）参照）。このような方法でも、時間及び周波数のどちらで逆拡散処理しても直交する符号を生成することができる。

ここで、図１４から図１９を参照して、２次元直交符号の乗算方向の入れ替えによって実現される直交化について具体的に説明する。図１４（ａ）（ｂ）は、送信レイヤ数を２レイヤとした場合の直交化の説明図である。なお、以下の説明では、送信レイヤ＃１におけるＤＭ-ＲＳの時間方向及び周波数方向の直交は、図９（ｂ）に示す２次元直交符号の乗算方向の入れ替えにより実現されているものとする。したがって、送信レイヤ＃１の２次元直交符号を基準として、送信レイヤ＃２の２次元直交符号を用いた直交化について説明する。

図１４（ａ）に示すように、リソースブロックＲＢ１内で周波数方向に３つの割当リソースＲ５１−Ｒ５３が等間隔に配置され、各割当リソースＲ５１−Ｒ５３と同一サブキャリアであって時間方向に所定シンボル数だけ離れて割当リソースＲ６１−Ｒ６３が配置されている。また、リソースブロックＲＢ１に隣接するリソースブロックＲＢ２内にも同様な配置間隔で３つの割当リソースＲ５４−Ｒ５６，Ｒ６４−Ｒ６６が配置されている。

図１４（ｂ）に示すように、送信レイヤ＃２で用いられる２次元直交符号Ｗ₁は、送信レイヤ＃１で用いられる２次元直交符号Ｗ₀に対してレイヤ間で直交する。なお、図１４（ｂ）においては、基準となる送信レイヤ１の２次元直交符号Ｗ₀を（１，１）としたが、説明の便宜上、２次元直交符号Ｗ₁との直交関係を明確にするために例示したものである。したがって、送信レイヤ＃１においても、送信レイヤ＃２と同様にＤＭ-ＲＳが時間方向および周波数方向に直交される。

この場合、図１４（ａ）に示す割当リソースＲ５１の連続するシンボルには、三角矢印に示す時間方向における順方向（Ｆｏｒｗａｒｄ方向）で順番に２次元直交符号Ｗ₁の各コードが乗算される。同様に、割当リソースＲ６１の連続するシンボルに三角矢印に示す順方向（Ｆｏｒｗａｒｄ方向）で順番に２次元直交符号Ｗ₁の各コードが乗算される。また、割当リソースＲ５１，Ｒ６１に対して周波数方向に隣接する割当リソースＲ５２，Ｒ６２の連続するシンボルには、乗算方向を入れ替えた時間方向における逆方向（Ｒｅｖｅｒｓｅ方向）で順番に２次元直交符号Ｗ₁の各コードが乗算される。すなわち、同一送信レイヤにおいて、同一周波数領域の下りリファレンス信号のリソースエレメントグループに、２次元直交符号のコードがマッピングされており、コードのマッピング方向が周波数方向における隣接するリソースエレメントグループ間で反対である。ここでは、リソースエレメントグループは、それぞれ割当リソースＲ５１，Ｒ６１、割当リソースＲ５２，Ｒ６２、割当リソースＲ５３，Ｒ６３、割当リソースＲ５４，Ｒ６４、割当リソースＲ５５，Ｒ６５、割当リソースＲ５６，Ｒ６６である。

このとき、割当リソースＲ５１には、順方向において先頭のリソースエレメントにコード（−１）がマッピングされ、後続のリソースエレメントにコード（１）がマッピングされる。割当リソースＲ６１には、順方向において先頭のリソースエレメントにコード（−１）がマッピングされ、後続のリソースエレメントにコード（１）がマッピングされる。よって、割当リソース（Ｒ５１，Ｒ６１）間では、コード（１，−１）の２組の組み合わせによりＤＭ-ＲＳが直交化される。

割当リソースＲ５２には、逆方向において先頭のリソースエレメントにコード（１）がマッピングされ、後続のリソースエレメントにコード（−１）がマッピングされる。割当リソースＲ６２には、逆方向において先頭のリソースエレメントにコード（１）がマッピングされ、後続のリソースエレメントにコード（−１）がマッピングされる。よって、割当リソース（Ｒ５１，Ｒ５２）間及び（Ｒ６１，Ｒ６２）間でも、コード（１，−１）の２組の組み合わせによりＤＭ-ＲＳが直交化される。また、他の割当リソース間においても同様な関係となる。このように、２次元直交符号Ｗ₁を時間領域で乗算し、周波数領域で乗算方向を入れ替えることにより、ＤＭ-ＲＳの時間方向、周波数方向、送信レイヤ＃１、＃２間の直交化が実現される。

なお、周波数領域で２次元直交符号の乗算方向を入れ替えて直交化を実現する他、図１５に示すように周波数領域および時間領域で２次元直交符号の乗算方向を入れ替えることも可能である。すなわち、同一送信レイヤにおいて、同一周波数領域の下りリファレンス信号のリソースエレメントグループに、２次元直交符号のコードがマッピングされており、コードのマッピング方向が周波数方向および時間方向における隣接するリソースエレメントグループ間で反対である。ここでは、リソースエレメントグループは、それぞれの割当リソースＲ５１〜Ｒ５６，Ｒ６１〜Ｒ６６である。例えば、割当リソースＲ５１には、時間方向において先頭のリソースエレメントにコード（１）がマッピングされ、後続のリソースエレメントにコード（−１）がマッピングされる。割当リソースＲ６１には、時間方向において先頭のリソースエレメントにコード（−１）がマッピングされ、後続のリソースエレメントにコード（１）がマッピングされる。よって、割当リソース（Ｒ５１，Ｒ６１）間では、コード（１，−１）の２組の組み合わせによりＤＭ-ＲＳが直交化される。

また、割当リソースＲ５２には、時間方向において先頭のリソースエレメントにコード（−１）がマッピングされ、後続のリソースエレメントにコード（１）がマッピングされる。よって、割当リソース（Ｒ５１，Ｒ５２）間でも、コード（１，−１）の２組の組み合わせによりＤＭ-ＲＳが直交化される。また、他の割当リソース間においても同様な関係となる。このような構成としても、ＤＭ-ＲＳの時間方向、周波数方向、送信レイヤ＃１、＃２間の直交化を実現することが可能である。

続いて、送信レイヤ数を４レイヤとした場合の２次元直交符号の乗算方向の入れ替えによって実現される直交化について具体的に説明する。最初に、第１の直交パターンについて説明する。図１６（ａ）（ｂ）は、送信レイヤ数を４レイヤとした場合の第１の直交パターンの説明図である。なお、以下の説明では、送信レイヤ＃１におけるＤＭ-ＲＳの時間方向及び周波数方向の直交化が実現されているものとし、送信レイヤ＃１で用いられる２次元直交符号を基準として、上位の送信レイヤでの直交化について説明する。

図１６（ａ）に示すように、リソースブロックＲＢ１内で周波数方向に３つの割当リソースＲ７ａ−Ｒ７ｃが等間隔に配置され、各割当リソースＲ７ａ−Ｒ７ｃと同一サブキャリアであって時間方向に所定シンボル数だけ離れて割当リソースＲ８ａ−Ｒ８ｃが配置されている。また、リソースブロックＲＢ１に隣接するリソースブロックＲＢ２，ＲＢ３，ＲＢ４内にも同様な配置間隔で３つの割当リソースＲ７ｄ−Ｒ７ｌ，Ｒ８ｄ−Ｒ８ｌが配置されている。

図１６（ｂ）に示すように、送信レイヤ＃２、＃３、＃４で用いられる２次元直交符号Ｘ₁，Ｘ₂，Ｘ₃は、送信レイヤ＃１で用いられる２次元直交符号Ｘ₀に対してレイヤ間で直交する。なお、図１６（ｂ）においては、基準となる送信レイヤ１の２次元直交符号Ｘ₀を（１，１，１，１）としたが、説明の便宜上、２次元直交符号Ｘ₁，Ｘ₂，Ｘ₃との直交関係を明確にするために例示したものである。したがって、送信レイヤ＃１においても、送信レイヤ＃２と同様にＤＭ-ＲＳが時間方向および周波数方向に直交される。

また、各２次元直交符号Ｘ₁，Ｘ₂，Ｘ₃は、前半２コード（第１コード群）と後半２コード（第２コード群）が分けて記述される。前半２コードは、マッピング方向（乗算）を示す三角矢印に対応し、後半２コードは、マッピング方向（乗算）を示すΛ形矢印に対応する。例えば、送信レイヤ＃３の２次元直交符号Ｘ₃であれば、前半２コードが（１，１）であり、後半２コードが（−１，−１）である。ここでは、説明の便宜上、送信レイヤ＃３の２次元直交符号Ｘ₂を用いた、第１の直交パターンにおける直交化について説明する。

図１６（ａ）に示す第１の直交パターンは、前半２コード、後半２コードの順序でリソースエレメントグループにマッピングしてなるパターンである。ここでは、リソースエレメントグループは、それぞれ割当リソースＲ８ｎ，Ｒ７ｎの対である。すなわち、この直交パターンは、２次元直交符号Ｘ₂の前半２コードと後半２コードを、時間方向及び周波数方向に交互に割り当てると共に、周波数方向ではマッピング方向を逆方向にすることで実現される。例えば、割当リソースＲ７ａには、Λ形矢印に示すように後半２コードがＦｏｒｗａｒｄ方向でマッピングされる。また、割当リソースＲ７ａに対して時間方向に隣接する割当リソースＲ８ａには、三角矢印に示すように前半２コードがＦｏｒｗａｒｄ方向でマッピングされる。また、割当リソースＲ７ａに対して周波数方向に隣接する割当リソースＲ７ｂには、三角矢印に示すように前半２コードがＲｅｖｅｒｓｅ方向でマッピングされる。さらに、割当リソースＲ８ａに対して周波数方向に隣接する割当リソースＲ８ｂには、Λ形矢印に示すように後半２コードがＲｅｖｅｒｓｅ方向でマッピングされる。

このとき、割当リソースＲ７ａには、時間方向において先頭のリソースエレメントにコード（−１）がマッピングされ、後続のリソースエレメントにコード（−１）がマッピングされる。割当リソースＲ８ａには、時間方向において先頭のリソースエレメントにコード（１）がマッピングされ、後続のリソースエレメントにコード（１）がマッピングされる。よって、割当リソース（Ｒ７ａ，Ｒ８ａ）間では、コード（１，１）、（−１，−１）の２組の組み合わせによりＤＭ-ＲＳが直交化される。

また、割当リソースＲ７ｂには、時間方向において先頭のリソースエレメントにコード（１）がマッピングされ、後続のリソースエレメントにコード（１）がマッピングされる。割当リソースＲ８ｂには、時間方向において先頭のリソースエレメントにコード（−１）がマッピングされ、後続のリソースエレメントにコード（―１）がマッピングされる。よって、割当リソース（Ｒ７ａ，Ｒ７ｂ）間及び（Ｒ８ａ，Ｒ８ｂ）間でも、コード（１，１）、（−１，−１）の２組の組み合わせによりＤＭ-ＲＳが直交化される。また、他の割当リソース間及び他の送信レイヤにおいても同様に直交される。このように、第１の直交パターンにおいては、ＤＭ-ＲＳの時間方向、周波数方向、送信レイヤ＃１−＃４間の直交化が実現される。

第１の直交パターンのピーク電力は、周波数方向におけるマッピング方向が同一方向のコード数で考えられるため、第１の直交パターンではランダムにすることができない。例えば、周波数方向に隣接する割当リソースＲ８ａ−Ｒ８ｌ間では、Ｆｏｒｗａｒｄ方向の割当リソースの全てに（１，１）がマッピングされるため、ピーク電力が増大される。

次に、図１７を参照して、第２の直交パターンについて説明する。図１７（ａ）（ｂ）は、送信レイヤ数を４レイヤとした場合の第２の直交パターンの説明図である。なお、以下の説明では、送信レイヤ＃１におけるＤＭ-ＲＳの時間方向及び周波数方向の直交化が実現されているものとし、送信レイヤ＃１で用いられる２次元直交符号を基準として、上位の送信レイヤでの直交化について説明する。ここでは、説明の便宜上、送信レイヤ＃３の２次元直交符号Ｘ₂を用いた、第２の直交パターンにおける直交化について説明する。

図１７（ａ）に示す第２の直交パターンは、複数のリソースブロック（ここでは、２ＲＢ）毎に、上記リソースエレメントグループにマッピングする２次元直交符号の前半２コードおよび後半２コードの順序を切り替えてなる直交パターンである。すなわち、第２の直交パターンは、第１の直交パターンと同一のパターン構成を２リソースブロックＲＢ単位で、２次元直交符号Ｘ₂の前半２コードと後半２コードとを入れ替えることで実現される。なお、前半２コードと後半２コードとを入れ替えるＲＢ数については２ＲＢに限定されない。例えば、割当リソースＲ７ａには、Λ形矢印に示すように後半２コードがＦｏｒｗａｒｄ方向でマッピングされる。また、割当リソースＲ７ａに対して時間方向に隣接する割当リソースＲ８ａには、三角矢印に示すように前半２コードがＦｏｒｗａｒｄ方向でマッピングされる。また、割当リソースＲ７ａに対して周波数方向に隣接する割当リソースＲ７ｂには、三角矢印に示すように前半２コードがＲｅｖｅｒｓｅ方向でマッピングされる。さらに、割当リソースＲ８ａに対して周波数方向に隣接する割当リソースＲ８ｂには、Λ形矢印に示すように後半２コードがＲｅｖｅｒｓｅ方向でマッピングされる。このように、リソースブロックＲＢ１，ＲＢ２においては、第１の直交パターンと同一である。

一方、リソースブロックＲＢ３，ＲＢ４においては、三角矢印に対応した前半２コードとΛ形矢印に対応した後半２コードが入れ替っている。例えば、割当リソースＲ７ｇには、三角形矢印に示すように前半２コードがＦｏｒｗａｒｄ方向でマッピングされる。また、割当リソースＲ７ｇに対して時間方向に隣接する割当リソースＲ８ｇには、Λ形矢印に示すように後半２コードがＦｏｒｗａｒｄ方向でマッピングされる。また、割当リソースＲ７ｇに対して周波数方向に隣接する割当リソースＲ７ｈには、Λ形矢印に示すように後半２コードがＲｅｖｅｒｓｅ方向でマッピングされる。さらに、割当リソースＲ８ｇに対して周波数方向に隣接する割当リソースＲ８ｈには、三角矢印に示すように前半２コードがＲｅｖｅｒｓｅ方向でマッピングされる。

このとき、割当リソースＲ７ａには、時間方向において先頭のリソースエレメントにコード（−１）がマッピングされ、後続のリソースエレメントにコード（−１）がマッピングされる。割当リソースＲ８ａには、時間方向において先頭のリソースエレメントにコード（１）がマッピングされ、後続のリソースエレメントにコード（１）がマッピングされる。よって、割当リソース（Ｒ７ａ，Ｒ８ａ）間では、コード（１，１）、（−１，−１）の組み合わせによりＤＭ-ＲＳが直交化される。このように、時間方向では、前半２コードと後半２コードの組み合わせとなるため、ＤＭ-ＲＳの直交が維持される。

また、割当リソースＲ７ｂには、時間方向において先頭のリソースエレメントにコード（１）がマッピングされ、後続のリソースエレメントにコード（１）がマッピングされる。割当リソースＲ８ｂには、時間方向において先頭のリソースエレメントにコード（−１）がマッピングされ、後続のリソースエレメントにコード（―１）がマッピングされる。よって、割当リソース（Ｒ７ａ，Ｒ７ｂ）間及び（Ｒ８ａ，Ｒ８ｂ）間でも、コード（１，１）、（−１，−１）の組み合わせによりＤＭ-ＲＳが直交化される。

しかしながら、割当リソースＲ７ｆには、時間方向において先頭のリソースエレメントにコード（１）がマッピングされ、後続のリソースエレメントにコード（１）がマッピングされる。割当リソースＲ７ｇには、時間方向において先頭のリソースエレメントにコード（１）がマッピングされ、後続のリソースエレメントにコード（１）がマッピングされる。よって、割当リソース（Ｒ７ｇ，Ｒ７ｈ）間では、コード（１，１）の２組の組み合わせによりＤＭ-ＲＳが直交化されない。

また、割当リソースＲ８ｆには、時間方向において先頭のリソースエレメントにコード（−１）がマッピングされ、後続のリソースエレメントにコード（−１）がマッピングされる。割当リソースＲ８ｇには、時間方向において先頭のリソースエレメントにコード（−１）がマッピングされ、後続のリソースエレメントにコード（−１）がマッピングされる。よって、割当リソース（Ｒ８ｇ，Ｒ８ｈ）間では、コード（−１，−１）の２組の組み合わせによりＤＭ-ＲＳが直交化されない。

このように、第２の直交パターンの送信レイヤ＃３においては、リソースブロックＲＢ２，ＲＢ３間で周波数方向に前半２コード（後半２コード）が連続してマッピングされるため、リソースブロックＲＢ１，ＲＢ２内（ＲＢ３，ＲＢ４内）でＤＭ-ＲＳの直交化が実現されるものの、周波数方向の一部でＤＭ-ＲＳの直交化が実現されない。なお、詳細は省略するが、送信レイヤ＃２，＃４においては、ＤＭ-ＲＳの時間方向、周波数方向の直交化が実現されている。

第２の直交パターンのピーク電力は、第１の直交パターンと比較してランダム化される。すなわち、第２の直交パターンは、第１の直交パターンと同一のパターン構成を２リソースブロックＲＢ単位で、２次元直交符号の前後半２コードを入れ替えるため、第１の直交パターンよりもランダム化される。例えば、リソースブロックＲＢ１、ＲＢ２の周波数方向に隣接する割当リソースＲ８ａ−Ｒ８ｆでは、Ｆｏｒｗａｒｄ方向の割当リソースの全てに（１，１）がマッピングされ、リソースブロックＲＢ３、ＲＢ４の周波数方向に隣接する割当リソースＲ８ｇ−Ｒ８ｌでは、Ｆｏｒｗａｒｄ方向の割当リソースの全てに（−１，−１）がマッピングされる。したがって、ピーク電力の増大が抑制される。

次に、図１８を参照して、第３の直交パターンについて説明する。図１８（ａ）（ｂ）は、送信レイヤ数を４レイヤとした場合の第３の直交パターンの説明図である。なお、以下の説明では、送信レイヤ＃１におけるＤＭ-ＲＳの時間方向及び周波数方向の直交化が実現されているものとし、送信レイヤ＃１で用いられる２次元直交符号を基準として、上位の送信レイヤでの直交化について説明する。ここでは、説明の便宜上、送信レイヤ＃３の２次元直交符号Ｘ₂を用いた、第３の直交パターンにおける直交化について説明する。

図１８（ａ）に示す第３の直交パターンは、１リソースブロック内で、上記リソースエレメントグループにマッピングする２次元直交符号の前半２コードおよび後半２コードの順序を切り替えてなる直交パターンである。すなわち、第３の直交パターンは、２次元直交符号Ｘ₂の前半２コードと後半２コードを、周波数方向に隣接した２割当リソース単位で時間方向及び周波数方向に交互に割り当てると共に、周波数方向ではマッピング方向を逆方向にすることで実現される。例えば、割当リソースＲ７ａには、Λ形矢印に示すように後半２コードがＦｏｒｗａｒｄ方向でマッピングされる。また、割当リソースＲ７ａに対して時間方向に隣接する割当リソースＲ８ａには、三角矢印に示すように前半２コードがＦｏｒｗａｒｄ方向でマッピングされる。また、割当リソースＲ７ａに対して周波数方向に隣接する割当リソースＲ７ｂには、Λ形矢印に示すように後半２コードがＲｅｖｅｒｓｅ方向でマッピングされる。さらに、割当リソースＲ８ａに対して周波数方向に隣接する割当リソースＲ８ｂには、三角矢印に示すように前半２コードがＲｅｖｅｒｓｅ方向でマッピングされる。

さらに、割当リソースＲ７ｂに対して周波数方向に隣接する割当リソースＲ７ｃには、三角矢印に示すように前半２コードがＦｏｒｗａｒｄ方向でマッピングされる。割当リソース８ｂに対して周波数方向に隣接する割当リソースＲ８ｃには、Λ形矢印に示すように後半２コードがＦｏｒｗａｒｄ方向でマッピングされる。割当リソースＲ７ｃに対して周波数方向に隣接する割当リソースＲ７ｄには、三角矢印に示すように前半２コードがＲｅｖｅｒｓｅ方向でマッピングされる。割当リソース８ｃに対して周波数方向に隣接する割当リソースＲ８ｄには、Λ形矢印に示すように後半２コードがＲｅｖｅｒｓｅ方向でマッピングされる。

このとき、割当リソースＲ７ａには、時間方向において先頭のリソースエレメントにコード（−１）がマッピングされ、後続のリソースエレメントにコード（−１）がマッピングされる。割当リソースＲ８ａには、時間方向において先頭のリソースエレメントにコード（１）がマッピングされ、後続のリソースエレメントにコード（１）がマッピングされる。よって、割当リソース（Ｒ７ａ，Ｒ８ａ）間では、コード（１，１）、（−１，−１）の組み合わせによりＤＭ-ＲＳが直交化される。このように、時間方向では、前半２コードと後半２コードの組み合わせとなるため、ＤＭ-ＲＳの直交が維持される。

また、割当リソースＲ７ｂには、時間方向において先頭のリソースエレメントにコード（−１）がマッピングされ、後続のリソースエレメントにコード（−１）がマッピングされる。割当リソースＲ８ｂには、時間方向において先頭のリソースエレメントにコード（１）がマッピングされ、後続のリソースエレメントにコード（１）がマッピングされる。よって、割当リソース（Ｒ７ａ，Ｒ７ｂ）間では、コード（−１，−１）の２組の組み合わせによりＤＭ-ＲＳが直交化されない。また、（Ｒ８ａ，Ｒ８ｂ）間でも、コード（１，１）の２組の組み合わせによりＤＭ-ＲＳが直交化されない。

さらに、割当リソースＲ７ｃには、時間方向において先頭のリソースエレメントにコード（１）がマッピングされ、後続のリソースエレメントにコード（１）がマッピングされる。割当リソースＲ８ｃには、時間方向において先頭のリソースエレメントにコード（−１）がマッピングされ、後続のリソースエレメントにコード（−１）がマッピングされる。よって、割当リソース（Ｒ７ｂ，Ｒ７ｃ）間及び割当リソース（Ｒ８ｂ，Ｒ８ｃ）間では、コード（１，１）、（−１，−１）の組み合わせによりＤＭ-ＲＳが直交化される。このように、第３の直交パターンの送信レイヤ＃３においては、周波数方向で２次元直交符号Ｘ₂の前半２コード（後半２コード）が２つずつマッピングされるため、時間方向でＤＭ-ＲＳの直交化が実現されるものの、周波数方向の一部でＤＭ-ＲＳの直交化が実現されない。なお、詳細は省略するが、送信レイヤ＃２，＃４においては、ＤＭ-ＲＳの時間方向、周波数方向の直交化が実現される。

第３の直交パターンのピーク電力は、第１の直交パターンと比較してさらにランダム化される。すなわち、第３の直交パターンは、周波数方向に隣接した２割当リソース単位で前半２コード（後半２コード）が入れ替わるため、第１のパターンよりもさらにランダム化される。例えば、周波数方向に隣接する割当リソースＲ８ａ−Ｒ８ｆでは、Ｆｏｒｗａｒｄ方向の割当リソースに交互に（１，１）、（−１，−１）がマッピングされる。したがって、ピーク電力の増大が、さらに抑制される。

次に、図１９を参照して、第４の直交パターンについて説明する。図１９（ａ）（ｂ）は、送信レイヤ数を４レイヤとした場合の第４の直交パターンの説明図である。なお、以下の説明では、送信レイヤ＃１におけるＤＭ-ＲＳの時間方向及び周波数方向の直交化が実現されているものとし、送信レイヤ＃１で用いられる２次元直交符号を基準として、上位の送信レイヤでの直交化について説明する。ここでは、説明の便宜上、送信レイヤ＃３の２次元直交符号Ｘ₂を用いた、第４の直交パターンにおける直交化について説明する。

図１９（ａ）に示す第４の直交パターンは、同一送信レイヤにおいて、同一周波数領域の下りリファレンス信号のリソースエレメントグループに、２次元直交符号のコードをマッピングし、コードのマッピング方向が周波数方向における隣接する複数のリソースエレメントグループ（ここでは、２つのリソースエレメントグループ）毎で反対であり、２次元直交符号を前半２コードおよび後半２コードに分割し、前半２コード、後半２コードの順序でリソースエレメントグループにマッピングし、１リソースブロック内で、リソースエレメントグループにマッピングする２次元直交符号の前半２コードおよび後半２コードの順序を切り替えてなる直交パターンである。すなわち、第４の直交パターンは、２次元直交符号Ｘ₂の前半２コードと後半２コードを、時間方向及び周波数方向に交互に割り当てると共に、周波数方向では２割当リソース単位でマッピング方向を逆方向にすることで実現される。例えば、割当リソースＲ７ａには、Λ形矢印に示すように後半２コードがＦｏｒｗａｒｄ方向でマッピングされる。また、割当リソースＲ７ａに対して時間方向に隣接する割当リソースＲ８ａには、三角矢印に示すように前半２コードがＦｏｒｗａｒｄ方向でマッピングされる。また、割当リソースＲ７ａに対して周波数方向に隣接する割当リソースＲ７ｂには、三角矢印に示すように前半２コードがＦｏｒｗａｒｄ方向でマッピングされる。さらに、割当リソースＲ８ａに対して周波数方向に隣接する割当リソースＲ８ｂには、Λ形矢印に示すように後半２コードがＦｏｒｗａｒｄ方向でマッピングされる。

さらに、割当リソースＲ７ｂに対して周波数方向に隣接する割当リソースＲ７ｃには、Λ形矢印に示すように後半２コードがＲｅｖｅｒｓｅ方向でマッピングされる。割当リソース８ｂに対して周波数方向に隣接する割当リソースＲ８ｃには、三角矢印に示すように前半２コードがＲｅｖｅｒｓｅ方向でマッピングされる。割当リソースＲ７ｃに対して周波数方向に隣接する割当リソースＲ７ｄには、三角矢印に示すように前半２コードがＲｅｖｅｒｓｅ方向でマッピングされる。割当リソース８ｃに対して周波数方向に隣接する割当リソースＲ８ｄには、Λ形矢印に示すように後半２コードがＲｅｖｅｒｓｅ方向でマッピングされる。

このとき、割当リソースＲ７ａには、時間方向において先頭のリソースエレメントにコード（−１）がマッピングされ、後続のリソースエレメントにコード（−１）がマッピングされる。割当リソースＲ８ａには、時間方向において先頭のリソースエレメントにコード（１）がマッピングされ、後続のリソースエレメントにコード（１）がマッピングされる。よって、割当リソース（Ｒ７ａ，Ｒ８ａ）間では、コード（１，１）、（−１，−１）の組み合わせによりＤＭ-ＲＳが直交化される。このように、時間方向では、前半２コードと後半２コードの組み合わせとなるため、ＤＭ-ＲＳの直交が維持される。

また、割当リソースＲ７ｂには、時間方向において先頭のリソースエレメントにコード（１）がマッピングされ、後続のリソースエレメントにコード（１）がマッピングされる。割当リソースＲ８ｂには、時間方向において先頭のリソースエレメントにコード（−１）がマッピングされ、後続のリソースエレメントにコード（―１）がマッピングされる。よって、割当リソース（Ｒ７ａ，Ｒ７ｂ）間及び（Ｒ８ａ，Ｒ８ｂ）間でも、コード（１，１）、（−１，−１）の組み合わせによりＤＭ-ＲＳが直交化される。また、他の割当リソース間及び他の送信レイヤにおいても同様な結果となる。このように、第４の直交パターンにおいても、ＤＭ-ＲＳの時間方向、周波数方向、送信レイヤ＃１−＃４間の直交化が実現される。

第４の直交パターンのピーク電力は、第１の直交パターンと比較してさらにランダム化される。すなわち、第４の直交パターンは、マッピング方向が同一の前半コードと後半コードが隣接するため、第１の直交パターンと比較して、よりランダム化される。例えば、周波数方向に隣接する割当リソースＲ８ａ−Ｒ８ｆでは、Ｆｏｒｗａｒｄ方向の隣接する割当リソースに交互に（１，１）、（−１，−１）がマッピングされる。したがって、ピーク電力の増大が、さらに抑制される。

以上のように、送信レイヤ数を４レイヤとした場合、第１の直交パターンでは、時間方向、周波数方向、送信レイヤ＃１−＃４間での直交化が実現されるものの、ピーク電力がランダム化されない。第２、第３の直交パターンでは、周波数方向の一部でＤＭ-ＲＳの直交化が実現されないものの、第１の直交パターンと比較してピーク電力がランダム化される。第４の直交パターンでは、時間方向、周波数方向、送信レイヤ＃１−＃４間での直交化が実現され、さらに第１の直交パターンと比較してピーク電力がランダム化される。また、２つのコード（１）、２つのコード（−１）からなるセットが、時間方向および周波数方向に配置されたリソースエレメントにマッピングされることで、ＤＭ-ＲＳの送信レイヤ＃１−＃４間の直交、特に、送信レイヤ＃１に対する直交が、時間方向および周波数方向の２次元で実現される。

また、時間領域で直交符号を乗算する方向を、周波数領域で交互に入れ替えることにより２次元直交符号を生成する構成について説明したが、本発明においては、図２０に示すように、直交コードを周波数領域で巡回シフトさせながら２次元直交符号を生成してもよい。このような方法でも、時間及び周波数のどちらで逆拡散処理しても直交する符号を生成することができる。ここで、図２０を参照して、２次元直交符号の巡回シフトによって実現される直交化について説明する。

図２０（ａ）に示すように、リソースブロックＲＢ１内で周波数方向に３つの割当リソースＲ９１−Ｒ９３が等間隔に配置され、各割当リソースＲ９１−Ｒ９３と同一のサブキャリアであって時間方向に所定シンボル数だけ離れて割当リソースＲ１０１−Ｒ１０３が配置されている。また、リソースブロックＲＢ１に隣接するリソースブロックＲＢ２内にも同様な配置間隔で３つの割当リソースＲ９４−Ｒ９６，Ｒ１０４−Ｒ１０６が配置されている。

図２０（ｂ）に示すように、送信レイヤ＃２、＃３、＃４で用いられる２次元直交符号Ｗ₁，Ｗ₂，Ｗ₃は、送信レイヤ＃１で用いられる２次元直交符号Ｗ₀に対してレイヤ間で直交する。各２次元直交符号Ｗ₀，Ｗ₁，Ｗ₂，Ｗ₃の各コードは、周波数方向に配置される複数のリソースエレメントグループ間で矢印に示される巡回方向にシフトされながらマッピングされる。例えば、送信レイヤ＃３の２次元直交符号Ｗ₂であれば、（１、１、−１、−１）、（−１、１、１、−１）、（−１、−１、１、１）、（１、−１、−１、１）の順に順回シフトが繰り返される。以下、送信レイヤ＃３の２次元直交符号Ｗ₂を用いた、直交パターンにおける直交化について説明する。なお、図２０（ａ）、（ｂ）において、アルファベットａ、ｂ、ｃ、ｄは、２次元直交符号の各コードと割当リソースとの対応関係を示したものである。

図２０（ａ）に示す直交パターンにおいて、リソースエレメントグループは、それぞれ割当リソース９ｎ，１０ｎの対である。各リソースエレメントグループ９ｎ、１０ｎには、グループ毎に２次元直交符号Ｗ₂の各コードが割り当てられ、各グループに割り当てられる２次元直交符号Ｗ₂の各コードが周波数方向で１コード分だけ巡回シフトされている。すなわち、この直交パターンは、周波数方向に配置された複数のリソースエレメントグループにおいて、高周波数側に向かってリソースエレメントグループ毎に、２次元直交符号Ｗ₂の各コードが１コード分だけずらされてマッピングことで実現される。例えば、リソースエレメントグループＲ９１、Ｒ１０１には、（１、１、−１、−１）がマッピングされ、リソースエレメントグループＲ９１、Ｒ１０１に周波数方向で隣接するリソースエレメントグループＲ９２、Ｒ１０２には、（−１、１、１、−１）がマッピングされる。

この場合、割当リソースＲ９１には、時間方向において先頭のリソースエレメントにコード（−１）がマッピングされ、後続のリソースエレメントにコード（−１）がマッピングされる。割当リソースＲ１０１には、時間方向において先頭のリソースエレメントにコード（１）がマッピングされ、後続のリソースエレメントにコード（１）がマッピングされる。よって、リソースエレメントグループＲ９１、Ｒ１０１においては、２次元直交符号Ｗ₂の各コードがマッピングされる。このとき、他の送信レイヤ＃１、＃２、＃４における同一のリソースエレメントグループにおいても、２次元直交符号Ｗ₀，Ｗ₁，Ｗ₃の各コードがマッピングされる。したがって、リソースエレメントグループＲ９１、Ｒ１０１は、他の送信レイヤ＃１、＃２、＃４との送信レイヤ間における直交が周波数方向で実現される。

リソースエレメントグループＲ９２、Ｒ１０２においては、１コード分だけ巡回シフトされた２次元直交符号Ｗ₂の各コードがマッピングされる。このとき、他の送信レイヤ＃１、＃２、＃４における同一のリソースエレメントグループにおいても、１コード分だけ巡回シフトされた２次元直交符号Ｗ₀，Ｗ₁，Ｗ₃の各コードがマッピングされる。したがって、リソースエレメントグループＲ９２、Ｒ１０２においても、他の送信レイヤ＃１、＃２、＃４との送信レイヤ間における直交が周波数方向で実現される。

また、割当リソースＲ１０２には、時間方向において先頭のリソースエレメントにコード（−１）がマッピングされ、後続のリソースエレメントにコード（１）がマッピングされる。割当リソースＲ１０３には、時間方向において先頭のリソースエレメントにコード（−１）がマッピングされ、後続のリソースエレメントにコード（−１）がマッピングされる。割当リソースＲ１０４には、時間方向において先頭のリソースエレメントにコード（１）がマッピングされ、後続のリソースエレメントにコード（―１）がマッピングされる。

よって、割当リソースＲ１０１からＲ１０４の時間方向における先頭のリソースエレメントからなるグループには（１、−１、−１、１）がマッピングされ、後続のリソースエレメントからなるグループには（１、１、−１、−１）がマッピングされる。すなわち、割当リソースＲ１０１からＲ１０４の同一サブフレームのリソースエレメントには、時間方向の先頭側に向かって２次元直交符号Ｗ₂の各コードが１コード分だけずらされてマッピングされている。このように、２次元直交符号Ｗ₂の各コードが周波数方向で１コード分だけ巡回シフトされると、時間方向においても、２次元直交符号Ｗ₂の各コードが１コード分だけ巡回シフトされる。

このとき、他の送信レイヤ＃１、＃２、＃４における同一のリソースエレメントでも、２次元直交符号Ｗ₀，Ｗ₁，Ｗ₃の各コードが１コード分だけ巡回シフトされてマッピングされる。したがって、割当リソースＲ１０１からＲ１０４は、他の送信レイヤ＃１、＃２、＃４との送信レイヤ間における直交が時間方向においても実現される。以上のように、この直交パターンにおいては、ＤＭ-ＲＳの送信レイヤ＃１−＃４間の直交が、時間方向および周波数方向の２次元で実現される。また、直交パターンのピーク電力は、４つの割当リソースにわたって広い領域で送信レイヤ間の直交化されるため、２次元直交符号のマッピング方向の入れ替えによって送信レイヤ間の直交化を実現する構成と比較してランダム化される。したがって、ピーク電力の増大が抑制される。

このように、２次元直交符号を周波数領域で巡回シフトさせながらマッピングした場合、送信レイヤ＃１−＃４間の直交を時間方向および周波数方向の２次元で実現すると共に、ピーク電力をランダム化することが可能となっている。

以上のように、上記した各実施の形態においては、２つのコード（１）、２つのコード（−１）からなるセットが、時間方向および周波数方向に配置されたリソースエレメントにマッピングされることで、ＤＭ-ＲＳの送信レイヤ＃１−＃４間の直交が時間方向および周波数方向の２次元で実現される。

また、以上の説明では、下りリファレンス信号としてＤＭ-ＲＳを例に説明したが、その他の種類の下りリファレンス信号、例えば、ＣＱＩ測定用及びＰＭＩ選択用のＣＳＩ-ＲＳ（Channel State Information-Reference Signal）にも同様に適用可能である。この場合、ＣＳＩ-ＲＳの多重方式は、符号分割多重（ＣＤＭ）方式が適用される。

以下、本実施の形態の変形例として、本発明を下りリファレンス信号としてのＣＳＩ-ＲＳに適用した例を説明する。なお、変形例は、ＤＭ-ＲＳを直交化する上述した実施の形態とＣＳＩ-ＲＳを直交化する点についてのみ相違する。したがって、特に相違点についてのみ詳細に説明する。

図１０（ａ）（ｂ）は本発明者が提案する下りリファレンス信号構成の一例を示す概念図である。図１０（ａ）には、同一リソースブロック内で周波数方向に２つの割当リソースＲ３１，Ｒ３２が等間隔に配置され、各割当リソースＲ３１，Ｒ３２と同一サブキャリアであって時間軸方向に所定シンボル数だけ離れて割当リソースＲ４１，Ｒ４２が配置されている。また、各割当リソースは、［１サブキャリア×連続する２シンボル］である。但し、割当リソースのサイズは限定されるものではなく、［２サブキャリア×連続する２シンボル］のように柔軟に設定可能である。

各割当リソースには、それぞれ４送信レイヤのＣＳＩ-ＲＳが多重されている。ＣＳＩ-ＲＳの多重方式は、ＤＭ-ＲＳと同様に符号分割多重方式が適用されており、１つの割当リソースに多重される送信レイヤの異なる４つのＣＳＩ-ＲＳが互いに直交している。また、各割当リソースのＣＳＩ-ＲＳは、図１０（ｂ）に示す２次元直交符号（Ｗ＝［Ｗ０ Ｗ１］）が乗算されることにより直交される。２次元直交符号は、ＤＭ-ＲＳを直交化する際に用いられた直交符号と同一である。割当リソース（Ｒ３１，Ｒ４２）に多重されるＣＳＩ-ＲＳは第１の直交符号Ｗ０を用いて多重され、割当リソース（Ｒ３２，Ｒ４１）に多重されるＣＳＩ-ＲＳは第２の直交符号Ｗ１を用いて多重される。

したがって、割当リソースに多重されるＣＳＩ-ＲＳは、周波数軸方向に隣接する割当リソース（Ｒ３１，Ｒ３２）間、割当リソース（Ｒ４１，Ｒ４２）間で直交化される。また、割当リソースに多重されるＣＳＩ-ＲＳは、時間領域において隣接する割当リソース（Ｒ３１、Ｒ４１）間、割当リソース（Ｒ３２，Ｒ４２）間でも直交化される。

また、ＣＳＩ-ＲＳにおいても２次元直交符号を用いて、ＤＭ-ＲＳと同様にユーザ間で直交させることができる。この場合においては、例えば、第１及び第２の直交符号Ｗ０、Ｗ１のそれぞれの先頭から２コードをユーザＵＥ１に割り当て、それぞれの後続の２コードをユーザＵＥ２に割り当てる。これにより、１つの割当リソースに多重されるユーザＵＥ１の送信レイヤ及びユーザＵＥ２の送信レイヤのＣＳＩ-ＲＳが互いに直交される。また、上記したように、割当リソース（Ｒ３１，Ｒ４２）のＣＳＩ-ＲＳは第１の直交符号Ｗ０、割当リソース（Ｒ３２，Ｒ４１）のＣＳＩ-ＲＳは第２の直交符号Ｗ１を用いて直交化されるため、周波数軸方向および時間軸方向に隣接する割当リソース間でもユーザ間の直交化が図られる。

なお、変形例においては、ＣＳＩ-ＲＳの直交化に、ＤＭ-ＲＳの直交化に用いられる２次元直交符号と同一の直交符号を用いる構成としたが、この構成に限定されるものではない。２次元直交符号は、ＣＳＩ-ＲＳを周波数方向、時間方向、レイヤ間で直交化を可能とするものであればよく、ＤＭ-ＲＳの直交化に用いられる２次元直交符号と異なる直交符号を用いてもよい。

図１１を参照しながら、変形例に係る無線基地局装置４０について説明する。なお、図１１において、上述した実施の形態に係る無線基地局装置２０と同一の機能を有する構成については、同一の符号を付与し、その説明を省略する。無線基地局装置４０は、複数の送信アンテナ＃１〜＃Ｎを備えており、複数送信アンテナから各送信レイヤの送信データ及び下りリファレンス信号（ＣＳＩ-ＲＳを含む）を同時送信する。ここでは、説明の都合で実際の送信アンテナ数を８本として説明する。すなわち、最大送信レイヤ数は８レイヤまで可能である。

変形例に係る無線基地局装置４０は、送信データを生成する送信データ生成部２１、直交ＣＳＩ-ＲＳを生成する直交ＣＳＩ-ＲＳ系列生成部４１、プリコーディング後の送信データと直交ＣＳＩ-ＲＳを多重する多重部４２、スクランブル符号を生成するスクランブル符号生成部４３、スクランブル符号を直交ＣＳＩ-ＲＳに乗算してスクランブルするスクランブル処理部４４を備える。無線基地局装置４０では、送信データの生成、直交ＣＳＩ-ＲＳの生成、スクランブル符号の生成、送信データと直交ＣＳＩ-ＲＳの多重が、送信レイヤ毎に実施される。

直交ＣＳＩ-ＲＳ系列生成部４１は、上記した実施の形態に係る直交ＲＳ系列生成部２２と同様な方法で２次元直交符号（Ｗ＝［Ｗ０ Ｗ１］）を用いて直交ＣＳＩ-ＲＳを生成する。したがって、ここでは直交ＣＳＩ-ＲＳの生成方法について簡略化して説明する。また、直交ＣＳＩ-ＲＳ系列生成部４１は、最大送信レイヤ数（＝８）に対応して最大８つまで並列動作することになるので、本明細書では送信レイヤを区別するために、送信レイヤに「＃ｎ」の識別番号を付加して説明する。

送信レイヤ＃１〜＃４に対応した直交ＣＳＩ-ＲＳ系列生成部４１は、各送信レイヤのＣＳＩ-ＲＳ系列に対して、識別番号（＃１〜＃４）順に第１の直交符号Ｗ０のコードを先頭から順番に乗算して直交ＣＳＩ-ＲＳを生成する。この結果、送信レイヤ＃１〜＃４間で直交する直交ＣＳＩ-ＲＳが生成される。また、送信レイヤ＃５〜＃８に対応した直交ＣＳＩ-ＲＳ系列生成部４１は、各送信レイヤのＣＳＩ-ＲＳ系列に対して、識別番号（＃５〜＃８）順に第２の直交符号Ｗ１のコードを先頭から順番に乗算して直交ＣＳＩ-ＲＳを生成する。この結果、送信レイヤ＃５〜＃８間で直交する直交ＣＳＩ-ＲＳが生成される。

また、変形例においても、図１０（ａ）に例示されるように、送信レイヤ＃１〜＃４の４レイヤ分のＣＳＩ-ＲＳと送信レイヤ＃５〜＃８の４レイヤ分のＣＳＩ-ＲＳとに分けて、それぞれ４レイヤ多重している。また、送信レイヤ＃５〜＃８の各直交ＣＳＩ-ＲＳが多重される各割当リソース（Ｒ３２，Ｒ４１）と、送信レイヤ＃１〜＃４の各直交ＣＳＩ-ＲＳが多重される割当リソース（Ｒ３１，Ｒ４２）との関係は、周波数方向に隣接し、かつ時間方向にも隣接する配置関係となっている。したがって、個々の送信レイヤ＃１〜＃４、及び送信レイヤ＃５〜＃８おいては、周波数方向に隣接するＣＳＩ-ＲＳが直交し、時間数方向に隣接するＣＳＩ-ＲＳが直交することになる。このように、ＣＳＩ-ＲＳにおいても、２次元直交符号により周波数方向、時間方向、レイヤ間の３つの直交化が可能となる。

以上の説明では、送信レイヤ数＝８とした場合の、ＣＳＩ-ＲＳのリファレンス信号構成であるが、２次元直交符号（Ｗ＝［Ｗ０ Ｗ１］）を用いて、最大送信レイヤ数＝４としてＣＳＩ-ＲＳをユーザ間で直交させることも可能である。直交ＣＳＩ-ＲＳ系列生成部４１は、２つのユーザ端末ＵＥ１,ＵＥ２についてそれぞれ最大送信レイヤ数（＝４）まで対応するので、最大８つまで並列動作することになる。

この場合、ユーザ端末ＵＥ１の送信レイヤに対応する直交ＣＳＩ-ＲＳ系列生成部４１は、第１及び第２の直交符号Ｗ０、Ｗ１の先頭２コードを用いて、直交ＣＳＩ-ＲＳを生成する。また、ユーザ端末ＵＥ２の送信レイヤに対応する直交ＣＳＩ-ＲＳ系列生成部４１は、第１及び第２の直交符号Ｗ０、Ｗ１の後続２コードを用いて、直交ＣＳＩ-ＲＳを生成する。この結果、ユーザ端末ＵＥ１の送信レイヤ＃１、＃２の直交ＣＳＩ-ＲＳと、ユーザ端末ＵＥ２の送信レイヤ＃１、＃２の直交ＣＳＩ-ＲＳが同一割当リソースにそれぞれ多重される。また、ユーザ端末ＵＥ１の送信レイヤ＃３、＃４の直交ＣＳＩ-ＲＳと、ユーザ端末ＵＥ２の送信レイヤ＃３、＃４の直交ＣＳＩ-ＲＳが同一割当リソースにそれぞれ多重される。

また、ユーザ間多重においても、ユーザ端末ＵＥ１、ＵＥ２の各送信レイヤ＃１、＃２の４レイヤ分のＣＳＩ-ＲＳとユーザ端末ＵＥ１、ＵＥ２の各送信レイヤ＃３、＃４の４レイヤ分のＣＳＩ-ＲＳとに分けて、それぞれ４レイヤ多重している。また、ユーザ端末ＵＥ１、ＵＥ２の各送信レイヤ＃１、＃２の各直交ＣＳＩ-ＲＳが多重される各割当リソース（Ｒ３１，Ｒ４２）と、ユーザ端末ＵＥ１、ＵＥ２の各送信レイヤ＃３、＃４の各直交ＣＳＩ-ＲＳが多重される各割当リソース（Ｒ３２，Ｒ４１）との関係は、周波数方向に隣接し、かつ時間方向にも隣接する配置関係となっている。したがって、ユーザ端末ＵＥ１、ＵＥ２の送信レイヤ＃１、＃２、及び送信レイヤ＃３、＃４おいては、周波数方向に隣接するＣＳＩ-ＲＳが直交し、時間数方向に隣接するＣＳＩ-ＲＳが直交することになる。このように、ユーザ間多重においても、２次元直交符号により周波数方向、時間方向、レイヤ間の３つの直交化が可能となる。

スクランブル符号生成部４３は、周辺セル干渉をランダム化するためのスクランブル符号を生成する。スクランブル処理部４４は、上述した実施の形態に係るスクランブル処理部２５と同様な方法により、スクランブル符号を直交ＣＳＩ-ＲＳに乗算する。したがって、スクランブル処理の詳細については省略する。スクランブル法としては、セル固有スクランブルを適用可能である。セル固有スクランブルを適用する場合、スクランブル符号は接続セル（ＰＤＣＣＨを受信するセル）のセルＩＤによって決定してもよいし、接続セルからハイヤー・レイヤーシグナリング（報知情報等）で与えられてもよい。

多重部４２は、プリコーディング部２６の後段に設けられ、送信データと直交ＣＳＩ-ＲＳとを１リソースブロック上に重ならないように多重する。ここで、送信データ、直交ＣＳＩ-ＲＳは送信アンテナ毎に多重される。

ＩＦＦＴ部２７は、送信データ、直交ＣＳＩ-ＲＳがサブキャリアマッピングされた周波数領域の送信信号（サブキャリア信号）を、逆高速フーリエ変換する。逆高速フーリエ変換によってサブキャリアに割り当てられた周波数成分の信号が時間成分の信号列に変換される。その後、ＣＰ付加部２８でサイクリックプレフィックスが付加され、送信アンプ２９で電力増幅してから送信アンテナを介して送信される。

図１２を参照しながら、本発明の変形例に係るユーザ端末３０について説明する。なお、図１２において、上述した実施の形態に係るユーザ端末１０と同一の機能を有する構成については、同一の符号を付与して説明する。ユーザ端末３０の受信処理系は、上記したように直交ＣＳＩ-ＲＳ、送信データが送信レイヤ毎に多重した信号を受信する。受信信号は、ＣＰ除去部３１でサイクリックプレフィックスが除去され、ＦＦＴ部３２で高速フーリエ変換して時系列の信号成分を周波数成分の列に変換される。受信信号は、分離部３３においてサブキャリアデマッピングされ、ＲＳ系列信号を送信しているリファレンス・シグナル、下り制御情報を送信している制御チャネル（例えば、PHICH，PDCCH）、送信データを送信している共有チャネル（例えば、PDSCH）に分離される。

リファレンス・シグナルの受信シンボルのうち直交ＣＳＩ-ＲＳはＣＱＩ測定部４７およびＰＭＩ選択部４８へ入力される。また、PDSCHは下り送信データの復調部となるマルチレイヤ復調部３５へ入力される。

ＣＱＩ測定部４７は、PDCCH（又はPDSCH）を復号して得られたＣＳＩ-ＲＳ系列情報（直交ＣＳＩ-ＲＳのセット情報であり、２次元直交符号Ｗに関する情報）を用いて対応する送信レイヤのＣＳＩ-ＲＳを取得し、ＣＳＩ-ＲＳを用いて当該送信レイヤについてＣＱＩを測定する。

ＰＭＩ選択部４８は、PDCCH（又はPDSCH）を復号して得られたＣＳＩ-ＲＳ系列情報（直交ＣＳＩ-ＲＳのセット情報であり、２次元直交符号Ｗに関する情報）を用いて対応する送信レイヤのＣＳＩ-ＲＳを取得し、ＣＳＩ-ＲＳを用いて当該送信レイヤについてＰＭＩを選択する。

以上のように、この変形例によれば、リソースブロック上に２次元状にマッピングされるＣＳＩ-ＲＳについて、同一送信レイヤにおいて周波数方向に隣接するＣＳＩ-ＲＳ同士を直交符号で直交化できると共に時間方向に隣接するＣＳＩ-ＲＳ同士を直交符号で直交化でき、さらに同一の割当リソースにマッピングされたＣＳＩ-ＲＳを送信レイヤ間で直交させることもできる。すなわち、簡単な２次元直交符号でＣＳＩ-ＲＳに関する周波数方向、時間方向及びレイヤ間といた３つの直交化が可能となり、送信レイヤ数の増大、ユーザ間の直交化が実現される。

以上の説明では、ＣＳＩ-ＲＳ系列に第１及び第２の直交符号（Ｗ０，Ｗ１）を乗算することで、ＣＳＩ-ＲＳを直交化したが、２次元直交符号Ｗ＝［Ｗ０ Ｗ１］の符号自体をＣＳＩ-ＲＳ系列として用いることも可能である。この場合、ＣＳＩ-ＲＳ系列に第１及び第２の直交符号（Ｗ０，Ｗ１）を乗算する処理は削除できる。さらに、上記説明においては、２次元直交符号の実現法として、直交符号Ｗ０，Ｗ１を用いた場合について説明しているが、本発明においては、図１３（ａ）に示すように、時間領域で直交符号を乗算し、その乗算方向（図１３（ａ）における直線矢印方向）を周波数領域で交互に入れ替えることにより２次元直交符号を生成しても良い（図１３（ｂ）参照）。このような方法でも、時間及び周波数のどちらで逆拡散処理しても直交する符号を生成することができる。

また、ＣＳＩ-ＲＳにおいても、上記したような図１４から図２０に示すような直交パターンを適用して直交化を図ることが可能である。

本発明は上述した実施例に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々変形実施可能である。

本発明は、下りリンクのリファレンス信号にＤＭ−ＲＳ及びＣＳＩ−ＲＳを含む無線通信システムに適用可能である。

１０ ユーザ端末
２０ 無線基地局装置
２１ 送信データ生成部
２２ 直交ＲＳ系列生成部
２３、４２ 多重部
２４、４３ スクランブル符号生成部
２５、４４ スクランブル処理部
２６ プリコーディング部
２７ ＩＦＦＴ部
２８ ＣＰ付加部
２９ 送信アンプ部
３１ ＣＰ除去部
３２ ＦＦＴ部
３３ 分離部
３４ マルチレイヤチャネル推定部
３５ マルチレイヤ復調部
４１ 直交ＣＳＩ-ＲＳ系列生成部
４７ ＣＱＩ測定部
４８ ＰＭＩ選択部

Claims (4)

1. 複数の送信アンテナと、
   周波数方向と時間方向の２次元に配置された複数の無線リソースを用いる下りリファレンス信号において、同一周波数の時間方向に配置された複数の無線リソースに送信レイヤ間で直交する直交符号をマッピングした直交下りリファレンス信号を生成するリファレンス信号生成部と、
   前記直交下りリファレンス信号と送信データとを多重する多重部と、
   前記多重部で前記直交下りリファレンス信号と送信データとを多重して得られた送信信号を前記複数の送信アンテナから複数送信レイヤで送信する送信部と、
   を具備し、
   前記直交下りリファレンス信号は、時間方向に隣接する下りリファレンス信号用の無線リソースに対する前記直交符号のマッピング方向が周波数方向に隣接する前記無線リソースとの間において反対であることを特徴とする無線基地局装置。
2. 複数の受信アンテナと、
   前記複数の受信アンテナで同時受信された複数送信レイヤの受信信号から、周波数方向と時間方向の２次元に配置された複数の無線リソースを用いる下りリファレンス信号において、同一周波数の時間方向に配置された複数の無線リソースに送信レイヤ間で直交する直交符号をマッピングした直交下りリファレンス信号を分離する分離部と、
   前記分離部で分離された各送信レイヤの直交下りリファレンス信号に基づいて各送信レイヤのチャネル推定するチャネル推定部と、
   前記チャネル推定部による各レイヤのチャネル推定結果に基づいて各レイヤの送信データを復調する復調部と、
   を具備し、
   前記直交下りリファレンス信号は、時間方向に隣接する下りリファレンス信号用の無線リソースに対する前記直交符号のマッピング方向が周波数方向に隣接する前記無線リソースとの間において反対であることを特徴とする移動局装置。
3. 周波数方向と時間方向の２次元に配置された複数の無線リソースを用いる下りリファレンス信号において、同一周波数の時間方向に配置された複数の無線リソースに送信レイヤ間で直交する直交符号をマッピングした直交下りリファレンス信号を生成するステップと、
   前記直交下りリファレンス信号と送信データとを多重するステップと、
   前記直交下りリファレンス信号と送信データとを多重して得られた送信信号を複数送信レイヤで送信するステップと、
   を具備し、
   前記直交下りリファレンス信号は、時間方向に隣接する下りリファレンス信号用の無線リソースに対する前記直交符号のマッピング方向が周波数方向に隣接する前記無線リソースとの間において反対であることを特徴とする無線通信方法。
4. 複数の送信アンテナ、
   周波数方向と時間方向の２次元に配置された複数の無線リソースを用いる下りリファレンス信号において、同一周波数の時間方向に配置された複数の無線リソースに送信レイヤ間で直交する直交符号をマッピングした直交下りリファレンス信号を生成するリファレンス信号生成部、
   前記直交下りリファレンス信号と送信データとを多重する多重部、および
   前記多重部で前記直交下りリファレンス信号と送信データとを多重して得られた送信信号を前記複数の送信アンテナから複数送信レイヤで送信する送信部、を備えた無線基地局装置と、
   複数の受信アンテナ、
   前記複数の受信アンテナで同時受信された複数送信レイヤの受信信号から前記直交下りリファレンス信号を分離する分離部、
   前記分離部で分離された各送信レイヤの直交下りリファレンス信号に基づいて各送信レイヤのチャネル推定するチャネル推定部、および
   前記チャネル推定部による各レイヤのチャネル推定結果に基づいて各レイヤの送信データを復調する復調部、を備えた移動局装置と、
   を具備し、
   前記直交下りリファレンス信号は、時間方向に隣接する下りリファレンス信号用の無線リソースに対する前記直交符号のマッピング方向が周波数方向に隣接する前記無線リソースとの間において反対であることを特徴とする無線通信システム。

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