JP2017192139A - 送信装置および受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】複数の変調信号を複数のアンテナから同時に送信する送信方法において、直接波が支配的な環境において、受信品質を改善する。【解決手段】第１の変調信号と第２の変調信号を同一周波数に同時に送信する送信方法であって、両信号に固定のプリコーディング行列を用いてプリコーディングするとともに、第１の変調信号または第２の変調信号の少なくとも一方の位相を規則的に切り替えて送信することで、受信装置において、データの受信品質が向上する。【選択図】図６

Description

本発明は、特にマルチアンテナを用いた通信を行う送信装置および受信装置に関する。

従来、マルチアンテナを用いた通信方法として例えばＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ）と呼ばれる通信方法がある。ＭＩＭＯに代表されるマルチアンテナ通信では、複数系列の送信データをそれぞれ変調し、各変調信号を異なるアンテナから同時に送信することで、データの通信速度を高めるようになっている。

図２３は、送信アンテナ数２、受信アンテナ数２、送信変調信号（送信ストリーム）数２のときの送受信装置の構成の一例を示している。送信装置では、符号化されたデータをインタリーブし、インタリーブ後のデータを変調し、周波数変換等を行い送信信号が生成され、送信信号はアンテナから送信される。このとき、送信アンテナからそれぞれ異なる変調信号が同一時刻に同一周波数に送信する方式が空間多重ＭＩＭＯ方式である。

このとき、特許文献１では送信アンテナごとに異なるインタリーブパターンを具備する送信装置が提案されている。つまり、図２３の送信装置において２つのインタリーブ（πａ、πｂ）が互いに異なるインタリーブパターンを有していることになる。そして、受信装置において、非特許文献１、非特許文献２に示されているように、ソフト値を用いた検波方法（図２３におけるＭＩＭＯ ｄｅｔｅｃｔｏｒ）を、反復して行うことによって、受信品質が向上することになる。

ところで、無線通信における実伝搬環境のモデルとして、レイリーフェージング環境で代表されるＮＬＯＳ（ｎｏｎ−ｌｉｎｅ ｏｆ ｓｉｇｈｔ）環境、ライスフェージング環境で代表されるＬＯＳ（ｌｉｎｅ ｏｆ ｓｉｇｈｔ）環境が存在する。送信装置においてシングルの変調信号を送信し、受信装置において複数のアンテナで受信した信号に対して最大比合成を行い、最大比合成後の信号に対して復調、及び復号を行う場合、ＬＯＳ環境、特に、散乱波の受信電力に対する直接波の受信電力の大きさを示すライスファクタが大きい環境では、良好な受信品質を得ることができる。しかし、伝送方式（例えば、空間多重ＭＩＭＯ伝送方式）によっては、ライスファクタが大きくなると受信品質が劣化するという問題が発生する。（非特許文献３参照）
図２４の（Ａ）（Ｂ）は、レイリ−フェージング環境、及びライスファクタＫ＝３、１０、１６ｄＢのライスフェージング環境において、ＬＤＰＣ（ｌｏｗ−ｄｅｎｓｉｔｙ ｐａｒｉｔｙ−ｃｈｅｃｋ）符号化されたデータを２×２（２アンテナ送信、２アンテナ受信）空間多重ＭＩＭＯ伝送した場合のＢＥＲ（Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）特性（縦軸：ＢＥＲ、横軸：ＳＮＲ（ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−ｎｏｉｓｅ ｐｏｗｅｒ ｒａｔｉｏ））のシミュレーション結果の一例を示している。図２４の（Ａ）は、反復検波を行わないＭａｘ−ｌｏｇ−ＡＰＰ（非特許文献１、非特許文献２参照）（ＡＰＰ：ａ ｐｏｓｔｅｒｉｏｒ ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ）のＢＥＲ特性、図２４の（Ｂ）は、反復検波を行ったＭａｘ−ｌｏｇ−ＡＰＰ（非特許文献１、非特許文献２参照）（反復回数５回）のＢＥＲ特性を示している。図２４（Ａ）（Ｂ）からわかるように、反復検波を行う、または行わないに関係なく、空間多重ＭＩＭＯシステムでは、ライスファクタが大きくなると受信品質が劣化することが確認できる。このことから、「空間多重ＭＩＭＯシステムでは、伝搬環境が安定的になると受信品質が劣化する」という従来のシングルの変調信号を送信するシステムにはない、空間多重ＭＩＭＯシステム固有の課題をもつことがわかる。

放送やマルチキャスト通信は、いろいろな伝播環境に対応しなければならないサービスであり、ユーザが所持する受信機と放送局との間の電波伝搬環境はＬＯＳ環境であることは当然ありうる。前述の課題をもつ空間多重ＭＩＭＯシステムを、放送やマルチキャスト通信に用いた場合、受信機において、電波の受信電界強度は高いが、受信品質の劣化によりサービスを受けることができない、という現象が発生する可能性がある。つまり、空間多重ＭＩＭＯシステムを放送やマルチキャスト通信で用いるには、ＮＬＯＳ環境、及びＬＯＳ環境のいずれの場合においても、ある程度の受信品質が得られるＭＩＭＯ伝送方式の開発が望まれる。

非特許文献８では、通信相手からのフィードバック情報からプリコーディングに用いるコードブック（プリコーディング行列（プリコーディングウェイト行列ともいう））を選択する方法について述べられているが、上記のように、放送やマルチキャスト通信のように、通信相手からのフィードバック情報が得られない状況において、プリコーディングを行う方法については全く記載されていない。

一方、非特許文献４では、フィードバック情報が無い場合にも適用することができる、時間とともに、プリコーディング行列を切り替える方法について述べられている。この文献では、プリコーディングに用いる行列として、ユニタリ行列を用いること、また、ユニタリ行列をランダムに切り替えることについて述べられているが、上記で示したＬＯＳ環境での受信品質の劣化に対する適用方法については全く記載されていなく、単にランダムに切り替えることのみが記載されている。当然であるが、ＬＯＳ環境の受信品質の劣化を改善するためのプリコーディング方法、および、プリコーディング行列の構成方法に関する記述は一切されていない。

国際公開第２００５／０５０８８５号

"Ａｃｈｉｅｖｉｎｇ ｎｅａｒ−ｃａｐａｃｉｔｙ ｏｎ ａ ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ａｎｔｅｎｎａ ｃｈａｎｎｅｌ" ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ ｏｎ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ， ｖｏｌ．５１， ｎｏ．３， ｐｐ．３８９−３９９， Ｍａｒｃｈ ２００３． "Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ａｎａｌｙｓｉｓ ａｎｄ ｄｅｓｉｇｎ ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ ｏｆ ＬＤＰＣ−ｃｏｄｅｄ ＭＩＭＯ ＯＦＤＭ ｓｙｓｔｅｍｓ" ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ．， ｖｏｌ．５２， ｎｏ．２， ｐｐ．３４８−３６１， Ｆｅｂ． ２００４． "ＢＥＲ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｅｖａｌｕａｔｉｏｎ ｉｎ ２ｘ２ ＭＩＭＯ ｓｐａｔｉａｌ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ ｓｙｓｔｅｍｓ ｕｎｄｅｒ Ｒｉｃｉａｎ ｆａｄｉｎｇ ｃｈａｎｎｅｌｓ，" ＩＥＩＣＥ Ｔｒａｎｓ． Ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌｓ， ｖｏｌ．Ｅ９１−Ａ， ｎｏ．１０， ｐｐ．２７９８−２８０７， Ｏｃｔ． ２００８． "Ｔｕｒｂｏ ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ ｃｏｄｅｓ ｗｉｔｈ ｔｉｍｅ ｖａｒｙｉｎｇ ｌｉｎｅａｒ ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎｓ， "ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． Ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ， ｖｏｌ．６， ｎｏ．２， ｐｐ．４８６−４９３， Ｆｅｂ． ２００７． "Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ ｆｕｎｃｔｉｏｎ ｆｏｒ ＱＲ−ＭＬＤ ｓｕｉｔａｂｌｅ ｆｏｒ ｓｏｆｔ−ｄｅｃｉｓｉｏｎ ｔｕｒｂｏ ｄｅｃｏｄｉｎｇ ａｎｄ ｉｔｓ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ，" ＩＥＩＣＥ Ｔｒａｎｓ． Ｃｏｍｍｕｎ．， ｖｏｌ．Ｅ８８−Ｂ， ｎｏ．１， ｐｐ．４７−５７， Ｊａｎ． ２００４． 「Ｓｈａｎｎｏｎ限界への道標："Ｐａｒａｌｌｅｌ ｃｏｎｃａｔｅｎａｔｅｄ （Ｔｕｒｂｏ） ｃｏｄｉｎｇ"， "Ｔｕｒｂｏ （ｉｔｅｒａｔｉｖｅ） ｄｅｃｏｄｉｎｇ"とその周辺」電子情報通信学会、信学技法ＩＴ９８−５１ "Ａｄｖａｎｃｅｄ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｆｏｒ ＰＬＣｓ： Ｗａｖｅｌｅｔ−ＯＦＤＭ，" Ｐｒｏｃ． ｏｆ ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ ｏｎ ＩＳＰＬＣ ２００８， ｐｐ．１８７−１９２， ２００８． Ｄ． Ｊ． Ｌｏｖｅ， ａｎｄ Ｒ． Ｗ． ｈｅａｔｈ， Ｊｒ．， "Ｌｉｍｉｔｅｄ ｆｅｅｄｂａｃｋ ｕｎｉｔａｒｙ ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ ｆｏｒ ｓｐａｔｉａｌ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ ｓｙｓｔｅｍｓ，" ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． Ｉｎｆ． Ｔｈｅｏｒｙ， ｖｏｌ．５１， ｎｏ．８， ｐｐ．２９６７−２９７６， Ａｕｇ． ２００５． ＤＶＢ Ｄｏｃｕｍｅｎｔ Ａ１２２， Ｆｒａｍｉｎｇ ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ， ｃｈａｎｎｅｌ ｃｏｄｉｎｇ ａｎｄ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｆｏｒ ａ ｓｅｃｏｎｄ ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ ｄｉｇｉｔａｌ ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ ｓｙｓｔｅ，ｍ （ＤＶＢ−Ｔ２）， Ｊｕｎｅ ２００８． Ｌ． Ｖａｎｇｅｌｉｓｔａ， Ｎ． Ｂｅｎｖｅｎｕｔｏ， ａｎｄ Ｓ． Ｔｏｍａｓｉｎ， "Ｋｅｙ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ ｆｏｒ ｎｅｘｔ−ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ ｄｉｇｉｔａｌ ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ ｓｔａｎｄａｒｄ ＤＶＢ−Ｔ２，" ＩＥＥＥ Ｃｏｍｍｕｎ． Ｍａｇａｚｉｎｅ， ｖｏｌ．４７， ｎｏ．１０， ｐｐ．１４６−１５３， Ｏｃｔ． ２００９． Ｔ． Ｏｈｇａｎｅ， Ｔ． Ｎｉｓｈｉｍｕｒａ， ａｎｄ Ｙ． Ｏｇａｗａ， "Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｏｆ ｓｐａｃｅ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ ａｎｄ ｔｈｏｓｅ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｉｎ ａ ＭＩＭＯ ｃｈａｎｎｅｌ，" ＩＥＩＣＥ Ｔｒａｎｓ． Ｃｏｍｍｕｎ．， ｖｏｌ．Ｅ８８−Ｂ， ｎｏ．５， ｐｐ．１８４３−１８５１， Ｍａｙ ２００５． Ｒ． Ｇ． Ｇａｌｌａｇｅｒ， "Ｌｏｗ−ｄｅｎｓｉｔｙ ｐａｒｉｔｙ−ｃｈｅｃｋ ｃｏｄｅｓ，" ＩＲＥ Ｔｒａｎｓ． Ｉｎｆｏｒｍ． Ｔｈｅｏｒｙ， ＩＴ−８， ｐｐ−２１−２８， １９６２． Ｄ． Ｊ． Ｃ． Ｍａｃｋａｙ， "Ｇｏｏｄ ｅｒｒｏｒ−ｃｏｒｒｅｃｔｉｎｇ ｃｏｄｅｓ ｂａｓｅｄ ｏｎ ｖｅｒｙ ｓｐａｒｓｅ ｍａｔｒｉｃｅｓ，" ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． Ｉｎｆｏｒｍ． Ｔｈｅｏｒｙ， ｖｏｌ．４５， ｎｏ．２， ｐｐ３９９−４３１， Ｍａｒｃｈ １９９９． ＥＴＳＩ ＥＮ ３０２ ３０７， "Ｓｅｃｏｎｄ ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ ｆｒａｍｉｎｇ ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ， ｃｈａｎｎｅｌ ｃｏｄｉｎｇ ａｎｄ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｓｙｓｔｅｍｓ ｆｏｒ ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ， ｉｎｔｅｒａｃｔｉｖｅ ｓｅｒｖｉｃｅｓ， ｎｅｗｓ ｇａｔｈｅｒｉｎｇ ａｎｄ ｏｔｈｅｒ ｂｒｏａｄｂａｎｄ ｓａｔｅｌｌｉｔｅ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ， " ｖ．１．１．２， Ｊｕｎｅ ２００６． Ｙ．−Ｌ． Ｕｅｎｇ， ａｎｄ Ｃ．−Ｃ． Ｃｈｅｎｇ， "ａ ｆａｓｔ−ｃｏｎｖｅｒｇｅｎｃｅ ｄｅｃｏｄｉｎｇ ｍｅｔｈｏｄ ａｎｄ ｍｅｍｏｒｙ−ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ ＶＬＳＩ ｄｅｃｏｄｅｒ ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ ｆｏｒ ｉｒｒｅｇｕｌａｒ ＬＤＰＣ ｃｏｄｅｓ ｉｎ ｔｈｅ ＩＥＥＥ ８０２．１６ｅ ｓｔａｎｄａｒｄｓ，" ＩＥＥＥ ＶＴＣ−２００７ Ｆａｌｌ， ｐｐ．１２５５−１２５９． Ｓ．Ｍ．Ａｌａｍｏｕｔｉ、 "Ａ ｓｉｍｐｌｅ ｔｒａｎｓｍｉｔ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｆｏｒ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，"ＩＥＥＥ Ｊ． Ｓｅｌｅｃｔ． Ａｒｅａｓ Ｃｏｍｍｕｎ．， ｖｏｌ．１６， ｎｏ．８， ｐｐ．１４５１−１４５８， Ｏｃｔ １９９８． Ｖ． Ｔａｒｏｋｈ， Ｈ． Ｊａｆｒｋｈａｎｉ， ａｎｄ Ａ．Ｒ．Ｃａｌｄｅｒｂａｎｋ、 "Ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ ｂｌｏｃｋ ｃｏｄｉｎｇ ｆｏｒ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ： Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｒｅｓｕｌｔｓ、"ＩＥＥＥ Ｊ． Ｓｅｌｅｃｔ． Ａｒｅａｓ Ｃｏｍｍｕｎ．， ｖｏｌ.１７， ｎｏ．３， no.３， ｐｐ．４５１―４６０， Ｍａｒｃｈ １９９９．

本発明は、ＬＯＳ環境における受信品質を改善することが可能なＭＩＭＯシステムを提供することを目的とする。

本発明に係る送信装置は、変調方式に基づく同相成分と直交成分とからなる第１変調信号及び第２変調信号から、第１送信信号と第２送信信号とを生成し、同じ周波数帯域かつ同じタイミングで、それぞれ異なる１以上の出力口から送信する送信装置であって、入力された変調信号の位相を規則的に変更する位相変更部と、入力された変調信号に対して、予め定められた固定のプリコーディング行列を用いて、重み付け合成を行う重み付け合成部と、前記第１変調信号と前記第２変調信号のうち少なくとも一方に基づく信号が前記位相変更部により位相を変更され、前記第１変調信号と前記第２変調信号とに基づく信号双方が前記重み付け合成部による重み付け合成を経て生成された前記第１送信信号と前記第２送信信号とを送信する送信部とを備えることを特徴とする。

また、本発明に係る受信装置は、送信装置から、第１送信信号と第２送信信号が同じ周波数帯域かつ同じタイミングで送信された第１送信信号と第２送信信号を受信するものであって、少なくとも前記第１送信信号と前記第２送信信号のうち一方の送信信号は、それぞれ元となる第１変調信号と第２変調信号とのうち少なくとも一方の位相が規則的に変更されて生成された信号である、受信部と、前記受信部が受信した信号を前記第１変調信号又は前記第２変調信号に用いられた変調方式に応じた復調方式により復調して前記第１変調信号と前記第２変調信号の元となる送信データの対数尤度比を求める復調部と、を備えることを特徴とする。

ここで、第１変調信号に基づく信号とは、第１変調信号そのものをさす場合と、第１変調信号の位相が変更されたもの、あるいは、重み付け（プリコーディング）されたものをさす場合とがある。同様に第２変調信号に基づく信号とは、第２変調信号そのものをさす場合と、第２変調信号の位相が変更されたもの、あるいは、重み付け（プリコーディング）されたものをさす場合とがある。

このように本発明によれば、ＬＯＳ環境における受信品質の劣化を改善する送信方法、受信方法、送信装置、受信装置を提供することができるため、放送やマルチキャスト通信において見通し内のユーザに対して、品質の高いサービスを提供することができる。

空間多重ＭＩＭＯ伝送システムにおける送受信装置の構成の例 フレーム構成の一例 位相変更方法適用時の送信装置の構成の例 位相変更方法適用時の送信装置の構成の例 フレーム構成の例 位相変更方法の例 受信装置の構成例 受信装置の信号処理部の構成例 受信装置の信号処理部の構成例 復号処理方法 受信状態の例 位相変更方法適用時の送信装置の構成の例 位相変更方法適用時の送信装置の構成の例 フレーム構成の例 フレーム構成の例 フレーム構成の例 フレーム構成の例 フレーム構成の例 マッピング方法の一例 マッピング方法の一例 重み付け合成部の構成の例 シンボルの並び換え方法の一例 空間多重ＭＩＭＯ伝送システムにおける送受信装置の構成の例 ＢＥＲ特性例 位相変更方法の例 位相変更方法の例 位相変更方法の例 位相変更方法の例 位相変更方法の例 高い受信品質が得られる変調信号のシンボル配置例 高い受信品質が得られる変調信号のフレーム構成例 高い受信品質が得られる変調信号のシンボル配置例 高い受信品質が得られる変調信号のシンボル配置例 ブロック符号を用いた場合の１つの符号化後のブロックに必要なシンボル数、スロット数の変化例 ブロック符号を用いた場合の２つの符号化後のブロックに必要なシンボル数、スロット数の変化例 デジタル放送用システムの全体構成図 受信機の構成例を示すブロック図 多重化データの構成を示す図 各ストリームが多重化データにおいてどのように多重化されているかを模式的に示す図 ＰＥＳパケット列に、ビデオストリームがどのように格納されているかを示す詳細図 多重化データにおけるＴＳパケットとソースパケットの構造を示す図 ＰＭＴのデータ構成を示す図 多重化データ情報の内部構成を示す図 ストリーム属性情報の内部構成を示す図 映像表示、音声出力装置の構成図 通信システムの構成の一例 高い受信品質が得られる変調信号のシンボル配置例 高い受信品質が得られる変調信号のシンボル配置例 高い受信品質が得られる変調信号のシンボル配置例 高い受信品質が得られる変調信号のシンボル配置例 送信装置の構成の例 送信装置の構成の例 送信装置の構成の例 送信装置の構成の例 ベースバンド信号入れ替え部を示す図

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
（実施の形態１）
本実施の形態の送信方法、送信装置、受信方法、受信装置について詳しく説明する。

本説明を行う前に、従来システムである空間多重ＭＩＭＯ伝送システムにおける、送信方法、復号方法の概要について説明する。
Ｎ_ｔｘＮ_ｒ空間多重ＭＩＭＯシステムの構成を図１に示す。情報ベクトルｚは、符号化およびインタリーブが施される。そして、インタリーブの出力として、符号化後ビットのベクトルｕ＝（ｕ_１，…，ｕ_Ｎｔ）が得られる。ただし、ｕ_ｉ＝（ｕ_ｉ１，…，ｕ_ｉＭ）とする（Ｍ：シンボル当たりの送信ビット数）。送信ベクトルｓ＝（ｓ_１，…，ｓ_Ｎｔ）^Ｔとすると送信アンテナ＃ｉから送信信号ｓ_ｉ＝ｍａｐ（ｕ_ｉ）とあらわし、送信エネルギーを正規化するとＥ｛｜ｓ_ｉ｜^２｝＝Ｅｓ／Ｎｔとあらわされる（Ｅ_ｓ：チャネル当たりの総エネルギー）。そして、受信ベクトルをｙ＝（ｙ_１，…，ｙ_Ｎｒ）^Ｔとすると、式（１）のようにあらわされる。

このとき、Ｈ_ＮｔＮｒはチャネル行列、ｎ＝（ｎ_１，…，ｎ_Ｎｒ）^Ｔはノイズベクトルであり、ｎ_ｉは平均値０、分散σ^２のｉ．ｉ．ｄ．複素ガウス雑音である。受信機で導入する送信シンボルと受信シンボルの関係から、受信ベクトルに関する確率は、式（２）のように多次元ガウス分布で与えることができる。

ここで、ｏｕｔｅｒ ｓｏｆｔ−ｉｎ／ｓｏｆｔ−ｏｕｔデコーダとＭＩＭＯ検波からなる図１のような反復復号を行う受信機を考える。図１における対数尤度比のベクトル（Ｌ−ｖａｌｕｅ）は式（３）−（５）のようにあらわされる。

＜反復検波方法＞
ここでは、Ｎ_tｘＮ_r空間多重ＭＩＭＯシステムにおけるＭＩＭＯ信号の反復検波について述べる。
ｕ_mnの対数尤度比を式（６）のように定義する。

ベイズの定理より、式（６）は、式（７）のようにあらわすことができる。

ただし、Ｕ_ｍｎ，±1＝｛ｕ｜ｕ_ｍｎ＝±１｝とする。そして、ｌｎΣａ_ｊ〜ｍａｘ
ｌｎ ａ_ｊで近似すると式（７）は式（８）のように近似することができる。なお、上の「〜」の記号は近似を意味する。

式（８）におけるＰ（ｕ｜ｕ_ｍｎ）とｌｎ Ｐ（ｕ｜ｕ_ｍｎ）は以下のようにあらわされる。

ところで、式（２）で定義した式の対数確率は式（１２）のようにあらわされる。

したがって、式（７），（１３）から、ＭＡＰ、または、ＡＰＰ（ａ ｐｏｓｔｅｒｉｏｒｉ ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ）では、事後のＬ−ｖａｌｕｅは、以下のようにあらわされる。

以降では、反復ＡＰＰ復号と呼ぶ。また、式（８），（１２）から、Ｍａｘ−Ｌｏｇ近似に基づく対数尤度比（Ｍａｘ−Ｌｏｇ ＡＰＰ）では、事後のＬ−ｖａｌｕｅは、以下のようにあらわされる。

以降では、反復Ｍａｘ−ｌｏｇ ＡＰＰ復号と呼ぶ。そして、反復復号のシステムで必要とする外部情報は、式（１３）または（１４）から事前入力を減算することで、求めることができる。
＜システムモデル＞
図２３に、以降の説明につながるシステムの基本構成を示す。ここでは、２×２空間多重ＭＩＭＯシステムとし、ストリームＡ，Ｂではそれぞれにｏｕｔｅｒエンコーダがあり、２つのｏｕｔｅｒエンコーダは同一のＬＤＰＣ符号のエンコーダとする（ここではｏｕｔｅｒエンコーダとしてＬＤＰＣ符号のエンコーダを用いる構成を例に挙げて説明するが、ｏｕｔｅｒエンコーダが用いる誤り訂正符号はＬＤＰＣ符号に限ったものではなく、ターボ符号、畳み込み符号、ＬＤＰＣ畳み込み符号等の他の誤り訂正符号を用いても同様に
実施することができる。また、ｏｕｔｅｒエンコーダは、送信アンテナごとに有する構成としているがこれに限ったものではなく、送信アンテナが複数であっても、ｏｕｔｅｒエンコーダは一つであってもよく、また、送信アンテナ数より多くのｏｕｔｅｒエンコーダを有していてもよい。）。そして、ストリームＡ，Ｂではそれぞれにインタリーバ（π_ａ，π_ｂ）がある。ここでは、変調方式を２^ｈ−ＱＡＭとする（１シンボルでｈビットを送信することになる。）。
受信機では、上述のＭＩＭＯ信号の反復検波（反復ＡＰＰ（またはＭａｘ−ｌｏｇ ＡＰＰ）復号）を行うものとする。そして、ＬＤＰＣ符号の復号としては、例えば、ｓｕｍ−ｐｒｏｄｕｃｔ復号を行うものとする。
図２はフレーム構成を示しており、インタリーブ後のシンボルの順番を記載している。このとき、以下の式のように（ｉ_ａ，ｊ_ａ），（ｉ_ｂ，ｊ_ｂ）をあらわすものとする。

このとき、ｉ_ａ，ｉ_ｂ：インタリーブ後のシンボルの順番、ｊ_ａ，ｊ_ｂ：変調方式におけるビット位置（ｊ_ａ，ｊ_ｂ＝１，・・・，ｈ）、π_ａ，π_ｂ：ストリームＡ，Ｂのインタリーバ、Ω^ａ _{ｉａ，ｊａ}，Ω^ｂ _{ｉｂ，ｊｂ}：ストリームＡ，Ｂのインタリーブ前のデータの順番、を示している。ただし、図２では、ｉ_ａ＝ｉ_ｂのときのフレーム構成を示している。
＜反復復号＞
ここでは、受信機におけるＬＤＰＣ符号の復号で用いるｓｕｍ−ｐｒｏｄｕｃｔ復号およびＭＩＭＯ信号の反復検波のアルゴリズムについて詳しく述べる。

ｓｕｍ−ｐｒｏｄｕｃｔ復号
２元ＭｘＮ行列Ｈ＝｛Ｈ_ｍｎ｝を復号対象とするＬＤＰＣ符号の検査行列とする。集合［１，Ｎ］＝｛１，２，・・・，Ｎ｝の部分集合Ａ（ｍ），Ｂ（ｎ）を次式のように定義する。

このとき、Ａ（ｍ）は検査行列Ｈのｍ行目において、１である列インデックスの集合を意味し、Ｂ（ｎ）は検査行列Ｈのｎ行目において１である行インデックスの集合である。ｓｕｍ−ｐｒｏｄｕｃｔ復号のアルゴリズムは以下のとおりである。
Ｓｔｅｐ Ａ・１（初期化）：Ｈ_ｍｎ＝１を満たす全ての組（ｍ，ｎ）に対して事前値対数比β_ｍｎ＝０とする。ループ変数（反復回数）ｌ_ｓｕｍ＝１とし、ループ最大回数をｌ_{ｓｕｍ，ｍａｘ}と設定する。
Ｓｔｅｐ Ａ・２（行処理）：ｍ＝１，２，・・・，Ｍの順にＨ_ｍｎ＝１を満たす全ての組（ｍ，ｎ）に対して、以下の更新式を用いて外部値対数比α_ｍｎを更新する。

このとき、ｆはＧａｌｌａｇｅｒの関数である。そして、λ_ｎの求め方については以降で詳しく説明する。
Ｓｔｅｐ Ａ・３（列処理）：ｎ＝１，２，・・・，Ｎの順にＨ_ｍｎ＝１を満たす全ての組（ｍ，ｎ）に対して、以下の更新式を用いて外部値対数比β_ｍｎを更新する。

Ｓｔｅｐ Ａ・４（対数尤度比の計算）：ｎ∈［１，Ｎ］について対数尤度比Ｌ_ｎを以下のように求める。

Ｓｔｅｐ Ａ・５（反復回数のカウント）：もしｌ_ｓｕｍ＜ｌ_{ｓｕｍ，ｍａｘ}ならばｌ_ｓｕｍをインクリメントして、ｓｔｅｐ Ａ・２に戻る。ｌ_ｓｕｍ＝ｌ_{ｓｕｍ，ｍａｘ}の場合、この回のｓｕｍ−ｐｒｏｄｕｃｔ復号は終了する。

以上が、１回のｓｕｍ−ｐｒｏｄｕｃｔ復号の動作である。その後、ＭＩＭＯ信号の反復検波が行われる。上述のｓｕｍ−ｐｒｏｄｕｃｔ復号の動作の説明で用いた変数ｍ，ｎ，α_ｍｎ，β_ｍｎ，λ_ｎ，Ｌ_ｎにおいて、ストリームＡにおける変数をｍ_ａ，ｎ_ａ，α^ａ _ｍａｎａ，β^ａ _ｍａｎａ，λ_ｎａ，Ｌ_ｎａ、ストリームＢにおける変数をｍ_ｂ，ｎ_ｂ，α^ｂ _ｍｂｎｂ，β^ｂ _ｍｂｎｂ，λ_ｎｂ，Ｌ_ｎｂであらわすものとする。
＜ＭＩＭＯ信号の反復検波＞
ここでは、ＭＩＭＯ信号の反復検波におけるλ_ｎの求め方について詳しく説明する。

式（１）から、次式が成立する。

図２のフレーム構成から、式（１６）（１７）から、以下の関係式が成立する。

このとき、ｎ_ａ，ｎ_ｂ∈［１，Ｎ］となる。以降では、ＭＩＭＯ信号の反復検波の反復回数ｋのときのλ_ｎａ，Ｌ_ｎａ，λ_ｎｂ，Ｌ_ｎｂをそれぞれλ_ｋ，ｎａ，Ｌ_ｋ，ｎａ，λ_ｋ，ｎｂ，Ｌ_ｋ，ｎｂとあらわすものとする。

Ｓｔｅｐ Ｂ・１（初期検波；ｋ＝０）：初期検波のとき、λ_0，ｎａ，λ_0，ｎｂを以下のように求める。
反復ＡＰＰ復号のとき：

反復Ｍａｘ−ｌｏｇ ＡＰＰ復号のとき：

ただし、Ｘ＝ａ，ｂとする。そして、ＭＩＭＯ信号の反復検波の反復回数をｌ_ｍｉｍｏ＝０とし、反復回数の最大回数をｌ_{ｍｉｍｏ，ｍａｘ}と設定する。
Ｓｔｅｐ Ｂ・２（反復検波；反復回数ｋ）：反復回数ｋのときのλ_ｋ，ｎａ，λ_ｋ，ｎｂは、式（１１）（１３）−（１５）（１６）（１７）から式（３１）−（３４）のようにあらわされる。ただし、（Ｘ，Ｙ）＝（ａ，ｂ）（ｂ，ａ）となる。
反復ＡＰＰ復号のとき：

反復Ｍａｘ−ｌｏｇ ＡＰＰ復号のとき：

Ｓｔｅｐ Ｂ・３（反復回数のカウント、符号語推定）：もしｌ_ｍｉｍｏ＜ｌ_{ｍｉｍｏ，ｍａｘ}ならばｌ_ｍｉｍｏをインクリメントして、ｓｔｅｐ Ｂ・２に戻る。ｌ_ｍｉｍｏ＝ｌ_{ｍｉｍｏ，ｍａｘ}の場合、推定符号語を以下のようにもとめる。

ただし、Ｘ＝ａ，ｂとする。
図３は、本実施の形態における送信装置３００の構成の一例である。符号化部３０２Ａは、情報（データ）３０１Ａ、フレーム構成信号３１３を入力とし、フレーム構成信号３１３（符号化部３０２Ａがデータの誤り訂正符号化に使用する誤り訂正方式、符号化率、ブロック長等の情報が含まれており、フレーム構成信号３１３が指定した方式を用いることになる。また、誤り訂正方式は、切り替えても良い。）にしたがい、例えば、畳み込み符号、ＬＤＰＣ符号、ターボ符号等の誤り訂正符号化を行い、符号化後のデータ３０３Ａを出力する。

インタリーバ３０４Ａは、符号化後のデータ３０３Ａ、フレーム構成信号３１３を入力とし、インタリーブ、つまり、順番の並び替えを行い、インタリーブ後のデータ３０５Ａを出力する。（フレーム構成信号３１３に基づき、インタリーブの方法は、切り替えても良い。）
マッピング部３０６Ａは、インタリーブ後のデータ３０５Ａ、フレーム構成信号３１３を入力とし、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、１６ＱＡＭ（１６ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、６４ＱＡＭ（６４ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）等の変調を施し、ベースバンド信号３０７Ａを出力する。（フレーム構成信号３１３に基づき、変調方式は、切り替えても良い。）
図１９は、ＱＰＳＫ変調におけるベースバンド信号を構成する同相成分Ｉと直交成分ＱのＩＱ平面におけるマッピング方法の一例としている。例えば、図１９（Ａ）のように、入力データが「００」の場合、Ｉ＝１．０、Ｑ＝１．０が出力され、以下同様に、入力データが「０１」の場合、Ｉ＝―１．０、Ｑ＝１．０が出力され、・・・、が出力される。図１９（Ｂ）は、図１９（Ａ）とは異なるＱＰＳＫ変調のＩＱ平面におけるマッピング方法の例であり、図１９（Ｂ）が図１９（Ａ）と異なる点は、図１９（Ａ）における信号点が、原点を中心に回転させることで図１９（Ｂ）の信号点を得ることができる。このようなコンスタレーションの回転方法については、非特許文献９、非特許文献１０に示されており、また、非特許文献９、非特許文献１０に示されているCyclic Q Delayを適用してもよい。図１９とは別の例として、図２０に１６ＱＡＭのときのＩＱ平面における信号点配置を示しており、図１９（Ａ）に相当する例が図２０（Ａ）であり、図１９（Ｂ）に相当する例が図２０（Ｂ）となる。

符号化部３０２Ｂは、情報（データ）３０１Ｂ、フレーム構成信号３１３を入力とし、フレーム構成信号３１３（使用する誤り訂正方式、符号化率、ブロック長等の情報が含まれており、フレーム構成信号３１３が指定した方式を用いることになる。また、誤り訂正方式は、切り替えても良い。）にしたがい、例えば、畳み込み符号、ＬＤＰＣ符号、ターボ符号等の誤り訂正符号化を行い、符号化後のデータ３０３Ｂを出力する。

インタリーバ３０４Ｂは、符号化後のデータ３０３Ｂ、フレーム構成信号３１３を入力とし、インタリーブ、つまり、順番の並び替えを行い、インタリーブ後のデータ３０５Ｂを出力する。（フレーム構成信号３１３に基づき、インタリーブの方法は、切り替えても良い。）
マッピング部３０６Ｂは、インタリーブ後のデータ３０５Ｂ、フレーム構成信号３１３を入力とし、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、１６ＱＡＭ（１６ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、６４ＱＡＭ（６４ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）等の変調を施し、ベースバンド信号３０７Ｂを出力する。（フレーム構成信号３１３に基づき、変調方式は、切り替えても良い。）
信号処理方法情報生成部３１４は、フレーム構成信号３１３を入力とし、フレーム構成信号３１３に基づいた信号処理方法に関する情報３１５を出力する。なお、信号処理方法に関する情報３１５は、どのプリコーディング行列を固定的に用いるのかを指定する情報と、位相を変更する位相変更パターンの情報を含む。

重み付け合成部３０８Ａは、ベースバンド信号３０７Ａ、ベースバンド信号３０７Ｂ、信号処理方法に関する情報３１５を入力とし、信号処理方法に関する情報３１５に基づいて、ベースバンド信号３０７Ａおよびベースバンド信号３０７Ｂを重み付け合成し、重み付け合成後の信号３０９Ａを出力する。なお、重み付け合成の方法の詳細については、後で詳しく説明する。

無線部３１０Ａは、重み付け合成後の信号３０９Ａを入力とし、直交変調、帯域制限、周波数変換、増幅等の処理を施し、送信信号３１１Ａを出力し、送信信号５１１Ａは、アンテナ３１２Ａから電波として出力される。

重み付け合成部３０８Ｂは、ベースバンド信号３０７Ａ、ベースバンド信号３０７Ｂ、信号処理方法に関する情報３１５を入力とし、信号処理方法に関する情報３１５に基づいて、ベースバンド信号３０７Ａおよびベースバンド信号３０７Ｂを重み付け合成し、重み付け合成後の信号３１６Ｂを出力する。

図２１に重み付け合成部（３０８Ａ、３０８Ｂ）の構成を示す。図２１において点線で囲まれる領域が重み付け合成部となる。ベースバンド信号３０７Ａは、ｗ１１と乗算し、ｗ１１・ｓ１（ｔ）を生成し、ｗ２１と乗算し、ｗ２１・ｓ１（ｔ）を生成する。同様に、ベースバンド信号３０７Ｂは、ｗ１２と乗算し、ｗ１２・ｓ２（ｔ）を生成し、ｗ２２と乗算し、ｗ２２・ｓ２（ｔ）を生成する。次に、ｚ１（ｔ）＝ｗ１１・ｓ１（ｔ）＋ｗ１２・ｓ２（ｔ）、ｚ２（ｔ）＝ｗ２１・ｓ１（ｔ）＋ｗ２２・ｓ２（ｔ）を得る。このとき、ｓ１（ｔ）およびｓ２（ｔ）は、上記の説明からわかるように、ＢＰＳＫ（Binary
Phase Shift Keying）、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫ（8 Phase Shift Keying）、１６ＱＡＭ、
３２ＱＡＭ（32 Quadrature Amplitude Modulation）、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭ、１６ＡＰＳＫ（16 Amplitude Phase Shift Keying）等の変調方式のベースバンド信号となる
。

ここで、両重み付け合成部は、固定のプリコーディング行列を用いて重み付けを実行するものとし、プリコーディング行列としては、一例として、下記式（３７）又は式（３８）の条件のもと、式（３６）を用いる方法がある。但し、これは一例であり、αの値は、式（３７）、式（３８）に限ったものではなく、別の値、例えば、αを１、としてもよい。

なお、プリコーディング行列は、

但し、上記式（３６）において、αは、

である。
あるいは、上記式（３６）において、αは、

である。
なお、プリコーディング行列は、式（３６）に限ったものではなく、式（３９）に示すものを用いてもよい。

この式（３９）において、ａ＝Ａｅ^ｊδ１１、ｂ＝Ｂｅ^ｊδ１２、ｃ＝Ｃｅ^ｊδ２１、ｄ＝Ｄｅ^ｊδ２２であらわされればよい。また、ａ、ｂ、ｃ、ｄのいずれか一つが「ゼロ」であってもよい。例えば、（１）ａがゼロであり、ｂ、ｃ、ｄはゼロでない、（２）ｂがゼロであり、ａ、ｃ、ｄはゼロでない、（３）ｃがゼロであり、ａ、ｂ、ｄはゼロでない、（４）ｄがゼロであり、ａ、ｂ、ｃはゼロでない、という構成であってもよい。

なお、変調方式、誤り訂正符号、その符号化率のいずれかを変更した時は、使用するプリコーディング行列を設定、変更し、そのプリコーディング行列を固定的に使用してもよい。

位相変更部３１２は、重み付け合成後の信号３１２Ｂ及び信号処理方法に関する情報３１５を入力とし、当該信号３１２Ｂの位相を規則的に変更して出力する。規則的に変更するとは、予め定められた周期（例えば、ｎ個のシンボル毎（ｎは１以上の整数）あるいは予め定められた時間毎）で、予め定められた位相変更パターンに従って位相を変更する。位相変更パターンの詳細については、下記実施の形態４において説明する。

無線部３１０Ｂは、位相変更後の信号３０９Ｂを入力とし、直交変調、帯域制限、周波数変換、増幅等の処理を施し、送信信号３１１Ｂを出力し、送信信号３１１Ｂは、アンテナ３１２Ｂから電波として出力される。

図４は、図３とは異なる送信装置４００の構成例を示している。図４において、図３と異なる部分について説明する。
符号化部４０２は、情報（データ）４０１、フレーム構成信号３１３を入力とし、フレーム構成信号３１３に基づき、誤り訂正符号化を行い、符号化後のデータ４０２を出力する。

分配部４０４は符号化後のデータ４０３を入力とし、分配し、データ４０５Ａおよびデータ４０５Ｂを出力する。なお、図４では、符号化部が一つの場合を記載したが、これに限ったものではなく、符号化部をｍ（ｍは１以上の整数）とし、各符号化部で作成された符号化データを分配部が、２系統のデータにわけて出力する場合についても、本発明は同様に実施することができる。

図５は、本実施の形態における送信装置の時間軸におけるフレーム構成の一例を示している。シンボル５００＿１は、受信装置に、送信方法を通知するためのシンボルであり、例えば、データシンボルを伝送するために用いる誤り訂正方式、その符号化率の情報、データシンボルを伝送するために用いる変調方式の情報等を伝送する。

シンボル５０１＿１は、送信装置が送信する変調信号ｚ１（ｔ）｛ただし、ｔは時間｝のチャネル変動を推定するためのシンボルである。シンボル５０２＿１は変調信号ｚ１（ｔ）が（時間軸における）シンボル番号ｕに送信するデータシンボル、シンボル５０３＿１は変調信号ｚ１（ｔ）がシンボル番号ｕ＋１に送信するデータシンボルである。

シンボル５０１＿２は、送信装置が送信する変調信号ｚ２（ｔ）｛ただし、ｔは時間｝のチャネル変動を推定するためのシンボルである。シンボル５０２＿２は変調信号ｚ２（ｔ）がシンボル番号ｕに送信するデータシンボル、シンボル５０３＿２は変調信号ｚ２（ｔ）がシンボル番号ｕ＋１に送信するデータシンボルである。

このとき、ｚ１（ｔ）におけるシンボルとｚ２（ｔ）におけるシンボルにおいて、同一時刻（同一時間）のシンボルは、同一（共通）の周波数を用いて、送信アンテナから送信されることになる。

送信装置が送信する変調信号ｚ１（ｔ）と変調信号ｚ２（ｔ）、及び、受信装置における受信信号ｒ１（ｔ）、ｒ２（ｔ）の関係について説明する。
図５において、５０４＃１、５０４＃２は送信装置における送信アンテナ、５０５＃１、５０５＃２は受信装置における受信アンテナを示しており、送信装置は、変調信号ｚ１（ｔ）を送信アンテナ５０４＃１、変調信号ｚ２（ｔ）を送信アンテナ５０４＃２から送信する。このとき、変調信号ｚ１（ｔ）および変調信号ｚ２（ｔ）は、同一（共通の）周波数（帯域）を占有しているものとする。送信装置の各送信アンテナと受信装置の各アンテナのチャネル変動をそれぞれｈ１１（ｔ）、ｈ１２（ｔ）、ｈ２１（ｔ）、ｈ２２（ｔ）とし、受信装置の受信アンテナ５０５＃１が受信した受信信号をｒ１（ｔ）、受信装置の受信アンテナ５０５＃２が受信した受信信号をｒ２（ｔ）とすると、以下の関係式が成立する。

図６は、本実施の形態における重み付け方法（プリコーディング（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ）方法）及び位相変更方法に関連する図であり、重み付け合成部６００は、図３の重み付け合成部３０８Ａと３０８Ｂの両者を統合した重み付け合成部である。図６に示すように、ストリームｓ１（ｔ）およびストリームｓ２（ｔ）は、図３のベースバンド信号３０７Ａおよび３０７Ｂに相当する、つまり、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭなどの変調方式のマッピングにしたがったベースバンド信号の同相Ｉ成分、直交Ｑ成分となる。そして、図６のフレーム構成のようにストリームｓ１（ｔ）は、シンボル番号ｕの信号をｓ１（ｕ）、シンボル番号ｕ＋１の信号をｓ１（ｕ＋１）、・・・とあらわす。同様に、ストリームｓ２（ｔ）は、シンボル番号ｕの信号をｓ２（ｕ）、シンボル番号ｕ＋１の信号をｓ２（ｕ＋１）、・・・とあらわす。そして、重み付け合成部６００は、図３におけるベー
スバンド信号３０７Ａ（ｓ１（ｔ））および３０７Ｂ（ｓ２（ｔ））、信号処理方法に関する情報３１５を入力とし、信号処理方法に関する情報３１５にしたがった重み付けを施し、図３の重み付け合成後の信号３０９Ａ（ｚ１（ｔ））、３０９Ｂ（ｚ２（ｔ））を出力する。

このとき、ｚ１（ｔ）は、固定のプリコーディング行列Ｆにおける第１行のベクトルをＷ１＝（ｗ１１，ｗ１２）とすると、以下の式（４１）であらわすことができる。

一方、ｚ２（ｔ）は、固定のプリコーディング行列Ｆにおける第２行のベクトルをＷ２＝（ｗ２１，ｗ２２）とし、位相変更部による位相変更式をｙ（ｔ）とすると、以下の式（４２）であらわすことができる。

ここで、ｙ（ｔ）は、予め定められた方式に従って、位相を変更するための式であり、例えば、周期を４とすると、時刻ｕの位相変更式は、例えば、式（４３）であらわすことができる。

同様に時刻ｕ＋１の位相変更式は、例えば、式（４４）であらわすことができる。

即ち、時刻ｕ＋ｋの位相変更式は、式（４５）であらわすことができる。

なお、式（４３）〜（４５）に示した規則的な位相変更例は一例に過ぎない。
規則的な位相変更の周期は４に限ったものではない。この周期の数が多くなればその分だけ、受信装置の受信性能（より正確には誤り訂正性能）の向上を促すことができる可能性がある（周期が大きければよいというわけではないが、２のような小さい値は避ける方がよい可能性が高い。）。

また、上記式（４３）〜（４５）で示した位相変更例では逐次所定の位相（上記式では、π／２ずつ）だけ回転させていく構成を示したが、同じ位相量だけ回転させるのではなくランダムに位相を変更することとしてもよい。例えば、ｙ（ｔ）は予め定められた周期に従って、式（４６）や式（４７）に示すような順に乗じる位相が変更されてもよい。位相の規則的な変更において重要となるのは、変調信号の位相が規則的に変更されることであり、変更される位相の度合いについては、なるべく均等になる、例えば、−πラジアンからπラジアンに対し、一様分布となるのが望ましいもののランダムであってもよい。

このように、図６の重み付け合成部６００は、予め定められた固定のプリコーディングウェイトを用いてプリコーディングを実行し、位相変更部は、入力された信号の位相を、その変更度合いを規則的に変えながら、変更する。

ＬＯＳ環境では、特殊なプリコーディング行列を用いると、受信品質が大きく改善する可能性があるが、直接波の状況により、その特殊なプリコーディング行列は受信した際の直接波の位相、振幅成分により異なる。しかし、ＬＯＳ環境には、ある規則があり、この規則に従い送信信号の位相を規則的に変更すれば、データの受信品質が大きく改善する。本発明は、ＬＯＳ環境を改善する信号処理方法を提案している。

図７は、本実施の形態における受信装置７００の構成の一例を示している。無線部７０３＿Ｘは、アンテナ７０１＿Ｘで受信された受信信号７０２＿Ｘを入力とし、周波数変換、直交復調等の処理を施し、ベースバンド信号７０４＿Ｘを出力する。

送信装置で送信された変調信号ｚ１におけるチャネル変動推定部７０５＿１は、ベースバンド信号７０４＿Ｘを入力とし、図５におけるチャネル推定用のリファレンスシンボル５０１＿１を抽出し、式（４０）のｈ１１に相当する値を推定し、チャネル推定信号７０６＿１を出力する。

送信装置で送信された変調信号ｚ２におけるチャネル変動推定部７０５＿２は、ベースバンド信号７０４＿Ｘを入力とし、図５におけるチャネル推定用のリファレンスシンボル５０１＿２を抽出し、式（４０）のｈ１２に相当する値を推定し、チャネル推定信号７０６＿２を出力する。

無線部７０３＿Ｙは、アンテナ７０１＿Ｙで受信された受信信号７０２＿Ｙを入力とし、周波数変換、直交復調等の処理を施し、ベースバンド信号７０４＿Ｙを出力する。
送信装置で送信された変調信号ｚ１におけるチャネル変動推定部７０７＿１は、ベースバンド信号７０４＿Ｙを入力とし、図５におけるチャネル推定用のリファレンスシンボル５０１＿１を抽出し、式（４０）のｈ２１に相当する値を推定し、チャネル推定信号７０８＿１を出力する。

送信装置で送信された変調信号ｚ２におけるチャネル変動推定部７０７＿２は、ベースバンド信号７０４＿Ｙを入力とし、図５におけるチャネル推定用のリファレンスシンボル５０１＿２を抽出し、式（４０）のｈ２２に相当する値を推定し、チャネル推定信号７０８＿２を出力する。

制御情報復号部７０９は、ベースバンド信号７０４＿Ｘおよび７０４＿Ｙを入力とし、図５の送信方法を通知するためのシンボル５００＿１を検出し、送信装置が通知した送信方法の情報に関する信号７１０を出力する。

信号処理部７１１は、ベースバンド信号７０４＿Ｘ、７０４＿Ｙ、チャネル推定信号７０６＿１、７０６＿２、７０８＿１、７０８＿２、及び、送信装置が通知した送信方法の情報に関する信号７１０を入力とし、検波、復号を行い、受信データ７１２＿１および７１２＿２を出力する。

次に、図７の信号処理部７１１の動作について詳しく説明する。図８は、本実施の形態における信号処理部７１１の構成の一例を示している。図８は、主にＩＮＮＥＲ ＭＩＭＯ検波部とｓｏｆｔ−ｉｎ／ｓｏｆｔ−ｏｕｔデコーダ、係数生成部から構成されている。この構成における反復復号の方法については、非特許文献２、非特許文献３で詳細が述べられているが、非特許文献２、非特許文献３に記載されているＭＩＭＯ伝送方式は空間多重ＭＩＭＯ伝送方式であるが、本実施の形態における伝送方式は、時間とともに信号の位相を規則的に変更し、かつ、プリコーディング行列が使用されているＭＩＭＯ伝送方式である点が、非特許文献２、非特許文献３と異なる点である。式（３６）における（チャネル）行列をＨ（ｔ）、図６におけるプリコーディングウェイト行列をＦ（ここでプリコーディング行列は１の受信信号中においては変更されない固定のものである）、図６の位相変更部による位相変更式の行列をＹ（ｔ）（ここでＹ（ｔ）はｔによって変化する）、受信ベクトルをＲ（ｔ）＝（ｒ１（ｔ），ｒ２（ｔ））^Ｔ、ストリームベクトルＳ（ｔ）＝（ｓ１（ｔ），ｓ２（ｔ））^Ｔとすると以下の関係式が成立する。

このとき、受信装置は、Ｈ（ｔ）×Ｙ（ｔ）×Ｆを得ることで、受信ベクトルＲ（ｔ）に対して非特許文献２、非特許文献３の復号方法を適用することができる。
したがって、図８の係数生成部８１９は、送信装置が通知した送信方法の情報（用いた固定のプリコーディング行列及び位相を変更していた場合の位相変更パターンを特定するための情報）に関する信号８１８（図７の７１０に相当）を入力とし、信号処理方法の情報に関する信号８２０を出力する。

ＩＮＮＥＲ ＭＩＭＯ検波部８０３は、信号処理方法の情報に関する信号８２０を入力とし、この信号を利用して、式（４８）の関係を利用することで、反復検波・復号を行うことになるがその動作について説明する。

図８に示す構成の信号処理部では、反復復号（反復検波）を行うため図１０に示すような処理方法を行う必要がある。初めに、変調信号（ストリーム）ｓ１の１符号語（または、１フレーム）、および、変調信号（ストリーム）ｓ２の１符号語（または、１フレーム）の復号を行う。その結果、ｓｏｆｔ−ｉｎ／ｓｏｆｔ−ｏｕｔデコーダから、変調信号（ストリーム）ｓ１の１符号語（または、１フレーム）、および、変調信号（ストリーム）ｓ２の１符号語（または、１フレーム）の各ビットの対数尤度比（ＬＬＲ：Ｌｏｇ−Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｒａｔｉｏ）が得られる。そして、そのＬＬＲを用いて再度、検波・復号が行われる。この操作が複数回行われる（この操作を反復復号（反復検波）と呼ぶ。）。以降では、１フレームにおける特定の時間のシンボルの対数尤度比（ＬＬＲ）の作成方法を中心に説明する。

図８において、記憶部８１５は、ベースバンド信号８０１Ｘ（図７のベースバンド信号７０４＿Ｘに相当する。）、チャネル推定信号群８０２Ｘ（図７のチャネル推定信号７０６＿１、７０６＿２に相当する。）、ベースバンド信号８０１Ｙ（図７のベースバンド信号７０４＿Ｙに相当する。）、チャネル推定信号群８０２Ｙ（図７のチャネル推定信号７０８＿１、７０８＿２に相当する。）を入力とし、反復復号（反復検波）を実現するために、式（４８）におけるＨ（ｔ）×Ｙ（ｔ）×Ｆを実行（算出）し、算出した行列を変形チャネル信号群として記憶する。そして、記憶部８１５は、必要なときに上記信号を、ベースバンド信号８１６Ｘ、変形チャネル推定信号群８１７Ｘ、ベースバンド信号８１６Ｙ、変形チャネル推定信号群８１７Ｙとして出力する。

その後の動作については、初期検波の場合と反復復号（反復検波）の場合を分けて説明する。
＜初期検波の場合＞
ＩＮＮＥＲ ＭＩＭＯ検波部８０３は、ベースバンド信号８０１Ｘ、チャネル推定信号群８０２Ｘ、ベースバンド信号８０１Ｙ、チャネル推定信号群８０２Ｙを入力とする。ここでは、変調信号（ストリーム）ｓ１、変調信号（ストリーム）ｓ２の変調方式が１６ＱＡＭとして説明する。

ＩＮＮＥＲ ＭＩＭＯ検波部８０３は、まず、チャネル推定信号群８０２Ｘ、チャネル推定信号群８０２ＹからＨ（ｔ）×Ｙ（ｔ）×Ｆを実行し、ベースバンド信号８０１Ｘに
対応する候補信号点を求める。そのときの様子を図１１に示す。図１１において、●（黒丸）は、ＩＱ平面における候補信号点であり、変調方式が１６ＱＡＭのため、候補信号点は２５６個存在する。（ただし、図１１では、イメージ図を示しているため、２５６個の候補信号点全ては示していない。）ここで、変調信号ｓ１で伝送する４ビットをｂ０、ｂ１、ｂ２、ｂ３、変調信号ｓ２で伝送する４ビットをｂ４、ｂ５、ｂ６、ｂ７とすると、図１１において（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）に対応する候補信号点が存在することになる。そして、受信信号点１１０１（ベースバンド信号８０１Ｘに相当する。）と候補信号点それぞれとの２乗ユークリッド距離を求める。そして、それぞれの２乗ユークリッド距離をノイズの分散σ²で除算する。したがって、（ｂ０，ｂ１，
ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）に対応する候補信号点と受信信号点２乗ユークリッド距離をノイズの分散で除算した値をＥ_X（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ
６，ｂ７）が求まることになる。なお、各ベースバンド信号、変調信号ｓ１、ｓ２は、複素信号である。

同様に、チャネル推定信号郡８０２Ｘ、チャネル推定信号郡８０２ＹからＨ（ｔ）×Ｆ×Ｙ（ｔ）を実行し、ベースバンド信号８０１Ｙに対応する候補信号点をもとめ、受信信号点（ベースバンド信号８０１Ｙに相当する。）との２乗ユークリッド距離を求め、この２乗ユークリッド距離をノイズの分散σ^２で除算する。したがって、（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）に対応する候補信号点と受信信号点２乗ユークリッド距離をノイズの分散で除算した値をＥ_Ｙ（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）が求まることになる。

そして、Ｅ_Ｘ（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）＋Ｅ_Ｙ（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）＝Ｅ（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）を求める。

ＩＮＮＥＲ ＭＩＭＯ検波部８０３は、Ｅ（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）を信号８０４として出力する。
対数尤度算出部８０５Ａは、信号８０４を入力とし、ビットｂ０およびｂ１およびｂ２およびｂ３の対数尤度（ｌｏｇ ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ）を算出し、対数尤度信号８０６Ａを出力する。ただし、対数尤度の算出では、“１”のときの対数尤度および“０”のときの対数尤度が算出される。その算出方法は、式（２８）、式（２９）、式（３０）に示した通りであり、詳細については、非特許文献２、非特許文献３に示されている。

同様に、対数尤度算出部８０５Ｂは、信号８０４を入力とし、ビットｂ４およびｂ５およびｂ６およびｂ７の対数尤度を算出し、対数尤度信号８０６Ｂを出力する。
デインタリーバ（８０７Ａ）は、対数尤度信号８０６Ａを入力とし、インタリーバ（図３のインタリーバ（３０４Ａ））に対応するデインタリーブを行い、デインタリーブ後の対数尤度信号８０８Ａを出力する。

同様に、デインタリーバ（８０７Ｂ）は、対数尤度信号８０６Ｂを入力とし、インタリーバ（図３のインタリーバ（３０４Ｂ））に対応するデインタリーブを行い、デインタリーブ後の対数尤度信号８０８Ｂを出力する。

対数尤度比算出部８０９Ａは、デインタリーブ後の対数尤度信号８０８Ａを入力とし、図３の符号化器３０２Ａで符号化されたビットの対数尤度比（ＬＬＲ：Ｌｏｇ−Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｒａｔｉｏ）を算出し、対数尤度比信号８１０Ａを出力する。

同様に、対数尤度比算出部８０９Ｂは、デインタリーブ後の対数尤度信号８０８Ｂを入力とし、図３の符号化器３０２Ｂで符号化されたビットの対数尤度比（ＬＬＲ：Ｌｏｇ−
Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｒａｔｉｏ）を算出し、対数尤度比信号８１０Ｂを出力する。

Ｓｏｆｔ−ｉｎ／ｓｏｆｔ−ｏｕｔデコーダ８１１Ａは、対数尤度比信号８１０Ａを入力とし、復号を行い、復号後の対数尤度比８１２Ａを出力する。
同様に、Ｓｏｆｔ−ｉｎ／ｓｏｆｔ−ｏｕｔデコーダ８１１Ｂは、対数尤度比信号８１０Ｂを入力とし、復号を行い、復号後の対数尤度比８１２Ｂを出力する。

＜反復復号（反復検波）の場合、反復回数ｋ＞
インタリーバ（８１３Ａ）は、ｋ−１回目のｓｏｆｔ−ｉｎ／ｓｏｆｔ−ｏｕｔデコードで得られた復号後の対数尤度比８１２Ａを入力とし、インタリーブを行い、インタリーブ後の対数尤度比８１４Ａを出力する。このとき、インタリーブ（８１３Ａ）のインタリーブのパターンは、図３のインタリーバ（３０４Ａ）のインタリーブパターンと同様である。

インタリーバ（８１３Ｂ）は、ｋ−１回目のｓｏｆｔ−ｉｎ／ｓｏｆｔ−ｏｕｔデコードで得られた復号後の対数尤度比８１２Ｂを入力とし、インタリーブを行い、インタリーブ後の対数尤度比８１４Ｂを出力する。このとき、インタリーブ（８１３Ｂ）のインタリーブのパターンは、図３のインタリーバ（３０４Ｂ）のインタリーブパターンと同様である。

ＩＮＮＥＲ ＭＩＭＯ検波部８０３は、ベースバンド信号８１６Ｘ、変形チャネル推定信号群８１７Ｘ、ベースバンド信号８１６Ｙ、変形チャネル推定信号群８１７Ｙ、インタリーブ後の対数尤度比８１４Ａ、インタリーブ後の対数尤度比８１４Ｂを入力とする。ここで、ベースバンド信号８０１Ｘ、チャネル推定信号群８０２Ｘ、ベースバンド信号８０１Ｙ、チャネル推定信号群８０２Ｙではなく、ベースバンド信号８１６Ｘ、変形チャネル推定信号群８１７Ｘ、ベースバンド信号８１６Ｙ、変形チャネル推定信号群８１７Ｙを用いているのは、反復復号のため、遅延時間が発生しているためである。

ＩＮＮＥＲ ＭＩＭＯ検波部８０３の反復復号時の動作と、初期検波時の動作の異なる点は、インタリーブ後の対数尤度比８１４Ａ、インタリーブ後の対数尤度比８１４Ｂを信号処理の際に用いていることである。ＩＮＮＥＲ ＭＩＭＯ検波部８０３は、まず、初期検波のときと同様に、Ｅ（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）を求める。加えて、インタリーブ後の対数尤度比８１４Ａ、インタリーブ後の対数尤度比８１４Ｂから、式（１１）、式（３２）に相当する係数を求める。そして、Ｅ（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）の値をこの求めた係数を用いて補正し、その値をＥ'
（ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６，ｂ７）とし、信号８０４として出力する。

対数尤度算出部８０５Ａは、信号８０４を入力とし、ビットｂ０およびｂ１およびｂ２およびｂ３の対数尤度（ｌｏｇ ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ）を算出し、対数尤度信号８０６Ａを出力する。ただし、対数尤度の算出では、“１”のときの対数尤度および“０”のときの対数尤度が算出される。その算出方法は、式（３１）、式（３２）、式（３３）、式（３４）、式（３５）に示した通りであり、非特許文献２、非特許文献３に示されている。

同様に、対数尤度算出部８０５Ｂは、信号８０４を入力とし、ビットｂ４およびｂ５およびｂ６およびｂ７の対数尤度を算出し、対数尤度信号８０６Ｂを出力する。デインタリーバ以降の動作は、初期検波と同様である。

なお、図８では、反復検波を行う場合の、信号処理部の構成について示したが、反復検
波は必ずしも良好な受信品質を得る上で必須の構成ではなく、反復検波のみに必要とする構成部分、インタリーバ８１３Ａ、８１３Ｂを有していない構成でもよい。このとき、ＩＮＮＥＲ ＭＩＭＯ検波部８０３は、反復的な検波を行わないことになる。

そして、本実施の形態で重要な部分は、Ｈ（ｔ）×Ｙ（ｔ）×Ｆの演算を行うことである。なお、非特許文献５等に示されているように、ＱＲ分解を用いて初期検波、反復検波を行ってもよい。
また、非特許文献１１に示されているように、Ｈ（ｔ）×Ｙ（ｔ）×Ｆに基づき、MMSE（Minimum Mean Square Error）、ZF（Zero Forcing）の線形演算を行い、初期検波を行
ってもよい。

図９は、図８と異なる信号処理部の構成であり、図４の送信装置が送信した変調信号のための信号処理部である。図８と異なる点は、ｓｏｆｔ−ｉｎ／ｓｏｆｔ−ｏｕｔデコーダの数であり、ｓｏｆｔ−ｉｎ／ｓｏｆｔ−ｏｕｔデコーダ９０１は、対数尤度比信号８１０Ａ、８１０Ｂを入力とし、復号を行い、復号後の対数尤度比９０２を出力する。分配部９０３は、復号後の対数尤度比９０２を入力とし、分配を行う。それ以外の部分については、図８と同様の動作となる。

以上のように、本実施の形態のように、ＭＩＭＯ伝送システムの送信装置が複数アンテナから複数の変調信号を送信する際、プリコーディング行列を乗算するとともに、時間とともに位相を変更し、この位相の変更を規則的に行うことで、直接波が支配的なＬＯＳ環境において、従来の空間多重ＭＩＭＯ伝送を用いるときと比べ、受信装置におけるデータの受信品質が向上するという効果を得ることができる。

本実施の形態において、特に、受信装置の構成については、アンテナ数を限定して、動作を説明したが、アンテナ数が増えても、同様に実施することができる。つまり、受信装置におけるアンテナ数は、本実施の形態の動作、効果に影響を与えるものではない。

また、本実施の形態では、特にＬＤＰＣ符号を例に説明したがこれに限ったものではなく、また、復号方法についても、ｓｏｆｔ−ｉｎ／ｓｏｆｔ−ｏｕｔデコーダとして、ｓｕｍ−ｐｒｏｄｕｃｔ復号を例に限ったものではなく、他のｓｏｆｔ−ｉｎ／ｓｏｆｔ−ｏｕｔの復号方法、例えば、ＢＣＪＲアルゴリズム、ＳＯＶＡアルゴリズム、Ｍｓｘ−ｌｏｇ−ＭＡＰアルゴリズムなどがある。詳細については、非特許文献６に示されている。

また、本実施の形態では、シングルキャリア方式を例に説明したが、これに限ったものではなく、マルチキャリア伝送を行った場合でも同様に実施することができる。したがって、例えば、スペクトル拡散通信方式、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式、ＳＣ−ＦＤＭＡ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）、ＳＣ−ＯＦＤＭ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式、非特許文献７等で示されているウェーブレットＯＦＤＭ方式等を用いた場合についても同様に実施することができる。また、本実施の形態では、データシンボル以外のシンボル、例えば、パイロットシンボル（プリアンブル、ユニークワード等）、制御情報の伝送用のシンボルなどが、フレームにどのように配置されていてもよい。

以下では、マルチキャリア方式の一例として、ＯＦＤＭ方式を用いたときの例を説明する。
図１２は、ＯＦＤＭ方式を用いたときの送信装置の構成を示している。図１２において、図３と同様に動作するものについては、同一符号を付した。

ＯＦＤＭ方式関連処理部１２０１Ａは、重み付け後の信号３０９Ａを入力とし、ＯＦＤＭ方式関連の処理を施し、送信信号１２０２Ａを出力する。同様に、ＯＦＤＭ方式関連処理部１２０１Ｂは、重み付け後の信号３０９Ｂを入力とし、送信信号１２０２Ｂを出力する。

図１３は、図１２のＯＦＤＭ方式関連処理部１２０１Ａ、１２０１Ｂ以降の構成の一例を示しており、図１２の１２０１Ａから３１２Ａに関連する部分が、１３０１Ａから１３１０Ａであり、１２０１Ｂから３１２Ｂに関連する部分が１３０１Ｂから１３１０Ｂである。

シリアルパラレル変換部１３０２Ａは、重み付け後の信号１３０１Ａ（図１２の重み付け後の信号３０９Ａに相当する）シリアルパラレル変換を行い、パラレル信号１３０３Ａを出力する。

並び換え部１３０４Ａは、パラレル信号１３０３Ａを入力とし、並び換えを行い、並び換え後の信号１３０５Ａを出力する。なお、並び換えについては、後で詳しく述べる。
逆高速フーリエ変換部１３０６Ａは、並び換え後の信号１３０５Ａを入力とし、逆高速フーリエ変換を施し、逆フーリエ変換後の信号１３０７Ａを出力する。

無線部１３０８Ａは、逆フーリエ変換後の信号１３０７Ａを入力とし、周波数変換、増幅等の処理を行い、変調信号１３０９Ａを出力し、変調信号１３０９Ａはアンテナ１３１０Ａから電波として出力される。

シリアルパラレル変換部１３０２Ｂは、重み付けされ位相が変更された後の信号１３０１Ｂ（図１２の位相変更後の信号３０９Ｂに相当する）に対し、シリアルパラレル変換を行い、パラレル信号１３０３Ｂを出力する。

並び換え部１３０４Ｂは、パラレル信号１３０３Ｂを入力とし、並び換えを行い、並び換え後の信号１３０５Ｂを出力する。なお、並び換えについては、後で詳しく述べる。
逆高速フーリエ変換部１３０６Ｂは、並び換え後の信号１３０５Ｂを入力とし、逆高速フーリエ変換を施し、逆フーリエ変換後の信号１３０７Ｂを出力する。

無線部１３０８Ｂは、逆フーリエ変換後の信号１３０７Ｂを入力とし、周波数変換、増幅等の処理を行い、変調信号１３０９Ｂを出力し、変調信号１３０９Ｂはアンテナ１３１０Ｂから電波として出力される。

図３の送信装置では、マルチキャリアを用いた伝送方式でないため、図６のように、４周期となるように位相を変更し、位相変更後のシンボルを時間軸方向に配置している。図１２に示すようなＯＦＤＭ方式のようなマルチキャリア伝送方式を用いている場合、当然、図３のようにプリコーディングし、位相を変更した後のシンボルを時間軸方向に配置し、それを各（サブ）キャリアごとに行う方式が考えられるが、マルチキャリア伝送方式の場合、周波数軸方向、または、周波数軸・時間軸両者を用いて配置する方法が考えられる。以降では、この点について説明する。

図１４は、横軸周波数、縦軸時間における、図１３の並び替え部１３０１Ａ、１３０１Ｂにおけるシンボルの並び替え方法の一例を示しており、周波数軸は、（サブ）キャリア０から（サブ）キャリア９で構成されており、変調信号ｚ１とｚ２は、同一時刻（時間）に同一の周波数帯域を使用しており、図１４（Ａ）は変調信号ｚ１のシンボルの並び替え方法、図１４（Ｂ）は変調信号ｚ２のシンボルの並び替え方法を示している。シリアルパ
ラレル変換部１３０２Ａが入力とする重み付けされた後の信号１３０１Ａのシンボルに対し、順番に、＃０、＃１、＃２、＃３、・・・と番号をふる。ここでは、周期４の場合を考えているので、＃０、＃１、＃２、＃３が一周期分となる。同様に考えると、＃４ｎ、＃４ｎ＋１、＃４ｎ＋２、＃４ｎ＋３（ｎは０以上の整数）が一周期分となる。

このとき、図１４（ａ）のように、シンボル＃０、＃１、＃２、＃３、・・・をキャリア０から順番に配置し、シンボル＃０から＃９を時刻＄１に配置し、その後、シンボル＃１０から＃１９を時刻＄２に配置するというように規則的に配置するものとする。なお、変調信号ｚ１とｚ２は、複素信号である。

同様に、シリアルパラレル変換部１３０２Ｂが入力とする重み付けされ位相が変更された後の信号１３０１Ｂのシンボルに対し、順番に、＃０、＃１、＃２、＃３、・・・と番号をふる。ここでは、周期４の場合を考えているので、＃０、＃１、＃２、＃３はそれぞれ異なる位相変更を行っていることになり、＃０、＃１、＃２、＃３が一周期分となる。同様に考えると、＃４ｎ、＃４ｎ＋１、＃４ｎ＋２、＃４ｎ＋３（ｎは０以上の整数）はそれぞれ異なる位相変更を行っていることになり、＃４ｎ、＃４ｎ＋１、＃４ｎ＋２、＃４ｎ＋３が一周期分となる。

このとき、図１４（ｂ）のように、シンボル＃０、＃１、＃２、＃３、・・・をキャリア０から順番に配置し、シンボル＃０から＃９を時刻＄１に配置し、その後、シンボル＃１０から＃１９を時刻＄２に配置するというように規則的に配置するものとする。

そして、図１４（Ｂ）に示すシンボル群１４０２は、図６に示す位相変更方法を用いたときの１周期分のシンボルであり、シンボル＃０は図６の時刻ｕの位相を用いたときのシンボルであり、シンボル＃１は図６の時刻ｕ＋１の位相を用いたときのシンボルであり、シンボル＃２は図６の時刻ｕ＋２の位相を用いたときのシンボルであり、シンボル＃３は図６の時刻ｕ＋３の位相を用いたときのシンボルである。したがって、シンボル＃ｘにおいて、ｘ ｍｏｄ ４が０（ｘを４で割ったときの余り、したがって、ｍｏｄ：modulo）のとき、シンボル＃ｘは図６の時刻ｕの位相を用いたときのシンボルであり、ｘ ｍｏｄ
４が１のとき、シンボル＃ｘは図６の時刻ｕ＋１の位相を用いたときのシンボルであり、ｘ ｍｏｄ ４が２のとき、シンボル＃ｘは図６の時刻ｕ＋２の位相を用いたときのシンボルであり、ｘ ｍｏｄ ４が３のとき、シンボル＃ｘは図６の時刻ｕ＋３の位相を用いたときのシンボルである。

なお、本実施の形態においては、図１４（Ａ）に示す変調信号ｚ１は位相を変更されていない。
このように、ＯＦＤＭ方式などのマルチキャリア伝送方式を用いた場合、シングルキャリア伝送のときとは異なり、シンボルを周波数軸方向に並べることができるという特徴を持つことになる。そして、シンボルの並べ方については、図１４のような並べ方に限ったものではない。他の例について、図１５、図１６を用いて説明する。

図１５は、図１４とは異なる、横軸周波数、縦軸時間における、図１３の並び替え部１３０１Ａ、１３０１Ｂにおけるシンボルの並び替え方法の一例を示しており、図１５（Ａ）は変調信号ｚ１のシンボルの並び替え方法、図１５（Ｂ）は変調信号ｚ２のシンボルの並び替え方法を示している。図１５（Ａ）（Ｂ）が図１４と異なる点は、変調信号ｚ１のシンボルの並び替え方法と変調信号ｚ２のシンボルの並び替え方法が異なる点であり、図１５（Ｂ）では、シンボル＃０から＃５をキャリア４からキャリア９に配置し、シンボル＃６から＃９をキャリア０から３に配置し、その後、同様の規則で、シンボル＃１０から＃１９を各キャリアに配置する。このとき、図１４（Ｂ）と同様に、図１５（Ｂ）に示すシンボル群１５０２は、図６に示す位相変更方法を用いたときの１周期分のシンボルであ
る。

図１６は、図１４と異なる、横軸周波数、縦軸時間における、図１３の並び替え部１３０１Ａ、１３０１Ｂにおけるシンボルの並び替え方法の一例を示しており、図１６（Ａ）は変調信号ｚ１のシンボルの並び替え方法、図１６（Ｂ）は変調信号ｚ２のシンボルの並び替え方法を示している。図１６（Ａ）（Ｂ）が図１４と異なる点は、図１４では、シンボルをキャリアに順々に配置しているのに対し、図１６では、シンボルをキャリアに順々に配置していない点である。当然であるが、図１６において、図１５と同様に、変調信号ｚ１のシンボルの並び替え方法と変調信号ｚ２の並び替え方法を異なるようにしてもよい。

図１７は、図１４〜１６とは異なる、横軸周波数、縦軸時間における、図１３の並び替え部１３０１Ａ、１３０１Ｂにおけるシンボルの並び替え方法の一例を示しており、図１７（Ａ）は変調信号ｚ１のシンボルの並び替え方法、図１７（Ｂ）は変調信号ｚ２のシンボルの並び替え方法を示している。図１４〜１６では、シンボルを周波数軸方向に並べているが、図１７ではシンボルを周波数、時間軸の両者を利用して配置している。

図６では、位相の変更を４スロットで切り替える場合の例を説明したが、ここでは、８スロットで切り替える場合を例に説明する。図１７に示すシンボル群１７０２は、位相変更方法を用いたときの１周期分のシンボル（したがって、８シンボル）であり、シンボル＃０は時刻ｕの位相を用いたときのシンボルであり、シンボル＃１は時刻ｕ＋１の位相を用いたときのシンボルであり、シンボル＃２は時刻ｕ＋２の位相を用いたときのシンボルであり、シンボル＃３は時刻ｕ＋３の位相を用いたときのシンボルであり、シンボル＃４は時刻ｕ＋４の位相を用いたときのシンボルであり、シンボル＃５は時刻ｕ＋５の位相を用いたときのシンボルであり、シンボル＃６は時刻ｕ＋６の位相を用いたときのシンボルであり、シンボル＃７は時刻ｕ＋７の位相を用いたときのシンボルである。したがって、シンボル＃ｘにおいて、ｘ ｍｏｄ ８が０のとき、シンボル＃ｘは時刻ｕの位相を用いたときのシンボルであり、ｘ ｍｏｄ ８が１のとき、シンボル＃ｘは時刻ｕ＋１の位相を用いたときのシンボルであり、ｘ ｍｏｄ ８が２のとき、シンボル＃ｘは時刻ｕ＋２の位相を用いたときのシンボルであり、ｘ ｍｏｄ ８が３のとき、シンボル＃ｘは時刻ｕ＋３の位相を用いたときのシンボルであり、ｘ ｍｏｄ ８が４のとき、シンボル＃ｘは時刻ｕ＋４の位相を用いたときのシンボルであり、ｘ ｍｏｄ ８が５のとき、シンボル＃ｘは時刻ｕ＋５の位相を用いたときのシンボルであり、ｘ ｍｏｄ ８が６のとき、シンボル＃ｘは時刻ｕ＋６の位相を用いたときのシンボルであり、ｘ ｍｏｄ ８が７のとき、シンボル＃ｘは時刻ｕ＋７の位相を用いたときのシンボルである。図１７のシンボルの並べ方では、時間軸方向に４スロット、周波数軸方向で２スロットの計４×２＝８スロットを用いて、１周期分のシンボルを配置しているが、このとき、１周期分のシンボルの数をｍ×ｎシンボル（つまり、乗じる位相はｍ×ｎ種類存在する。）１周期分のシンボルを配置するのに使用する周波数軸方向のスロット（キャリア数）をｎ、時間軸方向に使用するスロットをｍとすると、ｍ＞ｎとするとよい。これは、直接波の位相は、時間軸方向の変動は、周波数軸方向の変動と比較し、緩やかである。したがって、定常的な直接波の影響を小さくするために本実施の形態の規則的な位相の変更を行うので、位相の変更を行う周期では直接波の変動を小さくしたい。したがって、ｍ＞ｎとするとよい。また、以上の点を考慮すると、周波数軸方向のみ、または、時間軸方向のみにシンボルを並び替えるより、図１７のように周波数軸と時間軸の両者を用いて並び換えを行うほうが、直接波は定常的になる可能性が高く、本発明の効果を得やすいという効果が得られる。ただし、周波数軸方向に並べると、周波数軸の変動が急峻であるため、ダイバーシチゲインを得ることが出来る可能性があるので、必ずしも周波数軸と時間軸の両者を用いて並び換えを行う方法が最適な方法であるとは限らない。

図１８は、図１７とは異なる、横軸周波数、縦軸時間における、図１３の並び替え部１３０１Ａ、１３０１Ｂにおけるシンボルの並び替え方法の一例を示しており、図１８（Ａ）は変調信号ｚ１のシンボルの並び替え方法、図１８（Ｂ）は変調信号ｚ２のシンボルの並び替え方法を示している。図１８は、図１７と同様、シンボルを周波数、時間軸の両者を利用して配置しているが、図１７と異なる点は、図１７では、周波数方向を優先し、その後、時間軸方向にシンボルを配置しているのに対し、図１８では、時間軸方向を優先し、その後、時間軸方向にシンボルを配置している点である。図１８において、シンボル群１８０２は、位相変更方法を用いたときの１周期分のシンボルである。

なお、図１７、図１８では、図１５と同様に、変調信号ｚ１のシンボルの配置方法と変調信号ｚ２のシンボル配置方法が異なるように配置しても同様に実施することができ、また、高い受信品質を得ることができるという効果を得ることができる。また、図１７、図１８において、図１６のようにシンボルを順々に配置していなくても、同様に実施することができ、また、高い受信品質を得ることができるという効果を得ることができる。

図２２は、上記とは異なる、横軸周波数、縦軸時間における図１３の並び替え部１３０１Ａ、１３０Ｂにおけるシンボルの並び換え方法の一例を示している。図６の時刻ｕ〜ｕ＋３のような４スロットを用いて規則的に位相を変更する場合を考える。図２２において特徴的な点は、周波数軸方向にシンボルを順に並べているが、時間軸方向に進めた場合、サイクリックにｎ（図２２の例ではｎ＝１）シンボルサイクリックシフトさせている点である。図２２における周波数軸方向のシンボル群２２１０に示した４シンボルにおいて、図６の時刻ｕ〜ｕ＋３の位相の変更を行うものとする。

このとき、＃０のシンボルでは時刻ｕの位相を用いた位相変更、＃１では時刻ｕ＋１の位相を用いた位相変更、＃２では時刻ｕ＋２の位相を用いた位相変更、時刻ｕ＋３の位相を用いた位相変更を行うものとする。

周波数軸方向のシンボル群２２２０についても同様に、＃４のシンボルでは時刻ｕの位相を用いた位相変更、＃５では時刻ｕ＋１の位相を用いた位相変更、＃６では時刻ｕ＋２の位相を用いた位相変更、＃７では時刻ｕ＋３の位相を用いた位相変更を行うものとする。

時間＄１のシンボルにおいて、上記のような位相の変更を行ったが、時間軸方向において、サイクリックシフトしているため、シンボル群２２０１、２２０２、２２０３、２２０４については以下のように位相の変更を行うことになる。

時間軸方向のシンボル群２２０１では、＃０のシンボルでは時刻ｕの位相を用いた位相変更、＃９では時刻ｕ＋１の位相を用いた位相変更、＃１８では時刻ｕ＋２の位相を用いた位相変更、＃２７では時刻ｕ＋３の位相を用いた位相変更を行うものとする。

時間軸方向のシンボル群２２０２では、＃２８のシンボルでは時刻ｕの位相を用いた位相変更、＃１では時刻ｕ＋１の位相を用いた位相変更、＃１０では時刻ｕ＋２の位相を用いた位相変更、＃１９では時刻ｕ＋３の位相を用いた位相変更を行うものとする。

時間軸方向のシンボル群２２０３では、＃２０のシンボルでは時刻ｕの位相を用いた位相変更、＃２９では時刻ｕ＋１の位相を用いた位相変更、＃２１では時刻ｕ＋２の位相を用いた位相変更、＃１１では時刻ｕ＋３の位相を用いた位相変更を行うものとする。

時間軸方向のシンボル群２２０４では、＃１２のシンボルでは時刻ｕの位相を用いた位相変更、＃２１では時刻ｕ＋１の位相を用いた位相変更、＃３０では時刻ｕ＋２の位相を
用いた位相変更、＃３では時刻ｕ＋３の位相を用いた位相変更を行うものとする。

図２２においての特徴は、例えば＃１１のシンボルに着目した場合、同一時刻の周波数軸方向の両隣のシンボル（＃１０と＃１２）は、ともに＃１１とは異なる位相を用いて位相の変更を行っているとともに、＃１１のシンボルの同一キャリアの時間軸方向の両隣のシンボル（＃２と＃２０）は、ともに＃１１とは異なる位相を用いて位相の変更を行っていることである。そして、これは＃１１のシンボルに限ったものではなく、周波数軸方向および時間軸方向ともに両隣にシンボルが存在するシンボルすべてにおいて＃１１のシンボルと同様の特徴をもつことになる。これにより、効果的に位相を変更していることになり、直接波の定常的な状況に対する影響を受けづらくなるため、データの受信品質が改善される可能性が高くなる。

図２２では、ｎ＝１として説明したが、これに限ったものではなく、ｎ＝３としても同様に実施することができる。また、図２２では、周波数軸にシンボルを並べ、時間が軸方向にすすむ場合、シンボルの配置の順番をサイクリックシフトするという特徴を持たせることで、上記の特徴を実現したが、シンボルをランダム（規則的であってもよい）に配置することで上記特徴を実現するような方法もある。

（実施の形態２）
上記実施の形態１においては、重み付け合成された（固定のプリコーディング行列でプリコーディングされた）信号ｚ（ｔ）の位相を変更することとした。ここでは、上記実施の形態１と同等の効果を得られる位相変更方法の各種の実施形態について開示する。

上記実施の形態において、図３及び図６に示すように、位相変更部３１７Ｂは、重み付け合成部６００からの一方の出力に対してのみ位相の変更を実行する構成となっている。
しかしながら、位相の変更を実行するタイミングとしては、重み付け合成部６００によるプリコーディングの前に実行することとしてもよく、送信装置は、図６に示した構成に代えて、図２５に示すように、位相変更部３１７Ｂを重み付け合成部６００の前段に設ける構成としてもよい。

この場合、位相変更部３１７Ｂは、選択した変調方式のマッピングにしたがったベースバンド信号ｓ２（ｔ）に対して規則的な位相の変更を実行して、ｓ２'（ｔ）＝ｓ２（ｔ
）ｙ（ｔ）（但し、ｙ（ｔ）はｔにより変更される）を出力し、重み付け合成部６００は、ｓ２'（ｔ）に対してプリコーディングを実行して、ｚ２（ｔ）（＝Ｗ２ｓ２'（ｔ））（式（４２）参照）を出力し、これを送信する構成としてもよい。

また、位相の変更は、両変調信号ｓ１（ｔ）、ｓ２（ｔ）の双方に対して実行してもよく、送信装置は、図６に示した構成に代えて、図２６に示すように、重み付け合成部６００の両方の出力に対して位相変更部を設ける構成をとってもよい。

位相変更部３１７Ａは、位相変更部３１７Ｂと同様に入力された信号の位相を規則的に変更するものであり、重み付け合成部からのプリコーディングされた信号ｚ１’（ｔ）の位相を変更し、位相を変更した信号ｚ１（ｔ）を送信部に出力する。

ただし、位相変更部３１７Ａ及び位相変更部３１７Ｂは互いに位相を変更する位相の度合いは、同じタイミングにおいては、図２６に示すような位相の変更を行う。（ただし、以下は一つの例であり、位相の変更方法はこれに限ったものではない。）時刻ｕにおいて、図２６の位相変更部３１７Aは、ｚ１（ｔ）＝ｙ₁（ｔ）ｚ１'（ｔ）となるように、ま
た、位相変更部３１７Bは、ｚ２（ｔ）＝ｙ₂（ｔ）ｚ２'（ｔ）となるように、位相の変
更を行う。例えば、図２６に示すように、時刻ｕにおいて、ｙ₁（ｕ）＝ｅ^j0、ｙ₂（ｕ）
＝ｅ^-jπ^/2、時刻ｕ＋１において、ｙ₁（ｕ＋１）＝ｅ^jπ^/4、ｙ₂（ｕ＋１）＝ｅ^-j3π^/4、・・・、時刻ｕ＋ｋにおいて、ｙ₁（ｕ＋ｋ）＝ｅ^jkπ^/4、ｙ₂（ｕ＋ｋ）＝ｅ^j(-kπ^/4-π^/2)、として位相の変更を行う。なお、位相を規則的に変更する周期は、位相変更部３１７Ａと位相変更部３１７Ｂとで同じであってもよいし、異なるものであってもよい。

また、上述したとおり、位相を変更するタイミングは、重み付け合成部によるプリコーディングの実行前であってもよく、送信装置は、図２６に示す構成に代えて、図２７に示す構成としてもよい。

両変調信号の位相を規則的に変更する場合には、それぞれの送信信号には、例えば制御情報として、それぞれの位相変更パターンの情報が含まれることとし、受信装置は、この制御情報を得ることで、送信装置が規則的に切り替えた位相変更方法、つまり、位相変更パターンを知ることができ、これにより、正しい復調（検波）を実行することが可能となる。

次に、図６、図２５の構成の変形例について図２８、図２９を用いて説明する。図２８が図６と異なる点は、位相変更ON/OFFに関する情報２８００が存在する点、および、位相変更をｚ１'（ｔ）、ｚ２'（ｔ）のいずれかに位相変更を行う（同一時刻、または、同一周波数で、位相変更をｚ１'（ｔ）、ｚ２'（ｔ）のいずれかに対し施す。）点である。したがって、位相変更をｚ１'（ｔ）、ｚ２'（ｔ）のいずれかに位相変更を行うことになるため、図２８の位相変更部３１７A、位相変更部３１７Bは、位相変更を行う（ON）場合と位相変更を行わない（OFF）場合がある。このON/OFFに関する制御情報が、位相変更ON/OFFに関する情報２８００となる。この位相変更ON/OFFに関する情報２８００は、図３に示
す信号処理方法情報生成部３１４から出力される。

図２８の位相変更部３１７Aは、ｚ１（ｔ）＝ｙ₁（ｔ）ｚ１'（ｔ）となるように、ま
た、位相変更部３１７Bは、ｚ２（ｔ）＝ｙ₂（ｔ）ｚ２'（ｔ）となるように、位相の変
更を行うことになる。

このとき、例えば、ｚ１'（ｔ）は、周期４で位相変更を行うものとする。（このとき
、ｚ２'（ｔ）は位相変更を行わない。）したがって、時刻ｕにおいて、ｙ₁（ｕ）＝ｅ^j0、ｙ₂（ｕ）＝１、時刻ｕ＋１において、ｙ₁（ｕ＋１）＝ｅ^jπ^/2、ｙ₂（ｕ＋１）＝１、時刻ｕ＋２において、ｙ₁（ｕ＋２）＝ｅ^jπ、ｙ₂（ｕ＋２）＝１、時刻ｕ＋３において
、ｙ₁（ｕ＋３）＝ｅ^j3π^/2、ｙ₂（ｕ＋３）＝１とするものとする。

次に、例えば、ｚ２'（ｔ）は、周期４で位相変更を行うものとする。（このとき、ｚ
１'（ｔ）は位相変更を行わない。）したがって、時刻ｕ＋４において、ｙ₁（ｕ＋４）＝１、ｙ₂（ｕ＋４）＝ｅ^j0、時刻ｕ＋５において、ｙ₁（ｕ＋５）＝１、ｙ₂（ｕ＋５）＝
ｅ^jπ^/2、時刻ｕ＋６において、ｙ₁（ｕ＋６）＝１、ｙ₂（ｕ＋６）＝ｅ^jπ、時刻ｕ＋７において、ｙ₁（ｕ＋７）＝１、ｙ₂（ｕ＋７）＝ｅ^j3π^/2とするものとする。

したがって、上記の例では、
時刻８ｋのとき、ｙ_１（８ｋ）＝ｅ^ｊ０、ｙ_２（８ｋ）＝１、
時刻８ｋ＋１のとき、ｙ_１（８ｋ＋１）＝ｅ^ｊπ／２、ｙ_２（８ｋ＋１）＝１、
時刻８ｋ＋２のとき、ｙ_１（８ｋ＋２）＝ｅ^ｊπ、ｙ_２（８ｋ＋２）＝１、
時刻８ｋ＋３のとき、ｙ_１（８ｋ＋３）＝ｅ^{ｊ３π／２}、ｙ_２（８ｋ＋３）＝１、
時刻８ｋ＋４のとき、ｙ_１（８ｋ＋４）＝１、ｙ_２（８ｋ＋４）＝ｅ^ｊ０、
時刻８ｋ＋５のとき、ｙ_１（８ｋ＋５）＝１、ｙ_２（８ｋ＋５）＝ｅ^ｊπ／２、
時刻８ｋ＋６のとき、ｙ_１（８ｋ＋６）＝１、ｙ_２（８ｋ＋６）＝ｅ^ｊπ、
時刻８ｋ＋７のとき、ｙ_１（８ｋ＋７）＝１、ｙ_２（８ｋ＋７）＝ｅ^{ｊ３π／２}
となる。

上述のように、ｚ１'（ｔ）のみ位相変更する時間とｚ２'（ｔ）のみ位相を変更する時間とが存在するようにする。また、ｚ１'（ｔ）のみ位相変更する時間とｚ２'（ｔ）のみ位相を変更する時間とで、位相変更の周期を構成する。なお、上述では、ｚ１'（ｔ）の
み位相変更を行う場合の周期とｚ２'（ｔ）のみ位相変更を行う場合の周期を同一にして
いるが、これに限ったものではなく、ｚ１'（ｔ）のみ位相変更を行う場合の周期とｚ２'（ｔ）のみ位相変更を行う場合の周期が異なっていてもよい。また、上述の例では、ｚ１'（ｔ）を４周期で位相変更を行った後にｚ２'（ｔ）を４周期で位相変更を行うように説明しているが、これに限ったものではなく、ｚ１'（ｔ）の位相変更とｚ２'（ｔ）の位相変更の順番をどのようにしてもよい（例えば、ｚ１'（ｔ）の位相変更とｚ２'（ｔ）の位相変更を交互に行っても良いし、ある規則にしたがった順番でもよいし、順番はランダムであってもよい。）
図２９の位相変更部３１７Aは、ｓ１'（ｔ）＝ｙ₁（ｔ）ｓ１（ｔ）となるように、ま
た、位相変更部３１７Bは、ｓ２'（ｔ）＝ｙ₂（ｔ）ｓ２（ｔ）となるように、位相の変
更を行うことになる。

このとき、例えば、ｓ１（ｔ）は、周期４で位相変更を行うものとする。（このとき、ｓ２（ｔ）は位相変更を行わない。）したがって、時刻ｕにおいて、ｙ₁（ｕ）＝ｅ^j0、
ｙ₂（ｕ）＝１、時刻ｕ＋１において、ｙ₁（ｕ＋１）＝ｅ^jπ^/2、ｙ₂（ｕ＋１）＝１、時刻ｕ＋２において、ｙ₁（ｕ＋２）＝ｅ^jπ、ｙ₂（ｕ＋２）＝１、時刻ｕ＋３において、
ｙ₁（ｕ＋３）＝ｅ^j3π^/2、ｙ₂（ｕ＋３）＝１とするものとする。

次に、例えば、ｓ２（ｔ）は、周期４で位相変更を行うものとする。（このとき、ｓ１（ｔ）は位相変更を行わない。）したがって、時刻ｕ＋４において、ｙ₁（ｕ＋４）＝１
、ｙ₂（ｕ＋４）＝ｅ^j0、時刻ｕ＋５において、ｙ₁（ｕ＋５）＝１、ｙ₂（ｕ＋５）＝ｅ^jπ^/2、時刻ｕ＋６において、ｙ₁（ｕ＋６）＝１、ｙ₂（ｕ＋６）＝ｅ^jπ、時刻ｕ＋７に
おいて、ｙ₁（ｕ＋７）＝１、ｙ₂（ｕ＋７）＝ｅ^j3π^/2とするものとする。

したがって、上記の例では、
時刻８ｋのとき、ｙ_１（８ｋ）＝ｅ^ｊ０、ｙ_２（８ｋ）＝１、
時刻８ｋ＋１のとき、ｙ_１（８ｋ＋１）＝ｅ^ｊπ／２、ｙ_２（８ｋ＋１）＝１、
時刻８ｋ＋２のとき、ｙ_１（８ｋ＋２）＝ｅ^ｊπ、ｙ_２（８ｋ＋２）＝１、
時刻８ｋ＋３のとき、ｙ_１（８ｋ＋３）＝ｅ^{ｊ３π／２}、ｙ_２（８ｋ＋３）＝１、
時刻８ｋ＋４のとき、ｙ_１（８ｋ＋４）＝１、ｙ_２（８ｋ＋４）＝ｅ^ｊ０、
時刻８ｋ＋５のとき、ｙ_１（８ｋ＋５）＝１、ｙ_２（８ｋ＋５）＝ｅ^ｊπ／２、
時刻８ｋ＋６のとき、ｙ_１（８ｋ＋６）＝１、ｙ_２（８ｋ＋６）＝ｅ^ｊπ、
時刻８ｋ＋７のとき、ｙ_１（８ｋ＋７）＝１、ｙ_２（８ｋ＋７）＝ｅ^{ｊ３π／２}
となる。

上述のように、ｓ１（ｔ）のみ位相変更する時間とｓ２（ｔ）のみ位相を変更する時間とが存在するようにする。また、ｓ１（ｔ）のみ位相変更する時間とｓ２（ｔ）のみ位相を変更する時間とで、位相変更の周期を構成する。なお、上述では、ｓ１（ｔ）のみ位相変更を行う場合の周期とｓ２（ｔ）のみ位相変更を行う場合の周期を同一にしているが、これに限ったものではなく、ｓ１（ｔ）のみ位相変更を行う場合の周期とｓ２（ｔ）のみ位相変更を行う場合の周期が異なっていてもよい。また、上述の例では、ｓ１（ｔ）を４周期で位相変更を行った後にｓ２（ｔ）を４周期で位相変更を行うように説明しているが、これに限ったものではなく、ｓ１（ｔ）の位相変更とｓ２（ｔ）の位相変更の順番をどのようにしてもよい（例えば、ｓ１（ｔ）の位相変更とｓ２（ｔ）の位相変更を交互に行っても良いし、ある規則にしたがった順番でもよいし、順番はランダムであってもよい。
）
これによって、受信装置側における送信信号ｚ１（ｔ）及びｚ２（ｔ）を受信したときのそれぞれの受信状態を均等にすることができるとともに、受信した信号ｚ１（ｔ）及びｚ２（ｔ）それぞれのシンボルにおいて位相が周期的に切り替えられることにより、誤り訂正復号後の誤り訂正能力を向上させることができるので、ＬＯＳ環境における受信品質を向上させることができる。

以上、実施の形態２に示した構成でも、上記実施の形態１と同様の効果を得ることができる。
本実施の形態では、シングルキャリア方式を例、つまり、位相変更を時間軸に対して行う場合について説明したが、これに限ったものではなく、マルチキャリア伝送を行った場合でも同様に実施することができる。したがって、例えば、スペクトル拡散通信方式、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式、ＳＣ−ＦＤＭＡ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）、ＳＣ−ＯＦＤＭ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式、非特許文献７等で示されているウェーブレットＯＦＤＭ方式等を用いた場合についても同様に実施することができる。前述したように、本実施の形態では、位相変更を行う説明として、時間ｔ軸方向で位相変更を行う場合で説明したが、実施の形態１と同様に、周波数軸方向に位相変更を行う、つまり、本実施の形態において、ｔ方向での位相変更の説明において、ｔをｆ（ｆ：周波数（（サブ）キャリア））に置き換えて、考えることで、本実施の形態で説明した位相変更方法を、周波数方向に位相変更ことに適用することができることになる。また、本実施の形態の位相変更方法は、実施の形態１の説明と同様に、時間−周波数方向に対する位相変更に対して、適用することも可能である。

したがって、図６、図２５、図２６、図２７では時間軸方向で位相変更を行う場合を示しているが、図６、図２５、図２６、図２７において、時間ｔをキャリアｆに置き換えて考えることで、周波数方向での位相変更を行うことに相当し、時間ｔを時間ｔ、周波数ｆ、つまり（ｔ）を（ｔ、ｆ）に置き換えて考えることで、時間周波数のブロックで位相変更を行うことに相当する。

そして、本実施の形態では、データシンボル以外のシンボル、例えば、パイロットシンボル（プリアンブル、ユニークワード等）、制御情報の伝送用のシンボルなどが、フレームにどのように配置されていてもよい。

（実施の形態３）
上記実施の形態１及び２においては、位相を規則的に変更することとした。本実施の形態３においては、送信装置から見て、各所に点在することになる受信装置において、受信装置がどこに配置されていても、各受信装置が良好なデータの受信品質を得るための手法について開示する。

本実施の形態３においては、位相を変更して得られる信号のシンボル配置を説明する。
図３１は、規則的に位相を変更する送信方式において、ＯＦＤＭ方式のようなマルチキャリア方式を用いたときの、時間−周波数軸における信号の一部のシンボルのフレーム構成の一例を示している。

はじめに、実施の形態１で説明した、２つのプリコーディング後のベースバンド信号のうち、一方のベースバンド信号（図６参照）に位相変更を行った場合の例で説明する。
（なお、図６では時間軸方向で位相変更を行う場合を示しているが、図６において、時間ｔをキャリアｆに置き換えて考えることで、周波数方向での位相変更を行うことに相当し、時間ｔを時間ｔ、周波数ｆ、つまり（ｔ）を（ｔ、ｆ）に置き換えて考えることで、時間周波数のブロックで位相変更を行うことに相当する。）
図３１は、図１２に示した位相変更部３１７Ｂの入力である変調信号ｚ２’のフレーム構成を示しており、１つの四角がシンボル（ただし、プリコーディングを行っているため、ｓ１とｓ２の両者の信号を含んでいるのが通常であるが、プリコーディング行列の構成次第では、ｓ１とｓ２の一方の信号のみであることもある。）を示している。

ここで、図３１のキャリア２、時刻＄２のシンボル３１００について着目する。なお、ここではキャリアと記載しているが、サブキャリアと呼称することもある。キャリア２において、時刻＄２に時間的に最も隣接するシンボル、つまりキャリア２の時刻＄１のシンボル３１０３と時刻＄３のシンボル３１０１のそれぞれのチャネル状態は、キャリア２、時刻＄２のシンボル３１００のチャネル状態と、非常に相関が高い。

同様に時刻＄２において、周波数軸方向でキャリア２に最も隣接している周波数のシンボル、即ち、キャリア１、時刻＄２のシンボル３１０４と時刻＄２、キャリア３のシンボル３１０４とのチャネル状態は、ともに、キャリア２、時刻＄２のシンボル３１００のチャネル状態と、非常に相関が高い。

上述したように、シンボル３１０１、３１０２、３１０３、３１０４のそれぞれのチャネル状態は、シンボル３１００のチャネル状態との相関が非常に高い。
本明細書において、規則的に位相を変更する送信方法において、乗じる位相として、Ｎ種類の位相（但し、Ｎは２以上の整数）を用意しているものとする。図３１に示したシンボルには、例えば、「ｅ^j0」という記載を付しているが、これは、このシンボルにおける図６における信号ｚ２'に対し、「ｅ^j0」が乗じられて位相が変更されたことを意味する
。つまり、図３１の各シンボルに記載している値は、式（４２）におけるｙ（ｔ）、および、実施の形態２で説明したｚ２（ｔ）＝ｙ₂（ｔ）ｚ２'（ｔ）におけるｙ₂（ｔ）の値
となる。

本実施の形態においては、この周波数軸方向で隣接しあうシンボル及び／又は時間軸方向で隣接しあうシンボルのチャネル状態の相関性が高いことを利用して受信装置側において、高いデータの受信品質が得られる位相が変更されたシンボルのシンボル配置を開示する。

この受信側で高いデータの受信品質が得られる条件として、＜条件＃１＞、＜条件＃２＞が考えられる。
＜条件＃１＞
図６のように、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’に対し、規則的に位相を変更する送信方法において、ＯＦＤＭのようなマルチキャリア伝送方式を用いている場合、時間Ｘ・キャリアＹがデータ伝送用のシンボル（以下、データシンボルと呼称する）であり、時間軸方向で隣接するシンボル、即ち、時間Ｘ−１・キャリアＹおよび時間Ｘ＋１・キャリアＹがいずれもデータシンボルであり、これら３つのデータシンボルに対応するプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’、つまり、時間Ｘ・キャリアＹ、時間Ｘ−１・キャリアＹおよび時間Ｘ＋１・キャリアＹにおけるそれぞれのプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’では、いずれも異なる位相変更が行われる。

＜条件＃２＞
図６のように、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’に対し、規則的に位相を変更する送信方法において、ＯＦＤＭのようなマルチキャリア伝送方式を用いている場合、
時間Ｘ・キャリアＹがデータ伝送用のシンボル（以下、データシンボルと呼称する）であり、周波数軸方向で隣接するシンボル、即ち、時間Ｘ・キャリアＹ−１および時間Ｘ・キャリアＹ＋１がいずれもデータシンボルである場合、これら３つのデータシンボルに対応するプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’、つまり、時間Ｘ・キャリアＹ、時間Ｘ・キャリアＹ−１および時間Ｘ・キャリアＹ＋１におけるそれぞれのプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’では、いずれも異なる位相変更が行われる。

そして、＜条件＃１＞を満たすデータシンボルが存在するとよい。同様に、＜条件２＞を満たすデータシンボルが存在するとよい。
この＜条件＃１＞＜条件＃２＞が導出される理由は以下の通りである。

送信信号においてあるシンボル（以降、シンボルＡと呼称する）があり、当該シンボルＡに時間的に隣接したシンボルそれぞれのチャネル状態は、上述したとおり、シンボルＡのチャネル状態との相関が高い。

したがって、時間的に隣接した３シンボルで、異なる位相を用いていると、ＬＯＳ環境において、シンボルＡが劣悪な受信品質（ＳＮＲとしては高い受信品質を得ているものの、直接波の位相関係が劣悪な状況であるため受信品質が悪い状態）であっても、残りのシンボルＡに隣接する２シンボルでは、良好な受信品質を得ることができる可能性が非常に高く、その結果、誤り訂正復号後は良好な受信品質を得ることができる。

同様に、送信信号においてあるシンボル（以降、シンボルＡと呼称する）があり、このシンボルＡに周波数的に隣接したシンボルそれぞれのチャネル状態は、上述したとおり、シンボルＡのチャネル状態との相関が高い。

したがって、周波数的に隣接した３シンボルで、異なる位相を用いていると、ＬＯＳ環境において、シンボルＡが劣悪な受信品質（ＳＮＲとしては高い受信品質を得ているものの、直接波の位相関係が劣悪な状況であるため受信品質が悪い状態）であっても、残りのシンボルＡに隣接する２シンボルでは、良好な受信品質を得ることができる可能性が非常に高く、その結果、誤り訂正復号後は良好な受信品質を得ることができる。

また、＜条件＃１＞と＜条件＃２＞を組み合わせると、受信装置において、より、データの受信品質を向上させることができる可能性がある。したがって、以下の＜条件＃３＞を導くことができる。

＜条件＃３＞
図６のように、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’に対し、規則的に位相を変更する送信方法において、ＯＦＤＭのようなマルチキャリア伝送方式を用いている場合、時間Ｘ・キャリアＹがデータ伝送用のシンボル（以下、データシンボルと呼称する）であり、時間軸方向で隣接するシンボル、即ち、時間Ｘ−１・キャリアＹおよび時間Ｘ＋１・キャリアＹがいずれもデータシンボルであり、かつ、周波数軸方向で隣接するシンボル、即ち、時間Ｘ・キャリアＹ−１および時間Ｘ・キャリアＹ＋１がいずれもデータシンボルである場合、これら５つのデータシンボルに対応するプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’、つまり、時間Ｘ・キャリアＹおよび時間Ｘ−１・キャリアＹおよび時間Ｘ＋１・キャリアＹおよび時間Ｘ・キャリアＹ−１および時間Ｘ・キャリアＹ＋１におけるそれぞれのプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’では、いずれも異なる位相変更が行われる。

ここで、「異なる位相変更」について、補足を行う。位相変更は、０ラジアンから２πラジアンで定義されることになる。例えば、時間Ｘ・キャリアＹにおいて、図６のプリコ
ーディング後のベースバンド信号ｚ２’に対して施す位相変更をｅ^ｊθX,Y、時間Ｘ−１
・キャリアＹにおいて、図６のプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’に対して施す位相変更をｅ^{ｊθX−１,Y}、時間Ｘ＋１・キャリアＹにおいて、図６のプリコーディン
グ後のベースバンド信号ｚ２’に対して施す位相変更をｅ^{ｊθX＋１,Y}とすると、０ラジ
アン≦θ_X,Y＜２π、０ラジアン≦θ_X−１,Y＜２π、０ラジアン≦θ_X＋１,Y＜２πとな
る。したがって、＜条件＃１＞では、θ_X,Y≠θ_X−１,Yかつθ_X,Y≠θ_X＋１,Yかつθ_X＋
１,Y≠θ_X−１,Yが成立することになる。同様に考えると、＜条件＃２＞では、θ_X,Y≠θ_X,Y−１かつθ_X,Y≠θ_X,Y＋１かつθ_X,Y−１≠θ_{X−１,Y＋１}が成立することになり、＜
条件＃３＞では、θ_X,Y≠θ_X−１,Yかつθ_X,Y≠θ_X＋１,Yかつθ_X,Y≠θ_X,Y−１かつθ_X,Y≠θ_X,Y＋１かつθ_X−１,Y≠θ_X＋１,Yかつθ_X−１,Y≠θ_X,Y−１かつθ_X−１,Y≠θ_X,Y＋１かつθ_X＋１,Y≠θ_X,Y−１かつθ_X＋１,Y≠θ_X,Y＋１かつθ_X,Y−１≠θ_X,Y＋１が成立することになる。

そして、＜条件＃３＞を満たすデータシンボルが存在するとよい。
図３１は＜条件＃３＞の例であり、シンボルＡに該当するシンボル３１００に相当する図６のプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’に乗じられている位相と、そのシンボル３１００に時間的に隣接するシンボル３１０１に相当する図６のプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’、３１０３に相当する図６のプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’に乗じられている位相と、周波数的に隣接するシンボル３１０２に相当する図６のプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’、３１０４に相当する図６のプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’に乗じられている位相が互いに異なるように配されており、これによって、受信側においてシンボル３１００の受信品質が劣悪であろうとも、その隣接するシンボルの受信品質は非常に高くなるため、誤り訂正復号後の高い受信品質を確保できる。

この条件のもとで、位相を変更して得られるシンボルの配置例を図３２に示す。
図３２を見ればわかるように、いずれのデータシンボルにおいても、その位相が周波数軸方向及び時間軸方向の双方において隣接しあうシンボルに対して変更された位相の度合いは互いに異なる位相変更量となっている。このようにすることで、受信装置における誤り訂正能力を更に向上させることができる。

つまり、図３２では、時間軸方向で隣接するシンボルにデータシンボルが存在していた場合、＜条件＃１＞がすべてのX、すべてのYで成立している。
同様に、図３２では、周波数方向で隣接するシンボルにデータシンボルが存在していた場合、＜条件＃２＞がすべてのX、すべてのYで成立している。

同様に、図３２では、周波数方向で隣接するシンボルにデータシンボルが存在し、かつ、時間軸方向で隣接するシンボルにデータシンボルが存在していた場合、＜条件＃３＞がすべてのX、すべてのYで成立している。

次に、実施の形態２で説明した、２つのプリコーディング後のベースバンド信号に位相変更を行った場合（図２６参照）の例で説明する。
図２６のように、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ１’、および、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’の両者に位相変更を与える場合、位相変更方法について、いくつかの方法がある。その点について、詳しく説明する。

方法１として、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’の位相変更は、前述のように、図３２のように位相変更を行うものとする。図３２において、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’の位相変更は周期１０としている。しかし、前述で述べたように、＜条件＃１＞＜条件＃２＞＜条件＃３＞を満たすようにするために、（サブ）キャリ
ア１で、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’に施す位相変更を時間とともに変更している。（図３２では、このような変更をほどこしているが、周期１０をとし、別の位相変更方法であってもよい）そして、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ１’の位相変更は、図３３ように、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’の位相変更は周期１０の１周期分の位相変更する値は一定とする。図３３では、（プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’の位相変更の）１周期分を含む時刻＄１において、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ１’の位相変更の値は、ｅ^ｊ０としており、次の（プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’の位相変更の）１周期分を含む時刻＄２において、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ１’の位相変更の値は、ｅ^ｊπ／９としており、・・・、としている。

なお、図３３に示したシンボルには、例えば、「ｅ^j0」という記載を付しているが、これは、このシンボルにおける図２６における信号ｚ１'に対し、「ｅ^j0」が乗じられて位
相が変更されたことを意味する。つまり、図３３の各シンボルに記載している値は、実施の形態２で説明したｚ１（ｔ）＝ｙ₁（ｔ）ｚ１'（ｔ）におけるｙ₁（ｔ）の値となる。

プリコーディング後のベースバンド信号ｚ１’の位相変更は、図３３ように、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’の位相変更は周期１０の１周期分の位相変更する値は一定とし、位相変更する値は、１周期分の番号とともに変更するようにする。（上述のように、図３３では、第１の１周期分では、ｅ^ｊ０とし、第２の１周期分ではｅ^ｊπ／９、・・・としている。）
以上のようにすることで、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’の位相変更は周期１０であるが、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ１’の位相変更とプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’の位相変更の両者を考慮したときの周期は１０より大きくすることができるという効果を得ることができる。これにより、受信装置のデータの受信品質が向上する可能性がある。

方法２として、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’の位相変更は、前述のように、図３２のように位相変更を行うものとする。図３２において、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’の位相変更は周期１０としている。しかし、前述で述べたように、＜条件＃１＞＜条件＃２＞＜条件＃３＞を満たすようにするために、（サブ）キャリア１で、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’に施す位相変更を時間とともに変更している。（図３２では、このような変更をほどこしているが、周期１０をとし、別の位相変更方法であってもよい）そして、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ１’の位相変更は、図３０に示すように、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’の位相変更は周期１０とは異なる周期３での位相変更を行う。

なお、図３０に示したシンボルには、例えば、「ｅ^j0」という記載を付しているが、これは、このシンボルにおける図２６における信号ｚ１'に対し、「ｅ^j0」が乗じられて位
相が変更されたことを意味する。つまり、図３０の各シンボルに記載している値は、実施の形態２で説明したｚ１（ｔ）＝ｙ₁（ｔ）ｚ１'（ｔ）におけるｙ₁（ｔ）の値となる。

以上のようにすることで、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’の位相変更は周期１０であるが、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ１’の位相変更とプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’の位相変更の両者を考慮したときの周期は３０となりプリコーディング後のベースバンド信号ｚ１’の位相変更とプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’の位相変更の両者を考慮したときの周期を１０より大きくすることができるという効果を得ることができる。これにより、受信装置のデータの受信品質が向上する可能性がある。方法２の一つの有効な方法としては、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ１’の位相変更の周期をNとし、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２
’の位相変更の周期をMとしたとき、特に、NとMが互いに素の関係であると、プリコーデ
ィング後のベースバンド信号ｚ１’の位相変更とプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’の位相変更の両者を考慮したときの周期はN×Mと容易に大きな周期に設定することができるという利点があるが、NとMが互いに素の関係でも、周期を大きくすることは可能である。

なお、本実施の形態３の位相変更方法は一例であり、これに限ったものではなく、実施の形態１、実施の形態２で説明したように、周波数軸方向で位相変更を行ったり、時間軸方向で位相変更を行ったり、時間−周波数のブロックで位相変更を行っても同様に、受信装置におけるデータの受信品質を向上させることができるという効果を持つことになる。

上記で説明したフレーム構成以外にも、データシンボル間にパイロットシンボル（ＳＰ（Scattered Pilot））や制御情報を伝送するシンボルなどが挿入されることも考えられ
る。この場合の位相変更について詳しく説明する。

図４７は、変調信号（プリコーディング後のベースバンド信号）ｚ１またはｚ１’および変調信号（プリコーディング後のベースバンド信号）ｚ２’の時間―周波数軸におけるフレーム構成を示しており、図４７(a)は、変調信号（プリコーディング後のベースバン
ド信号）ｚ１またはｚ１’ の時間―周波数軸におけるフレーム構成、図４７(b)は、変調信号（プリコーディング後のベースバンド信号）ｚ２’の時間―周波数軸におけるフレーム構成である。図４７において、４７０１はパイロットシンボル、４７０２はデータシンボルを示しており、データシンボル４７０２は、プリコーディングまたはプリコーディングと位相変更を施したシンボルとなる。

図４７は、図６のように、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’に対し、位相変更を行う場合のシンボル配置を示している（プリコーディング後のベースバンド信号ｚ１には位相変更を行わない）。（なお、図６では時間軸方向で位相変更を行う場合を示しているが、図６において、時間ｔをキャリアｆに置き換えて考えることで、周波数方向での位相変更を行うことに相当し、時間ｔを時間ｔ、周波数ｆ、つまり（ｔ）を（ｔ、ｆ）に置き換えて考えることで、時間周波数のブロックで位相変更を行うことに相当する。）したがって、図４７のプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’のシンボルに記載されている数値は、位相の変更値を示している。なお、図４７のプリコーディング後のベースバンド信号ｚ１’（ｚ１）のシンボルは、位相変更を行わないので、数値を記載していない。

図４７において重要な点は、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’に対する位相変更は、データシンボル、つまり、プリコーディングを施したシンボルに対して施している点である。（ここで、シンボルと記載しているが、ここで記載しているシンボルには、プリコーディングが施されているため、ｓ１のシンボルとｓ２のシンボルの両者を含んでいることになる。）したがって、ｚ２’に挿入されたパイロットシンボルに対しては、位相変更を施さないことになる。

図４８は、変調信号（プリコーディング後のベースバンド信号）ｚ１またはｚ１’および変調信号（プリコーディング後のベースバンド信号）ｚ２’の時間―周波数軸におけるフレーム構成を示しており、図４８(a)は、変調信号（プリコーディング後のベースバン
ド信号）ｚ１またはｚ１’ の時間―周波数軸におけるフレーム構成、図４８(b)は、変調信号（プリコーディング後のベースバンド信号）ｚ２’の時間―周波数軸におけるフレーム構成である。図４８において、４７０１はパイロットシンボル、４７０２はデータシンボルを示しており、データシンボル４７０２は、プリコーディングと位相変更を施したシ
ンボルとなる。

図４８は、図２６のように、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ１’およびプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’に対し、位相変更を行う場合のシンボル配置を示している。（なお、図２６では時間軸方向で位相変更を行う場合を示しているが、図２６において、時間ｔをキャリアｆに置き換えて考えることで、周波数方向での位相変更を行うことに相当し、時間ｔを時間ｔ、周波数ｆ、つまり（ｔ）を（ｔ、ｆ）に置き換えて考えることで、時間周波数のブロックで位相変更を行うことに相当する。）したがって、図４８のプリコーディング後のベースバンド信号ｚ１’およびプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’のシンボルに記載されている数値は、位相の変更値を示している。

図４８において重要な点は、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ１’に対する位相変更は、データシンボル、つまり、プリコーディングを施したシンボルに対して施している、また、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’に対する位相変更は、データシンボル、つまり、プリコーディングを施したシンボルに対して施している点である。（ここで、シンボルと記載しているが、ここで記載しているシンボルには、プリコーディングが施されているため、ｓ１のシンボルとｓ２のシンボルの両者を含んでいることになる。）したがって、ｚ１’に挿入されたパイロットシンボルに対しては、位相変更を施さず、また、ｚ２’に挿入されたパイロットシンボルに対しては、位相変更を施さないことになる。

図４９は、変調信号（プリコーディング後のベースバンド信号）ｚ１またはｚ１’および変調信号（プリコーディング後のベースバンド信号）ｚ２’の時間―周波数軸におけるフレーム構成を示しており、図４９(a)は、変調信号（プリコーディング後のベースバン
ド信号）ｚ１またはｚ１’ の時間―周波数軸におけるフレーム構成、図４９(b)は、変調信号（プリコーディング後のベースバンド信号）ｚ２’の時間―周波数軸におけるフレーム構成である。図４９において、４７０１はパイロットシンボル、４７０２はデータシンボル、４９０１はヌルシンボルであり、ベースバンド信号の同相成分I=0であり、直交成
分Q=０となる。このとき、データシンボル４７０２は、プリコーディングまたはプリコーディングと位相変更を施したシンボルとなる。図４９と図４７の違いは、データシンボル以外のシンボルの構成方法であり、変調信号ｚ１’でパイロットシンボルが挿入されている時間とキャリアにおいて、変調信号ｚ２’はヌルシンボルとなっており、逆に、変調信号ｚ２’でパイロットシンボルが挿入されている時間とキャリアにおいて、変調信号ｚ１’はヌルシンボルとなっている点である。

図４９は、図６のように、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’に対し、位相変更を行う場合のシンボル配置を示している（プリコーディング後のベースバンド信号ｚ１には位相変更を行わない）。（なお、図６では時間軸方向で位相変更を行う場合を示しているが、図６において、時間ｔをキャリアｆに置き換えて考えることで、周波数方向での位相変更を行うことに相当し、時間ｔを時間ｔ、周波数ｆ、つまり（ｔ）を（ｔ、ｆ）に置き換えて考えることで、時間周波数のブロックで位相変更を行うことに相当する。）したがって、図４９のプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’のシンボルに記載されている数値は、位相の変更値を示している。なお、図４９のプリコーディング後のベースバンド信号ｚ１’（ｚ１）のシンボルは、位相変更を行わないので、数値を記載していない。

図４９において重要な点は、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’に対する位相変更は、データシンボル、つまり、プリコーディングを施したシンボルに対して施している点である。（ここで、シンボルと記載しているが、ここで記載しているシンボルには、プリコーディングが施されているため、ｓ１のシンボルとｓ２のシンボルの両者を含ん
でいることになる。）したがって、ｚ２’に挿入されたパイロットシンボルに対しては、位相変更を施さないことになる。

図５０は、変調信号（プリコーディング後のベースバンド信号）ｚ１またはｚ１’および変調信号（プリコーディング後のベースバンド信号）ｚ２’の時間―周波数軸におけるフレーム構成を示しており、図５０(a)は、変調信号（プリコーディング後のベースバン
ド信号）ｚ１またはｚ１’ の時間―周波数軸におけるフレーム構成、図５０(b)は、変調信号（プリコーディング後のベースバンド信号）ｚ２’の時間―周波数軸におけるフレーム構成である。図５０において、４７０１はパイロットシンボル、４７０２はデータシンボル、４９０１はヌルシンボルであり、ベースバンド信号の同相成分I=0であり、直交成
分Q=０となる。このとき、データシンボル４７０２は、プリコーディングまたはプリコーディングと位相変更を施したシンボルとなる。図５０と図４８の違いは、データシンボル以外のシンボルの構成方法であり、変調信号ｚ１’でパイロットシンボルが挿入されている時間とキャリアにおいて、変調信号ｚ２’はヌルシンボルとなっており、逆に、変調信号ｚ２’でパイロットシンボルが挿入されている時間とキャリアにおいて、変調信号ｚ１’はヌルシンボルとなっている点である。

図５０は、図２６のように、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ１’およびプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’に対し、位相変更を行う場合のシンボル配置を示している。（なお、図２６では時間軸方向で位相変更を行う場合を示しているが、図２６において、時間ｔをキャリアｆに置き換えて考えることで、周波数方向での位相変更を行うことに相当し、時間ｔを時間ｔ、周波数ｆ、つまり（ｔ）を（ｔ、ｆ）に置き換えて考えることで、時間周波数のブロックで位相変更を行うことに相当する。）したがって、図５０のプリコーディング後のベースバンド信号ｚ１’およびプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’のシンボルに記載されている数値は、位相の変更値を示している。

図５０において重要な点は、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ１’に対する位相変更は、データシンボル、つまり、プリコーディングを施したシンボルに対して施している、また、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’に対する位相変更は、データシンボル、つまり、プリコーディングを施したシンボルに対して施している点である。（ここで、シンボルと記載しているが、ここで記載しているシンボルには、プリコーディングが施されているため、ｓ１のシンボルとｓ２のシンボルの両者を含んでいることになる。）したがって、ｚ１’に挿入されたパイロットシンボルに対しては、位相変更を施さず、また、ｚ２’に挿入されたパイロットシンボルに対しては、位相変更を施さないことになる。

図５１は、図４７、図４９のフレーム構成の変調信号を生成し、送信する送信装置の構成の一例を示しており、図４と同様に動作するものについては、同一符号を付している。
図５１において、重み付け合成部３０８A、３０８B、および、位相変更部３１７Bは、
フレーム構成信号３１３がデータシンボルであるタイミングを示しているときのみ動作することになる。

図５１のパイロットシンボル（ヌルシンボル生成を兼ねるものとする）生成部５１０１は、フレーム構成信号３１３がパイロットシンボル（かつヌルシンボル）であることをしめしていた場合、パイロットシンボルのベースバンド信号５１０２A、および５１０２Bを出力する。

図４７から図５０のフレーム構成では示していなかったが、プリコーディング（および、位相回転を施さない）を施さない、例えば、１アンテナから変調信号を送信する方式、（この場合、もう一方のアンテナからは信号を伝送しないことになる）、または、時空間
符号（特に時空間ブロック符号）を用いた伝送方式を用いて制御情報シンボルを送信する場合、制御情報シンボル５１０４は、制御情報５１０３、フレーム構成信号３１３を入力とし、フレーム構成信号３１３が制御情報シンボルであることを示している場合、制御情報シンボルのベースバンド信号５１０２A、５１０２Bを出力する。

図５１の無線部３１０、３１０Bは、入力となる複数のベースバンド信号のうち、フレ
ーム構成信号３１３に基づき、複数のベースバンド信号から、所望のベースバンド信号を選択する。そして、OFDM関連の信号処理を施し、フレーム構成にしたがった変調信号３１１A、３１１Bをそれぞれ出力する。

図５２は、図４８、図５０のフレーム構成の変調信号を生成し、送信する送信装置の構成の一例を示しており、図４、図５１と同様に動作するものについては、同一符号を付している。図５１に対して追加した位相変更部３１７Aは、フレーム構成信号３１３がデー
タシンボルであるタイミングを示しているときのみ動作することになる。その他については、図５１と同様の動作となる。

図５３は、図５１とは異なる送信装置の構成方法である。以降では異なる点について説明する。位相変調部３１７Bは、図５３のように、複数のベースバンド信号を入力とする
。そして、フレーム構成信号３１３が、データシンボルであることを示していた場合、位相変調部３１７Bは、プリコーディング後のベースバンド信号３１６Bに対し、位相変更を施す。そして、フレーム構成信号３１３が、パイロットシンボル（またはヌルシンボル）、または、制御情報シンボルであることを示していた場合、位相変調部３１７Bは、位相
変更の動作を停止し、各シンボルのベースバンド信号をそのまま出力する。（解釈としては、「ｅ^ｊ０」に相当する位相回転を強制的に行っていると考えればよい。）
選択部５３０１は、複数のベースバンド信号を入力とし、フレーム構成信号３１３が示したシンボルのベースバンド信号を選択し、出力する。

図５４は、図５２とは異なる送信装置の構成方法である。以降では異なる点について説明する。位相変調部３１７Bは、図５４のように、複数のベースバンド信号を入力とする
。そして、フレーム構成信号３１３が、データシンボルであることを示していた場合、位相変調部３１７Bは、プリコーディング後のベースバンド信号３１６Bに対し、位相変更を施す。そして、フレーム構成信号３１３が、パイロットシンボル（またはヌルシンボル）、または、制御情報シンボルであることを示していた場合、位相変調部３１７Bは、位相
変更の動作を停止し、各シンボルのベースバンド信号をそのまま出力する。（解釈としては、「ｅ^ｊ０」に相当する位相回転を強制的に行っていると考えればよい。）
同様に、位相変調部５２０１は、図５４のように、複数のベースバンド信号を入力とする。そして、フレーム構成信号３１３が、データシンボルであることを示していた場合、位相変調部５２０１は、プリコーディング後のベースバンド信号３０９Aに対し、位相変
更を施す。そして、フレーム構成信号３１３が、パイロットシンボル（またはヌルシンボル）、または、制御情報シンボルであることを示していた場合、位相変調部５２０１は、位相変更の動作を停止し、各シンボルのベースバンド信号をそのまま出力する。（解釈としては、「ｅ^ｊ０」に相当する位相回転を強制的に行っていると考えればよい。）
上述の説明では、パイロットシンボルと制御シンボルとデータシンボルを例に説明したが、これに限ったものではなく、プリコーディングとは異なる伝送方法、例えば、１アンテナ送信、時空間ブロック符号を用いた伝送方式、等を用いて伝送するシンボルであれば、同様に、位相変更を与えない、ということが重要となり、これとは逆に、プリコーディングを行ったシンボルに対しては、位相変更を行うことが本発明では重要なこととなる。

したがって、時間−周波数軸におけるフレーム構成におけるすべてのシンボルで位相変更が行われるわけではなく、プリコーディングを行った信号のみに位相変更を与える点が
、本発明の特徴となる。

（実施の形態４）
上記実施の形態１及び２においては、位相を規則的に変更すること、実施の形態３においては、隣り合うシンボルの位相の変更の度合いを異ならせることを開示した。

本実施の形態４では、位相変更方法が、送信装置が使用する変調方式、誤り訂正符号の符号化率により、異なっていてもよいことを示す。
以下の表１には、送信装置が設定した各種設定パラメータに応じて設定する位相変更方法の一例を示している。

表１における＃１は上記実施の形態１の変調信号ｓ１（送信装置が設定した変調方式のベースバンド信号ｓ１）、＃２は変調信号ｓ２（送信装置が設定した変調方式のベースバンド信号ｓ２）を意味する。表１における符号化率の列は、#1, #2の変調方式に対し、誤り訂正符号の設定した符号化率を示している。表１における位相変更パターンの列は、実施の形態１から実施の形態３で説明したように、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ１（ｚ１’）、ｚ２（ｚ２’）に対して施す位相変更方法を示しており、位相変更パターンをＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅ、・・・というように定めているが、これは、実際には、位相を変更する度合いの変化を示す情報であり、例えば、上記式（４６）や式（４７）に示すような変更パターンを示すものとする。なお、表１における位相変更パターンの例において「‐」と記載しているが、これは、位相変更を行わないことを意味している。

なお、表１に示した変調方式や符号化率の組み合わせは、一例であり、表１に示す変調方式以外の変調方式（例えば、１２８ＱＡＭや２５６ＱＡＭ等）や、符号化率（例えば、７／８等）が含まれてもよい。また、実施の形態１で示したように、誤り訂正符号は、ｓ１、ｓ２別々に設定してもよい（なお、表１の場合は、図４のように、一つの誤り訂正符
号の符号化を施している場合としている。）。また、同じ変調方式及び符号化率に、互いに異なる複数の位相変更パターンを対応付けることとしてもよい。送信装置は、各位相変更パターンを示す情報を受信装置に対して送信し、受信装置は当該情報と表１を参照することによって位相変更パターンを特定し、復調、および、復号を実行することとなる。なお、変調方式、および、誤り訂正方式に対し、位相変更パターンが一意に決定する場合、送信装置は、変調方式と誤り訂正方式の情報を受信装置に送信すれば、受信装置は、その情報を得ることで、位相変更パターンを知ることができるので、この場合は、位相変更パターンの情報は必ずしも必要としない。

実施の形態１から実施の形態３では、プリコーディング後のベースバンド信号に対し、位相変更を行う場合について説明したが、位相のみでなく、振幅を位相変更と同様に周期をもって規則的に変更することも可能である。したがって、当該表１に、規則的に変調信号の振幅を変更する振幅変更パターンも対応させてもよい。この場合、送信装置には、図３や図４の重み付け合成部３０８Aの後に振幅を変更する振幅変更部、また、重み付け合
成部３０８Bの後に、振幅を変更する振幅変更部を備えればよい。なお、プリコーディン
グ後のベースバンド信号ｚ１（ｔ）、ｚ２（ｔ）の一方に対し、振幅変更を施しても良いし（この場合、重み付け合成部３０８A、３０８Bのいずれかの後に振幅変更部を備えればよい。）、両方に対し、振幅変更を施してもよい。

更に、上記表１においては示していないが、位相を規則的に変更するのではなく、マッピング部により規則的にマッピング方法を変更する構成としてもよい。
即ち、変調信号ｓ１（ｔ）のマッピング方式を１６ＱＡＭ、変調信号ｓ２（ｔ）のマッピング方式を１６ＱＡＭであったものを、例えば、変調信号ｓ２（ｔ）に適用するマッピング方式を規則的に、１６ＱＡＭ→１６ＡＰＳＫ（16 Amplitude Phase Shift Keying）
→I-Q平面において１６QAM、１６APSKとは異なる信号点配置となる第１のマッピング方法→I-Q平面において１６QAM、１６APSKとは異なる信号点配置となる第２のマッピング方法→・・・というように変更することで、上述してきたように位相を規則的に変更する場合と同様に、受信装置において、データの受信品質を向上する効果を得ることができる。

また、本発明は、位相を規則的に変更する方法、マッピング方法を規則的に変更する方法、振幅を変更する方法のいずれかの組み合わせであってもよく、また、その全てを考慮にいれて送信信号を送信する構成としてもよい。

本実施の形態では、シングルキャリア方式、マルチキャリア伝送いずれの場合でも実施することができる。したがって、例えば、スペクトル拡散通信方式、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式、ＳＣ−ＦＤＭＡ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）、ＳＣ−ＯＦＤＭ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式、非特許文献７等で示されているウェーブレットＯＦＤＭ方式等を用いた場合についても実施することができる。前述したように、本実施の形態では、位相変更、振幅変更、マッピング変更を行う説明として、時間ｔ軸方向で位相変更、振幅変更、マッピング変更を行う場合で説明したが、実施の形態１と同様に、周波数軸方向に位相変更を行うときと同様に、つまり、本実施の形態において、ｔ方向での位相変更、振幅変更、マッピング変更の説明において、ｔをｆ（ｆ：周波数（（サブ）キャリア））に置き換えて、考えることで、本実施の形態で説明した位相変更、振幅変更、マッピング変更を、周波数方向に位相変更、振幅変更、マッピング変更ことに適用することができることになる。また、本実施の形態の位相変更、振幅変更、マッピング変更方法は、実施の形態１の説明と同様に、時間−周波数方向に対する位相変更、振幅変更、マッピング変更に対して、適用することも可能である。

そして、本実施の形態では、データシンボル以外のシンボル、例えば、パイロットシンボル（プリアンブル、ユニークワード等）、制御情報の伝送用のシンボルなどが、フレームにどのように配置されていてもよい。

（実施の形態Ａ１）
本実施の形態では、非特許文献１２〜非特許文献１５に示されているように、ＱＣ（Quasi Cyclic） ＬＤＰＣ（Low-Density Prity-Check）符号（ＱＣ−ＬＤＰＣ符号でない
、ＬＤＰＣ符号であってもよい）、ＬＤＰＣ符号とＢＣＨ符号（Bose-Chaudhuri-Hocquenghem code）の連接符号、テイルバイティングを用いたターボ符号またはDuo-Binary Turbo Code等のブロック符号を用いたときの規則的に位相を変更する方法について詳しく説明する。ここでは、一例として、ｓ１、ｓ２の２つのストリームを送信する場合を例に説明する。ただし、ブロック符号を用いて符号化を行った際、制御情報等が必要でないとき、符号化後のブロックを構成するビット数は、ブロック符号を構成するビット数（ただし、この中に、以下で記載するような制御情報等が含まれていてもよい。）と一致する。ブロック符号を用いて符号化を行った際、制御情報等（例えば、ＣＲＣ（cyclic redundancy check）、伝送パラメータ等）が必要であるとき、符号化後のブロックを構成するビット
数は、ブロック符号を構成するビット数と制御情報等のビット数の和であることもある。

図３４は、ブロック符号を用いたとき、１つの符号化後のブロックに必要なシンボル数、スロット数の変化を示した図である。図３４は、例えば、図４の送信装置に示したように、ｓ１、ｓ２の２つのストリームを送信し、かつ、送信装置が、１つの符号化器を有している場合の「ブロック符号を用いたとき、１つの符号化後のブロックに必要なシンボル数、スロット数の変化を示した図」である。（このとき、伝送方式としては、シングルキャリア伝送、ＯＦＤＭのようなマルチキャリア伝送、いずれを用いてもよい。）
図３４に示すように、ブロック符号における１つの符号化後のブロックを構成するビット数を６０００ビットであるとする。この６０００ビットを送信するためには、変調方式がＱＰＳＫのとき３０００シンボル、１６ＱＡＭのとき１５００シンボル、６４ＱＡＭのとき１０００シンボルが必要となる。

そして、図４の送信装置では、２つのストリームを同時に送信することになるため、変調方式がＱＰＳＫのとき、前述の３０００シンボルは、ｓ１に１５００シンボル、ｓ２に１５００シンボル割り当てられることになるため、ｓ１で送信する１５００シンボルとｓ２で送信する１５００シンボルを送信するために１５００スロット（ここでは「スロット」と名付ける。）が必要となる。

同様に考えると、変調方式が１６ＱＡＭのとき、１つの符号化後のブロックを構成するすべてのビットを送信するために７５０スロットが必要となり、変調方式が６４ＱＡＭのとき、１ブロックを構成するすべてのビットを送信するために５００スロットが必要となる。

次に、規則的に位相を変更する方法において、上述で定義したスロットと乗じる位相との関係について説明する。
ここでは、規則的に位相を変更する方法のために用意する位相変更値（または、位相変更セット）の数を５とする。つまり、図４の送信装置の位相変更部のために、５つの位相変更値（または、位相変更セット）を用意するものとする（実施の形態１から実施の形態４における「周期」となる）（図６のように、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’のみに位相変更を行う場合、周期５の位相変更を行うためには、５つの位相変更値を用意すればよい。また、図２６のように、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ１’
およびｚ２’の両者に対し位相変更を行う場合、１スロットのために、２つの位相変更値が必要となる。この２つの位相変更値を位相変更セットとよぶ。したがって、この場合、周期５の位相変更を行うためには、５つの位相変更セットを用意すればよい）。この５つの位相変更値（または、位相変更セット）をPHASE[0], PHASE[1], PHASE[2],PHASE[3], PHASE[4]とあらわすものとする。

変調方式がＱＰＳＫのとき、１つの符号化後のブロックを構成するビット数６０００ビットを送信するための上記で述べた１５００スロットにおいて、位相PHASE[0]を使用するスロットが３００スロット、位相PHASE[1]を使用するスロットが３００スロット、位相PHASE[2]を使用するスロットが３００スロット、位相PHASE[3]を使用するスロットが３００スロット、位相PHASE[4]を使用するスロットが３００スロットである必要がある。これは、使用する位相にかたよりがあると、多くの数を使用した位相の影響が大きく、受信装置において、この影響に依存したデータの受信品質となるからである。

同様に、変調方式が１６ＱＡＭのとき、１つの符号化後のブロックを構成するビット数６０００ビットを送信するための上記で述べた７５０スロットにおいて、位相PHASE[0]を使用するスロットが１５０スロット、位相PHASE[1]を使用するスロットが１５０スロット、位相PHASE[2]を使用するスロットが１５０スロット、位相PHASE[3]を使用するスロットが１５０スロット、位相PHASE[4]を使用するスロットが１５０スロットである必要がある。

同様に、変調方式が６４ＱＡＭのとき、１つの符号化後のブロックを構成するビット数６０００ビットを送信するための上記で述べた５００スロットにおいて、位相PHASE[0]を使用するスロットが１００スロット、位相PHASE[1]を使用するスロットが１００スロット、位相PHASE[2]を使用するスロットが１００スロット、位相PHASE[3]を使用するスロットが１００スロット、位相PHASE[4]を使用するスロットが１００スロットである必要がある。

以上のように、規則的に位相を変更する方法において、用意する位相変更値（または、位相変更セット）をＮ個（Ｎ個の異なる位相をPHASE[0], PHASE[1], PHASE[2],・・・, PHASE[N-2] , PHASE[N-1]とあらわすものとする）としたとき、１つの符号化後のブロックを構成するビットをすべて送信する際に、位相PHASE[0]を使用するスロット数をＫ_０, 位相PHASE[1]を使用するスロット数をＫ_１、位相PHASE[i]を使用するスロット数をＫ_i（i=0,1,2,・・・,N-1）、 位相PHASE[N-1] を使用するスロット数をＫ_N-1としたとき、

＜条件＃Ａ０１＞
Ｋ_０＝Ｋ_１＝・・・＝Ｋ_i＝・・・＝Ｋ_N-1、つまり、Ｋ_a＝Ｋ_b、（for∀a、∀b、ただし
、a, b=0,1,2,・・・,N-1、a≠b）

であるとよい。

そして、通信システムが、複数の変調方式をサポートしており、サポートしている変調方式から選択して使用する場合、サポートしている変調方式において、＜条件＃Ａ０１＞が成立するとよいことになる。

しかし、複数の変調方式をサポートしている場合、各変調方式により１シンボルで送信することができるビット数が異なるのが一般的であり（場合によっては、同一となることもあり得る。）、場合によっては、＜条件＃Ａ０１＞を満たすことができない変調方式が存在することもある。この場合、＜条件＃Ａ０１＞にかわり、以下の条件を満たすとよい。

＜条件＃Ａ０２＞
Ｋ_aとＫ_bの差は０または１、つまり、｜Ｋ_a―Ｋ_b｜は０または１
（for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・,N-1、a≠b）

図３５は、ブロック符号を用いたとき、２つの符号化後のブロックに必要なシンボル数、スロット数の変化を示した図である。図３５は、図３の送信装置および図１２の送信装置に示したように、ｓ１、ｓ２の２つのストリームを送信し、かつ、送信装置が、２つの符号化器を有している場合の「ブロック符号を用いたとき、１つの符号化後のブロックに必要なシンボル数、スロット数の変化を示した図」である。（このとき、伝送方式としては、シングルキャリア伝送、ＯＦＤＭのようなマルチキャリア伝送、いずれを用いてもよい。）
図３５に示すように、ブロック符号における１つの符号化後のブロックを構成するビット数を６０００ビットであるとする。この６０００ビットを送信するためには、変調方式がＱＰＳＫのとき３０００シンボル、１６ＱＡＭのとき１５００シンボル、６４ＱＡＭのとき１０００シンボルが必要となる。

そして、図３の送信装置および図１２の送信装置では、２つのストリームを同時に送信することになり、また、２つの符号化器が存在するため、２つのストリームでは、異なる符号ブロックを伝送することになる。したがって、変調方式がＱＰＳＫのとき、ｓ１、ｓ２により、２つの符号化ブロックが同一区間内で送信されることから、例えば、ｓ１により第１の符号化後のブロックが送信され、ｓ２により、第２の符号化ブロックが送信されることになるので、第１、第２の符号化後のブロックを送信するために３０００スロットが必要となる。

同様に考えると、変調方式が１６ＱＡＭのとき、２つの符号化後のブロックを構成するすべてのビットを送信するために１５００スロットが必要となり、変調方式が６４ＱＡＭのとき、２つの符号化後のブロックを構成するすべてのビットを送信するために１０００スロットが必要となる。

次に、規則的に位相を変更する方法において、上述で定義したスロットと乗じる位相との関係について説明する。
ここでは、規則的に位相を変更する方法のために用意する位相変更値（または、位相変更セット）の数を５とする。つまり、図３および図１２の送信装置の位相変更部のために、５つの位相変更値（または、位相変更セット）を用意するものとする（実施の形態１から実施の形態４における「周期」となる）（図６のように、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’のみに位相変更を行う場合、周期５の位相変更を行うためには、５つの位相変更値を用意すればよい。また、図２６のように、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ１’およびｚ２’の両者に対し位相変更を行う場合、１スロットのために、２つの位相変更値が必要となる。この２つの位相変更値を位相変更セットとよぶ。したがって、この場合、周期５の位相変更を行うためには、５つの位相変更セットを用意すればよい）。この５つの位相変更値（または、位相変更セット）をPHASE[0], PHASE[1], PHASE[2],PHASE[3], PHASE[4]とあらわすものとする。

変調方式がＱＰＳＫのとき、２つの符号化後のブロックを構成するビット数６０００×２ビットを送信するための上記で述べた３０００スロットにおいて、位相PHASE[0]を使用するスロットが６００スロット、位相PHASE[1]を使用するスロットが６００スロット、位相PHASE[2]を使用するスロットが６００スロット、位相PHASE[3]を使用するスロットが６００スロット、位相PHASE[4]を使用するスロットが６００スロットである必要がある。これは、使用する位相にかたよりがあると、多くの数を使用した位相の影響が大きく、受信
装置において、この影響に依存したデータの受信品質となるからである。

また、第１の符号化ブロックを送信するために、位相PHASE[0]を使用するスロットが６００回、位相PHASE[1]を使用するスロットが６００回、位相PHASE[2]を使用するスロットが６００回、位相PHASE[3]を使用するスロットが６００回、位相PHASE[4]を使用するスロットが６００回である必要があり、また、第２の符号化ブロックを送信するために、位相PHASE[0]を使用するスロットが６００回、位相PHASE[1]を使用するスロットが６００回、位相PHASE[2]を使用するスロットが６００回、位相PHASE[3]を使用するスロットが６００回、位相PHASE[4]を使用するスロットが６００回であるとよい。

同様に、変調方式が１６ＱＡＭのとき、２つの符号化後のブロックを構成するビット数６０００×２ビットを送信するための上記で述べた１５００スロットにおいて、位相PHASE[0]を使用するスロットが３００スロット、位相PHASE[1]を使用するスロットが３００スロット、位相PHASE[2]を使用するスロットが３００スロット、位相PHASE[3]を使用するスロットが３００スロット、位相PHASE[4]を使用するスロットが３００スロットである必要がある。

また、第１の符号化ブロックを送信するために、位相PHASE[0]を使用するスロットが３００回、位相PHASE[1]を使用するスロットが３００回、位相PHASE[2]を使用するスロットが３００回、位相PHASE[3]を使用するスロットが３００回、位相PHASE[4]を使用するスロットが３００回である必要があり、また、第２の符号化ブロックを送信するために、位相PHASE[0]を使用するスロットが３００回、位相PHASE[1]を使用するスロットが３００回、位相PHASE[2]を使用するスロットが３００回、位相PHASE[3]を使用するスロットが３００回、位相PHASE[4]を使用するスロットが３００回であるとよい。

同様に、変調方式が６４ＱＡＭのとき、２つの符号化後のブロックを構成するビット数６０００×２ビットを送信するための上記で述べた１０００スロットにおいて、位相PHASE[0]を使用するスロットが２００スロット、位相PHASE[1]を使用するスロットが２００スロット、位相PHASE[2]を使用するスロットが２００スロット、位相PHASE[3]を使用するスロットが２００スロット、位相PHASE[4]を使用するスロットが２００スロットである必要がある。

また、第１の符号化ブロックを送信するために、位相PHASE[0]を使用するスロットが２００回、位相PHASE[1]を使用するスロットが２００回、位相PHASE[2]を使用するスロットが２００回、位相PHASE[3]を使用するスロットが２００回、位相PHASE[4]を使用するスロットが２００回である必要があり、また、第２の符号化ブロックを送信するために、位相PHASE[0]を使用するスロットが２００回、位相PHASE[1]を使用するスロットが２００回、位相PHASE[2]を使用するスロットが２００回、位相PHASE[3]を使用するスロットが２００回、位相PHASE[4]を使用するスロットが２００回であるとよい。

以上のように、規則的に位相を変更する方法において、用意する位相変更値（または、位相変更セット）をPHASE[0], PHASE[1], PHASE[2],・・・, PHASE[N-2] , PHASE[N-1]とあらわすものとする）としたとき、２つの符号化後のブロックを構成するビットをすべて送信する際に、位相PHASE[0]を使用するスロット数をＫ_０, 位相PHASE[1]を使用するスロット数をＫ_１、位相PHASE[i]を使用するスロット数をＫ_i（i=0,1,2,・・・,N-1）、 位相PHASE[N-1] を使用するスロット数をＫ_N-1としたとき、

＜条件＃Ａ０３＞
Ｋ_０＝Ｋ_１＝・・・＝Ｋ_i＝・・・＝Ｋ_N-1、つまり、Ｋ_a＝Ｋ_b、（for∀a、∀b、ただし
、a, b=0,1,2,・・・,N-1、a≠b）

であり、第１の符号化後のブロックを構成するビットをすべて送信する際に、位相PHASE[0]を使用する回数をＫ_０，１, 位相PHASE[1]を使用する回数をＫ_１，１、位相PHASE[i]を使用する回数をＫ_i，１（i=0,1,2,・・・,N-1）、 位相PHASE[N-1] を使用する回数をＫ_N-1，１としたとき、

＜条件＃Ａ０４＞
Ｋ_０，１＝Ｋ_１，１＝・・・＝Ｋ_i，１＝・・・＝Ｋ_N-1，１、つまり、Ｋ_a，１＝Ｋ_b，１、（for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・,N-1、a≠b）

であり、第２の符号化後のブロックを構成するビットをすべて送信する際に、位相PHASE[0]を使用する回数をＫ_０，２, 位相PHASE[1]を使用する回数をＫ_１，２、位相PHASE[i]を使用する回数をＫ_i，２（i=0,1,2,・・・,N-1）、 位相PHASE[N-1] を使用する回数をＫ_N-1，２としたとき、

＜条件＃Ａ０５＞
Ｋ_０，２＝Ｋ_１，２＝・・・＝Ｋ_i，２＝・・・＝Ｋ_N-1，２、つまり、Ｋ_a，２＝Ｋ_b，２、（for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・,N-1、a≠b）

であるとよい。

そして、通信システムが、複数の変調方式をサポートしており、サポートしている変調方式から選択して使用する場合、サポートしている変調方式において、＜条件＃Ａ０３＞＜条件＃Ａ０４＞＜条件＃Ａ０５＞が成立するとよいことになる。

しかし、複数の変調方式をサポートしている場合、各変調方式により１シンボルで送信することができるビット数が異なるのが一般的であり（場合によっては、同一となることもあり得る。）、場合によっては、＜条件＃Ａ０３＞＜条件＃Ａ０４＞＜条件＃Ａ０５＞を満たすことができない変調方式が存在することもある。この場合、＜条件＃Ａ０３＞＜条件＃Ａ０４＞＜条件＃Ａ０５＞にかわり、以下の条件を満たすとよい。

＜条件＃Ａ０６＞
Ｋ_aとＫ_bの差は０または１、つまり、｜Ｋ_a―Ｋ_b｜は０または１
（for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・,N-1、a≠b）

＜条件＃Ａ０７＞
Ｋ_a，１とＫ_b，１の差は０または１、つまり、｜Ｋ_a，１―Ｋ_b，１｜は０または１
（for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・,N-1、a≠b）

＜条件＃Ａ０８＞
Ｋ_a，２とＫ_b，２の差は０または１、つまり、｜Ｋ_a，２―Ｋ_b，２｜は０または１
（for∀a、∀b、ただし、a, b=0,1,2,・・・,N-1、a≠b）

以上のように、符号化後のブロックと乗じる位相の関係付けを行うことで、符号化ブロックを伝送するために使用する位相にかたよりがなくなるため、受信装置において、データの受信品質が向上するという効果を得ることができる。

本実施の形態では、規則的に位相を変更する方法において、周期Nの位相変更方法のた
めには、N個の位相変更値（または、位相変更セット）が必要となる。このとき、N個の位相変更値（または、位相変更セット）として、PHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、・・・、
PHASE[N-2]、PHASE[N-1]を用意することになるが、周波数軸方向にPHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、・・・、PHASE[N-2]、PHASE[N-1]の順に並べる方法もあるが、必ずしもこれに限ったものではなく、N個の位相変更値（または、位相変更セット）PHASE[0]、PHASE[1]
、PHASE[2]、・・・、PHASE[N-2]、PHASE[N-1]を実施の形態１と同様に、時間軸、周波数―時間軸のブロックに対し、シンボルを配置することで、位相を変更することもできる。なお、周期Nの位相変更方法として説明しているが、N個の位相変更値（または、位相変更セット）をランダムに用いるようにしても同様の効果を得ることができる、つまり、必ずしも、規則的な周期を持つようにN個の位相変更値（または、位相変更セット）を用いる
必要はないが、上記で説明した条件を満たすことは、受信装置において、高いデータの受信品質を得る上では、重要となる。

また、空間多重ＭＩＭＯ伝送方式、プリコーディング行列が固定のＭＩＭＯ伝送方式、時空間ブロック符号化方式、１ストリームのみ送信、規則的に位相を変更する方法（実施の形態１から実施の形態４で説明した送信方法）のモードが存在し、送信装置（放送局、基地局）は、これらのモードから、いずれかの送信方法を選択することができるようにしてもよい。

なお、空間多重MIMO伝送方式とは、非特許文献３に示されているように、選択した変調方式でマッピングした信号ｓ１、ｓ２をそれぞれ異なるアンテナから送信する方法であり、プリコーディング行列が固定のＭＩＭＯ伝送方式とは、実施の形態１から実施の形態４において、プリコーディングのみを行う（位相変更を行わない）方式である。また、時空間ブロック符号化方式とは、非特許文献９、１６、１７に示されている伝送方式である。１ストリームのみ送信とは、選択した変調方式でマッピングした信号ｓ１の信号を所定の処理を行いアンテナから送信する方法である。

また、OFDMのようなマルチキャリアの伝送方式を用いており、複数のキャリアで構成された第１キャリア群、複数のキャリアで構成された第１キャリア群とは異なる第２キャリア群、・・・というように複数のキャリア群でマルチキャリア伝送を実現しており、キャリア群ごとに、空間多重ＭＩＭＯ伝送方式、プリコーディング行列が固定のＭＩＭＯ伝送方式、時空間ブロック符号化方式、１ストリームのみ送信、規則的に位相を変更する方法のいずれかに設定してもよく、
特に、規則的に位相を変更する方法を選択した（サブ）キャリア群では、本実施の形態を実施するとよい。

なお、一方のプリコーディング後のベースバンド信号に対し、位相変更を行う場合、例えば、PHASE[i]の位相変更値を「Xラジアン」とした場合、図３、図４、図６、図１２，
図２５、図２９、図５１、図５３における位相変更部において、ｅ^ｊXをプリコーディン
グ後のベースバンド信号ｚ２’に乗算することになる。そして、両者のプリコーディング後のベースバンド信号に対し、位相変更を行う場合、例えば、PHASE[i]の位相変更セットを「Xラジアン」および「Yラジアン」とした場合、図２６、図２７、図２８、図５２、図５４における位相変更部において、ｅ^ｊXをプリコーディング後のベースバンド信号ｚ２
’に乗算することになり、ｅ^ｊYをプリコーディング後のベースバンド信号ｚ１’に乗算
することになる。

（実施の形態Ｂ１）
以下では、上記各実施の形態で示した送信方法及び受信方法の応用例とそれを用いたシステムの構成例を説明する。

図３６は、上記実施の形態で示した送信方法及び受信方法を実行する装置を含むシステムの構成例を示す図である。上記各実施の形態で示した送信方法及び受信方法は、図３６
に示すような放送局と、テレビ（テレビジョン）３６１１、ＤＶＤレコーダ３６１２、ＳＴＢ（Set Top Box）３６１３、コンピュータ３６２０、車載のテレビ３６４１及び携帯
電話３６３０等の様々な種類の受信機を含むデジタル放送用システム３６００において実施される。具体的には、放送局３６０１が、映像データや音声データ等が多重化された多重化データを上記各実施の形態で示した送信方法を用いて所定の伝送帯域に送信する。

放送局３６０１から送信された信号は、各受信機に内蔵された、または外部に設置され当該受信機と接続されたアンテナ（例えば、アンテナ３６６０、３６４０）で受信される。各受信機は、アンテナにおいて受信された信号を上記各実施の形態で示した受信方法を用いて復調し、多重化データを取得する。これにより、デジタル放送用システム３６００は、上記各実施の形態で説明した本願発明の効果を得ることができる。

ここで、多重化データに含まれる映像データは、例えばＭＰＥＧ（Ｍｏｖｉｎｇ Ｐｉｃｔｕｒｅ Ｅｘｐｅｒｔｓ Ｇｒｏｕｐ）２、ＭＰＥＧ４−ＡＶＣ（Ａｄｖａｎｃｅｄ
Ｖｉｄｅｏ Ｃｏｄｉｎｇ）、ＶＣ−１などの規格に準拠した動画符号化方法を用いて符号化されている。また、多重化データに含まれる音声データは例えばドルビーＡＣ（Ａｕｄｉｏ Ｃｏｄｉｎｇ）−３、Ｄｏｌｂｙ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｐｌｕｓ、ＭＬＰ（Ｍｅｒｉｄｉａｎ Ｌｏｓｓｌｅｓｓ Ｐａｃｋｉｎｇ）、ＤＴＳ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｔｈｅａｔｅｒ Ｓｙｓｔｅｍｓ）、ＤＴＳ−ＨＤ、リニアＰＣＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｃｏｄｉｎｇ
Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）等の音声符号化方法で符号化されている。

図３７は、上記各実施の形態で説明した受信方法を実施する受信機７９００の構成の一例を示す図である。図３７に示す受信機３７００は、図３６に示したテレビ（テレビジョン）３６１１、ＤＶＤレコーダ３６１２、ＳＴＢ（Set Top Box）３６１３、コンピュー
タ３６２０、車載のテレビ３６４１及び携帯電話３６３０等が備える構成に相当する。受信機３７００は、アンテナ３７６０で受信された高周波信号をベースバンド信号に変換するチューナ３７０１と、周波数変換されたベースバンド信号を復調して多重化データを取得する復調部３７０２とを備える。上記各実施の形態で示した受信方法は復調部３７０２において実施され、これにより上記各実施の形態で説明した本願発明の効果を得ることができる。

また、受信機３７００は、復調部３７０２で得られた多重化データから映像データと音声データとを分離するストリーム入出力部３７２０と、分離された映像データに対応する動画像復号方法を用いて映像データを映像信号に復号し、分離された音声データに対応する音声復号方法を用いて音声データを音声信号に復号する信号処理部３７０４と、復号された音声信号を出力するスピーカ等の音声出力部３７０６と、復号された映像信号を表示するディスプレイ等の映像表示部３７０７とを有する。

例えば、ユーザは、リモコン（リモートコントローラ）３７５０を用いて、選局したチャネル（選局した（テレビ）番組、選局した音声放送）の情報を操作入力部３７１０に送信する。すると、受信機３７００は、アンテナ３７６０で受信した受信信号において、選局したチャネルに相当する信号を復調、誤り訂正復号等の処理を行い、受信データを得ることになる。このとき、受信機３７００は、選局したチャネルに相当する信号に含まれる伝送方法（上記の実施の形態で述べた伝送方式、変調方式、誤り訂正方式等）（これについては、図５、図４１に記載のとおりである。）の情報を含む制御シンボルの情報を得ることで、受信動作、復調方法、誤り訂正復号等の方法を正しく設定することで、放送局（基地局）で送信したデータシンボルに含まれるデータを得ることが可能となる。上述では、ユーザは、リモコン３７５０によって、チャネルを選局する例を説明したが、受信機３７００が搭載している選局キーを用いて、チャネルを選局しても、上記と同様の動作となる。

上記の構成により、ユーザは、受信機３７００が上記各実施の形態で示した受信方法により受信した番組を視聴することができる。
また、本実施の形態の受信機３７００は、復調部３７０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データ（場合によっては、復調部３７０２で復調されて得られる信号に対して誤り訂正復号を行わないこともある。また、受信機３７００は、誤り訂正復号後に他の信号処理が施されることもある。以降について、同様の表現を行っている部分についても、この点は同様である。）に含まれるデータ、または、そのデータに相当するデータ（例えば、データを圧縮することによって得られたデータ）や、動画、音声を加工して得られたデータを、磁気ディスク、光ディスク、不揮発性の半導体メモリ等の記録メディアに記録する記録部（ドライブ）３７０８を備える。ここで光ディスクとは、例えばＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ Ｄｉｓｃ）やＢＤ（Ｂｌｕ−ｒａｙ（登録商標） Ｄｉｓｃ）等の、レーザ光を用いて情報の記憶と読み出しがなされる記録メディアである。磁気ディスクとは、例えばＦＤ（Ｆｌｏｐｐｙ Ｄｉｓｋ）（登録商標）やハードディスク（Ｈａｒｄ Ｄｉｓｋ）等の、磁束を用いて磁性体を磁化することにより情報を記憶する記録メディアである。不揮発性の半導体メモリとは、例えばフラッシュメモリや強誘電体メモリ（Ｆｅｒｒｏｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）等の、半導体素子により構成された記録メディアであり、フラッシュメモリを用いたＳＤカードやＦｌａｓｈ ＳＳＤ（Ｓｏｌｉｄ Ｓｔａｔｅ Ｄｒｉｖｅ）などが挙げられる。なお、ここで挙げた記録メディアの種類はあくまでその一例であり、上記の記録メディア以外の記録メディアを用いて記録を行っても良いことは言うまでもない。

上記の構成により、ユーザは、受信機３７００が上記各実施の形態で示した受信方法により受信した番組を記録して保存し、番組の放送されている時間以降の任意の時間に記録されたデータを読み出して視聴することが可能になる。

なお、上記の説明では、受信機３７００は、復調部３７０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データを記録部３７０８で記録するとしたが、多重化データに含まれるデータのうち一部のデータを抽出して記録しても良い。例えば、復調部３７０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに映像データや音声データ以外のデータ放送サービスのコンテンツ等が含まれる場合、記録部３７０８は、復調部３７０２で復調された多重化データから映像データや音声データを抽出して多重した新しい多重化データを記録しても良い。また、記録部３７０８は、復調部３７０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに含まれる映像データ及び音声データのうち、どちらか一方のみを多重した新しい多重化データを記録しても良い。そして、上記で述べた多重化データに含まれるデータ放送サービスのコンテンツを記録部３７０８は、記録してもよい。

さらには、テレビ、記録装置（例えば、ＤＶＤレコーダ、Ｂｌｕ−ｒａｙ（登録商標）レコーダ、ＨＤＤレコーダ、ＳＤカード等）、携帯電話に、本発明で説明した受信機３７００が搭載されている場合、復調部３７０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに、テレビや記録装置を動作させるのに使用するソフトウェアの欠陥（バグ）を修正するためのデータや個人情報や記録したデータの流出を防ぐためのソフトウェアの欠陥（バグ）を修正するためのデータが含まれている場合、これらのデータをインストールすることで、テレビや記録装置のソフトウェアの欠陥を修正してもよい。そして、データに、受信機３７００のソフトウェアの欠陥（バグ）を修正するためのデータが含まれていた場合、このデータにより、受信機３７００の欠陥を修正することもできる。これにより、受信機３７００が搭載されているテレビ、記録装置、携帯電話が、より安定的の動作させることが可能となる。

ここで、復調部３７０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに含まれる複数のデータから一部のデータを抽出して多重する処理は、例えばストリーム入出力部３７０３で行われる。具体的には、ストリーム入出力部３７０３が、図示していないＣＰＵ等の制御部からの指示により、復調部３７０２で復調された多重化データを映像データ、音声データ、データ放送サービスのコンテンツ等の複数のデータに分離し、分離後のデータから指定されたデータのみを抽出して多重し、新しい多重化データを生成する。なお、分離後のデータからどのデータを抽出するかについては、例えばユーザが決定してもよいし、記録メディアの種類毎に予め決められていてもよい。

上記の構成により、受信機３７００は記録された番組を視聴する際に必要なデータのみを抽出して記録することができるので、記録するデータのデータサイズを削減することができる。

また、上記の説明では、記録部３７０８は、復調部３７０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データを記録するとしたが、復調部３７０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに含まれる映像データを、当該映像データよりもデータサイズまたはビットレートが低くなるよう、当該映像データに施された動画像符号化方法とは異なる動画像符号化方法で符号化された映像データに変換し、変換後の映像データを多重した新しい多重化データを記録してもよい。このとき、元の映像データに施された動画像符号化方法と変換後の映像データに施された動画像符号化方法とは、互いに異なる規格に準拠していてもよいし、同じ規格に準拠して符号化時に使用するパラメータのみが異なっていてもよい。同様に、記録部３７０８は、復調部３７０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに含まれる音声データを、当該音声データよりもデータサイズまたはビットレートが低くなるよう、当該音声データに施された音声符号化方法とは異なる音声符号化方法で符号化された音声データに変換し、変換後の音声データを多重した新しい多重化データを記録してもよい。

ここで、復調部３７０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに含まれる映像データや音声データをデータサイズまたはビットレートが異なる映像データや音声データに変換する処理は、例えばストリーム入出力部３７０３及び信号処理部３７０４で行われる。具体的には、ストリーム入出力部３７０３が、ＣＰＵ等の制御部からの指示により、復調部３７０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データを映像データ、音声データ、データ放送サービスのコンテンツ等の複数のデータに分離する。信号処理部３７０４は、制御部からの指示により、分離後の映像データを当該映像データに施された動画像符号化方法とは異なる動画像符号化方法で符号化された映像データに変換する処理、及び分離後の音声データを当該音声データに施された音声符号化方法とは異なる音声符号化方法で符号化された音声データに変換する処理を行う。ストリーム入出力部３７０３は、制御部からの指示により、変換後の映像データと変換後の音声データとを多重し、新しい多重化データを生成する。なお、信号処理部３７０４は制御部からの指示に応じて、映像データと音声データのうちいずれか一方に対してのみ変換の処理を行っても良いし、両方に対して変換の処理を行っても良い。また、変換後の映像データ及び音声データのデータサイズまたはビットレートは、ユーザが決定してもよいし、記録メディアの種類毎に予め決められていてもよい。

上記の構成により、受信機３７００は、記録メディアに記録可能なデータサイズや記録部３７０８がデータの記録または読み出しを行う速度に合わせて映像データや音声データのデータサイズまたはビットレートを変更して記録することができる。これにより、記録メディアに記録可能なデータサイズが復調部３７０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データのデータサイズよりも小さい場合や、記録部がデータの記録ま
たは読み出しを行う速度が復調部３７０２で復調された多重化データのビットレートよりも低い場合でも記録部が番組を記録することが可能となるので、ユーザは番組の放送されている時間以降の任意の時間に記録されたデータを読み出して視聴することが可能になる。

また、受信機３７００は、復調部３７０２で復調された多重化データを外部機器に対して通信媒体３７３０を介して送信するストリーム出力ＩＦ（Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ：インターフェース）３７０９を備える。ストリーム出力ＩＦ３７０９の一例としては、Ｗｉ−Ｆｉ（登録商標）（ＩＥＥＥ８０２．１１ａ、ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ、ＩＥＥＥ８０２．１１ｇ、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎ等）、ＷｉＧｉＧ、ＷｉｒｅｌｅｓｓＨＤ、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ（登録商標）、Ｚｉｇｂｅｅ（登録商標）等の無線通信規格に準拠した無線通信方法を用いて変調した多重化データを、無線媒体（通信媒体３７３０に相当）を介して外部機器に送信する無線通信装置が挙げられる。また、ストリーム出力ＩＦ３７０９は、イーサネット（登録商標）やＵＳＢ（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｓｅｒｉａｌ Ｂｕｓ）、ＰＬＣ（Ｐｏｗｅｒ Ｌｉｎｅ
Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）、ＨＤＭＩ（登録商標）（Ｈｉｇｈ−Ｄｅｆｉｎｉｔｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｍｅｄｉａ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ）等の有線通信規格に準拠した通信方法を用いて変調された多重化データを当該ストリーム出力ＩＦ３７０９に接続された有線伝送路（通信媒体３７３０に相当）を介して外部機器に送信する有線通信装置であってもよい。

上記の構成により、ユーザは、受信機３７００が上記各実施の形態で示した受信方法により受信した多重化データを外部機器で利用することができる。ここでいう多重化データの利用とは、ユーザが外部機器を用いて多重化データをリアルタイムで視聴することや、外部機器に備えられた記録部で多重化データを記録すること、外部機器からさらに別の外部機器に対して多重化データを送信すること等を含む。

なお、上記の説明では、受信機３７００は、復調部３７０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データをストリーム出力ＩＦ３７０９が出力するとしたが、多重化データに含まれるデータのうち一部のデータを抽出して出力しても良い。例えば、復調部３７０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに映像データや音声データ以外のデータ放送サービスのコンテンツ等が含まれる場合、ストリーム出力ＩＦ３７０９は、復調部３７０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データから映像データや音声データを抽出して多重した新しい多重化データを出力しても良い。また、ストリーム出力ＩＦ３７０９は、復調部３７０２で復調された多重化データに含まれる映像データ及び音声データのうち、どちらか一方のみを多重した新しい多重化データを出力しても良い。

ここで、復調部３７０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに含まれる複数のデータから一部のデータを抽出して多重する処理は、例えばストリーム入出力部３７０３で行われる。具体的には、ストリーム入出力部３７０３が、図示していないＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）等の制御部からの指示により、復調部３７０２で復調された多重化データを映像データ、音声データ、データ放送サービスのコンテンツ等の複数のデータに分離し、分離後のデータから指定されたデータのみを抽出して多重し、新しい多重化データを生成する。なお、分離後のデータからどのデータを抽出するかについては、例えばユーザが決定してもよいし、ストリーム出力ＩＦ３７０９の種類毎に予め決められていてもよい。

上記の構成により、受信機３７００は外部機器が必要なデータのみを抽出して出力することができるので、多重化データの出力により消費される通信帯域を削減することができ
る。

また、上記の説明では、ストリーム出力ＩＦ３７０９は、復調部３７０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データを出力するとしたが、復調部３７０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに含まれる映像データを、当該映像データよりもデータサイズまたはビットレートが低くなるよう、当該映像データに施された動画像符号化方法とは異なる動画像符号化方法で符号化された映像データに変換し、変換後の映像データを多重した新しい多重化データを出力してもよい。このとき、元の映像データに施された動画像符号化方法と変換後の映像データに施された動画像符号化方法とは、互いに異なる規格に準拠していてもよいし、同じ規格に準拠して符号化時に使用するパラメータのみが異なっていてもよい。同様に、ストリーム出力ＩＦ３７０９は、復調部３７０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに含まれる音声データを、当該音声データよりもデータサイズまたはビットレートが低くなるよう、当該音声データに施された音声符号化方法とは異なる音声符号化方法で符号化された音声データに変換し、変換後の音声データを多重した新しい多重化データを出力してもよい。

ここで、復調部３７０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに含まれる映像データや音声データをデータサイズまたはビットレートが異なる映像データや音声データに変換する処理は、例えばストリーム入出力部３７０３及び信号処理部３７０４で行われる。具体的には、ストリーム入出力部３７０３が、制御部からの指示により、復調部３７０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データを映像データ、音声データ、データ放送サービスのコンテンツ等の複数のデータに分離する。信号処理部３７０４は、制御部からの指示により、分離後の映像データを当該映像データに施された動画像符号化方法とは異なる動画像符号化方法で符号化された映像データに変換する処理、及び分離後の音声データを当該音声データに施された音声符号化方法とは異なる音声符号化方法で符号化された音声データに変換する処理を行う。ストリーム入出力部３７０３は、制御部からの指示により、変換後の映像データと変換後の音声データとを多重し、新しい多重化データを生成する。なお、信号処理部３７０４は制御部からの指示に応じて、映像データと音声データのうちいずれか一方に対してのみ変換の処理を行っても良いし、両方に対して変換の処理を行っても良い。また、変換後の映像データ及び音声データのデータサイズまたはビットレートは、ユーザが決定してもよいし、ストリーム出力ＩＦ３７０９の種類毎に予め決められていてもよい。

上記の構成により、受信機３７００は、外部機器との間の通信速度に合わせて映像データや音声データのビットレートを変更して出力することができる。これにより、外部機器との間の通信速度が、復調部３７０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データのビットレートよりも低い場合でもストリーム出力ＩＦから外部機器新しい多重化データを出力することが可能となるので、ユーザは他の通信装置において新しい多重化データを利用することが可能になる。

また、受信機３７００は、外部機器に対して信号処理部３７０４で復号された映像信号及び音声信号を外部の通信媒体に対して出力するＡＶ（Ａｕｄｉｏ ａｎｄ Ｖｉｓｕａｌ）出力ＩＦ（Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ）３７１１を備える。ＡＶ出力ＩＦ３７１１の一例としては、Ｗｉ−Ｆｉ（登録商標）（ＩＥＥＥ８０２．１１ａ、ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ、ＩＥＥＥ８０２．１１ｇ、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎ等）、ＷｉＧｉＧ、ＷｉｒｅｌｅｓｓＨＤ、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ（登録商標）、Ｇｉｇｂｅｅ等の無線通信規格に準拠した無線通信方法を用いて変調した映像信号及び音声信号を、無線媒体を介して外部機器に送信する無線通信装置が挙げられる。また、ストリーム出力ＩＦ３７０９は、イーサネット（登録商標）やＵＳＢ、ＰＬＣ、ＨＤＭＩ（登録商標）等の有線通信規格に準拠した通信方法を用いて変調された映像信号及び音声信号を当該ストリーム出力ＩＦ３７０９に接続され
た有線伝送路を介して外部機器に送信する有線通信装置であってもよい。また、ストリーム出力ＩＦ３７０９は、映像信号及び音声信号をアナログ信号のまま出力するケーブルを接続する端子であってもよい。

上記の構成により、ユーザは、信号処理部３７０４で復号された映像信号及び音声信号を外部機器で利用することができる。
さらに、受信機３７００は、ユーザ操作の入力を受け付ける操作入力部３７１０を備える。受信機３７００は、ユーザの操作に応じて操作入力部３７１０に入力される制御信号に基づいて、電源のＯＮ／ＯＦＦの切り替えや、受信するチャネルの切り替え、字幕表示の有無や表示する言語の切り替え、音声出力部３７０６から出力される音量の変更等の様々な動作の切り替えや、受信可能なチャネルの設定等の設定の変更を行う。

また、受信機３７００は、当該受信機３７００で受信中の信号の受信品質を示すアンテナレベルを表示する機能を備えていてもよい。ここで、アンテナレベルとは、例えば受信機３７００が受信した信号のＲＳＳＩ（Ｒｅｃｅｉｖｅｄ Ｓｉｇｎａｌ Ｓｔｒｅｎｇｔｈ Ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎ、Ｒｅｃｅｉｖｅｄ Ｓｉｇｎａｌ Ｓｔｒｅｎｇｔｈ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ、受信信号強度）、受信電界強度、Ｃ／Ｎ（Ｃａｒｒｉｅｒ−ｔｏ−ｎｏｉｓｅ ｐｏｗｅｒ ｒａｔｉｏ）、ＢＥＲ（Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ：ビットエラー率）、パケットエラー率、フレームエラー率、チャネル状態情報（Ｃｈａｎｎｅｌ
Ｓｔａｔｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）等に基づいて算出される受信品質を示す指標であり、信号レベル、信号の優劣を示す信号である。この場合、復調部３７０２は受信した信号のＲＳＳＩ、受信電界強度、Ｃ／Ｎ、ＢＥＲ、パケットエラー率、フレームエラー率、チャネル状態情報等を測定する受信品質測定部を備え、受信機３７００はユーザの操作に応じてアンテナレベル（信号レベル、信号の優劣を示す信号）をユーザが識別可能な形式で映像表示部３７０７に表示する。アンテナレベル（信号レベル、信号の優劣を示す信号）の表示形式は、ＲＳＳＩ、受信電界強度、Ｃ／Ｎ、ＢＥＲ、パケットエラー率、フレームエラー率、チャネル状態情報等に応じた数値を表示するものであっても良いし、ＲＳＳＩ、受信電界強度、Ｃ／Ｎ、ＢＥＲ、パケットエラー率、フレームエラー率、チャネル状態情報等に応じて異なる画像を表示するようなものであっても良い。また、受信機３７００は、上記各実施の形態で示した受信方法を用いて受信して分離された複数のストリームｓ１、ｓ２、・・・毎に求めた複数のアンテナレベル（信号レベル、信号の優劣を示す信号）を表示しても良いし、複数のストリームｓ１、ｓ２、・・・から求めた１つのアンテナレベル（信号レベル、信号の優劣を示す信号）を表示しても良い。また、番組を構成する映像データや音声データが階層伝送方式を用いて送信されている場合は、階層毎に信号のレベル（信号の優劣を示す信号）を示しても可能である。

上記の構成により、ユーザは上記各実施の形態で示した受信方法を用いて受信する場合のアンテナレベル（信号レベル、信号の優劣を示す信号）を数値的に、または、視覚的に把握することができる。

なお、上記の説明では受信機３７００が、音声出力部３７０６、映像表示部３７０７、記録部３７０８、ストリーム出力ＩＦ３７０９、及びＡＶ出力ＩＦ３７１１を備えている場合を例に挙げて説明したが、これらの構成の全てを備えている必要はない。受信機３７００が上記の構成のうち少なくともいずれか一つを備えていれば、ユーザは復調部３７０２で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データを利用することができるため、各受信機はその用途に合わせて上記の構成を任意に組み合わせて備えていれば良い。
（多重化データ）
次に、多重化データの構造の一例について詳細に説明する。放送に用いられるデータ構造としてはＭＰＥＧ２−トランスポートストリーム（ＴＳ）が一般的であり、ここではＭ
ＰＥＧ２−ＴＳを例に挙げて説明する。しかし、上記各実施の形態で示した送信方法及び受信方法で伝送される多重化データのデータ構造はＭＰＥＧ２−ＴＳに限られず、他のいかなるデータ構造であっても上記の各実施の形態で説明した効果を得られることは言うまでもない。

図３８は、多重化データの構成の一例を示す図である。図３８に示すように多重化データは、各サービスで現在提供されている番組（ｐｒｏｇｒａｍｍｅまたはその一部であるｅｖｅｎｔ）を構成する要素である、例えばビデオストリーム、オーディオストリーム、プレゼンテーショングラフィックスストリーム（ＰＧ）、インタラクティブグラファイックスストリーム（ＩＧ）などのエレメンタリーストリームのうち、１つ以上を多重化することで得られる。多重化データで提供されている番組が映画の場合、ビデオストリームは映画の主映像および副映像を、オーディオストリームは映画の主音声部分と当該主音声とミキシングする副音声を、プレゼンテーショングラフィックスストリームとは映画の字幕をそれぞれ示している。ここで主映像とは画面に表示される通常の映像を示し、副映像とは主映像の中に小さな画面で表示する映像（例えば、映画のあらすじを示したテキストデータの映像など）のことである。また、インタラクティブグラフィックスストリームは、画面上にＧＵＩ部品を配置することにより作成される対話画面を示している。

多重化データに含まれる各ストリームは、各ストリームに割り当てられた識別子であるＰＩＤによって識別される。例えば、映画の映像に利用するビデオストリームには０ｘ１０１１が、オーディオストリームには０ｘ１１００から０ｘ１１１Ｆまでが、プレゼンテーショングラフィックスには０ｘ１２００から０ｘ１２１Ｆまでが、インタラクティブグラフィックスストリームには０ｘ１４００から０ｘ１４１Ｆまでが、映画の副映像に利用するビデオストリームには０ｘ１Ｂ００から０ｘ１Ｂ１Ｆまで、主音声とミキシングする副音声に利用するオーディオストリームには０ｘ１Ａ００から０ｘ１Ａ１Ｆが、それぞれ割り当てられている。

図３９は、多重化データがどのように多重化されているかの一例を模式的に示す図である。まず、複数のビデオフレームからなるビデオストリーム３９０１、複数のオーディオフレームからなるオーディオストリーム３９０４を、それぞれＰＥＳパケット列３９０２および３９０５に変換し、ＴＳパケット３９０３および３９０６に変換する。同じくプレゼンテーショングラフィックスストリーム３９１１およびインタラクティブグラフィックス３９１４のデータをそれぞれＰＥＳパケット列３９１２および３９１５に変換し、さらにＴＳパケット３９１３および３９１６に変換する。多重化データ３９１７はこれらのＴＳパケット（３９０３、３９０６、３９１３、３９１６）を１本のストリームに多重化することで構成される。

図４０は、ＰＥＳパケット列に、ビデオストリームがどのように格納されるかをさらに詳しく示している。図４０における第１段目はビデオストリームのビデオフレーム列を示す。第２段目は、ＰＥＳパケット列を示す。図４０の矢印ｙｙ１，ｙｙ２，ｙｙ３，ｙｙ４に示すように、ビデオストリームにおける複数のＶｉｄｅｏ Ｐｒｅｓｅｎｔａｔｉｏｎ ＵｎｉｔであるＩピクチャ、Ｂピクチャ、Ｐピクチャは、ピクチャ毎に分割され、ＰＥＳパケットのペイロードに格納される。各ＰＥＳパケットはＰＥＳヘッダを持ち、ＰＥＳヘッダには、ピクチャの表示時刻であるＰＴＳ（Ｐｒｅｓｅｎｔａｔｉｏｎ Ｔｉｍｅ−Ｓｔａｍｐ）やピクチャの復号時刻であるＤＴＳ（Ｄｅｃｏｄｉｎｇ Ｔｉｍｅ−Ｓｔａｍｐ）が格納される。

図４１は、多重化データに最終的に書き込まれるＴＳパケットの形式を示している。ＴＳパケットは、ストリームを識別するＰＩＤなどの情報を持つ４ＢｙｔｅのＴＳヘッダとデータを格納する１８４ＢｙｔｅのＴＳペイロードから構成される１８８Ｂｙｔｅ固定長
のパケットであり、上記ＰＥＳパケットは分割されＴＳペイロードに格納される。ＢＤ−ＲＯＭの場合、ＴＳパケットには、４ＢｙｔｅのＴＰ＿Ｅｘｔｒａ＿Ｈｅａｄｅｒが付与され、１９２Ｂｙｔｅのソースパケットを構成し、多重化データに書き込まれる。ＴＰ＿Ｅｘｔｒａ＿ＨｅａｄｅｒにはＡＴＳ（Ａｒｒｉｖａｌ＿Ｔｉｍｅ＿Ｓｔａｍｐ）などの情報が記載される。ＡＴＳは当該ＴＳパケットのデコーダのＰＩＤフィルタへの転送開始時刻を示す。多重化データには図４１下段に示すようにソースパケットが並ぶこととなり、多重化データの先頭からインクリメントする番号はＳＰＮ（ソースパケットナンバー）と呼ばれる。

また、多重化データに含まれるＴＳパケットには、ビデオストリーム、オーディオストリーム、プレゼンテーショングラフィックスストリームなどの各ストリーム以外にもＰＡＴ（Ｐｒｏｇｒａｍ Ａｓｓｏｃｉａｔｉｏｎ Ｔａｂｌｅ）、ＰＭＴ（Ｐｒｏｇｒａｍ
Ｍａｐ Ｔａｂｌｅ）、ＰＣＲ（Ｐｒｏｇｒａｍ Ｃｌｏｃｋ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ）などがある。ＰＡＴは多重化データ中に利用されるＰＭＴのＰＩＤが何であるかを示し、ＰＡＴ自体のＰＩＤは０で登録される。ＰＭＴは、多重化データ中に含まれる映像・音声・字幕などの各ストリームのＰＩＤと各ＰＩＤに対応するストリームの属性情報（フレームレート、アスペクト比など）を持ち、また多重化データに関する各種ディスクリプタを持つ。ディスクリプタには多重化データのコピーを許可・不許可を指示するコピーコントロール情報などがある。ＰＣＲは、ＡＴＳの時間軸であるＡＴＣ（Ａｒｒｉｖａｌ Ｔｉｍｅ Ｃｌｏｃｋ）とＰＴＳ・ＤＴＳの時間軸であるＳＴＣ（Ｓｙｓｔｅｍ Ｔｉｍｅ Ｃｌｏｃｋ）の同期を取るために、そのＰＣＲパケットがデコーダに転送されるＡＴＳに対応するＳＴＣ時間の情報を持つ。

図４２はＰＭＴのデータ構造を詳しく説明する図である。ＰＭＴの先頭には、そのＰＭＴに含まれるデータの長さなどを記したＰＭＴヘッダが配置される。その後ろには、多重化データに関するディスクリプタが複数配置される。上記コピーコントロール情報などが、ディスクリプタとして記載される。ディスクリプタの後には、多重化データに含まれる各ストリームに関するストリーム情報が複数配置される。ストリーム情報は、ストリームの圧縮コーデックなどを識別するためのストリームタイプ、ストリームのＰＩＤ、ストリームの属性情報（フレームレート、アスペクト比など）が記載されたストリームディスクリプタから構成される。ストリームディスクリプタは多重化データに存在するストリームの数だけ存在する。

記録媒体などに記録する場合には、上記多重化データは、多重化データ情報ファイルと共に記録される。
図４３は、その多重化データ情報ファイルの構成を示す図である。多重化データ情報ファイルは、図４３に示すように多重化データの管理情報であり、多重化データと１対１に対応し、多重化データ情報、ストリーム属性情報とエントリマップから構成される。

多重化データ情報は図４３に示すようにシステムレート、再生開始時刻、再生終了時刻から構成されている。システムレートは多重化データの、後述するシステムターゲットデコーダのＰＩＤフィルタへの最大転送レートを示す。多重化データ中に含まれるＡＴＳの間隔はシステムレート以下になるように設定されている。再生開始時刻は多重化データの先頭のビデオフレームのＰＴＳであり、再生終了時刻は多重化データの終端のビデオフレームのＰＴＳに１フレーム分の再生間隔を足したものが設定される。

図４４は、多重化データ情報ファイルに含まれるストリーム属性情報の構成を示す図である。ストリーム属性情報は図４４に示すように、多重化データに含まれる各ストリームについての属性情報が、ＰＩＤ毎に登録される。属性情報はビデオストリーム、オーディオストリーム、プレゼンテーショングラフィックスストリーム、インタラクティブグラフ
ィックスストリーム毎に異なる情報を持つ。ビデオストリーム属性情報は、そのビデオストリームがどのような圧縮コーデックで圧縮されたか、ビデオストリームを構成する個々のピクチャデータの解像度がどれだけであるか、アスペクト比はどれだけであるか、フレームレートはどれだけであるかなどの情報を持つ。オーディオストリーム属性情報は、そのオーディオストリームがどのような圧縮コーデックで圧縮されたか、そのオーディオストリームに含まれるチャンネル数は何であるか、何の言語に対応するか、サンプリング周波数がどれだけであるかなどの情報を持つ。これらの情報は、プレーヤが再生する前のデコーダの初期化などに利用される。

本実施の形態においては、上記多重化データのうち、ＰＭＴに含まれるストリームタイプを利用する。また、記録媒体に多重化データが記録されている場合には、多重化データ情報に含まれる、ビデオストリーム属性情報を利用する。具体的には、上記各実施の形態で示した動画像符号化方法または装置において、ＰＭＴに含まれるストリームタイプ、または、ビデオストリーム属性情報に対し、上記各実施の形態で示した動画像符号化方法または装置によって生成された映像データであることを示す固有の情報を設定するステップまたは手段を設ける。この構成により、上記各実施の形態で示した動画像符号化方法または装置によって生成した映像データと、他の規格に準拠する映像データとを識別することが可能になる。

図４５は、放送局（基地局）から送信された、映像および音声のデータ、または、データ放送のためのデータを含む変調信号を受信する受信装置４５０４を含む映像音声出力装置４５００の構成の一例を示している。なお、受信装置４５０４の構成は、図３７の受信装置３７００に相当する。映像音声出力装置４５００には、例えば、ＯＳ（Operating System：オペレーティングシステム）が搭載されており、また、インターネットに接続するための通信装置４５０６（例えば、無線ＬＡＮ（Local Area Network）やイーザーネットのための通信装置）が搭載されている。これにより、映像を表示する部分４５０１では、映像および音声のデータ、または、データ放送のためのデータにおける映像４５０２、および、インターネット上で提供されるハイパーテキスト（World Wide Web（ワールド ワ
イド ウェブ：WWW））４５０３を同時に表示することが可能となる。そして、リモコン
（携帯電話やキーボードであってもよい）４５０７を操作することにより、データ放送のためのデータにおける映像４５０２、インターネット上で提供されるハイパーテキスト４５０３のいずれかを選択し、動作を変更することになる。例えば、インターネット上で提供されるハイパーテキスト４５０３が選択された場合、表示しているWWWのサイトを、リ
モコンを操作することにより、変更することになる。また、映像および音声のデータ、または、データ放送のためのデータにおける映像４５０２が選択されている場合、リモコン４５０７により、選局したチャネル（選局した（テレビ）番組、選局した音声放送）の情報を送信する。すると、ＩＦ４５０５は、リモコンで送信された情報を取得し、受信装置４５０４は、選局したチャネルに相当する信号を復調、誤り訂正復号等の処理を行い、受信データを得ることになる。このとき、受信装置４５０４は、選局したチャネルに相当する信号に含まれる伝送方法（これについては、図５に記載のとおりである。）の情報を含む制御シンボルの情報を得ることで、受信動作、復調方法、誤り訂正復号等の方法を正しく設定することで、放送局（基地局）で送信したデータシンボルに含まれるデータを得ることが可能となる。上述では、ユーザは、リモコン４５０７によって、チャネルを選局する例を説明したが、映像音声出力装置４５００が搭載している選局キーを用いて、チャネルを選局しても、上記と同様の動作となる。

また、インターネットを用い、映像音声出力装置４５００を操作してもよい。例えば、他のインターネット接続している端末から、映像音声出力装置４５００に対し、録画（記憶）の予約を行う。（したがって、映像音声出力装置４５００は、図３７のように、記録部３７０８を有していることになる。）そして、録画を開始する前に、チャネルを選局す
ることになり、受信装置４５０４は、選局したチャネルに相当する信号を復調、誤り訂正復号等の処理を行い、受信データを得ることになる。このとき、受信装置４５０４は、選局したチャネルに相当する信号に含まれる伝送方法（上記の実施の形態で述べた伝送方式、変調方式、誤り訂正方式等）（これについては、図５に記載のとおりである。）の情報を含む制御シンボルの情報を得ることで、受信動作、復調方法、誤り訂正復号等の方法を正しく設定することで、放送局（基地局）で送信したデータシンボルに含まれるデータを得ることが可能となる。

（その他補足）
本明細書において、送信装置を具備しているのは、例えば、放送局、基地局、アクセスポイント、端末、携帯電話（ｍｏｂｉｌｅ ｐｈｏｎｅ）等の通信・放送機器であることが考えられ、このとき、受信装置を具備しているのは、テレビ、ラジオ、端末、パーソナルコンピュータ、携帯電話、アクセスポイント、基地局等の通信機器であることが考えられる。また、本発明における送信装置、受信装置は、通信機能を有している機器であって、その機器が、テレビ、ラジオ、パーソナルコンピュータ、携帯電話等のアプリケーションを実行するための装置に何らかのインターフェース（例えば、ＵＳＢ）を介して接続できるような形態であることも考えられる。

また、本実施の形態では、データシンボル以外のシンボル、例えば、パイロットシンボル（パイロットシンボルをプリアンブル、ユニークワード、ポストアンブル、リファレンスシンボル、スキャッタードパイロット等と呼んでもよい。）、制御情報用のシンボルなどが、フレームにどのように配置されていてもよい。そして、ここでは、パイロットシンボル、制御情報用のシンボルと名付けているが、どのような名付け方を行ってもよく、機能自身が重要となっている。

パイロットシンボルは、例えば、送受信機において、ＰＳＫ変調を用いて変調した既知のシンボル（または、受信機が同期をとることによって、受信機は、送信機が送信したシンボルを知ることができてもよい。）であればよく、受信機は、このシンボルを用いて、周波数同期、時間同期、（各変調信号の）チャネル推定（ＣＳＩ（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｓｔａｔｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）の推定）、信号の検出等を行うことになる。

また、制御情報用のシンボルは、（アプリケーション等の）データ以外の通信を実現するための、通信相手に伝送する必要がある情報（例えば、通信に用いている変調方式・誤り訂正符号化方式・誤り訂正符号化方式の符号化率、上位レイヤーでの設定情報等）を伝送するためのシンボルである。

なお、本発明はすべての実施の形態に限定されず、種々変更して実施することが可能である。例えば、上記実施の形態では、通信装置として行う場合について説明しているが、これに限られるものではなく、この通信方法をソフトウェアとして行うことも可能である。

また、上記では、２つの変調信号を２つのアンテナから送信する方法における位相変更方法について説明したが、これに限ったものではなく、４つのマッピング後の信号に対し、プリコーディングを行うとともに位相を変更して、４つの変調信号を生成し、４つのアンテナから送信する方法、つまり、Ｎ個のマッピング後の信号に対し、プリコーディングを行い、Ｎ個の変調信号を生成し、Ｎ個のアンテナから送信する方法においても同様に位相を規則的に変更する、位相変更方法としても同様に実施することができる。

また、上記実施の形態に示したシステム例では、２つの変調信号を２つのアンテナから
送信し、それぞれを２つのアンテナで受信するＭＩＭＯ方式の通信システムを開示したが、本発明は、当然にＭＩＳＯ（Multiple Input Single Output）方式の通信システムにも適用できる。ＭＩＳＯ方式の場合、受信装置は、図７に示す構成のうち、アンテナ７０１＿Ｙ、無線部７０３＿Ｙ、変調信号ｚ１のチャネル変動推定部７０７＿１、変調信号ｚ２のチャネル変動推定部７０７＿２がない構成となるが、この場合であっても、上記実施の形態１に示した処理を実行することで、ｒ１、ｒ２それぞれを推定することができる。なお、同一周波数帯、同一時間において、送信された複数の信号を１つのアンテナで受信して復号できることは周知のことであり、本明細書においては、信号処理部における送信側で変更された位相を戻すための処理が従来技術に追加される処理となる。

また、本発明の説明で示したシステム例では、２つの変調信号を２つのアンテナから送信し、それぞれを２つのアンテナで受信するＭＩＭＯ方式の通信システムを開示したが、本発明は、当然にＭＩＳＯ（Multiple Input Single Output）方式の通信システムにも適用できる。ＭＩＳＯ方式の場合、送信装置において、プリコーディングと位相変更を適用している点は、これまでの説明のとおりである。一方で、受信装置は、図７に示す構成のうち、アンテナ７０１＿Ｙ、無線部７０３＿Ｙ、変調信号ｚ１のチャネル変動推定部７０７＿１、変調信号ｚ２のチャネル変動推定部７０７＿２がない構成となるが、この場合であっても、本明細書の中で示した処理を実行することで、送信装置が送信したデータを推定することができる。なお、同一周波数帯、同一時間において、送信された複数の信号を１つのアンテナで受信して復号できることは周知のこと（１アンテナ受信において、ML演算等（Max-log APP等）の処理を施せばよい。）であり、本発明では、図７の信号処理部
７１１において、送信側で用いたプリコーディングと位相変更を考慮した復調（検波）を行えばよいことになる。

本明細書では、「プリコーディング」「プリコーディングウェイト」「プリコーディング行列」等の用語を用いているが、呼び方自身は、どのようなものでもよく（例えば、コードブック（codebook）と呼んでもよい。）、本発明では、その信号処理自身が重要となる。
また、本明細書において、受信装置で、ML演算、APP、Max-log APP、ZF、MMSE等を用いて説明しているが、この結果、送信装置が送信したデータの各ビットの軟判定結果（対数尤度、対数尤度比）や硬判定結果（「０」または「１」）を得ることになるが、これらを総称して、検波、復調、検出、推定、分離と呼んでもよい。

ストリームｓ１（ｔ）、ｓ２（ｔ）（ｓ１（ｉ）、ｓ２（ｉ））により、異なるデータを伝送してもよいし、同一のデータを伝送してもよい。
また、２ストリームのベースバンド信号ｓ１（ｉ）、ｓ２（ｉ）（ただし、ｉは、（時間、または、周波数（キャリア）の）順番をあらわす）に対し、規則的な位相変更およびプリコーディングを行い（順番はどちらが先であってもよい）生成された、両者の信号処理後のベースバンド信号ｚ１（ｉ）、ｚ２（ｉ）において、両者の信号処理後のベースバンド信号ｚ１（ｉ）の同相Ｉ成分をＩ₁（ｉ）、直交成分をＱ₁（ｉ）とし、両者の信号処理後のベースバンド信号ｚ２（ｉ）の同相Ｉ成分をＩ₂（ｉ）、直交成分をＱ₂（ｉ）とする。このとき、ベースバンド成分の入れ替えを行い、
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ₁（ｉ）、直交成分をＱ₂（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ₂（ｉ）、直交成分をＱ₁（ｉ）
とし、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）に相当する変調信号を送信アンテナ１、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）に相当する変調信号を送信アンテナ２から、同一時刻に同一周波数を用いて送信する、というように、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）に相当する変調信号と入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）を異なるアンテナから、同一時刻に同一周波数を用いて送信するとしてもよい。また、
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ₁（ｉ）、直交成分をI₂（ｉ
）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ₁（ｉ）、直交成分をＱ₂（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ₂（ｉ）、直交成分をI₁（ｉ
）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ₁（ｉ）、直交成分をＱ₂（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ₁（ｉ）、直交成分をI₂（ｉ
）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ₂（ｉ）、直交成分をＱ₁（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ₂（ｉ）、直交成分をI₁（ｉ
）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ₂（ｉ）、直交成分をＱ₁（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ₁（ｉ）、直交成分をＱ₂（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ₁（ｉ）、直交成分をＩ₂（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ₂（ｉ）、直交成分をＩ₁（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ₂（ｉ）、直交成分をＱ₁（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ₂（ｉ）、直交成分をＩ₁（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ₁（ｉ）、直交成分をＩ₂（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ₁（ｉ）、直交成分をI₂（ｉ
）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ₁（ｉ）、直交成分をＱ₂（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ₂（ｉ）、直交成分をI₁（ｉ
）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ₁（ｉ）、直交成分をＱ₂（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ₁（ｉ）、直交成分をI₂（ｉ
）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ₂（ｉ）、直交成分をＱ₁（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ₂（ｉ）、直交成分をI₁（ｉ
）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ₂（ｉ）、直交成分をＱ₁（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ₁（ｉ）、直交成分をＱ₂（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ₂（ｉ）、直交成分をＱ₁（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ₁（ｉ）、直交成分をＱ₂（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ₁（ｉ）、直交成分をＩ₂（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ₂（ｉ）、直交成分をＩ₁（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ₂（ｉ）、直交成分をＱ₁（ｉ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ₂（ｉ）、直交成分をＩ₁（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ₁（ｉ）、直交成分をＩ₂（ｉ）
としてもよい。また、上述では、２ストリームの信号に対し両者の信号処理を行い、両者の信号処理後の信号の同相成分と直交成分の入れ替えについて説明したが、これに限ったものではなく、２ストリームより多い信号に対し両者の信号処理後を行い、両者の信号処理後の信号の同相成分と直交成分の入れ替えを行うことも可能である。

また、上記の例では、同一時刻（同一周波数（（サブ）キャリア））のベースバンド信号の入れ替えを説明しているが、同一時刻のベースバンド信号の入れ替えでなくてもよい。例として、以下のように記述することができる
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ₁（ｉ＋ｖ）、直交成分をＱ₂（ｉ＋ｗ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ₂（ｉ＋ｗ）、直
交成分をＱ₁（ｉ＋ｖ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ₁（ｉ＋ｖ）、直交成分をI₂
（ｉ＋ｗ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ₁（ｉ＋ｖ）、直
交成分をＱ₂（ｉ＋ｗ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ₂（ｉ＋ｗ）、直交成分をI₁
（ｉ＋ｖ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ₁（ｉ＋ｖ）、直
交成分をＱ₂（ｉ＋ｗ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ₁（ｉ＋ｖ）、直交成分をI₂
（ｉ＋ｗ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ₂（ｉ＋ｗ）、直
交成分をＱ₁（ｉ＋ｖ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ₂（ｉ＋ｗ）、直交成分をI₁
（ｉ＋ｖ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ₂（ｉ＋ｗ）、直
交成分をＱ₁（ｉ＋ｖ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ₁（ｉ＋ｖ）、直交成分をＱ₂（ｉ＋ｗ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ₁（ｉ＋ｖ）、直
交成分をＩ₂（ｉ＋ｗ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ₂（ｉ＋ｗ）、直交成分をＩ₁（ｉ＋ｖ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ₂（ｉ＋ｗ）、直
交成分をＱ₁（ｉ＋ｖ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ₂（ｉ＋ｗ）、直交成分をＩ₁（ｉ＋ｖ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ₁（ｉ＋ｖ）、直
交成分をＩ₂（ｉ＋ｗ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ₁（ｉ＋ｖ）、直交成分をI₂
（ｉ＋ｗ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ₁（ｉ＋ｖ）、直
交成分をＱ₂（ｉ＋ｗ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ₂（ｉ＋ｗ）、直交成分をI₁
（ｉ＋ｖ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ₁（ｉ＋ｖ）、直
交成分をＱ₂（ｉ＋ｗ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ₁（ｉ＋ｖ）、直交成分をI₂
（ｉ＋ｗ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ₂（ｉ＋ｗ）、直
交成分をＱ₁（ｉ＋ｖ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ₂（ｉ＋ｗ）、直交成分をI₁
（ｉ＋ｖ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ₂（ｉ＋ｗ）、直
交成分をＱ₁（ｉ＋ｖ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ₁（ｉ＋ｖ）、直交成分をＱ₂（ｉ＋ｗ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ₂（ｉ＋ｗ）、直
交成分をＱ₁（ｉ＋ｖ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＩ₁（ｉ＋ｖ）、直交成分をＱ₂（ｉ＋ｗ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ₁（ｉ＋ｖ）、直
交成分をＩ₂（ｉ＋ｗ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ₂（ｉ＋ｗ）、直交成分をＩ₁（ｉ＋ｖ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＩ₂（ｉ＋ｗ）、直
交成分をＱ₁（ｉ＋ｖ）
・入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）の同相成分をＱ₂（ｉ＋ｗ）、直交成分をＩ₁（ｉ＋ｖ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）の同相成分をＱ₁（ｉ＋ｖ）、直
交成分をＩ₂（ｉ＋ｗ）
図５５は、上記の記載を説明するためのベースバンド信号入れ替え部５５０２を示す図である。図５５に示すように、両者の信号処理後のベースバンド信号ｚ１（ｉ）５５０１＿１、ｚ２（ｉ）５５０１＿２において、両者の信号処理後のベースバンド信号ｚ１（ｉ）５５０１＿１の同相Ｉ成分をＩ₁（ｉ）、直交成分をＱ₁（ｉ）とし、両者の信号処理後のベースバンド信号ｚ２（ｉ）５５０１＿２の同相Ｉ成分をＩ₂（ｉ）、直交成分をＱ₂（ｉ）とする。そして、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）５５０３＿１の同相成分をＩ_r1（ｉ）、直交成分をＱ_r1（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）５５０３＿２の同相成分をＩ_r2（ｉ）、直交成分をＱ_r2（ｉ）とすると、入れ替え後のベースバンド信号ｒ１（ｉ）５５０３＿１の同相成分Ｉ_r1（ｉ）、直交成分Ｑ_r1（ｉ）、入れ替え後のベースバンド信号ｒ２（ｉ）５５０３＿２の同相成分Ｉ_r2（ｉ）、直交成分をＱ_r2（ｉ）は上述で説明したいずれかであらわされるものとする。なお、この例では、同一時刻（同一周波数（（サブ）キャリア））の両者の信号処理後のベースバンド信号の入れ替えについて説明したが、上述のように、異なる時刻（異なる周波数（（サブ）キャリア））の両者の信号処理後のベースバンド信号の入れ替えであってもよい。

送信装置の送信アンテナ、受信装置の受信アンテナ、共に、図面で記載されている１つのアンテナは、複数のアンテナにより構成されていても良い。
本明細書において、「∀」は全称記号（universal quantifier）をあらわしており、「∃」は存在記号（existential quantifier）をあらわしている。

また、本明細書において、複素平面における、例えば、偏角のような、位相の単位は、「ラジアン（radian）」としている。
複素平面を利用すると、複素数の極座標による表示として極形式で表示できる。複素数
z = a + ｊb （ａ、ｂはともに実数であり、ｊは虚数単位である）に、複素平面上の点 (ａ, ｂ) を対応させたとき、この点が極座標で[r, θ] とあらわされるなら、
ａ＝ｒ×ｃｏｓθ、
ｂ＝ｒ×ｓｉｎθ

が成り立ち、r は z の絶対値 (r = |z|) であり、θ が偏角 (argument)となる。そして、z = a + ｊbは、ｒｅ^ｊθとあらわされる。
本発明の説明において、ベースバンド信号、ｓ１、ｓ２、ｚ１、ｚ２は複素信号となるが、複素信号とは、同相信号をＩ、直交信号をQとしたとき、複素信号はＩ + ｊQ（ｊは
虚数単位）とあらわされることになる。このとき、Ｉがゼロとなってもよいし、Ｑがゼロとなってもよい。

本明細書で説明した位相変更方法を用いた放送システムの一例を図４６に示す。図４６において、映像符号化部４６０１は、映像を入力とし、映像符号化を行い、映像符号化後のデータ４６０２を出力する。音声符号化部４６０３は、音声を入力とし、音声符号化を行い、音声符号化後のデータ４６０４を出力する。データ符号化部４６０５は、データを入力とし、データの符号化（例えば、データ圧縮）を行い、データ符号化後のデータ４６０６を出力する。これらをまとめて、情報源符号化部４６００とする。

送信部４６０７は、映像符号化後のデータ４６０２、音声符号化後のデータ４６０４、データ符号化後のデータ４６０６を入力とし、これらのデータのいずれか、または、これらのデータ全てを送信データとし、誤り訂正符号化、変調、プリコーディング、位相変更等の処理（例えば、図３の送信装置における信号処理）を施し、送信信号４６０８＿１から４６０８＿Ｎを出力する。そして、送信信号４６０８＿１から４６０８＿Ｎはそれぞれアンテナ４６０９＿１から４６０９＿Ｎにより、電波として送信される。

受信部４６１２は、アンテナ４６１０＿１から４６１０＿Ｍで受信した受信信号４６１１＿１から４６１１＿Ｍを入力とし、周波数変換、位相変更、プリコーディングのデコード、対数尤度比算出、誤り訂正復号等の処理（例えば、図７の受信装置における処理）を施し、受信データ４６１３、４６１５、４６１７を出力する。情報源復号部４６１９は、受信データ４６１３、４６１５、４６１７を入力とし、映像復号化部４６１４は、受信データ４６１３を入力とし、映像用の復号を行い、映像信号を出力し、映像は、テレビ、ディスプレーに表示される。また、音声復号化部４６１６は、受信データ４６１５を入力とし。音声用の復号を行い、音声信号を出力し、音声は、スピーカーから流れる。また、データ復号化部４６１８は、受信データ４６１７を入力とし、データ用の復号を行い、データの情報を出力する。

また、本発明の説明を行っている実施の形態において、以前にも説明したようにＯＦＤＭ方式のようなマルチキャリア伝送方式において、送信装置が保有している符号化器の数は、いくつであってもよい。したがって、例えば、図４のように、送信装置が、符号化器を１つ具備し、出力を分配する方法を、ＯＦＤＭ方式のようなマルチキャリア伝送方式にも適用することも当然可能である。このとき、図４の無線部３１０Ａ、３１０Ｂを図１２のＯＦＤＭ方式関連処理部１３０１Ａ、１３０１Ｂに置き換えればよいことになる。このとき、ＯＦＤＭ方式関連処理部の説明は、実施の形態１のとおりである。

また、実施の形態１において、プリコーディング行列の例として、式（３６）を与えたが、これとは別にプリコーディング行列として以下の式を用いる方法が考えられる。

なお、プリコーディング式（３６）、式(５０)において、αの値として、式（３７）、式（３８）を設定することを記載したが、これに限ったものではなく、α＝１と設定すると、簡単なプリコーディング行列となるので、この値も有効な値の一つである。

また、実施の形態Ａ１において、図３、図４、図６、図１２，図２５、図２９、図５１、図５３における位相変更部において、周期Ｎのための位相変更値(図３、図４、図６、
図１２，図２５、図２９、図５１、図５３では、一方のプリコーディング後のベースバンド信号にのみ、位相変更を与えることになるので、位相変更値となる。)として、PHASE[i]（i=0,1,2,・・・,N-2,N-1）と表現した。そして、本明細書において、一方のプリコー
ディング後のベースバンド信号に対し、位相変更を行う場合（つまり、図３、図４、図６、図１２，図２５、図２９、図５１、図５３）、図３、図４、図６、図１２，図２５、図２９、図５１、図５３において、プリコーディング後のベースバンド信号ｚ２’のみに位相変更を与えている。このとき、PHASE[k]を以下のように与える。

このとき、k=0,1,2,・・・,N-2,N-1とする。そして、Ｎ=5, 7, 9, 11, 15とすると受信装置において、良好なデータの受信品質を得ることができる。
また、本明細書では、２つの変調信号を複数のアンテナで送信する場合における位相変更方法について詳しく説明したが、これに限ったものでは、なく、３つ以上の変調方式のマッピングを行ったベースバンド信号に対し、プリコーディング、位相変更を行い、プリコーディング、位相変更後のベースバンド信号に対し、所定の処理を行い、複数のアンテナから送信する場合についても、同様に実施することができる。

なお、例えば、上記通信方法を実行するプログラムを予めＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ
Ｍｅｍｏｒｙ）に格納しておき、そのプログラムをＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ Ｕｎｉｔ）によって動作させるようにしても良い。

また、上記通信方法を実行するプログラムをコンピュータで読み取り可能な記憶媒体に格納し、記憶媒体に格納されたプログラムをコンピュータのＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）に記録して、コンピュータをそのプログラムにしたがって動作させるようにしても良い。

そして、上記の各実施の形態などの各構成は、典型的には集積回路であるＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ Ｓｃａｌｅ Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）として実現されてもよい。これらは、個別に１チップ化されてもよいし、各実施の形態の全ての構成または一部の構成を含むように１チップ化されてもよい。 ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限られるものではなく、専用回路または汎用プロセッサで実現しても良い。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用しても良い。

さらに、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行っても良い。バイオ技術の適用等が可能性としてあり得る。

本発明は、複数のアンテナからそれぞれ異なる変調信号を送信する無線システムに広く適用でき、例えばＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ通信システムに適用して好適である。また、複数の送信箇所を持つ有線通信システム（例えば、ＰＬＣ（Ｐｏｗｅｒ Ｌｉｎｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）システム、光通信システム、ＤＳＬ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｌｉｎｅ：デジタル加入者線）システム）において、ＭＩＭＯ伝送を行う場合についても適用することができ、このとき、複数の送信箇所を用いて、本発明で説明したような複数の変調信号を送信することになる。また、変調信号は、複数の送信箇所から送信されてもよい。

３０２Ａ，３０２Ｂ 符号化器
３０４Ａ，３０４Ｂ インタリーバ
３０６Ａ，３０６Ｂ マッピング部
３１４ 信号処理方法情報生成部
３０８Ａ，３０８Ｂ 重み付け合成部
３１０Ａ，３１０Ｂ 無線部
３１２Ａ，３１２Ｂ アンテナ
３１７Ａ，３１７Ｂ 位相変更部
４０２ 符号化器
４０４ 分配部
５０４＃１，５０４＃２ 送信アンテナ
５０５＃１，５０５＃２ 受信アンテナ
６００ 重み付け合成部
７０１＿Ｘ，７０１＿Ｙ アンテナ
７０３＿Ｘ，７０３＿Ｙ 無線部
７０５＿１ チャネル変動推定部
７０５＿２ チャネル変動推定部
７０７＿１ チャネル変動推定部
７０７＿２ チャネル変動推定部
７０９ 制御情報復号部
７１１ 信号処理部
８０３ ＩＮＮＥＲ ＭＩＭＯ検波部
８０５Ａ，８０５Ｂ 対数尤度算出部
８０７Ａ，８０７Ｂ デインタリーバ
８０９Ａ，８０９Ｂ 対数尤度比算出部
８１１Ａ，８１１Ｂ Ｓｏｆｔ−ｉｎ／ｓｏｆｔ−ｏｕｔデコーダ
８１３Ａ，８１３Ｂ インタリーバ
８１５ 記憶部
８１９ 係数生成部
９０１ Ｓｏｆｔ−ｉｎ／ｓｏｆｔ−ｏｕｔデコーダ
９０３ 分配器
１２０１Ａ，１２０１Ｂ ＯＦＤＭ方式関連処理部
１３０２Ａ，１３０２Ａ シリアルパラレル変換部
１３０４Ａ，１３０４Ｂ 並び換え部
１３０６Ａ，１３０６Ｂ 逆高速フーリエ変換部
１３０８Ａ，１３０８Ｂ 無線部

Claims (4)

1. 信号生成方法であって、
   送信データに対して誤り訂正符号化処理を施して符号化ブロックを生成する符号化処理と、
   前記符号化ブロックから、複数スロットのスロット毎に、同一の周波数で同時に送信される第１の送信信号ｚ１および第２の送信信号ｚ２を生成する生成処理と、を含み、
   前記生成処理は、
   前記符号化ブロックから第１の変調信号ｓ１と第２の変調信号ｓ２とをスロット毎に生成する変調処理と、
   前記第１の変調信号ｓ１と前記第２の変調信号ｓ２とに対してスロット毎にプリコーディングを施すプリコーディング処理と、
   前記プリコーディング処理された信号のうち少なくともいずれか一方に対して、スロット毎に位相変更量を変更しながら位相変更を施す位相変更処理と、
   を含み、
   前記プリコーディング処理では、同じ符号化ブロックから生成された前記第１の変調信号ｓ１と前記第２の変調信号ｓ２とに対して、共通のプリコーディングを施し、
   前記位相変更処理では、Ｎ通りの位相変更量をスロット毎に規則的に切り替えて位相変更を施し、前記Ｎ通りの位相変更量は、互いの位相変更量の差分の最小値が２π／Ｎである、
   ことを特徴とする信号生成方法。
2. 信号生成装置であって、
   送信データに対して誤り訂正符号化処理を施して符号化ブロックを生成する符号化部と、
   前記符号化ブロックから、複数スロットのスロット毎に、同一の周波数で同時に送信される第１の送信信号ｚ１および第２の送信信号ｚ２を生成する生成処理を実施する生成部と、を含み、
   前記生成処理は、
   前記符号化ブロックから第１の変調信号ｓ１と第２の変調信号ｓ２とをスロット毎に生成する変調処理と、
   前記第１の変調信号ｓ１と前記第２の変調信号ｓ２とに対してスロット毎にプリコーディングを施すプリコーディング処理と、
   前記プリコーディング処理された信号のうち少なくともいずれか一方に対して、スロット毎に位相変更量を変更しながら位相変更を施す位相変更処理と、
   を含み、
   前記プリコーディング処理では、同じ符号化ブロックから生成された前記第１の変調信号ｓ１と前記第２の変調信号ｓ２とに対して、共通のプリコーディングを施し、
   前記位相変更処理では、Ｎ通りの位相変更量をスロット毎に規則的に切り替えて位相変更を施し、前記Ｎ通りの位相変更量は、互いの位相変更量の差分の最小値が２π／Ｎである、
   ことを特徴とする信号生成装置。
3. 復調方法であって、
   受信信号を取得し、前記受信信号はそれぞれ同一の周波数で同時に第１の送信部及び第２の送信部から送信された第１の送信信号ｚ１と第２の送信信号ｚ２を受信して得られ、前記第１の送信信号ｚ１及び前記第２の送信信号ｚ２は所定の生成処理を用いて生成されており、
   取得した前記受信信号に対して、前記所定の生成処理に応じた復調処理を施して受信データを生成する処理を含み、
   前記所定の生成処理は、
   前記符号化ブロックから第１の変調信号ｓ１と第２の変調信号ｓ２とをスロット毎に生成する変調処理と、
   前記第１の変調信号ｓ１と前記第２の変調信号ｓ２とに対してスロット毎にプリコーディングを施すプリコーディング処理と、
   前記プリコーディング処理された信号のうち少なくともいずれか一方に対して、スロット毎に位相変更量を変更しながら位相変更を施す位相変更処理と、
   を含み、
   前記プリコーディング処理では、同じ符号化ブロックから生成された前記第１の変調信号ｓ１と前記第２の変調信号ｓ２とに対して、共通のプリコーディングを施し、
   前記位相変更処理では、Ｎ通りの位相変更量をスロット毎に規則的に切り替えて位相変更を施し、前記Ｎ通りの位相変更量は、互いの位相変更量の差分の最小値が２π／Ｎである、
   ことを特徴とする復調方法。
4. 復調装置であって、
   所定の生成処理を用いて生成され、それぞれ同一の周波数で同時に第１の送信部及び第２の送信部から送信された第１の送信信号ｚ１と第２の送信信号ｚ２を受信して得られる受信信号を取得する取得部と、
   取得した前記受信信号に対して、前記所定の生成処理に応じた復調処理を施して受信データを得る復調部とを備え、
   前記所定の生成処理は、
   前記符号化ブロックから第１の変調信号ｓ１と第２の変調信号ｓ２とをスロット毎に生成する変調処理と、
   前記第１の変調信号ｓ１と前記第２の変調信号ｓ２とに対してスロット毎にプリコーディングを施すプリコーディング処理と、
   前記プリコーディング処理された信号のうち少なくともいずれか一方に対して、スロット毎に位相変更量を変更しながら位相変更を施す位相変更処理と、
   を含み、
   前記プリコーディング処理では、同じ符号化ブロックから生成された前記第１の変調信号ｓ１と前記第２の変調信号ｓ２とに対して、共通のプリコーディングを施し、
   前記位相変更処理では、Ｎ通りの位相変更量をスロット毎に規則的に切り替えて位相変更を施し、前記Ｎ通りの位相変更量は、互いの位相変更量の差分の最小値が２π／Ｎである、
   ことを特徴とする復調装置。

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